DE2453435C2

DE2453435C2 - Schaltungsanordnung zur Kompensation von Polarisationsverzerrungen in einem Funksystem

Info

Publication number: DE2453435C2
Application number: DE2453435A
Authority: DE
Inventors: Daniel F. Rockville DeFonzo, Md.
Original assignee: Comsat Corp
Current assignee: Comsat Corp
Priority date: 1974-02-27
Filing date: 1974-11-11
Publication date: 1985-07-04
Also published as: IT1024800B; FR2262452A1; US3963990A; CA1035842A; FR2262452B1; JPS50122110A; SE407001B; SE7501940L; DE2453435A1; GB1503565A

Description

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuernetzwerk ein digitales Netzwerk (63) ist und ferner einen Analog-Digital-Umsetzer (62) enthält, der das Fehlersignal empfängt und ein digitales Ausgangssignal für das digitale Steuernetzwerk (63) erzeugt, sowie erste und zweite ig Digital-Analog-Umsetzer (64,65), die vorgesehen sind, das digitale Ausgangssignal von dem digitalen Steuernetzwerk (63) zu empfangen und die beiden Ausgangsspannungen zu erzeugen.

12 Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Steuernetzwerk (63) enthält

a) eine Einrichtung (80) zum Speichern eines digitalen Wortes, welches den letzten Vtert des Fehlersignals darstellt,

b) eine Einrichtung (81) zum digitalen Vergleichen des digitalen Wortes, welches den letzten Wert des Fehlersignals darstellt, und eines digitalen Wortes, welches den gegenwärtigen Wert des Fehlersignals darstellt, sowie zum Erzeugen eines Ausgangssignals, welches das Ergebnis des Vergleichs angibt,

c) eine Einrichtung (84) zum Akkumulieren eines ersten Zählwertes in jeder von zwei Rieh .ngen, wobei der erste Zählwert in digitaler Weise den Wert der Steuerspannung darstellt, weiche dem veränderbaren Phasenschieber (58) zugeführt wird,

d) eine Einrichtung (85) zum Akkumulieren eines zweiten Zählwertes in jeder von zwei Richtungen, wobei der zweite Zählwert in digitaler Weise den Wert der Steuerspannung darstellt, die den veränderbaren Dämpfungsgliedern (57) zugeführt wird, und

e) eine Einrichtung (82,83), die auf das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung anspricht, um die Akkumulation der ersten und zweiten Zählwerte in Deiden Akkumulatoreinrichtungen (84,85) zu steuern.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die auf das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung ansprechende Einrichtung besteht aus

a) einem ersten Flip-Flop (82), welches seinen Zustand immer dann verändert, wenn der gegenwärtige Wert des Fehlersignals den letzten Wert des Fehlersignals übersteigt, wobei das Ausgangssignal dieses ersten Flip-Flops (82) die Richtung der Akkumulation der ersten und zweiten Zählwerte in beiden Akkumulationseinrichtungen (84,85) steuert, und

b) ein zweites Flip-Flop (83), welches seinen Zustand ändert, entweder nach einer ersten vorbestimmten Anzahl von Änderungen des Zustandes des ersten Flip-Flops (82) oder wenn eine zweite vorbestimmte Anzahl von Zählwerten in der einen oder der anderen der beiden Akkumulationseinrichtungen (84, £5) akkumuliert worden ist, wobei das Ausgangssignal dieses zweiten Flip-Flops (83) steuert, welche der beiden Akkumulationseinrichtungen (84,85) jeweils einen Zählwert akkumuliert.

Die Erfindung betrifft eine Sehalfngsanordnung zur Kompensation von Polarisationsverzcrrungen in einem Funksystem mit Frequenzmehrfachausnutzung mit vercchiedenen Polarisationen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Schaltungsanordnung zur Unterdrückung unerwünschter Signalanteile in einem Nutzsignal ist aus der DE-OS 14 16 143 bekannt. Zur Unterdrückung der Geräuschsignale enthält dieses bekannte System ein Netzwerk, dem allein das Geräuschsignal als Eingangssignal zugeführt wird und das ein Steuersignal liefert, welches z'im Modifizierer der relativen Amplituden der Polarisationskomponenien des aus dem gewünschten Signal und dem Geräuschsignal zusammengesetzten Signals dient. Kerner ist ein Netzwerk vorhanden, das auf die so modifizierten Komponenten des zusammengesetzten FignJs anspricht, den Geräuschgehalt im wesentlichen unterdrückt und nur den Gehalt am gewünschten Signal beläßt. Dieses bekannte System enthält somit wenigstens einen Kanal, der dazu dient das Geräuschsignal von dem Empfang^signal abzutrennen, was ^;edoch einen entsprechenden hohen technischen Aufwand bedeutet.

Aus der DE-AS 12 98 154 ist ein Verfahren zum Ausblenden einer Störwelle in einer Empfangsstation unter Verwendung zweier Empfangsantennen, insbesondere etwa gleich ausgerichteter Richtantennen bekannt, wobei die von diesen Antennen abgeleiteten Empfangsspannungen derart gegeneinander phasenverschoben wer- eo den, daß nach deF Zusammenfassung der gegeneinander phasenverschobenen Spannungen die von der Siörwel-Ie herrührenden Spannungskomponenten beseitigt werden. Um noch eine Ausblendung zu ermöglichen, wenn die Einfallswinkel der Nutz- und der Störwelle nur wenig verschieden sind, werden die über getrennte Empfangskanäle zugeführten Antennenspannungen begrenzt und danach differenziert und es werden entweder die entstehenden schmalen Spannungsimpulse derart zusammengefaßt, daß nach entsprechender Phasenverschiebung die von der Störwelle herrührenden Anteile kompensiert oder nur zeitlich auftretende schmale Spannungsimpulse für die weitere Auswertung abgetrennt werden, wobei eine solche Phasenverschiebung der Spannungen gegeneinander vorgenommen wird, daß die von der auszunutzenden Welle herrührenden Spannungsimpuloe

zeitgleich sind, wobei die durch die Zusammenfassung bzw. Abtrennung entstehende Impulsfolge einem auf die Ausgangsfrequenz des Empfängers abgestimmten Durchlaßfilter zugeführt wird. Gemäß diesem bekannten Verfahren wird also zur Ausblendung von Störwellen das Empfangssignal zunächst differenziert und es werden die dabei erhaltenen Spannungsspitzen zur Beseitigung der Störwelle weiter verarbeitet. Auch dieses bekannte Verfahren führt zu einer vergleichsweise aufwendigen Schaltungsanordnung, die jedoch insbesondere nicht für höhere Frequenzbereiche geeignet ist, da dort die Differenziervorgänge problematisch werden.

Aus der US-PS 38 15 028 ist ein System für eine optimale Entzerrung und gleichzeitig für eine optimale Diversity-Wirkung bekannt. Dieses System ist für digitale Signale ausgelegt, so daß also hier die Signalquelle zum einen eine digitale Signalquelle sein muß oder im Fall von Analogsignalen letztere in Digitalsignale zunächst ίο umgewandelt werden müssen. Auch bei diesem bekannten System werden die Störsignale durch die Ausnutzung des Überlagerungseffektes beseitigt.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, bei einer Schaltungsanordnung zur Kompensation von Polarisationsverzerrungen in einem Frequenzsystem mit Frequenzmehrfachausnutzung mit verschiedenen Polarisationen der eingangs definierten Art die Störverminderung, insbesondere bei einem einfachen Schaltungsaufbau, zu erhöhen.

Ausgehend von der Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die Schaltungsanordnung riach der vorliegenden Erfindung ist im Vergleich zu den bekannten Systemen sehr viel einfacher aufgebaut und führt trotzdem zu einer wesentlichen Störungsverminderung.

Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen und unter Hinweis auf die Zeichnung näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 ein Diagramm, das die Trennungsverschlechterung infolge von Polarisationsfehlausrichtung in einem linear doppelt polarisierten System veranschaulicht;

F i g. 2 ein Diagramm einer Serie von Kurven, das die Polarisationstrennung als Funktion des axialen Verhältnisses der Erdestation zeigt;

F i g. 3 eine allgemeine Gruppe von zwei Frequenzwiederverwendungssignalen, die in einem Empfangssystem eintreffen könn i-,
F i g. 4 ein Blockschaltbild gemäß einem Ausführungsbeispiel mit Merkmalen nach der Erfindung;

F i g. 5 eine andere allgemeine Gruppe von zwei Frequenzwiederverwendungssignalen, wobei der räumliche Winkel zwischen den großen Achsen größer als 90° ist;

F i g. 6 ein Diagramm einer Reihe von Kurven, das die Werte des Kopplungskoeffizienten als Funktion des Fehlausrichtungswinkels zeigt, der erforderlich ist, um ein unendliches Signal-Störverhältnis für den Fall zu erreichen, bei dem die Wellen gleiches axiales Verhältnis und gleiche Amplituden haben;

F i g. 7 ein Diagramm einer Reihe von Kurven, das die Einführungsdämpfung als Funktion des Fehlausrichtungswinkels für Signale zeigt, die mit identischen axialen Verhältnissen und gleichen Amplituden in der Schaltungsanordnung eintreffen;

F i g. 8 ein schematisches Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der Schaltungsanordnung unter Verwendung von aktiven Elementen;

F i g. 9 ein anderes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung für elliptisch polarisierte Signale;

F i g. 1OA und 10B in Draufsicht und Schnitt in entsprechender Weise eine Streifenleitungsanordnung;

F i g. 11 in Form eines Blockschaltbildes eine mögliche Verwirklichung eines veränderlichen Energieteilers unter Verwendung fester Koppler und veränderlicher Phasenschieber;

Fig 12 ein Systemdiagramm eines geschlossenen Kreises zum Auslöschen der Kreuzpolarisationsstörung in einem Kanal:

Fig. 13 ein schematisches Diagramm einer möglichen Verwirklichung eines in dem System von Fig. 12 verwendeten Bakenamplitudendetektors;

Fig 14 ein schematisches Diagramm des in dem System von F i g. 12 verwendeten Analog-Digital-Umsetzers; so Fig. 15 ein Blockschaltbild des in dem digitalen Steuernetzwerk des Systems von Fig. 12 verwendt-ιεη j

digitalen Differenzierers; ε

F i g. 16 ein logisches Blockschaltbild der in dem digitalen Steuernetzwerk des Systems von F i g. 12 verwendeten Statussteuerung; und

Fig. 17 eine schematische Darstellung des in dem System von Fig. 12 verwendeten Digital-Analog-Umset-Il 55 zers.

Um die Notwendigkeit für eine Polarisationsanpassungsfähigkeit in das richtige Licht zu setzen, ist es instruktiv, einige der Ursachen von Polarisationsverschlechterung und ihre Wirkung auf die Trennung zu betrachten. In einer Satellit-Erde-Verbindung, die doppelt linear polarisiert ist sind die hauptsächlichen Ursachen einer Trennungsverschlechterung
eo

a) Faraday-Rotation.

b) Raumfahiveug-Orientierung.

ι·) Polansjiionseigciischaften der Raumfahrzeugantenne,
ti) I'olansjiionseigensehaften der Erdesiationsantenne und
n-, e) Depolansation infolge Regens.

Wenn die auf eine Erdestation einfallenden Feldvektoren orthogonal sind und wenn die Erdestationsantenne linear polarisier! ist. dann ist das Verhältnis von erwünscht zu unerwünscht empfangener Energie (P_u/P„) an

jedem Eingang der Erdeantenne unendlich. Wenn jedoch infolge eines der obigen Effekte Vektoren entweder nicht orthogonal oder im Hinblick auf die Feldvektoren der Erdeantenne fehlausgerichtet sind, dann wird die Trennung verschlechtert. Die Größe dieses Effektes ist in Fig. 1 gezeigt, die P_KZP„ in einem Kanal der Erdeantcnnc in Abhängigkeit von der Fehlausrichtung der eintreffenden Feldvektoren darstellt. Wenn z. B. die eintreffenden Vektoren um Γ von der Orthogonalität abweichen (oder andererseits orthogonal sind, aber gegenüber der Erdeantenne um 1° fehlausgerichtet sind) dann wird die Trennung von Unendlich auf 35,5 dB verringert. Eine Fehlausrichiung von 5° verringert die Trennung auf 22 dB.

Die fturve in F i g. 1 gilt für Vektororientierungen, die P_nZPu in jedem Kanal gleichmachen. Wenn die Erdeantenne die Polarisation der ankommenden Welle nicht nachstellt, dann wird P„ZP_U für jeden Kanal unterschiedlich.

Die Situation ist sogar noch ernster in dem Fall, daß die Erde- und die Raumfahrzeugantennen ein endliches axiales Verhältnis haben (d. h. nicht perfeki "linear polarisiert sind). F i g. 2 zeigt P«ZP_U in Abhängigkeit von dem axialen Verhältnis der Erdestation für mehrere Fälle von axialem Verhältnis und Abweichung von der Orthogonalität der großen Achse der eintreffenden Welle, wobei wiederum die Orientierung der Erdestation so einge- j stellt ist, daß P_WZP_U in jedem Kanal gleich wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß die P_WZP_U-Verschlechterung noch ernster ist für zirkulär polarisierte Systeme, die auf den heutigen technologischen Hardware-Möglichkeiten basieren. Außerdem werden in einem vollständigen System die kombinierten Effekte der Trennung von Aufwärts- und Abwärtsverbindung das P_WZP_U zusätzlich verringern.

Der Bedarf für ein Antennensystem, weiches diese Effekte kompensieren könnte, ist klar. Weil die Pclarisations-Fehlausrichtung im allgemeinen eine zeitlich veränderliche Größe isv, sollte ein Kompensationssystem dynamisch (d. h. kontinuierlich einstellbar) sein.

Es ist ein Konzept entwickelt worden, welches P_wZP_u'm doppelt polarisierten Frequenzwiederverwendungssystemen wesentlich verbessern kann und welches im Prinzip geeignet ist, auf Mehrstrahlsysteme ausgedehnt zu werden. Grundsätzlich verwendet diese Technik das probenweise Entnehmen eines Teiles des Signals an jedem Anschluß eines doppelt polarisierten Systems und Zuführen dieses Probensignals zurück zu dem anderen Anschluß an einen Punkt, wo das Signal an diesem Anschluß eine solche Zeitverzögerung erfahren hat, daß das unerwünschte Signal an diesem Anschluß ausgelöscht wird. Die Idee kann ausgedehnt werden auf Systeme mit mehreren Anschlüssen durch Einführen einer Kopplung von jedem Anschluß zu allen anderen Anschlüssen derart, daß störende Signale an den anderen Anschlüssen (zumindest teilweise) ausgelöscht werden. Zwecks Klarheit der Darstellung wird bei der Schaltungsbeschreibung angenommen, daß die eintreffenden Signale gleich Amplituden haben, obgleich dies für die Wirkungsweise der Schaltung nicht notwendig ist.

