DE2448533A1

DE2448533A1 - Schaltungsanordnung fuer einen phasendiskriminator mit unbegrenztem fangbereich

Info

Publication number: DE2448533A1
Application number: DE19742448533
Authority: DE
Inventors: Shashi Dhar Malaviya
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1973-11-12
Filing date: 1974-10-11
Publication date: 1975-05-15
Also published as: CA1015039A; IT1022787B; JPS5434592B2; FR2251123A1; US3870900A; JPS5081255A; GB1456589A; FR2251123B1

Description

Amtliches Aktenzeichen:

Neuanmeldung

Aktenzeichen der Änmelderin:

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Schaltungsanordnung für einen Phasendiskriminator mit unbegrenztem Fangbereich

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen Phasendiskriminator mit unbegrenztem Fangbereich oder eine Phasenvergleichsschaltung, wie sie insbesondere beim Betrieb von phasenstarren Schleifen nützlich und brauchbar sind.

Phasenstarre Schleifen sind bereits seit vielen Jahren benutzt worden, am meisten wohl in den verschiedensten Anwendungsgebieten bei der Datenverarbeitung, bei Meßinstrumenten und Fernmessung im Raum. Bis vor kurzem war die Anwendbarkeit solcher phasenstarren Schleifen auf Präzisionsmessungen beschränkt, die einen hohen Grad von Unempfindlichkeit gegenüber Störgeräuschen benötigten und nur bei sehr geringen Bandbreiten arbeiteten.

Mit dem Aufkommen monolithischer integrierter Schaltungen wurde es möglich, Rosten und Kompliziertheit dieser Systeme weitgehend zu verringern, wodurch sich ihre Einsatzmöglichkeit für digitale oder Wechsels troinsignale wesentlich verbesserte.

Alle im. Handel erhältlichen Phasendiskriminatoren haben ihnen eigene betriebsbedingte Grenzen ihrer Anwendbarkeit, die ihrön

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Einsatz in vielen Systemen, in denen man sie normalerweise einzusetzen wünscht, behindert oder sogar verhindert. Die wesentlichste Einschränkung ist der sogenannte begrenzte Fangbereich. Dieser Ausdruck bezieht sich auf den Frequenzbereich, über den ein Eingangssignal von einer phasenstarren Schleife eingefangen werden kann. Wenn heutzutage die Differenz der Frequenz zwischen den Eingangssignalen den Fangbereich überschreitet, dann ergibt sich bei den meisten bekannten Systemen ein wesentlicher Abfall der Gleichstromkomponente des Fehlersignals, wodurch eine Synchronisierung nicht zustandekommt.

Zusätzlich zum begrenzten Fangbereich arbeiten übliche komerziell zur Verfügung stehende Phasendiskriminatoren nur dann effektiv, wenn Bezugsfrequenz und Eingangsfrequenz ein Tastverhältnis von 50 % aufweisen. Bei Mitnahme zwischen den beiden Frequenzen beträgt ihre Phasenverschiebung 90°. Ferner benötigen diese Schaltungen genau aufeinander abgestimmte Widerstände und andere Bauelemente, um wirklich wirksam zu arbeiten.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Phasendiskrimxnator zu schaffen, der einen praktisch unbegrenzten Fangbereich besitzt. Dies soll sich unter Verwendung von normalen handelsüblichen Bauelementen und Schaltkreisen verwirklichen lassen, die sich leicht in Form von monolithischen, integrierten Schaltungen herstellen lassen. Insbesondere soll durch die neue Schaltung die Feststellung der Phasendifferenz von Eingangsignalen möglich sein, deren Tastverhältnisse in einem sehr großen Bereich liegen können.

Der erfindüngsgemäß aufgebaute Phasendiskriminator enthält eine auf Eingangsimpulse ansprechende Schaltung, die ein Ausgangssignal abgibt, dessen Dauer eine Anzeige für die Phasendifferenz zwischen den Impulsen liefert sowie auf die Eingangsimpulse ansprechende logische Schaltkreise, die ein Ausgangssignal abgeben, das die Phasenbeziehung zwischen den Impulsen definiert oder kennzeichnet, und einen mit der logischen Schaltung verbunde-

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ner Stromübernahmeschalter, der ein Ausgangssignal liefert, dessen Potentialpegel der Phasenbeziehung zwischen den Eingangsimpulsen entspricht, auf die erstgenannte Schaltung anspricht und einen Ausgangsimpuls erzeugt, dessen Dauer proportional der Phasendifferenz zwischen den Impulsen ist.

