DE2503595C2 - Datenempfänger für synchrone quadraturamplituden-modulierte Datensignale - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Datenempfanger für synchrone, quadraturamplitudenmodulierte Datensignale, die ohne Trägerfrequenz oder Pilotton über bandbreitenbegrenzte Kanäle übertragen worden sind, mit einem Transversal-Entzerrer, der eine erste und zweite Verzögerungsleitung, die je mit in synchronen Intervallen angeordneten Anzapfungen für die ankommenden Inphase- bzw. Quadraturphase-Signa! komponenten ausgestattet sind, ferner ein an jede Anzapfung angeschaltetes Dämpfungsglied und einen auf Fehlersignale ansprechenden Korrelator zur Einstellung jedes Dämpfungsglieaes aufweist, und mit einem Fehlersignalgenerator zur Erzeugung eines Fehlersignals in Abhängigkeit vom Unterschied zwischen Signalen, von denen ein Signal eine entzerrte Quadraturphase-Signalkomponente ist, wobei die Korrelatoren die Dämpfungsglieder in Abhängigkeit von den Fehlersignalen einstellen und der Entzerrer die empfangenen Signalkomponenten entzerrt.

Die Übertragung von digitalen Daten mit hoher Geschwindigkeit, beispielsweise 9600 Bits je Sekunde, über bandbreitenbegrenzte Übertragungskanäle, beispielsweise Fernsprech-Sprachkanäle, erfordert eine sehr genaue Kontrolle der Trägerwellenfrequenz und der linearen Phasenverzerrung weit über diejenigen Werte hinaus, die für eine Sprachübertragung alleine notwendig sind oder normalerweise vorgesehen werden. In erster Linie trifft man bei Fernsprechkanälen mit Spraehqualität eine lineare Verzerrung aufgrund von unterschiedlichen Dämpfungen und Laufzeiten für Signalkomponenten unterschiedlicher Frequenz an. Eine lineare Verzerrung zeigt sich durch sogenannte Zwischensymbol-Störungen, bei denen Impulskomponenten benachbarte Signalintervalle überlappen. Die Zwischensymbol-Störungen lassen sich mit Transversal-Dämpfungsentzerrern beherrschen.

Zwei weitere Übertragungsfehler von Bedeutung, die bei Fernsprechkanälen mit Spraehqualität auftreten, sind die Frequenzversetzung und das Phasenzittern. Die Frequenzversetzung bezieht sich darauf, daß die modulierende und demodulierende Trägerwelle an der Sende- bzw. Empfangsstelle nicht frequenzsynchronisiert sind. Die harmonischen Beziehungen zwischen den verschiedenen Frequenzanteilen in dem übertragenen Signal werden dadurch verändert. Das Phasenzittern bezieht sich auf Schwankungen der Phase zwischen aufeinander

folgenden Impulsen mit Bezug auf die Phase einer kontinuierlichen Schwingung. Dieser Umstand beeinträchtigt die Genauigkeit, mit der sich die Wiedergewinnung des informationstragenden Grundbandsignals erreichen läßt. Beide Fehler sind das Ergebnis einer langsamen, zeitveränderlichen Phasenverschiebung der Trägerwelle des Übertragungskanals

Bisher ist es üblich gewesen, zusammen mit dem Datensignal Pilottöne zu übertragen, die eine bekannte Frequenz- und Phasenbeziehung zu der modulierenden Trägerwelle besitzt. Unabhängig davon, ob diese Pilottöne innerhalb <Jes Übertragungsbandes oder an dessen Rändern liegen, werden Frequenzen belegt, die im anderen Fall für Datensignal zur Verfügung stehen würden, und die für die Übertragung der Datensignale verfugbare Leistung wird verringert. Es ist daher erwünscht, ohne die Übertragung von Polittönen zur Trägerrückgewinnung in einem Mcdulationssystem mit unterdrücktem Träger auszukommen.

In der US-PS 37 55 738 wird ein Durchlaßband-Entzerrer für phasenmodulierte Datensignale beschrieben. Bei diesem Entzerrer werden getrennte Inphase- und Quadraturphase-Verstärkungsregelungen an den Anzapfungen einer Transversal-Verzögerungsleitung verwendet. Quadratur-bezogene Signalkomponenten an allen Anzapfungen werden selektiv abgeschwächt und zur Bildung des Entzerrer-Ausgangssignals kombiniert auf der Grundlage einer Fehlerdifferenz zwischen der Amplitude einer Schwellwert-Vektorkorrponente und der Amplitude der einen oder der anderen quadraturbezcgenen Entzerrer-Ausgangskomponente. Wenn man die quadraturbezogenen Signale an jeder Anzapfung als Vektorkomponenten ansieht, so empfiehlt sich das Konzept einer Drehung der sich ergebenden Anzapf-Vektoren zur Erzielung eines Gesamt-Ausgan;r:vektors, der dem Ϊ/ΙαλΙβ« WaL-*™- n_nWAL"-v«v>~*t* T\:*»r>A« Crt»TA^ref.CtnetAlluorfohΓΑ» nimmt eine tlfilll/Tii-lJrtKo Γακία ^η«ΔηΚατ·αΐΜΐηη lUWQIVIl TVAlV/1 IICLUWIVUIUIXH» 1/lVJVt) j^u^vil VK ^^lUtf %vii τ VA iiAUi VAt λλααλαχλα+ W4A*w miiAUliiWilV 1.^3IW X U9JVIlL/v£itVIlUllA an und berücksichtigt nicht eine mögliche zeitabhängige Phasenverschiebung aufgrund einer langsamen Frequenzversetzung. Darüberhinaus beinhaUet das Fehlerkriterium nur eines der quadraturbezogenen Entzerrer-Ausgangssignale.

Aus der DE-OS 20 20 805 ist ein adaptiver Entzerrer bekannt, der eine Aufteilschaltung zur Quantisierung jeder der entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten aufweist und mit einer Trägerschwingung, die Demodulation der im Durchlaßband empfangenen Signale in Grundbandsignale durchführt. Zur BiI-dung der Inphase- und Quadraturphase-Fehlersignale ist ein Fehlersignalgenerator vorgesehen, welcher die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Entzerrers und den quantisierten Signalkomponenten verwendet.

In der US-PS 35 81207 wird eine Vorrichtung und ein Verfahren zur gemeinsamen Einstellung der Demodulationsträgerphase, der Abtastzeit und der Anzapfdämpfung eines transversalen Entzerrers in einer synchronen Digitaldaten-Übertragungsanlagen beschrieben. Diese gemeinsamen Einstellungen werden jedoch aus demodulierten Signalen berechnet und können daher nicht Übertragungskanal-Phasenverschiebungen und Frequenzversetzungen bei den Durchlaßband-Frequenzen berücksichtigen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den eingangs definierten Datenempfänger derart auszubilden, daß bei der Entzerrung auch eine Phasenverschiebung infolge einer Frequenzversetzung berücksichtigt wird.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Datenempfänger eine Aufteilschaitusg zur Quantisierung jeder der entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten und einen Oszillator aufweist, L,er ein Signal zur Demodulation der im Durchlaßband empfangenen Signale in Grundbandsignale erzeugt, daß der Fehlersignalgenerator die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Entzerrers und den quantisierten Signalkomponenten zur Bildung der Inphase- und Quadraturphase-Fehlersignale für die Korrektoren vergleicht,, daß der Fehlersignalgenerator die entzerrten Inphase- und Qudraturpkase-Signalkomponenten mit quantisierten Quadraturphase- und Inphase-Datensignaien überkreuz zur Bildung von Kreuzproduktsignalen multipliziert und Steuersignale aus der Differenz der Kreuzproduktsignale für die Frequenz und Phase des Oszillators ableitet, und daß ein Demodulator in Abhängigkeit von den Oszillatorsignalen die Signalkomponenten in Grundbandsignale demoduliert.

