DE2453435A1

DE2453435A1 - Stoerverminderungsschaltung

Info

Publication number: DE2453435A1
Application number: DE19742453435
Authority: DE
Inventors: Daniel F Defonzo
Original assignee: Comsat Corp
Current assignee: Comsat Corp
Priority date: 1974-02-27
Filing date: 1974-11-11
Publication date: 1975-08-28
Also published as: DE2453435C2; IT1024800B; FR2262452A1; US3963990A; CA1035842A; FR2262452B1; JPS50122110A; SE407001B; SE7501940L; GB1503565A

Description

Communications Satellite Corporation , Washington D.C. / USA

Störverminderungsschaltung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Nachrichtensysteme und insbesondere auf Störverminderungsschaltungen zur Polarisationstrennung in Frequenzwiederverwendungssystemen der Art, bei denen jede Polarisation einer doppelt polarisierten Nachrichtenverbindung eine unabhängige Information bei der gleichen HF-Frequenz trägt.

Die Verwendung zweier orthogonaler Polarisationen verdoppelt gleichzeitig in wirksamer Weise die Bandbreite eines Nachrichtensystems. Eine noch größere effektive Bandbreite kann durch Verwendung von MehrfachrichtStrahlantennen auf dem Satelliten erzielt werden, die durch räumlichen Abstand zwischen den Richtstrahlantennen getrennt sind. Systeme, die diese Techniken anwenden, werden Frequenzwiederverwendungssysteme genannt und sind von besonderem Interesse in Nachrichtensatellitensystemen. Infolge der Polarisationeigenschaften der Raumfahrzeugantenne und der ErdeStationsantenne, wie nicht-ideales axiales Speiseverhältnis, Antennendepolarisation und ähnliches, existiert jedoch ein gewisser Betrag an "statischer" Kreuzkopplung der Signale. Außerdem gibt es durch Faktoren wie Faraday-Rotation,

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Raumfahrzeugorientierung und Depolarisation der Signale durch Niederschlagseffekte eine ziemlich große Kopplung der Signale, die ihrer Natur nach "dynamisch" (d.h. zeitlich veränderlich) ist. Sowohl die statische als auch die dynamische Kreuz-Polarisationstörung verursachen eine beträchtliche Verringerung der Leistung von Frequenzwiederverwendungssystemen. Vor einiger Zeit wurde in einem Artikel, erschienen in The Bell System Technical Journal, Vol. 50, Nr. 9, November 1971, Seiten 3063 bis 5069 von T.S. Chu mit dem Titel "Restoring The Orthogonality Of Two Polarisations In Radio Communications Systems" eine Orthogonalisierungsschaltung vorgeschlagen, die unterschiedliche Phasenverschiebung und unterschiedliche Dämpfung von zwei Signalen ausnutzt, um diese zu orthogonalisieren. Für ein Empfangssystem wird die von Chu beschriebene Schaltung in dem Wellenleiter zwischen der Antenne und dem Empfänger verwirklicht und wirkt direkt auf die Felder in einem doppelt polarisierten Wellenleiter ein. Sie ist dazu bestimmt, eine einfache Korrektur über die ganze Empfangsbandbreite zu schaffen, ihre Verwirklichung auf einer Kanalbasis (d.h. getrennte Korrekturen für verschiedene Teile des Frequenzbandes) wäre aber schwierig.

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine einfache Störungsverminderungsschaltung mit dem Merkmal einer verbesserten Polarisationstrennung für die Verwendung an einem Ende einer Frequenzwiederverwendungsnachrichtenverbindung zu schaffen, die hinter dem Empfänger entweder auf einer "Breitbandbasis" oder auf einer Kanalbasis verwirklicht werden kann, um unabhängige Störungsverbesserung für mehrere unterschiedliche Frequenzbänder zu erzielen.

Die vorstehende und weitere Aufgaben der Erfindung werden gelöst durch Vorsehen einer Störverminderungsschaltung, die auf zwei oder mehr räumlich nicht getrennte Signale durch Kreuzkopplung der Signale so einwirkt, daß die Störsignale in jedem

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Kanal ausgelöscht werden. Wie in Zusammenhang mit einem doppelt polarisierten System beschrieben wird, wird die Auslöschung durch Hinzufügen einer Probe eines entgegengesetzt polarisierten Kanals gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Phase zu der Störung bewirkt. Die Realisierung der Schaltung in einem Ausführungsbeispiel umfaßt das probenweise Entnehmen eines Teils des Signals an jedem Anschluß eines doppelt polarisierten Systems und Zurückführen dieses Signals zu dem anderen Anschluß an einen Punkt, wo das Signal an diesem Anschluß eine solche Zeitverzögerung erfahren hat, daß das unerwünschte Signal an diesem Anschluß ausgelöscht wird. Die Technik kann leicht auf Mehranschlußsysteme ausgedehnt werden durch Einführen einer Kopplung von jedem Anschluß zu allen anderen Anschlüssen in der Art, daß die Störsignale an den anderen Anschlüssen (zumindest teilweise) ausgelöscht werden. All dies erfordert jedoch, daß es so viele Anschlüsse wie gewünschte Signale gibt, und daß es mindestens einen Anschluß gibt, an dem das gewünschte Signal größer als die unerwünschten Signale ist.

Das Wesentliche der Erfindung sowie weitere Aufgaben, Aspekte, Anwendungen und Vorteile derselben gehen aus der folgenden Beschreibung und den zugehörigen Zeichnungen hervor.

Figur 1 ist ein Diagramm, das die Trennungsverschlechterung infolge von Polarisationsfehlausrichtung in einem linear doppelt polarisierten System zeigt;

Figur 2 ist ein Diagramm einer Serie von Kurven, das die Polarisations trennung als Funktion des axialen Verhältnisses der Erdestation zeigt;

Figur 3 zeigt eine allgemeine Gruppe von zwei Frequenzwiederverwendungssignalen, die in einem Empfangssystem eintreffen könnten;

Figur 4 ist ein Blockschaltbild, das ein Ausführungsbeispiel der Störverminderungsschaltung gemäß dem Prinzip der Erfindung darstellt;

509835/060*;

Figur 5 stellt eine andere allgemeine Gruppe* von zwei Frequenzwiederverwendungssignalen dar, wobei der räumliche Winkel zwischen den großen Achsen größer als 90⁰ ist; Figur 6 ist ein Diagramm einer Reihe von Kurven, das die Werte des Kopplungskoeffizienten als Funktion des Fehlausrichtungswinkels zeigt, der erforderlich ist, um ein unendliches Signal-Störverhältnis für den Fall zu erreichen, wo die Wellen gleiches axiales Verhältnis und gleiche Amplituden haben; Figur 7 ist ein Diagramm einer Reihe von Kurven, das die Einfügungsdämpfung als Funktion des Fehlausrichtungswinkels für Signale zeigt, die mit identischen axialen Verhältnissen und gleichen Amplituden in der Störverminderungsschaltung eintreffen; Figur 8 ist ein schematisches Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der Störverminderungsschaltung unter Verwendung von aktiven Elementen;

Figur 9 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Schaltung für elliptisch polarisierte Signale;

Figur 1OA und lOB zeigen in Draufsicht und Schnitt in entsprechender Weise eine Streifenleitungs-Realisierung der Störverminderung sschaltung; '

Figur 11 stellt in Form eines Blockschaltbildes .eine mögliche Verwirklichung eines veränderlichen Energieteilers unter Verwendung fester Koppler und veränderlicher Phasenschieber dar; Figur 12 ist ein Systemdiagramm eines geschlossenen Kreises zum Auslöschen der Kreuzpolarisationsstörung in einem Kanal; Figur 13 ist ein schematisches Diagramm einer möglichen Verwirklichung eines in dem System von Figur 12 verwendeten Bakenampli tudende tektors;

Figur 14 ist ein schematisches Diagramm des in dem System von Figur 12 verwendeten Analog-Digital-Umsetzers; Figur 15 ist ein Blockschaltbild des in dem digitalen Steuer-? netzwerk des Systems von Figur 12 verwendeten digitalen Differenzierers;

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Figur l6 ist ein logisches Blockschaltbild der in dem digitalen Steuernetzwerk des Systems von Figur 12 verwendeten Statussteuerung und

Figur 17 ist eine schematische Darstellung des in dem System von Figur 12 verwendeten Digital-Analog-Umsetzers.

