DE2045559A1

DE2045559A1 - Datenmodulator mit Sinuswellen synthese

Info

Publication number: DE2045559A1
Application number: DE19702045559
Authority: DE
Inventors: George R Wilhamsville N Y Shuda Donald G Chelmsford MacDavid Kenneth R Nabnasset Mass Giles, (V St A )
Original assignee: Sanders Associates Inc
Current assignee: Lockheed Martin Corp
Priority date: 1969-09-17
Filing date: 1970-09-15
Publication date: 1971-03-25
Also published as: CH543839A; IL35236A; JPS5014867B1; GB1300807A; SE359004B; US3623160A; FR2064812A5; BE756262A; IL35236A0; NL7013780A

Description

DIPL.-JNG. KLAUS BEHN 9 Π Λ 5 5 5

DIPL.-PHYS. ROBERT MÜNZHUBEH

PATENTANWÄLTE 8 MÜNCHEN SS WIDENMAYERSTRASSE S

TEL. (oati) ssssso-ssbiss

14. September I970 Unser Zeichen: A 31270 Ml/vs

Firma SANDERS ASSOCIATES, INC., Daniel Webster Highway, South, Nashua, New Hampshire O5O6O, U.S.A.

. i

Datenmodulator mit Sinuswellensynthese

Die Erfindung betrifft signalUbermittelnde Geräte und zugeordnete Schaltungen für die Sinuswellensynthese. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Übertragungsgerät, das dazu dient, Digitaldaten über einen Übertragungskanal ai übertragen wie etwa eine Übertragungsleitung, eine Mikrowellenverbindung, eine Radioverbindung oder dergleichen. Wenngleich das sig nalübertragende Gerät der Erfindung mit Übertragungskanälen jeder geeigneten Bandbreite verwendet werden kann, ist es doch besonders für den Einsatz bei Stim- menstafielkanälen (voice grade channels) bestimmt.

Digitale Datensignale vieler derzeit verwandter Digitaleyeterae, die eine Binärschreibweise ver-

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wenden, setzen sich aus Informationsbits zusammen, die in Datenwörtern oder Gruppen verschiedener Abwandlungen eines Code angeordnet sind, um auf die Weise normale Buchstaben, Zahlen und sonstige Symbole darzustellen. Die Informationsbits werden durch Signale wiedergegeben, die die eine oder andere von zwei Amplitudenwerten haben, welche von dem binären Wert ("1" oder ^M0") der Bits abhängen. Für die vorliegende Beschreibung soll angenommen werden, daß diese Informationsbits als Impulszeichen (z.B. die binäre "1") und Pause (binäre "θ") der Telegraphie auftreten.

Die Übertragung derartiger digitalerDatensignale über StimmenstaffeisVerbindungskanäle ist bei den heute verwendeten elektronischen Signalverarbeitungssystemen sehr wichtig. Schnell druckende TeIedrucker, Computer oder Datenprozessrechner und viele andere Digitaleinrichtungen müssen häufig über bereits bestehende Verbindungseinrichtungen miteinander gekoppelt werden. Unglücklicherweise sind die bekannten und üblichen Stimmenstaffelkanäle nach Ihrer Charakteristik nicht für die direkte Übertragung derartiger Digitaldaten geeignet, denn es geht über das Frequenz- fassungsvermögen derartiger Stimmenstaffelkanäle hinaus, Frequenzkomponenten bis zur Frequenz Null und'

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einschließlich der Frequenz Null zu übertragen. Um dieserSchwierigkeit zu begegnen, wird üblicherweise ein Trägersignal verwendet, das moduliert wird, und zwar entweder amplitudenmoduliert (AM), frequenzmoduliert (FM) oder phasenmoduliert (PM) durch die Digitalinformation, die übertragen werden soll.