Es wird also entsprechend der Erfindung eine Transversalfilteranordnung mit einer ersten und zweiten Verzögerungsleitung vorgesehen, die je eine Mehrzahl von in gleichmäßigem Abstand angeordneten Anzapfungen für die an ankommenden Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten besitzen. Ein einstellbares Dämpfungsglied ist jeder Anzapfung der ersten und zweiten Verzögerungsleitung vorgesehen. Ferner sind Speichereinric;;tungen für die uämpfungswerte der Inphase- und Quadraturphase-Anzapfung sowie Einrichtungen zur abwechselnden Zuführung der jeweiligen Dämpfungswerte an die Inphase- und Quadraturphase-Dämpfungsglieder vorhanden. Weiterhin weist die Anordnung Demodulatoren für die entzerrten Signale, Einrichtungen zur Überwachung von Entzerrungsfehlern sowie eine phasenstarre Schleift auf, die einen Oszillator zur Lieferung einer bezüglich Frequenzversetzung und Phasenzittem kompensierten Demodulationsträgerweile an die Signaldemodulatoren enthält.

Das über den Übertragungskana! ankommende Durchlaßband-Signal wird in Inphase- und Quadraturphase-Komponenten aufgespalten, bevor es an die erste bzw. zweite Verzögerungsleitung angelegt wird.

Bei einem Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung arbeitet der adaptive Transversalentzerrer mit den quadraturbezogenen Durchlaßkomponenten des ankommenden Datensignals und es ist ihm der Demodulator nachgeschaltet. Die aus dem Entzerrer-Ausgangssignal in das Grundband demodulierten Datenzifiern wurden quantisiert und in das Durchlaßband zurückmoduliert. Ein Vergleich der Entzerrer-Ausgangskomponenten mit den zurückmodulierten Komponenten führt zu Inphase- und Quadraturphase-Fehlerkomponenten zur Steuerung der Dämpfupgawerte für die Entzerrer-Anzapfungen. Es handelt sich dabei uci eine Art datenentscheidungsgerichtete Fehlersteuerung. Eine Multiplikation diese! Ausgangskomponenten des Entzerrers mit den remodulierten Komponente .1 führt zu einer Abschätzung des Phasenfehlers, die zur Neueinstellung der Phase für die demodulierende Trägerwelle benutzt wird, welche der durch den Kanal bewirkten Frequenzversetzung sowie dem Phasetizittern zugeordnet ist.

Bei einem weiten,"¹. Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeitet der adaptive Transversalentzetrer mit den

quadraturbezogenen Grundbandkomponenten des empfangenen Datensignals nach einer vorläufigen Demodulation. Fehlersignale zur Dämpfungssteuerung für die Entzerreranzapfungen werden abgeleitet aus einem Vergleich der tatsächlichen Ausgleichssignale des Entzerrers mit den gleichen, in Richtung auf Bezugswerte quantisierten Signalen. Bei diesem Ausfuhrungsbeispiel sind ein getrennter erster und zweiter Demodulations-S Trägerwellen-Oszillator für die vorläufige Demodulation des ankommenden Signals und für eine Phasenzitter-Kompensation erforderlich. Der erste Oszillator wird durch eine Multiplikation der Ausgangssignale des Entzerrers mit den quantisierten Datensignalen gesteuert. Es ist notwendig, daß das Phasenzittern getrennt kompensiert wird durch das Einführen eines demodulierenden Zitter-Näherungswertes in die Entzerrer-Ausgangssignale, und zwar wegen der Verzögerung, die der Grundband-Entzerrer zwischen den ersten Oszillator und die

ίο Einrichtung zur Erzeugung des Zitter-Näherungswertes einfuhrt. Der zweite Oszillator liefert diese Zitter-Kompensationskomponenten durch Multiplikation der quantisierten Datenwerte mit den zittermodulierten Entzerrer-Ausgangssignalen.

Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Zwischensymbol-Störung und das Phasenzittern getrennt werden, aber unter gegenseitiger Mitwirkung auf koordinierte Weise trotz ihres unterschiedlich häufigen Auf tretens kompensiert. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß sich alle bei unterdrücktem Träger quadratur-ampli- tudenmodulierte oder phasenmodulierte Datensignale mit Hilfe der erfindungsgemäßen Einrichtungen entzerren lassen, wobei nur vorausgesetzt ist, daß Quadratur-Komponenten des empfangenen Signals abgetrennt werden können. Nachfolgende wird die Erfindung anhand der Zeichnungen genauer beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines Digital-Datenempfängers nach der Erfindung für ein quadratur-amplitudenmoduliertes Datensignal mit einem Durchlaßband-Entzerrer und einem gemeinsamen gesteuerten Demodulator-Oszillator;

F i g. 2 das Blockschaltbild eines Digital-Datenempfängers nach der Erfindung für ein quadratur-amplitudenmoduliertes Datensignal mit einem Grundband-Entzerrer und zwei gemeinsam gesteuerten phasenzitter-kom- pensierten Demodulator-Oszillatoren;

F i g. 3 und 4 in der Anordnung gemäß F i g. 5 ein genaueres Blockschaltbild eines adaptiven Grundband-Entzerrers, der entsprechend der Erfindung mit einem bezüglich des I fcasenzitterns und der Frequenzversetzung kompensierten Demodulator-Trägerwellenoszillator kombiniert ist; Fig. 6 das Blockschaltbild mit den Einzelheiten der individuellen Anzapfungs-Dämpfungswertsteuerung nach der Erfindung;

Fig. 7 das Blockschaltbild eines adaptiven Grundband-Entzerrers, der mit hinsichtlich des Phasenzitterns und der Frequenzversetzung kompensierten Demodulator-Trägerwellenoszillatoren nach der Erfindung kombiniert ist. Zur Erläuterung sei angenommen, daß die Entzerrer-Trägerwiedergewinnungsanordnung nach der Erfindung in einer Fernsprech-Sprachband-Datenübertragungsanlage hoher Geschwindigkeit unter Verwendung einer Quadraiuf-ÄtnpüuiucnrriGuuiaiicn benutzt wird. Die Gnmd-Signalubertraaungsfrequenz ist der Kehrwert (1/ T) des Baud-<Symbole je Sekunde)-Intervalls, das auf zwei orthogonale, d. h. um 90° abweichende Phasenlagen einer gemeinsamen Trägerfrequenz aufgeteilt ist. Die jeder orthogonalen Trägerphase zugeordneten Datensignale können, obwohl sie synchronisiert sind, voneinander unabhängig und mehrstufig sein. Beispielsweise können vierstufige Grundband-Datensignale jeder orthogonalen Trägerphase für eine praktisch vertretbare maximale Gesamt-Binärdatenfrequenz von 4/7-Bits je Sekunde bei einem Baud-Intervall T zugeordnet werden.

In jedem Baud-Intervall lassen sich die Daten durch die Werte / und Q darstellen, nämlich die Inphase- bzw. Quadraturphase-Komponenten. Bei einem typischen Amplitudenmodulations-(AM)-Signalforrnat nimmt jede Komponente einen der vier Werte ±1, ±3 an. Die Erfindung läßt sich auch auf andere zweidimensionale Signalformen anwenden, beispielsweise / = Cosinus A₁Q = Sinus A, wobei A einen der Werte o°, 22,5°, 45°... 337,5° einer Phasenmodulation (PM) annimmt. Darüber hinaus läßt sich ein kombinertes AM-PM-Signalformat realisieren. Im Λ-ten Baud-Intervall modulieren die Datensymbole /(w) und Q(n) Quadratur-Trägersignale cos m_ct und sin ω. r, wodurch sich die folgende komplexe Wellenform ergibt:

>^Oct. (D

Aus Gleichung (1) ergibt sich, daß der Realteil lautet:

S(O = /cos (u_ci + Q sin a>_ct. (2)

Der Imaginärteil aus Gleichung (2) ist: S(i) = /sin <a_cr - Q cos v_ct. (3)

Die Gleichung (2) stellt die Projektion der Gleichung (1) auf die reelle Achse dar, wenn die komplexe Signalebene mit der Trägerfrequenz a>_c rotiert. Nur der Realteil gemäB der Gleichung(2) wird über den Kanal übertragen. Der Real- bzw. Imaginärteil der vorstehenden Gleichungen entspricht den Inphase- und Quadraturphase-Komponenten der tatsächlichen Signale.

