DE2348458A1 - Impulsradarsystem - Google Patents
ImpulsradarsystemInfo
- Publication number
- DE2348458A1 DE2348458A1 DE19732348458 DE2348458A DE2348458A1 DE 2348458 A1 DE2348458 A1 DE 2348458A1 DE 19732348458 DE19732348458 DE 19732348458 DE 2348458 A DE2348458 A DE 2348458A DE 2348458 A1 DE2348458 A1 DE 2348458A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- signals
- circuit
- frequency
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/36—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
- G01S13/24—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves using frequency agility of carrier wave
Description
7500S Paris, Frankreich
Impulsradarsystem
Die Erfindung betrifft Impulsradarsysteme und befaßt sich insbesondere mit Systemen, welche die Messung der Entfernung
eines erfaßten Zieles durch Modulation des übertragenen
Signals und durch Beobachtung der Phasendrehung der Modulation des empfangenen Echosignals durchführen.
Sie eignet sich für die Entfernungsmessung von Erd-Luft- oder Raumzielen von Boden- oder Bordsystemen aus.
Im allgemeinen ergibt sich die Bestimmung der Entfernung eines Ziels durch ein Impulsradarsystem auf Grund der
Messung des Zeitintervalls zwischen dem Sendezeitpunkt eines Impulses und dem Zeitpunkt der Rückkehr des Impulses
nach Reflexion am Ziel.Wenn dieses Zeitintervall größer als die Folgeperiode der Impulse ist, ist die^ Entfernungsmessung
nicht mehr gültig, da eine Mehrdeutigkeit besteht.
Zur Beseitigung dieser Nachteile verwenden bestimmte bekannte Systeme mehrere Fplgefrequenzen von Impulsen
14/1005
mit verschiedenen Trägerfrequenzen oder Impulse mit veränderlichen Folgeperioden oder auch periodische
Impulse, deren Trägerfrequenz linear oder sinusförmig moduliert ist. Diese Systeme werden in dem "Radar Handbook"
von Merrill J.Skolnick, auf den Seiten 19-13 bis 19-17 unter dem Titel "Range-Ambiguity Resolution" verglichen.
Allen diesen Systemen ist der Nachteil gemeinsam, daß äie neue Mehrdeutigkeiten in Erscheinung treten lassen,
wenn zahlreiche Ziele im Ortungsbereich des Radargeräts sind.
Eint anderes Meßverfahren, das in dem Buch "Introduction
to Radar systems" von Merrill J.Skolnick, Seite 106 erwähnt ist,besteht darin, zwei oder mehr Wellen mit einander benachbarten
Frequenzen auszusenden und nach kohärenter Demodulation der reflektierten Wellen die Phasendifferenz
zu messen, die zwischen diesen beiden Wellen besteht. Die gesuchte Entfernung ist dann der gemessenen Phasendifferenz
proportional.Die auf diese Weise arbeitenden Systeme müssen zur Demodulation jedes der Empfangs signale
durch die Schwingung, aus der. das Signal entstanden ist, mit niedriger Folgefrequenz arbeiten. Es muß nämlich die
Rückkehr eines bei einer ersten Frequenz ausgesendeten Impulses abgewartet werden, bevor ein Impuls mit einer
anderen Frequenz ausgesendet wird.
Das Ziel der Erfindung ist die Schaffung eines Impulsradarsystems,
das diese Nachteile nicht aufweist und für den Betrieb mit hoher Folgefrequenz geeignet
ist. In diesem Fall werden die von den Zielen reflektierten Signale durch das System nach einem Zeitintervall empfangen,
das wesentlich größer als die Folgeperiode der Impulse ist. Besondere Einrichtungen ermöglichen die Trennung aller Signale,
40981A/1005
die einem gleichen Ziel entsprechen, deren Phasenvergleich die Bestimmung der gesuchten Entfernung ermöglicht.
Nach der Erfindung ist ein Impulsradarsystem zur Lieferung von
Entfernungsinformationen mit einem Sender zur Aussendung von wenigstens zwei Impulsfolgen gleicher Folgeperiode,
aber mit verschiedenen Trägerfrequenzen und mit einem Empfänger, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger
Einrichtungen zur Demodulation aller Empfangssignale durch ein einziges Bezugssignal und zur Lieferung der Dopplersignale
aufweist, sowie wenigstens eine Gruppe von η Doppler-Filtern, die jeweils eines der Dopplersignale
empfangen und an η getrennten Ausgängen getrennte Signale
je nach der Dopplerfrequenz liefern, wobei der Abstand
der Mittenfrequenz der Filter jeder Filtergruppe konstant und gleich einem ganzzahligen Teiler der Differenz zwischen
zwei Sendefrequenzen ist, Umschalteinrichtungen, die an die Ausgänge der Filter angeschlossen sind, um nacheinander
Signalpaare an Ausgangspaaren abzunehmen, deren Dopplerfrequenzdifferenz
gleich der Differenz zwischen zwei Sendefrequenzen ist, und einen Phasenkomparator zum Vergleich
der Signale jedes abgenommenen Signalpaares und zur Abgabe von die Entfernung anzeigenden Signalen.
Alle diese Empfangssignale werden einzeln analysiert, wodurch
es möglich ist, daß das System auch dann richtig arbeitet, wenn sich eine große Anzahl von Zielen gleichzeitig im
Ortungsbereich des Radarsystems befindet.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels,
das in der Zeichnung dargestellt ist. In der Zeichnung zeigen:
Fig.1 das vereinfachte Schema eines Radarsystems nach der
Erfindung, 4098u/1005
Fig.2 ein Beispiel der Form des Sendesignals als Funktion der
Zeit und der entsprechendenZustände der Umschalter im Sender und im Empfänger,
Fig.3 das Schema eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
eines Impulsradarsystems nach der Erfindung und
Fig.4 ein genaueres Schema der Signalabnahme-und Wählanordnungen
in dem Impulsradarsystem von Fig.3.
4098 U/ 1 005
2348^58
Das Prinzip der Entfernungsmessung durch ein Mehrfrequenz-Radarsystem ist in dem Buch "Introduction
To Radar Systems"von Merrill J.Skolnick, Seite 106 erläutert. Die Entfernung D zwischen einem erfaßten
Ziel und dem Radargerät wird als Funktion der Phasendifferenz Δ φ zwischen den empfangenen Echowellen,
der Frequenzdifferenz f zwischen den gesendeten Wellen und der Lichtgeschwindigkeit c folgendermaßen aasgedrückt:
D = c Αφ/4TTAf
Die Messung der Entfernung eines erfaßten Ziels ist also eindeutig bestimmt, wenigstens bis zu einer Entfernung D , für welche die Differenz Δ φ gleich 2TTist.
Die Entfernung Dmov ist gleich der halben Wellenlänge
max
bei der Frequenz F2-F1. Für F2-F1 = 1000 Hz gilt beispielsweise
D__ = 150 km. Die Entfernung D_ - wird
Π13.Χ III 3.x
"Mehrdeutigkeitsentfernung" genannt. Für ein in der Entfernung η D + D' befindliches Ziel zeigt das
System nämlich eine Entfernung D = D'an, so daß eine Mehrdeutigkeit entsteht. Die Mehrdeutigkeitsentfernung
kann aber sehr groß gewählt werden, allerdings auf Kosten der Meßgenauigkeit.
Im Fall eines Zweifrequenzsystems ist nämlich die Genauigkeit der Entfernungsmessung gleich der
Genauigkeit der Messung der Phasendifferenz. Der absolute Fehler bei der Entfernungsmessung ist
also der Mehrdeutigkeitsentfernung proportional, denn der Multiplikationsfaktor der Differenz Δ φ
ist der Mehrdeutigkeitsentfernung proportional:
D = (Δφ) .
A098U/ 1 005
Zur Erhöhung der Genauigkeit der eindeutigen Entfernungsmessung
eines weit entfernten Zieles wird das Meßprinzip in der folgenden Weise geändert.
Es erfolgt eine erste Messung auf Grund von zwei sehr nahe beieinanderliegenden Frequenzen Fl und F2 mit
einer sehr großen Mehrdeutigkeitsentfernung. Der absolute Meßfehler ist groß.