Eine Schwierigkeit, die bei solchen Übertragern bei der Datenmodulation auftritt, ist die Auslegung von wirksamen und genau arbeitenden Sinuswellenerzeugern, die billig sein sollen und nur einen kleinen Störpegel haben dürfen oder mit anderen Worten ein hohes Verhältnis von Signalpegel zu Rauschpegel bei der Datenübertragung. Ganz allgemein erfordern die Datenmodulatoren komplexe Analogkreise mit komplizierten Filterkreisen, um Harmonische niedrigerOrdnung der zu übertragenden Sinuswelle auszuschließen. Diese Schwierigkeit tritt besonders bei Mehrtonsystemen auf wie etwa bei FM-oder FSK-(Frequenzverschiebungsverschlüsselung) und Mehrton-PM-Übertragungssystemen. In einem FSK-System kann die zweite Harmonische des Bittons der niedrigeren Frequenz oder die dritte Harmonische des das Ende der Information anzeigenden Tons etwa die gleiche Fre-

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quenz haben wie der Bitton höherer Frequenz.

Ziel der Erfindung ist es, ein neues und verbessertes Signalübertragungsgerät zu schaffen. Bei der Verfolgung dieses Ziels soll ein Sinussyntheseschaltkreis geschaffen werden, der Harmonische der Grundfrequenz der Sinuswelle zu unterdrücken vermag. Es soll jedoch bei der Schaffung dieses neuen und verbesserten Datenmodulationsgeräts nicht nötig sein, teuere Filterkreise anzuwenden. Welter wird angestrebt, ein Mehrtondatenmodulationsgerät zu schaffen, das bei geringen Kosten eine hohe Informationsdichte erlaubt.

Kurz gesagt, ist die Erfindung in einem Gerät verkörpert, das mehrere Digitalsignalwellen erzeugt, die eine Phasenverschiebung gegeneinander haben, und das eine wertende Summation der Digitalwellen vornimmt, um eine in den Amplituden quantlsierte Welle zusammenzusetzen, die einerSinuskurve angenähert ist. Die relative Phasenverschiebung und die Summationsgewichte sind formabhängig ausgewählt, um bestimmte Harmonische der Grundfrequenz der zusammengesetzten Welle zu unterdrücken oder auszuschließen.

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Eine Codiereinrichtung reagiert auf digitale Information, um die in der Phase relativ zueinander gelegenen Digital-Signalwellen zu schaffen. Ein Summiernetzwerk summiert dann die Digitalwellen unter Berücksichtigung ihres Gewichtes und erzeugt so die zusammengesetzte Welle. Im dargestellten Aufbau arbeiten die Codier- und Summiermittel nach dem Prinzip des Abtastens und Haltens (sample and hold basis).

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung in einem Ausführungsbeispiel näher beschrieben. Es zeigen:

Figuren 1 und 2: Wellenformdiagramme typischer am-

plitudenquantisierter Wellen;

Figuren 5 und 4: Diagramme der Frequenzverteilung

von Sinuswellen, die durch Abtasten und Halten bzw. diskontinuierliche Abtastsysteme zusammengesetzt sind;

Figur 5 J ein weiteres Wellenformdiagramm,

das die Phasenbeziehungen mehrerer Rechteckimpulswellen darstellt sowie die resultierende quantisterte Welle und angenäherte Sinuswelle, die durch das Sinussynthesenetzwerk des in Figur 6 gezeigten Modulators gebildet ist;

109813/12H - 6 -

Figur 6 : ein Blockschaltbild eines FSK-

Modulators nach der Erfindung;

Figur 7 : ein Wellenformdiagramm, das die

Datenübermittlungsbedingungen eines FSK-Modulators zeigt;

Figur 8 : ein Blockschaltbild des Rechteck-

wellenerzeugerkreises des FSK-Modulators; und

Figur 9 : ein Schaltbild, teils in Blockdarstellung eines Wellenformungs- und Filternetzwerks, das in dem FSK-Modulator verwendet werden kann.