Betrachtet man den Modulationsvorgang als Drehung der komplexen Signalebene mit der Trägerfrequenz im Uhrzeigersinn, so begreift man den Demodulationsvorgang beim Empfänger leicht als das Anhalten der Rotation des ankommenden Signals durch Einführen einer entgegengesetzten Drehung mit der gleichen Trägerfre-

quenz im Gegenuhrzeigersinn. Die Schwierigkeit ergibt sich bei der Anpassung der demodulierenden Trägerwelle an den modulierenden Träger, nachdem das übertragene Signal einer Verzerrung durch den Übertragungskanal unterworfen worden ist. Das über den Kanal ankommende Signal läßt sich ausdrücken als

/-,(O = sAO cos [<u_rί + A t + φ U)] - s,(O sin [ω,t + A t + φ U)], H)

darin bedeuten:

A ι = Frequenzversetzung

φ U) = Phasenzittern, dessen größere Frequenzkomponenten im allgemeinen unter 200 Hz liegen, d.h., ihre Frequenz ist wesentlich kleiner als die typischerweise übertragene Signalbandbreite.

Das Inphase- bzw. Quadraturphase-Impulsansprechen Tür die Kombination aus dem Übertragungskanal und dem Filter läßt sich darstellen durch die Tiefpaß-Kurvenformenp,U) und/>, (r). Dann lauten die Ausdrücke s,U) und s„U) in Gleichung (4) wie folgt:

η η

s„U) = ΣθΜΡιΟ-ιΤ) - Σ ί In)P₁U -ηΤ). (6)

Bei der üblichen Ausführung des Quadratur-Amplitudenmodulations-(QAM)-Empfängers übersteigt die Trägerfrequenz <y_r die halbe Bandbreite des übertragenen Kanals. Demgemäß stellt der Ausdruck /·,(/) in Gleichung (5) ein echtes Durchlaßbandsignal dar, bei dem im Bereich der Frequenz Null keine Energie vorhanden ist. Dann läßt sich zeigen, daß die Hilbert-Transformation von r,U) lautet (vergleiche beispielsweise Seite 170 des Buches »Principles of Data Communication« von Lucky, Salz and Weldon, McGraw-Hill 1968):

r„U) = J;(O sin [u_et + A t + φ U)] + s„U) cos [ω,t + A t + φ (O].

Das reelle Signal /-„(0 wird demgemäß aus dem reellen Signal ηU) leicht dadurch erhalten, daß das ankommende Signal über ein Phasenaufspalt-Netzwerk übertragen wird, dessen zwei Ausgangssignale η(ι) und r_q(t) jeweils um 90° phasenverschobene Abbilder voneinander sind.

Wenn entweder die Frequenzkennlinie des Kanals ideal oder eine perfekte Entzerrung erzielt wäre, dann gilt für sir.s angenommene Zeitwah! 0 < % < T:

p,Uo +"T) = 1 für η = 0

= Ofürn = ..., -1, 1,2, 3,... (8a)

p,,Uo + nT) = 0 für η = ..., -1, 0, 1, 2, 3,... (8b) Zum Abtastzeitpunkt t = ^ + nT hätte man dann:

S₁U₀ + "T) = I(n) (9a)

S₁₁Uo + nT)-Q(n) (9b)

Es sei angenommen, daß I₀ bekannt ist und daher aus Gründen der Bequemlichkeit unterdrückt wird. Bei perfekter Entzerrung ist also die Zwischensymbol-Störung zu den Abtastzeitpunkten beseitigt. Bezeichnet man die entzerrten Kanalausgangssignale zum Abtastzeitpunkt miVf, und^, so gilt:

>·,·(/ιΓ) = /(λ) cos [m_cnT + AnT + φ (nT)] - Q(n) sin [o_cnT + AnT + φ (nT)] (10a)

und

ν,,(πΓ) = /(π) sin [ω,ηΤ + AnT + φ (nT)] + β(η) cos [ω,ηΤ -f AnT + φ (nT)]. (10b)

Wenn es möglich ist, θ (nT) gleich [ω_ίηΤ + ΑηΤ + φ (nT)] zu erzeugen, dann kann man zum korrekten Abtastzeitpunkt die Informationssymbole I(n) und Q (n) wie folgt erhalten (»demodulieren«):

α» = yi(nT) cos θ(ηΤ) + y_q(nT) sin θ(ηΤ) = I(η)

"M) = yMT) cos θ(ηΤ) - y_t(nT) sin θ(ηΤ) = Q (η) (Ha)

Die Gleichungen (11) werden selbst bei perfekter Entzerrung und ohne Störsignal nur darm realisiert, wenn die Phasenbeziehung θ(ηΤ) fehlerfrei ist. Bei fehlerhafter Phasenbeziehung ergibt sich für den mittleren Teil der Gleichungen (lla) und (lib):

θ(ηΤ) = ö(nT) + ω, ηΤ + AnT + φ(ηΤ), (12) und

Oi(n) = l(n) cos δ(ηΤ) + Q{n) sin δ(ηΤ) (13a)

α,(η) ' Q(O cos δ{ηΤ) - I(n) sin <5(/i7"). (13b)

Die demodulierten Ausgangssignale a,(nT) und a_q(nT) sind dann um den Winkel Θ(ηΤ) gegen die idealen

ίο Ausgangssignale /(/)) und Q(n) gedreht.

Eine ideale Signalpunktdarstellung oder -konstellation entsprechend F i g. 3 auf Seite 933 des Aufsatzes von G. J. Foschini, R. D. Gitlin und S. B. Weinstein in »Bell System Technical Journal«, Band 52, Nr. 6, Juli/August 1973, zeigt eine endliche Anzahl von diskreten Punkten, die zulässige Vektor-Endpunkte für übertragene Signale in einer QAM-Übertragungsanlage darstellen. Aufgrund von Störsignalen, Zwischensymbol-Störungen und Phasenzittern läßt sich die Gesamtheit der empfangenen Signale besser durch ein Streudiagramm darstellen, beispielsweise entsprechend F i g. 4 des vorgenannten Aufsatzes. Für einen einzigen Vektor zeigt F i g. 2 des genannten Aufsatzes eine übertriebene Winkelverlagerung entsprechend dem Winkel δ, der hier als Winkeldrehung definiert ist, gemessen im Ursprung zwischen einem Funkt für ein tatsächlich empfangenes Signal und dem Punkt für ein nahezu ideales Signal. Der Punkt für ein nahezu ideales Signal ergibt sich aus quantisierten Abtastwerten der Demodulator-Ausgangssignale. Diese quantisierten Ausgangssignale werden im folgenden mit /(«) und ö(n) bezeichnet.

Um zu erreichen, daß die Demodulator-Ausgangssignale a,{n) und ö,(n) so dicht als möglich bei den entsprechenden idealen Ausgangssignalen /(/i) und Q(n) trotz eines vorhandenen Phasenzitterns liegen, muß der Empfänger-Phasenbezug θ(ηΤ) in jedem Baud-Intervall auf den neuesten Stand gebracht werden. Entsprechend der Erfindung werden der Phasenbezug und die Dämpfungskoeffizienten für die Entzerrer-Anzapfungen gemeinsam durch einen Algorithmus auf den neuesten Stand gebracht, der aus dem Gradienten eines symmetrischen Ausdrucks für den quadrierten Fehler zwischen dem tatsächlichen und dem idealen Durchlaßband-Entzerrerausgangssignal abgeleitet. Der Algorithmus, mit dem der Phasenbezug im n-ten Baud-Intervall auf den neuesten Stand gebracht wird, hat die Form:

4-1)7} = θ(ηΤ) + ω,Τ-αδ(ηΤ). (14)

Der mittlere Ausdruck __c T zieht die Phasenverlagerung in der Demodulierenden Trägerwelle innerhalb eines Baud-Intervalls T bei der Träger-Winkelfrequenz <ä_c in Betracht. Der Wert α ist ein konstant zunehmender Wert,

der so gewählt werden muß, daß ein brauchbarer Kompromiß zwischen Rauschen, Stabilität und Zitter-Nachiaufoandbrciie des Systems sichergestellt is*. Der Wert Θ («Γ) stammt sus dem Gradienten-Ausdruck. Bevor er genauer dargestellt wird, sollen der Transversal-Entzerrer für das Durchlaßband und das Verfahren beschrieben werden, mit dem dessen Anzapfungs-Dämpfungskoeffizienten auf den neuesten Stand gebracht werden.