In der bevorzugten Ausführungsform enthält der Stromübernahmeschalter ein Paar von Transistoren und eine Stromquelle, die an den Emitterelektroden der Transistoren angeschlossen ist. Die logische Schaltung ist eine bistabile Kippschaltung, die die Transistoren abwechselnd, in Abhänigkeit von der Phasenbeziehung zwischen den Eingangsimpulsen leitend macht. Die genannte elektrische Schaltung enthält eine binäre Frequenzteilerstufe, die den Transistor der Stromquelle nur für eine Zeitdauer leitend macht, die der Phasendifferenz zwischen den Impulsen proportional ist.

Unabhängig von der Frequenzdifferenz zwischen den beiden Signalen ist die Gleichstromkomponente des differentiellen Ausgangssignals der Schalttransistoren von richtiger Polarität und wirkt als Fehlersignal und nimmt die Taktimpulse eines variablen Frequenzoszillators (VFO) in Synchronismus mit dem Bezugssignal mit.

Mit der neuen Schaltung erzielt man somit eine Mitnahme sowohl in der Frequenz als auch in der Phase zwischen zwei Signalen. Solche Schaltungen werden ganz allgemein als Phasen- und/oder Frequenzäiskriminatoren bezeichnet.

Obgleich nachfolgend die Erfindung anhand von Impulsen beschrieben wird, eignet sie sich doch auch für andere Wellenformen, beispielsweise für sinusförmige (Wechselspannung), trapezförmige und ähnliche Spannungs- oder Stromverläufe.

Die Erfindung wird nunmehr anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Die unter Schutz zu stellenden Merkmale sind den Patentansprü-

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chen im einzelnen zu entnehmen.
In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 eine phasenstarre Schleife an sich üblicher Bauart, bei der die Erfindung anwendbar ist,

Fig. 2 ein Blockschaltbild der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3, 4 + 5 Impulsdiagramme zur Erläuterung der verschiedenen Betriebszustände des VFO und der Bezugssignale zum besseren Verständnis des Arbeitens der Schaltung in Fig. 2 und

Fig. 6 ein Impulsdiagramm zur Darstellung der Arbeitsweise der phasenstarren Schleife in Fig. 1 unter Verwendung der Erfindung und

Fig. 7 das differentielle Ausgangssignal einer erfindungsgemäßen Schaltung mit offenem Schleifenstromkreis, wenn die Frequenz des VFO einen großen Frequenzbereich überstreicht.

Das in Fig. 1 dargestellte phasenstarre Schleifensystem ist ansich von üblicher Bauart und wird in der vorliegenden Anmeldung nur als Bezugspunkt für die Erfindung verwendet. Die Darstellung dieses Systems kann demnach nicht als Beschränkung etwa in der Weise aufgefaßt werden, daß die Erfindung nur mit einem solchen System zu arbeiten in der Lage ist.

Das übliche phasenstarre Schleifensystem besteht im wesentlichen aus drei Teilen, einem Phasendiskriminator, einem Tiefpaßfilter und einem Verstärker mit einem Oszillator mit veränderbarer Frequenz oder VFO, der auch oft als spannungsgesteuerter Oszillator bezeichnet wird.

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In Fig. 1 besteht die phasenstarre Schleife aus einem Phasendiskriminator 20, der auf die Phasendifferenz zwischen einem Eingangsbezugssignal W1 mit dem Potential Vin(t) und der Frequenz f und einem Impuls W2 mit dem Potential ν (t) und der Frequenz f aus dem VFO 26 anspricht. Der VFO wird durch eine Fehlerspannung V ("f) gesteuert, die durch den Phasendiskriminator 20 erzeugt, durch das Tiefpaßfilter 22 von Oberwellen befreit und im FehlerSignalverstärker 24 verstärkt worden ist. Das vom Diskrimator 20 kommende Fehlersignal" V"(t) hat einen positiven oder negativen Wert, je nachdem der eingangsseitig zugeführte Rechteckimpuls W1 dem Phasenimpuls W2 vorauseilt oder nacheilt.