Um die Notwendigkeit für eine Polarisationsanpassungsfähigkeit in das richtige Licht zu setzen, ist es instruktiv, einige der Ursachen von Polarisationsverschlechterung und ihre Wirkung auf die Trennung zu betrachten. In einer Satellit-Erde-Verbindung, die doppelt linear polarisiert ist, sind die hauptsächlichen Ursachen einer Trennungsverschlechterung

a) Faraday-Ro.tation

b) Raumfahrzeug-Orientierung

c) Polarisationseigenschaften der Raumfahrzeugantenne

d) Polarisationeigenschaften der Erdestationsantenne und

e) Depolarisation infolge Regens.

Wenn die auf eine Erdestation einfallenden Feldvektoren orthogonal sind und wenn die ErdeStationsantenne linear polarisiert ist, dann ist das Verhältnis von erwünscht zu unerwünscht empfangener Energie (?_W/P_U) an jedem Eingang der Erdeantenne unendlich. Wenn jedoch infolge eines der obigen Effekte Vektoren entweder nicht orthogonal oder im Hinblick auf die Feldvektoren der Erdeantenne fehlausgerichtet sind, dann wird die Trennung verschlechtert. Die Größe dieses Effektes ist in Figur 1 gezeigt, die P_w/P_u in einem Kanal der Erdeantenne in Abhängigkeit von der Fehlausrichtung der eintreffenden Feldvektoren darstellt. Wenn z.B. die eintreffenden Vektoren um 1° von der Orthogonalität abweichen (oder andererseits orthogonal sind, aber gegenüber der Erdeantenne um 1° fehlausgerichtet sind) dann wird die Trennung von Unendlich auf 35.5 dB verringert. Eine Fehlausrichtung von 5° verringert die Trennung auf 22 dB.

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Die Kurve in Figur 1 gilt für Vektororientierungen, die P /P in jedem Kanal gleichmachen. Wenn die Erdeantenne die Polarisation der ankommenden Welle nicht nachstellt, dann wird P /P für jeden Kanal unterschiedlich.

Die Situation ist sogar noch ernster in dem Fall, daß die Erde- und die Raumfahrzeugantennen ein endliches axiales Verhältnis haben (d.h. nicht perfekt linear polarisiert sind). Figur 2 zeigt P_w/^p _u in Abhängigkeit von dem axialen Verhältnis der Erdestation für mehrere Fälle von axialem Verhältnis und Abweichung von der Orthogonalität der großen Achse der eintreffenden Welle, wobei wiederum die Orientierung der Erdestation so eingestellt ist, daß P /P in jedem Kanal gleich wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß die P /P -Verschlechterung noch ernster ist für zirkulär polarisierte Systeme, die auf den heutigen technologischen Hardware-Möglichkeiten basieren. Außerdem werden in einem vollständigen System die- kombinierten Effekte der Trennung von Aufwärts- und Abwärtsverbindung das P /P zusätzlich, verringern.

Der Bedarf für ein Antennensystem, welches diese Effekte kompensieren könnte, ist klar. Weil die Polarisations-Fehlausrichtung im allgemeinen eine zeitlich veränderliche Größe ist, sollte ein Kompensationssystem dynamisch (d.h. kontinuierlich einstellbar) sein.

Es ist ein Konzept entwickelt worden, welches P_w/P_u in doppelt polarisierten Frequenzwiederverwendungssystemen wesentlich verbessern kann und welches im Prinzip geeignet ist, auf Mehrstrahlsysteme ausgedehnt zu werden. Grundsätzlich verwendet diese Technik das probenweise Entnehmen eines Teiles des Signals an jedem Anschluß eines doppelt polarisierten Systems und

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Zuführen dieses Probensignals zurück zu dem .anderen Anschluß an einen Punkt, wo das Signal an diesem Anschluß eine solche Zeitverzögerung erfahren hat, daß das unerwünschte Signal an diesem Anschluß ausgelöscht wird. Die Idee kann ausgedehnt werden auf
Systeme mit mehreren Anschlüssen durch Einführen einer Kopplung von jedem Anschluß zu allen anderen Anschlüssen derart, daß
störende Signale an den anderen Anschlüssen (zumindest teilweise) ausgelöscht werden. Zwecks Klarheit der Darstellung wird
bei der Schaltungsbeschreibung angenommen, daß die eintreffenden Signale gleiche Amplituden haben, obgleich dies für die
Wirkungsweise der Schaltung nicht notwendig ist.

Eine allgemeine Gruppe von zwei Frequenzwiederverwendungssignalen, die in einem Empfangssystem eintreffen, ist in Figur 5 gezeigt. E und E sollen die Amplituden der großen Achsen der

el D

zwei nicht-orthogonalen elliptisch polarisierten Wellen mit den axialen Verhältnissen r bzw. r, sein. Das Vorzeichen von r ist

ex U

negativ für Links- und positiv für Rechtsdrehung (Wellenrücklauf); außerdem ist I^ |r|^co . Die orthogonalen Anschlüsse
der Empfangseinrichtung sind mit χ bzw. y bezeichnet. Es sei
angenommen, daß die Anschlußorientierung, wie sie in Figur J5
gezeigt ist, so ist, daß die in der Figur gezeigten Einheitsvektoren die folgenden rechtwinkligen Komponenten haben;

u_a = cos αχ + sin α y u, = sin αχ+ cos cc "y

v_a = -sin αχ + cos α y ν = -cos αχ+ sin α y

Die Klemmspannungen Ε_χ und E sind dann

Λ Λ Λ

= <^Ea ^üa ⁺ 3 ^ra"" ^E _a V ' ^{X +}- ^(E _b ^Ub ⁺ * V* ^Eb
(E_b G_b + j r_b-> E₅ 0_b). γ + (E_a G_a'₊ j

_y = (E_b G_b + j r_b E₅ 0_b). γ + (E_a G_a+ j r_a> E_a ν ). γ (2)

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Dann gilt

C C

11 IJ

C C 21 22

(3)

wobei,
c

1 1

12

C — 21

22

cos α - j r_a~^J sin α

sin α - j Tj₃""¹ cos α

sin α + j r -¹ cos α

CX

cos α + j r_h~^l sin α

Es ist zweckmäßig, c.. in polarer Form auszudrücken, so daß sich ergibt:

A e ^ll A e ii _jß 12 .

A e ²¹ A e"

1 2

²²

2 1

22

(8)

wobei gilt

A - I c J "= li 'li¹

+ r ~² sin²a a

(9)

sin²a

cos²a (10)

A = I c I =; \/ sin²a + r ~² cos²a

A = |c J =

22 22 '

(12)

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= -tan = -tan*"¹ = tan* = tan"*

-ι tan a

tan α

(13) (14) (15) (16)

Wie in Figur 4 gezeigt ist, umfaßt die Störverminderungsschaltung vier Richtkoppler 3, 4, 5 und 6 mit Spannungskopplungskoeffizienten k. und vier veränderliche Phasenschieber J, 8, 9 und 10 mit Phasenverschiebungen, die durch Φ gegeben sind. Jeder der Richtkoppler hat zwei Eingangsanschlüsse und zwei Ausgangsanschlüsse, wobei einer der Eingangsanschlüsse jedes der Koppler 3 und 5 und einer der Ausgangsanschlüsse jedes der Koppler 4 und 6 mit einem Lastwiderstand abgeschlossen ist. Eine Ausgangsklemme des Richtkopplers J5 ist über einen Phasenschieber 7 direkt mit einer Eingangsklemme des Kopplers 4 verbünden, während die andere Ausgangsklemme über einen Phasenschieber 8 mit einer Eingangsklemme des Kopplers 6 kreuzgekoppelt ist. In gleicher Weise ist eine Ausgangsklemme des Kopplers 5 über einen Phasenschieber 9 direkt mit einer Eingangsklemme des Kopplers 6 verbunden, während die andere Ausgangsklemme mit einer Eingangsklemme des Kopplers 4 kreuzgekoppelt ist. Nun lasse man die Klemmspannungen an den Eingangsklemmeη 1 und 2 der in Figur 4 gezeigten Schaltung anliegen. Es ist dann einfach, zu zeigen, daß für die Ausgangsspannungen an den Anschlüssen 11 und 12 gilt:

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(1 - k/) Ε_χ e "■»* - k₂ k₃ E_y β

-3Φ.