Der bei der praktischen Verwirklichung der Erfindung verwendete Transversal-Entzerrer weist zwei synchron angezapfte Verzögerungsleitungen auf, nämlich eine Inphase-Verzögerungsleitung zur Speicherung vor Abtastwerten des empfangenen Signals und eine Quadraturphasen-Verzögerungsleitung zur Speicherung von Abtastwerten der Hilbert-Transformation des empfangenen Signals. Das Abtastintervall ist das gleiche wie das Baud-Intervall T. Inphase- und Quadraturphase-Entzerrerausgangssignale werden durch eine Kombination des entsprechenden Inphase- und Quadraturphase-Anzapfsignals mit jedem von zwei Gruppen von Anzapfkoeffizienten während jedes Abtastintervalls T abgeleitet. Die entsprechenden Inphase- und Quadraturphase-Ausgangssignale des Entzerrers während des η-ten Baud-Intervalls (n ist in nachfolgenden Gleichungen abzuleiten) sind in Vektordarstellung (angegeben durch Unterstreichung) definiert zu

A = C⁷V₁.+^, (15)

darin bedeuten

y>i = Inphase-Ausgangssignal

y_q = Quadraturphase-Ausgangssignal

C^T = Transponierter Spaltenvektor der Inphase-Anzapf-Dämpfungskoeffizienten;

D^T -- Transponierter Spaltenvektor der Quadraturphase-Anzapf-Dämpfungskoeffizienten;

r, = Spaltenvektor der Inphase-Abtastwerte an Anzapfungen der Inphase-Verzögerungsleitung;

r„ = Spaltenvektor der Quadraturphase-Abt_stwer\c an Anzapfungen der Quadraiurphase-Verzögerungsleitung.

Die Koeffizienten C und D sowie der Phasenbezug θ werden entsprechend einem symmetrischen Algoüthmus eingestellt, der aus dem Gradienten des folgenden Ausdrucks abgeleitet ist:

e} + el - O,. - λ)² + O„ - j,)², (17)

darin bedeuten:

>", = quantisiertes ideales Inphase-Entzerrerausgangssignal und _p„ = quantisiertes ideales Quadraturphase-Entzerrerausgangssignal.

Die in dem Fehlerausdruck (17) angegebenen Inphase- uhd Quadraturphase-Entzerrerausgangssignale sind die letzten Empfänger-Entscheidungswerte / und Q., remoduliert in das Durchlaßband anhand des Empfänger-Phasenbezugs. Analog zu den Gleichungen (11 a) und (11 b) für das abgetastete, empfangene Durchlaßband in Abwesenheit einer Zwischensymbol-Störung gilt:

y, = / cos θ - O sin θ (18a)

v„ = / sin θ + O cos θ. (18¹))

Die Gradienten des symmetrischen Fehlerausdrucks (17) mit Bezug auf die Anzapfkoeffizienten-Vektoren C und D werden

grad _£(e/ + e,²) = 2(e,r, + e_riq) (19)

und "

grad _&{e} + e² _q) = 2(e,r_q - e_qr,), (20;

wobei die Beträge (Schätzwerte) sind gewonnen auf einer Pro-Baud-Grundlage ohne Mittelwertbildung.

Die Koeffizienten C und D werden jedes Baud-Intervall auf der Grundlage der folgenden Gleichungen auf den neuesten Stand gebracht:

e_qr_q) (21)

^und

D_n+, = D(n) -ß{e,i_q-e_qi,\ (22)

darin ist

β = ein zunehmender Betrag, der durch Anfangsbedingungen (verhältnismäßig hoher Wert), Bedingungen für den eingeschwungenen Zusiand (verhältnismäßig niedriger Wen) und Stabiiitätsbedingungen bestimmt ist.

Der Gradient des Ausdrucks (17) hinsichtlich des Träger-Phasenbzugs Θ lautet:

- e„j>,), (23a)

dessen rechte Seite läßt sich aufgrund des Ausdrucks (17) auch schreiben:

grad 0(ef + e_T ²) = 2(y,->, - y,9i) (23b)

grad 0(e/ + £.,²) = 2 {e,y_q - e_qy,). (23 c)

Unter idealen Bedingungen (keine Störsignale oder restliche Zwischensymbol-Störungen nach der Entzerrung / = /, Q = Q) werden >>, und y_q durch die rechte Seite der Gleichungen (10a) bzw. (10b) bestimmt und aufgrund der Gleichungen (18a), (18b) und (23b) läßt sich dann schreiben:

grad e(ef + e}) = 2 (P + Q²) sin δ, (24)

wobei δ durch die Gleichung (12) definiert ist.

Der Wert δ, der in Gleichung (Ϊ4) verwendet wird, um den Trägerphasenbezug auf den neuesten Stand zu bringen, läßt sich jetzt als modifizierter Gradient wie folgt schreiben:

lL _(25a) «

Die Gleichungen (24) legen eine Normierung mit dem Faktor/² + Q² nahe. Demgemäß lautet die Gleichung (14), die jetzt das auf den neuesten Stand bringen der Irägerphase vollständig angibt:

0{ (n+1) T] = θ(πΤ) + ω,Τ - δ -tedf ^ZiL (25b)

Da Änderungen des Musters für die Zwischensymbol-Störung des Kanals wesentlich langsamer als Anderungen seiner Phasenverschiebung auftreten, ist σ um eine oder zwei Größenordnungen größer aisß, sodaß ein Verfolgen verhältnismäßig hochfrequenten Phasenzitterns möglich ist Man beachte, daß exakt equivalente Gleichungen zur Entstellung von θ in den Gleichungen (23 a) und (23 b) enthalten sind, nämlich:

θ{ (b+1) T) = θ(ηΓ) + o_cT -a (25c)

_ln θ{ (λ + 1) Γ} = θ(ηΤ) + &_CT -a (25d)

P + Q²

Während der Anlaufphase können bekannte Datenfölgen übertragen werden, um die vom Empfänger getrof-

fenen Signalentscheidungen in dem oben angegebenen Einstellungs-Algorithmus zu ersetzen. Nach einer ge eigaeten Zeit kann eine entscheidungsgerichtete Operation auf der Grundlage der vom Empfänger selbst getrof-

is fenen Slgaalentscheidungen eingeleitet werden. Im normalen Betrieb geht man von der Voraussetzung aus, daß

Entscheidungsfehler so selten sind, daß sie nur einen sehr kleinen Einfluß auf die Einstellungen haben.

Bei der in Fi g. 2 dargestellten alternativen Empfangeranordnung werden die beiden Quadratur-Komponenten r,(f) und r„(t) in die abgetasteten Grundbandsignale j»,- undy„ vor der Entzerrung wie folgt demoduliert:

y, = n(nT) cos θ_χ (nT) + r,(nT) sin 0, (nT) (26a)

y, = r„(«r) cos β, (nT) - />(λΓ) sin O₁ (nT), (26b)

Darin bedeutet B₁ (nT) einen Demodulator-Phasenbezug, der den Trägerwinkel m_cnT sowie einen Schätzwert für die sich langsam ändernden (niederfrequenten) Phasenzitter- und Frequenzversetzungskomponenten. Der Grundband-Entzerreraufbau ist identisch mit dem durch die Gleichungen (15) und (16) beschriebenen Grundband-Entzerrer, wobei die Anzapf-Koeffizientenvektoren C und Q sowie die quadraturbezogenen Ausgangssignale β/ und a_q gegeben sind durch

(27) ο, = C^T _lq - D^T _£i, (28)

Darin bedeuten:

£, = Spaltenvektor von Inphase-Abtastwerten an Anzapfungen der Inphase-Verzögerungsleitung; i, = Spaltenvektor von Quadraturphase-Abtastwerten an Anzapfungen der Quadraturphase-Verzögerungsleitung.

Die entzerrten Abtastwerte können immer noch hochfrequente Zitterkomponenten enthalten, die durch eine zweite Demodulation entfernt werden. Es gilt also:

q, = a, cos B₁ (nT) + a_q sin B₁ (nT) (29a)

q„ = β, cos B₁(UT) - a, sin B₁ (nT), (29 b)

Darin ist B₁ (nT) ein Schätzwert für die hochfrequenten Zitterkomponenten (Änderungen derTräger-Phasenverschiebung, die innerhalb eines Zeitabschnitts von mehreren Baud-lntervallen merkbar sind). Der Demodu- lationsvorgang gemäß Gleichung (29a) und (29b) läßt sich weiter vereinfachen, indem cos B₂ durch eins und sin B₁ durch B₂ ersetzt wird, da der Spitzen-Zitterwinkel B₁ im allgemeinen sehr klein ist.

Die Abtastwerte q, und q„ werden dann quantisiert, um die Empfänger-Entscheidungen / und Q zu bilden. Diese Werte dienen auch als Bezugssignale in dem Algorithmus zur Einstellung der Entzerrer-Anzapfkoeffizienten und der beiden getrennten Demodulator-Phasenbezugswerte.

Die Grundband-Entzerrer-Anzapfkoeffizienten Q und D sowie der vorläufige Demodulations-Phasenbezug Bi (nT) werden entsprechend dem symmetrischen Fehlerquadrat-Ausdruck eingestellt:

e\, + e]„ = (β,-/)² + (a_q-Q)\ (30)

Darin bedeuten:

e_u = a,-l (31)

«i, = β, - Ö (32)

und a, und a, sind definiert durch die Gleichungen (27) und (28). Die Gradienten des symmetrischen Fehlerausdrucks mit Bezug auf C, D, bzw. B₁ lauten:

grad c(e\i + e\<,) " 2(eχ,χ, + e\„x_q) (33a)

grad p(e], + e]_q) = 2{e_u£_q - e_lqy,) (33b)

grad 0,('i/ + e}„) = 2(a,Q - aj). (33c)

Die Koeffizienten C und D sowie der Phasenbezug θ\ werden einmal in jedem Baud-Intervall auf der Grundlage eines Gradienten-Algorithmus auf den neusten Stand gebracht. Die entsprechenden Gleichungen lauten:

C(/7 + l) = £00 ~ß{e_uxi + e_1?i,) (34a)

DOi + 1) = D(n) ~ß(e_Ui_q - e_i<r2i) (34b)

θι { (λ + 1) T] = θ, («Γ) + a_cT - Q₁ (34c)

wobeijS und a_t konstant zunehmende Beträge sind.

Der Phasenbezug O₂(JiT) für die sekundäre Demodulation wird entsprechend dem symmetrischen Fehlerquadrat-Ausdruck eingestellt:

e² _2i + el, = (q-If + (q_q-Q)\ (35)

15 Darin bedeuten:

<% - ί, - Ö (37)

und <7, und ?„ sind durch die Gleichungen (29a) und (29 b) definierten, nicht quantisierten Empfänger-Ausgangssignale. Der Gradient des obigen Fehlerausdrucks mit Bezug auf θ₂ lautet:

■*& (38)

Demgemäß lautet der Gradienten-Algorithmus, der benutzt wird, um Θ₂(πΤ) auf den neuesten Stand zu bringen:

θ₂ [ (π + 1) Γ} = θ₂(ηΤ) - a₂ , (39)

P + Q¹

wobei UT₂ ein konstant zunehmender Betrag ist. Um eine Nachregelung hochfrequenten Zitterns zu ermöglichen, ist a₂ um eine Größenordnung oder mehr größer als a_{. Der zunehmende Wert a\ ist typischerweise um etwa eine Größenordnung größer alsjj, damit der Hauptteil für die Nachregelung des niederfrequenten Zitterns dem vorläufigen Demodulator statt dem Grundband-Entzerrer überlassen ist.

Wie bei dem Grundbandempfänger legen äquivalente Gradientenausdrücke alternative Mittel nahe, um θ\ und θ₂ auf den neuesten Stand zu bringen, nämlich:

0, { (n+ 1) T] = β, (nT) + ω,Τ - αδ_χ (40)

θ₂{(η+1)Τ) = Θ₂(πΤ) - Uo₂ (41)

darin bedeuten:

§ ₌ a.ei, - a,ei„

*·- /l'₊ v^{q (42)}

^L (43)

P + Q²

F i g. 1 zeigt in Form eines vereinfachten Blockschaltbildes einen Empfänger für eine quadratur-amplitudenmodulierte Digital-Datenübertragungsanlage mit einem adaptiven Durchlaßband-Transversalentzerrer und einer Demodulator-Trägerwellen-Oszillatorsteuerung nach der Erfindung. Der Empfänger wei3t eine an die Eingangsleitung 10 angeschaltete Quadratur-Phasenaufspalteinrichtung 20 auf, ferner einen Transversal-Entzerrer 30, einen Demodulator 40, eine Schwellenwert-Aufteileinrichtung (slicer) 50, einen Remodulator 7f, einen Fehlersignalgenerator M, einen Oszillator 90 zur Erzeugung einer demodulierenden Trägerwelle und einen Datenverbraucher 60. Ein moduliertes Digitaldatensignal der durch Gleichung (4) definierten Art kommt auf der Leitung 10 an und wird entsprechend Gleichungen (5) und (6) in Real- und Imaginärteile aufgespalten. Sowohl die Real- als auch die Imaginär-Komponenten werden im Entzerrer 30 abgetastet und so verarbeitet, daß die Zwischensymbol-Störungen unter Steuerung von Fehlersignalen e, und e, aus dem Fehlersignalgenerator 80 ein Minimum werden. Die Ausgangssignale y, und y_q des Entzerrers 3* durch die Gleichungen (15) und (16) definiert. Diese Ausgangssignale werden im Demodulator 40 in Grundband-Analogwerte o, und β, demoduliert, und zwar unter Steuerung der bezüglich Phasenzittern und Frequenzversetzung kompensierten, demodulieren-

den Trägerwelle θ aus dem Oszillator 90. Die Analogsignale α, und a„ werden wiederum in der Wellenwert-Aufteüschaltung 59 zu diskreten Werten / und Q. quantiäert. Die Werte / und Q werden in Jem Datenverbraucher (C mit Hilfe üblicher Einrichtungen in serielle Bitströme decodiert Diese Datenwerte werden ferner in das Durchlaßband des Übertragungskanals zurückmoduliert, und zwar in Abhängigkeit von der Trägerwelle des S Oszillators M, um Bezugssignale y, und y_q zu gewinnen, aus denen die Verzerrungsfehler abgeleitet werden können. Der Fehlersignalgenerator 80 vergleicht die zurückmodulierten Bezugsausgangssignale y, undy„ entsprechend den Gleichungen (17,18a und 18b) mit den Entzerrer-Ausgangssignaleny, undy_q, um die an den En*zerrer 3* anzulegenden Fehlersteuersignale e, und e„ zu gewinnen. Der Fehlersignalgenerator 80 verarbeitet ferner die Bezugsgrundbandsignale / und Q sowie die Entzerrer-Ausgangssignale y, way_q entsprechend Gleichung ίο (25a), um den Winkelfehler δ für die demodulierende Trägerwelle zu erhalten. Der Fehler δ steuert den Oszillator 90 entsprechend Gleichung (14), um die durch Gleichung (12) definierte, hinsichtlich des Phasenzittems und der Frequenzversetzung kompensierte, demodulierende Trägerwelle zu erzeugen. Da die Fehlerkomponenten <·, und e_q sowohl die Dämpfungseinstellungen für die Entzerrer-Anzapfungen als auch die Phasenverschiebungen für die demodulierende Trägerwelle steuern, ergibt sich eine optimale gemeinsame Kompensation der Zwischensymbol-Störungen und der Träger-Phasenverschiebungen.

Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem das empfangene Signal vor der Entzerrung demoduliert wird und die gemeinsamen Fehlersignale im GrundbandUtatt im Durchlaßband abgeleitet werden. Der Grundbandempfanger weist eine an die Eingangsleitung 110 angsffihaltete Quadratur-Phasenaufspalteinrichtung 120 auf, ferner einen Demodulator 14©, einen Entzerrer 130, einen Zitter-Kompensator 200, eine Schwellenwert-Aufteileinrichtung 115, einen Fehlersignalgenerator 180, einen DatenvciLraucher 1(0, einen Oszillator 190 für eine demodulierende Trägerwelle und einen Zitterkompensator-Oszillator 210. Ein moduliertes Digital-Datensignal der gleichen Art wie für den Empfänger gemäß Fig. 1 kommt über die Leitung 110 an und wird in Real- und Imaginärteile r, und r_q aufgespalten. Die Signalanteile werden vor der Entzerrung demoduliert zu einer Inphase-Komponente^ und einer Quadraturphase-Komponente y_r Diese Komi>onenten verarbeitet der Entzerrer 130 unter .Steuerung von Fehtersignaler C₁ und <?, auf dem Fehlersignalgenerator 180, derart, daß die Zwischensymbol-Störungen ein Minimum werden. Die Grundband-Ausgangssignale a, und a„ des Entzerrers 130 gemäß Gleichungen (27) und (28) werden zunächst entsprechend den Gleichungen (29a) und (29b) durch den Zitter-Kompensator 200 unter Steuerung des AusgangsMgnals des Oszillators 202 verarbeitet, der so ausgelegt ist, daß te Änderungen des Phasenzittems und der Frequenzversetzung schnell folgt. Im Effekt bewirkt der Zitter-Kompensator 200 eine zweite Demodulation. Die vom Phasemittern % jfreiten Ausgangssignale q_t und q_q werden in der Aufteileinrichtung 150 auf vorbestimmte diskrete Digitüstufen unter Bildung der Signale / und Q quantisiert, die dann wiederum gemeinsam an den Datenverbraucher 160 un den Fehlersignalgenerator 180 gegeben werden. Der Generator 180 erhält die Entzerrer-Fehlersteuersignale e, und e_q aus den Differenzen zwischen den direkten Ausgangssignaien a, a_q des Entzerrers 130 und den quantisierten Ausgangssignalen / und Q der Aufteileinrichtung 150. Die Beträge a„ a„, Qi, q_q, I und Ö finden weiter entsprechend Gleichungen (34c) und (39) Verwendung bei der Steuerung der Phasenbezüge θ\ und θ₂-

F i g. 3 und 4 zeigen in der Anordnung gemäß F i g. 5 ein genaueres Blockschaltbild eines QAM-Digitaldatenempfängers unter Verwendung eines Durchlaßband-Entzerrers. Gestrichelte Linien in den Fi.g. 3 und 4 stellen die Beziehung zur Fig. 1 her.

Der Abschnitt 20 enthält die Phasenaufspalteinrichtung, die das ankommende Signal verarbeitet. Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung sind die Filter 12 und 13 übliche Bandpaßfilter, die in der Phasenverschiebung um 90° voneinander abweichen. Bei einem anderen Ausfuhrungsbeispiel dreht das Filter 13 alle Frequenz- |i anteile um ±90° und das Filter 12 ist ein Allpaßfilter, dessen Verzögerung der des Filters 13 entspricht. Die

j?! 45 Schaltungsanordnung 11 zur Wiedergewinnung der Zeitsteuerung erzeugt eine Zeitsteuerungswelle mit der )\ Baud-Frequenz aus Signal-Nulldurchgängen oder mit Hilfe anderer bekannter Mittel, um die Abtastschaltun-

jp gen 14 und 15 im Inphase- bzw. Quadraturphase-Kanal und außerdem die Übertragungsfrequenz der Verzöge-

Fr] rungsleitungen 18 und 19 zu steuern. Außerdem leitet dir Umschalter 16 ein Zeitsteuerungssignal mit dem dop-

% pelten Wert der Baud-Frequenz ab.

$ so Der Abschnitt 30 stellt den adaptiven Entzerrer dar, der eine Inphase- und eine Quadraturphase-Verzöge-H rungsleitung 18 und 19, C- und D-Koeffizienten-Speicher 22 und 23, den Umschalter 16, der am Eingang einen

P zweipoligen Umschalter 16 α mit zwei Schaltstellungen und am Ausgang einpolige Umschalter 16b und 16c mit

jV: zwei Schaltstellungen enthält, ferner Addierer 26 und 27 und einen Inverter 28.

ft Der Entzerrer-Abschnitt ist genauer in F i g. 6 dargestellt. Jede Verzögerungsleitung 18 und 19 weist eine Viel-

55 zahl von Verzögerungsleitungen (beispielsweise 82„ _ ι und 82„ in der Inphase-Verzögerungsleitung 18 und 83„., $ und 83, in der Quadraturphase-Verzögerungsleitung 19) auf, die durch 31 Anzapfungen 84 und 85 getrennt sind.

'*; Die Verzögerung zwischen den Anzapfungen ist so gewählt, daß sie dem synchronen Signai- oder Baud-Intervall

Ij T entspricht. Die für die Anzapfungen 84 und 85 in F i g. 6 wird angenommen, daß die den gleichen Verzöge-

i^:: rungsabsiand vom Eingang ihrer Verzögerungsleitungen besitzen. Jeder Anzapfung 84,85 ist ein einstellbares

60 Dämpfungsglied 86 bzw. 87 zugeordnet, deren Dämpfungsfaktoren durch die Koeffizienten-Verarbeiter 22 bzw. ' ■■ 23 bestimmt werden. Die Ausgangssignale der Inphase-Dämpfungsgliedsr, beispielsweise des Dämpfungsglie-

; des 86, werden in der Summierschaltung 88 kombiniert und an die Sammelleitung 102 gegeben. Entsprechend

; werden die Ausgangssignale der Quadraturphase-Dämpfungsglieder, beispielsweise des Dämpfungsgliedes 87,

in der Summierschaltung 89 kombiniert und an die Sammelleitung 103 gegeben. Aufgrund der in den Gleichungen (14) und (15) definierten Wechselwirkungen zwischen den Inphase- und Quadratur-Anzapfsignalen ist es ,. notwendig, doppelte Verzögerungsleitungen und Koeffizienten-Verarbeiter (insgesamt vier) für jeden der lnpha-

> se- und Quadraturphase-Signalabtastwerte vorzusehen oder alternativ jeweils eine Inphase- und Quadraturphase-Verzögerungsleitung und einen Koeffizienten-Verarbeiter in zeitlicher Unterteilung (time-sharing) während

jedes Baud-Intervalls zu benutzen. Die letztgenannte Alternative ist in Fig. 6 dargestellt.

An jeder Anzapfung ist ein Umschalter 16 vorgesehen, um die in den Speicherstellen 98 und 99 gespeicherten Koeffizienten-Werte während jedes Baud-Intervalls in zeitlicher Unterteilung zusammen mit den Dämpfungsgliedern 77 und 78 zu benutzen. Die Umschaltkontakte 100 des Umschalters 16 sind in abgesetzter Form dargestellt, und zwar derart, daß Arbeitskontakte ais kleine Kreuze und Ruhekontakte als kleine Querstriche angegeben sind. Koinzedenf mit den Kontakten 100 (die den Kontakten 16 A in Fig. 3 entsprechen) schalten die Kontakte 16 £ und 16 C die Ausgangssignale der Summierschaltungen 88 und 89 abwechselnd zwischen den Addierern 26 und 27 um. ^x

Im Koeffizienten-Verarbeiter 22 (F i g. 6) wird der empfangene Abtastsignal-Realteil r_u an der Anzapfung 84 der Inphase-Verzögerungsleitung 18 in den Multiplizierern 94 und 96 mit dem Inphase-Fehlersignal e, von der Leitung 42 und mit dem Quadraturphase-Fehlersignal e_q von der Leitung 43 korreliert. Die Ergebnisse dieser Korrelationen werden entsprechend der Darstellung direkt an den Addierer 92 im C-Koeffizienten-Verarbeiter 22 und über einen Inverter 96Λ an deu Addierer 93 im D-Koeffizienten-Verarbeiter 23 gegeben. Gleichzeitig werden die Ergebnisse der Korrelation der entsprechenden Fehlersignale e,- und e_q mit dem Quadraturphase-Signalabtastwert Γφ an der Anzapfung 85 der Quadraturphase-Verzögerungsleitung 19 in den Multiplizierern 95 und 97 an den Addierer 92 gegeben. Das Summen-Ausgangssignal des Addierers 92 stellt den CKoeflizienten-Wert im Speicher 98 ein. Entsprechend stellt das Summen-Ausgangssignal des Addierers 93 den ZVKoeffizienten-Wert im Speicher 99 ein.

Die Koeffizienten-Werte in den Speichern 98 und 99 werden kontinuierlich durch Ändec/agen der Fehlersigna!e e, und e_q auf den neuesten Stand gebracht and während jedes Baud-Intervalls an jedes derDämprungsglieder 86 und 87 anlegt

Die in F i g. 3 dargestellten Kabel 24 und 25, die die Verzögerungsleitungen 18 und 19 mit den Koeffizienten-Speichern C und D verbinden, enthalten die verschiedenen Anzapfsignaladern. Während einer Hälfte jedes Baud-Intervalls werden die Ergebnisse der Anwendung der C Koeffizienten auf die Inphase-Signalabtastwerte und der .D-Koeffizienten auf die Quadraturphase-Signalabtastwerte im Addierer 26 kombiniert, um das entzerrte Inphase-Ausgangssignal y-, auf der Leitung 46 bilden. Während der anderen Hälfte jedes Baud-Intervalls werden die Ergebnisse der Anwendung der .D-Koeffizienten auf die Inphase-Signalabtastwerte und der C-Koeffizienten auf die Quadraturphase-Signalabtastwerte im Addierer 27 (nach einer Invertierung der Jnphase-Summierung im Inverter 28) kombiniert, um das entzerrte Quadraturphase-Ausgangssignal .y,, auf der Leitung 47 zu bilden.

Im Abschnitt 40 der F i g. 3 werden die Ausgangssignaley, und^ in das Grundband demoduliert, und zwar mit Hilfe der Multiplizierer 31,32,34,35, des Inverters 29 und der Addierer 36 und 37. Die Multiplizierer 32 und 34 verarbeiten unter Steuerung einer demodulierenden Inphase-Trägerwelle auf der Leitung 44 und die Multiplizierer 31 und 35 unter Steuerung einer demodulierenden Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 45 die Entzerrer-Ausgangssignaley, bzw. y„ zur Bildung der Grundbandsignale β, und a_q an den Ausgängen der Addierer 36 und 37. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 31 wird im Inverter 29 vor Anlegen an den Addierer 37 invertiert. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 34 liegt direkt am Addierer 37 und auch die Ausgangisignale der Multiplizierer 32 und 35 sind direkt mit dem Addierer 36 verbunden. Der Abschnitt 40 verwirklicht die Gleichungen (lla) und (lib).

Die Signale a, und a_q liegen in Analogform vor und sino nicht präzise entsprechend im voraus zugeordneten diskreten Digitalstufen quantisiert. Demgemäß sind im Abschnitt 50 in Fig. 3 Schwellenwert-Aufteilschaltungen 52 und 53 vorgesehen, die die Signale a, und a_q in die Digital-Werte / und ö auf den Leitungen 48 und 49 quantisieren. Die Signale / und (J werden außerdem an die Datenverbraucher 54 und 55 übertragen, um die seriellen Ausgangsdaten auf übliche Weise zu gewinnen.

Die quantisierten Grundbandsignale / und £ auiden Schaltungen 52 und 53 auf den Leitungen 48 und 49 werden im Abschnitt 70 der F i g. 4 weiter verarbeitet, um die Grundband-Bezugssignale zu erzeugen, aus denen die Fehlersignale zur Anzapfpunkt-Dämpfungseinstellung und zur Phasensteuerung der demodulierenden Trägerwelle gewonnen worden sollen. Die im Abschnitt 70 gezeigte Schaltung stellt einen Remodulator dar, der das direkte Gegenstück des Demodulators 4β in Fi g. 3 ist. Der Remodulator 70 enthält die Multiplizierer 56 bis 59, die Addierer 62,63 und den Inverter 54. Die Multiplizierer 56 und 58 verarbeiten unter Steuerung einer Inphase-Trägerwelle auf der Leitung 44 und die Multiplizierer 57 und 59 unter Steuerung einer Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 45 die quantisierten Grundbandsi£na>u / und Q, um die Grundband-Bezugssignale y, und y_q am Ausgar.g der Addierer 62 und 63 zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 57 wird vor Anlegen an den Addierer 62 im Inverter 54 invertiert. Das Ausgangssignal des iviultiplizierers 56 wird direkt an den Addierer 62 angelegt und die Ausgangssignale der Multiplizierer 58 und 59 direkt an den Addierer 63.

Im Abschnitt W der F i g. 4 werden die Fehlersignale e, und e_v aus der Differenz zwischen den tatsächlichen Entzerrer-Ausgangssignalen y-, und y_q und den remodulierten Bezugs-Ausgangssignalen y, und y_q abgeleitet. Außerdem wird das Steuersignal δ für den örtlichen Oszillator entsprechend Gleichung (14) abgeleitet. Die Fehlererzeugungsschaltungen des Abschnittes 89 enthalten die Addierer 66, 67,71, die Inverter 64,65 und die Qua· drier- und Dividierschaltung 69. Beide Bezugssignaley, undy_q werden vor Anlegen an die Addierer fi6 und 67 in den Invertem 64 und 65 invertiert. Gleichzeitig werden die Entzerrer-Ausgangssignale auf den Leitungen 46 und 47 an die Addierer 66 bzw. 67 anlegt. Auf diese Weise werden das Inphase-Fehlersignal e, und das Quadraturphase-Fehlersignal e„ auf den Leitungen 42 und 43 bereitgestellt, um die ArTapf-Dämpfungsglied-KoefTizienten des Entzerrers 3D auf den neuesten Stand zu bringen.

In der Quadrier- und Dividier-Schaltung 69 können übliche Schaltungen, beispielsweise Vollweg-Gleichrichter. Tür das Quadrieren der quantisierten Grundbandsignale / und Q, Multiplizierer zur Bildung der Produkte ey_q und <y, sowie Operationsverstärker mit Gegenkopplungs-Multilizierern verwendet werden, um jedes dieser Produkte durch dir Summe der Quadrate der quantisierten Signale zu dividieren. Der Addiere» 71 bildet die Dif-

ferenz der dividierten Signale. Schaltungsanordnungen zur Durchführung nichtlinearer Quadrier- und Dividier-Funktionen sind in Kapitel 7 des Buches »Operational Amplifiers«, J. G. Graeme et al, erschienen bei McOraw Hill Book Company, 1971 beschrieben. . .

Alternativ können unter weitergehender Anwendung von Digitalschaltungen die Quadrier- und Dmdierschaltung 69 zusammen mit dem Addierer 71 in Form von Nurlese-Speichern realisiert werden, die als Nacnschlasetabellen dienen. . . .

Das Ausgangssignal des Addierers 71 entspricht der Lösung von Gleichung (25 a). Dieses Ausgangssignal wird entsprechend Gleichung (25b) an den örtlichen Oszillator 75 gegeben, dessen Nennfrequenz die der modulierenden Trägerwelle ist. Das Steuersignal 6 beeinflußt die Phase und Frequenz des Oszillators 75 nach Art eines Steuersignals für eine phasenstarre Schleife. Das Ausgangssignal des Oszillators 75 folgt dem Phasenzittern und der Frequenzversetzung im empfangenen Signal und wird über die Leitungen 44 und 45 dem Demodulator 40 und dem Remodulator 70 in den F i g. 1,3 und 4 zugeführt. Der Oszillator 75 liefert zwei Ausgangss.gnale, die sich um 90° in der Phase unterscheiden, damit jeweils die entsprechenden Demodulatoren und Multiplizierer angesteuert werden können. . . _

F i g 7 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel für eine gemeinsame Steuerung eines adaptiven Entzerrers sowie das Phasenzittern und die Frequenzversetzung der demodulierenden Trägerwelle in einer QAM-Digitaldatenübertragungsaniage. Fig. 7 iiiusüic» genauer die Gruadbandsnerdaui«8«nröFig. 2. In Fig_ 7 ist der Hauptdemodulator dem Entzerrer vorgeschaltet, und Fehlersignale werden auf der Ebene der Grundbandfrequeiizen abgeleitet. Das hochfrequente Zittern wird nach Durchlaufen der Multibaud-Verzogerung des Entzerrers im wesentlichen unkorreliert zu dem des empfangenen Signals. Folglich kann der dem Entzerrer vorgeschaltete Hauptdemodulator das hochfrequente Zittern nicht kompensieren, obwohl er in der Lage ist, die Frequenzversetzung und das niederfrequente Zittern auszugleichen. Es ist daher ein Hilfsdemodulator vorgesehen, der das hochfrequente Zittern beseitigt. A„fc„,l,pi„

Der Eingangsabschnitt des Grundbandempfängers mit der Eingangsleitung 110 und der Pnasen-Auispaiteinrichtung 120 ist identisch mit dem des Durchlaßband-Empfängers in Fig. 3.

