DE19882633B4

DE19882633B4 - Digitales Störungs-Unterdrückungssystem für hochfrequente Störsignal-Beseitigung

Info

Publication number: DE19882633B4
Application number: DE19882633T
Authority: DE
Inventors: Mario M. Casabona; Murray W. Rosen; Bernard W. Hurley
Original assignee: Electro Radiation Inc
Current assignee: Honeywell International Inc
Priority date: 1997-06-26
Filing date: 1998-06-23
Publication date: 2005-05-19
Anticipated expiration: 2018-06-24
Also published as: CA2288929C; DE19882633T1; WO1999000872A1; CA2288929A1; GB2341493B; GB9928391D0; IL133599A0; GB2341493A; IL133599A; AU8160398A; US5872540A

Abstract

Beschrieben wird ein digitales Signalverarbeitungssystem, das eine adaptive Auslöschungsanordnung erzeugt, die alle Arten von Stör- und/oder Jamming-Signalen ausblendet, die ein globaler Positionssystem- oder Breispektrum-Empfänger (7) von verschiedenen Antennen aufnimmt. In der vorliegenden Anordnung werden orthogonale Komponenten des zusammengesetzten Empfangssignals durch die Empfangsantennenanordnung (3) separiert und in dem digitalen Netzwerk (5) zwischen der Antenne (3) und dem Empfänger (7) in Phase und Amplitude so eingestellt, dass Komponenten optimal ausgelöscht werden. Die Anordnungen können synergistisch mit einer digitalen adaptiven Transversalfiltertechnologie kombiniert werden, die primär zur Unterstützung der Unterdrückungsfähigkeit durch Reduzierung der Schmalbandinterferenz in dem Band verwendet wird. Die orthogonalen Empfangssignalkomponenten aus der GPS-Satellitenkonstellation und von Interferenzquellen werden in der vorliegenden Anordnung so kombiniert, dass addaptiv eine Null geschaffen wird, die die Interferenzquellen ausschaltet, währen die GPS-Empfangssignale leicht modifiziert werden.

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein digitales Auslöschungs- und linterdrückungssystem, vorzugsweise für GPS-Satellitenempfänger (Global Positioning Satellite System, Globales Satellitenpositionsbestimmuncssystem), GLONASS-Satellitenempfänger (Global Navigation Satellite System, Globales Navigationssatellitensystem) und Funksysteme mit gespreiztem Spektrum, welche die Intraband-Interferenz oder Intrabandstörsignale unterdrücken und/oder Jamming-Störsignaleinflüsse in GPS und/oder GLONASS L1- und L2-Frequenzbändern unter Verwendung von Polarisationsverfahren beheben. Spezieller bezieht sich die vorliegende Erfindung auf den Empfang orthogonal polarisierter elektrischer Feldvektoren und auf Verfahren zum Wandeln der analog empfangenen Eingangssignale in digitale Mehrbit-Eingangssignale sowie auf Verfahren zum Dämpfen der Interferenz- bzw. Störsignale und/oder Jamming-Signale unter Verwendung digitaler adaptiver Polarisationstechniken zum Fehlanpassen des Antenneneingangs- oder -speisesignals, welches vom Empfänger empfangen wird. Die vorliegende Erfindung unterdrückt Interferenz und/oder Jamming-Störungen durch wesentliches Verringern des Störungs-zu-Rauschen- und/oder Jamming-zu-Signal-(J/S)-Verhältnisses, welches vom Empfänger gesehen wird.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Das globale Ortungs-Satellitensystem (GPS) [auch als NAVSTAR bezeichnet] ist ein Satelliten-Navigationssystem, welches digital codierte Daten überträgt, die verwendet werden, um bei einer Empfangsantenne zwei- und dreidimensionale Ortsbestimmungen zu ermitteln. Der Zweck besteht darin, dem Benutzer überall auf der Welt mit hoher Genauigkeit kostengünstig Ort, Geschwindigkeit und Weltzeit bereitzustellen. Aus diesem Grund ist die Steuerung bzw. Beherrschbarkeit des GPS-Betriebes in einer Störungsbehafteten oder Störsenderumgebung sowohl für militärische als auch für zivile Anwendungen wertvoll.

Der Schlüssel, um präzise Navigationseigenschaften zu erreichen liegt in der Verarbeitung eines sehr schwachen GPS-Spreitzpektrum-Signals, welches digital codierte und verschlüsselte Daten für grobe Erfassung (Coarse Acquisition, C/A) und präzise Erfassung (P(Y)) zu verarbeiten, typischerweise minus 120 dBm bis minus 136 dBm (isotrop). Das GPS-Signalspektrum verwendet zwei L-Bandfrequenzen, L1 bei 1575,42 MHz und L2 bei 1227,6 MHz, mit Bandbreiten von entweder 2,05 MHz für den C/A-Code oder 20,46 MHz für den P(Y)-Code und verwendet rechtsdrehende Zirkularpolarisation (RHCP) sowohl für L1 als auch für L2, um die Benutzerabhängigkeit von der Empfangsantennenausrichtung zu vereinfachen***. Die C/A- und P(Y)-Codes befinden sich in L1 und die P(Y)-Codes befinden sich in L2. Die theoretischen Verstärkungen beim Verarbeiten für den C/A- und P(Y)-Code betragen 43dB bzw. 53dB. Die kritischen GPS-Empfängerzustände beim Empfangen sind: C/A-Codeerfassung, direkte P-Codeerfassung, P-Codetracking, trägerunterstütztes P-Codetracking und direkte P-Codewiedergewinnung.

Die digitalen GPS-Daten können, auch wenn der HF-Trägerempfang durch Störsignale behindert ist, erfaßt und verarbeitet werden aber eine hohe Genauigkeit wird erzielt, wenn der Signalträger verfügbar ist. Dies ist generell möglich, weil das GPS-Konzept eine hohe inhärente Antijamfähigkeit aufweist (Antijam, AJ), der geringe Empfangssignalpegel macht das GPS jedoch gegenüber Störsignalen geringer Leistung und/oder beabsichtigten Störsendersignalen (Jamming) oder beabsichtigten Störungen anfällig. Für eine lokale Intraband-Quelle ist es verhältnismäßig einfach, das GPS-Signal zu unterdrücken und das erfolgreiche Verarbeiten der digitalen Daten zu verhindern. Als Folge weist das GPS-System verschiedene bekannte Anfälligkeiten und Empfindlichkeiten gegenüber Interferenz auf: Sowohl in militärischer als auch in ziviler Hinsicht ist es wichtig, eine geeignete Antijamfähigkeit oder Jam- bzw. Störsendersignal-Störfestigkeit für die GPS-Systeme bereitzustellen und die Verfügbarkeit dieser Eigenschaft in allen Umgebungen sicherzustellen. Dies wurde vom Militär erkannt und führte zur Entwicklung verschiedener räumlicher Nullsetzung- oder Beseitigungsantennen (Nulling Antennas) und digitaler Filterkonzepte.

Praktisch ist GLONASS dem GPS ähnlich. Anders als bei GPS, wo jeder Satellit ein einmaliges PRN (Pseudo-Zufallsrauschen)-Codepaar (C/A und P(Y)) auf der gleichen Frequenz in einem CDMA (Code Division Multiple Access, Codemultiplex-Vielfachzugriff) überträgt, überträgt jedes GLONASS das PRN-Codepaar bei unterschiedlicher Frequenz. Der Vorgang wird als Frequenzvielfachzugriff (Frequency Division Multiple Access, FDMA) dargestellt. Daher stimmt sich ein GLONASS-Empfänger auf einen bestimmten Satelliten ab und zeigt bei Verwendung von dessen Frequenz-basierten Möglichkeiten ein gewisses Maß an inhärenter Interferenzunterdrückung. Eine schmalbandige Interferenzquelle, welche ein FDMA-Signal unterbrechen kann, würde gleichzeitig alle CDMA-Signale unterbrechen. GLONASS beseitigt ferner die Notwendigkeit, Interferenzauswirkungen zwischen mehreren Signalcodes (Kreuzkorrelation) zu betrachten.

GLONASS überträgt Signale, welche zentriert in zwei diskreten L-Band-Trägerfrequenzen, L1 und L2, angeordnet sind. Jede Trägerfrequenz ist mit einer modulo-2-Addition mit einer Codefolge, entweder im Bereich von 511 kHz oder 5,11 MHz, und einem Datensignal mit 50 bps moduliert. L1 kann zwischen 1598,063 MHz und 1608,75 MHz variieren, wobei 20 Kanäle mit einem Abstand von 0,5625 MHz verwendet werden. L2 kann zwischen 1242,938 MHz und 1251,25 MHz variieren und verwendet 20 Kanäle mit einem Abstand von 0,4375 MHz. Der Frequenzplan sieht Satelliten an gegenüberliegenden Erdseiten (antipodisch) vor, die Rundsende- oder Broadcastfrequenzen teilen, welcher geringe Auswirkungen auf terrestrische Benutzer aufweisen. GLONASS und GPS verwenden beide C/A- und P(Y)-Pseudo-Zufallcodes, um den L1-Träger zu modulieren, und P(Y) nur, um den L2-Träger zu modulieren. Der C/A-Code mit 511 Bit wird mit 0,511 Mchips/s getaktet. Der P-Code enthält 33,554,432 Chips, welche mit einer Taktrate von 5,11 Megachips/s getaktet werden.

GPS und GLONASS zeigen verschiedene Anfälligkeitsgrade gegenüber Interferenz und störenden bzw. blockierenden oder jammenden Sender-Wellenverläufen, welche umfassen: breitbandiges Gaußsches Rauschen, Dauerstrich-Schwingung (CW), gewobbelte CW, getaktete CW, amplitudenmodulierte (AM) CW, Pseudo-Rauschen bei Phasenmodulation (PSK), schmalbandige und breitbandige frequenzmodulierte Signale etc. Die Anfälligkeit ist stark fallabhängig und abhängig von der Betriebsart des Empfängers. Breitbandiges Gaußsches Rauschen bildet den kritischsten Interferenztyp in der vorstehenden Gruppe, wegen der Schwierigkeit beim Filtern breitbandigen Rauschens ohne gleichzeitige GPS- oder GLONASS-Signal-Dämpfung und der damit verbundenen hohen Kosten und Auswirkungen auf die Leistungsfähigkeit, welche bei den Ortsfilter-, d.h. Nullsteuerungs-Lösungen bei einer sich bewegenden Basis auftreten.

Es wurde ein System zum Unterdrücken von Interferenz und/oder zum Entfernen von Störsignalen in den GPS L1- und L2-Frequenzbändern entwickelt, welches in der anhängigen US Patentanmeldung mit der Seriennummer 08/608, 493, eingereicht am 28. Februar 1996 mit dem Titel „Interference Cancellation System for Global Positioning Satellite Receivers", beschrieben ist und die Erfinder Casabona,*** Rosen und Silverman benennt und welche auf den gleichen Anmelder wie die vorliegende Erfindung übertragen wurde (nachfolgend die „Casabona I Anmeldung" genannt) und welches in der anhängigen US Patentanmeldung mit der Seriennummer 08/713,891, eingereicht am 17. September 1996 beschrieben ist, mit dem Titel „System for Preventing Global Positioning Satellite Signal Reception to Unauthorized Personnel", bei welcher die Erfinder Casabona und Rosen sind, und welche ebenfalls dem gleichen Anmelder wie die vorliegende Erfindung übertragen wurde (nachfolgend die „Casabona II Anmeldung" genannt). Ein solches System verwendet die Nullsetzung oder Unterdrückung der Polarisation, indem die elektrischen Feldvektoren beseitigt oder ausgelöscht werden, um die Intraband-Interferenzunterdrückung für GPS- und GLONRSS-Systeme zu beeinflussen. Die Beseitigung der Polarisation ist bekannt, um Interferenzsignale in Datenverbindungen und Nachrichtenkanälen zu beseitigen und für stabile radarelektronische Gegenmaßnahmen sowie für elektronische Gegen-Gegenmaßnahmen. Siehe die US-Patente mit den Nummern 3,883,872; 4,283,795; 4,937,582; 5,298,908 und 5,311,192. Die wesentliche Nutzung der Polarisation in GPS-Systemen, wie in den Casabona I- und Casabona II-Anmeldungen beschrieben, verwendet eine Zweifachpolarisationsantenne, ein Hardware-Polarimeter-Netzwerk und eine Steuerungsschleife, um das Antennen-Netz mit der Interferenz der zusammengesetzten Signale kreuzzupolarisieren. Die wesentliche Ausführung der Polarisationsbeseitigung oder -nullsetzung bei Kommunikationsanwendungen verwendet einen Trackingkanal, dies heißt einen Nachführkanal, um das Interferenzsignal in Phase und Amplitude zu tracken, dies heißt nachzuführen, und das Signal wieder einer Beseitigungs- oder Auslöschungsschaltung zuzuführen, um Störsignalkomponenten des zusammengesetzten Empfangssignals zu beseitigen. HF-Polarimeter wurden ferner bei Radarausrüstungen verwendet, um Antennenanpassung und optimierte Leistung zu erzeugen und für Zielmessungen. Reziproke HF-Polarimetereinrichtungen werden bei Radarjamming verwendet, um Kreuzpolarisations-Gegenmaßnahmen zu erzeugen. Polarisationsnullsetzung oder -auslöschung, wie diese in den Casabona I und II Anmeldungen für GPS-Interferenzunterdrückungsanwendungen verwendet wird, nutzt eine Hardware-Ausführung des Polarimeteraufbaus, welche aus einzelnen Phasenschiebern und hybriden Verbindungseinrichtungen zusammengesetzt ist, um breitbandige und schmalbandige Interferenz bzw. Störsignalüberlagerung zu unterdrücken.

Im Stand der Technik ist die digitale adaptive Transversalfilter-Nullsetzung für Spreiztspektrumempfänger als Lösungsansatz bekannt, um schmalbandige Interferenzen zu beseitigen. Siehe dazu das US Patent mit der Nr. 5,268,927.

Die allgemeine Ausführung digitalisiert analoge Eingangssignale, welche mehrfache gespreizte Spektralsignale, thermisches Rauschen und zusätzliche mehrfache Störer umfassen, wendet eine Filteranwort eines FIR-Filters (Finite Impulse Response, FIR) für die digitale Mehrbit-Darstellung des Eingangssignals an und verwendet eine Gruppe veränderlicher digitaler Gewichtungskoeffizienten, um digitale Ausgangssignale zu erzeugen, welche einen verringerten Anteil schmalbandiger Störsignale enthalten. Ein wesentliches Problem ist es, daß das adaptive Transversalfiltern beim Verarbeiten breitbandiger Interferenz oder Störungen ohne Unterbrechung des zugrundeliegenden GPS-Signals nicht sehr effektiv ist. Adaptives Transversaltfiltern ist bei Dauerstrich-(CW)-Interferenz und bei schmalbandigen Interferenzen sehr wirkungsvoll, wie etwa bei getakteter CW- und bei gewobbelter CW-Interferenz. Die Polarisationsbeseitigung ist im Vergleich dazu bei allen Formen der Störsignalüberlagerung wirkungsvoll, insbesondere bei breitbandiger Rauschinterferenz.

Daher ist es wünschenswert, ein digitales 5törsignalauslöschungs-Signalverarbeitungssystem für GPS-Systeme bereitzustellen, welches mit komplexen schmalbandigen und breitbandigen Interferenzumgebungen umgehen kann, welche verschiedene Arten von Interferenz- und/oder Störschwingungsformen umfassen, L1- und/oder L2-Band-Interferenzen, Mehrfachstörsignalquellen und verschiedene Interferenz-Polarisationen. Ferner ist erwünscht, daß das System zum Beseitigen der Störsignlale einen hohen Auslöschungsgrad für eine oder beide GPS-Betriebsfrequenzen bereitstellt und sich an Veränderungen der Ausrichtung der Empfangsantenne oder Empfangsantennen und/oder der Interferenzquelle anpaßt. Wünschenswert ist, daß der Vorgang zum Beseitigen der Polarisationsinterferenz Darstellungen des Empfangssignals digital codiert, das Phänomen der Polarisationssignalbeseitigung bei diesen Signalen ausführt, und den Informationsgehalt der GPS-Signale bewahrt.