Eine allgemeine Gruppe von zwei Frequenzwiederverwendungssignalen, die in einem Empfangssystem eintreffen, ist in F i g. 3 gezeigt. E₃ und E_b sollen die Amplituden der großen Achsen der zwei nicht-orthogonalen elliptisch polarisierten Wellen mit den axialen Verhältnissen r₃ bzw. r_b sein. Das Vorzeichen von r ist negativ für Links- und positiv für Rechtsdrehung (Wellenrücklauf); außerdem ist 1 < |r| < <». Die orthogonalen Anschlüsse der Empfangseinrichtung sind mit χ bzw. y bezeichnet. Es sei angenommen, daß die Anschlußonentierung, wie sie in F i g. 3 gezeigt ist. so ist, daß die in der Figur gezeigten Einheitsvektoren die folgenden rechtwinkligen |

Komponenten haben: |

Uj = cos ex x + sin λ/ 40 **

Qb = s\r\ λ χ + cos a y Vj = — sin λ χ + cos λ y

Vb = - cosax + sinxy

Die Klemmspannungen E_x und E_y sind dann I

E, = (E₃U₃+ jrr^xE₃ V₃)- χ + (Ebüb +jr_b-^x E_bv_b) χ 0)

Ey = (E_b ü_b + jr_b- 'EbVb)- y+ (E₃ U₃ + Jr₁- ' E₁ P₃) ■ y (2)

Dann gilt

[Ex ₌ cn c_n E_a Ey_ [cn C₂₂J [Eb

55 (3)

wobei

Ci 1 = cos a — Jr₃-¹ sin ac (4)

Ct 2 = sin a — y Γί, -' cos a (5)

65

C₂! = sin a + jrr^ cos a (6)

C22 = cos tx + j η,'¹ sin ^a (7)

Es ist zweckmäßig, c//in polarer Form auszudrücken, so daß sich ergibt:

A₂₁ e·*' A₇₂ e^Jß22

wobei gilt A_n = I C_n I = -/cos² ff + Z^-O² sin² ar Am = \c_n\ ■-

COS² ff

■/sin² σ + /-Γ² cos² a

A₂₂ = \cn\ = _ßu = -tan-

_Al = -tan-

sin²

= tan

ß₂₂ = tan

(8)

(9) (10) (11) (12)

(13) (14) (15) (1Λ)

Wie in F i g. 4 gezeigt ist, umfaßt die Schaltungsanordnung vier Richtkoppler 3,4,5 und 6 mit Spannungskopplungskoeffizienten k, und vier veränderliche Phasenschieber 7,8,9 und 10 mit Phasenverschiebungen, die durch Φ gegeben sind. Jeder der Richtkoppler hat zwei Eingangsanschlüsse und zwei Ausgangsanschlüsse, wobei einer der ningangsan.schlus.se jedes der Richtkoppler 3 und 5 und einer der Ausgangsanschlüsse jedes der Richtkoppler 4 und 6 mit einem testwiderstand abgeschlossen ist. Eine Ausgangsklemme des Richtkopplers 3 ist über einen Phasenschieber 7 direkt mit einer Eingangsklemme des Richtkopplers 4 verbunden, während die andere Ausgangsklemme über einen Phasenschieber 8 mit einer Eingangsklemme des Richtkopplers 6 kreuzgekoppelt ist. In gleicher Weise ist eine Ausgangskternme dss Richtkopp'crs 5 über einen Phasenschieber 9 direkt mit einer Eingangsklemme des Richtkopplers 6 verbunden, während die andere Ausgangsklemme mit einer Eingangsklemme des Richtkopplers 4 kreuzgekoppelt ist. Nun lasse man die Klemmspannungen an den Eingangsklemmen 1 und 2 der in F i g. 4 gezeigten Schaltung anliegen. Es ist dann einfach, zu zeigen, daß für die Ausgangsspannungen an den Anschlüssen 11 und 12 gilt:

-k₂ ²) E_x e-J*\2 - k₂ Jt₃

- W) E_ye-J^ -

(17) (18)

Die expliziten Formen für die Ausgangssignale findet man durch Verwendung der Definitionen für E_x und E_y, wie sie durch Gleichung (8) gegeben sind, in den Gleichungen 17 und 18.

_iA

(19)

- /C₁ Jt₄ A_n β><Λΐ -

(20)

^Um die Störsignale in jedem Kanal zu beseitigen, ist es notwendig, daß der Koeffizient von E_b an dem Anschluß 11 und der Koeffizient von E₃ an dem Anschluß 12 verschwindet Deshalb sind die beiden zu erfüllenden Gleichungen:

j/(l - Ar₁^)(I -

- #12) - Ar₂Jt₃ A₂₂e/0?22 - Φ23)

-W)A₂\

n der Gleichungen

Durch Multiplizieren der Gleichung (21) mit e-JW.'-#i!l und Gleichung (22) mit e-> Wi -#34) und Fordern, daß die Terme in beiden Gleichungen real sind, werden «en Werten von Φ·,_Α und Φ₂ϊ folgende Bedingungen auferlegt:

(21) (22) -^'und Fordern, daß

(23)

#4 = ß\\ ~ βι\ + 034 ± 2ro,T;/H = 0.1,2,... (24)

Die durch die Gleichungen (23) und (24) gegebenen Phasenverschiebungen können natürlich durch Verändern der Längen der Übertragungsleitungen oder durch Verwenden veränderlicher Phasenschieber erzielt werden. In der Praxis kann die notwendige Phasensteuerung mit Phasenschiebern Φ₂ζ und Φπ erreicht werden. Die Phasenschieber Φ\ ₂ und Φ34 sind allgemein in der Schaltungsbeschreibung enthalten.

Wenn angenommen wird, daß die passenden Werte der Phasenverschiebung eingegliedert sind, dann haben die Gleichungen (21) und (22) die Form

l/(l - AV)(I -~W)Au = Ar₂Ar₃A₂₂ (25)

l/(l - AV)(I - kS)A₂\ = Ατι Ar₄A_n (26)

Weil es vier individuelle Koppler gibt, wird eine Vereinfachung erzielt, wenn man Ar₂ = Au und k\ =k* sein. läßt. Dann wird du.'ch Dividieren der Gleichung (25) durch Gleichung (26) die Beziehung zwischen den Ar¹S gefunden zu

k₇ -- QAr₁ (28)

Das Einsetzen von Gleichung (28) in Gleichung (26) ergibt eine Gleichung vierten Grades für Ar₁:

j/(l — Q* ki')(\ — AV)A₂I = Ar₁ ²Au (29)

oder

A|"[(?² - A_n ²/A₂₁ ²] - /Ci²Ql + Q²] + 1 = 0 (30)

Die Lösung hat die Form

/

Ar, = VH/G + V(HZG)² - 4/a (31) wobei

H = 1 + Q² (32)

G = Q² - A_n ²ZA₁₂ ² (33)

Die speziellen Lösungswerte für die Ar¹S sind selbst nicht von großem Interesse. Der als wichtig zu erwähnende Punkt ist, daß es für praktisch interessierende Bedingungen eintreffender Signale eine Lösung für die A⁷S gibt, was bedeutet, daß durch Verwendung veränderlicher Koppler und Phasenschieber in der Schaltung von F i g. 4 das Pw/Pu beträchtlich verbessert werden kann.

Es sollen nunmehr mehrere spezielle aber sehr wesentliche Fälle betrachtet werden.

Falll.r_a = ri,

Wenn die axialen Verhältnisse der Wellen gleich sind, werden die entsprechenden Gleichungen beträchtlich vereinfacht. Eine Oberprüfung der entsprechenden Gleichungen zeigt, daß in Gleichung (27) Q=\ ist. Dann wird A-| = Ar₂ = Ar und alle vier Koppler haben den gleichen Kopplungswert. Weiterhin ergibt sich aus den Gleichungen (23) und (24) Φ_Ώ = Φη- Und aus Gleichung (29) ergibt sich dann

= y

(34)

A_n +A_2x

I / , I J WUJ I* I » »Jill* l*

'

j / cos² a + r ² siin² a
sin² ar + ζ·"² COS²C

Wenn dieser Wert von A: zusammen mit den durch die Gleichungen (23) und (24) gegebenen entsprechenden Phasenschiebern in die Gleichung (19) eingesetzt wird, ist die Ausgangsspannung an dem Anschluß 11 gegeben durch

Γ 2 2

£_M = £_a [(I-/C²JA₁₁ -A^^₂₁] = E_a MiJ-^i- = EAAi -/I₂₁]. (35)

L^M +Λ21 J

Der Koeffizient von E_a stellt den Einfügungs(Spannungs-)Gewinn für das £>Signal dar (er ist immer kleiner ■ als 1). Der Einfügungsverlust in dB ist deshalb gegeben durch

! L= -201og[|A„ -A₂₁I]dB (36)

Fall Z r₃= co =r_b

Wenn beide Wellen linear polarisiert sind, werden die Gleichungen weiterhin vereinfacht Die Kopplerwerte werden alle identisch wie die Verbmdungsleitungslängen. Der Wert der Kopplung von Gleichung (34) verringert sich auf

cos a + sin a
ι ο und die Ausgangsspannung an dem Anschluß 11 wird (aus Gleichung 35)

£,4 = £,[cosÄ-sina] (38)

Der Term (cos λ - sin λ) stellt den Einfügungsgewinn dar.