Liegt an dem System kein Signal WI an, dann ist die Fehlerspannung V (t) gleich null. Der VFO arbeitet bei seiner Eigenfrequenz, die normalerweise als die Frequenz im freischwingenden Zustand bekannt ist. Wird dem System ein Eingangssignal W1 zugeführt, dann vergleicht der Phasendiskriminator 20 die Phase und die Frequenz des Eingangssignals mit der VFO-Frequenz und erzeugt eine Fehlerspannung V (t), die mit der Phasen- und/oder Frequenzdifferenz zwischen den beiden Signalen in Beziehung steht. Diese Fehlerspannung wird dann gefiltert, verstärkt und dem Steuereingang des VFO zugeführt. Diese Steuerspannung zwingt die VFO-Frequenz in die Richtung, die die Frequenzdifferenz zwischen W2 und W1 verringert.

Bei den meisten bisher bekannten phasenstarren Schleifen hängt ein erfolgreiches Arbeiten der Schaltung davon ab, daß die Eingangsfrequenz nahe genug bei der Frequenz W2 liegt, um eine Mitnahme oder Synchronisation zwischen dem VFO-Signal und dem Eingangssignal zuzulassen. Der Frequenzbereich, über dem ein phasenstarres System durch ein ankommendes Signal mitgenommen werden kann, wird als Fangbereich des Systems bezeichnet. Wie bereits bemerkt, war in allen bisher bekannten Systemen der Fangbereich immer auf ein relativ schmales Frequenzband beschränkt.

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Die in Fig. 2 dargestellte bevorzugte Ausführungsform des Phasendiskriminators besteht aus einer bistabilen Kippschaltung 6, einem ODER-Glied 8 und einem UND-Glied 10, die mit ihren Eingängen mit einer Bezugsfrequenzquelle 2 und dem VFO 4 verbunden sind. Diese Generatoren erzeugen die Impulse W1 und W2. In einer Datenverarbeitungsanlage können beispielsweise die Impulse W1 Datenimpulse sein und die Impulse 2 können Örtliche Taktimpulse sein. VFO 4 entspricht dabei dem Oszillator variabler Frequenz oder VFO 26 in Fig. 1, kann jedoch jede beliebige Signalquelle sein, deren Frequenz durch eine Fehlerspannung gesteuert wird. Die Bezugsfrequenzquelle kann irgendeine beliebige Impulsquelle sein, für die eine Mitnahme und Synchronisierung mit dem VFO-Signal W2 erwünscht ist. Abgesehen von dem örtlichen Taktsignal kann W2 beispielsweise ein Niederfrequenzsignal, wie z.B. die 50 Hz der Netzfrequenz oder ein Hochfrequenzsignal im MHz-Bereich sein.

Der Phasendiskriminatör enthält außerdem einen binären Impulsfrequenzteiler 12 und einen Stromübernähmeschalter 14 mit den beiden Transistoren T1 und T2, die beiden emitterseitig mit einem als Stromquelle wirkenden Transistor T3 verbunden sind. Der Stromübernahmeschalter 14 ist von üblicher Bauart. Er erzeugt Ausgangsimpulse von abwechselnd entgegengesetzter Phasenlage in Abhängigkeit von an den Basiselektroden der Transistoren T1 und T2 zugeführten Eingangssignale. Die die Phasendifferenz zwischen der Bezugsimpulsquelle 2 und dem VFO 4 anzeigenden Fehlerspannungen werden an den Klemmen F bzw. G an den Kollektorelektroden der Transistoren T1 bzw. T2 abgenommen. Somit wird

v_e(t) = v_G(t) - v_F(t) (D

Die Ausgänge der Kippschaltung 6 sind mit den Basisklammern der Transistoren T1 und T2 verbunden und steuern damit das Leiten dieser Transistoren abwechselnd.