Die am 26. Februar 1998 veröffentlichte Druckschrift WO 98/08319 A1 betrifft ein Unterdrückungssystem für Störsignale in Spreizsignalspektren eines bekannte Werte besitzenden, empfangenen Signals, bei welchem mittels einer Projektionseinrichtung nicht-orthogonale Projektionsoperatoren erzeugt werden, um ein erstes, einer ersten Quelle zuordenbares Signalsegment des empfangenen Signals von einem zweiten, einer anderen Quelle zuordenbaren Signalsegment des empfangenen Signals zu trennen.

Das erste Signalelement wird durch nicht-orthogonales Projizieren eines durch das Signal aufgespannten, und also durch die jeweilig beinhalteten nutzerspezifischen Codes definierten Signalraums auf einen ersten, durch das erste Signalsegment aufgespannten Raum und zwar entlang eines zweiten, durch das zweite Signalsegment aufgespannten Raum bestimmt.

Der Artikel IF-Based Polarimetric Receivers von Barker, N.S. u. Rebeiz, G.M., erschienen in IEEE Microwave and Guided Wave Letters, März 1997, Bd. 7, Nr. 3, S. 81-83 betrifft den Einsatz eines ZF (Zwischenfrequenz) Polarimeter-Empfängers zum Durchführen einer Mehrfachpolarisation an zwei polarisierten HF-Antennensignalen. Durch Mischen der polarisierten HF-Signalen mit der Frequenz eines Empfängeroszillators werden die Signale auf eine ZF umgesetzt, auf welcher basierend mittels einer gegenüber einer HF-Schaltung kostengünstigen siliziumbasierten IF-Schaltung verschiedene Polarisationszustände gleichzeitig gebildet werden. Gemäß Artikel ist eine auf der gleichen ZF basierte polarimetrische Verarbeitung bei unterschiedlichen HF-Voreinrichtungen einsetzbar, da die ZF unabhängig von der HF gewählt werden kann, auch wenn das empfangene Signal bei der ZF eine im Vergleich zu HF größere normierte Bandbreite besitzt.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft die breitbandigen Frequenzeigenschaften digitaler Polarimeterausführungen, welche bei hohen Abtastraten und unter starken breitbandigen und schmalbandigen Interferenz- oder Störsignalbedingungen betrieben werden, insbesondere bei Anwendungen mit gespreiztem Spektrum und insbesondere bei GPS- und GLONASS-Systemen. Die digitale Lösung schaffte es, durch Verwenden numerischer Halbleiter Verarbeitungstechnologie einige Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen, um eine ideale Polarimeterausführung herzustellen. Die digitale Ausführung des Polarimeters ist höchst erwünscht, um Größe, Leistung und Kosten zu verringern und um die Idealfrequenz und lineare Leistungsfähigkeit der Einrichtung zu erreichen. Wegen der gespreizten Spektrumverarbeitung bzw. Verarbeitung des gespreizten Spektrums sind hohe Abtastraten erforderlich, da die Signalbandbreite für GPS die höhere Chiprate erfordert, insbesondere die P(Y)-Code-Chiprate (z.B. 10,23 MHz) von GPS. (Die analoge Signalbandbreite für GLONASS erfordert das Verarbeiten des maximalen FDMA-Bandes von +/– 5,34 MHz und eine Chiprate von 5,11 Megachips pro Sekunde). Darüber hinaus führt der gewöhnliche Empfang des gewünschten Signals bei sehr schwachen Leistungspegeln zu starken Interferenz- oder Störsignalbedingungen. Die Erfindung erfüllt hohe Störsignal-zu-Rausch und hohe Störsignal-zu-Signal-Anforderungen.

Darüber hinaus stellt die Erfindung neue Lösungen für die nachfolgenden technischen Bereiche in Bezug auf digitale Polarimeterausführungen bereit:

a) Analog/Digital-Verbindungen, bei welchen die Erfindung eine ausreichende Leistungsregelung des Eingangssignals erzeugt, um sicherzustellen, daß die abgeleiteten Signale am Polarimetereingang keinen nichtlinearen Verzerrungen wegen Spannungsbegrenzung (Klippen oder Clipping) oder geringer Auflösung des Eingangssignals unterliegen.
b) Digitale Signalphasenauflösung, bei welcher die Erfindung die tatsächliche Auflösung der verschiedenen digitalen Signale im numerischen oder digitalen Polarimeter optimiert.
c) Einfügungsphase- und Einfügungsverlust-Frequenzgang und Kanalleistung des eingebauten Polarimeters, bei welchem die Erfindung die tatsächliche Polarisationsantwort der Einrichtung entlang des Basisbandes optimiert oder entzerrt und keine Phasen- und Verlustverzerrung wegen nicht idealer Bauteile erfährt, wie bei einer diskreten Ausführung.
d) Zyklische Phasenschieberüberlagerung der Polarimetermodulationen γ/ϕ, bei welchen die Erfindung ein binäres Winkel-Codeschema mit der damit verbundenen π und 2π-Perioden Schwellenabdeckung eines numerischen und keinem fest verdrahteten Phasenschieber verwendet.
e) Linearität des Phasenschiebers und AM/PM-(Amplitudenmodulation, welche aus der Phasenmodulation entsteht) Ausgabe der γ/ϕ-Modulationen des Polarimeters, bei welcher die Erfindung eine ideale numerische und keine fest verdrahtete Phasenschieberausführung für ideale Linearität und Monotonie ohne AM/PM-Abhängigkeiten verwendet.

Der vorstehende Gegenstand a) bezieht sich hauptsächlich auf die Anforderung, die höchste Verstärkung zu erreichen, welche für die Eingangssignale durchführbar ist, und auf die Steuerung der Mehrfachsignale. Der vorstehende Gegenstand b) bezieht sich auf die Anforderung, die Phasenauflösung der numerischen Modulation zu steuern, um die Geschwindigkeit der Nullstellenkonvergenz und den höchsten durchführbaren Nulldurchgang zu erhalten. Der vorstehende Gegenstand c) bezieht sich auf die Anforderung, den guten Phasengang und die Symmetrie des Polarimeters entlang des Bandes zu erhalten. Der vorstehende Gegenstand d) bezieht sich auf die Anforderung an die Routine, die Modulationen von γ/ϕ entlang der π/2π-Schwellen, welche Polarimeterausführungen gemeinsam aufweisen, nahtlos zu verarbeiten. Der vorstehende Gegenstand e) bezieht sich auf die Anforderung, lokale und globale Polarisationen (Minima und/oder Maxima), welche lineare Programmierungsverfahren verwenden (d.h. lineare Funktionen mit unabhängigen Variablen), in einer wirkungsvollen Weise einzuklammern und zu entwickeln

Daher ist eine wesentliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine digitale Ausführung eines Interferenz-Beseitigungssystem für GPS und GLONASS bereitzustellen, welche die Unterschiede der vorliegenden Polarisation der rechtsdrehend Zirkularpolarisierten Satellitensignale und die Polarisation der Interferenzquellen verwendet, Intraband-Interferenz unterdrückt und Störungssignale in den L1- und L2-Frequenzbändern unterdrückt.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, die Signale von einem Antennensystem zu wandeln, welches die orthogonalen Anteile oder Komponenten der Interferenzsignale oder des Interferenzsignals und der GPS-Signale in einem Basisband verarbeitet, die Mehrbit-Eingangssignale zu codieren und zu erzeugen, das Antennensystem adaptiv kreuzzupolarisieren und die Interferenzsignale zum GPS-Empfänger zu beseitigen.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, einen vereinfachten digitalen oder numerischen Polarimeteraufbau für gespreizte Spektrumempfänger mit Spektren in direkter Folge bereitzustellen.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein digitales oder numerisches Polarimeter bereitzustellen, welches bei Abtastraten ähnlich denen gespreizter Spektrum-Coderaten von GPS und GLONASS oberhalb von 10 MHz betrieben wird.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein digitales Polarimeter bereitzustellen, welches bei Stör-zu-Rauschverhältnissen betrieben wird, die 50dB überschreiten.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, Störsignale unter Verwendung von digitalen adaptiven Transversalfiltern in Reihenschaltung zu empfangen und das Störsignal so zu takten, um die kombinierten Störsignale und GPS-Signale numerisch zu verarbeiten und schmalbandiges Störsignal oder Störsignale in den Mehrbit-Ausgangsdaten oder -signal zum GPS-Empfänger zu beseitigen.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein numerisches Polarimeter bereitzustellen, welcher Vorkehrungen zum Einbau in ein digitales adaptives Transversalfilter und eine verbesserte Signalauflösung für erhöhte Störunterdrückung aufweist.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, die Störsignale zu ermitteln, die Beseitigung der digitalen adaptiven Kreuzpolarisation und das digitale adaptive Transversalfiltersystem zu steuern, ohne die Anforderung, die zugrundeliegenden gespreizten Spektrumsignale zu verarbeiten.

Eine weitere wesentliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine modulare Ausführung zu verwenden, welche auf Anforderungen gerichtet ist, um Interferenz ausschließlich in L1, ausschließlich in L2 und in L1 und in L2 unabhängig zu verarbeiten.

Eine weitere wesentliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, dem GPS-Empfänger eine montierte Einfügungsverlust/Verstärkung und Verarbeitungsverstärkung bereitzustellen, welche die Leistung des GPS-Empfängers verbessern.

Diese und weitere Aufgaben der Erfindung sind im digitalen Polarimeter mit einer Analog/Digital Schnittstelle zur Leistungsregelung des (abwärts) übertragenen orthogonalen analogen Basisbandsignals und zum Übertragen des Signals in digitale Mehrbit-Basisbandsignale veränderlicher Auflösung umfaßt. Die Basisbandsignale enthalten mehrfache gespreizte Spektrumsignale, thermisches Rauschen und Interferenz. Die Auflösung des digitalen Basisbandsignals erhöht sich, wenn sich die Störleistung erhöht.

Optional kann ein digitales nichtrekursives Filter verwendet werden, um die Leistung zu ergänzen, erstens um die Verarbeitungsbandbreite des Kanals zu bilden und zweitens um schmalbandige Interferenzen im Band gemäß bekannter adaptiver Filterverfahren zu unterdrücken. Die Erzeugung und Aktualisierung der Filterwerte und -koeffizienten ist im Stand der Technik bekannt. Siehe beispielsweise den Text: „Adaptive Signal Processing", Widrow and Stearns, Prentice-Hall, 1985. Siehe ferner das US Patent mit der Nummer 5,268,927. Die digitalen Basisbandsignale können entweder als Eingangssignale der numerischen Polarimeter-Signalverarbeitung (d.h. in den zwei orthogonalen Antennen-Eingangssignalen) gefiltert werden, oder nach der digitalen Polarimeterverarbeitung (d.h. in den Ausgangssignalen). Die Durchführung des Filtervorgangs hängt von der genauen Ausführung der Erfindung in Bezug auf den Dynamikbereich und der Signalauflösung ab. Der der Polarimeterfilterung nachfolgende Lösungsversuch kann leichter durchgeführt werden, um mehrfache schmalbandige Störquellen zu unterdrücken und die Ermittlung der restlichen Störumgebung zu offenbaren, welche aus breitbandigem Rauschen oder in der frequenzveränderlichen Störquellen zusammengesetzt sein kann. Der Vorgang der digitalen Polarimeterunterdrückung auf die restliche Umgebung kann die Leistungsfähigkeit der Filter verändern.

Die Unterdrückung der schmalbandigen Interferenz erhöht sich, wenn sich die Leistung der empfangenen Interferenz erhöht und wenn sich deren Polarisationskonzentration verringert.

Gemäß dieser und weiterer Aufgaben der vorliegenden Erfindung ist eine Schnittstelle zu einem orthogonal polarisierenden Empfangsantennensystem derart vorgesehen, wie in den Casabona I- und II Anmeldungen beschrieben, welche die empfangene L-Band-Umgebung in die offenbar orthogonalen Polarisationssignale zerlegen, welche das GPS- oder GLONASS-Signal und die Intraband-Störquellen darstellen. Die orthogonalen Komponenten der empfangenen Umgebung werden gefiltert, verstärkt und vom Antennensystem zum Beseitigungssystem in jedem GPS-Band übertragen, welches einzelne Übertragungsleitungen oder -medien verwendet. Die Eingangssignale werden in ein Basisband übertragen und analog/digital in Mehrbit-Eingangssignale gewandelt. Die digitalen Signale in jedem Band des GPS-Kanals werden ermittelt und verarbeitet, um Störzustände zu erkennen und die Variablen im Verarbeitungsalgorithmus zu steuern, welcher auf die differenzierten Antennensignale in jedem interessierenden Band angewendet wird, welche die tatsächliche Polarisation (und Bandbreite) des kombinierten Antennensystems steuern. Die effektive Polarisationsfähigkeit des Antennensystems und des numerischen Verarbeitungsnetzes werden so gesteuert, um die Antenne zur Störquelle kreuzzupolarisieren oder zu mischen und dadurch das Störsignal im Ausgangssignal, welches die GPS-Signale enthält, zu beseitigen oder zu unterdrücken. Bei einem Aufbau, bei welchem L1- und L2-Bänder einzeln verarbeitet werden, wie in den Casabona I und II Anmeldungen beschrieben, werden diese nach unabhängigem Beseitigen wieder kombiniert und dem GPS-Empfänger bereitgestellt. Die Ermittlung, Steuerung und digitale/numerische Modulation werden optimiert, um die Kreuzpolarisationfähigkeit des adaptiven Netzes zu Null zu erkennen, zu erreichen und zu modulieren. Bei einem Zustand ohne Interferenz werden die adaptiven Schleifen für eine bevorzugte Polarisationsfähigkeit für einen optimalen Empfang des GPS-Signales ausgebildet.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

1 zeigt ein Blockdiagramm auf der obersten Stufe, welches das digitale adaptive Kreuzpolarisations-Interferenz-Beseitigungssystem für einen gespreizten Spektrumempfänger, wie etwa GPS, gemäß einer bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsform zeigt;

2 zeigt ein Blockdiagramm, welches die Architektur der digitalen Interferenz-Unterdrückungseinheit (digital interference suppression unit, DISU) der Erfindung in 1 zeigt;

3 zeigt ein Blockdiagramm der Hardwareausführung einer idealen Polarimeterausführung der in den Casabona I und II Anmeldungen beschriebenen Art;

4 zeigt ein Blockdiagramm des Wandlers für die Erfindung in 2;

5 zeigt ein Blockdiagramm der automatischen Verstärkungssteuerung (AGC) für die Erfindung in 2;

6 zeigt ein Blockdiagramm des Analog/Digital-Wandlers (ADC) für die Erfindung in 2;

7 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des digitalen Polarimeters, welcher numerische Signalverarbeitungsverfahren für die Erfindung in 2 verwendet;

8 zeigt ein Blockdiagramm für den Beseitigungsempfänger und den Phasenkoeffizientengenerator für die Erfindung in 2;

9 zeigt ein Blockdiagramm der analogen Schnittstelle am Ausgang zu einem GPS-Empfänger für die Erfindung in 2;

10 zeigt ein Blockdiagramm einer parallelen Verarbeitungsausführung des numerischen Abschnittes der Hochgeschwindigkeits-Pipeline der Erfindung in 7;

11 zeigt ein Blockdiagramm einer alternativen Mulitplex-Verarbeitungsausführungsform des numerischen Abschnitts der Hochgeschwindigkeits-Pipeline der Erfindung in 7 für die Ausführung mit Delta-Port (und Sigma-Port);

12 zeigt den Steuerungsalgorithmus auf der höchsten Ebene für analoge und digitale Abschnitte der Erfindung in 2;

