DE2520431A1

DE2520431A1 - Leistungstransistorschalter

Info

Publication number: DE2520431A1
Application number: DE19752520431
Authority: DE
Inventors: Masahiko Akamatsu
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1974-05-11
Filing date: 1975-05-07
Publication date: 1975-11-13
Also published as: US4239988A; DE2520431C3; DE2520431B2; US4010387A; JPS50145840A

Description

MITSUBISHI DENKI KABUSHIKI KAISHA, Tokyo , Japan

Leistungstransistürschalter

Die Erfindung "betrifft einen Leistungstransistorschalter zur Verhinderung eines Durchbruchs beim Ausschalten des Leistungstransistorschalters, wenn dieser unter relativ hohen Spannungen verwendet wird, z. B, in einem Zerhacker oder in einem Wechselrichter oder dergleichen.

Bei herkömmlichen Leistungstransistorschaltern gemäß Fig. i(a) befindet sich ein Transistor 3 in Reihenschaltung in dem eine Stromquelle 1 und eine Last 2 verbindenden Stromkreis, Wenn die geschlossene Schleife lediglich einen reinen Widerstand umfaßt, so ergibt sich für den EIN-AUS-Betrieb des Transistors 3 hinsichtlich der Kollektorspannung V_CE und des Kollektorstroms I„ das Lissajous-Diagramm gemäß Linie A der Fig. 1(b). Die geschlossene Schleife umfaßt jedoch eine Verdrahtungsinduktivität und eine Lastinduktivität und demgemäß muß man davon ausgehen, daß sich insbesondere bei einem Leistungsschalter der Rückspannungsstoß oder die Riickwelle (resurge) nicht gemäß Linie A einstellt. Bei normalen Anwendungen, bei denen eine Lastinduktivität nicht vernachlässigt werden kann, wird daher üblicherweise eine Diode 4 zur Kommutierung des Laststroms während des AUS-Zustandes des Transistors vorgesehen. In diesem Falle ergibt sich das Lissajous-Diagramm gemäß Kurve B der Fig. i(b). Aufgrund der Verdrahtungsinduktivität wird ein Überschießen oder Überschwingen der wieder angelegten Spannung nach Anstieg der wieder angelegten Spannung beim Abschalten des Transistors

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hervorgerufen. Daher wurde zur Steuerung der überschießenden oder übersehwingenden Spannung ein Wellenschlucker (100) vorgesehen, welcher aus einer parallel zu dem Transistor geschalteten Reihenschaltung eines Kondensators 6 und eines Widerstandes 5 "bestand. Das Lissajous-Diagramm eines solchen Schalters mit einem herkömmlichen Wellenschlucker zur Steuerung der überschießenden oder überschwingenden Spannung entspricht jedoch im wesentlichen der Rückwelle oder dem Rückspannungsstoß B gemäß Fig. i(b). Zur Verbesserung des Lissajous-Diagramms ist es erforderlich, die Konstante des Wellenschluckers 'um sehr als etwa eine Zahl zu ändern. Es ist insbesondere erforderlich, den Widerstandswert des Widerstandes 5 erheblich zu senken. Das Ausmaß um welches der Widerstandswert des Widerstandes gesenkt werden muß, ergibt sich folgendermaßen: Der Widerstand R₁- des Wellenschluckers, welcher erforderlich ist, um die I~ - Vp^-Spur gemäß Linie A' (Fig. 1c) beim Umschalten von BIN-Zustand in den AUS-Zustand zu erhalten ergibt sich im Falle einer reinen Widerstandslast aus der Gleichung

wobei E die Spannung der Spannungsquelle und I^ den Laststrom bedeuten. Andererseits kommt es beim Umschalten vom AUS-Zustand in den EIIT-Zustand zu einer Addition des durch Entladung des Kondensators 6 über den Widerstand 5 hervorgerufe- · nen Stroms. Somit ergibt sich in diesem Falle für die I_c-V_CE-Spur die Kurve C (Fig. 1c), wobei sich für den Spitzenwert des Kollektorstroms Ι_ΠΤ) der Wert

% ^{2 1}L

ergibt.