Das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 8 stellt das erste Eingangssignal für den Frequenzteiler 12 dar und das Ausgangssignal des

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UND-Gliedes 10 stellt das Rückstelleingangssignal für den Frequenzteiler 12 dar. Das Ausgangs signal des Frequenzteilers 12 wird der Basisklemme des Transistors T3 zugeführt, wodurch das Arbeiten des Stromübernahmeschalters 14 gesteuert wird. Die Kombination aus ODER-Glied 8, UND-Glied 10 und Frequenzteiler 12 erzeugt dabei ein Signal, dessen Dauer gleich der Verzögerung zwischen den Impulsen ist. Der Fachmann erkennt hier sofort, daß jedes der in Fig. 2 dargestellten Bauelemente von üblicher Bauart ist und einzeln handelsüblich bezogen werden kann. Eine Frequenzteilerschaltung, die in diesem Phasendiskriminator sehr gut arbeitet, ist in der US-Patentanmeldung vom 29. Dezember 1972, Aktenzeichen 312 121 mit dem Titel "Master-Slave Binary Divider Circuit" beschrieben.

Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung läßt sich im übrigen leicht als einzige monolithische, integrierte Schaltung unter Verwendung modernster Verfahrenstechniken auf einem Halbleiterplättchen herstellen. Die Arbeitsweise der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 ist dabei wie folgt: Angenommen, daß von der Bezugsfrequenzquelle 2 kommende Eingangssignal W1 wird zu einem etwas früheren Zeitpunkt positiv als der Impuls W2, dann wird die Verzögerung mit At bezeichnet. Das Ausgangssignal am Knotenpunkt A des ODER-Gliedes 8 wird positiv und bleibt für die Dauer beider Impulse positiv. Das Ausgangssignal am Knotenpunkt B des UND-Gliedes 10 wird nur während der überlappenden Dauer der beiden Impulse W1 und W2 negativ. Beim Frequenzteiler 12 dominiert das Rückstellsignal und dieser Frequenzteiler wird durch das Ausgangssignal des UND-Gliedes 10 (Ausgang C auf niedrigem Potential) zurückgestellt, unabhängig vom Ausgangssignal des I ODER-Gliedes 8. Wenn man also zunächst annimmt, daß der Frequenzteiler 12 sich ursprünglich im zurückgestellten Zustand befindet, dann liefert er nur während des Intervalls ein Ausgangssignal, bei dem der Impuls W1 dem Impuls W2 voraneilt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 12 steuert den Leitzustand des Transistors T3> der wiederum den Strom für die Schalttransistoren T1 und T2 liefert. Somit wird also der Stromübernahmeschalter 14 nur

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während des Zeitintervalls eingeschaltet, indem der Impuls W1 dem Impuls W2 voraneilt.

Die bistabile Kippschaltung liefert in üblicher Weise auf den Ausgangsleitungen D und E ein Impulspaar von im wesentlichen gleichen, jedoch entgegengesetzt gepolten Wellenformen. Diese Ausgangssignale ändern sich in Abhängigkeit von den Eingangssignalen an den Eingängen S und R. Da der Impuls WW1 aus der Bezugsfrequenzquelle 2 vor dem Impuls W2 positiv wird, ist die Kippschaltung 6 eingestellt und erzeugt ein positives Ausgangssignal auf der Leitung D. Dieses Ausgangssignal liegt an der Basis des Transistors T1 und macht diesen leitend.

Da zu diesem Zeitpunkt das Ausgangssignal des Frequenzteilers 12 vom Knotenpunkt C ebenfalls ein hohes Potential aufweist, leitet der Stromübernahmeschalter 14 über die Transistoren T3 und T1. An der Ausgangsklemme F wird somit ein negativer Ausgangsimpuls erzeugt. Wird das vom VFO kommende Signal W2 positiv, dann werden sowohl der Einstell- als auch der Rückstelleingang der Kippschaltung 6 gleichzeitig positiv und die Ausgangspegel auf den Leitungen D und E sind unbestimmt. Da aber der Frequenzteiler 12 durch einen von dem UND-Glied 10 kommenden Rückstellimpuls gesperrt ist, da die Impulse W1 und W2 beide positiv sind, ist diese Unbestimmtheit ohne Bedeutung, da an den Klemmen F und G kein Ausgangssignal auftreten kann. Außerdem haben kleine Amplitudenschwankungen der Ausgangssignale der Kippschaltung 6 keinen Einfluß auf die Amplitude der an den Klemmen F und G auftretenden Ausgangssignale, da T3 eine Konstantstromquelle darstellt.