13 zeigt den Suchalgorithmus auf höchster Ebene zum Ermitteln der Störmaxima und -minima für den Steuerungsalgorithmus in 12;

14 zeigt den Erfassungssalgorithmus auf höchster Stufe zum Erfassen der Störminima, welche für den Steuerungsalgorithmus in 12 ermittelt werden;

15 zeigt den Trackalgorithmus auf höchster Ebene für gewöhnliches Tracken der Störminima oberhalb des Systemstörpegels für den Steuerungsalgorithmus in 12;

16 zeigt den Rausch-Trackalgorithmus auf höchster Ebene, zum Tracken des Störpegels des Störminimabereichs bei Empfindlichkeitsgrenzen für den Steuerungsalgorithmus in 12;

17 zeigt den Wiedergewinnungsalgorithmus auf höchster Ebene zum Wiedergewinnen der Störminima, welche der gewöhnliche Trackvorgang für den Steuerungsalgorithmus in 12 nicht erfaßt.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Bei der nachfolgenden Beschreibung wird zur Erleichterung des Verständnis auch der amerikanische Fachbegriff der Interferenz für den Begriff des Störungs- oder Störsignals verwendet. Ferner umfassen Störsignale auch die Störersignale, welche im amerikanischen Sprachgebrauch als Jamming- oder Jammer-Signale bezeichnet werden.
In 1 ist ein Blockdiagramm auf höchster Ebene dargestellt, welches das digitale adaptive Interferenz-Unterdrückungssystem mit Kreuzpolarisation für ein gespreiztes Spektrum und GPS-Signale zeigt. Das Diagramm zeigt einen Kanal oder ein Band der Erfindung, wie etwa L1- oder L2-Band, welches das Beseitigungskonzept darstellt und das empfangene Signal 1 zeigt, welches aus den GPS-Signalen und den Interferenz- und/oder Störsignalen zusammengesetzt ist. Die empfangenen Signale 1, welche aus den kombinierten GPS-Signalen und den Störsignalen bestehen, werden vom Antennensystem 3 in orthogonale Komponenten in einer Weise gewandelt, welche beispielsweise in den Casabona I und II Anmeldungen beschrieben sind, welche hierbei als Referenz umfaßt sind, und dann der digitalen Interferenz-Unterdrückungseinheit 5 zugeführt. Der Delta-Ausgangsport der Einheit 5 speist das Signal in den GPS-Empfänger 7. Dieser Ausgang kann als digitale Mehrbit-Schnittstelle oder als analoge Schnittstelle vorgesehen sein, wie nachfolgend beschrieben. Die Erfindung ermittelt die Interferenz und kreuzpolarisiert die Eingangssignale, um die Interferenz zum GPS-Empfängers zu beseitigen. Das Antennensystem 3 weist einen zweifach polarisierten Antennenaufbau auf, bevorzugt mit kreuzpolarisierter Antennenspeisung. Eine Art des Antennensystems 3 ist der korrigierende Zweifachantennenaufbau, wie in den 5 bis 7 der Casabona I Anmeldung dargestellt und beschrieben, welche als Referenz umfaßt ist.
2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines orthogonalen Zweifachantennenaufbaus eines Einzelkanals (wie etwa L1 und L2 Kanal), um Interferenz numerisch zu beseitigen. In der Figur ist die digitale Interferenz-Unterdrückungsarchitektur 5 dargestellt, welche aus einem numerischen oder digitalen Polarimeter 15 (manchmal als Gamma/Phi-Modulator bezeichnet) und einem Hilfs- oder optional adaptiven Transversalfilter 17 (punktiert dargestellt) zusammengesetzt ist. Der Betrieb des numerischen Polarimeters emuliert die Funktion des analogen Polarimeters, welches in den Casabona I und II Anmeldungen beschrieben ist. Die analoge Eingangsschaltung der Erfindung ist aus einem Wandler 9 und einer automatischen Verstärkungssteuerung 11 (automatic gain control, AGC) zusammengesetzt. Die analogen orthogonalen Eingangsdoppelsignale [1] werden unter Verwendung von Quadratur-ZF-Mischern (QIFM's) in ein Basisband [2] übertragen, wie nachfolgend beschrieben, damit die AGC 11 weiterhin in abgestimmter (gekoppelter) Weise verarbeiten und die Signalverstärkung steuern kann, um Leistungsabweichungen in den analogen Eingangssignalen auszugleichen und um leistungsgeregelte maximale analoge Signale zu erzeugen, welche bezogen auf die Empfangssignale linear sind. Die In-Phasesignale I und die Quadratur-Phasesignale Q für die analogen Zweifacheingangssignale werden den Analog/Digital-Wandlern 13 als Ausgangssignale [3 & 4] eingespeist, um die leistungsgeregelten analogen Signale in digitale Mehrbit-Eingangssignale [5 & 6] zu wandeln. Diese digitalen, d.h. numerischen Signale, werden in eine digitale Polarimeteranordnung 15 eingespeist, welche auf digitale Eingangssignale anspricht, die eine Gruppe von Phasenmodulationskoeffizienten verwenden, um digitale Ausgangssignale numerisch zu erzeugen, welche den Ausgangssignalen des Delta-(und Sigma)-Ports entsprechen, wie in Casabona I und II beschrieben. Die numerischen Zwischensignale [7] können optional dem digitalen nichtrekursiven (FIR) Hilfsfilter und Koeffizienten/Wichtungsgenerator 17 bereitgestellt werden, als Reaktion auf die Signale, welche eine Gruppe variabler digitaler Koeffizienten verwenden, um ein digitales Ausgangssignal [8] numerisch zu erzeugen, welches einen verringerten Betrag schmalbandiger Interferenz enthält. Die numerischen Signale werden in einen Ermittlungs-Beseitigungsempfänger und Phasenmodulations-Koeffizentengenerator 21 eingespeist als Reaktion auf die digitalen Eingangssignale [5 & 6] und digitalen Ausgangssignale [7 & 8], um die Phasenmodulationskoeffizienten des Polarimeters [9] zu programmieren und zu aktualisieren und um die Eingangssignale zu kombinieren, um die Störsignale zu beseitigen und am Ausgang [8] ein Signal mit unterdrückten Störpegeln zu erzeugen. Das Ausgangssignal wird dem gespreiztem Spektrum oder GPS-Empfänger in numerischer Form [8] zur Navigationsverarbeitung eingespeist, oder die numerischen Ausgangssignale werden von einer analogen Signalschnittstelle 19 [0] zum gespreizten Spektrum oder GPS-Empfänger 7 übertragen.
Um den Betrieb der vorliegenden Erfindung zu erklären, ein Signal numerisch zu beseitigen, sei angenommen, daß alle Empfangssignale, GPS-Signale und Störsignale aus orthogonal polarisierten Schwingungen zusammengesetzt sind. Das Hauptmerkmal des vorgeschlagenen Interferenz-Unterdrückungssystems ist das numerische Polarimeter 15, welches den Lösungsvorschlag einer Signalraumverarbeitung verwendet. Es wird nun Bezug auf 3 genommen. Diese zeigt ein Blockdiagramm einer bevorzugten festverdrahteten Ausführungsform einer allgemeinen Polarimeteranordnung 150 für einen orthogonalen Zweifachantennenaufbau, welcher zum Beseitigen von Interferenz verwendet wird, wie in den Casabona I und II Anmeldungen beschrieben. Die Polarimeterarchitektur 150 (manchmal als Gamma/Phi-Modulator bezeichnet) empfängt orthogonale Eingangssignale (A & B) ungleicher Phase und Amplitude, deren Phasen zuerst vom Phasenschieber 151 angepaßt werden, um diese relativ um 90° in der Phase zu verschieben. Dann werden die Signale in die erste Gabelverbindung 153 eingespeist. Die Ausgangssignale der ersten Gabelschaltung 153 sind in der Amplitude theoretisch gleich. Die Ausgangssignale der ersten Gabelschaltung [D & E] werden dann in relativer Phase [D & F] über den Phasenschieber 155 angepaßt und in der zweiten Gabelschaltung 157 zusammengestellt, um an einem Ausgangsport [H], der als Delta- oder Differenzport bezeichnet ist, ein Minimum bei Null zu erzeugen, welche wirksam die Nullstelle des Störsignales darstellt. Das zweite Ausgangssignal der Gabelschaltung [G] erzeugt übereinstimmend ein maximales Ausgangssignal, als Sigma- oder Addierport bezeichnet. Eine einfache ideale Phasenschieberanordnung ist in jedem Zweig des Gamma, Γ, Phi, ϕ-Modulationsvorganges dargestellt, um einen idealen Betrieb über der Frequenz und Leistung bereitzustellen. Die Delta-Ausgangssignale der zweiten Gabelverbindung werden beim Interferenz-Unterdrückungsvorgang ermittelt und verwendet, um Steuerungssignale für Gamma-Phi-Modulationen adaptiv zu erzeugen. Das Erzeugen der Steuerungssignale ist in den Casabona I und II Anmeldungen beschrieben. Die Steuerungen verwalten das System, um Störsignale am Delta-Port [H] zu beseitigen, gleichen Herstellungsschwankungen, offensichtliche Störsignaländerungen und Bauteilunsymmetrien aus. Das Null-Ausgangssignal der zweiten Gabelschaltung [H] wird ferner dem gespreiztem Spektrum oder GPS-Empfänger als Eingangssignal mit unterdrücktem Störsignal bereitgestellt. Festverdrahtete Ausführungsformen eines Polarimeters jedoch verwenden reale Bauteile und sind für nichtideale Frequenz- und Linearitätsauswirkungen leistungsempfindlich. Eine numerische Darstellung des Polarimeters, welches digitale Eingangssignale verwendet, kann die Beseitigungsfunktion der Einrichtung bei Idealbetrieb wiederherstellen.
Die mathematische Beziehung des Polarimeters ist nachfolgend in Bezug auf verschiedene Zeichnungen beschrieben. Die Eingangs-GPS-Signale und Interferenz/Störungssignale werden vom Antennensystem 3 empfangen und vom zweifach polarisierten Antennensystem in zwei orthogonale Polarisationskomponenten aufgeteilt, s_x(t) und s_y(t), wie aus den Casabona I und II Anmeldungen bekannt.
Obwohl gewöhnlich entweder vertikal/horizontal lineare Polarisationspaare oder rechtsdrehende/linksdrehende Zirkularpolarisationspaare gewählt werden, ist die Anforderung einfach, daß die zwei Elemente gegenseitig orthogonal polarisiert sind, d.h. zwei beliebige Punkte oder Polarisationen auf der Poincare-Kugel, welche am gegenüberliegenden Umfang liegen, sind ausreichend.
Gegeben ist ein reales Signal s_x(t) mit einer Frequenz, welche sich in einem schmalbandigen Bereich um eine Frequenz f₀ sammelt. Dann können wir schreiben sx(t) + jSx'(t) = sx1(t)exp(jω0t) (1)wobei sx1(t) = x1(t) + jx2(t) (2)die komplexe Hüllkurve darstellt, s_x(t) + js_x'(t) ist das analytische Signal und s_x'(t) ist die Hilberttransformierte von s_x(t). Man beachte, daß die komplexe Hüllkurve als äquivalentes Tiefpass-Signal betrachtet werden kann. Wenn die Gleichung (2) in die Gleichung (1) eingesetzt wird und Real- und Imaginärteil gleichgesetzt werden, erhalten wir sx(t) = x1(t)cos(ω0t) – x2(t)sin(ω0t)und sx'(t) = x1(t)sin(ω0t) + x2(t)cos(ω0t)
Dies wird als Rice-Darstellung bezeichnet. In ähnlicher Weise stellt das Bandpass-Signal am Antennenanschluß des Y-Kanals die folgenden Real- und Imaginärteile dar. sy(t) = y1(t)cos(ω0t) – y2(t)sin(ω0t)und sy'(t) = y1(t)sin(ω0t) + y2(t)cos(ω0t)
Wie beschrieben, können wir die Funktionen cos(ω₀t) und sin(ω₀t) als „Grundlage" für eine Signalraumdarstellung deuten. Die Funktionen sind orthogonal und umspannen den Raum. Die x-Kanal-Quadraturkomponenten [A], x₁(t) und x₂(t), gemeinsam mit deren y-Kanal-Gegenteilen [B], y₁(t) und y₂(t), sind in 4 (oder Punkt [2] von 2) nach der Quadratur-Demodulation durch den Wandler 9 (an den QIFM-Ausgängen) dargestellt. Obwohl aus 4 die Übertragung in das Basisband folgt, ist dies tatsächlich eine mathematische Vereinfachung. Durch Verringern des Bandpass-Signals in äquivalente Tiefpass-Signale tritt kein Verlust der Allgemeingültigkeit auf. Folglich kann das tatsächliche Abwärtsübertragungsschema eine Zwischenfrequenz ungleich Null aufweisen und die nachfolgend hergeleiteten Ergebnisse bleiben erhalten.
Nach Abwärtsübertragung werden die Quadraturkomponenten gefiltert und abgetastet (über die AGC 11 und den ADC 13). Die zeitdiskreten quantisierten Ausgangssignale der 6 (Punkte [5] und [6] nach 2) werden vom digitalen Polarimeteralgorithmus verarbeitet, geschrieben als Spaltenvektoren
um vom numerischen Polarimeter 1 verarbeitet zu werden. Das heißt, das digital gewandelte Ausgangssignal des ADC-Wandlers 13 der 6 kann von den vorstehenden Spaltenvektoren dargestellt werden, um vom digitalen Polarimeteralgorithmus, welcher nachfolgend beschrieben ist, verarbeitet zu werden. Um den Algorithmus zu beschreiben, beziehen wir uns auf die diskrete Ausführung der allgemeinen Polarimetereinrichtung nach 3. Die Systembausteine für die zeitdiskrete Ausführung sind die orthogonale Transformationsmatrix Q und der Addierer.
Die orthogonale Transformationsmatrix für den Φ-Phasenschieber 151 kann wie folgt geschrieben werden:
wobei ϕ und γ die gewünschten Phasenschieberwerte für numerische Modulatorsteuerung sind. Um die zeitdiskrete Ausführung der 3 dB Quadratur-Gabelschaltung 153, 157 zu vervollständigen, wird eine Phasenverschiebung um 90° entwickelt, oder in Form einer orthogonalen Transformationsmatrix dargestellt:
Wenn die Datenvektoren durch das in 3 dargestellte Netz gesendet werden und geeignete Operatoren angewendet werden, erhalten wir die nachfolgenden Signale Punkt [C] Φy Punkt [D] x + QΦy Punkt [E] Qx + Φy Punkt [F] ΓQx + ΓΦy Punkt [G] Σ = x + QΦy + QΓQx + QΓΦy Punkt [H] Δ = ΓQx + ΓΦy + Qx + QQΦyda QQ = –Ifolgt QQΦ = –Φ, und QQΓ = –Γwird Σ zu Σ = (I – Γ)x + (QΦΓ + QΦ)yund Δ wird zu Δ = (ΓQ + Q)x + (ΓΦ – Φ)y
Man beachte, daß der Faktor ½ weggelassen ist. Die Ausgabe der komplexen Multiplikationen wird intern um ein Bit nach links verschoben. Aus diesem Grund haben sowohl das reale als auch das imaginäre Ausgangssignal die gleiche Amplitude wie das Eingangssignal.
Zuletzt erhalten wir durch Übermitteln der Datenvektoren über das vorstehende Netz und Anwenden der geeigneten Operatoren den digitalen Polarimeteralgorithmus in Matrixform. Δ = (ΓQ + Q)x + (ΓΦ – Φ)y (3)und Σ = (I – Γ)x + (QΓΦ + QΦ)y (4)
Weiteres Vereinfachen und Umformen der Δ-Verarbeitung in (3) führt zu Δ = (Γ + I)Qx + (Γ – 1)Φywobei definiert wird A = (Γ + I)Q B = (Γ – I)Φund Δ = Ax + By
Weiteres Vereinfachen und Umformen der Σ-Verarbeitung (4) führt zu Σ = (I – Γ)x + (Γ + 1)QΦywobei definiert wird C = (I – Γ) D = (Γ + 1)QΦ = AΦund Σ = Cx + Dy
Um den Δ-Algorithmus numerisch verarbeiten zu können, können die Matrixoperatoren (A und B) offline errechnet werden. Da die A und B Matrizen 2·2-Matrizen sind und die x- und y-Vektoren jeweils 1·2-Matrizen, erfordert der Algorithmus 8 Multiplikationen und 6 Additionen je getaktetem Datenpunkt. (Nur die numerische Verarbeitung des Δ-Ports ist für den Betrieb der numerischen Polarimeter-Störunterdrückung notwendig). Die Berechnung der Δ-Matrix ist wie nachfolgend ausgeführt:
wobei A und B Matrixkoeffizienten sind wie folgt a11 = –sin γ a12 = –cos γ – 1 a21 = cos γ + 1 a22 = –sin γ b11 = cos γ cos ϕ – sin γ sin ϕ – cos ϕ b12 = –cos γ sin – sin γ cos ϕ + sin ϕ b21 = sin γ cos ϕ + cos γ sin ϕ – sin ϕ b22 = –sin γ sin ϕ + cos γ cos ϕ – cos ϕ
Das zeitdiskrete Ausgangssignal des Δ-Ports wird zum nächsten Verarbeitungsblock übertragen, welcher aus einer GPS-Navigationsverarbeitung oder einem adaptiven Transversalfilter bestehen kann.
Um den Σ-Algorithmus beim numerischen Verarbeiten anzuwenden, können die Matrixoperatoren (C und D) ferner wie vorstehend offline berechnet werden. Die C- und D-Matrizen sind 2·2-Matrizen und die x- und y-Vektoren sind jeweils 1·2-Vektoren. Der Algorithmus erfordert ferner 8 Multiplikationen und 6 Additionen je getaktetem Datenpunkt. Die Σ-Matrix ist wie nachfolgend ausgeführt
wobei die C und D Matrix-Koeffizienten wie folgt sind c11 = –cos γ + 1 c12 = sin γ c21 = sin γ c22 = –cos γ + 1 d11 = –cos γ sin ϕ – sin γ cos ϕ – sin ϕ d12 = –cos γ cos ϕ + sin γ sin ϕ – cos ϕ d21 = –sin γ sin ϕ + cos γ cos ϕ + cos ϕ d22 = –sin γ cos ϕ – cos γ sin ϕ – sin ϕ