(1 -k_s*) U- kj> E_y e ^3Φ- - k k_% E_x β

Die expliziten Formen für die Ausgangssignale findet man durch Verwendung der Definitionen für Ε_χ und E , wie sie durch Gleichung (8) gegeben sind, in den Gleichungen 17 und 18.

E = E
iA a

V(I - k ²) (1 - k ²) A e³ ^^{1 Φΐ2}

^Y 1 2 11

- k k A e ^{21 23}

2 3 21

(I - k ²) (1 - k ²) A e'

2 12

j(3 - Φ ) - k k A e ^{22 23}

2 3 2 2

12

E - = E
2A a

„_ . j (3 - φ )

- k ²) (1 - k ²) A e ^{2l 3}"

3 k 21

21

- k k A e

1 (ι Ii

- ♦„>

■\/ (1 - k ²) (1 - k ²)

X 3 «»

j (3 - Φ ) - k k A e ¹² ^l*

1 ·» 12

j(ß

Λ e

22

³-

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Um die Störsignale in jedem Kanal zu beseitigen, ist es notwendig, daß der Koeffizient von E^ an dem Anschluß 11 und der Koeffizient' von E an dem Anschluß 12 verschwindet. Deshalb sind

a
die beiden zu erfüllenden Gleichungen: ·

k ²)(1 - k ²) A e ^{12 12} - k k A e ²² ^z* = X )(1 k₂ } A₁₂ e k_z ^_{3 22}

-.φ

ι ·» ii (22)

Vd - k ²Hl - k ²) A e ²¹ ' ³" -k k A e " =

' " 3 ·· 2 1

Durch Multiplizieren der Gleichung (21) mit e 12 12 und Gleichung (22) mit e"^{J (ß}2l " ^ 3^ und Fordern, daß die Terme in beiden Gleichungen real sind, werden den Werten von Ψ -_K und ψ „., folgende Bedingungen auferlegt:

φ =ß -β ₊ψ ±'2m ir; m= 0,1,2,... (23)

23 22 12 12

A =ß -ß + φ · + 2m π; ία = 0,1,2,... (24)

^Yli_l 11 21 3Ί

Die durch die Gleichungen (23) und (24) gegebenen Phasenverschiebungen können natürlich durch Verändern der Längen der Übertragungsleitungen oder durch Verwenden veränderlicher Phasenschieber erzielt werden. In der Praxis, kann die notwendige Phasens.teuerung mit Phasenschiebern ψ ^ und ψ ₁₂ erreicht werden. Die Phasenschieber Ψ ₁₂ und ψ ^ sind allgemein in der SchaltungsbeSchreibung enthalten.

Wenn angenommen wird, daß die passenden Werte der Phasenverschiebung eingegliedert sind, dann haben die Gleichungen (21) und (22) die Form

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- 12 ■=

(1 - k ² ) (1 - k ² ) A = k k A

1 2 12 2

(25)

- 3c ² ) (1 - Jc ² ) A » k k A

3 «» 21 1 «ι 1

(26)

Weil es vier individuelle Koppler gibt, wird eine Vereinfachung erzielt, wenn man kg = k^ und k^ = k^ sein läßt. Dann wird durch Dividieren der Gleichung (25) durch Gleichung, (26) die Beziehung zwischen den k's gefunden zu

²A ² =

k ²A

Λ A

21 22

= Q²

(27)

(28)

Das Einsetzen von Gleichung (28) in Gleichung (26) ergibt eine Gleichung vierten Grades für k,:

/(I - Q² k ² ) (1 - k ² ) A « k ² A 1 J 21

21

ι 11

(29)

- A ² /A

11 21

1 + Q^:

1=0

(30)

Die Lösung hat die Form

509835/060Λ

H/G + \/ (H/G) ² - 4/G (31)

H = I+ Q²·· ' (32)

G = Q² - A ² /A ² (33)

11 12

Die speziellen Lösungswerte für die k's sind selbst nicht von großem Interesse. Der als wichtig zu erwähnende Punkt ist, daß es für praktisch interessierende Bedingungen eintreffender Signale eine Lösung für die k's gibt, was bedeutet, daß durch Verwendung veränderlicher Koppler und Phasenschieber in der Schaltung von Figur 4 das P /P beträchtlich verbessert werden kann.

Es verbleibt nunmehr, mehrere spezielle aber sehr wesentliche Fälle zu betrachten, die einen quantitativen Einblick in die Leistungsfähigkeit der Korrekturschaltung gewähren können.

Fall 1. r_a ^ r_b

Wenn die axialen Verhältnisse der Wellen gleich sind, werden die entsprechenden Gleichungen beträchtlich vereinfacht. Eine Überprüfung der entsprechenden Gleichungen zeigt, daß in Gleichung (27) Q = 1 ist. Dann wird k_x = k_g = k und alle vier Koppler haben den gleichen Kopplungswert. Weiterhin ergibt sich aus den Gleichungen (23) und (24) . φ ^ = Φ iv ^{Und aus Glei}~ chung (29) ergibt sich dann

509835/06(H

k =

2 1

Λ +A

II 21

1 +

r ² sin²a

sin²« + r

Wenn dieser Wert von k zusammen, mit den durch die Gleichungen (2j5) und (24) gegebenen entsprechenden Phasenschiebern in die Gleichung (I9) eingesetzt wird, ist die Ausgangsspannung an dem Anschluß 11 gegeben durch

^EiA - ^Ei

= E.

(1 - k²} A - k² A

11

A ² - A 11 21

A +A 11 21

= E

A - A
11 21

(35)

Der Koeffizient von E stellt den Einfügungs(Spannungs-)Gewinn

für das E -Signal dar (er ist immer kleiner als 1). Der Elnfü- 3. *

gungsverlüst in dB ist deshalb gegeben durch

L = -20 log

Λ - A

(3.6)

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Fall 2. r_o = oO = r,
a ο

Wenn beide Wellen linear polarisiert sind, werden die Gleichungen weiterhin vereinfacht. Die Kopplerwerte werden alle identisch wie die VerbindungsIeitungslängen. Der Wert der Kopplung von Gleichung (?4) verringert sieh auf

_ _Λ , sxn α

cos α + sxn α (37)

und die Ausgangsspannung an dem Anschluß 11 wird (aus Gleichung 35)

cos α - — sm α

Der Term (cos OC - sin 06 ) stellt den Einfügungsgewinn dar.

Fall 5. Y> 90°

Die vorstehenden Ergebnisse sind aus zwei nicht orthogonalen Signalen abgeleitet worden, für welche der räumliche Winkel, , zwischen den großen Achsen kleiner als 90° ist. Die Korrekturschaltung arbeitet aber ebenso gut, wenn γ /* 90° ist, vorausgesetzt, daß eine zusätzliche Phasenverschiebung von 18O° in einer der Kreuzkopplungsleitungen vorhanden ist. Dies kann unter Bezugnahme auf Figur 5 erläutert werden, die zwei Signale mit y > 90° zeigt. Wie oben werden die Anschlüsse so eingestellt, daß P_w/P_u In beiden Kanälen gleich wird. Die Anschlußspannungen sind dann

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- ιό -

^Εχ = ^Ea

^Ey - -

cos α + j r

sin α - j γ

-ι

sin α

cos α

- E.

sin α + j cos α - j

-ι

cos α

sin α

(39)

(40)

Die Koeffizienten von E und E sind die Gleichen wie die durch eij der Gleichungen (4) - (7) angegebenen, ausgenommen, dass sin ö(. durch - sin Oi ersetzt ist. Der Matrixausdruck der Gleichungen (j59) und (4o) ist bei Verwendung der polaren Form der Koeffizienten

Ae 11

Ae

¹¹

j (δ A e ¹²

j
Ae²²

(41)

wobei

O₁J. = -B₁J ist (vergl. Gleichungen (15) - (16))

Das Einsetzen von Gleichung (41) in die Ausdrücke für die Ausgangsspannung für die Störungsverminderungsschaltung (Gleichungen (17) und (18)) führt zu einer Gruppe von Phasenbeziehungen identisch zu Gleichung (23) und (24) wobei ß. durch die entsprechenden Exponentialterme von Gleichung (41) ersetzt ist. ■ Weil der "1, 2"-Term der obigen. Matrix den extra T -Term enthält, wird die Phasenlänge für die ψ _g Leitung

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φ =6 - (δ +π) +φ -2rair (42)

^Υ2 3 22 12 12

In ähnlicher Weise

φ +δ -(δ +π) +φ -2m ττ

^rik 11 2 1 3 2

Deshalb besitzen die Leitungen eine zusätzliche Phasendifferenz von 18O° verglichen mit dem Fall, wenn γ <£ 90° ist. Außerdem bleiben die Kopplerwerte für ^" <£ 90° in ihren Werten unverändert. Der Hauptpunkt hierbei ist, daß die Schaltung durch Verwendung variabler Koppler und. variabler Phasenschieber an die meisten allgemeinen Typen von nichtorthogonalen Signalen angepaßt werden kann.