Damit wird aber die Breite des an Klemme F oder an der Klemme G auftretenden Ausgangsimpulses V proportional der Verzögerung zwischen den beiden EingangsSignalen W1 und W2. Es sollte klar sein, daß dann, wenn W2 vor W1 aufgetreten ist, der Ausgangsimpuls am Knotenpunkt G anstatt am Knotenpunkt F aufgetreten wäre. Weiterhin haben die Hinterkanten der Signale oder Impulse W1

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und W2 auf die Breite oder Amplitude der Ausgangsimpulse keinen Einfluß. Die Schaltung ist also für die Größe der Impulsbreite der Eingangsimpulse an sich unempfindlich.

Die vorangegangene, qualitative Analyse hat den Fall berücksichtigt, bei dem sich die beiden Eingangssignale partiell überlappen, wobei die Frequenzdifferenz zwischen beiden Signalen klein ist. Die Schaltung ist aber auch für den Fall wirksam, daß die Impulse weit voneinander abweichende Frequenzen aufweisen, was hier als nahezu unbeschränkter Fangbereich bezeichnet wird. Ist beispielsweise die Frequenz der Impulse W1 sehr viel größer als die der Impulse von W2, dann wäre die durchschnittliche Spannung an der Klemme F niedriger, d.h. negativer als an der Klemme G. Die Gleichstromkomponente des differentiellen Ausgangssignals über den Klemmen F und G hätte dann die richtige Polarität, um den VFO mit dem Bezugssignal zu synchronisieren.

Die Arbeitsweise der Erfindung läßt sich leichter anhand der Impulsdiagramme der Fign. 3, 4, 5 und 6 erläutern, die sich für eine wesentlich präzisere Erläuterung eignen.

In Fig. 3 ist die Frequenz der eingangsseitig zugeführten Rechteckimpulse W1 des Bezugssignals wesentlich kleiner als die Frequenz der VFO-Impulse W2. Aus Gleichung (1) weiß man, daß V das differentielle Ausgangssignal über den Klemmen F und G der in Fig. 2 gezeigten Schaltung darstellt. Man sieht, daß das differentielle Ausgangssignal positive und negative Werte um ein Bezugssignal herum annimmt, dessen Wert von den Spannungsabfällen innerhalb der Schaltung 14 abhängt. Im vorliegenden Fall kann dieser Wert bei etwa 3,0 Volt liegen. Zum Zeitpunkt t_Q bewirkt der Impuls W1 von der Bezugsfrequenzquelle 2 auf die Kippschaltung ein, stellt diese ein und macht den Transistor T1 leitend. Zum gleichen Zeitpunkt schaltet das ODER-Glied 8 den Impuls W1 nach dem binären Frequenzteiler 12 durch, der ein Ausgangsignal erzeugt, das den als Stromquelle dienenden Transistor T3 leitend macht. Daher fließt ein Strom von +V über die Transistoren T1 und T3

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nach Masse und erzeugt ein negatives Ausgangssignal an der Klemme F, wodurch das Fehlersignal V (t) in bezug auf das Bezugspotential positiv wird. Das differentielle Ausgangssignal bleibt bis zum Zeitpunkt ti erhalten, wenn der Impuls W2 von VFO ankommt. Der Impuls wird durch das ODER-Glied 8 hindurchgelassen und schaltet den binären Frequenzteiler 12 ab. Außerdem wird die bistabile Kippschaltung zurückgestellt, wodurch der Transistor T2 leitend wird. Da jedoch das Signal am Knotenpunkt C nicht mehr am Transistor T3 anliegt, kann an den Ausgangsklemmen F oder G kein Signal auftreten. Daher ist das differentielle Ausgangssignal gleich null.