Dann erfolgt eine zweite Messung auf Grund von zwei Frequenzen F2 und F3>
die beispielsweise den folgenden Abstand haben:
F3 - F2 = 5 (F2-F1)
Die dieser zweiten Messung entsprechende Mehrdeutigkeitsentfernung ist fünfmal kleiner, aber das Ergebnis der
ersten Messung ermöglicht die Behebung der Mehrdeutigkeit der zweiten Messung. Die Genauigkeit der zweiten Messung
ist dann fünfmal größer als die Genauigkeit der ersten Messung.
Es kann dann eine dritte Messung auf Grund von zwei \eiteren Frequenzen F3 und F4 durchgeführt werden, für
die beispielsweise gilt:
F4 - F3 = 5 · 5 (F2-F1)
Die Mehrdeutigkeit dieser weiteren Messung wird durch
die vorhergehende Messung behoben und die Genauigkeit ist wiederum mit dem Faktor 5 multipliziert.
Jede zusätzliche Messung ergibt eine schnelle Erhöhung der Genauigkeit und die Gesamtmehrdeutigkeitsentfernung
bleibt die gleiche.
4098U/1005
Dieses Verfahren ermöglicht somit Messungen großer Genauigkeit in einem breiten Entfernungsbereich.
Fig.1 zeigt ein vereinfachtes Schema eines Zweifrequenz-Radarsystems
nach der Erfindung.
Das System enthält auf der Sendeseite zwei Quellen 1 und 2, die Schwingungen der Frequenz F1 bzw. der Frequenz F2
liefern. Ein Umschalter C1, der die eine oder die andere
Quelle in einem festgelegten Takt auswählt, ist mit einem Sender 3 verbunden. Das erzeugte Signal wird anschliessend
von einer Antenne 4 über eine. Richtungsgabel 5 ( Zirkulator) ausgesendet.
Das gesendete Signal ist dann eine sich wiederholende Folge von zwei Impulsen mit konstanten Trägerfrequenzen
F1 und F2. Die- seitliche Verteilung der Impulse wird durch den Umschalter C1 erhalten. Sendeseitig erfolgt
eine zeitliche Versetzung zwischen einem Impuls der Trägerfrequenz F1 und einem anderen Impuls der Trägerfrequenz
F2.
Die gleiche Versetzung wird empfangsseitig angewendet, um die beiden empfangenen Impulse voneinander zu trennen
und in zwei verschiedene Verarbeitungskanäle zu leiten, damit die entsprechenden Phasenabstände bestimmt werden.
Die Folgeperiode des Sendesignals ist jedoch im allgemeinen klein gegen die Hin- und Rücklaufzeit der Welle. Dies
ist bei Radargeräten mit hoher Folgefreqμenz der Fall. Die
sich auf das gleiche Ziel beziehenden Echosignale sind ausschließlich durch eine bestimmte (und auf der Sendeseite
festgelegte )zeitliche Versetzung und Frequenzversetzung gekennzeichnet. Sie haben ferner praktisch die
4098U/10 05
gleich Dopplerfrequenz, wenn es sich um ein erfaßtes
bewegliches Ziel handelt. Die Feststellung eines Ziels auf der Empfangsseite besteht also darin, die beiden
einem gleichen Ziel entsprechenden Empfangsimpulse auf
Grund dieser Kenngrößen von den anderen Empfangsimpulsen zu unterscheiden.
Das von der Antenne 4 empfangene Signal wird von der Richtungsgabel 5 zu einem Amplituden-Phasen-Detektor
geleitet, wo es durch ein einziges Bezugssignal demoduliert wird, das im vorliegenden Fall das Signal der Frequenz F1
ist . Davor enthält der Empfänger Frequenzumsetzer- und Zwischenfrequenzfilterschaltungaijdie hier global durch
die Schaltung 6 dargestellt sind. Anschliessend enthält der Empfänger einen Umschalter C2 und zwei Filtergruppen
und 9. Der an den Detektor 7 angeschlossene Umschalter C2 verteilt die Empfangssignale auf die beiden in gleicher
Weise ausgebildeten Filtergruppen 8 und 9.Der Betrieb des Umschalters C2 entspricht, abgesehen von einer zeitlichen
Versetzung dem Betrieb des Umschalters C1. Die Filtergruppen 8 und 9 enthalten η verschiedene Kanäle.
An die Ausgänge der beiden Filtergruppen 8 und 9 ist eine Abnahmeschaltung 10 so angeschlossen, daß sie aus
den Filtergruppen die Informationen entnimmt, die sich auf das gleiche erfaßte Ziel beziehen.Darauf folgen
eine Wählschaltung 11, ein Phasenkomparator 12, der die Phasendifferenz A
<pbestimmt, eine Schaltung 13» die einSignal abgibt, das die gesuchte Entfernung D darstellt,
und eine Verwertungsanordnung 16. Zur Kompensation der zeitlichen Versetzung zwischen den Signalen
der Frequenz F1 und . der Frequenz F2, die sich beim Phasenvergleich äußert, ist eine Korrekturschaltung
vorgesehen, die mit dem Phasenkomparator 12 verbunden
4098 U/ 1 005
ist und von der Schaltung 10 gesteuert wird.
Dieses System arbeitet ±n folgender Weise: Sendeseitig wird ein Impulspaar mit den Trägerfrequenzen F1 und F2
mit einer zeitlichen Versetzung ausgesendet. Empfangs- seitig wird nach Demodulation in dem Amplituden-Phasen-Detektor
7 beispielsweise der erste Empfangsimpuls in die Filtergruppe 8 und der zweite Empfangsimpuls in die
Filtergruppe 9 eingegeben. In Wirklichkeit ist die Hin- und RUcklaufzeit der Sendewelle groß gegen die Folgeperiode
und außerdem gehört das erfaßte Ziel zu einer Mehrheit von Zielen, die in verschiedenen Entfernungen
liegen,und gleichfalls eine entsprechende Anzahl von Impulspaaren zurückschicken. Es ist dann empfangsseitig
unmöglich, am Ort des Umschalters C2 vorherzusehen, ob ein Empfangsimpuls das Echo eines Sendeimpulses der
Frequenz F1 oder einesSendeimpulses der Frequenz F2 ist, und ob dieser Impuls empfangsseitig in die Filtergruppe
8 oder in die Filtergruppe 9 einzugeben ist, denn außerdem ist das demodulierte Signal mit einer
Dopplerfrequenz behaftet, die der Radialgeschwindigkeit des Ziels in Bezug auf das Radargerät entspricht. Diese
Unbestimmtheit wird durch die Trennung der beiden sich auf das gleiche Ziel beziehenden Impulse und durch
eine, sorgfältige Zuordnung der Ausgangssignale der
Dopplerfilter 8 und 9 behoben.
Für die Form der Sendewelle besteht keine Einschränkung. Die beiden Impulse können beispielsweise nacheinander
am Beginn der Folgeperiode ausgesendet werden, worauf eine Empfangsperiode folgt, in welcher der Umschalter C2
das Enjpfangssignal abwechselnd zu der Filtergruppe 8 und
zu der Filtergruppe 9 verteilt, mit einem Arbeitzyklus,
40981 Ul1005
der demjenigen des Umschalters C1 ähnlich ist. Eine bevorzugte Arbeitsfolge ist in Fig.2 dargestellt. Das
System wird für gleiche Zeiten abwechselnd in den Sendezustand und in den Empfangszustand gebracht. Auf
einen Impuls der Frequenz F1 folgt eine Empfangsperiode mit Filterung in der Filtergruppe 8 , dann ein Impuls
der Frequenz F2, auf den wieder eine Empfangsperiode
mit Filterung in der Filtergruppe 9 erfolgt usw. Es ist
dann in allen Fällen sichergestellt, daß dann, wenn ein Empfangsimpuls in einer der Filtergruppen 8 oder 9
eingebracht ist, der sich auf das gleiche Ziel beziehende andere Impuls automatisch in die andere Filtergruppe
eingebracht wird. Ein System mit mehr als zwei unterschiedlichen Frequenzen arbeitet nach dem gleichen
Prinzip mit ebenso vielen Filtergruppen und Stellungen des Umschalters C2, wie Sendefrequenzen vorhanden sind.