Es ist instruktiv, die Kopplerwerte und den Einfügungsverlust für verschiedene Bedingungen zu berechnen. Obgleich der allgemeinste Fall aus Signalen besteht, die unterschiedliche axiale Verhältnisse haben, kann man einen beachtlichen qualitativen und quantitativen Einblick in das Verhalten der Schaltung durch Betrachten des viel einfacheren, aber sehr wichtigen Falls von zwei nicht-orthogonalen Signalen erhalten, die das gleiche axiale Verhältnis haben. Für diesen Fall wird daran erinnert, daß die Kopplerwerte durch die Gleichung (j54) und der Einführungsgewinn für das "erwünschte" Signal durch die Gleichung (36) gegeben sind. Diese Gleichungen sind in den Figuren 6 und 7 als Funktion von ßC für verschiedene Werte des axialen Verhältnisses r aufgetragen.

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L(a± O) = -20 log

ie -

Für den Fall ^ = jf ■sind die beiden Wellen räumlich orthogonal, haben aber ein endliches axiales Verhältnis und die Störverminderungsschaltung ergibt ein unendliches P /P„ in jedem Kanal mit folgenden Kopplerwerten und dem Einfügungsverlust:

. " k(ct = 0) = , (44)

(45)

Die Gleichungen (44) und (45) stellen den minimalen Kopplerwert und Einfügungsverlust dar, wenn die axialen Verhältnisse der beiden Wellen endlich und von gleicher Amplitude sind und den gleichen Drehsinn haben. Für einen gegebenen Wert von Oi. werden der niedrigste Einfügungsverlust und der kleinste Wert von k erhalten, wenn die Signale linear polarisiert sind. Außerdem

geht der Verlust gegen Unendlich wenn entweder oL ► 45°

oder r * 1 geht, da für diese Bedingungen die Signale "parallel" in dem Polarisationsraum sind.

In der bisherigen Betrachtung ist stillschweigend angenommen worden, daß überall passive Koppler und Phasenschieber verwendet werden. Diese Annahme ist nicht zwingend, und in der Tat verwendet eine praktische Verwirklichung der Korrekturschaltung aktive Verstärker und Phasenschieber, wie z.B. in Figur 8 gezeigt ist. Die Grundphilosophie der Störverminderung bleibt die gleiche, d.h. die Kreuzkopplung einer Anzahl von Signalen, um die Auslöschung der Störung zu bewirken. Wie in Figur 8 dargestellt, ist, werden die Eingangssignale Ε_χ und E von dem Empfangsantennensystem an die Eingangsanschlüsse 13 bzw. 14 angelegt. Nach Verstärkung durch Verstärker 15 und 16 werden die Eingangssignale den Energieteilern 17 bzw. 18 zugeführt. Die

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Energieteiler 17 und 18 sind reziproke Einrichtungen und teilen die Ausgangsenergie von·jedem Verstärker 15 und 16 auf zwei Verzweigungskreise auf. In einem von ihnen ist ein Ausgang des Energieteilers 17 mit dem Eingang eines Verstärkers 19 verbunden, der mit einem veränderlichen Phasenschieber 20 in Reihe geschaltet ist. Der andere Ausgang des Teilers 17 ist mit dem Eingang eines Verstärkers 21 verbunden, der mit einem veränderlichen Phasenschieber·22 in Reihe geschaltet ist. Im Falle des Energieteilers 18 ist ein Ausgang mit einem veränderlichen Phasenschieber 2J verbunden, während der andere Ausgang mit einem veränderlichen Phasenschieber 24 verbunden ist. Die Ausgänge der Phasenschieber 20 und 23 sind über einen Energieteiler 25 verbunden, der ein Ausgangssignal E an den Ausgangsanschluß

liefert, und die Ausgänge der Phasenschieber 22 und 24 sind über einen Teiler 27 miteinander verbunden, um das andere Ausgangssignal E, an den Ausgangsanschluß 28 zu liefern.

Die Erweiterung auf mehr als zwei Signale ist im Prinzip einfach und kann unter den Bedingungen zweier Situationen betrachtet werden, nämlich wenn die Signale aus unterschiedlichen räumlichen Richtungen einfallen oder wenn sie aus der gleichen räumlichen Richtung einfallen und nur durch ihre Polarisation unterschieden werden können. Man zeichne z.B. drei linear polarisierte Signale,, deren Polarisationsvektoren um 120° auseinander liegen. In beiden Fällen wird angenommen, daß es mindestens einen Anschluß für jedes gewünschte Signal gibt und an diesem Anschluß die Amplitude des "erwünschten" Signals zumindest größer als die Amplituden aller anderen Signale an diesem Anschluß ist. Wenn eine "Signalmatrix" mit N Anschlüssen betrachtet wird, dann ist die obige Aussage äquivalent zu der Forderung, daß der absolute Wert des Diagonalgliedes irgendeiner Reihe größer ist als irgendeines der nichtdiagonalen Glieder.

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Das Verfahren der Störverminderung ist äquivalent der "Diagonalisierung" der Signalmatrix.· In dem FaIl₅ daß die Signale aus unterschiedlichen räumlichen Richtungen einfallen, ist die Ordnung (Rang) der Matrix die gleiche wie die Zahl der Richtungen, aus denen die Signale kommen. Wenn alle Richtungen unterschiedlich sind, ist jede Reihe der Matrix unabhängig und die Schaltung, die sie diagonalisiert, hat die Wirkung des Aufsteilens von Musterzügen (placing pattern pulls) in den räumlichen Richtungen aller Störsignale.

In dem Fall jedoch, daß die Signale aus der gleichen räumlichen Richtung eintreffen, ist die Signalmatrix grundsätzlich darauf begrenzt, daß sie von zweiter Ordnung ist. Wenn die Anzahl der Signale größer als zwei ist, dann sind nicht alle Gleichungen unabhängig und die Matrix besitzt mindestens einen Eigenwert, der Null ist. Dies bedeutet, daß es nicht möglich ist, ein einziges Reihenschaltungsnetzwerk zu verwenden, welches alle gewünschten Signale so auskoppelt, daß sie- alle ein unendliches V^Pu ^haben*

Dies schließt jedoch nicht die Möglichkeit einer anfänglichen Energieteilung jedes Signals auf N Wege aus. Dann kann eine Anzahl von "parallel" arbeitenden Netzwerken verwendet werden, um verschiedene Kombinationen von Signalen herauszuziehen. Nachfolgende Netzwerke können dann zur Wiedervereinigung der Signale verwendet werden, so daß jedes Signal ein verbessertes P /P hat.

Ein anderes Vorgehen von praktischer Bedeutung ist das der "fast"-Diagonalisierung einer gegebenen Signalmatrix. In diesem Fall kann eine Routine vorgesehen werden, bei welcher eine Suche durchgeführt wird nach Schaltelementewerten, die das P /P für jedes Signal optimieren, wobei der Zwang besteht, daß das Signal-Stör-Verhältnis (S/N) oberhalb eines bestimmten Minimalwertes bleibt.