Der Transistor bewirkt einen plötzlichen Abfall des Stromverstärkungsgrades und einen plötzlichen Anstieg der Kollektorspannung, wenn ein den Nennkollektorstrom übersteigender Strom fließt. Demgemäß ist ein Schalter mit dem

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Lissajous-Diagramm gemäß Fig. 1(c) praktisch nicht verwendbar. Aus diesem Grund hat man bisher lediglich solche Wellenschlucker 100 verwendet, die lediglich eine Steuerung der überschießenden oder iiberschwingenden wieder angelegten Spannung bewirken und ein Lissajous-Diagramm gemäß Kurve B der Pig. 1(b) zur Folge haben.

Wenn man in einem Leistungsschalter einen Transistor verwendet, so wird der Transistor leicht durch einen sekundären Durchbruch zerstört, z. B. durch lokale thermische Durchbrucherscheinungen (örtlicher Anstieg der Temperatur, örtlicher kurzzeitiger Durchbruch, örtliche Stromverdichtung, örtliche thermische Verluste oder dgl.). Phänomene dieser Art werden im folgenden als sekundärer Durchbruch bezeichnet. Bei herkömmlichen Schaltungen war es daher erforderlich, eine erhebliche Leistungsminderung oder Lastminderung (Senkung des praktischen Stroms und der praktischen Spannung auf 1/2 - 1/4) vorzusehen, und zwar im Vergleich zum maximalen Nennkollektorstrom, zur maximalen Kollektor-Emitter-Nennstehspannung V_CEQ (offener Stromkreis zwischen Basis und Emitter) und zur Kollektor-Basis-Stehspannung V_CB0 (geschlossener Stromkreis zwischen Basis und Emitter; im wesentlichen gleich der Kollektor-Emitter-Stehspannung V_CES bei bestimmter Sperrspannung oder Sperrvorspannung).

Es ist somit Aufgabe der Erfindung, einen Leistungstransistorschalter zu schaffen, welcher die Nachteile der herkömmlichen Leistungstransistorschalter nicht aufweist und einen Durchbruch beim Ausschalten verhindert und eine Ausnutzung der maximalen Nennwerte des Transistors ohne erhebliche Leistungsminderung oder Lastminderung und somit eine Verbesserung der Effizienz erlaubt.

Weiterhin ist es Aufgabe der Erfindung, einen Leistungstransistorschalter zu schaffen, bei dem die geschaltete praktische Leistung erhöht werden kann. Erfindungsgemäß wird ein sekundärer Durchbruch beim Ausschalten dadurch verhindert, daß man

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eine Einrichtung zum Unterdrücken der wieder angelegten Spannung vorsieht. Diese Einrichtung führt zu einer Unterdrückung der Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Spannung während der Periode des Umschaltens des Transistors vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand. Ferner wird eine Vereinfachung oder Reduzierung der Einrichtung zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung dadurch ermöglicht, daß man diese Einrichtung mit einer Sperrvorspannung kombiniert. Ferner wird die Abhängigkeit der Unterdrückung der wieder angelegten Spannung von dem Anstieg der Sperrschichttemperatur überwunden. Ferner gelingt es erfindungsgemäß durch • Kombination mit einer Darlington-Schaltung, einen ausgewogenen Transistorschalter zu schaffen, welcher einen normalen Einschaltverlust und eine Schaltleistung getrennt empfängt.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. i(a) ein Schaltbild eines herkömmlichen Transistorschalters;

Fig: i(b), 1(c) Diagramme zur Veranschaulichung der Beziehungen zwischen dem Kollektorstrom I„ und der Kollektorspannung V_CE des Transistors bei dem Schalttransistor gemäß Fig. 1(a);

Fig. 2(a) ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transistorschalters;

Fig. 2(b) ein Diagramm der Beziehung zwischen dem Kollektorstrom I_c und der Kollektorspannung V_CE des Transistorschalters gemäß Fig. 2(a);

Fig. 3(a) - (c) Schaltbilder weiterer Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Transistorschalters;

Fig. 4(a), Fig. 5(a), Fig. 6(a) und Fig. 7 weitere verbesserte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Transistorschalters;

Fig. 4(b), Fig. 5Cb) und Fig. 6(b) Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der verschiedenen Ausführungsformen.