An den verschiedenen Ausgängen der Filtergruppen 8 und 9, von denen in Fig.1 jeweils nur ein einziger Ausgang dargestellt
ist, erscheint ein ganzer Signalbereich mit verschiedenen Dopplerfrequenzen. Jede Filtergruppe 8
bzw. 9 besteht aus einer Gruppe von η Filtern mit festgelegter Durchlaßbandbreite, von denen jedes Filter
durch seine Mittenfrequenz gekennzeichnet ist. Ferner ist in jeder Filtergruppe der Abstand der Mittenfrequenzen
konstant und für alle Filtergruppen gleich.
Im Fall des Echos eines Impulses der Frequenz F1 wird dieses empfangsseitig durch das Signal der Frequenz F1
demoduliert, und das demodulierte Signal hat am Ausgang des Detektors eine Frequenz fD, welche die Dopplerfrequenz
ist, die der Radialgeschwindigkeit des erfaßtenZiels
4098U/1005
entspricht. Dieses Signal wird zu der einen oder anderen
Filtergruppe 8 bzw. 9 geleitet, beispielsweise zu der Filtergruppe 8.Nach Behandlung in dieser Schaltung erscheint
das Signal wieder am Ausgang des Filters, dessen Bandbreite die Frequenz fD enthält. Es sei j die Ordnungszahl dieses
Filters, wobei j eine ganze Zahl zwischen 1 und η ist. Das Echo des Impulses der Frequenz F2 hat am Ausgang des
Detektors 7 eine Frequenz fD + F2 - F1, da es durch ein Signal der Frequenz F1 demoduliert wird, und es wird dann
in die Filtergruppe 9 eingegeben. Es erscheint somit wieder am Ausgang des Filters,dessen Bandbreite die Frequenz fD +F2-enthält
; die Ordnungszahl dieses Filters sei j+k, wobei k eine ganze Zahl ist. Der Abstand k der Ordnungszahlen entspricht
dem Frequenzabstand F2-F1. Wenn dagegen ein Impuls der Frequenz F1 in die Filtergruppe 9 eingegeben wird,
wird der andere Impuls des Sendeimpulspaares in die Filtergruppe
8 eingegeben. Das abzunehmende Signalpaar erscheint am Ausgang i der Filtergruppe 8 und am Ausgang i-k der
Filtergruppe 9 (wobei i eine ganze Zahl zwischen 1 und η ist.)
Der größeren Bequemlichkeit wegen werden die Trägerfrequenzen F1 und F2 jeder Impulsfolge so. gewählt, daß
die Differenz F2-F1 gleich einem Vielfachen k des Abstands der Mittenfrequenzen der Filter in jeder Filtergruppe ist.
Die Bandbreite jedes Filters ist nämlich im wesentlichen gleich dem Abstand zwischen den Mittenfrequenzen von zwei
aufeinanderfolgenden Filtern. Die Frequenz fD nimmt in der Bandbreite eines Filters eine bestimmte Lage in
Bezug auf die Mittenfrequenz dieses Filters ein. Dieses Filter habe die Ordnungszahl j. Die Frequenz fD + F2 -F1
wird also die gleiche Lage in Bezug auf die Mittenfrequenz des Filter mit der Ordnungszahl j+k einnehmen. Die Amplituden
40981^/1005
der beiden Signale eines gleichen äDgenommenen Sigialpaares
sind dann gleich groß.
Dies wäre nicht der Fall, wenn die Zahl k keine ganze Zahl wäre, weil der Frequenzgang jedes Filters nicht
notwendigerweise linear ist, und außerdem bestünde eine Fehlermöglichkeit bei der Auswahl der Ausgangssignale
der Filtergruppen 8 und 9. Die Differenz zwischen den Ordnungszahlen der Ausgänge , an denen die Signale des
gleichen Paares erscheinen, ist nämlich stets eine ganze Zahl. Ihr Wert wäre dann entweder die nächste unter k
liegende ganze Zahl oder die nächste über k liegende ganze Zahl.Es bestünden dann Verwirrungen bei der
Signalabnähme, wodurch sich Meßfehler ergeben könnten.
Ein erfaßtes Ziel ist also empfangsseitig dadurch vollkommen
bestimmt, daß ein Signal am Ausgang j einer Filtergruppe und ein Signal am Ausgang j + k der anderen Filtergruppe
vorhanden sind.
Für die Art der Filtergruppen 8 und 9 besteht keine Einschränkung. Es handelt sich um Schaltungen, die ein
Signal liefern, das die Phasenverschiebung zwischen der
Empfangswelle und der Sendewelle darstellt und an einem Ausgang verfügbar,ist, dessen Ordnungszahl die Dopplerfrequenz
des erfaßten Ziels darstellt.
Eine digitale Filtergruppe, die ein Rechenorgan zur Berechnung der Fourier-Transformierten des Eingangssignals enthält, eignet sich beispielsweise hervorragend
für dieses Radarsystem. Jedes Rechenorgan verfügt über zwei Eingänge, die mit einer 90°~Phasenverschiebung
gespeist werden, denn die Rechnung erfolgt in der komplexen Ebene. Es entnimmt eine Folge von η Probewerten
409814/1005
des Eingangssignals, die in regeLmassigen Zeitabständen
liegen (beispielsweise einen Probewert in jeder Sendeperiode) . Es liefert dann am Ausgang das Leistungsspektrum des Eingangssignals. Zu diesem Zweck enthält es
eine vorbestimmte Anzahl η von Ausgängen, die η Filtern mit gleichmässig.verteilten ,Mittenfrequenzen entsprechen.
Jeder Ausgang ist in Wirklichkeit doppelt vorhanden, mit einer Speicherschaltung verbunden und liefert zwei Signale,
welche die Komponenten eines Vektors sind, dessen Amplitude die Leistung des Echos bei der betreffenden Frequenz darstellt,
und dessen Winkel in Bezug auf eine feste Bezugslage die Phase des Echos in Bezug auf die Sendewelle
darstellt.
Die aus der Abnahmeschaltung 10 und der Wählschaltung 11
bestehende Anordnung analysiert alle Ausgänge, um das Vorhandensein aller erfaßten Ziele zu bestimmen und die
entsprechenden Signale zu dem Phasenkomparator 12 zu übertragen. Die Abnahmeschaltung 10 nimmt die
sich auf das gleiche erfaßte Ziel beziehenden Signale
gleichzeitig ab. Sie nimmt das Signal am Ausgang j der Filtergruppe 8 (j = 1,2... n) und das Signal
am Ausgang j + k der Filtergruppe 9 ab und überträgt das Signalpaar zu der Wählschaltung 11. Wenn in dieser
Wählschaltung 11 die Amplituden der beiden abgenommenen Signale einen von vornherein festgelegten Schwellenwert
überschreiten,bedeutet dies, daß ein Ziel vorhanden ist. Die beiden Signale werden dann zu dem Phasenkomparator
12 übertragen, der die Differenz δ φ ihrer
Phasen bestimmt. Wenn dagegen eines der beiden Signale eines abgenommenen Signalpaares oder auch beide
Signale eine Amplitude haben, die unter dem Schwellenwert der Schaltung 11 liegt, wird das Signalpaar
4098U/ 1 005
verworfen, da es kein erfaßtes Ziel darstellt. Der gleiche Vorgang wird von den Schaltungen 10 und 11
für die Ausgänge i+k der Filtergruppe 8 (i=1, 2... n) und denAusgang i der. Filtergruppe 9 wiederholt, damit
alle Möglichkeiten der paarweisen Zuordnung von Ausgängen der Filtergruppen ausgewertet werden.
Für die Auswahl der Ausgangssignale der Filtergruppen und 9 kann auch ein strengerer Maßstab angelegt werden.