Zum Zeitpunkt t₂ wird vom VFO 4 ein zweiter Impuls aufgenommen, der bewirkt, daß die binäre Frquenzteilerstufe 12 ein Ausgangssignal erzeugt, das den Transistor T3 einschaltet. Da der Transistor T2 über den Null-Ausgang der Kippschaltung 6 leitend ist, wird an der Klemme G ein Ausgangssignal erzeugt. Dieses Ausgangssignal endet, wenn zum Zeitpunkt T3 vom VFO 4 ein zweiter Impuls aufgenommen wird, der die binäre Frequenzteilerstufe 12 abschaltet. Zum Zeitpunkt t. liefert der Frequenzteiler 12 in Abhängigkeit von einem zweiten W1-Impuls einen weiteren Impuls und wird dann anschließend durch den fünften W2-Impuls zum Zeitpunkt te abgeschaltet. Im Intervall t_g bis t„ wird in Abhängigkeit von den vom VFO 4 kommenden Impulsen an der Klemme G ein Ausgangssignal erzeugt.

Betrachtet man das differentielle Ausgangssignal V in Fig. 3 in seiner Gesamtheit, so sieht man, daß das durchschnittliche Ausgangssignal wegen der höheren Wiederholungsfrequenz der W2-Impulse negativ ist.

Fig. 4 zeigt den Fall, bei dem die Frequenz des VFO wesentlich kleiner ist als die Frequenz der Bezugsfrequenzquelle 2. In dem in Fig. 4 gezeigten Beispiel ist die Frequenz der W1-Impulse doppelt so groß wie die der W2-Impulse und die Phasendifferenz zwischen den Impulsen ist null. Zu Beginn der Beschreibung der Arbeitsweise zum Zeitpunkt t_1Q ist die binäre Frequenzteilerstufe

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12 zurückgestellt und der Stromübernahmeschalter 14 erzeugt kein Ausgangsignal. Zum Zeitpunkt t_1Q stellt der Impuls W1 die Kippschaltung 6 ein, und die Frequenzteilerschaltung 12 liefert ein Ausgangssignal, das die Transistoren T1 bzw. T3 einschaltet. Das differentielle Ausgangssignal V wird positiv und bleibt so bis zum Zeitpunkt t--♦ Zu diesem Zeitpunkt treten die Impulse W1 und W2 gleichzeitig auf, so daß Ausgangssignale vom ODER-Glied 8 am Knotenpunkt A und UND-Glied 10 am Knotenpunkt B auftreten. Da bei dem Frequenzteiler 12 der Rückstellzustand dominiert, gibt dieser kein Ausgangssignal ab und der Stromübernahmeschalter 14 wird nicht leitend. Da zu diesem Zeitpunkt an der Kippschaltung 6 sowohl am Einstell- als auch am Rückstelleingang Impulse angekommen sind, ist die Kippschaltung in einem unbestimmten Zustand. Das hat jedoch keine Folgen, da der Transistor T3 gesperrt ist. Diese Folge wiederholt sich im Intervall zwischen t₁₂ bis t^₃ usw. Das differentielle Ausgangssignal ist immer positiv, da die Frequenz des Bezugssignals W1 immer größer ist als die Frequenz des VFO-Signals W2.

Nach Betrachtung der Situation, in der die Frequenzdifferenz zwischen den beiden Impulsen sehr groß ist, sei nunmehr Fig. 5 betrachtet, in der der Fall dargestellt ist, daß die Frequenzdifferenz zwischen den beiden Impulsen sehr klein ist. In Fig. ist die Frequenz des VFO etwas größer als die Frequenz der Bezugsfrequenzquelle, d.h. fypQ = 1,1 f_b . Wie man aus dem Takt- oder Impulsdiagramm erkennt, nimmt die Impulsbreite des differentiellen Ausgangssignals um so mehr zu, je mehr die Bezugsimpulse W1 hinter den VFO-Impulsen W2 nacheilen. Somit ist das Intervall t«, bis t₂- größer als das Intervall t_2Q bis t₂₁. Die Impulsbreite der differentiellen Ausgangsimpulse nimmt bis zum Zeitpunkt t₂- zu, wenn die beiden Impulse genau in Phase sind. Das differentielle Ausgangssignal ist dann null, was eine exakte Überlappung der Impulse anzeigt. Der Zyklus beginnt erneut bei t₂₈, wobei das Intervall t_2ß bis t_2g gleich dem Intervall t_2Q bis t₂₁ ist.