Nun nehmen wir Bezug auf die bevorzugte erfindungsgemäße Ausführungsform, wie in 2 dargestellt, wobei die digitale Interferenz-Unterdrückungseinheit 5 drei digitale Abschnitte umfaßt, erstens ein numerisches oder digitales Polarimeter 15, zweitens ein adaptives Hilfs-Transversalfilter 17 (gepunktet dargestellt), drittens einen Beseitigungsempfänger und digitalen Phasenkoeffizientengenerator 21, eine analoge Schnittstelle, welche in einem Wandlungsabschnitt 9 enthalten ist, einen automatischen Verstärkungs-Steuerungsabschnitt 11 (AGC), einen Analog/Digital-Wandlerabschnitt 13 (ADC) und einen analogen Ausgangs-Schnittstellenabschnitt 19. Das numerische Polarimeter 15 wird von den digitalen Basisbandsignalen x und y [5 & 6] gespeist. Der Delta-Ausgangssignal [7] des digitalen Polarimeters 15 kann folglich in ein adaptives Hilfs-Transversalfilter 17 eingespeist werden. Das digitale Polarimeter 15 empfängt eine Gruppe von Phasenkoeffizienten A und B [9], welche für γ und ϕ errechnet sind. Die Leistungsfähigkeit des digitalen Polarimeters 15 und des adaptiven Transversalfilters 17 hängen von der numerischen Auflösung der digitalen Eingangssignale ab. Die analoge Eingangsschnittstelle empfängt ungeregelte Quadratursignale [2] vom Abwärtsübertrager 9 für die x- und y-Kanäle [1] und speist digital geregelte Signale [5 & 6] veränderlicher Auflösung in das digitale Polarimeter 15. Die analoge Schnittstelle, das digitale Polarimeter, das digitale Filter und der Phasenkoeffizientengenerator werden mit einer gewöhnlichen Taktrate betrieben. Bei der hohen Taktrate für GPS P(Y)-Codeanwendungen können das digitale Polarimeter und das Filter mit diskreten integrierten Schaltungen ausgeführt sein. Bei der geringeren Taktrate für GPS C/A-Codeanwendungen ist der Aufbau unter Verwendung digitaler Signalprozessorschaltungen (DSP) ausführbar. Das Delta-Quadraturausgangssignal des digitalen Polarimeters [7] oder das Quadraturausgangssignal des adaptiven Transversalfilters [8] wird entweder einem numerischen Ausgang zum numerischen Navigationsverarbeiten bereitgestellt oder einem Navigationsempfänger als analoges Ausgangssignal [0] von der analogen Ausgangsschnittstelle 19 eingespeist.
Nun wird Bezug genommen auf 4, welche Einzelheiten des Wandlers 9 zeigt, der in der digitalen Interferenz-Unterdrückungseinheit verwendet ist. Der Wandler 9 stellt den ersten Abschnitt der analogen Schnittstelle für die Erfindung dar. Der Wandler umfaßt eine Frequenz eines lokalen Sinus/Cosinus-Oszillators (LO), welcher aus einem festen LO 90, aus einem Frequenzsynthesizer oder einem numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) entwickelt wird. Das lokale Oszillatorsignal wird in Verbindung mit zwei ZF-Quadraturmischern (QIFM) 91, 93 verwendet, um die analogen orthogonalen L1- oder L2-Eingangssignale Sx(t), Sy(t), den x-Kanal und den y-Kanal vom Antennensystem 3 in ein Basisband oder nahe eines Basisbandes abwärts zu übertragen, welche durch einige feststehende Verstärkungen in vorigen Abschnitten vorverstärkt sind. (Der hierbei verwendete Begriff Basisband bedeutet Basisband oder in der Nähe des Basisbandes). Das interessierende Signal befindet sich nun im Basisband, so daß Tiefpaßfilterung verwendet werden kann, um unerwünschte Signale zu entfernen. Da das interessierende Signalspektrum ausreichend schmal ist, kann die Taktrate des Signals angepaßt werden, um die Durchflußanforderungen der nachgeschalteten Verarbeitung zu erfüllen. Der Übertragungsvorgang erzeugt für jeden der zwei Kanäle x₁(t) und x₂(t) sowie für y₁(t) und y₂(t) ein Paar Quadraturkomponenten I/Q. Die Quadratursignale x₁(t), x₂(t), y₁(t) und y₂(t) werden in den automatischen Verstärkungs-Steuerungsabschnitt 11 der analogen Schnittstelle gespeist. Der LO 90 stellt eine Taktrate des lokalen Oszillatorsignals der Aufwärtsübertragungsfunktion zur Verfügung, wenn die Einheit ausgebildet ist, um einem Empfänger eine analoge Ausgangsschnittstelle bereitzustellen. Das LO 90 stellt dem Eingang des Analog/Digital-Wandlerabschnitts der analogen Schnittstelle die Taktsignale für Hochgeschwindigkeitskodierung zur Verfügung. Alternative Ausführungsformen können direkte Signalschwächung verwenden.
Es wird nun Bezug auf 5 genommen, welche die Einzelheiten des automatischen Verstärkungs-Steuerungsabschnitts 11 der erfindungsgemäßen analogen Schnittstelle zeigt. Die AGC Schaltung 11 stellt dem Analog/Digital-Wandler 13 leistungsgeregelte analoge Quadratursignale x₁'(t), x₂'(t), y₁'(t) und y₂'(t) bereit, so daß die maximalen Signale die Amplitudengrenze des ADC 13 nicht überschreiten, wenn die Interferenz deren höchsten Pegel aufweist, so daß die Signale mit geeigneter Auflösung für digitalen Polarimeterbetrieb digitalisiert werden können.
Bezug genommen wird auf 6, welche die Einzelheiten der Analog/Digital-Wandlerschaltung 13 zeigt, welche die Signale x₁'(t), x₂'(t), y₁'(t) und y₂'(t) mit einer ausgewählten Taktrate abtastet, welche typischerweise gleich oder höher als die zugrundeliegende gespreizte Spektrumchiprate ist, und stellt dem numerischen Parameter 15 digitale Signale x₁[n], x₂[n], y₁[n] und y₂[n] bereit. Die analoge Schnittstelle muß die Eingangssignale über den gesamten ZF-Ausgangsleistungsbereich mit minimaler nichtlinearer Verzerrung vorverstärken. Daher erfordern starke Störsignale weniger Verstärkung und schwächere Störsignale mehr Verstärkung. Teilweise geregelte Ausgangssignale können bereitgestellt werden, wenn die Interferenzstärke und die maximale Verstärkung zum maximalen Bereich des ADC minus einem im Stand der Technik bekannten Unteraussteuerungsfaktor korrespondiert. Die Teilregelung ist für den digitalen Polarimeter geeignet, weil die Anforderungen an die Eingangssignalauflösung sich verringern, wenn sich das Interferenz-zu-Rauschen- oder Störungs-zu-Signal-Verhältnis verringert. Jeder Bitverlust bei der Auflösung des ADC entspricht einem Leistungsverlust von 6 dB, und die Steuerung kann lediglich über ein Segment des Leistungsbereiches ausgeführt werden. Die Verstärkungssteuerung des Quadratur-Eingangssignals für den x-Kanal und den y-Kanal ist gekoppelt oder so koordiniert, daß die größten Signale in I oder Q den AGC-Pegel für den jeweiligen Kanal bestimmen. Der x-Kanal und y-Kanal sind nicht miteinander verkoppelt.
Für den GPS Betrieb erscheint eine Systemauflösung von 8 Bit für eine Störunterdrückung von 20 dB, von 10 Bit für eine Unterdrückung von 32 dB, von 12 Bit für eine Unterdrückung von 44 dB, von 14 Bit für eine Unterdrückung von 56 dB und von 16 Bit für eine Unterdrückung von 68 dB angemessen.
Eine Ausführungsform des digitalen Polarimeters 15 ist in 7 dargestellt. Die digitalen Basisband-Eingangssignale x und y vom ADC 13 werden dem Polarimeter 15 mit der Codierertaktrate eingespeist. Zum Zweck des Beseitigens eines Störsignals sind nur der Delta-Modulationskanal und der Ausgang notwendig. Der Sigma-Modulationskanal und der Ausgang sind aus Gründen der Vollständigkeit der Polarimeterausführung dargestellt und werden in abzulehnenden Anwendungen verwendet. Für die dargestellte Delta-Ausführung werden die Phasenkoeffizienten A und B vom offline Delta-Koeffizientengenerator 210 innerhalb des Beseitigungsempfängers und des Koeffizientengenerators 21 gesetzt und vom Steuerungsalgorithmus für Nullstellenkonvergenz ausgewählt. Für jeden Eingangstakt multipliziert das digitale Polarimeter die x-Eingangstakte mit der A-Matrix und die y-Eingangstakte mit der B-Matrix. Diese werden im Addierer 160 digital kombiniert, um das Ergebnis des Delta-Ausganges im Quadraturformat zu bilden. Die Hochgeschwindigkeits-Deltaverarbeitung besteht aus 8 Multiplikationen und 6 Additionen je getaktetem Datenpunkt, wie vorstehend bemerkt, und ist als Hochgeschwindigkeits-Pipelineverarbeitung dargestellt, die wirkungsvoll bei der Codierungsrate betrieben wird. Das Delta-Ausgangssignal kann in ein in Reihe geschaltetes nichtrekursives Hilfsfilter 17 oder unmittelbar in eine numerische Ausgangsschnittstelle in den GPS-Empfänger 7 oder unmittelbar in eine analoge Ausgangsschnittstelle 19 eingespeist werden.
Der Delta-Phasenkoeffizientengenerator 10 ist in 7 im offline Betrieb dargestellt. Dies bedeutet, daß die A- und B-Matrixkoeffizienten als Teil der Steuerungsfunktion im Beseitigungsempfänger und Koeffizientengenerator 21 erzeugt werden und nicht notwendigerweise in der Hochgeschwindigkeits-Pipeline, d.h. dem Polarimeter 15. Alternative Ausführungsformen, welche Firmware, Hardware- oder Software-Einrichtungen verwenden, können die A- und B-Koeffizienten aus numerischen γ/ϕ-Eingangssignalen gewinnen. Der Betrieb des Koeffizientengenerators zur Interferenzbeseitigung ist eng mit dem Nullkonvergenzalgorithmus verbunden. Der Konvergenzalgorithmus, wie nachfolgend beschrieben, führt die Interferenzermittlung durch und wird verwendet, um die Polarisations-Nullstellen bei den Empfangs- und Ermittlungsbemühungen zu suchen, zu erreichen und zu tracken.
Der Nullstellen-Steuerungsvorgang wird durch γ- und ϕ-Modulationwerte betrieben, um den Polarisations-Signalraum abzudecken und darin enthaltene Störenergie innerhalb einer definierten Ausgangsbandbreite zu minimieren. Die Beziehung zwischen den A- und B-Koeffizienten und den γ- und ϕ-Variablen ist in vorstehenden Herleitungen gegeben und schematisch in 7 dargestellt. Diese Berechnungen können in einem Controller, Mikroprozessor oder digitalem Signalprozessor im DSP-Beseitigungsempfänger errechnet werden, wie nachfolgend beschrieben. Das Sigma-Verarbeiten kann unter Verwendung einer ähnlichen Einrichtung, wie in 7 gezeigt, errechnet werden. Eine gewisse Einsparung kann bei der offline Berechnung erreicht werden, wenn die Anwendung sowohl Delta- als auch Sigma-Ausgangssignale erzeugt.
Die in 7 gezeigte Ausführungsform zeigt die Einteilung der offline Koeffizientenberechnung 210 und des Hochgeschwindigkeits-Pipelinebetriebs 15, welche mit den Quadraturdaten durch Anwenden dieser Koeffizienten unter Verwendung einer Anordnung aus Mehrfachakkumulatoren (MAC)-Betrieb und arithmetischem Aufsummieren der Matrixmultiplikationen ausgeführt werden, um das numerische Delta-Ausgangssignal zu erzeugen.
Es wird nun Bezug genommen auf 8. Diese zeigt eine Ausführungsform des Beseitigungsempfänger- und Phasenkoeffizientengeneratorabschnitts 21 der Erfindung. Der Empfänger und Koeffizientengenerator 21 verwendet einen Multiplex-Aufbau und ermittelt und integriert eines von drei numerischen Signalen, entweder das Ausgangssignal des analogen Eingangs-ADC 13, das Ausgangssignal des numerischen/digitalen Polarimeters 15 oder das Ausgangssignal des adaptiven Transversalfilters 17, entwickelt die AGC-Steuerungsbefehle und übermittelt diese über die Leitung 130, um den linearen Dynamikbereich des Polarimeters und die Beseitigungsanordnung einzustellen, erzeugt die Phasenkoeffizienten und übermittelt diese über die Leitung 140, um das numerische Polarimeter unter Verwendung des vorstehend beschriebenen Vorganges zu steuern. Die Wichtungskoeffizienten für das Ersatzfilter 17 werden, wie beschrieben, unabhängig im Filterabschnitt 17 eingestellt. Das System ist in einem gewöhnlichen digitalen Signalverarbeitungs-Empfängeraufbau 160 gefolgt von einem gewöhnlichen Mikroprozessorcontroller 170 ausgeführt, um die Steuerung und Verwaltung der Anordnung unter Ansprechen auf die verarbeiteten digitalen Ausgangs- und Eingangssignale zu bilden, um AGC-Befehle über 130 und Phasenkoeffizienten über 140 zu programmieren und zu aktualisieren. Wegen der Reihenanordnung des Polarimeters 15 und des Hilfsfilters 17 ist deren Leistungsfähigkeit verbunden.
Der Mikroprozessorcontroller 170 und die Schnittstelle steuern und verwalten den Empfangs- und Ermittlungsvorgang, wählen das numerische Eingangssignal aus, steuern die Betriebsart und errechnen die Phasenkoeffizienten, welche im Hochgeschwindigkeits-Pipelineabschnitt (innerhalb von 15) der Erfindung verwendet werden. Der Controller 170 spricht auf die GPS-Empfängerbetriebsart über die Leitung 171 und eine Betriebsart-Schnittstelle des Navigationsempfängers (nicht dargestellt) und auf Systemschnittstellen und Benutzerbefehle (nicht dargestellt) über 173 an. Typischerweise führen GPS-Empfänger C/A-codierte und P(Y)-codierte Betriebsarten zu einer Auswahl komplementärer Verarbeitungsbandbreiten mit maximal 2 MHz oder 20 MHz für die Empfängerverarbeitung. Der Multiplexer 301 verbindet die numerischen Eingangsdaten von 13, 15 und 17 mit dem Empfänger. Wenn der Empfänger 160 mit den ADC-Ausgängen 13 verbunden ist, errechnet dieser die für die Interferenz optimalen AGC-Einstellungen und den dynamischen Steuerungsbereich des GPS-Signals für optimale Unterdrückung. Wenn der Empfänger 160 mit dem digitalen Polarimeterausgang 15 verbunden ist, wird der Empfänger 160 zum Steuern der Polarimeter-Pipelinekoeffizienten über die Leitung 140 verwendet und um die Interferenzunterdrückung durch das numerische Polarimeter 15 zu optimieren. Der Controller 170 wählt die Verarbeitungsbandbreite und die ADC-Taktraten aus. Wenn der Empfänger mit dem adaptiven Transversalfilter (ATF) 17 verbunden ist, wird der Empfänger verwendet, um die Polarimeter-Pipelinekoeffizienten zu steuern und die kombinierte Leistungsfähigkeit der Polarimeterunterdrückung zu optimieren, wenn zeitliches Filtern ausgeführt wird. Der Controller 170 steuert das ATF 17 nicht unmittelbar, welches eine getrennte Steuerungsfunktion aufweisen kann. Der Controller 170 spricht über die Leitung 172 auf die AFT-Betriebsart an und überwacht die periodischen ATF-Rücksetzungen gemeinsam mit zeitlichen Filterausführungen. Nach jedem ermittelten Rücksetzen der ATF-Betriebsart kann der Controller die Polarimeter-Steuerungsfunktion erneut starten.
Das ausgewählte numerische Eingangssignal ist vom digitalen Filter 303 digital abgestimmt und gefiltert, welches bekannte numerische Misch- und verringernde Filterverfahren verwendet, welche dem Fachmann bekannt sind. Der Zweck dieser Stufe ist, für die Interferenz-Steuerungsentscheidungen und die Koeffizientenverarbeitung eine geringere Bandbreite zu bilden. Das Ausgangssignal der Abstimmungsfunktion wird von einem Ermittlungsprozessor verarbeitet, welcher unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) 160 oder gleichwertiger Technologie ausgeführt sein kann, welche mit der Interferenz-Verarbeitungsbandbreite vereinbar ist. (Man beachte, daß die Bandbreiten der Hochgeschwindigkeits-Pipelineabschnitte der Erfindung mit der GPS-Signalbandbreite, C/A oder P(Y), vereinbar sein muß und daß die Ermittlung und Steuerung nur mit der Interferenzsteuerung und den zugrunde liegenden dynamischen Bandbreiten vereinbar sein muß). Die Verarbeitung der Interferenzermittlung, welche an dieser Stelle durchgeführt wird, wird mit Ermittlungsbandbreiten durchgeführt, welche wesentlich geringer als die der zusammengesetzten numerischen Signaldaten sein können. Das Ausgangssignal des Ermittlungsempfängers besteht aus Stör-Signalermittlungen und Signalstärken in der interessierenden Bandbreite.
Die Controllerfunktion 170 tastet das Ausgangssignal des Ermittlungsempfängers 160 ab und antwortet auf diese Messungen durch Verändern der Phasenkoeffizienten, um eine optimale Interferenz-Nullstelle auf der Leitung 140 zu erzielen, und/oder die AGC oder Taktsteuerung über die Leitung 130 als Reaktion auf Signal- oder Navigationsempfängeränderungen zu optimieren. Das Steuerungsprogramm und der Steuerungsalgorithmus der Erfindung sind im Controller 170 ausgeführt.