Das Sinussignalsynthesegerät gemäß der Erfindung erzeugt eine angenäherte Sinuswelle mit einer Grundfrequenz f , in der bestimmte Harmonische dieser Grundfrequenz f in der Synthese im wesentlichen eliminiert sind. Allgemein gesagt, kann ein Signal der gewünschten Wellenform so hergestellt werden, daß eine amplitudenquantisierte Welle mit Zeitintervallen von willkürlicher Breite gebildet und diese dann durch Filtern geformt wird. Die Kurve 50-1 in Figur 1 zeigt eine derartige quantisierte Welle, die durch ein Proben- und Haltesystem erzeugt werden kann. Die Kurve 30-1 hat quantisierte Amplltudenschritte Ll, L2...IN, die einer gleichen Anzahl von Schrittinter-

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vallen ti, t2...tN zugeordnet sind, wobei jeder Probenamplitudenwert gehalten wird, bis der nächste Wert auftritt. Bei der gewählten Darstellung ist N die Zahl 7. Die gestrichelte Hüllkurve 30-2 der Figur 2 entspricht im wesentlichen der Kurve 30-I der Figur 1, wurde jedoch durch diskontinuierliche Probenintervalle d

geschaffen; das will sagen, der Impuls selbst dauert nur die Zeitspanne At, die kürzer ist als das Probenint er val T .

Die Konstanten der harmonischen Frequenzanteile der Fourier Reihe der Kurven 30-1 und 30-2 sind Funktionen der Parameter Ll, L2...LW und ti, t2... tN. Es ist also möglich, durch Wahl dieser Parameter die Amplituden der harmonischen Anteile zu beeinflussen. Soll eine Sinusform gebildet werden, so wird als Form ™

für die Kurve 30-I (oder die Hüllkurve 30-2) eine Form gewählt, die sich bereits der Sinuskurve nähert.

Anschließend soll das FrequenzSpektrum der Figur 3 betrachtet werden, aus dem zu erkennen ist, daß eine resultierende Sinuswelle, die durch ein Abtast- und Haltesystem mit einer Einzelprobenfrequenz f_ ganz

10 9 8 13/121 4 "⁸"

ORiGlNAL INSPECTED

allgemein eine Grundfrequenzkomponente f enthält sowie harmonische zu dieser Grundfrequenz f und weitere Komponenten der Frequenzen nf + f , worin η eine ganze Zahl und f_r2f ist. Sämtliche Amplitudenkomponenten sind bei der dargestellten Kurvenform Sin X

verkleinert (es ist also der Absolutwert der

normalisferten Amplituden aus Gründen der Vereinfachung aufgezeichnet). Die gestrichelten Linien in der jeweiligen Verlängerung der Amplituden bei den verschiedenen Komponenten zeigen die Größe der Amplitudenkomponenten an, die für eine perfekte Impulszusammensetzung einer Sinuswelle benötigt werden, in der die Impulsbreite bzw. die Probendauer unendlich klein ist. Figur 4 zeigt die Hüllkurve der Frequenzverteilung für eine Sinuswelle, die in einem diskontinuierlichen Probensystem gebildet ist. Diese drei Kurven stellen graphische Darstellungen von drei Werten von t in der Frequenzfunktion G(f) dar dhes Rechteckimpulses der Breite t und der Amplitude A, worin

_G/_f\ A sin

Wie bereits an früherer Stelle erwähnt, können die Amplituden der harmonischen Komponenten durch ent-

sprechende Auswahl der quantisierten Pegel Ll, L2... LN und der Probendauer ti, t2...tN beeinflußt werden. Dies ermöglicht die Formauswahl der Probenquantisierungswerte für eine Sinuswelle, die bei vielen Anwendungsfällen zu einer Vereinfachung der Bauteile und zu Kostenverringerung führt. Dies ist besonders von ,