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Die vorstehende Analyse hat gezeigt, daß sich durch Verwendung eines Netzwerkes aus veränderlichen Kopplern und Phasenschiebern eine Störauslöschung für einfallende Signale ergeben kann, die beliebig polarisiert sind. Es sei darauf hingewiesen, daß im Falle linear polarisierter Signale alle Phasenschieber identisch sind (ausgenommen für eine mögliche Differenz von 18O° in den kreuzgekoppelten Leitungen) und daß ferner alle Kopplerwerte identisch sind, wenn man Signale gleicher Amplitude annimmt. Dies führt zu der Anregung, daß sich eine ziemlich einfache Schaltung ergeben kann, wenn die einfallenden, elliptisch polarisierten Signale zuerst in eine lineare Polarisation umgewandelt werden. Diese Linearisierung ist eine einfache Sache der Einführung eines bestimmten Betrages an Phasenverschiebung in einen Teil einer jeden der einfällenden Wellen. Die mathematischen Bedingungen, die erfüllt werden müssen, werden hier in Begriffen der Polarisationsgrößen abgeleitet, die schon bestimmt worden sind.

Für eine Welle, wie z.B. der in Figur J5 gezeigten E oder E ,

a ο

ist das Verhältnis von links- zu rechtszirkulären Komponenten

wobei r das axiale Verhältnis und X der Neigungswinkel der großen Achse ist. Mit der x-Achse als Bezug ist f = OL für E und t = 90° - OC für E Wie vorher bestimmt das Vorzei-

a. D

chen von r den Drehsinn .(-) für links, (+) für rechts. Nunmehr ist das Verhältnis von y-Komponente zu x-Komponente

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V^E* ■^j

- 1

r + 1

(47)

Die Größe von ρ ist

(r² + 1) - (γ² - 1) cos 2 τ V (r^Z + 1) + (r² - 1) cos 2 τ.

(4 8)

Den Phasenwinkel von ρ erhält man durch Rationalisierung der Gleichung (47)

= -f(r - f)² + (r + I)² + j 2(r² - 1) sin 2 τ /(r - I)² + (r -f I)² + 2(r² - 1) cos 2 τ

Dann ist

arg(p) = tan

2r

- l)sin

(49)

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- .23 -

Um die Felder zu linearisieren, muß arg(p ) und arg(p, ) zu Null

ο, D

gemacht werden. Für die Welle E ist dann: r = r y ΊΖ = OL Für die Welle E_b: r = r_fej f _b = 0

\T

Die Bedingung arg(p ) = arg(p ) führt dann ,zu

-1

- 1) sin 2 α

= tan

(r_b - l)sin 2(cc+ γ )

Die Lösung für CL ist

α =-1/2 tan

-1

sin 2 γ

- cos 2 Ύ

-^ra

(51)

Durch Festlegen der x-y-Koordinaten so, daß die obige Bedingung erfüllt wird, und anschließendes Vorsehen einer Phasenverzögerung von arg(p_a) für die y-Achsen-Komponente der Signale ist das Ergebnis zwei nicht-orthogonale linear polarisierte Signale. Diese können dann der Störverminderungsschaltung zugeführt werden. ' .

Es ist interessant, darauf hinzuweisen, daß für r = r, der Wert von oC gerade so ist, daß P_w/P_u in jedem Kanal gleich wird, d.h., die Anschlüsse so wie in Figur 3 eingestellt sind. Dann hat die vollständige Störverminderungsschaltung lediglich einen in den Signalweg des y-Anschlusses eingefügten Phasenschieber.

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Im Allgemeinen tritt diese Alternative der Störverminderungsschaltung so in Erscheinung wie in Figur 9. Der Polarisator 29, der einen veränderlichen Phasenschieber für eine Polarisation hat, empfängt die nicht-orthogonalen elliptisch polarisierten Wellen E und E, . Der Ausgang des Polarisators 29 ist mit einem

a ο ·

drehbaren orthogonal arbeitenden Wandler 30 verbunden. Polarisator 29 und Wandler 30 sind unabhängig voneinander drehbar, so daß die den Eingängen der Störverminderungsschaltung 31 zugeführten Ausgangssignale E und E zwei nicht-orthogonale linear polarisierte Signale sind. Die Ausgangssignale der Schaltung 31 sind dann die getrennten Signale E und E .

a ο

Es sind auch andere Realisierungen möglich. Als Beispiel für die extrem einfache Beschaffenheit der Störverminderungsschaltung für linear polarisierte Signale zeigen Figur 1OA und 1OB eine Streifenleitungsrealisierung unter Verwendung von Richtkopplern in Form einer gedruckten Schaltung.

Figur 1OA stellt eine Draufsicht der mittleren "Schicht" einer Streifenleitungsschaltung dar, wobei die ausgezogenen Linien Leitungen andeuten, die auf die obere Fläche der Schicht aufgedruckt sind,, und die gestrichelten Linien Leitungen andeuten, die auf die untere Fläche aufgedruckt sind. Es wird darauf hingewiesen, daß die beiden Leitungen, die zwischen den Eingangsanschlüssen 32, 33 bzw. den Ausgangsanschlüssen J>h_} 35 verlaufen, an den Punkten 36 und 37 durch die Schicht hindurchgehen. So ist die an dem Eingangsanschluß 32 beginnende Leitung bis zum Punkt J>6 auf die obere Fläche der Schicht und danach auf die untere Fläche gedruckt. Das Umgekehrte gilt für die Leitung, die an dem Eingangsanschluß 33 beginnt. Das Verhältnis einer mittleren Schicht 38 mit z.B. Leitern 39 und 40, die auf die obere und untere Fläche einer dielektrischen Platte 41 aufgedruckt sind, zu einer oberen und einer unteren dielektrischen

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Platte 42 und 43, die Masseebenen 44 bzw. 45*tragen, ist in Figur 1OB dargestellt.

In Figur 1OA werden die Eingangssignale E und E an die Ein-

x y gangsanschlüsse 32 und 33 angelegt. Der größte Teil der Energie wird direkt von den Eingangsanschlüssen 32 und 33 zu den Ausgangsanschlüssen 3²J- bzw. 35 übertragen. Ein Teil der Energie an den Eingangsanschlüssen 32 und 35 wird jedoch an den Kreuzungspunkten 48 bzw. 49 auf die Kreuzkopplungsleitungen 46 und 47 gekoppelt. Diese Energie wird dann nach einer durch die Länge der Leitungen 46 und 4j bestimmten passenden Phasenverzögerung an Kreuzungspunkten 50 bzw. 5I in die direkten Eingangs-Ausgangs -Leitungen eingekoppelt, um die Störsignale in den beiden Kanälen auszulöschen. Als Folge davon erscheinen an den Ausgangsanschlüssen 34 und 35 die getrennten Signale E und E .

el D

In einem anderen Ausführungsbeispiel benutzt die Störverminderungsschaltung feste Koppler und veränderliche Phasenschieber, um die Wirkung eines veränderlichen Kopplers zu erzielen. Ein variabler Koppler, der dieses Konzept verwendet, ist in Figur 11 dargestellt. Dieser Koppler benutzt einen festen 3 dB-Energieteiler, wie z.B. ein "magisches T" 52, variable Phasenschieber 53 und 54 und eine feste 3 dB-Phasenschieber-Gabe!schaltung 55· Ein gewünschtes Energieteilungsverhältnis kann man durch entsprechende Wahl der Phasenverschiebung, χ , zwischen 0° und 90° erreichen. Mit diesem Konzept kann eine Störverminderungsschaltung, wie die in Figur 4 gezeigte geschaffen werden, die nur feste Koppler und variable Phasenschieber besitzt. Eine solche Schaltung ist von dem Standpunkt aus erwünscht, daß variable Phasenschieber elektrisch gesteuert werden können und deshalb für dynamische Steuerung geeignet sind.

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Bis zu diesem Punkt wird für die Verwirklichung der Erfindung eine vorherige Kenntnis der axialen Verhältnisse und der Neigungswinkel der eintreffenden Wellen angenommene Eine praktische Verwirklichung sollte jedoch anpaßbar sein und eine Störverminderung auch ohne vorherige Kenntnis der eintreffenden Signale erzielen. Dies kann erreicht werden durch Verwendung von Pilot- oder Bakensignalen, die jedem Nachrichtensignal zugeordnet sind. Eine Schaltung, die auf die Anwesenheit der Bakensignale anspricht, wird dazu benutzt. Verstärker oder Dämpfungsglieder und Phasenschieber zu steuern, um die Amplitude der Bakensignale und damit der zugehörigen störenden Nachrichtensignale in den entsprechenden Kanälen zu Null zu machen.