Es wird nun Bezug genommen auf 9. Diese zeigt den analogen Ausgangs-Wandlungsabschnitt 19 der Erfindung. Die Schnittstelle 19 wird erzeugt, um einem GPS oder gespreizten Spektrumempfänger 7 ein nahtloses HF- oder ZF-Schnittstellensignal bereitzustellen. Das numerische Delta-Ausgangssignal von 15 oder 17, wie dargestellt, wird von Digital/Analog-Wandlern 191 (DAC) in ein analoges Signal gewandelt, um eine Gruppe von analogen Quadratursignalen zu erzeugen, welche die Eingangstaktrate oder den Takt verwenden. Die Quadratursignale werden unter Verwendung eines QIFM 193 und eines Abtastwertes des abwärts übertragenden lokalen Oszillators LO 90 in das gewünschte HF oder ZF-Schnittstellenband aufwärts übertragen. Eine nahtlose Schnittstelle stellt ausreichende Frequenzstabilität und Kohärenz des lokalen Oszillators während der Verarbeitungszeit des numerischen Polarimeters und des Codierens/Decodierens bereit. Das Ausgangssignal vom QIFM wird in einem Bandpaßfilter (BPF) 195 gefiltert, um unerwünschte Signale außerhalb des Bandes zu verringern, und bei 197 zum gewünschten Treiberpegel für die Ausgangsschnittstelle zum Navigationsempfänger 7 verstärkt (oder gedämpft).
Es wird nun Bezug genommen auf 10, welche eine bevorzugte Ausführungsform des Hochgeschwindigkeits-Pipelineverarbeitungsabschnittes innerhalb von 15 der Erfindung zeigt. Die in 10 gezeigte Anordnung stellt eine parallel getaktete Ausführung der Pipelineabwicklung für numerische Delta- (oder Sigma-)Ausgangssignale dar. Die gezeigte Anordnung verwendet eine Reihe registrierter paralleler mehrfacher Akkumulatoren (MAC) mit m·m-Bit 201, um den echtzeitgetakteten Multiplizier- und Summierbetrieb der Matrix auf die Eingangsdaten auszuführen. Die Ausgangssignale der MACs sind unter Verwendung von Arithmetisch Logischen Einheiten (ALUs) 203 oder einfachen Addierern funktionell verbunden, um die Matrixelemente aufzusummieren und die Quadratur-Ausgangssignale zu bilden. Die Ausführung der MAC-201 und ALU-Funktionen 203 und deren Abänderungen sind dem Fachmann bekannt. Eine ähnliche Anordnung ist in der Figur für Sigma-Echtzeitverarbeitung unter Verwendung des gleichen Aufbaues in Klammern gezeigt.
Wie in der auseinandergezogenen Einzelansicht für einen typischen MAC 201 gezeigt, sind die X- und Y-Operanden mit m Bit unter Verwendung von Flankentriggerung durch das zugeordnete Taktsignal registriert und werden einer m·m-Multiplizierreihe eingespeist. Das Ausgangssignal des Multiplizierers besteht gewöhnlich aus einem Ausgangssignal mit 2m+3 Bit, welches aus dem 2m Bit-Produkt der Eingangsoperanden und vorzeichenerweiterten Bits zusammengesetzt ist, welche einen Akkumulatorabschnitt 205 durchlaufen. Die Ausgangssignale des Multiplizierers werden nach dem Akkumulator in einem Signalspeicher gehalten, welcher in drei Teile aufgeteilt sein kann, einem Register mit niedrigstwertigem Produkt (LSP) und m Bit, einem Register mit höchstwertigem Produkt (MSP) und m Bit und einem Register mit um 3 Bit erweitertem Produkt (XTP). Die XTP und MSP sind die bezeichneten Ausgänge. Ein Steuerungsregister für die MAC-Steuerungsbits kann in einem Signalspeicher gehalten werden, welcher eines der Taktsignale der Eingangsoperanden verwendet. Die Steuerungsbits werden in der Multiplizierreihe verwendet, um zwei Komplemente oder Amplitudenbetrieb ohne Vorzeichen, die Akkumulator-Betriebsart, Runden etc. zu definieren. Das Ausgangssignal des MAC wird vom zugeordneten Produkttakt im Signalspeicher gehalten. Alle Taktraten werden mit der ADC-Codierungsrate betrieben. Die ALU's 203 summieren die MAC-Ausgangssignale und werden an der nächsten Flanke des Taktzyklus gespeichert. Die ALU's sind zum Aufsummieren ausgebildet.
Es wird nun Bezug genommen auf 11. Diese zeigt eine alternative Ausführungsform des Hochgeschwindigkeits-Pipelineverarbeitungsabschnitts innerhalb von 15 der Erfindung, welche in der Pipeline-Hardware im Verhältnis 4:1 multiplext. Die in der Figur gezeigte Anordnung zeigt eine Akkumulatorausführung der Pipelineverarbeitung, um die Gesamthardware zu verringern. Die gezeigte Anordnung wird intern mit der vierfachen Codierungstaktrate betrieben. Die Quadraturkomponenten 400 der Operanden werden in Registern 401 mit der Codierungsrate gespeichert und bei 403 mit der internen Rate multiplext. Ein Umlauf-Koeffizientendatenstapel (stack) 405 ist dargestellt, welcher die Matrix-Koeffizienten mit den Operandendaten für ein Paar Quadratur-MACs 407 und 409 synchron multiplext. Die MACs 407 und 409 sind in Summierbetriebsart ausgeführt, bei welcher das Produkt einer Multiplikation bei jeder Eingangstaktrate zum Akkumulatorinhalt addiert wird, und bei der nächsten Eingangstaktrate zurückgesetzt wird. Der Betrieb des MAC mit dem vierfachen der Eingangstaktrate ermöglicht der Einrichtung, die numerischen Quadraturwerte aufzusummieren und das Ausgangssignal mit der Codierrate zu speichern. Die höhere interne Taktrate des MAC erhöht im wesentlichen die Verlustwärme in der Einrichtung, verringert jedoch die Komplexität. Für geringe Codierungsraten (d.h. C/A-Betriebsart) kann der Algorithmus für den letzteren Lösungsversuch funktionell in die Systemverarbeitung ohne zugeordneter Hardware eingefügt werden.
Wir beziehen uns nun auf 12. Diese zeigt eine Darstellung auf höchster Ebene der Verarbeitung für die Empfänger- und Steuerungsfunktion der Erfindung in 8. Die dargestellte Verarbeitung wird im Mikroprozessor 170 von 8 durchgeführt und erzielt die „offline" (oder Nicht-Echtzeit-)Berechnung, Steuerung und den Entscheidungsbetrieb. Die Empfänger- und Steuerungsverarbeitungsfunktion läßt sich mit dem Navigationsempfänger und den adaptiven Filtersteuerungsfunktionen kombinieren, setzt die vorgegebenen numerischen Polarimeterkoeffizienten und den Interferenz-Beseitigungsbetrieb, hält das System-AGC im linearen Betrieb, verarbeitet die Restsignalumgebung an den Ausgängen des Polarimeters und Filters, ermittelt Interferenzen, steuert die Nullstellensuche, den Erfassungs- und Track-Algorithmus durch Erzeugen der Polarimeterkoeffizienten und führt Beseitigungs- und Interferenz-Entscheidungsverarbeitung durch.
Die Steuerungsverarbeitung führt an dem System beim anfänglichen Hochfahren einen Selbsttest 501 durch, welcher die DISU-Hochgeschwindigkeits-Pipeline, d.h. das numerische Polarimeter, auf eine vorgegebene Betriebsart 503 setzt, um GPS/GLONASS-Signale zu empfangen und zu verarbeiten. Die vorgegebene Betriebsart ist als tatsächlich rechtsdrehende Polarisation, für GPS/GLONASS und für das Netz definiert, welches dem gespreizten Spektrumempfänger voransteht. Die Steuerungsverarbeitung liest die Betriebsart des Navigationsempfängers 505 (über die Leitung 171, 8), um die optimale Verarbeitungsbandbreite (C/A oder P(Y), für 2 MHz bzw. 20 MHz) zu bilden, oder verwendet eine voreingestellte Betriebsart, wenn diese Schnittstelle nicht verfügbar ist. Die Steuerungsverarbeitung liest die Betriebsart des adaptiven Filters (über die Leitung 172, 8) und optimiert die Polarisationskoeffizienten auf der Grundlage der ermittelten Restinterferenzumgebung vor und nach dem Filtern. Die Steuerungsverarbeitung wertet den Polarimeterzustand erneut nach dem periodischen Rücksetzen des adaptiven Filters aus, um zu bestimmen, ob das Rücksetzen durch Zurückkehren zum vorgegebenen Zustand oder das Wiedergewinnen des Polarimeters notwendig ist. Die AGC wird immer eingestellt oder aktualisiert 507, wenn das System zur vorgegebenen Betriebsart zurückkehrt oder nach einem ATF-Rücksetzen. Die AGC für das System wird auf der Grundlage empfangener Signalpegel eingestellt, und die Steuerungsverarbeitung führt die Interferenzermittlung 509 unter Verwendung eines programmierten Antistörungs-Schwellenwertmerkmals durch. Die Ermittlung einer Interferenz/Störung löst einen Suchalgorithmus 511 aus, welcher die Maxima und Minima zum Beseitigen unter Verwendung eines groben Rasters aus Gamma/Phi systematisch definiert. Die Suche wird durch Erzeugung von Koeffizienten und durch Prüfung der Polarimeter- oder Filterausgangsdaten durch die Empfangsfunktion der Restumgebung durchgeführt. Man beachte, daß die Umgebung einige schmalbandige Interferenzen aufweisen kann, welche durch Filterung unterdrückt werden. Extrema bei der Such-Ausgangsreihe (welche aus dem größten Maximum und Minimum bestehen) werden durch Definition von deren Grenzen oder Bereichen identifiziert und eingeklammert und sind zum nachfolgenden Verarbeiten vorgesehen. Der Erfassungsalgorithmus 513 bestimmt wirkungsvoll eine mögliche Nullstelle aus jedem eingeklammerten Minimum, welcher nachfolgend für Max/Min-Güte (Tiefe) und Störpegelgrenzen geprüft wird. Jede gültige mögliche Nullstelle, welche oberhalb der Rauschgrenzen liegt, wird dem gewöhnlichen Track-Algorithmus 519 übermittelt, nachdem die AGC aktualisiert ist 517. Jede mögliche Nullstelle des Störpegels, d.h. Nullbetrieb des Systemrauschens, wird zum Rausch-Trackalgorithmus 521 übermittelt. Jede mögliche Nullstelle, welche erfolgreich zu einem definierbaren Minimum konvergiert, wird von der Nullstellenprüfung bei 525 geprüft. Die Nullstellenprüfung prüft den relativen Pegel des Störsignals beim definierten Minimum und vergleicht diesen Wert mit dem aktuellen Pegel des Interferenzmaximums, welches bei der Suche 511 definiert wird. Eine erfolgreiche Nullstellenprüfung ist als Differenz zwischen dem Interferenzminimum und -maximum definiert, welche eine vordefinierte Nullstellentiefe und/oder Minimumpegel überschreitet. Wenn dieser erfolgreich ist, wird die AGC aktualisiert 517, und der Trackvorgang optimiert das definierte Minimum oder Nullstelle. Wenn die Nullstellenprüfung versagt und Interferenz vorhanden ist, versucht die Systemsteuerung die Wiedergewinnung bei 523 unter Verwendung des möglichen Minimums und der groben Suchauflösung. Bei erfolgreicher Wiedergewinnung wird die Nullstelle durch die Erfassung bei 513 übermittelt. Bei einer nicht erfolgreichen Wiedergewinnung kehrt die Steuerung zum Ermitteln und Suchen bei 511 zurück.
Wenn Interferenz vorhanden ist 527, hält das gewöhnliche Tracken das Polarimeter in der Mitte der Nullstelle oder dem optimalen Minimum und prüft das Nullstellenmerkmal oder den Signalpegel bei 525. Das Rauschtracken 521 soll den Fall abwickeln, wenn sich der Signalpegel der Interferenz nach dessen Beseitigung unterhalb der Systemempfindlichkeit befindet. Dieser Zustand ermöglicht der Steuerungsfunktion daher nicht, eine genaue Entscheidung für das Einstellen der Nullstelle auf der Grundlage der Interferenzsichtbarkeit zu treffen. Wenn ein Störsignal vorhanden ist 529, hält das Rauschtracken das Polarimeter in der Mitte der angenommenen umklammerten Nullstelle. Ein Ausfall der Interferenzermittlung läßt das System zur vorgegebenen Betriebsart 503 zurückkehren und die AGC 507 aktualisieren. Ein Rücksetzen der Steuerung 513 kann durch einen Wechsel der Empfängerbetriebsart erzeugt werden, ein Rücksetzen des adaptiven Transversalfilters etc. bewirkt, daß das Verfahren aus der vorgegebenen Betriebsart neu startet.
Wie vorstehend erörtert, prüft der Empfänger 21 die digitalen Signale am Eingang des Polarimeters 15, am Ausgang des Polarimeters 15 oder am Ausgang des optionalen ATF-Filters 17. Der Empfänger 21 ermittelt und integriert den Spitzenpegel der digitalen Ausgangssignale des ADCs 13 unter Verwendung von Verarbeitungsbandbreiten und Taktraten, welche für die SNR- und Empfindlichkeitsanforderungen geeignet sind. Die Ausführung der Empfangsfunktion ist dem Fachmann bekannt. Die Verarbeitung steuert den AGC-Pegel, um die Ausgangssignale für maximale Verstärkung korrespondierend zum Maximum der ADC-Amplitude minus einem Untersteuerungssfaktor als Reserve zu regeln. Diese Verarbeitung wird durchgeführt, wenn das Interferenz-/Störungssignal vorhanden ist. Die AGC-Verstärkung für die Quadraturkomponenten des x-Kanals wird auf der Grundlage des linearen Spitzensignals für maximale ADC-Auflösung eingestellt (bei 507, 517). Die AGC-Verstärkung für den y-Kanal wird unter Verwendung des gleichen Merkmals für diese Signale einzeln eingestellt (bei 507, 517). Diese Werte werden periodisch aktualisiert, um den linearen Betrieb aufrechtzuerhalten. Wenn kleine Interferenz- oder Störungspegelspitzen ermittelt werden oder keine Interferenz oder Störung ermittelt wird, wird die AGC-Verstärkung auf eine hohe Verstärkungseinstellung übereinstimmend mit hinreichender Auflösung für den Polarimeter- und Filterbetrieb eingestellt, und einer Einstellung, um eine notwendige Amplitude für die Signalermittlung durch den ADC zu erreichen. Das periodische Aktualisieren dieser Einstellungen erhält den linearen Betrieb der Anordnung unter Ansprechen auf Veränderungen der Signalstärke wegen Dynamik- und Musterveränderungen.
Während der Ermittlung (Block 509) prüft der Empfänger das Ausgangssignal des ADC 13 und ermittelt Interferenz und Störungen auf der Grundlage von Spitzen- und mittleren Energiemerkmalen oberhalb eines vorbestimmten Störschwellenwertes, welcher ausgewählt wird, um mit der Antistörungsfähigkeit 533 des Empfängers übereinzustimmen. Diese Entscheidung beruht auf der Grundlage der Prüfung des digitalen Eingangssignals. Eine alternative Ausführungsform ermittelt das Ausgangssignal des Polarimeters, wobei die Koeffizienten auf einen vorgegebenen Zustand eingestellt sind, welcher von der bevorzugten Empfangsempfindlichkeit bei rechtsdrehender Zirkularpolarisation für GPS oder GLONASS bestimmt ist.
Die Steuerung des numerischen Polarimeters 15 ist durch Errechnen der A und B Koeffizienten korrespondierend zu den γ/ϕ-Werten für den Polarisationsraumbetrieb erreicht. Intern verwendet die Definition von γ/ϕ ein binäres Winkelverfahren (oder BAM), um einen Phasenwinkel unter Verwendung einer Anzahl von Bits und LSB (least significant bit, geringstwertiges Bit) zu definieren. Die Auswahl der Schrittauflösung und des LSB hängt von Geschwindigkeitsmerkmalen der Nullstellenerfassung, von der Stabilität und Dynamik ab. Der BAM-Lösungsvorschlag verwendet modulo-2-Codierung, um die Berechnungen zu vereinfachen und ermöglicht dem Algorithmus, entlang der π und 2π Grenzen oder Kanten des zyklischen γ/ϕ-Raums nahtlos zu verarbeiten.
Bei einem Zustand mit ermittelter Interferenz/Störung (Bestätigungsanwort im Block 509) folgt der Empfänger und Koeffizientengenerator einem Such-, Erfassungs- und Trackbeispiel, bei welchem das System den empfangen Energieausgangspegel des Polarimeters für eine Reihe von γ/ϕ-Einstellstufen unter Verwendung eines Gitter-Versuchsmusters prüft und versucht, einen Minimalpegel zu identifizieren.