Fall 3. y> 90°

Die vorstehenden Ergebnisse sind aus zwei nicht orthogonalen Signalen abgeleitet worden, für welche der räumliche Winkel, y. zwischen den großen Achsen kleiner als 90° ist. Die Schaltungsanordnung arbeitet aber ebenso gui, wenn >>9G° ist, vorausgesetzt, daß eine zusätzliche Phasenverschiebung von 180° in einer der Kreuzkopplungsleitungen vorhanden ist. Dies kann unter Bezugnahme auf F i g. 5 erläutert werden, die zwei Signale mit v>90° zeigt Wie oben werden die Anschlüsse so eingestellt, daß /VP_U in beiden Kanälen gleich wird. Die Anschlußspannungen sind dann

E, = £j[cos.t +Jr₁-' sinaj - £f,[sinA + ./>&-'cos«] (39)

E, = -£, [sin .H[Jr₁-'cos λ] + E_b[cosa - jr_b-* sin.*] (40)

Die Koeffizienten von E₃ und Eb sind die gleichen wie die durch cij der Gleichungen (4)—(7) angegebenen, ausgenommen, daß sin λ durch - sin λ ersetzt ist Der Matrixausdruck der Gleichungen (39) und (40) ist bei Verwendung der polaren Form der Koeffizienten

(41)

\ F \ I 4,. e"**·"⁷' Λ·,, e-"™ &. I

wobei J,j = — yi/,, ist (vergl. Gleichungen (13)—(16)).

Das Einsetzen von Gleichung (41) in die Ausdrücke für die Ausgangsspannung (Gleichungen (17) und (IS)) führt zu einer Gruppe von Phasenbeziehungen identisch zu Gleichung (23) und (24), wobei ß,, durch die entsprechenden Exponentialterme von Gleichung (41) ersetzt ist. Weil der »1, 2«-Term der obigen Matrix den extra /r-Term enthält, wird die Phasenlänge für die «^-Leitung

Φι\ = an - (tin + -τ) + Φη - 2m.rc (42)

*5 In ähnlicher Weise

Φ\Λ + 0\\ - (021 + .Τ) + ^32 — 2m.T (43)

Deshalb besitzen die Leitungen eine zusätzliche Phasendifferenz von 180° verglichen mit dem Fall, wenn so ;'<90° ist. Außerdem bleiben die Kopplerwerte für ^<90° in ihren Werten unverändert. Der Hauptpunkt hierbei ist. daß die Schaltung durch Verwendung variabler Koppler und variabler Phasenschieber an die meisten allgemeinen Typen von nichtorthogonalen Signalen angepaßt werden kann.

Es ist instruktiv, die Koppierwerte und den Einfügungsverlust für verschiedene Bedingungen zu berechnen. Obgleich im allgemeinsten Fall die Signale unterschiedliche axiale Verhältnisse haben, kann man einen beachtlichen qualitativen und quantitativen Einblick in das Verhalten der Schaltung durch Betrachten des viel einfacheren, aber sehr wichtigen Falls von zwei nicht-orthogonalen Signalen erhalten, die das gleiche axiale Verhältnis haben. Für diesen Fall wird daran erinnert, daß die Kopplerwerte durch die Gleichung (34) und der Einführungsgewinn für das »erwünschte« Signal durch die Gleichung (36) gegeben sind. Diese Gleichungen sind in den F i g. b und 7 als Funktion von α für verschiedene Werte des axialen Verhältnisses raufgetragen.
Für den Fall <*=/sind die beiden Wellen räumlich orthogonal, haben aber ein endliches axiales Verhältnis und es ergibt sich ein unendliches P_u/P„ in jedem Kanal mit folgenden Kopplerwcrtenunddem Einfügungsverlust:

A Ut D)

(44)

/Γ+

L(a = Q) = -201og (\ -y)^dB- ⁽⁴⁵⁾ "*

Die Gleichungen (44) und (45) stellen den minimalen Kopplerwert und Einfügungsverlust dar, wenn die axialen Verhältnisse der beiden Wellen endlich und von gleicher Amplitude sind und den gleichen Drehsinn haben. Für einen gegebenen Wert von α werden der niedrigste Einfügungsverlust und der kleinste Wert von k erhalten, wenn die Signale linear polarisiert sind. Außerdem geht der Verlust gegen Unendlich wenn entweder cc—»45^C oder r—»-1 geht, da für diese Bedingungen die Signale »parallel« in dem Polarisationsraum sind.

In der bisherigen Betrachtung ist stillschweigend angenommen worden, daß überall passive Koppler und Phasenschieber verwendet werden. Diese Annahme ist nicht zwingend, und in der Tat verwendet eine praktische Verwirklichung der Schaltungsanordnung aktive Verstärker und Phasenschieber, wie z. B. in F i g. 8 gezeigt ist. Die Grundphilosophie der Störverminderung bleibt die gleiche, d. h. die Kreuzkopplung einer Anzahl von Signalen, um die Ausiöschung der Störung zu bewirken. Wie in F i g. 8 dargestellt ist, werden die Eingangssig..cle E_x und Ey von dem Empfangsantennensystem an die Eingangsanschlüsse 13 bzw. 14 angelegt. Nach Verstärkung durch Verstärker 15 und 16 werden die Eingangssignale den Energieteilern 17 bzw. 18 zugeführt Die Energietei- !er 17 und 18 «ind Einrichtungen, die die Ausgangsenergie von jedem Verstärker 15 und 16 auf zwei Verzweigungskreise aufteilen. In einem von ihnen ist ein Ausgang des Energieteilers 17 mit dem Eingang eines Verstärkers 19 verbunden, der mit einem veränderlichen Phasenschieber 20 in Reihe geschaltet ist. Der andere Ausgang des Teilers 17 ist mit dem Eingang eines Verstärkers 21 verbunden, der mit einem veränderlichen Phasenschieber 22 in Reihe geschaltet ist. Im Falle des Energieteilers 18 ist ein Ausgang mit eirem veränderlichen Phasenschieber 23 verbunden, während der andere Ausgang mit einem veränderlichen Phasenschieber 24 verbunden ist. Die Ausgänge der Phasenschieber 20 und 23 sind über einen Energieteiler 25 verbunden, der ein Ausgangssignal Ea an den Ausgangsanschh i 26 liefert, und die Ausgänge der Phasenschieber 22 und 24 sind über einen Teiler 27 miteinander verbunden, um das andere Ausgangssignal £(,an den Ausgangsanschluß 28 zu liefern.

Die Erweiterung auf mehr als zwei Signale ist im Prinzip einfach und kann unter den Bedingungen zweier Situationen betrachtet werden, nämlich wenn die Signale aus unterschiedlichen räumlichen Richtungen einfallen oder wenn sie aus der gleichen räumlichen Richtung einfallen und nur durch ihre Polarisation unterschieden werden können. Man zeichne z. B. drei linear polarisierte Signale, deren Polarisationsvektoren um 120° auseinander liegen. In beiden Fällen wird angenommen, daß es mindestens einen Anschluß für jedes gewünschte Signal gibt und an diesem Anschluß die Amplitude des »erwünschten« Signals zumindest größer als die Amplituden aller anderen Signale an diesem Anschluß ist. Wenn eine »Signalmatrix« mit N Anschlüssen betrachtet wird, dann ist die obige Aussage äquivalent zu der Forderung, daß der absolute Wert des Diagonalgliedes irgendeiner Reihe größer ist als irgendeines der nichtdiagonalen Glieder.