Beispielsweise werden vier Signale gleichzeitig an den Ausgängen j - k und j + k der Filtergruppe 9 und an den
Ausgängen j und j+2k der Filtergruppe 8 abgenommen. Die
Wählschaltung überträgt dann das Signalipaar vom Ausgang j
der Filtergruppe 8 und vom Ausgang j + k der Filtergruppe nur dann zum Phasenkomparator 12, wenn diese Signale einerseits
den Schwellenwert überschreiten und wenn andrerseits kein Signal gleichzeitig am Ausgang j - k der Filtergruppe
9 und am Ausgang j + 2k der Filtergruppe 8 vorhanden ist. Wenn nämlich ein Impuls der Frequenz F1
empfangsseitig am Ausgang j der Filtergruppe 8 ersdeint,
erscheint dann der Impuls der Frequenz F2 am Ausgang j + k der Filtergruppe 9 und eine Messung kann durchgeführt
werden. Wenn jedoch ein Impuls der Frequenz F1 am Ausgang j - k der Filtergruppe 9 vorhanden ist, ist auch ein
entsprechendes Signal der Frequenz F2 am Ausgang j der Filtergruppe 8 vorhanden. Dieses Signal addiert sich
zu dem vorhergehenden und die Entfernungsmessung ist falsch. Die Wählschaltung muß also diesen Fall ausschalten,
auch auf die Gefahr hin, daß ein oder mehrere Ziele verlorengehen, denn es ist besasr ein echtes Ziel
zu verwerfen, als ein nicht vorhandenes Ziel und eine nicht vorhandene Entfernung anzuzeigen. Diese Bemerkung
gilt natürlich auch für den Ausgang j + 2k der Filter-
4 0 98U/1005
gruppe 8, an dem kein Signal erscheinen darf, das die
Bewert\ang des Signals am Ausgang j + k der Filtergruppe
stören würde. Die Abnahmeschaltung 10 und die Wählschaltung werden später im einzelnen beschrieben.
Bei dem erfindungsgemäßen Radarsystem werden die beiden Signale eines Paares nicht gleichzeitig gesendet. Nach
der Filterung werden sie aber gleichzeitig abgenommen und verglichen. Die Messung der Phasendifferenz muß die
Entwicklung berücksichtigen, welche die Phase dieses Signals zwischen dem Zeitpunkt, in dem es gespeichert
wird, und dem Zeitpunkt in dem es zum Phasenkomparator 12 übertragen wird, aufweisen müßte. Zu diesem Zweck ist
mit der Abnahmeschaltung 10 eine Phasenkorrekturschaltung
14 verbunden, die zu dem Phasenkomparator 12 ein Signal liefert,das für jedes Signalpaar von der Ordnungszahl
des Ausgangs der abgenommenen Signale und von der Differenz zwischen den Speicherzeiten in den Ausgangsspeichern
der^Filter der beiden Signale des Paares abhängt.
Im ersten Fall der Signalabnahme sei Δ φ j die Phasendifferenz
zwischen dem Signal am Ausgang j der Filtergruppe 8 und dem Signal am Ausgang j+k der Filtergruppe 9;
die Korrekturschaltung 14 liefert dann zu dem Phasenkomparator 12 die Größe Δ $ 1J, die der Speicherzeit der
Information am Ausgang j der Filtergruppe 8 während einer Folgiperiode mehr als die Information am Ausgang j+k der
Filtergruppe 9 entspricht. Diese Größe hängt von der-Ordnungszahl des Ausgangs der abgenommenen Signale ab,
d.h. von ihrer Dopplerfrequenz. Der Phasenkomparator liefert dann die Größe Δ φO+ Δφ1j.
409814/1005
Im zweiten Abnahmefall ist das Signal am Ausgang i der Filtergruppe 9 um eine Folgeperiode mehr gespeichert
als das Signal am Ausgang i+k der Filtergruppe 8. Die Schaltung 14 liefert dann ein Signal A<p'i, und
der Phasenkomparator liefert ein Signal A<pi+ A<p»i.
Die Werte Δφ·^ undA<pfi haben natürlich entgegengesetzte
Vorzeichen. Die Korrekturschaltung 14 besteht aus einer Folge von n-k Speicher, von denen jeder ein
Signal A<p*i enthält, aus einer Folge von n-k weiteren
Speichern, von denen Jeder ein Signal Δ φ1 J enthält,
und aus einer Gruppe von Schaltern, die synchron mit den Schaltern der Abnahmeschaltung 10 betätigt
werden, damit der Inhalt des entsprechenden Speichers Jedesmal dann, wenn ein abgenommenes Signalpaar
übertragen wird, zu dem Phasenkomparator übertragen wird.
Fig.2 zeigt ein Beispiel der Form des gesendeten Signals
als Funktion der Zeit und den entsprechenden Zustand der Umschalter C1 und C2, wobei die Angaben 0, 1, 2 von Fig.1,
2 und 3 die verschiedenen Stellungen darstellen, welche die Umschalter C1 und C2 annehmen können. In Fig.1 und
sind die Umschalter in der Stellung 0idargestellt.
Das gesendete Signal hat das Taktverhältnis 0,5 : Die Folgeperiode T ist in vier Teile unterteilt : Die Aussendung
eines Impulses der Trägerfrequenz F1 mit der Dauer T/4, gefolgt vji einer Sendepause der Dauer T/4, die eine
Empfangsperiode enthält, deren Dauer kleiner als T/4 ist, dann die Aussendung eines Impulses der Trägerfrequenz
F2 der Dauer T/4, gefolgt von einer Sendepause der Dauer T/4, die eine Empfangsperiode enthält
deren Dauer . kleiner als T/4 ist.
0 9 8 1 4/1 005
Der Umschalter C1 arbeitet in folgender Weise:
In der Stellung 1 stellt er die Verbindung zwischen dem Oszillator 1 und dem Sender 3 von Fig.1 her, wodurch er
die Aussendung eines Impulses der Trägerfrequenz F1 ermöglicht. Wenn er in die Stellung 2 gebracht wird,
stellt er die Verbindung zwischen dem Oszillator 2 und dem Sender her, damit ein Impuls der Trägerfrequenz F2
ausgesendet wird. In der Stellung 0 findet keine Verbindung statt. Es gibt dann keine Sendung.
Der Umschalter C2 arbeitet in folgender Weise: In der
Stellung 0 gibt es keinen Empfang. In der Stellung 1 wird das Empfangssignal zu der Filtergruppe 8 übertragen. In
der Stellung 2 wird das Empfangssignal zu der Filtergruppe übertragen. Eine Zeitversetzung zwischen dem Betrieb des
Umschalters C1 und dem Betrieb des Umschalters C2 vermeidet,
daß die sendeseitig aufgewendeten starken Leistungen in die Empfangsschaltungen eingeführt werden: Der Umschalter
C1 geht eine kurze Zeit, bevor der Umschalter C2 in die Stellung 2 oder in die Stellung 1 gebracht
wird, in die Stellung 0 zurück, und der Umschalter C2 geht in die Stellung 0 zurück, bevor der Umschalter C1
in die Stellung 1 oder in die Stellung 2 geht.
Fig.3 zeigt das Schema eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Radarsystems nach der Erfindung. Die
Form des Sendesignals entspricht dem Diagramm von Fig.2.
Der Sendeteil enthält, wie in Fig.1, eine Quelle 1, die
eine Schwingung der Frequenz F 1 liefert, und eine Quelle 2, die eine Schwingung der Frequenz F2 liefert. Die zeitliche
Tastung dieser Schwingungen erfolgt durch den Umschalter C1,
der mit dem Sender 3 verbunden ist. Das vom Sender abgegebene Signal wird über die Richtungsgabel 5 von der Antenne 4 ausgesendet.
4098U/1005
Das beschriebene System ist ein sogenanntes "kohärentes"
System. Es enthält einen Steueroszillator 20, dem wenigstens zwei Frequenzvervielfacher 21 und 22 und zwei
Frequenzteiler 23 und 24 zuordnet sind, die jeweils in
Kaskade geschaltet sind und deren Ausgangssignale für alle Bestandteile des Radargeräts verwendet werden, damit
die Phasenkohärenz der Schwingungen im ganzen System aufrecht erhalten wird.
Damit insbesondere vollkommen stabile Sendefrequenzen erhalten werden, deren Differenz F2- F1 vollkommen definiert
und konstant ist, werden die Frequenzen F1 und F2 durch Frequenzaddition aus den Signalen erhalten, die von der
aus Steueroszillator, Frequenzvervielfachern und Frequenzteilern
bestehenden Anordnung geliefert werden. Ein Höchstfrequenzsignal FO wird von dem Frequenzvervielfacher
abgegeben. Jede Quelle ist in Wirklichkeit eine Frequenzaddierschaltung
vom Typ eines Einseitenbandmischers, in welchem zu dem Signal mit der Frequenz FO ein weiteres Signal mit
kleinerer Frequenz addiert wird, das von der Frequenzteilerkaskade 23, 24 abgegeben wird.