Es wird nun Bezug genommen auf 13, welche den Suchalgorithmus darstellt. Beim Suchen prüft der Vorgang zuerst den γ/ϕ-Phasenraum unter Verwendung einer groben Reihe von Phasenauflösungsstufen, um eine π bis 2π-Darstellung des γ/ϕ-Raumes abzudecken. Eine Ausführungsform dieses Lösungsversuchs verwendet ein pseudozufälliges spärliches Matrixerfassungsverfahren, um die Bestimmung der Extrema (Minima und Maxima) zu beschleunigen. Die damit verbundene Linearität des numerischen Polarimeters ermöglicht dem Algorithmus, den γ/ϕ-Raum, d.h. die Oberfläche der Poincare-Kugel, systematisch abzubilden. Die Suchmatrix der ermittelten Energie wird für das größte Minimum und das größte Maximum geprüft und in die Erfassung eingegeben. Das größte Minimum wird als anfänglicher Zustand für nachfolgende Stufen verwendet. Das größte Maximum wird verwendet, um die Tiefe der Nullstellen zu prüfen. Der Suchvorgang wird ausgeführt, nachdem die Interferenz ermittelt ist oder nach dem Scheitern der Wiedergewinnungsverarbeitung.
Eine Ausführungsform des Suchvorgangs verwendet eine numerische Steuerung, welche gleichbedeutend mit einer groben Einstellung der Gamma/Phi-Modulatoren über dem gesamten π bis 2π-Raum (551) ist. Die numerische Suchausführung wird durch Auswahl einer digitalen Auflösung oder Bitwichtung für die binäre Arithmetik bei einer programmierbaren Suchauflösung durchgeführt, beispielsweise 45° oder 2π/2³ Radiant (553). Im Falle eines BAM-Systems mit 12 Bit würden 360° und 12 Bit mit dem neunten Bit zu 45° und dem zwölften Bit als LSB oder 2π/2¹² Radiant definiert. Die Figur zeigt ein numerisches System mit 12 Bit, welches 360° abdeckt und ein LSB von 0,0879° bei 551 aufweist. Der Lösungsversuch der Binärwinkelmessung ermöglicht eine vereinfachte Abdeckung des γ/ϕ-Winkels. Die Suchmatrix der 180°·360°, welche den Polarisationsraum abbildet, verwendet eine 5·8 Matrix (555). Die Empfängerfunktion in 8 ist für die erforderliche Verarbeitungsbandbreite für die Suche (557) ausgebildet. Der Vorgang errechnet die A/B-Koeffizienten für den groben Suchwinkel in der Suchmatrix relativ zum vorgegebenen (RHCP) voreingestellten Wert für das Polarimeter (559). Die Datenerfassungsparameter sind für Erfassung der Daten in Echtzeit oder Nicht-Echtzeit im Hardwarespeicher entwickelt. Eine Ausführungsform der Echtzeitverarbeitung verwendet digitale Hochgeschwindigkeits-Hardware mit feststehender Funktion oder Hochgeschwindigkeits-DSP-Verfahren, welche bei der Pipeline-Durchflußdatenrate betrieben werden. Eine Ausführungsform der Nicht-Echtzeitverarbeitung kann einen Lösungsversuch mit flexiblem Mikroprozessor oder DSP für allgemeine Zwecke verwenden. Für Echtzeit-Betrieb ist der ausgewählte Eingang des DISU-Empfängers 21 der Ausgang des Polarimeters 15 (bei 563). Eine Suchmatrix der Polrimeter-Ausgangsdaten wird für jede A/B-Einstellung der Suchmatrix (565) gesammelt und gepuffert. Eingangsdatenerfassung und -speicherung in Echtzeit wird durchgeführt und ist unter Verwendung eines Pseudo-Zufallsmusters oder einer Folge von Matrixzellenadressen ausgeführt, mit Zurückkehren zum vorgegebenen Zustand zwischen jedem Erfassungspunkt, um die Einstellung oder das Verweilen des Polarimeters bei nicht bevorzugten Zuständen in jedem Zeitintervall zu vermeiden, d.h. Zustände, die zu einer Fehlanpassung des gewünschten GPS/GLONASS Signals führen würden. Eine alternative Ausführungsform, welche Nicht-RT-Verarbeitung verwendet, ist in der Figur dargestellt und verwendet unmittelbar das Ausgangssignal des ADC (oder das Eingangssignal des Polarimeters) (567). Der Nicht-RT-Vorgang sammelt und speichert die Meßdaten in Echtzeit, verarbeitet dieses Daten jedoch offline in Nicht-Echtzeit (569). Nicht-RT-Vorgänge können wie folgt verwendet werden: wenn die Verarbeitungsgeschwindigkeit nicht kritisch ist, wenn die Suchvorrichtung als Hintergrundfunktion ausgeführt ist oder wenn das optionale ATF-Filter mit dem Polarimeterausgang und -betrieb verbunden ist. Die Aufgabe der Nicht-RT-Verarbeitung ist, die Echtzeit-Verarbeitung nicht zu beeinflussen oder als Hintergrundfunktion betrieben zu werden. Die Datenauswahl, -speicherung und -verarbeitung kann alternative Algorithmen mit verbessertem numerischem Wirkungsgrad oder Verarbeitungswirkungsgrad verwenden, da die Nicht-RT-Verarbeitung der Suchentscheidungen offline im Mikroprozessor durchgeführt wird, und die Echtzeit-Leistungsfähigkeit nicht beeinflußt. Im Nicht-RT-Betrieb kann die Hochgeschwindigkeits-Pipeline A/B-Hilfskoeffizienten verwenden, um den ATF-Betrieb oder vorgegebene Einstellungen für den RHCP GPS-Empfang, etc zu unterstützen.
Der Vorgang prüft die Suchmatrix und umklammert das größte Maximum, um die Signalstärke der Interferenzspitze unter Verwendung eines gewöhnlichen numerischen Vorgangs und Programmierungsvorganges (571) zu ermitteln. Das Maximum wird später verwendet, um das Vorhandensein starker Interferenz und die minimale Nullstellentiefe zu prüfen. Der Vorgang ermittelt und umklammert ferner jedes mögliche Minimum unter Verwendung gewöhnlicher numerischer und programmierter Verarbeitungsverfahren (573). Bei der Suchauflösung stellt jedes Minimum ausschließlich eine mögliche Nullstelle dar. Wegen Antennenanomalien können innerhalb der Suchmatrix mehrfache Minima beobachtet werden. Das größte Minimum ist anfänglich für die Erfassung (575) ausgewählt. Das größte Maximum wird mit einem vorher programmierten Störungsschwellenwert (577) verglichen. Wenn der Störungsschwellenwert überschritten ist, geht das größte Minimum und das größte Maximum zum Erfassungsvorgang (579) über. Wenn der Störungsschwellenwert nicht überschritten ist, wird zur Suchmatrixerfassung (579) zurückgesetzt und der Vorgang wiederholt, bis ein Interferenzpegel mit ausreichender Stärke ermittelt ist. Die ursprünglichen A/B-Koeffizienten werden zum Suchen verwendet, wenn sich die vorgegebene Definition nicht verändert hat. Der Vorgang legt wiederum den Echtzeit- oder Nicht-RT-Betrieb fest und folgt dem geeigneten Weg.
Es wird nun Bezug genommen auf 14, welche den Erfassungsalgorithmus darstellt. Beim Erfassen wird das Minimum eingeklammert und ein Konvergenzverfahren wird verwendet, um die optimale Nulleinstellung sowohl bei γ als auch bei ϕ zu finden oder zu erreichen. Eine Ausführungsform des Konvergenzverfahrens verwendet eine Annäherung der binär verringerten γ/ϕ-Auflösung, um die Nullstelle einzuklammern. Die Auflösung beginnt unter Verwendung des groben Suchschrittwertes und des größten Minimums beim anfänglichen Mittenwert. Eine verringerte 3·3 Matrix der ermittelten Amplitude, welche die γ/ϕ-Mitteneinstellung umgibt, wird geprüft, um das nächstgrößere Minimum zu bewerten. Das Verfahren wendet ein abwärtsgerichtetes mehrdimensionales Minimierungsverfahren unter Verwendung von Funktionsbewertungen und nicht von Funktionsableitungen oder Gradienten an. Das berechnete Minimum der gemessenen 3·3 Energiewerte wird der nächste Mittenwert für nachfolgende Näherungsschritte und Messungen. Die Schrittauflösung von γ/ϕ ist in binärer Weise verringert oder halbiert, wodurch die Auflösung feiner wird und der Vorgang wiederholt wird, um die nächste mögliche Mitte/Nullstelle zu bestimmen. Wenn das größte Minimum wegen der numerischen Auflösung nicht bestimmt werden kann, wird der Meßzyklus wiederholt und die Messungen gemittelt, um die Entscheidungsauflösung zu verbessern. Der Vorgang wiederholt sich näherungsweise, bis die γ/Φ-Schrittauflösung der Zielphase erreicht ist oder sich der errechnete Energiepegel des Nullsignales dem Systemstörpegel annähert.
Der Wert des möglichen Minimums wird mit dem größten Maximum geprüft, um einen geeigneten Nullstellen-Dynamikbereich sicherzustellen, d.h. größer als ein voreingestelltes Verhältnis. Wenn das Verhältnis des größten Maximums zum Störpegel kleiner als das voreingestellte Verhältnis ist, soll das Störpegelmerkmal überwiegen. Bei der Nullstellenprüfung erfüllt die Nullstelle das voreingestellte Merkmal und das System beginnt das Nullstellentracking. Wenn die Nullstelle unterhalb des voreingestellten Verhältnisses des Störpegelwertes liegt, kann sich diese Schlußfolgerung aus einer falschen lokalen Nullstelle, einer Sattelstelle, mehrfachen Differenzen, einer Rauschspitze oder einer Anomalität etc. ergeben. Für diese Fälle geht die Auflösungs-Verarbeitungsroutine von γ/Φ zur Wiedergewinnung über und startet erneut an dem Punkt, bei welchem diese unter Verwendung der Suchschrittauflösung ein Minimum gefunden hat. Ein Neustart der Routine an diesem Punkt ist wirkungsvoll, da der Algorithmus sich diesem Punkt nähert. Die Konvergenz der Routine zu einer Nullstelle oder einem Minimum oberhalb des Systemstörpegels, welcher das Maximum/Minimum-Merkmal erfüllt bewirkt, daß der Vorgang zum gewöhnlichen Tracken wechselt. Die Konvergenz der Routine zu einem finiten Systemstörpegel bewirkt, daß der Vorgang zum Rauschtracken wechselt. Bei jedem Auflösungsschritt wird, wenn eine einzelne Störpegel-Minimumstelle ermittelt wird, das Rauschtracken unter Verwendung dieser Stelle als Mitte des Trackings ausgelöst. Wenn mehrere Minimumstellen des Störpegels ermittelt sind, errechnet das Verfahren den Mittenwert von γ/Φ der Störpegelstellen und löst das Rauschtracken bei diesem Mittenwert aus.
In Bezug auf 14 startet das Erfassungsverfahren (581) mit einer Übergabe vom Suchen oder als Ergebnis einer erfolgreichen Wiedergewinnung (583). Die Erfassung prüft den Phasenraum von γ/ϕ mit einer abgekürzten Reihe von Auflösungsschritten in γ/ϕ. Eine Ausführungsform dieses Lösungsversuches verwendet eine 3·3 Erfassungsmatrix (585), um die Energie zu ermitteln und prüft nach dem größten Minimum. Der Erfassungsvorgang verwendet eine numerische Steuerung mit einer anfänglichen Auflösungseinstellung des Gamma/Phi-Modulators, welche gleich der Suchauflösung oder Bitwichtung ist, beispielsweise 45° oder 2π/2³ Radiant (589). Die Erfassungsmatrix verändert deren Winkelauflösung und startet mit 90°·90°, welche den Polarisierungsraum unter Verwendung einer 3·3 Matrix abbildet. Die Empfängerfunktion in 8 ist für die erforderliche Verarbeitungsbandbreite zur Erfassung (591) ausgebildet. Das Verfahren errechnet die A/B-Koeffizienten (595) für die Erfassungswinkel in der Matrix im Verhältnis zu den Mittenwerten von γ/ϕ, welche vom Suchen oder der Wiedergewinnung (587) übergeben werden. Die Datenerfassungsparameter werden für Echtzeit oder Nicht-Echtzeiterfassung der Daten im Hardwarespeicher entwickelt. Für Echtzeitbetrieb ist der ausgewählte Eingang des DISU-Empfängers gleich dem Ausgang des Polarimeters (599). Eine Erfassungsmatrix der Polarimeter-Ausgangsdaten wird für jede A/B-Einstellung der Erfassungsmatrix (601) gesammelt und gepuffert. Eingangsdatenerfassung und -speicherung in Echtzeit wird durchgeführt und ist ausgeführt unter Verwendung einer Reihe von Matrixadressenstellen mit Rücksprung zum Mittenzustand zwischen jedem Erfassungspunkt, so daß die Zeit an der aktuellen Nullstelle maximiert wird. Eine alternative Ausführungsform, welche Nicht-RT-Verarbeitung verwendet, ist in der Figur dargestellt und verwendet unmittelbar das Ausgangssignal des ADC (oder das Eingangssignal des Polarimeters) (603). Das Nicht-RT-Verfahren sammelt und speichert Meßdaten in Echtzeit (605), verarbeitet diese Daten jedoch nicht in Echtzeit. Nicht-RT-Verfahren können aus den gleichen Gründen wie beim Suchen verwendet werden. Das Verfahren prüft die Erfassungsmatrix und wählt das größte Minimum der Matrix (607) aus. Das größte Minimum wird mit dem Systemstörpegel (609) verglichen. Wenn sich das Minimum oberhalb des Störpegels oder innerhalb des Dynamikbereiches des Systemes befindet, wählt das Verfahren das Minimum der nächsten Mitte (611) und prüft die letzte Auflösung von γ/ϕ relativ zur maximalen Auflösung oder dem LSB (613). Wenn sich das System bei einer maximalen Auflösung (613) befindet, übergibt das Erfassungsverfahren das letzte Minimum einer Nullstellenprüfung und danach einem gewöhnlichen Tracking (615). Wenn die letzte Auflösung größer als die maximale Auflösung ist, stellt das Verfahren die nächste Auflösung auf die Hälfte der letzten Auflösung (617) ein und wiederholt den Näherungsvorgang der 3·3 Erfassungsmatrix, zentriert das Verfahren wirkungsvoll wieder auf das aktuelle Minimum und verkleinert das Erfassungsfenster. Wenn das größte Minimum unterhalb des Störpegelschwellenwertes (609) liegt, verläßt das Verfahren die Näherungsschleife und prüft die Matrix nach mehreren Stellen, welche dieses Merkmal (619) erfüllen. Wenn ausschließlich eine einzelne Stelle unterhalb des Störpegels liegt, stellt das Verfahren die Mitte von γ/ϕ auf das größte Minimum (621) ein und übergibt dem Rauschtracking (623) diese Informationen und die Auflösung. Wenn mehrere Stellen unterhalb des Störpegels ermittelt sind, errechnet das Verfahren den Mittenwert von γ/ϕ für die Rauschstellen (625) und übergibt die Mitteninformation dem Rauschtracken (629).
Nun wird Bezug genommen auf 15, welche den gewöhnlichen Trackalgorithmus darstellt. Beim gewöhnlichen Tracken prüft das Verfahren die 3·3 Matrix nach Minima der Zielstufenauflösung und verwendet das größte Minimum als Mittenwert oder Nullstelleneinstellung. Eine periodische Suchmatrix kann im Hintergrund gesammelt (errechnet) werden, um die Interferenz-/Störungsermittlung zu überprüfen und um das größte Maximum für die Nullstellenprüfung zu bestimmen. Wenn das Nullstellenverhältnis relativ zum größten Maximum unterhalb des voreingestellten Merkmales fällt, kehrt das System unter Verwendung der letzten Suchmatrix zur Erfassung zurück und wiederholt die Routine. Der Ausfall der Interferenz/Störung, wie durch den Verlust der Maxima gekennzeichnet; läßt das System zu den vorgegebenen Einstellungen und der Störungsermittlung zurückkehren. In Bezug auf die 15 und 12 startet das gewöhnliche Trackverfahren mit einer Übergabe von der Erfassung (631). Das gewöhnliche Tracken prüft und paßt den Nullphasenraum von γ/ϕ unter Verwendung einer Zielauflösung von γ/ϕ an. Eine Ausführungsform dieses Lösungsversuches verwendet eine 3·3 Trackmatrix (633), um die Energie zu ermitteln und das größte Minimum zu prüfen. Der Trackvorgang verwendet eine numerische Steuerung mit einer Einstellung der Zielauflösung der Gamma/Phi-Modulatoren gleich der letzten Auflösung oder Bitwichtung, welche bei der Erfassung (637) verwendet wird. Diese Auflösung kann Idealerweise die maximale Auflösung oder das LSB sein. Die Trackmatrix verwendet eine konstante Winkelauflösung für die 3·3 Matrix. Die Empfängerfunktion in 8 ist für die erforderliche Verarbeitungsbandbreite für gewöhnliches Tracken (639) ausgebildet. Das Verfahren errechnet die A/B Koeffizienten für die Trackwinkel in der Matrix relativ zu den Mittenwerten von γ/ϕ, welche von der Erfassung (643) übergeben werden. Die Datenerfassungsparameter werden für Datenerfassung in Echtzeit oder Nicht-Echtzeit im Speicher (645) entwickelt. Für Echtzeitbetrieb ist der ausgewählte Eingang des DISU-Empfängers der Ausgang des Polarimeters (647). Eine Trackmatrix der Polarimeter-Ausgangsdaten wird für jede A/B-Einstellung der Trackmatrix (649) gesammelt und gepuffert. – Eingangsdatenerfassung und -speicherung in Echtzeit wird durchgeführt und ist ausgeführt unter Verwendung einer Folge von Matrixadressenstellen mit Rücksetzen zum Mittenzustand zwischen jedem Erfassungspunkt, so daß die Zeit am längsten Tracknullpunkt maximiert wird. Eine alternative Ausführungsform, welche Nicht-RT-Verarbeitung verwendet, ist in der Figur gezeigt und verwendet unmittelbar das Ausgangssignal des ADC (oder das Eingangssignal des Polarimeters) (651). Das Nicht-RT-Verfahren erfaßt und speichert die Meßdaten in Echtzeit, verarbeitet diese Daten jedoch in Nicht-Echtzeit (653). Das Nicht-RT-Verfahren kann aus den gleichen Gründen wie beim Suchen und der Erfassung verwendet werden. Das Verfahren prüft die Trackmatrix und wählt das größte Minimum der Matrix (655) aus. Das größte Minimum wird mit dem Systemstörpegel (657) verglichen. Wenn sich das größte Minimum nicht unterhalb des Störpegelschwellenwertes befindet, verläßt das Verfahren die Näherungstrackschleife und prüft die Matrix an mehreren Stellen, welche dieses Merkmal (659) erfüllen. wenn nur eine einzelne Stelle unterhalb des Störpegels liegt, stellt das Verfahren den Mittenwert von γ/ϕ auf das größte Minimum (661) und übergibt diese Information dem Rauschtracken (663). Wenn mehrere Stellen unterhalb des Störpegels ermittelt sind, errechnet das Verfahren den Mittenwert von γ/ϕ für die Rauschstellen (665), stellt die Mitte von γ/ϕ auf den Mittenwert von γ/ϕ (667) und übergibt die Mittenwertfunktion dem Rauschtracken (669). Wenn das Minimum oberhalb des Störpegels oder im Dynamikbereich des Systems liegt, stellt das Verfahren den Trackalgorithmus in der Mitte ein. Wenn sich das größte Minimum oberhalb des Systemstörpegels befindet, stellt das Verfahren die nächste Mittenstellung von γ/ϕ auf das Minimum von γ/ϕ (671) ein. Das Verfahren übergibt der Nullstellenprüfung das nächste Minimum und das letzte Maximum zur Prüfung der Nullstellentiefe (673). Wenn die Nullstellenprüfung erfolgreich ist, wird die Trackschleife unter Verwendung des nächsten Minimums für das Mittenminimum wiederholt. Für den Vorgang wird die AGC aktualisiert, um den maximalen Dynamikbereich zu behalten. Beim erneuten Durchlaufen des Trackverfahrens stellt der Näherungsvorgang mit 3·3 Trackmatrix das Verfahren wirkungsvoll wieder auf das aktuelle Minimum ein und verwendet das gleiche Trackfenster, um den Vorgang zu wiederholen.