Es ist klar, daß die Schaltung nicht darauf beschränkt ist, zwischen der Antenne und der ersten Empfängerstufe angeordnet zu werden. Die Schaltung kann angeordnet werden hinter den HF-Verstärkern, hinter einer Kanalisierung in eine Anzahl von Frequenzbändern oder auch hinter einer Umsetzung in eine andere Frequenz, vorausgesetzt, daß die Kohärenz zwischen dem gewünschten Signal in einem Kanal und der Störung in einem anderen Kanal in ausreichendem Maße.gewahrt bleibt» Die Konstruktionsüberlegungen, die durch die Notwendigkeit der Beibehaltung der Kohärenz bedingt sind_s sind gut bekannt»

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist eine anpaßbare Störbeseitigungsschaltung in der Lage _s Kreuzpolarisationsstörungen dynamisch zu kompensieren. Weil die Störung in jedem Kanal eines doppelt polarisierten Satelliten-Frequenzwiederverwendungssystems aus einer Komponente des Signals in dem entgegengesetzt polarisierten Kanal bestent_s ist das an dem Empfangsende verfügbare Störsignal relativ kohärent mit dem gewünschten Signal in dem anderen Polarisationskanal^ und eine Beseitigung kann daher durch Addieren eines Teils des Signales

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aus dem entgegengesetzt polarisierten Kanal von gleicher Amplitude, jedoch entgegengesetzter Phase zu der Störung bewirkt werden.

Die Konstruktion des Auslöschsystems ist symmetrisch. Was zum Auslöschen der Störung im linken Kanal durch Hinzuaddieren eines Signals aus dem rechten getan wird, wird in exakt gleicher Weise zum Auslöschen der Störung im rechten Kanal wiederholt. Deshalb wird nur ein Fall beschrieben.

Figur 12 zeigt die grundsätzliche Systemstruktur zum Auslöschen von Kreuzpolarisationsstörungen im linken Kanal. Im rechten Kanal wird irgendwo in dem zu korrigierenden Band ein Bakensignal übertragen. Die Größe der Störung wird einfach durch Feststellen der Größe des Bakensignals gemessen, welches abgeleitet von einem Energieteiler 56 in dem linken Kanal vorhanden ist. Die Kopplung des Signals zum Auslöschen der' Störung wird bei Hochfrequenz mit Hilfe eines spannungsgesteuerten Dämpfungsgliedes 57 und eines spannungsgesteuerten Phasenschiebers 58 bewirkt. Die Feststell- und Steuerschaltung liegt hinter dem Koppler 59 und eine Kohärenz zwischen beiden Polarisationen ist nicht erforderlich in aufeinanderfolgenden Stufen. Die Störung wird verringert durch Feststellen der Größe des Bakensignals und Steuern des spannungsgesteuerten Phasenschiebers 58 und Dämpfungsgliedes 57* bis die Größe des Bakensignals minimisiert ist. " - ■ "

Weil die Größe des Bakensignals der wichtige Parameter ist, ist der erste Systemblock nach dem Empfänger 60 eine Amplitudendetektors chaltung 61, deren Ausgangssignal ein Nenn-Gleiehstrom-Fehlersignal (E) ist, das proportional der Größe des Bakensig_r nals ist.

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Ss wird eine systematische Minimisierungstechnik angewendet, die zuerst durch Phasensteuerung und dann durch Amplitudensteuerung oder umgekehrt minimisiert und das Schalten und Minimisieren beibehält, um v/irklich einen Wert Null zu erzielen und zu halten. Diese Art von Schaltung führt von selbst zu Digitaltechniken, so daß der nächste Block in dem Systementwurf ein Analog-Digital-Umsetzer 62 ist, der die analoge Fehlerspannung, E, in eine digital brauchbare Form umwandelt.

Der nächste Systemblock ist ein digitales Steuernetzwerk 6j5, das entscheidet, welche Steuerung einzustellen ist (Phase oder Amplitude) und in welcher Richtung sie einzustellen ist, um ein Minimum zu erreichen. Dieses Netzwerk erzeugt zwei Ausgangssignale, von denen jedes aus einem N-Bit-Wort besteht. Eines dieser Worte stellt die Spannung dar, die dem Dämpfungsglied zuzuführen ist, und dcis andere stellt die Phasenschieber-Steuerspannung dar. Hinter dem Steuernetzwerk befinden sich zwei Digital-Analog-Umsetzer 64 und 65, die die digitalen Steuerworte in analoge Spannungen umwandeln, die zur Ansteuerung des spannungsgesteuerten Phasenschiebers bzw. Dämpfungsgliedes geeignet sind.

Der Baken-Amplitudendetektor ist in Figur Ij5 dargestellt. Das Eingangssignal für diese Stufe ist das Bakensignal nachdem es erkannt und in Niederfrequenz umgewandelt worden ist. Ein Operationsverstärker 66 dient dazu, eine Verstärkung des Bakensignals herbeizuführen. Er dient außerdem als Impedanz für den Empfänger und bewirkt eine Trennung von dem Rest der Schaltungsanordnung. Das Potentiometer 67 gestattet, die Verstärkung dieser Stufe von Eins bis zur Verstärkerleerlaufverstärkung zu verändern. Das Potentiometer 68 wird dazu verwendet, den inner ren Gleichstromversatz zu Null zu machen, weil ein Versatz von dieser Stufe verhindern würde, daß die Schaltung exakt Null erreicht.

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Ein Operationsverstärker 69 dient als zwei Gegentakt-Halbwellengleichrichter, wobei die Reihenschaltung eines Widerstandes 70 und einer Diode 7I und die Reihenschaltung eines Widerstandes 72 und einer entgegengesetzt gepolten Diode 73 zwischen seinen Eingang und Ausgang geschaltet ist.. Der Verstärker 69 kompensiert den 0,6 Volt-Spannungsabfall an den Dioden 7* und 73. Die positive Hälfte des Bakensignals erscheint am Punkt "A" während die negative Hälfte am Punkt "B" erscheint.

Der Operationsverstärker 7^ ist eine Pufferstufe mit der Verstärkung 1, um die nachfolgende Differenzverstärkerschaltung vor einer Beeinflussung durch den Gleichrichter zu bewahren. Wenn dieser Puffer nicht vorhanden wäre, dann wäre der Gleichrichter nicht in der Lage während der positiven Ausgangssignalperiode eine Spannung Null am Punkt B aufrechtzuerhalten, und zwar infolge des Stromes, der von dem Differenzverstärker gezwungen würde, durch den Widerstand 72 zu der Invertierklemme des Verstärkers 69 der Gleichrichterschältung zu laufen.

Der Operationsverstärker 75 wird als Differenzverstärker mit der Verstärkung 1 verwendet, um an seinem Ausgang eine vollweggleichgerichtete Form des Bakensignals zu erzeugen. Die beiden Operationsverstärker J6 und 77 werden in aktiven Zweipol-Tiefpaßfiltern verwendet. Durch Hintereinanderschaltung dieser beiden Filter wird als Gesamtfilter ein vierpoliges Filter geschaffen. Für höherfreqüente Bakensignale kann ein Vierpol-Butterworth-Filter verwendet werden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 77 ist ein Fehlersignal, E, was auf ein Minimum gebracht wird.

Der Analog-Digital-Umsetzer ist in Figur 14 dargestellt. Diese Schaltung wandelt das Fehlersignal, E, mit Hilfe eines Differenzspannungsvergleichers 78 in eine digital brauchbare Form

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um. Wenn die Spannung an der negativen Einga-ngsklemme des Vergleichers größer ist als die Spannung an der positiven Klemme, dann hat das Ausgangssignal denjenige Spannungspegel, der eine logische "Null" kennzeichnet,, Wenn die Spannung an'der positiven Klemme größer als die Spannung an der negativen Klemme ist, dann kennzeichnet das Ausgangssignal des Vergleichers eine logische "Eins".

Die Bezugsspannung wird durch den Widerstandsspannungsteiler heruntergeteilt, um 12 Bezugsspannungen zu erzeugen_s mit welchen das Fehlersignal gleichzeitig verglichen wird. Dadurch wird ein 12-Bit-Wort erzeugt.