Bedeutung bei Anwendungsfällen, wo nur mit geringer Bandbreite gearbeitet werden kann. In einem Mehrtonübertragungssystem z.B. haben die Harmonischen des tieferen Tones oft nahezu dieselbe Frequenz wie einer der Töne der höheren Werte. Werden dann symmetrisch quantlsierte Wellen erzeugt, so können bereits die geradzahligen Harmonischen jedes Tons ausgeschaltet werden. Durch entsprechend gute Größenauswahl der quantisierten Pegel und der Probenzeitespannen können auch unerwünschte ungeradzahlige Harmonische im we- "

sentlichen eliminiert werden. Dies macht es möglich, daß die verschiedenen Töne durch Betreiben in Mehrfachschaltung einer einzigen programmierbaren Tonquelle erzeugt werden können und diesedann bei relativ niedriger Frequenz gemischt werden, bevor sie in einem einzigen Filter gefiltert werden. Dies steht im Gegensatz zu vielen Mehrtonsystemen, die für jeden

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Ton einen besonderen Tongenerator und für jeden Tongenerator verschiedene Bandpassfilter benötigen.

Es liegt innerhalb des Rahmens der Erfindung, daß die hier offenbarten Techniken und Geräte in allen Anwendungsfällen verwendet werden, die Wellensynthese erfordern. Ein Gerät nach der Erfindung schafft mehrere Digitalwellen mit relativen Phasenverschiebungen und ermöglicht eine Summation nach Gewicht der phasenverschobenen Wellen, um so eine resultierende Welle zu erzeugen. Die relativen Phasenverschiebungen und die Summationsgewichte sind entsprechend ausgewählt, so daß bei der resultierenden Welle einzelne Harmonische unterdrückt werden. Die Erfindung soll nun der Deutlichkeit halber in einem Beispiel beschrieben werden, wobei eine Mehrtonmodulatoreinheit nach dem sample and hold-Prinzip unter Anwendung der Frequenzverschiebungsverschlüsselung gezeigt wird.

Es wird jetzt auf Figur 5 Bezug genommen. Die Kurve 50-5 stellt eine Wellenform dar, die sich einer Sinuskurve nähert und die keine geradzahligen

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Harmonischen enthält und die darüberhinaus keine ungeradzahligen Harmonischen enthält, die durch drei und fünf teilbar sind. Die geradzahligen Harmonischen sind dadurch ausgeschaltet, daß die Kurve symmetrisch gestaltet ist. Die dritten und fünften ungeradzahligen Harmonischen sind dadurch beseitigt, daß mehrere Digitalwellen in geeigneter Phasenlage zueinander unter Berücksichtigung ihres Gewichtes summiert sind, wobei die relative Phasenlage und das Summationsgewicht abhängig sind von dem Amplitudenpegel und den Zeitintervalparametern. Es können natürlich andere Wellenformen verwendet werden, die sich der Sinusform nähern und in denen bestimmte Harmonische unterdrückt sind.

Für eine leichte Durchführung wird gern ein g

Phasenwinkel von ir/n Radiant benutzt, wobei η eine ganze Zahl ist, die oft gleich der Zahl der Digitalsignalwellen ist, die summiert werden sollen. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel werden die dritte und die fünfte Harmonischen bei der zusammengesetzten Welle 30-3 dadurch beseitigt, in^dem eine Phasenverschiebung von 45 Grad (^ Radiant) (oder ein Vielfaches davon) zwischen jeder der vier Rechteck-

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wellen angewendet wird und diese ein relatives Gewicht von 1; 2,414; 2,4l4 und 1 haben. In dem WeI-lenformdiagramm der Figur 5 sind die Rechteckwellen mit Ql, Q2, Q3 und q4 bezeichnet. Die Wellen Q2
und q4 sind um % Radiant gegenüber Ql und Q3 verschoben, und die Welle Q3 ist um ^j-+TTRadiant
gegenüber Q2 verschoben.

Die gewichtsmäßige Summation der Rechteckwellen unterschiedlicher Phasenlage ergibt die resultierende Stromwelle 30-3* die sich einer Sinuswelle nähert. Die relativen Stromamplitudenpegel von — 4,81 und — 6,81 sind Funktionen der einzelnen Gewichte in der Summation. Es versteht sich, daß das dargestellte Beispiel mit vier Rechteckwellen und
der gezeigten relativen Phasenlage sowie den einzelnen Gewichten nur beispielhaft zu verstehen ist und daß andere relative Phasenverschiebungen und Gewichte verwendet werden können sowohl mit derselben Anzahl von Einzelwellen als auch mit einer anderen Anzahl, um eine der Sinuskurve angenäherte Kurve zu erhalten.

Figur 6 zeigt einen FSK-Modulator 10 gemäß der Erfindung, der informierende Markierungs- und

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Abstands-(M/S)-signale moduliert, die von einer Digitalquelle 11 zugeführt werden, so daß ein PSK Signal geschaffen wird, das über ein Verbindungsglied 12 übermittelt wird. Der Verbindungsglied 12 kann jede¹ geeignete Kommunikationskanal sein wie etwa

eine Übertragungsleitung, eine Mikrowellenverbindung, ,

eine Radioverbindung oder dergleichen. Die digitale Signalquelle 11 kann jede Datenprozesseinrichtung sein.

Der PSK Modulator enthält einen Steuerkreis 13, der den Start der Sendung überwacht, einen Frequenzversehiebungsverschlüsselungskreis 14, einen Digitalwellenkreis 15, ein Summiernetzwerk 16, ein Wellenformungsnetzwerk 17 und eine Ankopplungsvorrichtung, die hier durch einen Übertrager 18 darge- " stellt ist. Der Sendung-Start-Steuerkreis 13 enthält geeignete Steuerschaltungen, die auf ein Anfragesignal zur Sendebereitschaft (RTS-Signal) ansprechen, dag yon der Signalquelle 11 erzeugt wird, und ein Fertig zur Sendung-Signal (CTS-Signal) nach einer beetimraten Verzögerung abgibt sowie ein Prequenzauegangesignal (FOE-Signal). Alle diese Signale sind im Wellenforaidiagramm der Figur 7 gezeigt. Die

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Signalquelle 11 spricht auf das CTS-Signal an, so daß der Frequenzverschiebungsverschlüsselungskreis 14 M/S Daten abgibt. Wird dann gewünscht, die Übermittlung der Daten zu unterbrechen, dann hörtdie Signalquelle 11 mit der Abgabe des RTS-Signals auf. , Der Steuerkreis 15 spricht dann auf das Ende des RTS-Signals in der Weise an, daß auch das CTS-Signal beendet wird und nach geeigneter Verzögerung auch das FOE-Signal aufhört. Während der Zeitspanne von der Beendigung des RTS-Signals bis zum Ende des FOE-Sign&ls erzeugt der FSK-Modulator 10 einen Ton oder ein Signal "Ende der Nachricht".

Der Frequenzverschiebungsverschlüsselungskreis 14 reagiert auf die M/S-Daten und das RTS-Signal derart, daß er Frequenztonsignale abgibt, die Markierungsfrequenz f , eine Zwischenraumfrequenz f_e

Iu S

und eine "Ende der Nachricht"-Frequenz f_eom bedeuten, wie es in Tabelle 1 angegeben ist mit einer minimalen Phasendiskontinuität.

TABELLE 1

RTS	1	M/S	Frequenz tonsignal
H	. . _L!!-.„ . ..	8 t_u
H	-■■ _L :.'"■■ ■··	⁸V
L	kein Einfluß 09813/1214	⁸ Um