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Fig. 2(a) zeigt ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters. Dieser Leistungstransistorschalter umfaßt eine Einrichtung 200 zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung mit der die Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Spannung unterdrückt wird, und zwar während einer Übergangsperiode des Umschaltens des Transistors 3 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand. Gemäß Fig. 2(a) besteht die Einrichtung zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung aus einem Kondensator 8 und einer hierzu in Reihe geschalteten Mode 9 und aus einem Entladungswiderstand 10. Die elektrostatische Kapazität des Kondensators 8 kann derart gewählt werden, daß beim Umschalten des Transistors 3 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand zur Zeit t« die wieder angelegte Spannung ^-„(t^) anliegt, wobei der Kollektorstrom I^ im wesentlichen unterbrochen ist. Diese Spannung liegt unter der angelegten Spannung VqjjC"^) zur Zeit t^, so daß je nach der Stromquelle ein stationärer Pegel erreicht wird. Der Wert des Entladungswiderstandes 10 wird derart gewählt, daß die Entladung während der Periode des EIN-Zustandes beendet wird. Somit kann der Widerstandswert des Entladungswiderstandes das Mehrfache oder das Mehrzehnfache des Widerstandswertes des Widerstandes 5 des herkömmlichen Wellenschluckers betragen. Somit kann der Entladungsstrom während des Umschaltens vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand vernachlässigt werden. Die Fig. 2(b) zeigt, daß der Transistor gemäß der Ortskurve E ausgeschaltet und gemäß der Ortskurve B eingeschaltet wird.

Im folgenden soll das Problem des sekundären Durchbruchs des Transistors unter dem Gesichtspunkt der praktischen Verwendung desselben betrachtet werden. Beim Umschalten vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand ist die sekundäre Durchbruchsgrenze hoch. Andererseits ist die sekundäre Durchbruchsgrenze während der Periode des Umschaltens vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand niedrig und die Differenz zwischen den sekundären Durchbruchsgrenzen ist groß. Zum Beispiel kann die erstere Grenze um das 3- bis 5-fache höher sein als

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die letztere Grenze (Schaltleistung). Der Grund für eine solche Differenz beruht darauf, daß das Durchbruchsphänomen selbst als ein Umschalten vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand angesehen werden kann. Wenn der Transistor durch Basissteuerung vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand umgeschaltet wird, so wird der Transistor durch Ladungsträgerinjektion von der Basis her in Yorwärtsrichtung gesperrt bevor ein sekundärer Durchbruch stattfinden kann(obgleich sich zwischenzeitlich ein primäres Durchbruchsphänomen einstellt, welches als Vorbote eines sekundären Durchbruchs angesehen werden kann)j so daß der Transistor in den normalen EIN-Zustand geschaltet wird.

Wenn, andererseits der Transistor vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand umgeschaltet wirä_s so gelangt der Transistor durch thermische Instabilität vom Zustand des primären Durchbruchs in den Zustand des sekundären Durchbruchs. Dies bedeutet, daß das primäre Durchbruchsphänomen dem Übergang in den AUS-Zustand. (v/elcher der angestrebte Zustand ist) entgegengesetzt gerichtet ist. Auf diese Weise ergibt sich die Differenz der Durchbruchgrenzen für die beiden Schaltrichtungen. Während der Ausschaltperiode sollte die Spannung genau -anmittelbar nach Anstieg der Kontakttemperatür (aufgrund der Schaltleistung) zusammenbrechen. Somit sind drastische Bedingungen erforderlich. Aus den erwähnten Gründen ergibt sich für die Schaltung der Fig. 2(a) das Lissajous-Diagramm gemäß Fig. 2(b)' für die Kollektorspannung V_CE und den Kollektorstrom I_Q. Somit kann der Unterschied hinsichtlich der sekundären Durchbruchsgrenzen ausgeglichen werden. Nunmehr kann der Aussohaltvorgang vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand unter den gleichen Spannungs-Strom-Bedingungen vorgenommen werden wie der Einschaltvorgang vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand„ Somit kann mit dem erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalter gemäß Fig. 2 ein Strom-Spannungs-Produkt geschaltet v/erden, welches den 2,5- bis 4-fachen Wert ia "Vergleich zu einem herkömmlichen Transistorschalter gemäß Fig. 1 hat.