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In den drei zuvor beschriebenen Figuren war die Arbeitsweise des Phasendiskriminators nach Art einer offenen Schleife beschrieben worden. Diese Figuren zeigen die Arbeitsweise des Diskriminator für verschiedene Frequenzen der Eingangsimpulse, ohne daß dabei ein Versuch unternommen wird, die VFO-Impulse mit einer gemäß Fig.*1 aufgebauten Schaltung zu synchronisieren. Fig. 6 zeigt die Arbeitsweise in einer geschlossenen Schleife, bei der der neue Phasendiskriminator in der Schaltung gemäß Fig. 1 benutzt wird. In Fig. 6 haben die beiden Impulse W1 und W2 zunächst die gleiche Frequenz, sind aber nicht miteinander synchronisiert. Zum Zeitpunkt t__o bewirkt der Impuls W1 über die Kippschaltung 6 und den Frequenzteiler 12, daß die Transistoren T1 und T3 leitend werden, so daß sich über den Klemmen G und F ein positives, differentielles Ausgangssignal ergibt. Zum Zeitpunkt t_₁ wird der Transistor T3 gesperrt, wenn der Impuls W2 den Frequenzteiler 12 abschaltet. Dieses differentielle Ausgangssignal tritt für eine Anzahl von Eingangsimpulsen auf und wird im Filter 22 gefiltert, und im Verstärker 24 verstärkt und dazu benutzt, die Frequenz f_Q des durch VFO 26 in Fig. 1 erzeugten Signals zu korrigieren. Der VFO 26 bewirkt, daß der Impulszug W2 in eine bessere Synchronisierung mit dem Impulszug W1 gezogen wird, basierend auf einem durchschnittlichen differentiellen Ausgangssignal V . Somit ist also das durch t₃₂ bis t₃₃ definierte Intervall des differentiellen Ausgangssignals kleiner als das durch t__Q bis t₃₁ definierte Intervall. In einem anderen Intervall, das von der durch das Filter, den Verstärker und den VFO eingeführten Systemverzögerung abhängt, wird die Synchronisationsablage zwischen Impulszug W2 und W1 zum Zeitpunkt t₃₄ weiter verkleinert. Diese Wirkung tritt so lange auf, bis das an Klemme F auftretende differentielle Ausgangssignal zu null gemacht ist und das System sich auf Phasen- und Frequenzmitnahme eingespielt hat. Das differntielle Ausgangssignal ändert sich von positiven Werten auf negativen Werten, wenn die Phase des VFO-Signals W2 sich von Nacheilen nach Voreilen . ändert. Die Geschwindigkeit, mit der die VFO-Frequenz mitgenommen wird, hängt im wesentlichen von dem in Fig. 1 gezeigten System und nicht von dem neuen Phasendiskriminator ab.

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In Fig. 7 ist gezeigt, daß die Phasenmitnahme bei Frequenzen im Megahertzbereich ebenso möglich ist, ein Bereich, der in bisher bekannten Systemen zum Stande der Technik sehr schwer zu synchronisieren war. Fig. 7 zeigt außerdem den weiten Fangbereich des Diskriminators. Wie gezeigt, schwankt die VFO-Frequenz zwischen 5 MHz und oberhalb 7 MKz. Die Bezugsfrequenz liegt bei 6,0078 MHz. Wird die VFO-Frequenz von 5 MHz aus hochgefahren, dann bleibt das differentielle Ausgangspotential V im wesentlichen bei seinem Maximalwert mit Ausnahme der nicht linearen Sättigungscharakteristik, die durch den Rückkopplungsverstärker 24 eingeführt wird. In der Nähe der Bezugsfrequenz wird ein Bereich hoher Empfindlichkeit erreicht, in dem das Ausgangssignal sehr rasch von einem hohen positiven auf einen hohen negativen Wert übergeht, wenn die VFO-Frequenz die Bezugsfrequenz durchläuft. Das Ausgangssignal bleibt nachher im wesentlichen bei seinem maximalen negativen Wert.