Die Frequenz F1 des Ausgangssignals der Schaltung 1 wird durch Additionder Frequenz FO des Ausgangssignals
des Frequenzvervielfachers 22 und der Frequenz f1 des Ausgangssignals des Frequenzteilers 23 erhalten.
Die Frequenz F2 des Oszillators 2 wird durch Addition der gleichen Frequenz FO des Ausgangssignals des Frequenzvervielfachers
22 und der Frequenz f2 des Ausgangssignals eines Mischers 25 erhalten. Dieser Mischer liefert am
Ausgang ein Signal,dessen Frequenz die Summe der Frequenzen der Ausgangssignale des Frequenzteilers 23
mit der Frequenz f1 und des Frequenzteilers 24 mit der
098U/1005
Frequenz fO ist· Die Frequenz fO des Ausgangssignals des Frequenzteilers 24 ist so festgelegt, daß sie gleich der
Differenz F2 -F1 ist. Die Frequenz f2 am Ausgang des
Mischers 25 ist also die Summe f1 + (F2 - F1) .
Die Frequenz F1 ist also F1 = FO + f1.
Die Frequenz F2 ist also F2 = FO + f2 .
Ferner gilt fO = f2 - f1 = F2 - F1.
Die Stabilität der Differenz hängt somit nicht von zwei getrennten Oszillatoren ab. Sie wird durch Frequenzteilung
auf Grund des Steueroszillators 20 erhalten, der ein Quarzoszillator ist und somit eine sehr große Frequenz-Stabilität
aufweist..
Als praktischer Anhaltspunkt liegen die Frequenzen F1 und F2
in der Größenordnung von einigen Gigahertz. Die Differenz F2 - F1 in der Größenordnung von 1000 Hz ermöglicht
eindeutige Entfernungsmessungen bis zu 150 km.
Der Empfangsteil enthält hinter der Richtungsgabel 5
einen Frequenzumsetzer mit einerMischstufe 22 und einer
Schwingungsquelle 33. Diese Quelle ist in Wirklichkeit ein Mischer, der einerseits das Signal mit der Frequenz F1
und andererseits das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 21 empfängt. Hinter dem Mischer 32 enthält
der Empfänger eine Filterschaltung 34 und zwei Amplituden-Phasendetektoren
35 und 36. Diese werden mit 90°Phasenverschiebung mit Hilfe eines 90°-Phasenschiebers 37
auf Grund des Ausgangssignals des Frequenzvervielfachers gespeist. Auf den Detektor 35 folgt ein Analog-Digital-Umsetzer
38 und ein Umschalter C21. Auf den Detektor 36 folgen ein Analog-Digital-Umsetzer 39 und ein Umschalter C22,
A098U/1005
Jeder der Umschalter C21 und C22 ist mit zwei Rechenanordnungen
40 und 41 für die Berechnung der Fourier-Transformierten verbunden. Der Betrieb der Umschalter C21
und C22 ist mit dem Betrieb des Umschalters C2 von Fig.1
und 2 identisch. In der Stellung O wird keine Verbindung hergestellt. In der Stellung 1 sind die Ausgänge der
beiden Schaltungen 38 und 39 mit der Rechenanordnung 40 verbunden; in der Stellung 2 sind diese Ausgänge mit
der RechBnanordnung 41 verbunden.
Die Rechenanordnungen 40 und 41 sind klassische digitale Rechenorgane, die insbesondere zur Berechnung der diskreten
Fourier-Transformierten eines Eingangssignals nach einem zuvor aufgestellten Algorithmus bestimmt sind.
Das Eingangssignal jeder Rechenanordnung wird in komplexer Form geliefert.Es besteht aus einem Realteil und einem
Imaginärteil, die von dem Analog-Digital-Umsetzer 38
bzw. von dem Analog-Digital-Umsetzer 39 geliefert werden.
Eine Anzahl η von Ausgängen liefern ein Signal, das der Leistung proportional ist, die in einem Frequenzband von
bestimmter Breite enthalten ist, und das den Phasenunterschied zwischen der empfangenen Welle und der gesendeten
Welle darstellt.
Jede Rechenanordnung enthält im wesentlichen einen Eingangsspeicher, einen Arbeitsspeicher, einen Ausgangsspeicher
und Recheneinrichtungen. Die Ausgänge der beiden Rechenanordnungen 40 und 41 sind mit der Abnahmeschaltung
10 verbunden. Die weitere Schaltung ist mit der Darstellung von Fig.1 identisch. 4uf die Schaltung 10
folgt die Wählschaltung 11, dann der Phasenkomparator 12
und das Rechenwerk 13. Eine Korrekturschaltung 14 ist
. 4098U/1005
zwischen der Schaltung 10 und dem Phasenkomparator 12
angeordnet. Eine Eichschaltung 15 ist über ein Kopplungselement T2 zwischen dem Ausgang des Phasenkomparators
und dem Rechenwerk 13 angeschlossen. Der Ausgang der Schaltung 13 ist mit der in Fig.3 nicht dargestellten
Auswertungsanordnung 16 verbunden.
Der Empfangsteil arbeitet in folgender Weise: Das Empfangssignal erfährt in dem Mischer 32 eine Frequenzumsetzung.
Diesem Mischer wird das von der Schaltung 33 abgegebene Signal zugeführt. Die Schaltung 33 ist, wie die Schaltungen
und 2 nach Art eines Einseitenbandmischers ausgebildet. Das Zwischenfrequenz-Empfangssignal wird anschliessend
in der Schaltung 34 gefiltert. Dieses Filter ist beispielsweise
dazu bestimmt, die mittleren Spektrallinien des Sendesignals zu unterdrücken und die Dynamik des zu
den folgenden Schaltungen übertragenen Signals zu verringern, damit deren Sättigung vermieden wird.
Das Zwischenfrequenz-Empfangssignal wird in den beiden Amplituden-Phasen-Detektoren demoduliert, denen das
vom Frequenzvervielfacher 22 gelieferte Signal mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 90° zugeführt wird.
Diese Maßnahme erfolgt im Hinblick auf die Verarbeitung des Signals durch ein Rechenorgan für die Berechnung der
Fourier-Transformierten, die in der komplexen Ebeng erfolgt. Der eine der beiden Detektoren 35 und 36 liefert
also das "reelle" Signal, während der andere Detektor das "imaginäre" Signal liefert. Die Signale werden anschliessend
in den Schaltungen 38 und 39 abgetastet und in eine digitale Form umgewandelt.
4098U/ 1 005
Die Rechenanordnungen zur Berechnung der Fourier-Transformierten
arbeiten sequentiell. Sie behandeln blockweise die Gesamtheit von η Folgeperioden. Sie verfügen zu diesem
Zweck über einen Hauptspeicher zur Aufzeichnung der im Verlauf von η Folgeperioden empfangenen Signale. Während
der Aufzeichnung behandelt jede Rechenanordnung die im Verlauf des vorhergehendenZyklus empfangenen Signale.
Sie verfügt zu diesem Zweck über einen Arbeitsspeicher, der die gleiche Kapazität wie der Hauptspeicher hat.
Das Rechenergebnis erscheint anschliessend gleichzeitig an den Klemmen der η Ausgänge, wo die Signale gespeichert
und während der Berechnung des folgenden Zyklus abgenommen werden. Ein erfaßtes Ziel ist empfangsseitig durch das
Vorhandensein eines Signalpaares gekennzeichnet, dessen Kenngrößen gelegentlich der Beschreibung von Fig.1 angegeben
worden sind.
Damit das System richtig arbeitet, wird die Folgefrequenz der Sendeimpulse gleich einem Vielfachen der Frequenzdifferenz
F1-F2 gewählt. Ferner wird die Folgefrequenz des Aufzeichnungs- und Arbeitszyklus der Rechenanordnungen
gleich einem ganzzahligen Teiler dieser Frequenzdifferenz gewählt, damit das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12
nicht mit einer Modulation behaftet ist, welche die Frequenz F2-F1 hätte. Zu diesem Zweck bewirkt eine in der
Zeichnung nicht dargestellte allgemeine Synchronisieranordnung des Radargeräts u.a. die Steuerung der Umschalter C1,
C21, C22 und der Rechenanordnungen 41 und 42. Die von ihr gelieferten Steuersignale werden auf Grund des Ausgangssignals
des Oszillators 20 erhalten, damit die zuvor angegebenen Kohärenzbedingungen dauernd eingehalten sind. Eine
solche Synchronisieranordnung, die insbesondere Vorwärts- und/oder Rückwärtszählschaltungen enthält, kann von jedem
Fachmann leicht entworfen werden und wird daher hier nicht näher beschrieben.