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Somit kann der erfindungsgemäße Leistungstransistorschalter ohne Leistungsminderung oder Lastminderung unter der maximale/i Fennstehspannung Vqtpq - ^CBO ^un^· dem Strom I~ verwendet werden und es ist somit lediglich eine Lastminderung oder Leistungsminderung entsprechend dem Stromstoß eines Thyristors oder einer Diode erforderlich.

Bei herkömmlichen Schaltern ist die maximale Begrenzung der stationären wieder angelegten Spannung Vq_E (AUS), welche ausgeschaltet werden kann (z. B. die Spannung E der Gleichspannungsquelle gemäß Fig. 1), durch die Kollektor-Emitter-Auf rechterhaltungsspannung (collector-emitter sustaining voltage) Vppisus) (maximale während der Ausschaltstufe erreichte Spannung) im Zustand des Stromdurchbruchs "begrenzt. Daher gilt hei den herkömmlichen Schaltern die folgende unabdingbare Bedingung für den Ausschaltvorgang:

Demgegenüber ist bei dem erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalter beim Ausschalten die Spannung V_CE(t₂) am Stromabbruchpunkt geringer als die Aufrechterhaltungsspannung V_CE(sus). Die stationäre wieder angelegte Spannung V_CE(off) ist durch die elektrostatischen Stehspännungen ^VCEO " ^VCES " V_CEB begrenzt, wobei V^yife^ollektor-Emitter-Sperrspannung bei ^kurzgesenfos'senem Basis-Emitter-Kreis bedeutet und wobei Vq_EB die Kollektor-Emitter-Sperrspannung bei Basis-Sperrvorspannung bedeutet und wobei die elektrostatische Stehspannung im wesentlichen gleich Vq-dq ist. Somit kann die stationäre wieder angelegte Spannung V_CE(off), welche abgeschaltet werden kann (entsprechend V_CE(t~) der Fig. 2), merklich gesenkt werden, so daß sich für den Ausschaltvorgang die notwendige Bedingung V_CE(off) < V_CE(sus) ergibt. Im allgemeinen hat V_CBQ den 1,3- bis 2,5-fachen Wert von Vß_E(sus) und somit kann die Ausschaltgrenze auf das 1,3-fache bis 2,5-fache erhöht werden. Andererseits kann man aber auch

einen Transistor mit geringer V_CE(sus) verwenden, wodurch

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die Herstellung des Transistors vereinfacht wird. Unter obigen Gesichtspunkten ist es darüber hinaus "bevorzugt, einen Leistungsschalttransistor zu verwenden, "bei dem das Verhältnis V_CB0/V_CE(sus) den Wert 1,5-3 hat.

Diese Zusammenhänge werden anhand der folgenden Ausführungsformen weiter erläutert. Die Figuren 3(a) "bis 3(c) zeigen Schaltbilder weiterer Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters. Fig. 3(a) zeigt eine Abwandlung der Ausführungsform gemäß Fig. 2(a), wobei ein Ende des Kondensators 8 mit dem Anschluß der Gleichstromquelle an der dem Transistor entgegengesetzten Seite verbunden ist, sodaß der Kondensator 8 parallel zur Last liegt. Bei dieser Ausführungsform wird der Kondensator 8 während der Periode des EIF-ZuStandes des Transistors langsam aufgeladen und zwar gemäß der Polarität der Fig. 3(a), wob.ei der Strom durch den Widerstand 10 fließt."Zum Zeitpunkt des Umschaltens des Transistors 3 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand fließt der Laststrom I-r durch die Diode 9, den Kondensator 8 und die Last 2 wenn das Potential des Transistors 3 am lastseitigen Anschluß erhöht wird, so daß die Geschwindigkeit des Anstiegs der an den Transistor/wieder angelegten Spannung gesteuert wird. Somit kann der Kollektorstrom des Transistors 3 zusammenbrechen bevor die Spannung den stationären Spannungswert erreicht, so daß also die Spannung des Transistors 3 den hohen Spannungswert erst erreicht, nachdem der Transistor 3 den AUS-Zustand angenommen hat. Somit ist es. wie bei der Ausführungsform der Fig. 2 möglich, den AUS-Zustand unter der Begrenzung durch die Stehspannung herzustellen» Bei den Figuren 3(b) und 3(c) handelt es sich um weitere Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Lei stungs transistorschalter, welche bei niedriger Frequenz eingeschaltet und ausgeschaltet werden. Bei diesen Ausführungsformen sind die Diode 9 und der Kondensator 8 in gleicher Weise wie in den Figuren 2(a) und 3(a) geschaltet. Die Entladung oder Aufladung des Kondensators 8 erfolgt hier jedoch über einen Widerstand 10', dessen Schaltung modifiziert ist. Bei diesen Ausführungsformen wirkt