Das Verfahren der Störverminderung ist äquivalent der »Diagonalisierung« der Signalmatrix. In dem Fall, daß die Signale aus unterschiedlichen räumlichen Richtungen einfallen, ist die Ordnung (Rang) der Matrix die gleiche wie die Zahl der Richtungen, aus denen die Signale kommen. Wenn alle Richtungen unterschiedlich sind, ist jede Reihe der Matrix unabhängig und die Schaltung, die sie diagonalisiert. hat die Wirkung des Aufsteilens von Musterzügen in den räumlichen Richtungen aller Störsignale.

In dem Fall jedoch, daß die Signale aus der gleichen räumlichen Richtung eintreffen, ist die Signalmatrix grundsätzlich darauf begrenzt, daß sie von zweiter Ordnung ist. Wenn die Anzahl der Signale größer als zwei ist, dann sind nicht alle Gleichungen unabhängig und die Matrix besitzt mindestens einen Eigenwert der Null ist. Dies bedeutet, daß es nicht möglich ist. ein einziges Reihenschaltungsnetzwerk zu verwenden, welches alle gewünschten Signale so auskoppelt, daß sie alle ein unendliches PJPu haben.

Dies schließt jedoch nicht die Möglichkeit einer anfänglichen Energieteilung jedes Signals auf N Wege aus. Dann kann eine Anzahl von »parallel« arbeitenden Netzwerken verwendet werden, um verschiedene Kombinationen von Signalen herauszuziehen. Nachfolgende Netzwerke können dann zur Wiedervereinigung der Signale verwendet werden, so daß jedes Signal ein verbessertes P„/P„hat.

Ein anderes Vorgehen von praktischer Bedeutung ist das der »fasi«-Diagondiisierung einer gegebenen Signalmatrix In diesem Fall kann eine Routine vorgesehen werden, bei welcher eine Suche durchgeführt wird nach Schaltelementewerten, die das PJP_U für jedes Signal optimieren, wobei der Zwang besteht, daß das Signal-Stör-Verhältnis (S/N) oberhalb eines bestimmten Minimalwertes bleibt.

Die vorstehende Analyse hat gezeigt, daß sich durch Verwendung eines Netzwerkes aus veränderlichen Kopplern und Phasenschiebern eine Störauslöschung für einfallende Signale ergeben kann, die beliebig polarisiert sind. Es sei darauf hingewiesen, daß im Falle linear polarisierter Signale alle Phasenschieber identisch sind (ausgenommen für eine mögliche Differenz von 180" in den kreuzgekoppelten Leitungen) und daß ferner alle Koppierwerte identisch sind, wenn man Signale gleicher Amplitude annimmt. Dies führt zu der Anregung, daß sich eine ziemlich einfache Schaltung ergeben kann, wenn die einfallenden, elliptisch polarisierten Signale zuerst in eine lineare Polarisation umgewandelt werden. Diese Linearisierung ist eine einfache Sache der Einführung eines bestimmten Betrages an Phasenverschiebung in einen Teil einer jeden der einfallenden Wellen. Die mathematischen Bedingungen, die erfüllt werden müssen, werden hier in Begriffen der Polarisationsgrößen abgeleitet, die schon bestimmt worden sind.

Für eine Welle, wie z. B. der in F i g. 3 gezeigten E₁ oder E_b, ist das Verhältnis von links- zu rechtszirkularen Komponenten

(46)

wobei rdas axiale Verhältnis und r der Neigungswinkel der großen Achse ist Mit der x-Achse als Bezug ist τ= α für E₃ und zr=90° -a für E₀. Wie vorher bestimmt das Vorzeichen von r den Drehsinn (-) für links, (+) für rechts. Nunmehr ist das Verhältnis von y-Komponente zu x-Komponente

P =

^2t- 1

■Μ*"' + 1

(47)

Die Größe von ρ ist M =

- (r²-Qcos 2 r

(/-2 + I) + (γ²- 1)cos 2 γ
Den Phasenwinkel von ρ erhält man durch Rationalisierung der Gleichung (47)

. j (/· - 1)^; + (r + I)² + j 2(r - 1) sin 2 r \ ^P ~ ^J \ (r-1)² + (r+1)² + 2(r²-l)cos2r J "

(48)

Dann ist arg(p) = tan'

■["

Ir

(r² - I)sin2r

■]·

(49)

Um die Felder zu linearisieren, muß arg (p₃) und arg (pb) zu Null gemacht werden. Für die Welle E₃ ist dann: r=r₃; τ=λ. Für die Welle Et:r=rb\ Tb- ä+y.

Die Bedingung arg (p_a) = arg (pb) führt dann zu tan"

2r„

J " ^tan L(^S-I) sin 2(a+y) J"

Die Lösung für λ ist a = l/2tan^M

(4-1) sin 2or J """ L (^ - D sin 2(a + y) sin 2y

- cos 2 y

(50) (51)

Durch Festlegen der x-y- Koordinaten so, daß die obige Bedingung erfüllt wird, und anschließendes Vorsehen einer Phasenverzögerung von arg (p„) für die y-Achsen-Komponente der Signale besteht das Ergebnis aus zwei nicht-orthogonale linear polarisierte Signale. Diese können dann der Schaltungsanordnung zugeführt werden.

Es sei darauf hingewiesen, daß für r„ = n. der Wert von <x gerade so ist, daß P_w/P_u in jedem Kanal gleich wird, wie in F i g. 3 gezeigt ist. Dann hat die vollständige Schaltungsanordnung lediglich einen in den Signalweg des y-Anschlusses eingefügten Phasenschieber.

Im allgemeinen tritt diese Alternative der Schaltungsanordnung so in Erscheinung wie in Fig.9 gezeigt ist.

Der Polarisator 29, der einen veränderlichen Phasenschieber für eine Polarisation hat, empfängt die nicht-orthogonalen elliptisch polarisierten Wellen E₃ und Eb. Der Ausgang des Polarisators 29 ist mit einem drehbaren orthogonal arbeitenden Wandler 30 verbunden. PolarisatOien 29 und Wandler 30 sind unabhängig voneinander drehbar, so daß die den Eingängen der Schaltungsanordnung 31 zugeführten Ausgangssignale E_x und E, zwei nicht-orthogonale linear polarisierte Signale sind. Die Ausgangssignale der Schaltungsanordnung 31 sind dann

55 die getrennten Signale E₃ und Eb.

Es sind auch andere Ausführungen möglich. Als Beispiel für den extrem einfachen Aufbau der Schallungsanordnung für linear polarisierte Signale zeigen F i g 1OA und 1OB eine Streifenleitungsanordnung unter Verwendung von Richtkopplern in Form einer gedruckten Schaltung.

F i g. 1OA stellt eine Draufsicht der mittleren »Schicht« einer Streifenleitungsschaltung dar, wobei die ausgezogenen Linien Leitungen andeuten, die auf die obere Fläche der Schicht aufgedruckt sind, und die gestrichelten Linien Leitungen andeuten, die auf die untere Fläche aufgedruckt sind. Es wird darauf hingewiesen, daß die beiden Leitungen, die zwischen den EingangsanscMüssen 32,33 bzw. den Ausgangsanschlüssen 34,35 verlaufen, an den Punkten 36 und 37 durch die Schicht hindurchgehen. So ist die an dem Eingangsanschluß 32 beginnende Leitung bis zum Punkt 36 auf die obere Fläche d'er Schicht und danach auf die untere Fläche gedruckt. Das Umgekehrte gilt für die Leitung, die an dem Eingangsanschluß 33 beginnt. Das Verhältnis einer mittleren Schicht 38 mit z. B. Leitern 39 und 40, die auf die obere und untere Fläche einer dielektrischen Platte 41 aufgedruckt sind, zu einer oberen und einer unteren dielektrischen Platte 42 und 43, die Masseebenen 44 bzw. 45 tragen, ist in Fig. IOBdnigcslcllt.