A 0 9 8 U / 1 0 0 5
Die Abnahmeschaltung 10 und die Wählschaltung11, die
Besonderheiten der Erfindung darstellen, sind in Fig.4 gezeigt. Die Rechenanordnungen 40 und 41 sind symbolisch
nur mit drei Ausgangspaaren dargestellt, damit die Figur nicht unnötig überladen wird. Es ist jeweils nur der erste
und der n-te Ausgang jeder Rechenanordnung sowie der j-te Ausgang der Rechenanordnung 40 und der (j+k)-te Ausgang
der Rechenanordnung 41 gezeigt. Die Abnahmeschaltung enthält Torschaltungen, die in zwei Gruppen aufgeteilt
sind. Die erste Gruppe enthält η Torschaltungspaare, die an die η Ausgangspaare der Rechenanordnung 40 angeschlossen
sind. Diese Torschaltungen sind bei 101.1 ... 101.j
101.η dargestellt, wobei das Torschaltungspaar 101.j an
den Ausgang j angeschlossen ist.
Die zweite Gruppe enthält gleichfalls η Torschaltungspaare, die an die η Ausgangspaare der Rechenanordnung
angeschlossen und bei 102.1 ... 102.j+k ... 102.η
dargestellt sind. Die 4n Torschaltungen der Ab- . " -
nahmeschaltung werden von einer Steuerschaltung 100 ge
steuert, die ihrerseits Steuersignale von der. zuvor
erwähnten, aber in der Zeichnung nicht dargestellten Synchronisieranordnung des Radargeräts empfängt. Diese
Steuerschaltung 100 veranlaßt die aufeinanderfolgende Übertragung der Ausgangssignale der Filtergruppen in
der zuvor beschriebenen Weise zu der Wählschaltung.
Alle Ausgänge der ersten Torschaltungen jedes Paares der ersten Gruppe sind parallel an einen ersten Eingang X1
einer Schaltung 110 angeschlossen. Die Ausgänge der zweiten Torschaltungen jedes Paares der ersten Gruppe
sind parallel an einen zweiten Eingang Y1 der Schaltung angeschlossen.
4098 U/100 5
In gleicher Weise sind "bei jedem Paar der zweiten Gruppe
die Ausgänge der ersten Tor schaltungen parallel mit einem ersten Eingang X2, einer Schaltung 111 und die Ausgänge
der zweiten Torschaltungen parallel mit einem zweiten Eingang Y2 der gleichen Schaltung 1.11 verbunden. Die
in der Wählschaltung 11 enthaltenen Schaltungen 110 und 111 sind Koordinatenwandler zur Umwandlung von karte eischen
Koordinaten in Pßlarkoordinaten, die ein Signalpaar X, Y in ein anderes Signalpaar q,Q umwandeln.
In dem Fall des dargestellten Radarsystems stellen X1 und Y1 die beiden Komponenten des an einem Ausgang
der Anordnung 40 abgenommenen Signals in der komplexen Ebene dar, das den Betrag g1 und das Argument Θ1 hat.
Das gleiche gilt für X2 und Y2, die in 92 und Θ2
umgewandelt werden. Die Signale Θ1 und Θ2 werden dem Phasenkomparator 12 über Torschaltungen 115 bzw.
zugeführt. Diese Torschaltungen sind dazu vorgesehen, die Übertragung der Signale Θ1 und Θ2 nur in dem Fall
zuzulassen, daß die Signale §1 und g2 einen vorbestimmten
Schwellenwert überschreiten. Zu diesem Zweck werden diese Signale an Schwellenwertdetektoren 112 bzw. 113 angelegt,
deren Ausgänge mit einer ünd-Schaltung 114 verbunden sind.
Der Ausgang der Und-Schaltung 114 ist mit den Steuereingängen
der Tor schaltungen 115 und 116 verbunden. Der Phasenkomparator 12 enthält eine Subtrahierschaltung 120,
die den Wert Θ2 - Θ1 liefert, und eine Addierschaltung 121, die den Wert Θ2 - Θ1 +Af liefert. Das Signal Δ φ1 wird
von der Korrekturschaltung 14 über eine Torschaltung geliefert, die gleichfalls durch das Ausgangssignal der
Ünd-Schaltung 114 gesteuert wird. Alle in den Anordnungen 10,
11,12 und 14 verwendeten Schaltungen sind digital aufgebaut.
4098 U/ 1 005
Die Rechenschaltung 13 (Fig. 3) ist eine Multiplizierschaltung, die nach jedem Arbeitszyklus der Rechenanordnungen
40 und 41 eine Folge von Signalen liefert,
welche die Entfernung von Zielen des Raumes mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten darstellen.Für ein
einziges Ziel erscheint das Entfernungssignal in Form von Abtastwerten. Die Verwertungsanordnung 16 kann durch
eine Katodenstrahlröhre gebildet sein, deren Elektronenstrahl eine mit der Signalabnahme synchronisierte Horizontalablenkung
erfährt, während das Ausgangssignal der Schaltung 13 an die Vertikalablenkplatten angelenkt wird:
Man erhält dann auf dem Bildschirm eine Anordnung von Lichtpunkten, deren Koordinaten die Geschwindigkeit bzw. die
Entfernung der erfaßten Ziele darstellen.
Bei der soeben beschriebenen Schaltung legt das Echosignal
eines Sendeimpulses der Frequenz F1 nicht den gleichen Schaltungsweg zurück wie das Echosignal eines Sendeimpulses
der Frequenz FZ. Dies hat im allgemeinen zur Folge, daß diese Signale nicht die gleichen Phasendrehungen bei
ihrem Durchgang durch den einen oder den anderen Schaltungsweg erfahren, was für die Entfernungsmessung schädlich ist.
Diese Abweichung zwischen den eingeführten Phasenverschiebungen kann aber vom System selbst gemessen und in der
Eichschaltung 15 gespeichert werden, so daß sie zur Korrektur der Berechnung der Entfernungen der Schaltung
dienen kann. Zu diesem Zweck genügt es, nacheinander zwei Impulse, nämlich einen Impuls der Frequenz F1 und einen
anderen Impuls der Frequenz F2, direkt vom Sender in den Empfänger zu schicken. Das System simuliert dann ein Echo
für die Entfernung Null; es berechnet die Fourier-Transformierte der impulsförmigen Antwortsignale jedes Schaltungswegs, und die gemessenen Phasenverschiebungswerte werden
gespeichert, damit die im Verlauf der folgenden Ortungszyklen erhaltenen werte νοηΔ φ korrigiert werden.
409814/1005
Die Eichung erfolgt mit Hilfe einer Gruppe von Kopplungsgliedern, nämlich eines Kopplungsglied3 45, das zwischen
dem Sender 3 und da? Richtungsgäbel 5 angeordnet ist, und
von Schaltern T1 und T2. Der Arbeitszyklus des Umschalters C1 wird dann vorübergehend so geändert, daß er mit demjenigen
des Umsohalters C2 von Fig.2 identisch ist. Im Verlauf einer
ersten Folgeperiode wird die Torschaltung T1 einmal während derSendung eines Impulses der Frequenz F1 und ein zweites
Mal während der Sendung eines Impulsen der Frequenz F2 geöffnet. Die in den Empfänger übertragenen Signale werden
abgetastet und im Hauptspeicher der Rechenanordnungen 40 und 41 gespeichert. Während der n-1 nächsten Folgeperioden
bleibt die Torschaltung T1 geschlossen und die Hauptspeicher empfangen kein Signal. Am Ende des Zyklus von η Folgeperioden
liefern die Rechenanordnungen 40 und 41 die Fourier-Transformierte
des Signals, die Phasenmessung erfolgt und das Ergebnis wird über die Torschaltung T2 zur Schaltung 15
übertragen. Das in der Schaltung 15 gespeicherte Korrekturglied gilt für alle wirklichen Messungen, die auf die
Eichung des Systems folgen. Zu diesem Zweck enthält die Entfernungsrechenschaltung 13 eine Subtrahierschaltung,
die von jedem Entfernungsmeßwert das in der Schaltung 15 gespeicherte Korrekturglied abzieht. Wegen der geringen
Änderung dieses Korrekturglieds im Verlauf der Zeit können die Eichzyklen zeitlich weit auseinanderliegen.