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der Widerstand 10' als Shunt-Widerstand im AUS-Zustand des Transistors 3, wobei die Zeitkonstante des Kondensators 8 lang ist. Somit eignen sich diese Ausführungsformen als Schalter für niedrige Frequenzen. Ferner eignen sich diese Ausführungsformen für Anwendungen, bei denen im AUS-Zustand des Transistors 3 ein vorbestimmter Basisstrom fließt. Zum Beispiel eignen sich diese Ausführungsformen für den Fall, daß der Transistorschalter parallel zum Hauptwiderstand geschaltet ist, um eine Leistungssteuerung (des durchschnittlichen Effektivwertes) vom Typ der Regelwiderstandssteuerung durchzuführen.

Fig. 4 zeigt ein Schaltbild einer verbesserten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters, wobei die Wirkung der ersten Ausführungsform auf den Anstieg der Sperrschichttemperatur noch weiter verbessert wird und wobei die Kapazität der Einrichtung zur Unterdrückung der Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Spannung (elektrostatische Kapazität des Kondensators 8 und Leistungsverbrauch des Widerstandes 10) gesenkt werden kann. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2(a) wird der Kapazitätswert des Kondensators 8 derart ausgewählt, daß während der Ausschaltzeit die Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Spannung (im folgenden als Kollektorspannungsanstiegszeit t _ bezeichnet) verzögert wird, im Vergleich zur Stromabfallgeschwindigkeit (im folgenden als Kollektorstromabfallzeit t~ bezeichnet) . Die Kapazität des Kondensators 8 wird so gewählt, daß die Bedingung *Γ *rvce ^erf'^¹¹* ^ist*

Die Kollektorstromabfallzeit t~ ist in hohem Maße abhängig von der Sperrschichttemperatur. Bei der Nennsperrschichttemperatur ist die Kollektorstromabfallzeit t_f lang. Daher sind nachteiligerweise groß dimensionierte Einrichtungen zur Unterdrückung der Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Spannung erforderlich. Bei der Schaltverlustenergie handelt es sich um einen über die Zeit integrierten

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Wert, so daß bei einer Verzögerung der Kollektorstromabfallzeit die wieder angelegte Spannung zur Erzielung des gleichen Verlustes geringer sein sollte. Dies bedeutet, daß die erwünschte Kapazität der Einrichtung zur Unterdrückung der Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Spannung bei einer Erhöhung der Sperrschichttemperatur erhöhtwerden muß.

Die zeitlichen Beziehungen des Basisstroms I¹, und des Kollektorstroms i¹ zur Kollektorspannung Vqt? sind in den Figuren 4(b) (i), (ii) durch gestrichelte Linien dargestellt. Wenn die Abfallgeschwindigkeit des Kollektorstroms i¹ verringert (langsamer) ist, so ist die wieder angelegte Spannung V_n-P(V_n) zum Endzeitpunkt des Stromabfalls (t'_o) höher. Die Ausführungsform gemäß Fig. 4(a) dient zur Überwindung dieses Nachteils. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 4(a) erzeugt die Basistreiberschaltung 20 einen Sperrspannungsimpuls <S> I-u.. während mehr als einer vorbestimmten Periode nach Zusammenbruch des Vorwärtsbasisstroms 0 I, . Nach dieser