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Derartige Frequenzverschiebungsverschlüsselungskreise sind allgemein bekannt, und eine ins Einzelne gehende Beschreibung dieser Schaltkreise ist für das Verständnis der Erfindung nicht erforderlich. Es genügt hier zu sagen, daß der Frequenzverschiebungsverschlüsselungskreis 14 einen Frequenzgenerator enthält, des- j

sen Frequenz das Vielfache aller drei Tonfrequenzen f , f und f ist, sowie ein Frequenzteilernetzwerk und zugeordnete Steuerkreise, die auf Hoch (H)- und Tief (L)-bedingungen des RTS- und des M/S-Signals ansprechen, so daß das Teilernetzwerk die Generatorfrequenz entsprechend den in Tabelle 1 aufgezeigten Bedingungen teilt. Es sei festgehalten, daß die Frequenztöne, die vom Frequenzverschiebungsverschlüsselungskreis 14 erzeugt werden, das Achtfache des f -,

f - und f -Tones sind. Wie an späterer Stelle noch '

s eom

deutlich wird, ist der Multiplikationsfaktor acht entscheidend abhängig von der Frequenzteilungsfähigkeit des Digitalwellenkreises 15 und kann verschiedene Werte (einschließlich eins) haben bei unterschiedlichen Auslegungen des Kreises 15. Der Einfachheit halber wird das Ausgangssignal des Frequenzverschiebungsverschlüsselungskreises 14 manchmal auch als 8X-Ton in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet.

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Der Digitalwellenerzeugungskreis 15 reagiert auf das 8X-Tonsignal des Frequenzyersdiiebungsverschlüs· selungskreises 14 derart, daß mehrere Rechteckwellen Ql, Q2~, Qj5 und Q4 (Figur 3) erzeugt werden, die alle eine Grundfrequenz von f , f oder f haben, welche gerade in Frage kommt. Wie aus Figur 1 ersichtlich, sind die qT, Q2~, Qj5 und Q4-Wellen mit verschiedenen Summierungsimpedanzen verbunden, die zum Beispiel Widerstände sind, welche in das Summiernetzwerk eingebaut sind. Die Summierwiderstände haben unterschiedliche Werte von 1,OR; 2,4l4R; 2,4i4r und 1,OR für die ihnen jeweils zugeordneten Rechteckwellen und q4.

Für das dargestellte Beispiel des FSK-Modu lators nach der Erfindung, bei dem vier Rechteckwel len benötigt werden, kann der Digitalwellenerzeugungskreis 15 die Form eines vierstufigen Digitalzählers von der/Figur 8 gezeigten Form haben. Jede der Filterstufen des in Figur 8 gezeigten Filters ist ein D-Flip-flop mit D(Eingang), C(Clock), R (Lösch), Q(Ausgang) und ξΓ(Ausgang) Klemmen. Jede der Zählerstufen ist durch die Ziffer 15 mit einer anschließenden Ziffer 1,2,3 oder 4 gekennzeichnet.

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Die einzelnen Flipflopanschlüsse sind dann entsprechend gekennzeichnet. So hat das Flipflop 15-1 die Anschlußklemmen Dl, Cl, Rl, Ql und Ql.

Die Zählerstufen sind untereinander verbunden, wie dies Figur 8 zeigt, so daß die Folge von Ausgangsbedingungen entsteht, wie sie in Tabelle 2 in Abhängigkeit von dem 8X-Frequenzton gezeigt ist, der an alle Clockanschlüsse jeder Zählerstufe geführt ist.

TABELLE II

Si	L	L	L
L	L	L	L
H	H	L	L
H	H	H	L
H	H	H	H
H	H	H	H
L	L	H	H
L	L	L	H
L	L	L	L
L

Es sei auch erwähnt, daß, wenn der FSK-Modulator keine Daten überträgt, das FOE-Signal niedrig oder Null ist (L), so daß dann das Flipflop 15-1 ständig in gelöschtem Zustand ist. Während dieser Seit,

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wenn das FOE-Signal niedrig ist, führt der Frequenzverschiebungsverschlüsselungskreis 14 ununterbrochen den 8X-"Ende der Nachricht"-Ton, 8f_eom, zu (siehe Tabelle 1 und Figur 7 ). Nachdem das FOE-Signal die Zählerstufen 15-1 gelöscht hat, überträgt das 8X-"Ende der Nachricht"-Tonsignal den gelöschten Zustand des 15-1 Flipflop durch die übrigen Zählerstellen, bis sämtliche Zählerstellen denselben Zustand eingenommen haben. Das bedeutet, daß die Ql entsprechenden Ausgänge alle Null sind und so lange so bleiben, bis das RTS-Signal wieder auf den hohen Wert (eins) übergeht (Tabelle 1). Dieser Zustand des Zählers entspricht einer Durchkreuzung des Bezugswertes (z.B. einem Null-Durchgang) der quantisierten Welle, wie dies in Figur 5 dargestellt ist.