Das beschriebene System stellt eine vorteilhafte Ergänzung vorhandener Radarsysteme dar. Die Messung kann erfolgen,
während sich das Radargerät im Überwachungszustand befindet. Die Messgenauigkeit wird verbessert, wenn wenigstens
drei verschiedene Frequenzen ausgesendet werden. Das System enthält dann wenigstens drei lineare Filterkanäle.
409814/1005
23Α8Λ58
Das erfindungsgemäße System kann auch zur Ergänzung eines
anderen, noch genaueren Meßsystems zur Behebung von Mehrdeutigkeiten dienen.
Die Erfindung eignet sich für alle Radarsysteme, die sich mit Entfernungsmessungen befassen. Sie eignet sich
ganz allgemein für jede Messung großer Entfernungen.
409814/1005
Claims (9)
- Patentansprüchej 1J Impulsradarsystem zur Liferung von Entfernungsinformationen ^ mit einem Sender zur Aussendung von "wenigstens zwei Impulsfolgen gleicher Folgeperiode, aber mit verschiedenen Trägerfrequenzen, und mit einem Empfänger, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger Einrichtungen zur Demodulation aller Empfangssignale durch ein einziges Bezugssignal und zur Lieferung der Doppler-Signale auf v/eist,sowie wenigstens eine Gruppe von η Doppler-Filtern, die jeweils eines der Doppler-Signale empfangen und an η getrennten Ausgängen getrennte Signale je nach ihrer Dopplerfrequenz liefern, wobei der Abstand der Mittenfrequenzen der Filter jeder Filtergruppe konstant und gleich einem ganzzahligen Teiler der Differenz zwischen zwei Sendefrequenzen ist, Umschalteinrichtungen, die an die Ausgänge der Filter angeschlossen sind, um nacheinander Signalpaare an Ausgangspaaren abzunehmen, deren Dopplerfrequenzdifferenz gleich der Differenz zwischen zwei Sendefrequenzen ist, und einen Phasenkomparator zum Vergleich der Signale jedes abgenommenen Signalpaares und zur Abgabe von die Entfernung anzeigenden Signalen.
- 2. Impulsradarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Umschalteinrichtungen und dem Phasenkomparator eine Signalwählanordnung angeordnet ist, welche die abgenommenen Signälpaare nur in dem Fall überträgt, daß jedes der beiden Signale eines Signalpaares eine Amplitude hat, die über einem vorbestimmten Schwellenwert liegt.
- 3. Impulsradarsystem nach Anspruch 2, das Impulse mit hoher Folgefrequenz aussendet, wobei die Trägerfrequenz der Impulse abwechselnd einen ersten Wert F1 und einen zweiten Wert F2 hat, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Gruppen von4 0 9 8 U/ 1 005gleichartigen Filtern vorgesehen sind, daß ein Umschalter vorgesehen ist,welcher 'die demodulierten Signale mit der gleichen Folgefrequenz wie die Folgefrequenz der Sendeimpulse abwechselnd an die erste und an die zweite Filtergruppe anlegt, und daß die Umschalteinrichtungen eine erste Gruppe von Torschaltungen zur aufeinanderfolgenden Abnahme der ersten Signale jedes Signalpaares und eine zweite Gruppe von Torschaltungen zur aufeinanderfolgenden Abnahme der zweiten Signale jedes Signalpaares enthalten.
- 4« Impulsradarsystem nach Anspruch 3, bei welchem die Filtergruppen als Rechenanordnungen zur Berechnung der Fourier-Transformierten ausgebildet sind, denen zwei quadraturdemodulierte Signale zugeführt v/erden und die jeweils η Ausgangspaare aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß jede Torschaltungsgruppe der Umschalteinrichtungen η Torschaltungspaare enthält, daß die Ausgänge der ersten Torschaltungen jedes Paares der ersten Gruppe parallel an eine erste Ausgangsklemme angeschlossen sind, daß die Ausgänge der zweiten Torschaltungen jedes Paares parallel an eine zweite Ausgangsklemme angeschlossen sind, daß die Ausgänge der ersten Torschaltungen jedes Paares der zweiten Gruppe parallel an eine dritte Ausgangsklemme angeschlossen sind, daß die Ausgänge der zweiten Torschaltungen jedes Paares der zweiten Gruppe parallel an -eine vierte Ausgangsklemme angeschlosseji sind, und daß die Ausgangsklemmen mit der Signalwählanordnung verbunden sind.
- 5. Impulsradarsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenzyklen der Rechenanordnungen eine Dauer haben, die gleich einem Vielfachen des Kehrwerts der Differenz zwischen den Sendefrequenzen F1 und F2 ist.
- 6. Impulsradarsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Torschaltungssteueranordnung vorgesehen ist, welche gleichzeitig einerseits die beiden TorschaltungenA098U/1 005betätigt, die mit dem Ausgang j (j = 1, 2 ... n) der ersten Filtergruppe verbunden sind, und andrerseits die beiden Torschaltungen, die mit dem Ausgang j+k der zweiten Filtergruppe verbunden sind, wobei die Differenz k der Ordnungszahlen der Ausgänge einer Dopplerfrequenzdifferenz der demodulierten Signale entspricht, die gleich der Differenz zwischen den Sendefrequenzen F1 und F2 ist.
- 7. Impulsradarsystem nach Anspruch 6, ,dadurch gekennzeichnet, daß die Signalwählanordnung einen ersten Koordinatenwandler zur Umwandlung von kartesischen Koordinaten in Polarkoordinaten enthält, der an die erste und die zweite Ausgangsklemme der Umschalteinrichtungen angeschlossen ist, damit er das erste abgenommene Signal empfängt, sowie einen zweiten Koordinatenwandler, der an die dritte und an die vierte Ausgangsklemme der Umschalteinrichtungen angeschlossen ist, daß jeder Koordinatenwandler einen Ausgang für den Betrag und einen Ausgang für das Argument hat, daß zwei Schwellenwertdetektoren an die Betrag-Ausgänge der Koordinatenwandler angeschlossen sind, daß eine digitale Und-Schaltung mit zwei Eingängen an die Ausgänge der beiden Schwellenwertdetektoren angeschlossen ist, daß zv/ei Torschaltungen an die Argument-Ausgänge der Koordinatenwandler angeschlossen sind und jeweils einen Steuereingang haben, der an den Ausgang der Und-Schaltung angeschlossen ist, und daß die Ausgänge der Torschaltungen mit dem Phasenkomparator verbunden sind.