Zeitdauer erfolgt die Beaufschlagung mit der normalen kleinen Sperrspannung@ Ι,ρ. Diese Beziehung ist durch die ausgezogenen Linien der Fig. 4(b) (i) dargestellt. Diese Verhältnisse wurden vorstehend für den Basisstrom erläutert. Man kann den Effekt jedoch auch durch die Basisspannung erreichen. Wenn dieser Effekt durch den Basisstrom bewirkt wird, so ist^es bevorzugt, eine Diode 11 (oder eine Zenerdiode) umgekehrt parallel zwischen die Basis und den Emitter zu schalten, und zwar im Falle einer hohen Spannung der Sperrspannungsquelle für den Basiskreis. Für diese Ausführungsfarm ist die zeitliche Beziehung zwischen dem Kollektorstrom i und der Kollektorspannung V_CE durch die ausgezogene Linie in Fig. 4(b) (ii) dargestellt. Es ist somit möglich, eine Erhöhung der Abfallzeit t „ des Kollektorstroms i in Abhängig-

X C

keit von einer Steigerung der Sperrschichttemperatur zu verhindern. Erfindungsgemäß wird somit eine Abhängigkeit von der Sperrschichtttemperatur im wesentlichen vermieden.

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Somit wird die Unterdrückung der wieder angelegten Spannung durch die erfindungsgemäße Schaltung mit der AusfUhrungsform gemäß Fig. 4 erheblich verbessert und es ergibt sich bei dieser Ausführungsform ein synergistischer Effekt der beiden Maßnahmen, so daß ein genauer und sicherer Betrieb gewährleistet ist. Durch den Sperrspannungsimpuls erreicht man nicht nur den Effekt der Verkürzung (oder Verkleinerung) der Schaltgeschwindigkeit, es wird' auch eine Anpassung an die Steuerung der wieder angelegten Spannung im praktischen Betrieb erleichtert, so daß die Einrichtung zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung vereinfacht oder reduziert werden kann. Somit kann ein genauer Schaltvorgang unter maximalen Nennbedingungen erreicht werden. Darüber hinaus ist es durch die Verhinderung der Abhängigkeit von der Sperrschichttemperatur möglich, unmittelbar nach dem Schalten einen Reinversionsschaltvorgang zu erzielen, wobei der Schalter unmittelbar nach dem Ausschalten eingeschaltet wird oder unmittelbar nach dem Einschalten ausgeschaltet wird. Somit wird der minimale Grenzwert der EIN-Periode

*„,. _m,-v, ^{und der} minimale Grenzwert der AUS-Periode t „„ on mm. off mm.

erheblich verbessert, so daß eine Schaltoperation mit speziellem zeitlichen Verhalten (Taktverhältnis) erreicht werden kann. So ist es z. B. bei Anwendung in einem Zerhacker oder einem Wechselrichter möglich, jede gewünschte Steuerung des Zeitverhältnisses (Taktverhältnis) durchzuführen (Impulsbreitenmodulation; komplizierte Mehrfachmodulations-Schaltvorgänge).

Bei herkömmlichen Schaltern war es schwierig, den Schaltvorgang unter den maximalen Nennbedingungen mit hoher Frequenz durchzuführen, ohne ein Taktverhältnis (time rate) von 30 - 70 i° zu wählen, da nämlich die durch Anstieg der Sperrschichttemperatur (einschließlich eines örtlichen Temperaturanstiegs) bei der jeweiligen Schaltleistung während des vorhergehenden Sehaltvorgangs erzeugte Wärme nicht in erwünschtem Maße abgeführt werden kann, wenn auch die Wiederholungsschaltperiode bei dem Wiederholungsschaltbetrieb