Nun wird Bezug genommen auf 16, welche den Rauschtrackalgorithmus darstellt. Beim Rauschtracken klammert der Vorgang den in γ/ϕ ermittelten Störpegel ein und schätzt eine zentrierte Einstellung als Nullstelle. Der Vorgang prüft eine 3·3 Messungsmatrix, um die Größe des Störpegels durch Messen der Energie für die Einstellungen von γ/ϕ zu definieren, welche oberhalb des Rauschens liegen, halbiert die Differenz in den γ/ϕ-Klammern, errechnet den Mittenpunkt des Raumes, welcher von gültigen Messungen von γ/ϕ umgeben ist oder errechnet den Mittenwert der Rauschstellen. Die genaue Einstellung der Nullstellen ist bei diesen Zuständen wegen des Ausfalls der unterdrückten Interferenzsichtbarkeit nicht kritisch. Der Ausfall der Interferenz/Störungssignalstärke, wie durch den Verlust des Maximums gekennzeichnet, läßt das System zu vorgegebenen Einstellungen und zur Störungsermittlung zurückkehren.
In Bezug auf die 16 und 12 startet das Rauschtracken (673) mit einer Übergabe von der Erfassung über die Nullstellengüte/Rauschprüfung durch Ermittlung des Rausch-Störpegels oder über die gewünschte Trackermittlung (675) der Rauschstellen während des Trackverfahrens. Das Rauschtracken prüft unter Verwendung der letzten Auflösung von γ/ϕ ununterbrochen den Nullphasenraum von γ/ϕ und paßt diesen an. Eine Ausführungsform des Lösungvorschlags verwendet eine 3·3 Rauschtrackmatrix, um die Energie und das größte Minimum zu ermitteln. Der Trackvorgang verwendet eine numerische Steuerung mit einer Auflösungseinstellung der Gamma/Phi-Modulatoren gleich der letzten Auflösung oder Bitwichtung, welche bei der Erfassung oder beim Tracken (681) verwendet wird. Die Rauschtrack-Auflösung weist meist eine Auflösung auf, welche die Ermittlung von gültigen Signalen und Rauschpegeln in der 3·3 Matrix ermöglicht. Diese Auflösung kann die maximale Auflösung oder das LSB sein oder kann sich erhöhen/ausdehnen, um so groß wie die Such- oder die maximale Auflösung zu werden. Die Empfängerfunktion in 8 ist für die erforderliche Verarbeitungsbandbreite für Rauschtracken (683) ausgebildet. Das Verfahren errechnet die A/B Koeffizienten für die Rauschtrackwinkel in der Matrix relativ zu den Mittenwerten von γ/ϕ, welche von der Erfassung, dem gewöhnlichen Tracken oder der Tracknäherung (687) übergeben werden. Die Datenerfassungsparameter werden für Echtzeit oder Nicht-RT-Erfassung der Daten im Hardwarespeicher (691) entwickelt. Für Echtzeitbetrieb ist der ausgewählte Eingang zum DISU-Empfänger der Ausgang des Polarimeters (691). Eine Rauschtrackmatrix aus Polarimeter-Ausgangsdaten wird für jede A/B Einstellung der Rauschtrackmatrix (693) gesammelt und gepuffert. Eingangsdatenerfassung -speicherung in Echtzeit wird ausgeführt und ist implementiert und Verwendung einer Folge von Matrixadressstellen bei Rückkehr zum Mittenzustand zwischen jedem Erfassungspunkt, um die Zeit an der letzten Nullstelle zu maximieren. Eine alternative Ausführung, welche Nicht-RT-Verarbeitung verwendet, ist in der Figur gezeigt und verwendet unmittelbar das Ausgangssignal des ADC (oder das Eingangssignal des Polarimeters) (695). Das Nicht-RT-Verfahren sammelt und speichert Meßdaten in Echtzeit, vearbeitet diese Daten jedoch in Nicht-Echtzeit (697). Nicht-RT-Verfahren können aus den gleichen Gründen wie beim Suchen, der Erfassung und dem normalen Tracken verwendet werden. Im Falle des Rauschtrackens ermöglicht das Nicht-RT-Verfahren zusätzlich der Erfindung, mehrere/alternative Verfahren zu berechnen, um die Auflösung und Nullstellenmitte auszuwählen.
Das Verfahren prüft die Rauschtrackmatrix und ermittelt die Rauschstellen in der Matrix (699). Wenn alle Zellen der 3·3 Matrix im oder unterhalb des Störpegels liegen, erweitert das Verfahren die Auflösung des Vorgangs oder rastet aus durch Einstellen der nächsten Auflösung auf das zweifache (2·) der letzten Auflösung (701) und Wiederholen des Rauschtrack-Erfassungsvorgangs. Wenn die letzte Auflösung gleich der Suchauflösung oder maximalen Auflösung (703) ist, verläßt der Vorgang die Schleife und übergibt der Interferenzermittlung das Mittenminimum und das größte Maximum, um die Interferenz-Signalstärke (705) zu prüfen. Wenn bei einer Ausführungsform mehrere Rauschstellen in der 3·3 Matrix ermittelt sind, jedoch weniger als 9 Stellen (707), wird sich das Verfahren auf den Mittenwert der Rauschstelle einstellen. Das Verfahren prüft die Matrix nach mehrfachen Rauschstellen. Wenn nur eine einzige Stelle unterhalb des Störpegels (709) liegt, zentriert das Verfahren die Matrix neu durch Einstellen der Mitte von γ/ϕ auf die einzelne Rauschstelle (711, 713) und wiederholt den Rauschtrack-Erfassungsvorgang ohne die Auflösung zu ändern. Wenn nur eine einzelne Rauschstelle bei dieser Auflösung ermittelt ist, fährt das Verfahren fort, die Matrix in einer Schleife erneut zu zentrieren. Bei der zweiten Näherung der Schleife (715) endet das Verfahren, übergibt der Interferenz-Ermittlungsprüfung (705) die letzte Minimuminformation und bleibt in der Rauschtrackschleife, bis die Signalstärke der Interferenz unterhalb des Störungsschwellenwertes fällt oder die Minimumstelle größer als der Störpegel ist.
Wenn mehrere Stellen unterhalb des Störpegels ermittelt sind, errechnet das Verfahren die Anzahl der Rauschstellen und die Bündelung dieser Stellen (717). Wenn mehr als vier Stellen Rauschen sind und nicht gebündelt (721) sind (nicht benachbart), erweitert das Verfahren die Auflösung des Vorganges oder rastet aus (701) durch Einstellen der nächsten Auflösung auf das zweifache (2·) der letzten Auflösung und wiederholt den Rauschtrack-Erfassungsvorgang. Wenn die letzte Auflösung gleich der Suchauflösung oder der maximalen Auflösung (703) ist, verläßt der Vorgang die Schleife und übergibt der Interferenzerfassung das Mittenminimum und das größte Maximum, um die Interferenz-Signalstärke (705) zu prüfen. Wenn 2, 3 oder 4 Rauschstellen ermittelt sind, errechnet das Verfahren den Mittenwert von γ/ϕ für die Rauschstellen (721) und zentriert die Matrix erneut durch Einstellen der nächsten Mitte auf das Mittenminimum (723) und wiederholt den Rauschtrack-Erfassungsvorgang. Bei der zweiten Näherung der Schleife (725) mit mehreren Rauschstellen endet das Verfahren, übergibt der Interferenz-Ermittlungsprüfung (705) die Mitteninformation und bleibt in einer Rauschtrackschleife, bis das Maximum der Signalstärke der Interferenz unterhalb des Störungsschwellenwertes fällt oder die Minimumstelle größer als der Störpegel ist. Wenn die größte Minimumstelle oberhalb des Störpegels (727) liegt, übergibt das Verfahren dem gewöhnlichen Trackverfahren (729) das letzte Minimum. Die AGC für die DISU wird beim Rauschtracken nicht aktualisiert, weil angenommen wird, daß der Dynamikbereich am unteren Bereich des Empfindlichkeitsbereiches eingestellt ist. Beim erneuten Eingeben des Rauschtrack-Verfahrens zentriert der Näherungsvorgang der 3·3 Trackmatrix das Verfahren auf das aktuelle Minimum oder auf die mittlere Rauschstelle wirkungsvoll und verwendet das gleiche Trackfenster, um den Vorgang zu wiederholen.
Es wird nun Bezug genommen auf 17, welche den Wiedergewinnungsalgorithmus darstellt. Beim Wiedergewinnen wickelt der Vorgang die wegen schwacher Nullstellengüte gescheiterte Erfassung oder das gescheiterte gewöhnliche Tracken ab. Schwache Nullstellengüte ist als unbefriedigende Nullstellentiefe definiert, dem Verhältnis zwischen größtem Maximum und größtem oder letzten Minimum. Das Verfahren verdoppelt ein abgekürztes Suchen und prüft den Phasenraum von γ/ϕ unter Verwendung einer groben Folge von Auflösungsschritten, um den Raum von π bis 2π unter Verwendung einer 5·8 Matrix mit anfänglichen vorgegebenen Einstellungen abzudecken, welche vom Verfahren zur Wiedergewinnung übergeben werden und deren Auflösung bei der Suchauflösung eingestellt wird.
In Bezug auf die 17 und 12 beginnt das Erfassungsverfahren (731) mit einer Übergabe von der Erfassung oder dem gewöhnlichen Tracken über die Nullstellengüte-/Rauschprüfung durch Erfassen der nicht hinreichenden Nullstelle. Das vorgegebene γ/ϕ wird auf das letzte Gamma/Phi (735) eingestellt, und die Auflösung wird auf die Suchauflösung (733) eingestellt. Die Auflösung wird während des Wiedergewinnungsvorganges nicht geändert. Die Empfängerfunktion in 8 ist für die erforderliche Verarbeitungsbandbreite für das Rauschtracken ausgebildet. Das Verfahren errechnet die A/B Koeffizienten (741) für die Wiedergewinnungswinkel in der Matrix relativ zu den Werten von γ/ϕ, welche von der Erfassung (737) oder dem normalen Tracken (739) übergeben wurden.
Die Datenerfassungsparameter werden für die Erfassung der Daten in Echtzeit oder Nicht-RT im Hardwarespeicher (743) entwickelt. Für Echtzeitbetrieb ist der ausgewählte Eingang zum DISU-Empfänger der Ausgang des Polarimeters (745). Eine Wiedergewinnungsmatrix der Polarimeter-Ausgangsdaten ist für jede A/B-Einstellung der Wiedergewinnungsmatrix (747) gesammelt und gepuffert. Eingangsdatenerfassung und -speicherung in Echtzeit wird durchgeführt und ist ausgeführt unter Verwendung einer Folge von Matrixadressenstellen mit einer Rückkehr zu dem vorgegebenen Zustand von γ/ϕ zwischen jedem Erfassungspunkt, um die Zeit an der letzten Nullstelle zu maximieren. Eine alternative Ausführungsform, welche Nicht-RT-Verarbeitung verwendet, ist in der Figur dargestellt und verwendet unmittelbar das Ausgangssignal des ADC (oder das Eingangssignal des Polarimeters) (749). Das Nicht-RT-Verfahren sammelt und speichert Meßdaten in Echtzeit, verarbeitet diese Daten jedoch nicht in Echtzeit (751). Das Nicht-RT-Verfahren kann aus den gleichen Gründen wie bei der Erfassung verwendet werden. Das Verfahren prüft die Wiedergewinnungsmatrix und umklammert das größte Maximum, um die Interferenzspitze der Signalstärke (753) zu erhalten. Das Maximum wird später verwendet, um das Vorhandensein starker Interferenz zu prüfen und die minimale Nullstellentiefe zu prüfen. Der Vorgang wählt ferner die möglichen Minima (755) aus. Das größte Maximum wird mit einem vorher programmierten Störungsschwellenwert (757) verglichen. Wird der Störungsschwellenwert überschritten, wird dem Erfassungsverfahren (759) das größte Minimum und das größte Maximum übergeben. Wenn der Störungsschwellenwert nicht überschritten ist, wird der vorgegebene Wert auf RHCP zurückgesetzt, wir kehren zur Matrixerfassung (761) des Suchverfahrens zurück und wiederholen den Vorgang, bis ein maximaler Interferenzpegel mit einer ausreichenden Stärke ermittelt ist.
Eine Softwareüberwachungsfunktion (Watchdog) beim Empfänger (21) wird als Sicherheitsvorkehrung verwendet, um die Einstellung der DISU auf ein Nullsignal von GPS/GLONASS zu verhindern. Die Überwachungsfunktion ermittelt die Einstellung oder die Änderung des DISU-Algorithmus zum Äquivalent von LHCP, RHCP, oder der Nullstelle. Die Einstellung der DISU-Pipeline wird regelmäßig mit einem vorprogrammierten Fenster verglichen, welches als Nullstelle von RHCP definiert ist. Wenn sich der DISU-Algorithmus diesem Bereich nähert, wird das System von der Erfassung oder dem Tracken abgehalten und kehrt zum Suchen zurück.
Wenn das ATF-Hilfsfilter 17 die schmalbandige Interferenz in einem Reihenaufbau ermittelt und unterdrückt, überwacht der Empfänger 21 das Ausgangssignal des Filters, um die Restsignalumgebung zu prüfen, um Restinterferenz/-Störungen zur Polarimeterbeseitigung zu ermitteln. Bei dieser Betriebsart wird das Filter 17 zuerst verwendet, um schmalbandige Interferenz zu unterdrücken, und das digitale Polarimeter wird verwendet, um die Restumgebung oder breitbandige Interferenz in der Umgebung zu ermitteln und zu unterdrücken.
Die vorstehende Beschreibung der Archtitektur der bestimmten Ausführungsformen des digitalen Polarimeters gemäß der Erfindung soll beispielhaft und nicht begrenzend für den Schutzbereich der Erfindung sein, welche im wesentlichen einen ersten Schaltungsabschnitt zum Übertragen der orthogonalen Signale ins Basisband umfaßt, einen zweiten Schaltungsabschnitt zum Regeln der Leistung der Quadratursignalpaare, einen dritten Abschnitt zum Digitalisieren der Empfangssignale, welche mit Interferenz/Störungen belegt sind, einen vierten Abschnitt, bei welchem die digitalen Polarimeterelemente die Polarisierungsmodulation unter Verwendung der Phasenkoeffizienten durchführen, einen fünften Hilfsabschnitt, bei welchem die digitalen Verarbeitungselemente das nichtrekursive Filtern der digitalisierten Signale durchführen, einen sechsten Abschnitt, bei welchem die digitalen Verarbeitungselemente das Delta-Ausgangssignal im Empfänger verarbeiten und die Phasensteuerungskoeffizienten für das numerische Polarimeter gemäß dem definierten Suchen, der Erfassung und dem Tracken des Algorithmus errechnen, um die Interferenz in den Empfangssignalen zu unterdrücken, und einen siebten Abschnitt, bei welchem das Delta-Ausgangssignal in numerischer oder analoger Form einer Schnittstelle zum gespreizten Spektrum des GPS-Empfängers eingespeist wird. Die offenbarte Erfindung mit deren Veränderungen und Abänderungen eines digitalen Polarimeters gemäß der Erfindung oder Abschnitte von diesem, welche dem Fachmann bekannt sind, liegen innerhalb des Schutzbereiches der Erfindung, wie in den nachfolgenden Ansprüchen definiert.