Die quantisierte Wellenform 30-3, die im Summenknotenpunkt des Summierungsnetzwerkes 16 (Figur 6) gebildet wird, wird durch das Wellenformungs- und Filternetzwerk geformt und gefiltert, so daß sich die in Figur 5 gezeigte Sinus we !levorin ergibt. Das Wellenformungs- und Filternetzwerk 17 stellt gegenüber dem Summierungsknotenpunkt vorzugsweise eine effektive Nullimpedanz für Wechselstrom dar· Wenngleich

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- Vi -

auch eine endliche Wechselstromimpedanz zwischen Sununierungsknotenpunkt und Erde verwendet werden kann, liegt eine gewisse gegenseitige Beeinflußung zwischen den einzelnen Summierungszweigen vor, so daß dann nicht nur die Berechnung der einzelnen Widerstandswerte der Summierungswiderstände schwieriger wird sondern auch die Eigenschaften des Summenbildners eine Punktion der Belastung werden. Das Wellenformungsnetzwerk hat deshalb vorzugsweise die Gestalt eines Punktionsverstärkers (OP-AMP), wie in Figur 9 gezeigt.

Das in Figur 9 gezeigte Wellenformungsnetzwerk 17 enthält einen OP-AMP 17-1, der so angeschlossen ist, daß er die resultierende Treppenwelle integriert. Zu dem Zweck ist eine Rückführung mit i

einem Hochpaßfilter 17-2 zwischen einem Ausgang des OP-AMP und einer seiner Eingangsklemmen geschaltet, die aßerdem die Wellenform 30-3 erhält. Die andere Eingangsklemme des OP-AMP ist mit einer geeigneten Bezugsspannung verbunden, die in Figur 9 ^als Erde gezeichnet ist. Zwischen Ausgang des OP-AMP 17-1 und der Primärwicklung eines Kopplungsübertragers

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ist ein Tiefpaßfilter 17-5 geschaltet.

Da die quantisierte Wellenform weder die dritte noch die fünfte ungerade Harmonische noch irgendeine gerade Harmonische enthält, können verhältnismäßig einfache Filterkreise (wie sie als Filter 17-2 und 17-5 gezeichnet sind) verwendet werden. Außerdem können die Widerstände und Kapazitäten, die in den Filtern verwendet werden, relativ grobe Toleranzwerte haben. Dies steht im Gegensatz zu den bisher verwendeten Systemen, in denen die Filter die zweite Harmonische des Bittons tieferer Frequenz und/oder die dritte Harmonische des Ende der Nachricht-Tons gegenüber dem Hoherfrequenten-Bitton zu unterscheiden hatten. Bei einem typischen Ausführungsbeispiel werden als Bittöne die Frequenzen 1200 Hz und 2200 Hz verwendet, während der Ende der Nachricht-Ton 880 Hz hat. Die Filternetzwerke mußten dann den 2200 Hz-Ton von der zweiten Harmonischen des tieferen Bittons mit 2400 Hz und von der dritten Harmonischen des Ende der Nachricht-Tons mit 2640 Hz unterscheiden können.

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Claims

PATENTANS P RÜCHE

Datenmodulator unter Anwendung von Sinuswellensynthese, gekennzeichnet durch Mittel zur Erzeugung mehrerer Digitalsignalwellen, die gegeneinander phasenverschoben sind, und Mittel für eine gewichtsmäßige Summation der Digitalwellen zur Erzeugung einer der Sinusform angenäherten Kurve der Frequenz f .