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mit kurzer Periode lang ist (weniger als etwa mehrere 10 ^u see). Somit addiert sich zu dem vorhergehenden Temperaturanstieg (aufgrund des vorhergehenden Schaltvorgangs) der Sperrschichttemperaturanstieg des neuerlichen Sehaltvorgangs bei der jeweiligen Schaltleistung, so daß es zu einem sekundären Durchbruch kommt. Demgegenüber ist bei dem erfindungsgemäßen Leistungsschalttransistor die Schaltleistung beim Umschalten vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand gering (aufgrund der erfindungsgemäßen Einrichtung zur Unterdrückung der Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Spannung und aufgrund der erfindungsgemäßen Einrichtung zur Beaufschlagung mit einem Sperrspannungsimpuls), und zwar selbst bei einem relativ starken Anstieg der Sperrschichttemperatur (durchschnittlicher Temperaturanstieg bei dem jeweiligen Strom und bei dem jeweiligen Schaltvorgang). Obgleich die beiden Schaltvorgänge (der Schaltvorgang vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand und der Schaltvorgang vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand) mit kurzer Periode wiederholt werden, so ist doch die durch die Schaltvorgänge bewirkte mehrfache Addition des Anstiegs der örtlichen Temperatur relativ gering, da die Schaltleistung durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen unterdrückt oder klein gehalten wird. Demgemäß hat der erfindungsgemäße Leistungstransistorschalter einen erheblichen Vorteil bei Durchführung wiederholter Schaltvorgänge, so daß jede erwünschte Steuerung des Taktverhältnisses erreicht werden kann.

Wenn bei der Ausführungsform der Fig. 4-(a) eine konstante RückwärtsSpannung oder Sperrspannung angelegt wird (wenn somit die Rückwärtsspannung V, nicht zwei verschiedene Werte V, .. und V, £ hat) und wenn die Impedanz der Rückwärtsspannungsquelle 20 oder Sperrspannungsquelle 20 einen relativ geringen Wert hat, so fließt gemäß Fig. 4(b) der erwünschte Impulssperrstrom oder Impulsrückwärtsstrom <£) I, .. je nach der Trägeren tladung des Transistors 3, wobei nach beendeter Trägerentladung der kleine Rückwärtsstrom oder Sperrstrom(31^₂ erreicht wird. Im Falle einer Rückwärtsspannung oder Sperrspannung mit konstantem Spannungswert wird die Diode 11 zwischen Basis und

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Emitter zur Erzielung der Spannung -V, innerhalb der zulässigen Spannung Yqj, nicht benötigt.

Pig. 5(a) zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausflihrungsform des erfindungsgeraäßen Leistungstransistorschalters, wobei die Transistoren in Darlington-Schaltung vorliegen. Der zweite Transistor 3b hat im wesentlichen den gleichen Nennwert oder 4- - 4 des maximalen Nennkollektorstroms des ersten Transistors 3a. Die Grenze für den sekundären Durchbruch des zweiten Transistors 3b für den Schaltvorgang vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand ist im wesentlichen gleich der Grenze für den sekundären Durchbruch des ersten Transistors 2a für den Schaltvorgang vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand(Durchbruchsgrenze bei Verwendung der Einrichtung 200 zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung). Somit unterscheidet sich diese Einrichtung von der herkömmlichen Einrichtung zur Senkung des Treiberbasisstroms für den Stromverstärkungskoeffizienten des zweiten Transistors 3b vom Referenzstromverstärkungsgrad. In dem erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalter dient die Darlington-Schaltung dazu, den partiellen Empfang der Schaltleistung und die Hochfrequenz — Hochleistungsschaltbegrenzung zu verbessern. Die Wellenform des Basistreiberstroms für die Ausführungsform gemäß Fig. 5(a) ist in Fig. 5(b) (i) gezeigt. Der Basissperrstromimpuls (3) 1-U₁ wird den beiden Transistoren, nämlich dem ersten Transistor 3a und dem zweiten Transistor 3b,gemeinsam zugeführt. Somit hat der Absolutwert des Sperrstromimpulses oder Rückwärtsstromimpulses£) Iv* den mehrfachen bis mehrzehnfachen Wert des Absolutwertes des Vorwärtsstroms(+) I, . Im Falle einer konstanten Rückwärts-

spannung wird die Diode 11a weggelassen. Wie bei Fig. 4 fließt der Rückwärtsstromimpuls0 I,., dessen Spitzenwert durch die Impedanz der RUckwärtsstromquelle begrenzt ist, je nach Ladungsträgerentladung des Transistors 3a. Der Transistor 3a wird aufgrund des durch Ladungsträgerentladung zustandekommenden Basisstroms Q I. .. des Transistors 3a gesperrt. Wenn somit der Schalter vom AUS-Zustand in den