Der Abschnitt 140 in F i g. 7 bildet einen Demodulator mit den Mk*iplizierern 141 bis 144, den Addierern 146 147 und dem Inverter 145. Dieser Demodulator wird gesteuert durch eine demodulierende Inpnase-lragerweii auf der Leitung 134, die an die Multiplizierer 142 und 144 angeschaltet ist, sowie durch eine demodulierenae Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 135, die mit den Multiplizierern 141 und !«verbunden ist_Uie Multiplizierer-Ausgangssignale werden entsprechend der Darstellung in F i g. 7 in des»Addierern ¹⁴f^⁰J "/ kombiniert (das Ausgangssignal des Addierers 141 wird vor Anlegen an den Addierer 14* im Inverter "S invertiert), um die Inphase- und Quadraturphase-Grundbandkomponenten y, und>, vor Anlegen an den Entzerrer 130 zu bilden Der Entzerrer 130 ist in seinem Aufbau identisch mit dem in den Fi g. 3 und 6 dargestellten fcntzerrer. Die durchlaufenden Signale befinden sich jedoch im Grundband und die Fehlersteuersignale werden im

" DerTb'schnittTooTn F i g. 7 bildet einen Hilfsdemodulator, dessen Aufbau identisch mitdem im Abschnitt 140 ist. Er umfaßt die Multiplizierer 201 bis 204, die Addierer 206,207 und den Invertei: 205.FunktionenI entspricht er dem Hauptdemodulator mit der Ausnahme, daß die demodulierenden Wellen die Phasen-ZitterKomponente θ enthalten und er die Ausgangssignale c, und a, des Entzerrers 130 verarbeitet, um die vom Pnasenz.ttem befreiten Signale q, und q, entsprechend Gleichungen (29a) und (29b) zu bilden. _lpnfciprtpn

Die Signale q, und q, werde'n in der Schwellenwert-Aufteilschaltung 150 zur Bildung von «uanusierten Bezugssignalen / und Q verarbeitet, aus denen in den Datenverbrauchern 160Λ und IWB Inphase- und Quadraturphase-Datensignale abgeleitet werden. . τνβ«..ητ Twicrhpn

Die Entzerrer-Fehlersteuersignale <?, und e„ werden im Grundband gewonnen, indem die umeranz ™™™ den Entzerrer-Ausgangssignalen a_p a„ und den quantisierten Signalen / und Q wι den Addierern 1 Ml-»gemu F i g 7 gebildet wird. Die Signale / und β werden vor Anlegen an die Addierer 164 und 165 in den Invertern 162 bzw. 163 invertiert.

Wie oben erläutert, sind zwei Oszillatoren 190,210 für demodulierende Trägerwellen erforderlich^Der Oszillator 190 liefert d»e demodulierende Hauptwelle. Sein Steuersignal gewinnt man anhand der D™»«™^Ka, e-

lationen der tatsächlichen Signale („„ α,) und der Bezugssignale (/, Q) aus dem Entzerrer 130 ^"«Abschaltung 150 mit den Multiplizieren! 181,182 und dem Addierer 183 entsprechend Gleichung (34 C). γ« uszi¹-lator 210 liefert die demodulierende Hilfsteile und sein Steuersignal wird gewonnen durch eine ff"^ela"^on °" Ausgangssignale q, und q„ des Hilfsdemodulators 200 mit den Bezugssignalen / und Q in den Multiplizieren! 185,186 und dem Addierer 187. Die Inverter 184 und 188 invertierten die Ausgangssignale der Multiplizierer IW

und 185 Wie oben erwähnt, kann der Hilfsdemodulator 200 dadurch vereinfacht werden, daß cos θ₂ durcn eins

(direkte Verbindung vom Entzerrer 130 an die Addierer 206 und 207) und θ₂ durch θ₂ seIbstjersetzt werden.

Der Entzerrer nach der Erfindung kann unter Verwendung einer Trägerfrequenz und Baud-hrequenz von

2400 Hz und einer vierstufigen Datencodierung verwirklicht werden, um eine äquivalente Senen-BinaruDenra-

gungsfrequenz von 9600 Bits je Sekunde über Femsprech-Sprachkanäle zu erhalten.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Datenempfänger für synchrone, quadraturamplitudenmodulierte Datensignale, die ohne Trägerfrequenz oder Pilotton über bandbreitenbegrenzte Kanäle übertragen worden sind,

mit einem Transversal-Entzerrer, der eine erste und zweite Verzögerungsleitung, die je mit in synchronen Intervallen angeordneten Anzapfungen für die ankommenden Inphase- bzw. Quadraturphase-Signalkomponenten ausgestattet sind, ferner ein an jede Anzapfung angeschaltetes Dämpfungsglied und einen aufFeh<ersignale ansprechenden Korrelator zur Einstellung jedes Dämpfungsgliedes aufweist, und
mit einem Fehlersignalgenerator zur Erzeugung eines Fehlersignals in Abhängigkeit vom Unterschied zwisehen Signalen, von denen ein Signal eine entzerrte Quadraturphase-Signalkomponente ist, wobei die Korrelatoren die Dämpfungsglieder in Abhängigkeit von den Fehlersignalen einstellen und der Entzerrer die empfangenen Signalkomponenten entzerrt, dadurch gekennzeichnet,

daß der Datenempfanger eine Aufteilschaltung (50,150} zur Quantisierung jeder der entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkoraponenten und einen Oszillator (9t) aufweist, der ein Signal zur Demodulation

is der im Durchlaßband empfangenen Signale in. Grundbandsignale erzeugt,

daß der Fehlersignalgenerator (M, IW) die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Entzerrers (3·, 130) und den quantisierten Signalkomponenten zur Bildung der Imphase- und Quadraturphase-Fehlersigsde für die Korrelatoren vergleicht,

™ daS der Fsalersignalgenerator (80. IW) die entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten

mit quantisierten Quadraturphase- und Inphase-Datensignaien überkreuz zur Bildung von Kreuzprodukisignalen multiplizier und Steuersignale aus der Differenz der Kreuzproduktsignale für die Frequenz und Phase des Oszillators ableitet, und

daß ein Demodulator (40, 140) in Abhängigkeit von den Oszillatorsignalen die Signalkomponenten im Grundbandsignal demoduliert.

2. Datenempfanger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die empfangenem Signalkomponenten direkt an den Entzerrer im Frequenzbereich des Durchlaßbandes angelegt werden,

daß der Demodulator die entzerrten, im Durchlaßband ankommenden Signalkomponenten in den Frequenzbereich des Grundbandes demoliert,

daß die Aufteilschaltung die Grundbandsignale vom Demodulator auf im voraus zugeordnete diskrete Datensignalstufen quantisie:<, und

daß der Dateneraplangor «sinen Modulator aufweist, der die Datensignalstufen von der Aufteilschaltung auf Frequenzen moduliert, die dei, im Entzerrer wirksamen Durchlaßband entsprechen, wobei die Fehlerdifferenzen zwischen Durchlaßbandsignalen am Ausgang des Entzerrers bzw. des Modulators entnommen werden.

3. Datenempfanger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger einen zwischen den Entzerrer und die Aufteilschaltung eingefügten Modulator zur Zitter-Kompensation und einen zweiten, an diesen Modulator angeschalteten Oszillator aufweist, und daß der Fehlersignalgeneutor dte Differenz zwischen den Kreuzprodukten der quadraturbezogenen Ausgangssignale des Modulators zur Zitterkompensation und der quantisierten Signale von der Aufteüschaltung vergleicht, um ein Steuersignal zur Einstellung der Phase des zweiten Oszillators zu bilden.