Claims

Digitales adaptives Unterdrückungssystem zum Unterdrücken von Stör- und Störersignalen in einem gespreizten Signalspektrum, wobei das System umfaßt: ein Antennensystem zum Empfangen des gespreizten Signalspektrums und der Intraband-Stör- und -Störersignale und zum Aufteilen der Empfangssignale in zwei orthogonal polarisierte analoge Antennen-Ausgangssignalkomponenten, eine Analog/Digital-Wandlereinrichtung zum Wandeln der zwei orthogonal polarisierten analogen Ausgangssignalkomponenten in digitale Eingangssignale, ein digitales Polarimeter zum Empfangen der digitalen Eingangssignale und zum Empfangen der digitalen Phasenverschiebungskoeffizienten von einem Koeffizientengenerator, um ein digitales Polarimeter-Ausgangssignal bereitzustellen, welches das gespreizte Signalspektrum mit unterdrückten Stör- und Störersignalen darstellt, einen Koeffizientengenerator, welcher mit dem digitalen Polarimeter verbunden ist, um die Phasenverschiebungskoeffizienten zu erzeugen und die Phasenverschiebungskoeffizieten wiederholend zu aktualisieren, bis das digitale Ausgangssignal am Polarimeter bei einem Minimum liegt, welches das gespreizte Signalspektrum mit unterdrückten Stör- und Störersignalen darstellt.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 1, bei welchem das Antennensystem globale Satellitenortungssignale (GPS) in den Frequenzbändern L1 und L2 empfängt, und wenigstens eines der GPS-L1- und GPS-L2-Signale in zwei orthogonal polarisierte Antennen-Ausgangssignalkomponenten teilt.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 2, bei welchem die Analog/Digital-Wandlereinrichtung einen symmetrischen Wandler umfaßt, um die zwei orthogonal polarisierten analogen Ausgangssignalkomponenten in einen Basisband-Frequenzbereich zu übertragen, eine automatische Verstärkungssteuerung umfasst, um das Ausgangssignal des symmetrischen Wandlers zu empfangen und um ein Paar leistungsgesteuerte analoge Signale aus dem Ausgangssignal zu erzeugen, und einen Analog/Digital-Wandler, um jedes von dem Paar leistungsgesteuerter analoger Signale in digitale Eingangssignale zu wandeln.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 3, bei welchem der symmetrische Wandler weiterhin eine Einrichtung umfaßt, um jedes der zwei orthogonal polarisierten analogen Ausgangssignale bei einer Basisbandfrequenz in Quadraturkomponenten zu wandeln.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 4, bei welchem die automatische Verstärkungssteuerungseinrichtung eine Einrichtung umfaßt, um die Verstärkung der Quadraturkomponenten der zwei orthogonal polarisierten analogen Ausgangssignale in abgestimmter Weise auf der Grundlage des größten Ausgangssignales zu steuern, eine Einrichtung umfaßt zum Verstärken der Ausgangssignale durch veränderliche verkoppelte Verstärkung, um ein Signalbegrenzung zwischen einem – Zwischensignalpegel am Ausgang und einem maximalen Signalpegel zu verhindern, und eine Einrichtung zum Bereitstellen einer maximalen festgelegten Verstärkung für den linearen Signalbetrieb zwischen einem Zwischensignalpegel und dem niedrigsten Betriebssignalpegel am Ausgang.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 4, bei welchem die Analog/Digital-Wandlereinrichtung eine Einrichtung umfaßt, um das Paar leistungsgesteuerter, um 90° phasenverschobener, analoger Signale abzutasten und zum Digitalisieren der Abtastwerte, um digitale Eingangssignale zu erzeugen, wobei die digitalen Eingangssignale als digitale Eingangssignalvektoren dargestellt sind.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 6, bei welchem das digitale Polarimeter die digitalen Eingangssignalvektoren mit den digitalen Phasenverschiebungskoeffizienten numerisch verarbeitet, um ein numerisches Ausgangssignal zu erhalten.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 7, bei welchem das numerische Ausgangssignal in den Koeffizientengenerator eingespeist wird, um die digitalen Phasenverschiebungskoeffizienten zu aktualisieren.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 8, bei welchem der Koeffizientengenerator eine Einrichtung umfaßt, um die digitalen Phasenverschiebungskoeffizienten ununterbrochen zu aktualisieren, bis das numerische Ausgangssignal minimiert ist.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 7, welches weiterhin ein digitales adaptives Transversalfilter enthält, welches mit dem digitalen Polarimeter verbunden ist, um das numerische Ausgangssignal zu empfangen und das numerische Ausgangssignal gemäß einem nichtrekursiven (Finite Impulse Response, FIR) Filteralgorithmus zu verarbeiten, und um das gefilterte numerische Ausgangssignal zum Koeffizientengenerator zu übertragen.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 10, bei welchem der Koeffizientengenerator das gefilterte numerische Ausgangssignal verarbeitet, um die Phasenverschiebungskoeffizienten zu erzeugen und wiederholend zu aktualisieren.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 11, bei welchem das digitale adaptive Transversalfilter die schmalbandigen Interferenzsignale minimiert.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 7, bei welchem das numerische Verarbeiten der digitalen Eingangssignalvektoren mit den digitalen Phasenverschiebungskoeffizienten gemäß nachfolgender Gleichung erfolgt:
wobei Δ das numerische Ausgangssignal ist; die Vektoren
die digitalen Eingangssignalvektoren sind und
die digitalen Phasenverschiebungskoeffizienten des Koeffizientengenerators in Vektorform sind.
Digitales adaptives Unterdrückungssystem nach Anspruch 13, bei welchem die digitalen Phasenverschiebungskoeffizienten in Vektorform vom Koeffizientengenerator gemäß den folgenden Gleichungen erzeugt werden: a11 = –sin γ a12 = –cos γ – 1 a21 = cos γ + 1 a22 = –sin γ b11 = cos γ cos ϕ – sin γ sin ϕ – cos ϕ b12 = –cos γ sin – sin γ cos ϕ + sin ϕ b21 = sin γ cos ϕ + cos γ sin ϕ – sin ϕ b22 = –sin γ sin ϕ + cos γ cos ϕ – cos ϕwobei die γ- und ϕ-Werte ununterbrochen vom Koeffizientengenerator aktualisiert werden, bis das numerische Ausgangssignal minimiert ist.