Es wurde also ein neuartiger Phasendiskriminator geschaffen, der einen im wesentlichen unbegrenzten Fangbereich hat und der sich mit Erfolg aus nicht aneinander angepaßten handelsüblichen Bauelementen aufbauen und auch betreiben ließ. Die Schaltung ist so aufgebaut, daß mit Vorteil auch integrierte Schaltungstechnik eingesetzt werden kann, so daß sich der gesamte Diskriminator leicht auf einem einzigen Halbleiterplättchen herstellen läßt. Außerdem zeichnet sich die neue Phasendiskriminatorschaltung, und darin unterscheidet sie sich ganz wesentlich von bisher bekannten Phasendiskriminator en, die sehr empfindlich auf die Impulsbreite ansprechen, dadurch aus, daß die Schaltung jede einigermaßen vernünftige Impulsbreite, d.h. zwischen 5 und 50 % ohne Einschränkung in bezug auf die Übereinstimmung der beiden Eingangsimpulse verarbeiten kann. Mit Hilfe der Schaltung war erfolgreich eine Synchronisierung zwischen einem variablen Frequenzoszillator und einer 60 Hz Netzfrequenz erzielbar, und außerdem ist es gelungen, ein Videosignal mit einem anderen unter Verwendung der horizontalen und vertikalen Synchronisierimpulse (34 kHz und 60 Hz) zu synchronisieren* Dies sind nur typische Anwendungsbeispiele der Schaltung»

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

M., Phasendiskriminator zur Erzeugung eines vom zeitlichen Abstand zwischen zwei EingangsSignalen abhängigen Ausgangssignals, das das relative Auftreten dieser Signale zueinander und die Differenz im zeitlichen Abstand anzeigt,

gekennzeichnet durch eine Schaltung (8, 10, 12) zur Erzeugung eines in seiner Dauer dem zeitlichen Abstand zweier Eingangssignale entsprechenden Ausgangssignals sowie durch eine logische Schaltung (6), die in Abhängigkeit von den EingangsSignalen ein Ausgangssignal liefern, das das relative Auftreten der beiden Signale anzeigt und durch einen Stromübernahmeschalter (14)^ der in Abhängigkeit von der logischen Schaltung ein Ausgangssignal abgibt, dessen Potentialpegel dem relativen Auftrittszeitpunkt der Eingangssignale und dessen Dauer dem Abstand der beiden Signale entspricht.
2. Phasendiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung eine Schaltstufe (6) enthält, die in Abhängigkeit davon, welches der beiden Eingangssignale zuerst auftritt, ausgangsseitig auf zwei Ausgangsleitungen (1, O) zwei im wesentlichen gleich große und entgegengesetzt gerichtete Signale (D, E) abgibt,

und daß der Stromübernahmeschalter (14) über zwei Eingangsklemmen mit diesen Signalen ansteuerbar ist und zwei Ausgangsklemmen (F, G) aufweist, an denen dem jeweiligen Auftrittszeitpunkt der Eingangssignale entsprechende, einander entgegengesetzte Potentiale als Ausgangssignale auftreten.
3_p Phasendiskriminator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung (6) eine bistabile Kippschaltung ist.

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4. Phasendiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung ein UND-Glied (10), das die gleichzeitige Anwesenheit beider Eingangssignale anzeigt, ein ODER-Glied (8), das die Anwesenheit des einen oder des anderen der beiden Eingangssignale anzeigt und eine binäre Impulsteilerschaltung (12) enthält, deren Eingang mit dem Ausgang des ODER-Gliedes (8) und deren Rückstelleingang mit dem Ausgang des UND-Gliedes (10) verbunden ist.
5. Phasendiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromübernahmeschalter aus zwei Transistoren (T1, T2) besteht, an deren Emitterelektroden ein für beide Transistoren gemeinsamer, als Konstantstromquelle wirkender, steuerbarer Transistor (T3) angeschlossen ist, daß die beiden erstgenannten Transistoren eingangsseitig mit den Ausgängen der Kippschaltung (6) verbunden sind, daß der dritte Transistor (T3) eingangsseitig mit dem Ausgang des Impulsfrequenzteilers (12) verbunden ist und daß die Kollektorelektroden der beiden Transistoren (T1, T2) mit den Ausgangsklemmen (F, G) verbunden sind.

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