IO

In F i g. 1OA werden die Eingangssignale E_x und E, an die EingangsanschlQsse 32 und 33 angelegt Der größte Teil der Energie wird direkt von den Eingangsanschlüssen 32 und 33 zu den Ausgangsanschlüssen 34 bzw. 35 übertragen. Ein Teil der Energie an den Eingangsanschlüssen 32 und 31 wird jedoch an den Kreuzungspunkten 48 bzw. 49 auf die Kreuzkopplungsieitungen 46 und 47 gekoppelt. Diese Energie wird dann nach einer durch die Länge der Leitungen 46 und 47 bestimmten passenden Phasenverzögerung an Kreuzungspunkten 50 bzw. 51 in die direkten Eingangs-Ausgangs-Leitungen eingekoppelt, um die Störsignale in den beiden Kanälen auszulöschen. Als Folge davon erscheinen an den Ausgangsanschlüssen 34 und 35 die getrennten Signale Ej und E^

in einem anderen Ausführungsbeispiel werden feste Koppler und veränderliche Phasenschieber verwendet, um die Wirkung eines veränderlichen Kopplers zu erzielen. Ein variabler Koppler, der dieses Konzept verwendet, ist in F i g. 11 dargestellt Dieser Koppler benutzt einen festen 3 dB-Energieteiler, wie z. B. ein »magisches T« 52, variable Phasenschieber 53 und 54 und eine feste 3 dB-Phasenschieber-Gabelschaltung 55. Ein gewünschtes Energieteilungsverhältnis kann man durch entsprechende Wahl der Phasenverschiebung, Φ, zwischen 0° und 90° erreichen. Mit diesem Konzept kann eine Schaltungsanordnung, wie die in F i g. 4 gezeigte geschaffen werden, die nur feste Koppler und variable Phasenschieber besitzt. Eine solche Schaltung ist von dem Standpunkt aus erwünscht, daß variable Phasenschieber elektrisch gesteuert werden können und deshalb für dynamische Steuerung geeignet sind.

Bis zu diesem Punkt wird für die Verwirklichung der Erfindung eine vorausgehende Kenntnis der axialen Verhältnisse und der Neigungswinkel der eintreffenden Wellen angenommen. Eine praktische Verwirklichung sollte jedoch anpassungsfähig sein und eine Störverminderung auch ohne vorherige Kenntnis der eintreffenden Signale ermöglichen. Dies kann erreicht werden durch Verwendung von Pilot- oder Bakensignalen, die jedem Nachrichtensignal zugeordnet sind. Eine Schaltung, die auf die Anwesenheit der Bakensignale . spricht, wird dazu benutzt, Verstärker oder Dämpfungsgiieder und Phasenschieber zu steuern, um die Ampiituuc der Sakcnsignale und damit der zugehörigen störenden Nachrichtensignale in den entsprechenden Kanälen zu Null zu machen.

Es ist klar, daß die Schaltung nicht zwischen der Antenne und der ersten Empfängerstufe angeordnet werden muß. Die Schaltung kann angeordnet werden hinter den H F-Verstärkern, hinter einer Kanalisierung in eine Anzahl von Frequenzbändern oder auch hinter einer Umsetzung in eine andere Frequenz, vorausgesetzt, daß die Kohärenz zwischen dem gewünschten Signal in einem Kanal und der Störung in einem anderen Kanal in ausreichendem Maße gewahrt bleibt Die Konstruktionsüberlegungen, die durch die Notwendigkeit der Beibehaltung der Kohärenz bedingt sind, sind gut bekannt.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel mit Merkmalen nach der Erfindung ist eine anpassungsfähige Schaltungsanordnung in der Lage, Kreuzpolarisationsstörungen dvnamisch zu kompensieren. Weil die Störung in jedem Kanal eines doppelt polarisierten Satelliten-Frequenzwiederverwendungssystems aus einer Komponente des Signals in dem entgegengesetzt polarisierten Kanal besteht, ist das an dem Empfangsende verfügbare Störsignal relativ kohärent mit dem gewünschten Signa! in dem anderen Polarisationskanal, und eine Beseitigung kann daher durch Addieren eines Teils des Signals aus dem entgegengesetzt polarisierten Kanal von gleicher Amplitude, jedoch entgegengesetzter Phase zu der Störung bewirkt werden.

Die Konstruktion des Auslöschsystems ist symmetrisch. Was zum Auslöschen der Störung im linken Kanal durch Hinzuaddieren eines Signals aus dem rechten getan wird, wird in exakt gleicher Weise zum Auslöschen der Störung im rechten Kanal wiederholt. Deshalb wird nur ein Fall beschrieben.

F i g. 12 zeigt die grundsätzliche Systemstruktur zum Auslöschen von Kreuzpolarisationsstörungen im linken Kanal. Im rechten Kanal wird irgendwo in dem zu korrigierenden Band ein Bakensignal übertragen. Die Größe der Störung wird einfach durch Feststellen eier Größe des Bakensignals gemessen, welches abgeleitet von einem Energieteiler 56 in dem linken Kanal vorhanden ist. Die Kopplung des Signals zum Auslöschen der Störung wird bei Hochfrequenz mit Hilfe eines spannungsgesteuerten Dämpfungsgliedes 57 und eines spannungsgesteuerten Phasenschiebers 58 bewirkt. Die Feststell· und Steuerschaltung liegt hinter dem Koppler 59 und eine Kohärenz zwischen beiden Polarisationen ist in aufeinanderfolgenden Stufen nicht erforderlich. Die Störung wird verringert durch Feststellen der Größe des Bakensignals und Steuern des spannungsgesteuerten Phasenschiebers 58 und Dämpfungsgliedes 57. bis die Größe des Bakcnsignals ein Minimum erreicht.

Weil die Große des Bakensignals der wichtige Parameter ist, ist der erste Systemblock nach dem Empfänger 60 eine Amplitudendetektorschaltung 61. deren Ausgangssignal ein Nenn-Gleichstrom-Fehlersignal (E) ist, das proportional der Größe des Bakensignals ist

Es wird eine systematische Minimierungstechnik angewendet, die zuerst durch Phasensteuerung und dann durch Amplitudensteuerung oder umgekehrt realisiert wird, ^iese Art von Schaltung führt von selbst zu Digitaltechmken, so daß der nächste Block in dem Systementwurf ein Analog-Digital-Umsetzer 62 ist. der die analoge Fehlerspannung, E. in eine digital brauchbare Form umwandelt.

Der nächste Systemblock ist ein digitales Steuernetzwerk 63, das entscheidet, welche Steuerung einzustellen ist (Phase oder Amplitude) und in welcher Richtung sie einzustellen ist, um ein Minimum zu erreichen. Dieses Netzwerk erzeugt zwei Ausgangssignaie. von denen jedes aus einem A/-Bi«-Wort besteht. Eines dieser Worte stellt die Spannung dar, die dem Dämpfungsglied zuzuführen ist, und das andere stellt die Phasenschieber-Steuerspannung dar. Hinter dem Steuernetzwerk befinden sich zwei Digital-Analog-Umsetzer 64 und 65. die die digitalen Steuerworte in analoge Spannungen umwandeln, die zur Ansteuerung des spannungsgesteuerten Phasenschiebers bzw. Dämpfungsgliedes geeignet sind.

Der Baken-Amplitudendetektor ist in F i g. 13 dargestellt. Das Eingangssignal für diese Stufe ist das Bakensignal nachdem es erkannt und in ein niederfrequentes Signal umgewandelt worden ist. Ein Operationsverstärker 66 dient dazu, einu Verstärkung des Bakensignals herbeizuführen. Er dient außerdem als Impedanz für den Empfänger und bewirkt eine Trennung von dem Rest der Schaltungsanordnung. Das Potentiometer 67 gestattet, die Verstärkung dieser Stufe von Eins bis zur Verstärkerleerlaufverstärkung zu verändern. Das Potentiometer

68 wird dazu verwendet, den inneren Gleichstromversatz zu Null zu machen, weil ein Versatz von dieser Stufe verhindern würde, daß die Schaltung exakt Null erreicht.