- 8. Impulsradarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Phasenkorrekturschaltung, in welcher vorbestimmte Phasenverschiebungswerte gespeichert sind, zwischen die Umschalteinrichtungen und den Phasenkomparator geschaltet ist.409814/1005
- 9. Impulsradarsystem nach Anspruch 1, bei welchem der Phasenkomparator einer Entfernungsrechenschaltung zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Gruppe von Kopplungsgliedern zwischen dem Sender und dem Empfänger vorgesehen ist, damit ein Echo der Entfernung Null simuliert wird, daß eine Eichschaltung vorgesehen isty. welche das während der Simulierung erzeugte Entfernungssignal speichert, und daß die Rechenschaltung eine Subtrahierschaltung enthält, welche von jedem Entfernungsmeßwert den Wert des in der Eichschaltung gespeicherten Entfernungssignals abzieht.A098U/100 5Leerseite
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR7234001A FR2201476B1 (de) | 1972-09-26 | 1972-09-26 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2348458A1 true DE2348458A1 (de) | 1974-04-04 |
DE2348458C2 DE2348458C2 (de) | 1983-12-29 |
Family
ID=9104785
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2348458A Expired DE2348458C2 (de) | 1972-09-26 | 1973-09-26 | Radarsystem zur Messung der Entfernung von relativ dazu bewegten Zielen |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3889261A (de) |
DE (1) | DE2348458C2 (de) |
FR (1) | FR2201476B1 (de) |
GB (1) | GB1420513A (de) |
Families Citing this family (24)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2286390A1 (fr) * | 1974-09-27 | 1976-04-23 | Snecma | Procede et dispositif de correlation utilisables dans un radar a effet doppler |
US6078606A (en) * | 1975-03-17 | 2000-06-20 | Lockheed Martin Corporation | Multi-color, multi-pulse laser |
JPS534932A (en) * | 1976-05-29 | 1978-01-18 | Nissan Motor Co Ltd | Device for collision avoidance of moving body |
US4527161A (en) * | 1981-09-08 | 1985-07-02 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | 3D Imaging with stepped frequency waveforms and monopulse processing |
FR2543690B1 (fr) * | 1983-03-29 | 1986-01-17 | Thomson Csf | Systeme de telemetrie laser et de mesure doppler, a compression d'impulsions |
DE3337649A1 (de) * | 1983-10-17 | 1985-04-25 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Radaranordnung fuer luftfahrzeuge |
DE3587428T2 (de) * | 1984-10-12 | 1993-10-14 | British Aerospace | Signalverarbeitungs- und Radioabstandsmessungsvorrichtung. |
US4851852A (en) * | 1987-04-20 | 1989-07-25 | Honeywell Inc. | Decorrelation tolerant coherent radar altimeter |
JPH0672920B2 (ja) * | 1987-05-14 | 1994-09-14 | 日本電気株式会社 | レーダ装置 |
US4920347A (en) * | 1988-05-07 | 1990-04-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Pulse doppler radar system |
DE3821216A1 (de) * | 1988-06-23 | 1989-12-28 | Telefunken Electronic Gmbh | Messsystem |
US4926185A (en) * | 1988-10-26 | 1990-05-15 | Hughes Aircraft Company | Multiple radio frequency single receiver radar operation |
US5539410A (en) * | 1992-03-02 | 1996-07-23 | Motorola, Inc. | Pulse doppler proximity sensor |
US5307138A (en) * | 1992-05-01 | 1994-04-26 | Hughes Aircraft Company | Energy efficient modulation-demodulation optical system |
US5247303A (en) * | 1992-07-20 | 1993-09-21 | University Corporation For Atmospheric Research | Data quality and ambiguity resolution in a doppler radar system |
JPH08274529A (ja) * | 1995-03-31 | 1996-10-18 | Toshiba Corp | アレイアンテナ装置 |
US6522290B2 (en) * | 2001-05-29 | 2003-02-18 | Lockheed Martin Corporation | Transmit phase removal in FM homodyne radars |
EP1314997B1 (de) * | 2001-11-24 | 2005-01-12 | EADS Deutschland Gmbh | Verfahren zur Messung mittels einer HPRF-Radaranlage |
US6639543B2 (en) * | 2002-01-09 | 2003-10-28 | Tyco Electronics Corp. | Sensor front-end for vehicle closing velocity sensor |
CA2526133C (en) * | 2003-05-22 | 2012-04-10 | General Atomics | Ultra-wideband radar system using sub-band coded pulses |
US20080278371A1 (en) * | 2007-05-11 | 2008-11-13 | Honeywell International Inc. | Methods and systems for reducing acquisition time in airborne weather radar |
US7945408B2 (en) * | 2007-09-20 | 2011-05-17 | Voxis, Inc. | Time delay estimation |
US10527717B2 (en) * | 2014-09-19 | 2020-01-07 | United States Of America As Represented By The Administrator Of Nasa | Binary phase shift keying (BPSK) on orthogonal carriers for multi-channel IM-CW CO2 absorption or Lidar/Radar/Sonar mapping applications |
CN112014833B (zh) * | 2020-09-04 | 2023-11-14 | 上海无线电设备研究所 | 一种高速目标时频域探测方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB743521A (en) * | 1950-06-08 | 1956-01-18 | Marconi Wireless Telegraph Co | Improvements in or relating to radar systems and analogous pressure wave systems |
US3155972A (en) * | 1963-03-22 | 1964-11-03 | Ford Motor Co | Continuous wave radar |
NL7202128A (de) * | 1971-03-01 | 1972-09-05 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3101470A (en) * | 1959-04-10 | 1963-08-20 | Itt | Doppler radar |
US3623096A (en) * | 1967-02-15 | 1971-11-23 | Hughes Aircraft Co | Deflection modulated target discriminator |
US3725917A (en) * | 1969-01-27 | 1973-04-03 | Us Air Force | Radar phase comparison method and system for object recognition |
US3657738A (en) * | 1969-12-05 | 1972-04-18 | Thomson Csf | Radar systems |
US3750172A (en) * | 1971-06-02 | 1973-07-31 | Bendix Corp | Multifrequency cw radar with range cutoff |
-
1972
- 1972-09-26 FR FR7234001A patent/FR2201476B1/fr not_active Expired
-
1973
- 1973-09-20 US US399271A patent/US3889261A/en not_active Expired - Lifetime
- 1973-09-24 GB GB4475673A patent/GB1420513A/en not_active Expired
- 1973-09-26 DE DE2348458A patent/DE2348458C2/de not_active Expired
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB743521A (en) * | 1950-06-08 | 1956-01-18 | Marconi Wireless Telegraph Co | Improvements in or relating to radar systems and analogous pressure wave systems |
US3155972A (en) * | 1963-03-22 | 1964-11-03 | Ford Motor Co | Continuous wave radar |
NL7202128A (de) * | 1971-03-01 | 1972-09-05 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
US-Buch Skolnik M.I., "Introduction to Radar Systems", McGraw-Hill Book Company, New York, 1962, S. 106-109 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3889261A (en) | 1975-06-10 |
FR2201476A1 (de) | 1974-04-26 |
GB1420513A (en) | 1976-01-07 |
FR2201476B1 (de) | 1977-07-29 |
DE2348458C2 (de) | 1983-12-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2348458A1 (de) | Impulsradarsystem | |
DE2410500C3 (de) | Pulsradarsystem linear zeitverknüpfter Tragerfrequenz mit hohem Entfernungsauflösungsvermögen | |
DE3038961C2 (de) | ||
DE102009000468B4 (de) | Radarverfahren und -systeme mit Rampensequenzen | |
EP0677172B1 (de) | Computerisiertes radarverfahren zur messung von abständen und relativgeschwindigkeiten zwischen einem fahrzeug und vor ihm befindlichen hindernissen | |
DE2406630C2 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Durchflußgeschwindigkeitsmessung | |
DE102008056905A1 (de) | Radarvorrichtung; Die ein vereinfachtes unterdrücken von Interferenzsignalkomponenten zulässt, welche sich aus einem empfangen von direkt gesendeten Radarwellen von einer anderen Radarvorrichtung ergeben | |
DE102013212090A1 (de) | Winkelauflösender FMCW-Radarsensor | |
DE102009050796B4 (de) | Verfahren und Anordnung zur Messung der Signallaufzeit zwischen einem Sender und einem Empfänger | |
DE3041465C2 (de) | ||
DE1288654B (de) | Einkanal-Monopulsradarempfaenger | |
DE2541292C2 (de) | Vorrichtung zur Korrelierung von Signalen bei Dopplerradaranlagen zur Entfernungsmessung | |
DE1462731B2 (de) | Korrelationsverfahren | |
DE2249386C3 (de) | Peiler | |
DE977821C (de) | Mit Sendefrequenz- und/oder Phasenaenderungen arbeitende Radaranlage zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung | |
DE102020008040A1 (de) | Radarempfangssystem und verfahren zur kompensation eines phasenfehlers zwischen radarempfangsschaltungen | |
DE3530036A1 (de) | Radar-empfangsvorrichtung und mit einer solchen vorrichtung ausgeruestete radaranlage | |
DE2133395B2 (de) | Einrichtung zur Kompensation deer Eigenbewegung einer kohärenten Impuls-Doppler-Radaranlage | |
DE2222735C3 (de) | System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere einem Differential-OMEGA-System | |
DE2714498C1 (de) | Verarbeitungsschaltung fuer Seitensichtradarsignale | |
DE3041459C2 (de) | ||
DE2531102A1 (de) | Radargeraet zum senden und empfangen von impulszuegen mit von impuls zu impuls unterschiedlicher frequenz | |
DE2247877C2 (de) | Empfänger für Entfernungsmessungs- Impulsradargeräte | |
DE3347455C2 (de) | ||
DE102015202874A1 (de) | Radarsystem und Verfahren zum Erfassen von Objekten |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition |