DE2503595A1

DE2503595A1 - Datenempfaenger fuer synchrone quadraturamplituden-modulierte datensignale

Info

Publication number: DE2503595A1
Application number: DE19752503595
Authority: DE
Inventors: David Duncan Falconer; Kurt Hugo Mueller; Jack Salz; Adams Spaulding
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1974-01-30
Filing date: 1975-01-29
Publication date: 1975-07-31
Also published as: FR2259492A1; JPS5829672B2; GB1493466A; DE2503595C2; US3878468A; JPS50110267A; CA1033012A; FR2259492B1

Description

BLUMBACH ■ WESER ■ BERGEN & KRAMER

PATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÜNCHEN 2503595

DIPL-ING. P. G. BLUMBACH · DIPL-PHYS. DR. W. WESER · DIPL-ING. DR. JUR. P. BERGEN DIPL-ING. S. KRAMER WIESBADEN · SONNENBERGER STRASSE 43 · TEL (06121) M2943, 541998 MÖNCHEN

Western Electric Company Falconer, D.D. 1-5-1-6

Incorporated

Datenempfänger für synchrone quadraturamplitudenmodulierte Datensignale

Die Erfindung betrifft einen Datenempfänger für synchrone, qudraturamplitudenrpodulierte Datensignale, die ohne Trägerfrequenz oder Pilotton über bandbreitenbegrenzte Kanäle übertragen worden sind, mit einem Transversal-Entzerrer, der eine erste und zweite Verzögerungsleitung, die je mit in synchronen Intervallen angeordneten Anzapfungen für die ankommenden Inphase- bzw, Quadraturphase-Signalkomponenten ausgestattet sind, ferner ein an jede Anzapfung angeschaltetes Dämpfungsglied und einen auf Fehlersignale ansprechenden Korrelator zur Einstellung jedes Dämpfungsgliedes aufweist, und mit einem Fehlersignalgenerator zur Erzeugung eines Fehlersignals in Abhängigkeit vom Unterschied zwischen Signalen, wobei die Korrelatoren die Dämpfungsglieder in Abhängigkeit von . den Felüersignalen einstellen und der Entzerrer die empfangenen

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Signalkomponenten entzerrt.

Die Übertragung von digitalen Daten mit hoher Geschwindigkeit, beispielsweise 9. 600 Bits je Sekunde, über bandbreitenbegrenzte Übertragungskanäle, beispielsweise Fernsprech-Sprachkanäle, erfordert eine sehr genaue Kontrolle der Trägerwellenfrequenz und der linearen Phasenverzerrung weit über diejenigen Werte hinaus, die für eine Sprachübertragung alleine notwendig sind oder normalerweise vorgesehen werden. In erster Linie trifft man bei Fernsprechkanälen mit Sprachqualität eine lineare Verzerrung aufgrund von unterschiedlichen Dämpfungen und Laufzeiten für Signalkomponenten unterschiedlicher Frequenz an. Eine lineare Verzerrung zeigt sich durch sogenannte Zwischensymbol-Star ungen, bei denen Impulskomponenten benachbarte Signalintervalle überlappen. Die Zwischensymbol-Störungen lassen sich mitTransversal-Dämpfungsentzerrern beherrschen.

Zwei weitere Übertragungsfehler von Bedeutung, die bei Fernsprechkanälen mit Sprachqualität auftreten, sind die FrequenzverSetzung und das Phasenzittern. Die Frequenzversetzung bezieht sich darauf,

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daß die modulierende und demodulierende Trägerwelle an der Sende- bzw. Empfangsstelle nicht frequenzsynchronisiert sind. Die harmonischen Beziehungen zwischen den verschiedenen Frequenzanteilen in dem übertragenen Signal werden dadurch verändert. Das Phasenzittern bezieht sich auf Schwankungen der Phase zwischen aufeinander folgenden Impulsen mit Bezug auf die Phase einer kontinuierlichen Schwingung. Dieser Umstand beeinträchtigt die Genauigkeit, mit der sich die Wiedergewinnung des informationstragenden Grundbandsignals erreichen läßt. Beide Fehler sind das Ergebnis einer langsamen, zeitveränderlichen Phasenverschiebung der Trägerwelle des Übertragungskanals.

Bisher ist es üblich gewesen, zusammen mit dem Datensignal Pilottöne zu übertragen, die eine bekannte Frequenz- und Phasenbeziehung zu der modulierenden Trägerwelle besitzt. Unabhängig· davon, ob diese Pilottöne innerhalb des Übertragungsbandes oder an dessen Rändern liegen, werden Frequenzen belegt, die im anderen Fall für Datensignale zur Verfugung stehen würden, und die für die Übertragung der Datensignale verfügbare Leistung wird verringert. Es ist daher erwünscht, ohne die Übertragung

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von Pilottönen zur Trägerrückgewinnung in einem Modulationssystem mit unterdrücktem Träger auszukommen.

In der US-Patentschrift Nr. 3 755 737 (28. August 1973) wird ein Durchlaßband-Entzerrer für phasenmodulierte Datensignale beschrieben. Bei diesem Entzerrer werden getrennte Inphase- und Quadraturphase-Verstärkungsregelungen an den Anzapfungen einer Trans versal-Verzögerungsleitung verwendet. Quadratur-bezogene Signalkomponenten an allen Anzapfungen werden selektiv abgeschwächt und zur Bildung des Entzerrer-Ausgangssignals kombiniert auf der Grundlage einer Fehlerdifferenz zwischen der Amplitude einer Schwellwert-Vektorkomponente und der Amplitude der einen oder der anderen quadraturbezogenen Entzerrer-Ausgangskomponente. Wenn man die quadraturbezogenen Signale an jeder Anzapfung als Vektorkomponenten ansieht, so empfiehlt sich das Konzept einer Drehung der sich ergebenden Anzapf-Vektoren zur Erzielung eines Gesamt-Ausgangsvektors, der dem idealen Vektor nahekommt. Das Entzerrer-Einstellverfahren nach der vorgenannten US-Patentschrift nimmt eine willkürliche feste Phasenbe-

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ziehung an und berücksichtigt nicht eine mögliche zeitabhängige Phasenverschiebung aufgrund einer langsamen Frequenzversetzung. Darüberhinaus beinhaltet das Fehlerkriterium nach der genannten US-Patentschrift nur eines der quadraturbezogenen Entzerrer-Ausgangssignale.

In der US-Patentschrift Nr. 3 581 207 (25. Mai 1971) wird eine Vorrichtung und ein Verfahren zur gemeinsamen Einstellung der Demodulationsträgerphase, der Abtastzeit und der Anzapfdämpfungen eines transversalen Entzerrers in einer synchronen Digitaldaten-Übertragungsanlage beschrieben. Diese gemeinsamen Einstellungen werden jedoch aus demodulierten Signalen berechnet und können daher nicht Übertragungskanal-Phasenverschiebungen und Frequenzversetzungen bei den Durchlaßband-Frequenzen berücksichtigen.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, die Nachteile der bekannten Verfahren und Anlagen zu vermeiden. Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung aus von einem Datenempfänger der eingangsgenannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß der Datenempfänger

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eine Aufteil schaltung zur Quantisierung jeder der entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten und einen Oszillator aufweist, der ein Signal zur Demodulation der im Durchlaßband empfangenen Signale in Grundbandsignale erzeugt, daß der Fehlersignalgenerator die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Eatzerrers und den quantisierten Signalkomponenten zur Bildung der Inphase- und Quadraturphase-Fehler signale für die Korrelatoren vergleicht, daß der Fehlersignalgenerator die entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten mit quantisierten Quadraturphase- und Inphase-Datensignalen überkreuz zur Bildung von Kreuzproduktsignalen multipliziert und Steuersignale aus der Differenz der Kreuzproduktsignale für die Frequenz und Phase des Oszillators ableitet, und daß ein Demodulator in Abhängigkeit von den Oszillator Signalen die Signal komponenten in Grundbandsignale demoduliert.

Es wird also entsprechend der Erfindung eine Transversalfilteranordnung mit einer ersten und zweiten Verzögerungsleitung vorgesehen, die je eine Mehrzahl von in gleichmäßigem Abstand an-

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geordneten Anzapfungen für die ankommenden Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten besitzen. Ein einstellbares Dämpfungsglied ist jeder Anzapfung der ersten und zweiten Verzögerungsleitung vorgesehen. Ferner sind Speichereinrichtungen für die Dämpfungs · werte der Inphase- und Quadraturphase-Anzapfungen sowie Einrichtungen zur abwechselnden Zuführung der jeweiligen Dämpfungswerte an die Inphase- und Quadraturphase-Dämpfungsglieder vorhanden. Weiterhin weist die Anordnung Demodulatoren für die entzerrten Signale, Einrichtungen zur Überwachung von Entzer rungs fehlem sowie eine phasenstarre Schleife auf, die einen Oszillator zur Lieferung einer bezüglich Frequenzversetzung und Phasenzittern kompensierten Demodulationsträgerwelle an die Signaldemodulatoren enthält.

Das über den Übertragungskanal ankommende Durchlaßband-Signal wird in Inphase- und Quadraturphase-Komponenten aufgespalten, bevor es an die erste bzw. zweite Verzögerungsleitung angelegt wird.

Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeitet der adaptive Transversalentzerrer mit den quadraturbezogenen Durchlaßkompo-

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nenten des ankommenden Datensignals und es ist ihm der Demodulator nachgeschaltet. Die aus dem Entzerrer-Ausgangs signal in das Grundband demodulierten Datenziffern werden quantisiert und in das Durchlaßband zurückmoduliert. Ein Vergleich der Entzerrer-Ausgangskomponenten mit den zurückmodulierten Komponenten führt zu Inphase- und Quadraturphase-Fehlerkomponenten zur Steuerung der Dämpfungswerte für die Entzerrer-Anzapfungen. Es handelt sich dabei um eine Art datenentscheidungsgerichtete Fehler steuerung. Eine Multiplikation dieser Ausgangskomponenten des Entzerrers mit den remodulierten Komponenten führt zu einer Abschätzung des Phasenfehlers, die zur Neueinstellung der Phase für die demodulierende Trägerwelle benutzt wird, welche der durch den Kanal bewirkten Frequenzver Setzung sowie dem Phasenzittern zugeordnet ist.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeitet der adaptive Transversalentzerrer mit den quadraturbezogenen Grundbandkomponenten des empfangenen Datensignals nach einer vorläufigen Demodulation. Fehlersignale zur DämpfungsSteuerung für die

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Entzerreranzapfungen werden abgeleitet aus einem Vergleich der tatsächlichen Ausgangs signale des Entzerrers mit den gleichen, in Richtung auf Bezugswerte quantisierten Signalen. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind ein getrennter erster und zweiter Demodulations -Trägerwellen-Os zillaior für die vorläufige Demodulation des ankommenden Signals und für eine Phasenzitt'er-Kompensation erforderlich. Der erste Oszillator wird durch eine Multiplikation der Ausgangssignale des Entzerrers mit den quantisierten Datensignalen gesteuert. Es ist notwendig, daß das Phasenzittern getrennt kompensiert wird durch das Einführen eines demodulierenden Zitter-Näherungs wertes in die Entzerrer-Ausgangssignale, und zwar wegen der Verzögerung, die der Grundband-Entzerrer zwischen den ersten Oszillator und die Einrichtung zur Erzeugung des Zitter-Näherungswertes einführt. Der zweite Oszillator liefert diese Zitter-Kompensationskomponenten durch Multiplikation der quantisierten Datenwerte mit den zitterrnodulierten Entzerrer-Ausgangssignalen.

Nach einen Merkmal der Erfindung werden die Zwischensymbol Störung und das Phasenzittern getrennt aber unter gegenseitiger

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Mitwirkung auf koordinierte Weise trotz ihres unterschiedlich häufigen Auftretens kompensiert.

Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung lassen sich alle bei unterdrücktem Träger quadratur-amplitudenmodulierte oder phasenmodulierte Datensignale mit Hilfe der erfindungsgemäßen Einrichtungen entzerren, wobei nur vorausgesetzt ist, daß Quadratur-Komponenten des empfangenen Signals abgetrennt werden können.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen genauer beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Digital-Daten

empfängers nach der Erfindung für ein quadratur-amplitudenmoduliertes Datensignal mit einem Durchlaßband-Entzerrer und einem gemeinsam gesteuerten Demodulator-Oszillator;

Fig. 2 das Blockschaltbild eines Digital-Daten-

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- li -

empfängers nach der Erfindung für ein quadratur-amplitudenmoduliertes Datensignal mit einem Grundband-Entzerrer und zwei gemeinsam gesteuerten phasenzitter-kompensierten Demodulator - Os zillator en;

Fig. 3 und 4 in der Anordnung gemäß Fig. 5 ein genaueres Blockschaltbild eines adaptiven Grundband-Entzerrers, der entsprechend der Erfindung mit einem bezüglich des Phasenzitterns und der Frequenzversetzung kompensierten Demodulator-TrägerwellenosziUator kombiniert ist;

Fig. 6 das Blockschaltbild mit den Einzelheiten der

individuellen Anzapfungs-Dämpfüngswertsteuer ung nach der Erfindung;

Fig. 7 das Blockschaltbild eines adaptiven Grund

band-Entzerrers, der mit hinsichtlich des Phasenzitterns unddsr Frequenzversetzung

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kompensierten Demodulator-Träger wellenoszillatoren nach der Erfindung kombiniert ist.

Zur Erläuterung sei angenommen, daß die Entzerrer-Trägerwiedergewinnungsanordnung nach der Erfindung in einer Fernsprech-Sprachband-Datenübertragungsanlage hoher^ Geschwindigkeit unter Verwendung einer Quadratur-Amplitudenmodulation benutzt wird. Die Grund-Signalübertragungsfrequenz ist der Kehrwert (l/T) des Baud-(Symbole je Sekunde)-Intervalls, das auf zwei orthogonale, d.h. um 90 abweichende Phasenlagen einer gemeinsamen Trägerfrequenz aufgeteilt ist. Die jeder orthogonalen Trägerphase zugeordneten Datensignale können, obwohl sie synchronisiert sind, voneinander unabhängig und mehrstufig sein. Beispielsweise können vierstufige Grundband-Datensignale jeder orthogonalen Trägerphase für eine praktisch vertretbare maximale Gesamt-Binärdatenfrequenz von 4/T-Bits je Sekunde bei einem Baud-Intervall T zugeordnet werden.

In jedem Baud-Intervall lassen sich die Daten durch die Werte I und Q darstellen, nämlich die Inphase- bzw. Quadraturphase-Komponenten.

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Bei einem typischen Amplitudenmodulations-(AM)-Signalformat nimmt jede Komponente einen der vier möglichen Werte +1, +3 an. Die Erfindung läßt sich auch auf andere zweidimensionale Signalformen anwenden, beispielsweise I = Cosinus A, Q = Sinus A, wobei A einen der Werte 0°, 22, 5 , 45 .... 337, 5° einer Phasenmodulation (PM) annimmt. Darüberhinaus läßt sich ein kombiniertes AM-PM-Signalformat realisieren.

Im η-ten Baud-Intervall modulieren die Datensymbole I(n) und Q(n) Quadratur-Trägersignale cos α- t und sin cc t , wodurch sich die folgende komplexe Wellenform ergibt:

S(t) + J S(t) - fl(n) + jQ(n)}_Q ^c . (1)

Aus Gleichung (1) ergibt sich, daß der Realteil lautet:

S(t) =. I cos :o_ct + Q sin ^t (2)

Der Imaginärteil aus Gleichung (2) ist:

S(t) β I sin <v_Qt - Q cos a> t. (3)

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Die Gleichung (2) stellt die Projektion der Gleichung (1) auf die reelle Achse dar, wenn die komplexe Signalebene mit der Trägerfrequenz to rotiert. Nur der Realteil gemäß Gleichung (2) wird über den Kanal übertragen. Der Real- bzw. Imaginärteil der vorstehenden Gleichungen entspricht den Inphase- und Quadraturphase-Komponenten der tatsächlichen Signale.

Betrachtet man den Modulationsvorgang als Drehung der komplexen Signalebene mit der Trägerfrequenz im Uhrzeigersinn, so begreift man den Demodulationsvorgang beim Empfänger leicht als das Anhalten der Rotation des ankommenden Signals durch Einführen einer entgegengesetzten Drehung mit der gleichen Trägerfrequenz im Gegenuhrzeigersinn. Die Schwierigkeit ergibt sich bei der Anpassung der demodulierenden Trägerwelle an den modulierenden Träger, nachdem das übertragene Signal einer Verzerrung durch den Übertragungskanal unterworfen worden ist. Das über den Kanal ankommende Signal läßt sich ausdrücken als

At + <p(t)J

_ct +.Afc + <?(t)3, (4)

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darin bedeuten:

&t = Frequenzversetzung

φ (t) = Phasenzittern, dessen größere Frequenzkomponenten im allgemeinen unter 200 Hz liegen, d.h., ihre Frequenz ist wesentlich kleiner als die typischerweise übertragene Signalbandbreite.

Das Inphase- bzw. Quadraturphase-Impulsansprechen für'die Kombination aus dem Übertragungskanal und dem "Filter läßt sich darstellen durch die Tiefpaß-Kurvenformen p.(t) und ρ (t). Dann lauten die Ausdrücke s.(t) und s (t) in Gleichung (4) wie folgt:

Σ I(n)p_±(t-nT) + _S Q(n)p_n(t-nT) (5)

η η η ^ν

= Σ QCn)P₁Ct-OT) - £ I(n)p (t-ηΤ), (6)

Bei der üblichen Ausführung des Quadratur-Amplitudenmodulations-(QAM)-Empfangers übersteigt die Trägerfrequenz φ die halbe Bandbreite des übertragenen Kanals. Demgemäß stellt der Ausdruck

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r.(t) in Gleichung (5) ein echtes Durchlaßbandsignal dar» bei dem im Bereich der Frequenz Null keine Energie vorhanden ist, Dann läßt sieh zeigen, daß die Hubert-Transformation iron r .(t) lautet (vergleiche beispielsweise Seite 170 des Buches "Principles of Data Communication " von Lucky, Salz and Weldon, McGraw-Hill 1968):

r_(t) « s₁(t)sln[to_ct.+ At + <p

At

Das reelle Signal r (t) wird demgemäß aus dem reellen Signal r,(t) leicht dadurch erhalten, daß das ankommende Signal über ein Phasenauf spalt-Netzwerk übertragen wird, dessen zwei Ausgangssignale r.(t) und r (t) jeweils um 90 phasenverschobene Abbilder voneinander sind.

Wenn entweder die Frequenzkennlinie des Kanals ideal oder eine perfekte Entzerrung erzielt wäre, dann gilt für eine angenommene Zeitwahl 0 < t < T :

1 for 13 ο 0

O for η « ·*.,-1,1*2*3*·.· (Sa)

(Bb)

Zum Abtastzeitpunkt t = t + nT hätte man dann:

S₁(V-IiT) « I(n) (9a)

s_q(t₀-}-n?) =* Q(n). (9b)

Es sei angenommen, daß t bekannt ist und daher aus Gründen der Bequemlichkeit unterdrückt wird. Bei perfekter Entzerrung ist also die Zwischensymbol-Störung zu den Abtastzeitpunkten beseitigt. Bezeichnet man die entzerrten Kanalausgangssignale zum Abtastzeitpunkt mit y. und y , so gilt: y^inT) ■■* I(n)co£i[ij)_cnT + ΔηΤ + φ(ηΤ)3

- Q(n)oin[ü) nT + ΔηΤ + φ(ηΤ)] (10η)

und
y (nT) a ΐ(η)ο1η[ω_βηΤ + ΔηΤ + φ(ηΤ)]

+ Q(n)coo[« ηΤ + ΔηΤ_+. φ(ηΤ)]. (1Ob)

Wenn es möglich ist, O(nT) gleich {» nT + ΔηΤ +φ(ηΤ]| zu erzeugen, dann kann man zum korrekten Abtastzeitpunkt die Informations·

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Symbole I(n) und Q(n) wie folgt erhalten ("demodulieren"): a₁(n) « y_i(nT)cos 0(nT) + y (nT)sin θ(ηΤ) « I(n)

(lla)

^aq(ⁿ) = y_q(nT)co3 ö(nT) - ^(nTjsin β(ηΤ) » Q(n)

Die Gleichungen (11) werden selbst bei perfekter Entzerrung und ohne Störsignale nur dann realisiert, wenn die Phasenbeziehung θ(ηΤ) fehlerfrei ist. Bei fehlerhafter Phasenbeziehung

ergibt sich für den mittleren Teil der Gleichungen (lla) und (Hb)

ΔηΤ + <p(nT), . (12)

B₁(Ii) « I(n)co3 5(nT) + Q(n)oin 5(nT) (13a)

0q(n) - Q(n)cos ö(nT) - I(n)sin ß(nT). (13b)

Die demodulierten Aus gangs signale a.(nT) und a (nT) sind dann um den Winkel 0(nT) gegen die idealen Ausgangssignale I(n) und Q(n) gedreht.

Eine ideale Signcdpunktdarstellung oder -konstellation entsprechend Fig. 3 auf Seite 933 des Aufsatzes von G. J. Foschini, R. D. Gitlin

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und S. B. Weinstein in "Bell System Technical Journal", Band 52, Nr. 6, Juli/August 1973, zeigt eine endliehe Anzahl von diskreten Punkten, die zulässige Vektor-Endpunkte für übertragene Signale in einer QAM- Übertragungs anlage darstellen. Aufgrund von Störsignalen, Zwischensymbol-Störungen und Phasenzittern läßt sich die Gesamtheit der empfangenen Signale besser durch ein Streudiagramm darstellen, beispielsweise entsprechend Fig, 4 des vorgenannten Aufsatzes, Für einen einzigen Vektor zeigt Fig» 2 des genannten Aufsatzes eine übertriebene Winkelverlagerung entsprechend dem Winkel β ,der hier als Winkeldrehung definiert ist, gemessen im Ursprung zwischen einem Punkt für ein tatsächlich empfangenes Signal und dem Punkt für ein nahezu ideales Signal. Der Punkt für ein nahezu ideales Signal ergibt sich aus quantisierten Abtastwerten der Demodulator-Ausgangssignale, Diese quantisierten Äusgangssignale werden im folgenden mit I(n} und Q(n) bezeichnet.

Um zu erreichen, daß die Demodulator-Ausgangssignale a.fn) und a (η) so dicht als möglich bei den entsprechenden idealen Ausgangssignalen I{n) und Q(n) trotz eines vorhandenen Phasenzittems liegen, muß der Empfänger-Phasenbezug θ (nT) in jedem Baud-Jntervail auf

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den neuesten Stand gebracht werd en. Entsprechend der Erfindung werden der Phasenbezug und die Dämpfungskoeffizienten für die Entzerrer-Anzapfungen gemeinsam durch einen Algorithmus auf den neuesten Stand gebracht, der aus dem Gradienten eines symmetrischen Ausdrucks für den quadrierten Fehler zwischen dem tatsächlichen und dem idealen Durchlaßband-Entzerrerausgangssignal abgeleitet. Der Algorithmus, mit dem der Phasenbezug im η-ten Baud-Intervall auf den neuesten Stand gebracht wird, hat die Form:

θ(ηΤ) + ω T - a3(nT)i

Der mittlere Ausdruck^ T zieht die Phasenverlagerung in der demodulierenden Trägerwelle innerhalb eines Baud-Intervalls T bei der Träger-Winkelfrequenz cc in Betracht. Der Wert oL ist ein konstant zunehmender Wert, der so gewählt werden mußj daß ein brauchbarer Kompromiß zwischen Rauschen, Stabilität und Zitter-Nachlaufbandbreite des Systems sichergestellt ist.

Der Wert θ(ηΤ) stammt aus dem Gradienten-Ausdruck. Bevor er genauer dargestellt wird, sollen der Transversal-Entzerrer

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für das Durchlaßband und das Verfahren beschrieben werden, mit dem dessen Anzapfungs-Dämpfungskoeffizienten auf den neuesten Stand gebracht werden.

Der bei der praktischen Verwirklichung der Erfindung verwendete Transversal-Entzerrer weist zwei synchron angezapfte Verzögerungsleitungen auf, nämlich eine Ihphase-Verzögerungsleitung zur Speicherung von Abtastwerten des empfangenen Signals und eine Quadraturphasen-Verzögerungsleitung zur Speicherung von Abtastwerten der Hilbert-Transformation des empfangenen Signals. Das Abtastintervall ist das gleiche wie das Baud-Intervall T. Inphase- und Quadraturphase-Entzerrerausgangs signale werden durch eine Kombination des entsprechenden Inphase- und Quadraturphase-Anzapfsignals mit jedem von zwei Gruppen von Anzapfkoeffizienten während jedes Abtastintervalls T abgeleitet. Die entsprechenden Inphase- und Quadraturphase-Ausgangssignale des Entzerrers während des η-ten Baud-Intervalls (n ist in naPhfolgenden Gleichungen abzuleiten) sind in Vektordarstellung (angegeben durch Unterstreichung) definiert zu

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■r« + Dr. »^nd

darin bedeuten

y. = Inphase-Ausgangssignal y = Quadraturphase-Ausgangssignal

T
C = Transponierter Spaltenvektor der Inphase-

Anzapf-Dämpfungskoeffizienten;

D = Transponierter Spaltenvektor der Quadraturphase- Anzapf-Dämpfungskoeffizienten;

£. = Spaltenvektor der Inphase-Abtastwerte an Anzapfungen der Inphase-Verzögerungsleitung;

r = Spaltenvektor der Quadraturphase-Abtastwerte

an Anzapfungen der Quadraturphase-Verzögerungsleitung.

Die Koeffizienten C und D sowie der Phasenbezug θ werden entsprechend einem symmetrischen Algorithmus eingestellt, der aus dem Gradienten des folgenden Ausdrucks abgeleitet ist:

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darin bedeuten:

y. = quantisiertes ideales Biphase -Entzerr erausgangssignal und

y = quantisiertes ideales Quadraturphase-Entzerrerausgangssignal.

Die in dem Fehlerausdruck (17) angegebenen Inphase- und Quadraturphase-Entzerrerausgangssignale sind die letzten Empfänger-Entscheidungswerte I und Q, remoduliert in das Durchlaßband anhand des Empfänger-Phasenbezug s. Analog zu den Gleichungen (Ha) und (Hb) für das abgetastete, empfangene Durchlaßband in Abwesenheit einer Zwischensymbol-Störung gilt;

■y, = I cos 0-Q sin ö .(l8a)

y » I sin Θ + Q cos Θ. (lob)

Die Gradienten des symmetrischen Fehlerausdrucks (17) mit Bezug auf die Anzapfkoeffizienten-Vektor en C und D werden

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- 24 .2 , 2

grod _c(e£ + e*) - 2Ie₁^ +. c^) (19)

und ^rr_Vr,A (J* jl. q²) _β 2{e,r - e r₄)» (20)

grau raw τ ^v _aj ^{α c}\^ci_in α—i'* ^v '

wobei die Beträge (Schätzwerte) sind gewonnen auf einer Pro-Baud-Grundlage ohne Mittelwertbildung.

Die Koeffizienten C und D werden jedes Baud-Intervall auf der Grundlage der folgenden Gleichungen auf den neuesten Stand gebracht:

C_n+1 -C(O) - ß(^elXi + ^e _q£q) (21)

und · . .

darin ist

β = ein zunehmender Betrag, der durch Anfangsbedingungen (verhältnismäßig hoher Wert), Bedingungen für den eingeschwungenen Zustand
( verhältnismäßig niedriger Wert) und Stabilitätsbedingungen bestimmt ist.

Der Gradient des Ausdrucks (17) hinsichtlich des Träger-Phasenbezugs θ lautet:

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^ + βJ -.3.B₁Yq - e_qyj, ' (23a)

dessen rechte Seite läßt sich aufgrund des Ausdrucks (17) auch schreiben:

grad/ef ₊ _Q^J « Zy₁^ - ^i)' (23b)

erad/ef + e^) - /e^ - e^J. (23c)

Unter idealen Bedingungen (keine Störsignale oder restliche Zwischensymbol-Störungen nach der Entzerrung I = I, Q = Q) werden y. und y durch die rechte Seite der Gleichungen (10a) bzw. (10b) bestimmt und aufgrund der Gleichungen (18a), (18b) und (23b) läßt sich dann schreiben:

2MC²

₂| ■+ <φ » 2MC² + Q^sIn 5, -> (2ή) wobei 6 durch die Gleichung (12) definiert ist.

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.A

Der Wert S, der in Gleichung (14) verwendet wird, um den Trägerphasenbezug auf den neuesten Stand zu bringen, läßt sich jetzt als modifizierter Gradient wie folgt schreiben:

j^2 A 2 Die Gleichungen (24) legen eine Normierung mit dem Faktor I + Q nahe. Demgemäß lautet die Gleichung(14), die jetzt das auf den neuesten S.tand bringen der Trägerphase vollständig angibt: ·

_Τ - α -fo ! " (25b) I + Q

Da Änderungen des Musters für die Zwischensymbol-Störung des Kanals wesentlich langsamer als Änderungen seiner Phasenverschiebung auftreten, ist vrf um eine oder zwei Größenordnungen größer als ß sodaß ein Verfolgen verhältnismäßig hochfrequenten Phasenzitterns möglich ist. Man beachte, daß exakt equivalente Gleichungen zur Einstellung von θ in den Gleichungen (23a) und (23b) enthalten sind, nämlich:

θ{(η+1)τ} « β(ητ) + ω ϊ - q I "Γ/V, (25c)

I⁴=" +

Λ Λ

0f(n+l)T} - 0(ηΤ)

T - α

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Während der Anlaufphase können bekannte Datenfolgen übertragen werden, um die vom Empfänger getroffenen Signalentscheidungen in dem oben angegebenen Einstellungs -Algorithmus zu ersetzen. Nach einer geeigneten Zeit kann eine entscheidungsgeriehtete Operation auf der Grundlage der vom Empfänger selbst getroffenen Signalentscheidungen eingeleitet werden. Im normalen Betrieb geht man von der Voraussetzung aus, daß Entscheidungsfehler so selten sind, daß sie nur einen sehr kleinen Einfluß auf die Einstellungen haben.

Bei der in Fig. 2 dargestellten alternativen Empfängeranordnung werden die beiden Quadratur-Komponenten r.(t) und r (t) in die abgetasteten Grundbandsignale y. und y vor der Entzerrung wie folgt demoduliert:

+ r (nT)sln O₁(IiT) (26a)

y_q β r_q(nT)coa ^(nT) - r^nTjnln O₁(W)/ (26b) Darin bedeutet θ (nT) einen Demodulator-Phaseribezug, der den Trägerwinkel cc> nT sowie einen Schätzwert für die sich langsam ändernden (niederfrequenten) Phasenzitter- und Frequenzvers etzungs-

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komponenten. Der Grundband-Entzerreraufbau ist identisch mit dem durch die Gleichungen(15) und (1.6) beschriebenen Grundband-Entzerrer, wobei die Anzapf-Koeffizientenvektoren C und D sowie die quadraturbezogenen Aus gangs signale a. und a gegeben sind

^ai ^aÄi + J£^T2£q (27)

fit 'J* . ' m ft

• a « Cr - £ 2i * ( 23)

Darin bedeuten:

y_. = Spaltenvektor von Inphase-Äbtastwerten an Anzapfungen der Inphase-Verzögerungsleitung;

y = Spaltenvektor von Quadraturphase-Abtastwerten

an Anzapfungen der Quadraturphase-Verzögerungsleitung.

Die entzerrten Abtastwerte können immer noch hochfrequente Zitterkomponenten enthalten, die durch eine zweite Demodulation entfernt werden. Es gibt also:

a_qsln ©₂(nT) (29a)

a_qcos 0_g(nT) - a^oin 0₂(tfP), (22b)

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Darin ist θ_(ηΤ) ein Schätzwert für die hochfrequenten Zitterkomponenten (Änderungen der Träger-Phasenverschiebung, die innerhalb eines Zeitabschnitts von mehreren Baud-Intervallen merkbar sind). Der Demodulations Vorgang gemäß Gleichung ß9ä) und (29b) läßt sich weiter vereinfachen, indem cos θ durch eins und sin G durch θ

Ct Ct Cl

ersetzt wird, da der Spitzen-Zitterwinkel θ im allgemeinen sehr

Ct

klein ist.

Die Abtastwerte q. und q werden dann quantisiert, um die Empfänger-

Λ Λ

Entscheidungen lund Q zu bilden. Diese Werte dienen auch als Bezugssignale in dem Algorithmus zur Einstellung der Entzerrer-Anzapfkoeffizienten und der beiden getrennten Demodulator-Phasenbezugswerte.

Die Grundband-Entzerrer-Anzapfkoeffizienten C und D sowie der vorläufige Demodulations-Phasenbezug G₁ (nT) werden entsprechend dem symmetrischen Fehlerquadrat-Ausdruck eingestellt:^:

~ ^{(ai)i? +} i^a^⁾²' ⁽³⁰⁾

^Qlq

509831/068

Darin bedeuten:

^ell - ^ai - * ',- (31)

^elq - ^aq - Q (32)

und a. und a. sind definiert durch die Gleichungen (27) und (28). Die Gradienten des symmetrischen Fehlerausdrucks mit Bezug auf C, D, bzw. θ lauten:

(33a)

+ e*_q) - sfe^ - ^₁) . (33b)

(33c)

Die Koeffizienten C und D sowie der Phasenbezug θ werden einmal in jedem Baud-Interyall auf der Grundlage eines Gradienten-Algorithmus auf den neuesten Stand gebracht. Die entsprechenden Gleichungen lauten:

D(n) -

509831 /OSSO

wobei ν und OL₁ konstant zunehmende Beträge sind.

Der Phasenbezug θ_ο(ηΤ) für die sekundäre Demodulation wird entsprechend dem symmetrischen Fehler quadrat-Aus druck eingestellt

⁶Ii ⁺ 4q ' (V*)^{2 +} (^)²' ' (35)

Darin bedeuten: Og^ =* q^ - I - (36)

⁽³⁷⁾

und q. und q sind die durch die Gleichungen (29a) und (29b) definierten, nicht quantisierten Empfänger-Ausgangs signale. Der Gradient des obigen Fehlerausdrucks mit Bezug auf θ lautet:

- <φ. (38)

Demgemäß lautet der Gradienten-Algorithmus, der benutzt wird, um β (nT) auf den neuesten Stand zu bringen:

509831/0680

wobei ex „ ein konstant zunehmender Betrag ist. Um eine Nachregelung hochfrequenten Zitterns zu ermöglichen, ist Qi um eine Größenordnung oder mehr größer als OC₁ . Der zunehmende Wert Ci₁ ist typischerweise um etwa eine Größenordnung größer als P, damit der Hauptteil für die Nachregelung des niederfrequenten Zitterns dem vorläufigen Demodulator statt dem Grundband-Entzerrer überlassen ist.

Wie bei dem Grundbandempfänger 1 egen äquivalente Gradientenausdrücke alternative Mittel nahe, um 0 und θ auf den neuesten Stand

X dt

zu bringen, nämlich:

O() + cü_eT - CS₁ (40)

.2

darin bedeuten;

0₂{(η+1)τ} ~ θ (nT) - G5

O₁ «

2g!a^l

2 r

⁵2

509831 /0680

Fig. 1 zeigt in Form eines vereinfachten Blockschaltbildes einen Empfänger für eine quadratur-amplitudenmodulierte Digital-Datenübertragungsanlage mit einem adaptiven Durchlaßband-Transversalentzerrer und einer Demodulator-Trägerwellen-Oszillatorsteuerung nach der Erfindung. Der Empfänger weist eine an die Eingangsleitung 10 angeschaltete Quadratur-Phasenaufspalteinrichtung 20 auf, ferner einen Transversal-Entzerrer 30, einen Demodulator 40, eine Schwellenwert-Aufteileinrichtung (slicer) 50, einen Remodulator 70, einen Fehlersignalgenerator 80, einen Oszillator 90 zur Erzeugung einer demodulierenden Trägerwelle und einen Datenverbraucher 60, Ein moduliertes Digitaldatensignal der durch Gleichung (4) definierten Art kommt auf der Leitung 10 an und wird entsprechend Gleichungen (5) und (6) in Real- und Imaginärteile aufgespalten. Sowohl die Realais auch die Imaginär-Komponenten werden im Entzerrer 30 abgetastet und so verarbeitet, daß die Zwischensymbol-Störungen unter Steuerung von Fehlersignalen e. und e aus dem Fehlersignalgenerator 80 ein Minimum werden. Die Ausgangssignale y. und y des Entzerrers 30 werden durch die Gleichungen (15) und (16) definiert. Diese Ausgangs signale werden im Demodulator 40 in Grundband-Analogwerte a. und a demoduliert, und zwar unter Steuerung der

509831/0680

bezüglich Phasenzittern und Frequenzversetzvmg kompensierten , demodulierenden Trägerwelle θ aus dem Oszillator 90. Die Analogsignale a. und a werden wiederum in der Wellenwert-Aufteil-

A Λ

Schaltung 50 zu diskreten Werten I und Q quantisiert. Die Werte

Λ Λ

I und Q werden in dem Datenverbraucher 60 mit Hilfe üblicher Einrichtungen in serielle Bitströme decodiert. Diese Datenwerte werden ferner in das Durchlaßband des Übertragungskanals zu rückmoduliert, und zwar in Abhängigkeit von der Trägerwelle des Oszillators 90, um Bezugssignale y. und y zu gewinnen, aus de nen die Verzerrungsfehler abgeleitet werden können. Der Fehlersignalgenerator 80 vergleicht die zurückmodulierten Bezugsausgangssignale y. und y entsprechend den Gleichungen (17; 18a und 18b) mit den Entzerrer-Ausgangssignalen y. und y , um die an den

¹ q

Entzerrer 30 anzulegenden Fehler Steuer signale e. und e zu gewinnen. Der Fehlersignalgenerator 80 verarbeitet ferner die Bezugs-

Λ Λ

grundb-'andsignale-Iiund Q sowie die Entzerr er-Ausgangssignale

y. und y entsprechend Gleichung (25a), um den Winkelfehler ο für die demodulierende Trägerwelle zu erhalten. Der Fehler 6 steuert den Oszillator 90 entsprechend Gleichung (14), um die durch Gleichung (12) definierte, hinsichtlich des Phasenzitterns und der

509831 /0630

Frequenzversetzung kompensierte, demodulierende Trägerwelle zu erzeugen. Da die Fehlerkomponenten e. und e sowohl die Dämpfungseinstellungen für die Entzerrer-Anzapfungen als auch die Phasenverschiebungen für die demodulierende Trägerwelle steuern, ergibt sich eine optimale gemeinsame Kompensation der Zwischensymbol-Störungen und der Träger-Phasenverschiebungen.

Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem das empfangene Signal vor der Entzerrung demoduliert wird und die gemeinsamen Fehlersignale im Grundband statt im Durehlaßband abgeleitet werden. Der Grundbandempfänger weist eine an die Eingangsleitung 110 angeschaltete Quadratur-Phasenaufspalteinrichtung 120 auf, ferner einen Demodulator 140, einen Entzerrer 130, einen Zitter-Kompensator 200, eine Schwellenwert-Aufteileinrichtung 115, einen Fehlersignalgenerator 180, einen Oatenverbraucher 160, einen Oszillator 190 für eine demodulierende Trägerwelle und einen Zitterkompensator-Oszillator 210, Ein moduliertes Digital-Datensignal der gleichen Art wie für den Empfänger gemäß Fig. 1 kommt über die Leitung 110 an und wird in Real- und Imaginärteile r. und r aufgespalten.

509831/0680

Diese Signalanteüe werden vor der Entzerrung demoduliert zu einer Inphase-Komponente y. und einer Quadraturphase-Komponente y . Diese Komponenten verarbeitet der Entzerrer 130 unter Steuerung von Fehler Signalen e. und e auf dem Fehler signalgenerator 180, derart, daß die Zwischensymbol-Störungen ein Minimum werden. Die Grundband-Ausgangssignale a. und a des Entzerrers 130 gemäß Gleichungen (27) und (28) werden zunächst entsprechend den Gleichungen (29a) und (29b) durch den Zitter-Kompensator 200 unter Steuerung des Ausgangs signals des Oszillators 202 verarbeitet, der so ausgelegt ist, daß er Änderungen des Phasenzitterns und der Frequenzversetzung schnell folgt. Im Effekt bewirkt der Zitter-Kompensator 200 eine zweite Demodulation. Die vom Phasenzittern befreiten Ausgangs signale q. und q werden in der Aufteileinrichtung 150 auf vorbestimmte diskrete Digitalstufen unter Bildung der Signale I und Q quantisiert, die dann wiederum gemeinsam an den Datenverbraucher 160 und den Fehlersignalgenerator 180 gegeben werden. Der Generator 180 erhält die Entzerrer-Fehlersteuersignale e. und e aus den Differenzen zwischen den direkten Ausgangs Signalen a. und a des Entzerrers 130 und den quantisierten Ausgangs Signalen

AA Λ A

I und Q der Aufteileinrichtung 150. Die Beträge a , a , q , q , I und Q

i q i q

509831/0680

finden weiter entsprechend Gleichungen (34c) und (39) Verwendung bei der Steuerung der Phasenbezüge Q₁ und 8

Fig. 3 und 4 zeigen in der Anordnung gemäß Fig. 5 ein genaueres Blockschaltbild eines QAM-Digitaldatenempfängers unter Verwendung eines Durchlaßband-Entzerrers. Gestrichelte Linien in den Fig. 3 und 4 stellen die Beziehung zur Fig. 1 her.

Der Abschnitt 20 enthält die Phasenaufspalteinrichtung, die das ankommende Signal verarbeitet. Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung sind die Filter 12 und 13 übliche Bandpaßfilter, die in der Phasenverschiebung um 90 voneinander abweichen. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel dreht das Filter 13 alle Frequenzanteile um + 90 und das Filter 12 ist ein Allpaßfilter, dessen Verzögerung der des Filters 13 entspricht. Die Schaltungsanordnung 11 zur Wiedergewinnung der Zeitsteuerung erzeugt eine Zeitsteuerungswelle mit der Baud-Frequenz aus Signal-Nulldurchgängen oder mit Hilfe anderer bekannter Mittel, um die Abtastschaltungen 14 und 15 im Inphase- bzw. Quadraturphase-Kanal und außerdem die Übertragungsfrequenz der Verzögerungsleitungen 18 und 19 zu steuern.

609831 /06Θ0

Außerdem leitet der Umschalter 16 ein Zeitsteuerungssignal mit dem doppelten Wert der Baud-Frequenz ab.

Der Abschnitt 30 stellt den adaptiven Entzerrer dar, der eine Inphase- und eine Quadraturphase-Verzögerungsleitung 18 und 19, C- und D-Koeffizienten-Speicher 22 und 23, den Umschalter16, der am Eingang einen zweipoligen Umschalter 16a mit zwei Schaltstellungen und am Ausgang einpolige Umschalter 16b und 16c mit zwei Schaltstellungen enthält, ferner Addierer 26 und 27 und einen Inverter 28.

Der Entzerrer-Abschnitt ist genauer in Fig. 6 dargestellt. Jede Verzögerungsleitung 18 und 19 weist eine Vielzahl von Verzögerungsleitungen (beispielsweise 82 und 82 in der Inphase-Verzögerungsleitung 18 und 83 und 83 in der Quadraturphase-Verzögerungsleitung 19) auf, die durch 31 Anzapfungen 84 und 85 getrennt sind. Die Verzögerung zwischen den Anzapfungen ist so gewählt, daß sie dem synchronen Signal- oder Baud-Ihtervall T entspricht. Die für die Anzapfungen 84 und 85 in Fig. 6 wird angenommen, daß die den gleichen Verzögerungsabstand vom Eingang ihrer Verzögerungsleitungen besitzen. JederAnzapfung 84, 85 ist ein einstellbares Dämpfungsglied 86

509831/0680

bzw. 87 zugeordnet, deren Dämpfungsfaktoren durch die Koeffizienten-Verarbeiter 22 bzw. 23 bestimmt werden. Die Ausgangssignale der Inphase-Dämpfungsglieder, beispielsweise des Dämpfungsgliedes 86, werden in der Summier schaltung 88 kombiniert und an die Sammelleitung 102 gegeben. Entsprechend werden die Ausgangssignale der Quadraturphase-Dämpfungsglieder, beispielsweise des Dämpfungsgliedes 87, in der Summier schaltung 89 kombiniert und an die Sammelleitung 103 gegeben. Aufgrund der in den Gleichungen (14) und (15) definierten Wechselv/irkungen zwischen den Inphase- und Quadraturphase-Anzapf Signalen ist es notwendig, doppelte Verzögerungsleitungen und Koeffizienten-Verarbeiter (insgesamt vier) für jeden der Inphase- und Quadraturphase-Signalabtastwerte vorzusehen oder alternativ jeweils eine Inphase- und Quadraturphase-Verzögerungsleitung und einen Koeffizienten-Verarbeiter in zeitlicher Unterteilung (time-sharing) während jedes Baud-Intervalls zu benutzen. Die letztgenannte .Alternative ist in Fig. 6 dargestellt.

An jeder Anzapfung ist ein Umschalter 16 vorgesehen, um die in den Speicherstellen 98 und 99 gespeicherten Koeffizienten-

509831/0680

Werte während jedes Baud-Intervalls in zeitlicher Unterteilung zusammen rait den Dämpfungsgliedern 77 und 78 zu benutzen. Die Umschaltkontakte 100 des Umschalters 16 siad in abgesetzter Form dargestellt, und zwar derart, daß Arbeitskontakte als kleine Kreuze und Ruhekontakte als kleine Querstriche angegeben sind. Koinzedent mit den Kontakten 100 (die den Kontakten 16A in Fig. 3 entsprechen) schalten die Kontakte 16B und 16C die Ausgangs signale der Summierschaltungen 88 und 89 abwechselnd zwischen den Addierern 26 und 27 um.

Im Koeffizienten-Verarbeiter 22 (Fig. 6) wird der empfangene Abtastsignal-Realteil r.. an der Anzapfung 84 der Inphase-Verzögerungsleitung 18 in den Multiplizier ern 94 und 96 mit dem Inphase Fehlersignal e. von der Leitung 42 und mit dem Quadracurphase-Fehlersignal e von der Leitung 43 korreliert. Die Ergebnisse dieser Korrelationen werden entsprechend der Darstellung direkt an den Addierer 92 im C-Koeffizienten-Verarbeiter 22 und über einen Inverter 96A an den Addierer 93 im D-Koeffizienten-Verarbeiter 23 gegeben. Gleichzeitig werden die Ergebnisse der Korre-

509831/0680

lation der entsprechenden Fehlersignale e. und e mit dem Quadraturphase-Signalabtastwert r . an der Anzapfung 85 der Quadraturphase-Verzögerungsleitung 19 in den Multiplizierern 95 und 97 an den Addierer 92 gegeben. Das Summen-Ausgangssignal des Addierers 92 stellt den C-Koeffizienten-Wert im Speicher 98 ein. Entsprechend stellt das Summen-Ausgangssignal des Addierers 93 den D-Koeffizienten-Wert im Speicher 99 ein.

Die Koeffizienten-Werte in den Speichern 98 und 99 werden kontinuierlich durch Änderungen der Fehlersignale e. und e auf den neuesten Stand gebracht und während jedes Baud-Intervalls an jedes der Dämpfungsglieder 86 und 87 angelegt.

Die in Fig. 3 dargestellten Kabel 24 und 25, die die Verzögerungsleitungen 18 und 19 mit den Koeffizienten-Speichern C und D verbinden, enthalten die verschiedenen Anzapfsignaladern. Während einer Hälfte jedes Baud-Intervalls werden die Ergebnisse der Anwendung der C-Koeffizienten auf die Inphase-Signalabtastwerte und der D-Koeffizienten auf die Quadraturphase-Signalabtastwerte im Addierer 26 kombiniert, um das entzerrte Baphase-Ausgangssignal y. a.uf der

509831 /OSSO

Leitung 46 bilden. Während der anderen Hälfte jedes Baud-Intervalls werden die Ergebnisse der Anwendung der D-Koeffizienten auf die Inphase-Signalabtastwerte und der C-Koeffizienten auf die Quadraturphase-Signalabtastwerte im Addierer 27 (nach einer Invertierung der Inphase-Summierung im Inverter 28) kombiniert, um das entzerrte Quadraturphase-Ausgangssignal y auf der Leitung 47 zu bilden.

Im Abschnitt 40 der Fig. 3 werden die Ausgangs signale y. und y in das Grundband demoduliert, und zwar mit Hilfe der Multiplizierer 31, 32, 34, 35, des Inverters 29 und der Addierer 36 und 37. Die

Multiplizierer 32 und 34 verarbeiten unter Steuerung einer demodulierenden Inphase-Trägerwelle auf der Leitung 44 und die Multiplizierer 31 und 35 unter Steuerung einer demodulierenden Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 45 die Entzerrer-Ausgangs signale y. bzw. y , zur Bildung der Grundbandsignale a. und a an den Ausgängen der Addierer 36 und 37. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 31 wird im Inverter 29 vor Anlegen an den Addierer 37 invertiert. Das Ausgangs signal des Multiplizierers 34 liegt direkt am Addierer 37 und auch die Ausgangs signale der Multiplizierer 32 und 35 sind direkt mit dem Addierer 36 verbunden. Der

500831/0600

Abschnitt 40 verwirklicht die Gleichungen{Ha) und (lib).

Die Signale a. und a liegen in Analogform vor und sind nicht präzise entsprechend im voraus zugeordneten diskreten Digitalstufen quantisiert. Demgemäß sind im Abschnitt 50 in Fig. 3 Schwellenwert-Aufteilschaltungen 52 und 53 vorgesehen, die die

λ Λ Signale a. und a in die Digital-Werte 1 und Q auf den Leitungen

A Λ

48 und 49 quantisieren. Die Signale I und Q werden außerdem an die Datenverbraucher 54 und 55 übertragen, um die seriellen Ausgangsdaten auf übliche Weise zu gewinnen.

A Λ Die quantisierten Grundbandsignale I und Q aus den Schaltungen 52 und 53 auf den Leitungen 48 und 49 werden im Abschnitt 70 der Fig. weiter verarbeitet, um die Grundband-Bezugssignale zu erzeugen, aus denen die Fehlersignale zur Anzapfpunkt-Dämpfungseinstellung und zur Phasensteuerung der demodulierenden Trägerwelle gewonnen werden sollen. Die im Abschnitt 70 gezeigte Schaltung stellt einen Remodulator dar, der das direkte Gegenstück des Demodulators 40 in Fig. 3 ist. Der Remodulator 70 enthält die Multiplizierer

509831/0680

56 bis 59, die Addierer 62, 63 und den Inverter 54. Die Multiplizierer 56 und 58 verarbeiten unter Steuerung einer Inphase-Trägerwelle auf der Leitung 44 und die Multiplizierer 57 und 59 unter Steuerung einer Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 45

A A

die quantisierten Grundband signale I und Q, um die Grundband-Be-

A λ

zugssignale y. und y am Ausgang der Addierer 62 und 63 zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 57 wird vor Anlegen an den Addierer 62 im Inverter 54 invertiert. Das Aus gangs signal des Multiplizier er s 56 wird direkt an den Addierer 62 angelegt und die Ausgangssignale der Multiplizierer 58 und 59 direkt an den Addierer 63.

Im Abschnitt 80 der Fig. 4 werden die Fehlersignale e. und e aus der Differenz zwischen den tatsächlichen Entzerr er-Ausgangs signaleny. und y und den remodulierten Bezugs-Ausgangs Signalen

Λ .Λ

y. und y abgeleitet. Außerdem wird das Steuersignal S für den örtlichen Oszillator entsprechend Gleichung (14) abgeleitet. Die Fehlererzeugungsschaltungen des Abschnittes 80 enthalten die Addierer 66, 67, 71, die Inverter 64, 65 und die Quadrier- und

509831/0680

Λ λ

Dividierschaltung 69. Beide Bezugssignale y. und y werden vor Anlegen an die Addierer 66 und 67 in den Invertern 64 und 65 invertiert. Gleichzeitig werden die Entzerrer-Ausgangs signale auf den Leitungen 46 und 47 an die Addierer 66 bzw. 67 angelegt. Auf diese Weise werden das Inphase-Fehlersignal e. und das Quadraturphase-Fehlersignal e auf den Leitungen 42 und 43 bereitgestellt, um die Anzapf-Dämpfungsglied-Koeffizienten des Entzerrers 30 auf den neuesten Stand zu bringen.

In der Quadrier- und Dividier-Schaltung 69 können übliche Schaltungen, beispielsweise Vollweg-Gleichrichter, für das Quadrieren der

Λ λ
quantisierten Grundband signale I und Q, Multiplizierer zur Bildung der Produkte e.y und e y. sowie Operationsverstärker mit Gegenkopplungs-Multiplizierern verwendet werden, um jedes dieser Produkte durch die Summe der Quadrate der quantisierten Signale zu dividieren. Der Addierer 71 bildet die Differenz der dividierten Signale. Schaltungsanordnungen zur Durchführung nichtlinearer Quadrier- und Dividier-Funktionen sind in Kapitel 7 des Buches "Operational Amplifiers", J. G. Graeme et al,erschienen bei

509S31/Ö8S0

McGraw Hill Book Company, 1971 beschrieben.

Alternativ können unter weitergehender Anwendung von Digitalschaltungen die Quadrier- und Dividier schaltung 69 zusammen mit dem Addierer 71 in Form von Nurlese-Speichern realisiert werden, die als Nachschlagetabellen dienen.

Das Ausgangs signal des Addierers 71 entspricht der Lösung von Gleichung (25a). Dieses Ausgangs signal wird entsprechend Gleichung (25b) an den Örtlichen Oszillator 75 gegeben, dessen Nennfrequenz die der modulierenden Trägerwelle ist. Das Steuersig-

A .

nal 6 beeinflußt die Phase und Frequenz des Oszillators 75 nach Art eines Steuersignals für eine 'phasenstarre Schleife. Das Ausgangssignal des Oszillators 75 folgt dem Phasenzittern und der Frequenzversetzung im empfangenen Signal und wird über die Leitungen 44 und 45 dem Demodulator 40 und dem Remodulator 70 in den Fig. 1, 3 und 4 zugeführt. Der Oszillator 75 liefert zwei AusgangGsignale, die sich um 90 in der Phase unterscheiden, damit jeweils die entsprechenden Demodulatoren und Multiplizierer angesteuert werden können.

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Fig. 7 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel für eine gemeinsame Steuerung eines adaptiven Entzerrers sowie das Phasenzittern und die Ffequenzversetzung der deinodulierenden Trägerwelle in eine r QAM-Digitaldatenübertragungsanlage. Fig. 7 illustriert genauer die Grundbandanordriung gemäß Fig. 2. In Fig. 7 ist der Hauptdemodulator dem Entzerrer vorgeschaltet, und Fehlersignale werden auf der Ebene der Grundbandfrequenzen abgeleitet. Das hochfrequente Zittern wird nach Durchlaufen der Multibaud-Verzögerurtg des Entzerrers im wesentlichen unkorreliert zu dem des empfangenen Signals, Folglich kann der" dem Entzerrer vorgeschaltete Hauptdemodulator das hochfrequente· Zittern nicht kompensieren, .obwohl er in der Lage ist, die Frequenzvers etzung und das niederfrequente Zittern auszugleichen. Es ist daher ein Hilfsdemodulator vorgesehen, der das hochfrequente Zittern beseitigt.

Der Eingangsabschnitt des Grundbandempfängers mit der Eingangsleitung 110 und der Phasen-Aufspalteinrichtung 120 ist identisch mit dem des Durchlaßband-Empfängers in Fig. 3.

Der Abschnitt 140 in Fig. 7 bildet einen Demodulator mit den

§09831/0680

Multiplizierern 141 bis 144, den Addierern 146, 147 und dem Inverter 145. Dieser Demodulator wird gesteuert durch eine de modulierende Inphase-Trägerwelle auf der Leitung 134, die an die Multiplizierer 142 und 144 angeschaltet ist, sowie durch eine demodulierende Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 135, die mit den Multiplizierern 141 und 143 verbunden ist. Die Multiplizierer -Ausgangssignale werden entsprechend der Darstellung in Fig. 7 in den Addierern 146 und 147 kombiniert (das Ausgangssignal des Addierers 141 wird vor Anlegen an den Addierer 149 im Inverter 145 invertiert), um die Inphase- und Quadraturphase-Grundbandkomponenten y. und y vor Anlegen an den Entzerrer 130 zu

¹ q

bilden. Der Entzerrer 130 ist in seinem Aufbau identisch mit dem in den Fig. 3 und 6 dargestellten Entzerrer. Die durchlaufenden Signale befinden sich jedoch im Grundband und die Fehlersteuersignale werden im Grundband abgeleitet.

Der Abschnitt 200 in Fig. 7 bildet einen Hilfsdemodulator, dessen Aufbau identisch mit dem im Abschnitt 140 ist. Er umfaßt die Multiplizierer 201 bis 204, die Addierer 206, 207 und den Inverter 205. Funktionell entspricht er dem Hauptdemodulator mit der Aus-

509831/0680

nähme., daß die demodulierenden Wellen die Phasen-Zitterkomponente

Q enthalten und er die Ausgangs signale a. und a des Entzerrers

ι q

verarbeitet, um die vom Phasenzittern befreiten Signale q. und q entsprechend Gleichungen (29a) und (29b) zu bilden.

Die Signale q. und q werden in der Schwellenwert-Aufteilschaltung 150 zur Bildung von quantisierten Bezugs Signalen I und Q verarbeitet, aus denen in den Datenverbrauchern 160A und 160B Inphase- und Quadraturphase-Datensignale abgeleitet werden»

Die Entzerrer-Fehler Steuersignale e. und e werden im Grundband gewonnen, indem die Differenz zwischen den Entzerr er-Ausgangs sig-

Λ Λ

nalen a., a und den quantisierten Signalen I und Q in den Addierern

α Λ

164_a 165 gemäß Fig. 7 gebildet wird. Die Signale I und Q werden vor Anlegen an die Addierer 164 und 165 in den Invertern 162 bzw, 163 invertiert.

Wie oben erläutert, sind zwei Oszillatoren 190, 210 für demodulierende Trägerwellen erforderlich. Der Oszillator 190 liefert die demodulierende Hauptwelle. Sein Steuersignal gewinnt man···anhand

SÖ9831/ÖSSÖ

der Differenz der Korrelationen der tatsächlichen Signale (a., a )

Λ Λ

und der Bezixgssignale (I, Q) aus dem Entzerrer 130 und der Aufteilschaltung 150 mit den Multiplizierern 181, 182 und dem Addierer 183 entsprechend Gleichung (34c). Der Oszillator 210 liefert die demodulierende Hilfswelle und sein Steuersignal wird gewonnen durch eine Korrelation der Ausgangs signale q. und q des Hilfs-

Λ Λ

demodulators 200 mit den Bezugssignalen I und Q in den Multiplizierern 185, 186 und dem Addierer 187. Die Inverter 184 und 188 invertieren die Aus gangs signale der Multiplizierer 182 und 185. Wie oben erwähnt, kann der Hjlfsdemodulator 200 dadurch vereinfacht werden, daß cos θ durch eins (direkte Verbindung vom Enc zerrer 130 an die Addierer 206 und 207) und θ durch θ selbst ersetzt werden.

Der Entzerrer nach der Erfindung kann unter Verwendung einer Trägerfrequenz und Baud-Frequenz von 2.400 Hz und einer vierstufigen Datencodierung verwirklicht werden um eine äquivalente Serien-Binärübertragungsfrequenz von 9. 600 Bits je Sekunde über Pernsprech-Sprachkanäle zu erhalten.

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Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN & KRAMER PATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÖNCHEN 2503595 DIPL.-ING. P. G. BlUMBACH · DIPL-PHYS. DR. W. WESER - DIPL-ING. DR. JUR. P. BERGEN DlPL-ING. R. KRAMER «2 WIESBADEN - SONNENBERGER STRASSE 43 · TEL (06121) 562943,5*1998 MDNGHEN - 51 - P A T E N T AN S P R Ü C HE

1. j Datenempfänger für synchrone, quadraturamplitudenmodü-S

lierte Datensignale, die ohne Trägerfrequenz oder Pilbtton über bandbreitenbegrenzte Kanäle übertragen worden sind, mit einem Transversal-Entzerrer, der eine erste und zweite Verzögerungsleitung,, die je mit in synchronen Intervallen angeordneten Anzapfungen für die ankommenden iriphase- bzw. Quadraturphase-Signalkomponenten ausgestattet sind, ferner ein an jede Anzapfung angeschaltetes Dämpfungsglied und einen auf Fehlersignale ansprechenden Korrelator zur Einstellung jedes Dämpfungsgliedes aufweist, und mit einem Fehlers ignalgenerator z\xr Erzeugung eines Fehlers ignals in Abhängigkeit vom Unterschied zwischen Signalen, wobei die Korrelator en die Dämpfungsglieder in Abhängigkeit von den Fehlersignalen einstellen und der Entzerrer die empfangenen Signalkomponenten entzerrt,

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dadurch gekennzeichnet, daß der Datenempfänger eine Aufteilschaltung,.(50., 150) zur Quantisierung jeder der entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkpmponenten und einen Oszillator (90) aufweist, der ein Signal zur Demodulation der im Durchlaßband empfangenen Signale in Grundbandsignale erzeugt, , daß der Fehlersignalgenerator (80, 180) die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Entzerrers (30, 130) und den quantisierten Signalkomponenten zur Bildung der Inphase- und Quadraturphase-Fehlersignale für die Korrelätoren vergleicht,

daß der Fehlersignalgenerator (80, 180) die entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten mit quantisierten Quadraturphase- und Inphase-Datensignalen übsrkreuz zur Bildung von Kreuzproduktsignalen multipliziert und Steuersignale aus der Differenz der Kreuzprodulctsignale für die Frequenz und Phase des Oszillators ableitet, und daß ein Demodulator (40, 140) in Abhängigkeit von den Oszillator Signalen die Signalkomponenten im Grundbandsignal demoduliert.

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2. Datenempfänger nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die empfangenen Signalkomponenten direkt an den Entzerrer im Frequenzbereich des Durchlaßbandes angelegt werden,

daß der Demodulator die entzerrten, im Dur chlaßband ankommenden Signalkomponenten in den Frequenzbereich des Grundbandes demoduliert,

daß die Aufteilschaltung die Grundbandsignale vom Demodulator auf im voraus zugeordnete diskrete Datensignalstufen quantisiert, ..."."■

und daß der Datenempfänger einen Modulator aufweist , der die Datensignalstufen von der Aufteilschaltimg auf Frequenzen moduliert, die den im Entzerrer wirksamen Durchlaßband entsprechai, wodurch die Fehlerdifferenzen zwischen Durchlaßbandsignalen am Ausgang des Entzerrers bzw. des Modulators entnommen werden.

3. Datenempfänger nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet,

609331/OSSO

NACHGEREIOHT

- 54 -

daß der Empfänger einen zwischen den Entzerrer und die Aufteilschaltung eingefügten Modulator zur Zitter-Kompensation und einen zweiten, an diesen Modulator angeschalteten Oszillator aufweist, und daß der Fehlersignalgenerator die Differenz zwischen den Kreuzprodukten der quadraturbezogenen Ausgangssignale des Modulators zur Zitterkompensation und der quantisierten Signale von der Auft eil schaltung vergleicht, um ein Steuersignal zur Einstellung der Phase des zweiten Oszillators zu bilden.

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