Ein Operationsverstärker 69 dient als zwei Gegentakt-Halbwellengleichrichter, wobei die Reihenschaltung eines Widerstandes 70 und einer Diode 71 und die Reihenschaltung eines Widerstandes 72 und einer entgegengesetzt gepolten Diode 73 zwischen seinen Eingang und Ausgang geschaltet ist. Der Verstärker 69 kompensiert den 0,6-Volt-Spannungsabfall an den Dioden 71 und 73. Die positive Hälfte des Bakensignals erscheint am Punkt »Λ« während die negative Hälfte am Punkt »£« erscheint.

Der Operationsverstärker 74 ist eine Pufferstufe mit der Verstärkung 1, um die nachfolgende Differenzverstärkerschaltung 75 vor einer Beeinflussung durch den Gleichrichter zu bewahren. Wenn dieser Puffer nicht vorhanden wäre, dann wäre der Gleichrichter nicht in der Lage während der positiven Ausgangssignalperiode eine Spannung Null am Punkt B aufrechtzuerhalten, und zwar infolge des Stromes, der von dem Differenzverstärker gezwungen würde, durch den Widerstand 72 zu der Invertierklemme des Verstärkers 69 der Gleichrichterschaltung zu fließen.

Der Operationsverstärker 75 wird als Differenzverstärker mit der Verstärkung 1 verwendet, um an seinem Ausgang eine vollweggleichgerichtete Form des Bakensignals zu erzeugen. Die beiden Operationsverstärker 76 und 77 werden in aktiven Zweipol-Tiefpaßfiltern verwendet. Durch Hintereinanderschaltung dieser beiden Filter wird als Gesamtfilter ein vierpoliges Filter geschaffen. Für höherfrequente Bakensignale kann ein Vierpol-Buitsrworth-Filter verwendet werden Das Ausgangssignal des Verstärkers 77 ist ein Fehlersignal, £, was auf ein Minimum gebracht wird.

Der Analog-Digital-Umsetzer ist in Fig. 14 dargestellt. Diese Schaltung wandelt das Fehlersignal, E, mit Hilfe eines Differenzspannungsvergleichers 78 in eine digitale brauchbare Form um. Wenn die Spannung an der negativen Eingangsklemme des Vergleichers größer ist als die Spannung an der positiven Klemme, dann hat das Ausgangssignal denjenigen Spannungspegel, der eine logische »Null« kennzeichnet. Wenn die Spannung an der positiven Klemme größer als die Spannung an der negativen Klemme ist, dann kennzeichnet das Ausgangssignal des Vergleichers eine logische »Eins«.

Die Bezugsspannung wird durch den Widerstandsspannungsieiler 79 heruntergeteilt, um 12 Bezugsspannuns gen zu erzeugen, mit welchen das Fehlersignal gleichzeitig verglichen wird. Dadurch wird ein 12-Bit-Wort

erzeugt.

Wenn das Ffhlersignal kleiner gemacht wird, dann werden mehr und mehr Bits logisch Null, beginnend mit dem höchstwertigen Bit und endend mit dem niedrigstwertigen Bit. Somit besteht das hier angestrebte Ziel dann alle Bits des 12-Bit-Wortes auf logisch Null zu halten.

Das digitale Steuernetzwerk kann in zwei Hauptteile unterteilt werden. Erstens, einen digitalen Differenzierer, der die Richtung der zeitlichen Änderung des Fehlersignals, E, analysiert. Und dann eine Zustandseinrichtung, die vier gegenseitig sich ausschließende Zustände hat:

1) Amplitudenvergrößerung,

2) Amplitudenverkleinerung,

3) Phasenvergrößerung und

4) Phasenverkleinerung.

Diese Zustände beziehen sich darauf, welche Steuerung ausgeführt wird, und auf die Richtung, in welcher die Steuerspannung verändert wird.

Der digitale Differenzierer ist in F i g. 15 dargestellt und besteht aus einem Speicher 80 und einer Vergleichsschaltung 81. Das 12-Bit-Fehlerwort wird den Speicher-Dateneingängen zugeführt, und die (^-Ausgänge bilden die 12 Bits, wie sie waren, als der Takt das letzte Mal auf hohes Potential ging. Solange der Takt auf hohem Potential ist. bleiben die Ausgänge in diesem Zustand. Während derjenigen Perioden, bei denen der Takt auf niedrigem Potential ist. ist Q_x = D_x. Dies bereitet jedoch keinerlei Schwierigkeiten, weil die Information an irgend einem Punkt während des Taktzyklus abgenommen werden kann.

Das Fehlerwort und das vorhergehende Fehlerwort werden dann durch einen 12-Bit-Größenvergleicher 81 verglichen. Weil es das Ziel ist, E minimal zu machen, besteht die relevante Information darin, ob das Wr t in dem Speicher einen größeren oder kleineren Betrag als das gegenwärtige Fehlerwort hat. Wenn das Wort in ' dem Speicher kleiner ist, zeigt dies an, daß die Richtung der Korrektur falsch ist und umgekehrt werden sollte. Deshalb ist das einzige von dem Vergleicher benötigte Ausgangssignai das Ausgangssignal B> A, welches auf logisch »Eins« geht, wenn das Wort im Speicher kleiner als das gegenwärtige Fehlerwort ist.

Die in Fig. 16 dargestellte Zustandssteuerung bestimmt wie die Steuerungen einzustellen sind, um eine Minimierung zu bewirken. Ein Flip-Flop 82 benutzt das Ausgangssignai von dem Größenvergleicher, um festzustellen, ob die Richtung der Steuerspannungsänderung richtig ist Das Ausgangssignai B>A ist logisch 1. wenn die Richtung falsch ist anderenfalls logisch 0. Somit verursacht dieses dem Eingang des Flip-Flops 82 zugeführte Ausgangssignal, daß sich de Korrekturrichtung ändert, wenn der Takt auf hohes Potential geht, wenn und nur wenn die Richtung falsch war. Die komplementären Ausgangssignale von dem Flip-Flop, Q und Q, gestatten, das eine zur Steuerung einer Aufwärtszählung und das andere zur Steuerung einer Abwärtszählung zu verwenden.

Das zweite Flip-Flop 83 dient dazu, die Art der Korrektur. Phase oder Amplitude, zu bestimmen. Die Ausgangssignale ändern ihren Zustand immer dann, wenn das Eingangssignal auf hohes Potential gehl. Dies

b5 geschieht unter jeder von zwei Bedingungen. Die erste liegt vor, wenn sich das Ausgangssigna! des Hip-Hops 82 viermal ändert was anzeigt daß ein relatives Minimum erreicht worden ist. Dies wird einfach mil Hilft· eines 4-Bii Zähicrs 84 festgestellt,dessen Ausgangssignal nach je vicrZählschriiicn 1 wird.

Die andere Bedingung liegt vor, wenn der Ilaupllukl Mnial aiifgelrc-lcn ist, Wiis dun Ii i-im-ii /rihli-i K"5

Ϊ2

festgestellt wird. Dies wirkt einfach so, daß eine Grenze für die Lunge der in jeder Korrckiurart verbrauchten Zeit eingestellt wird, so dall keine /u lange vernachlässig! wird.

Das Oder-Gatter 86 liefert eine »I«, wenn eine der beiden obigen Bedingungen eingetreten ist. Die »I« von dem Oder-Gatte', steuert die Korrckturartänderung durch Ändern des Zustands des l^;lip-l^;li>ps 83. Wenn dns Oder-Galter 86 auf»I« geht, werden gleichzeitig die Zähler 84 und 85 auf Null /tirückgescut. ^ri

Die Ausgangssignale von den beiden Flip-Flops 82 und 83 werden dann zusammen mit dem llaupilakt-liingangssignal in vier 3-Eingangs-NAND-Gattern 87 bis 90 verknüpft. Die Ausgangssignale dieser NAND-Gatter werc^~logisch Null, wenn alle drei Eingangssignale logisch »1« sind, und sind logisch »1« wenn ein oder mehrere Eingangssignale »0« sind. Auf diese Weise hat eines dieser vier NAND-Gatter ein Ausgangssignal, welches dem Haupttakt folgt, und die anderen drei bleiben auf logisch »1«. Diese vier NAND-Gatter-Ausgangssignale werden in Vorwärts-Rückwärts-Zähler 91 bzw. 92 für Phase und Amplitude eingegeben, um die Binärzahlen zu erzeugen, die die gewünschten Phasen- und Amplitudensteuerspannungen darstellen. Da jeweils nur eines der vier NAND-Gatter dem Takt folgt, wird nur ein Zähler und nur in einer Richtung weitergeschaltet, was der gewünschten Steuerungs-Arbeitsweise entspricht.