Wenn das Fehlersignal kleiner gemacht wird^ dann werden mehr und mehr Bits logisch Null, beginnend mit dem höchstwertigen Bit und endend mit dem niedrigstwertigen Bit. Somit ist es das angestrebte Ziel des Systems vom digitalen Standpunkt auSj, alle Bits des 12-Bit-Wortes auf logisch Null zu halten»

Das digitale Steuernetzwerk kann in zwei Hauptteile unterteilt werden. Erstens^ einen digitalen Differenzieren der die Richtung der zeitlichen Änderung des- Fehlersignals, E_s analysiert. Und dann eine Zustandseinrichtungj, die vier gegenseitig sich ausschließende Zustände hat ι

1) Amplitudenvergrößerung

2) Amplitudenverkleinerung

3) Phasenvergrößerung und

4) Phasenverkleinerungο

Diese.Zustände beziehen sich darauf, welche Steuerung ausge»_# führt wird, und auf die Richtung, in welcher die Steuerspannung verändert wird.

Der digitale Differenzierer ist in Figur I5 dargestellt und besteht aus einem Speicher 80 und einer Vergleichsschaltung 81. Das 12-Bit-Fehlerwort wird den Speicher-Dateneingängen zugeführt, und die Q-Ausgänge bilden die 12 Bits, wie sie waren, als der Takt das letzte Mal auf hohes Potential ging. Solange der Takt auf hohem Potential ist, bleiben die Ausgänge in die- · sem Zustand. Während derjenigen Perioden, wo der Takt auf niedrigem Potential ist, ist Q = D . Dies bereitet jedoch keiner_r lei Schwierigkeiten, weil die Information an irgend einem Punkt während des Taktzyklus abgenommen werden kann.

Das Fehlerwort und das.vorhergehende Fehlerwort werden dann durch einen 12-Bit-Größenvergleicher 81 verglichen. Weil es das Ziel ist, E zu minimisieren, besteht die relevante Information darin, ob das Wort in dem Speicher einen größeren oder kleineren Betrag als das gegenwärtige Fehlerwort hat. Wenn das Wort in dem Speicher kleiner ist, zeigt dies an, daß die Richtung der Korrektur falsch ist und umgekehrt werden sollte. Deshalb ist das einzige von dem Vergleicher benötigte Ausgangssignal das Ausgangssignal B "?■ A, welches auf logisch "Eins" geht, wenn das Wort im Speicher kleiner als das gegenwärtige Fehlerwort ist.

Die in Figur 16 dargestellte Zustandssteuerung bestimmt, wie die Steuerungen einzustellen sind, um eine' Minimisierung zu bewirken. Ein Flip-Flop 82 benutzt das Ausgangssignal von dem Größenvergleicher, um festzustellen, ob die Richtung der Steuerspannungsänderung richtig ist. Das Ausgangssignal B > A ist logisch 1, wenn die Richtung falsch ist, anderenfalls logisch 0. Somit verursacht dieses dem Eingang des Flip-Flops zugeführte Ausgangssignal, daß sich die Korrekturrichtung ändert, wenn der Takt auf hohes Potential geht, wenn und nur wenn

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die Richtung falsch war. Die komplementären .Ausgangssignale von dem Flip-Flop, Q und Q, gestatten, das eine zur Steuerung einer Aufwärtszählung und das andere zur Steuerung einer Abwärtszählung zu verwenden.

Das zweite Flip-Flop 85 dient dazu, die Art der Korrektur, Phase oder Amplitude, zu bestimmen. Die Ausgangssignale ändern ihren Zustand immer dann, wenn das Eingangssignal auf hohes Potential geht. Dies geschieht unter jeder von zwei Bedingungen. Die erste liegt vor, wenn sich das Ausgangssignal des Flip-Flops 82 viermal ändert, was anzeigt, daß ein relatives Minimum erreicht worden ist. Dies wird einfach mit Hilfe eines 4-Bit-Zählers 84 festgestellt, dessen Ausgangssignal nach je vier Zählschritten 1 wird.

Die andere Bedingung liegt vor, wenn der Haupttakt 64 mal aufgetreten ist, was durch einen Zähler 85 festgestellt wird. Dies' wirkt einfach so, daß eine Grenze für die Länge der in jeder Korrekturart verbrachten Zeit eingestellt wird, so daß keine zu lange vernachlässigt wird.

Das Oder-Gatter 86 liefert eine 1, wenn eine der beiden obigen Bedingungen eingetreten ist. Die 1 von dem Oder-Gatter steuert die Korrekturartänderung durch Ändern des Zustands des Flip-Flops 85. Wenn das Oder-Gatter 86 auf 1 geht, werden gleichzeitig die Zähler 84 und 85 auf Null zurückgesetzt.

Die Ausgangssignale von den beiden Flip-Flops 82 und 85 werden dann zusammen mit dem Haupttakt-Eingangssignal in vier 5-Eingangs -NAND-Gattern 87 bid 90 verknüpft. Die Äusgangssignale dieser NAND-Gatter werden logisch Null, wenn alle drei Eingangssignale logisch 1 sind, und sind logisch 1 wenn ein oder mehrere Eingangssignal^ 0 sind. Auf diese Weise hat eines die-

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ser vier NAND-Gatter ein Ausgangssignal, welohes dem Haupttakt folgt, und die anderen drei bleiben auf logisch 1. Diese vier NAND-Gatter-Ausgangssignale werden in Vorwärts-Rückwärts-Zähler 91 bzw. 92 für Phase und Amplitude eingegeben, um die Binärzahlen zu erzeugen, die die gewünschten Phasen- und Amplitudensteuerspannungen darstellen. Da jeweils nur eines der vier NAND-Gatter dem Takt folgt, wird nur ein Zähler und nur in einer Richtung weitergeschaltet, was der gewünschten Steuerungs-Arbeitsweise entspricht.

Ein Beispiel für die Digital-Analog-Umsetzer 64 und 65 ist in Figur 17 gezeigt. Diese Umsetzer sind um die Verwendung von Summierverbindungen von Operationsverstärkern herum konzipiert. Die Verstärkung jedes Eingangs steigt um einen Faktor Zwei für jedes höherwertige Bit an. Die Umsetzung erfolgt in zwei Stufen. Die ersten beiden Verstärker 93 und 94 setzen jeweils vier Bits auf einmal um. Die Ausgangssignale von dieser. Umsetzern werden dann summiert, um eine schrittweise Teilung des Steuerspannungsbereiches zu erzeugen« Die Größe des Steuerbereiches kann durch Verwendung des veränderlichen Widerstandes 95 als Rückkopplungswiderstand an dem Operationsverstärker 96 verändert werden. Der veränderliche Widerstand 97 gestattet, einen GIeichstrom-Vorstrom hinzuzuaddieren, um diesen Bereich innerhalb der Grenzen irgendwo hin zu legen. Diese Einstellungen ermöglichen ein Anpassen der Schaltung, welche spannungsgesteuerten Phasenschieber oder Dämpfungsglieder auch immer verwendet werden.

Es wird von Fachleuten anerkannt, daß hier ein Schaltungskonzept beschrieben worden ist, durch welches die Signal-StorVerhältnisse von nicht-orthogonalen Signalen wesentlich verbessert werden können. Die allgemeine Lösung, die angewerdet worden ist, nutzt dieKreuzkopplurg von nicht-orthogonalen Signalen derart, daß die Störung ausgelöscht wird. Dieses Konzept ist

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erweiterbar auf eine Vielzahl von Signalen. Es dürfte klar sein, daß das verwendete Konzept auch umgekehrt angewendet werden kann, und es ist in der Tat umgekehrt, wenn" passive Bauelemente verwendet werden« Auf diese Weise kann die Schaltung nicht-orthogonale Signale erzeugen= Dies könnte man zum Beispiel auf der Sendeseite einer Verbindung tun, um zwei Signale derart vorzuverkoppeln, daß die Ausbreitungseffekte kompensiert werden» Es ist deshalb selbstverständlich daß die gezeigten Ausführungsformen nur Beispiele sind und daß im Rahmen der Erfindung, wie sie durch die folgenden Ansprüche gekennzeichnet ist, verschiedene Modifikationen hinsichtlich Konstruktion und Anordnung vorgenommen werden können»

Claims

Patentansprüche

lj Störverminderungsschaltung zum Bewirken einer Trennung in ^ Frequenzwiederverwendungssystemen, gekennzeichnet durch

a) eine erste Einrichtung zum Empfangen von zwei oder mehr räumlich nicht getrennten.Signalßn und Verteilen jedes der Signale auf eine Anzahl von Schaltungswegen, deren Anzahl gleich der Anzahl der empfangenen Signale ist,

b) eine Phasenschieberanordnung in jedem der Schaltungswege zum Bewirken einer Phasenverschiebung an jedem der Signale, und

c) eine "zweite, mit allen Schaltungswegen verbundene Einrichtung zum Kreuzkoppeln· der phasenverschobenen Signale mit einem Teil (Probe) von allen anderen Signalen gleicher Amplitude, aber entgegengesetzter Phase zu der Störung in jedem Signal, um dadurch die Störung in jedem Signal, das als Ausgangssignal der·zweiten Einrichtung geliefert wird, im wesentlichen auszulöschen.

2. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die erste und zweite Einrichtung jeweils eine Vielzahl von Gabelschaltungs-Kopplungsnetzwerken enthält.

5. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn zei ohne t , daß die Gabelschaltungs-Kopplungsnetzwerke veränderlich und die Phasenschieberanordnungen veränderliche Phasenschieber sind.

4. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch, gekenn zei cn net , daß jedes der veränderlichen Gabelschalturgs-Kopplungsnetzwerke

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a) einen festen Energieteiler zum Empfangen eines Signales und Aufteilen des Signals auf zwei Kanäle,

b) erste und zweite veränderbare Phasenschieber, die jeweils in einen entsprechenden der beiden Kanäle' eingeschaltet sind, und

c) eine feste Phasenschieber-Gabelschaltung enthält, die mit den beiden Kanälen verbunden ist und zwei Ausgangsschaltungswege schafft, worin ein gewünschtes Verhältnis von Energieaufteilung auf die beiden Schaltungswege durch passende Wahl der Phasenverschieber erzielt werden kann.

5. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß alle durch die Phasenschieberanordnungen erzeugten Phasenverschiebungen und alle Kreuzkopplungswerte der zweiten Einrichtung identisch sind und daß die Störverminderungsschaltung ferner eine der ersten Einrichtung vorhergehende Einrichtung zum Empfangen nicht-orthogonaler elliptisch polarisierter Wellen und zum Linearisieren der Polarisation der Wellen enthält, um die nicht-orthogonalen Signale zu erzeugen.

6. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 5* dadurch gekennzeichnet, daß die Linearisierungseinrichtung

a) einen drehbaren, veränderbaren Phasenschieber zum Empfangen der nicht-orthogonalen, elliptisch polarisierten Wellen und zum Erzeugen nicht-orthogonaler, linear polarisierter Wellen als Ausgangssignal, und

b) einen orthogonal arbeitenden Wandler enthält, der unabhängig von dem drehbaren, veränderbaren Phasenschieber drehbar ist, zum Empfangen der nicht-orthogonalen, linear polarisierten Wellen und Liefern der nicht-orthogonalen Signale als Ausgangssignal.

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7. Störverminderungsschaltung nach Anspruch-1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung eine Mehrzahl von Energieteilern, die Phasenschieberanordnung eine Mehrzahl von veränderbaren Phasenschiebern und die zweite Einrichtung eine zweite Mehrzahl von Energieteilern enthält, die in umgekehrter Weise angeschlossen sind, und daß die Störsignalverminderungsschaltung ferner in den Scha1tungswegeη Verstärkereinrichtungen zum Verstärken der in ihrer Energie geteilten Signale enthält.

8. Störverminderungsscnaltung nach Anspruch 1 in Form einer Mikro-Wellen-Streifenleitungsschaltung, gekennzeichnet durch eine mittlere "Schicht" einer Mikrowellen-Streifenleitungsschältung und zwei Masseebenen auf den beiden Seiten der mittleren "Schicht", wobei die erste und die zweite Einrichtung jeweils eine Vielzahl von Streifenleitungen enthält, die elektrisch voneinander isoliert sind, aber einander in enger Nachbarschaft überkreuzen, um einen Teil der sich entlang einer Streifenleitung ausbreitenden Energie zu der anderen zu koppeln, die sie überkreuzt, und wobei die Phasenschieberanordnungen aus Streifenleitungen bestimmter Länge bestehen.

9. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieberanordnungen veränderbare Phasenschieber sind und außerdem veränderbare Dämpfungsglieder in jedem Schaltungsweg zum veränderbaren Dämpfen der Signale in diesen Schaltungswegen enthalten.

10. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Rückkopplungseinrichtung, die auf das Ausgangssignal der genannten zweiten Einrichtung

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•J*

anspricht, zum Feststellen eines Bakensignales, das die Größe der Störung in jedem der Ausgangssignale anzeigt, und zum Einstellen der veränderbaren Phasenschieber und der veränderbaren Dämpfungsschieber in jedem der Schaltungswege, um das Bakensignal auf ein Minimum zu verringern.

11. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungseinrichtung für jeden Schaltungsweg

a) Empfangseinrichtungen, die auf das Bakensignal abgestimmt sind und ein festgestelltes Fehlerausgangssignal erzeugen, und

b) ein Steuernetzwerk zum Empfangen des Fehlersignals und zum Erzeugen zweier Ausgangs-Steuerspannungen enthält, wobei die eine der Steuerspannungen dazu benutzt wird, die veränderbaren Phasenschieber zu steuern, und die andere Steuerspannung dazu verwendet wird, die veränderbaren Dämpfungsglieder in dem Schaltungsweg zu steuern.

12. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet , daß das Steuernetzwerk ein digitales Netzwerk ist und ferner einen Analog-Digital-Umsetzer enthält, der vorgesehen ist, das Fehlersignal zu empfangen und ein digitales Ausgangssignal für das digitale Steuernetzwerk zu erzeugen, sowie erste und zweite Digital-Analog-Umsetzer, die vorgesehen sind, das digitale Ausgangssignal von dem digitalen Steuernetzwerk zu empfangen

■ und die beiden Ausgangsspannungen zu erzeugen=

13. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Steuernetzwerk enthält

a) eine Einrichtung zum Speichern eines digitalen Wortes, welches den letzten Wert des Fehlersignals darstellt,

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b) eine Einrichtung zum digitalen Vergleichen des digitalen Wortes, welches den letzten Wert des Fehlersignals darstellt, und eines digitalen Wortes, welches den gegenwärtigen Wert des Fehlersignales darstellt, sowie zum Erzeugen eines Ausgangssignales, welches das Ergebnis des Vergleichs angibt,

c) eine Einrichtung zum Akkumulieren eines ersten Zählwer₇ tes in jeder von zwei Richtungen, wobei der erste Zählwert in digitaler Weise den Wert der Steuerspannung darstellt, welche dem veränderbaren Phasenschieber zugeführt wird,

d) eine Einrichtung zum Akkumulieren eines zweiten Zählwertes in jeder von zwei Richtungen, wobei der zweite Zählwert in digitaler Weise den Wert der Steuerspannung darstellt, die dem veränderbaren Dämpfungsgliedern zugeführt wird und

e) eine Einrichtung, die auf das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung anspricht, um die Akkumulation der ersten und zweiten Zählwerte in beiden Akkumulatoreinrichtungen zu steuern.

1,4. Störverminderungsschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die auf das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung ansprechende Einrichtung besteht aus

a) einem ersten Flip-Flop, welches seinen Zustand immer dann verändert, wenn der gegenwärtige Wert des Fehlersignals den letzten Wert des Fehlersignals übersteigt, wobei das Ausgangssignal dieses ersten Flip-Flops die Richtung der Akkumulation der ersten und zweiten Zählwerte in beiden Akkumulationseinrichtungen steuert und.

b) ein zweites Flip-Flop, welches seinen Zustand ändert entweder nach einer ersten vorbestimmten Anzahl von

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Änderungen des Zustandes des ersten Flip-Flops oder wenn eine zweite vorbestimmte Anzahl von Zählwerten in der
einen oder der anderen der beiden Akkumulationseinrichtungen akkumuliert worden ist, wobei das Ausgangssignal dieses zweiten Flip-Flops steuert, welche der beiden
Akkumuiationseinrichtungen jeweils einen Zählwert akkumuliert.

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Le e rs e ι τ e