2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die relativen Phasenverschiebungen und die Summationsgewichte Werte haben, die der Summation bestimmte Harmonische der Frequenz f ausschließen.

3>. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Erzeugung der Digitalwellen η Digitalwellen erzeugen mit einer relativen Phasenverschiebung gegeneinander von ± oder ein

η Vielfaches davon, und daß die Mittel zur Summierung einen Summierungsknotenpunkt aufweisen, der mit mehreren Summierungezweigen verbunden ist, von denen

- 22 1 0 9 8 η / 1 ? 1 /»

jeder eine andere der Digitalwellen erhält.

4. Gerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Wellenerzeugungsmittel Verschlüsselungsmittel enthalten, die auf ein Mehrpegel-Digitalsignal ansprechen zur Erzeugung einer modulierten Welle, wobei die Modulation eine Punktion des Pegels des Digitalsignals ist, und Mittel enthält, die abhängig von der modulierten Welle die Mehrfach-Digitalwellen erzeugen.

5. Gerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Mehrpegel-Digitalsignal einen ersten und einen zweiten Amplitudenpegel aufweist, die einen ersten und einen zweiten Binärwert darstellen.

6. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die modulierte Welle frequenzmoduliert ist mit Frequenztönen, die den Binärsignalwerten entsprechen.

7. Gerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die modulierte Welle an-

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ansprechenden Mittel einen Digitalzähler mit η Stufen aufweisen, dessen einzelne Stufen je eine der η Wellen erzeugen.

8. Gerät nach Anspruch 7* dadurch gekennzeichnet, daß die der Sinusform angenäherte Welle

von einem Filter gefiltert wird, der eine Wechsel- "

strom-Nullimpedanz darstellt im Bezug auf den Summierungsknotenpunkt, und daß die gefilterte Welle mit einem Übertragungskanal gekoppelt ist.

9. Gerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zu den unterdrückten Harmonischen alle geradzahligen Harmonischen und alle durch drei und fünf teilbaren ungeraden Harmonischen gehören.

10. Frequenzverschiebungsverschlüsselungsmodu-

lator gekennzeichnet durch Frequenzton-Codierungsmittel, die auf ein Mehrpegel-Digitalsignal ansprechen, um eine toncodierte Welle zu erzeugen, digitalwellenerzeugte Mittel, die abhängig von dieser toncodierten Welle η Digitalwellen erzeugen, die sämtlich Funktionen der toncodierten Welle sind und die gegeneinander phasenverschoben sind, Summations-

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mittel zum Summieren der η Digitalwellen unter Berücksichtigung ihres Gewichtes, um eine der Sinusform angenäherte Welle der Grundfrequenz f zu erzeugen, in der bestimmte Harmonische der Grundfrequenz f bei der Summation unterdrückt sind, und Mittel zum Filtern der Sinuswelle.

11. Modulator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Mehrpegel-Digitalsignal einen ersten und einen zweiten Pegel aufweist, die einem ersten und einem zweiten Binärwert entsprechen, und daß zu den unterdrückten Harmonischen die geradzahligen und die dritte und die fünfte Harmonische der Grundfrequenz f gehören.

12. Modulator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die η Digitalwellen gegeneinander um jj oder ein Vielfaches davon phasenverschoben sind.

IJ). Modulator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Summationsmittel einen Summierungsknotenpunkt enthalten, an den η Summierungszweige angeschlossen sind, die bestimmte Summierungsgewichte

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haben und denen bestimmte einzelne Digitalwellen zugeführt werden, und daß die wellenerzeugenden Mittel einen η stufigen Digitalzähler enthalten, der in Abhängigkeit von der toncodierten Welle von jeder seiner Stufen eine der η Wellen abgibt.

14. Modulator nach Anspruch Γ5* dadurch gekennzeichnet, daß die Filtermittel gegenüber dem Summierungsknotenpunkt eine Wechselstrom-Nullimpedanz darstellen.