Ein Beispiel für die Digital-Analog-Umsetzer 64 und 65 ist in Fig. 17 gezeigt. Diese Umsetzer sind auf der Grundlage der Verwendung von Summierverbindungen von Operationsverstärkern ausgeführt. Die Verstärkung jedes Eingangs steigt um einen Faktor Zwei für jedes höherwertige Bit an. Die Umsetzung erfolgt in zwei Stufen. Die ersten beiden Verstärker 93 und 94 setzen jeweils vier Bits auf einmal um. Die Ausgangssignale von diesen Umsetzern werden dann summiert, um eine schrittweise Teilung des Steuerspannungsbereiches zu erzeugen. Die Größe des Steuerbereiches kann durch Verwendung des veränderlichen Widerstandes 95 als Rückkopplungswiderstand an dem Operationsverstärker 96 verändert werden. Der veränderliche Widerstand 97 gestattet, einen Gleichstrom-Vorstrom hinzuzuaddieren, um diesen Bereich innerhalb der Grenzen irgendwo hin zu legen. Diese Einstellungen ermöglichen ein Anpassen der Schaltung, welche spannungsgesteuerten Phasenschieber oder Dämpfungsglieder auch immer verwendet werden.

25

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Kompensation von Polarisationsverzerrungen in einem Funksystem mit Frequenzmehrfachausnutzung trit verschiedenen Polarisationen, wobei durch die Polarisationsverzerrungen ein Obersprechen zwischen den einzelnen Empfangssignalen des Funksystems verursacht wird, mit einer Phasenschiebereinrichtung und mit einer Phasen- und Amplituden-Steuereinrichtung, durch die die Empfangsspannungen derart in der Phase verschoben werden, daß nach der Zusammenfassung der gegeneinander phasenverschobenen Spannungen die von den Polarisationsverzerrungen herrührenden Spannungskomponenten beseitigt werden, dadurch gekennzeichnet, daß

a) eiste Hybrid-Kopplungsnetzwerke (3,5) vorgesehen sind, von denen jedes eines der Empfangssignale als Eingangsgröße aufnimmt und auf eine Anzahl von Schaltungszweigen über Gabelausgänge aufteilt, die gleich ist der Zahl der Empfangssignale,

b) in jedem Schaltungszweig ein Phasenschieber (?, 8, 9, iO) zur Phasenverschiebung der den jeweiligen

Schaltungszweigen zugeordneten Signale vorgesehen ist, und I

c) zweite Hybrid-Kopplungsnetzwerke (4, 6) vorgesehen sind, deren Gabelausgänge jeweils mit den Ausgängen der Schaltungszweige von den ersten Hybrid-Kopplungsnetzwerken (3,5) derart verbunden sind, daß wenigstens ein Ausgang eines der ersten Hybrid-Kopplungsnetzwerke mit einem Ausgang eini" zweiten Hybrid-Kopplungsnetzwerke kreuzgekoppelt ist, so daß eine Addition eines Teiles aller Sigtiäle gleicher Amplitude, jedoch entgegengesetzter Phase, zur Kompensation der Polarisationsverzerrungen in jedem Signal erfolgt (F i g. 4).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hybrid-Kopplungsnetzwerke (3—6; 17,13,25,27) und die Phasenschieber^—10; 20,22,23,24) veränderlich sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet daß jedes der veränderlichen Hybrid-Kopplungsnetzwerke

a) einen festen Energieteiler (17,18, 25) zum Empfangen eines Signals und Aufteilen des Signals auf zwei Kanäle,
b) erste und zweite veränderbare Phasenschieber (20, 22,23, 24), die jeweils in einen entsprechenden der

beiden Kanäle eingeschaltet sind, und
c) eine feste Phaienschis jer-Gabelschaltung (27) enthält, die mit den beiden Kanälen verbunden ist und zwei Ausgangsschahungswege schafft.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß alle durch die Phasenschieber (7—10; 20,22,23,24) erzeugten Phasenverschiebungen und alle Kreuzkopplungswerte der zweiten Hybrid-Kopplungsnetzwerke (4, 6; 25. 27) identisch sind und daß die Schaltungsanordnung ferner eine den ersten Hybrid-Kopplungsnetzwerken (3,5; 17,18) vorhergehende Einrichtung zum Empfangen nicht-orthogonaler elliptisch polarisierten Wellen und zum Linearisieren der Polarisation der Wellen enthält, uu; nicht-orthogonale Signale zu erzeugen.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Linearisierungseinrichtung

a) einen drehbaren, veränderbaren Phasenschieber (29) zum Empfangen nicht-orthogonaler, elliptisch polarisierter Wellen und zum Erzeugen nicht-orthogonaler, linear polarisierter Wellen als Ausgangssignal.

b) einen orthogonal arbeitenden Wandler (30) enthält, der unabhängig von dem drehbaren, veränderbaren Phasenschieber (29) drehbar ist. zum Empfangen der nicht-orthogonalen, linear polarisierten Wellen und

Liefern der nicht-orthogonalen Signale als Ausgangssignal.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in den St altungszweigen Verstärkereinriclitungen (15,16,19,21) zum Verstärken der in ihrer Energie geteilten Signale angeordnet sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 in Form einer Mikro-Wellen Streifenleitungsschaltung, gekennzeichnet durch eine mittlere »Schicht« (38) einer Mikro-Wellen-Streifenleitungsschaltung und zwei Masseebenen (44, 45) auf den beiden Seiten der mittleren »Schicht« (38). wobei die ersten und die zweiten Hybrid-Kopplungsnetzwerke jeweils eine Vielzahl von Streifenleitungen (36, 37, 46, 47) enthält, die elektrisch voneinander isoliert sind, aber einander in enger Nachbarschaft überkreuzen (48—51), um einen Teil der sich entlang einer Streifenleitung ausbreitenden Energie zu der anderen zu koppeln, die sie überkreuzt, und wobei die Phasenschieber aus Streifenleitungen bestimmter Länge bestehen (Fig. 1OA + 1 OB).

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieber veränderbare Dämpiungsglieder (57) in jedem Schaltungsweg zum veränderbaren Dämpfen der Signale in diesen Schaltungswegen enthalten.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Rückkopplungseinrichtung (56—65), die auf das Ausgangssignal der zweiten Hybrid-Kopplungsnetzwerke anspricht, zum Feststellen eines Bakensignals, das die Größe der Störung in jedem der Ausgangssignale anzeigt, und zum Einstellen der veränderbaren Phasenschieber (58) und der veränderbaren Dämpfungsschieber (57) in jedem der Schaltungswege, um das Bakensignal auf ein Minimum zu verringern.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungseinrichtung für jeden SchiiUungswcg

a) Empfangseinrichtungen (59,60), die auf das Bakensignal abgestimmt sind und ein festgestelltes l'ehler ausgangssignal erzeugen, und

b) ein Steuernetzwerk (61—55) zum Empfangen des Fehlersignals und /um llr/eiigen zweier Ausgang·. Steuerspannungen enthält, wobei die eine der Steuerspannungen da/u benutzt wird, die veränderbaren Phasenschieber (58) zu steuern, und die andere Steuerspannung dazu verwendet wird, die veriinderba ·> ren Dämpfungsglieder (57) in dem Schaltungsweg zu steuern.