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ΕΙϊΤ-Zustand umgeschaltet wird, so wird zunächst der zweite Transistors 3b eingeschaltet und empfängt teilweise den anfänglichen Einschaltstrom des Lastsstromkreises und dann wird der erste Transistor 3a eingeschaltet und empfängt den wesentlichen Teil des Laststroms. Wenn andererseits der Schalter vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand umgeschaltet werden soll, so wird zunächst der zweite Transistor 3"b ausgeschaltet und danach wird der erste Transistor 3a ausgeschaltet, wobei es zum Anstieg der Kollektorspannung kommt. Die zeitlichen Beziehungen dieser Vorgänge sind in den Figuren 5(b)(i), (ii), (iii), (iv) gezeigt. Aus obigen Erläuterungen geht hervor, daß der zweite Transistor 3(b) während eines anfänglichen Zeitabschnitts der Einschaltperiode den gesamten Laststrom empfängt, während der erste Transistor 3(a) den normalen Laststrom empfängt, sowie den gesamten Lastsstrom während der Ausschaltperiode. Somit empfängt der zweite Transistor 3(b) die Schaltleistung während der Einschaltperiode und der erste Transistor empfängt den Kollektorverlust während des normalen EIN-Zustandes, sowie die herabgesetzte Ausschalt-Schaltleistung. Andererseits hat der zweite Transistor 3(b) im normalen EIN-Zustand einen kleinen Kollektorverlust, so daß somit der durchschnitf^ liche Temperaturanstieg geringer ist. Auf diese Weise kann eine höhere Einschalt-Schaltleistung empfangen oder aufgefangen werden (im Vergleich zu einer hohen maximalen Nennkapazität). Andererseits hat der erste Transistor 3a einen großen Kollektorverlust im normalen EIN-Zustand, so daß der durchschnittliche Temperaturanstieg hoch ist. Es muß jedoch nun daran erinnert werden, daß die Ausschalt-Schaltleistung in erfindungsgemäßer Weise gesteuert wird, so daß eine große Leistung eingeschaltet und ausgeschaltet werden kann. Somit wird erfindungsgemäß ein ausgewogener Leistungstransistorschalter geschaffen. Diese Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters beruht auf einem synergistischen Effekt der Einrichtung zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung und der Schaltleistungsaufteilung durch die Darlington-Schaltung.

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Pig. 6(a) zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausfiihrungsform des erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalters. Dabei wird die angelegte Spannung während der Ausschaltperiode vollständig unterdrückt. In Pig. 6(a) bezeichnen die Bezugszeichen 12, 13 Dioden. Das Bezugszeichen 14 bezeichnet einen Kondensator, das Bezugszeichen 15 bezeichnet eine Induktanz und das Bezugszeichen 16 bezeichnet einen Hilfsschalter in Form eines Thyristors 16 oder eines Transistors 16'.

Bei dieser Ausführungsform wird die Ausschaltbefähigung verbessert, so daß sie etwa die Einschaltbefähigung erreicht. Dies geschieht durch Ausnutzung der Charakteristik des Halbleiterschalters, welcher beim Einschaltvorgang eine relativ hohe zulässige Schaltleistung aufweist. Bei der Ausfiihrungsform gemäß Pig. 6(a) wird der Kondensator 14 während der Periode des AUS-Zustandes des Transistors 3 mit der in Fig.6(a) gezeigten Polarität aufgeladen. Wenn nun der Transistor 3 eingeschaltet wird, so fließt der Laststrom. Wenn der Transistor 3 ausgeschaltet wird, so wird zum Zeitpunkt t_? der Hilfsschalter 16 eingeschaltet. Dieser Zeitpunkt liegt um einen vorbestimmten Zeitabschnitt vor dem Zeitpunkt des Stromzusammenbruchs oder des Basissperrstroms. Der Kondensator 14 nimmt an einem Schwingungsvorgang teil und wird mit umgekehrter Polarität aufgeladen, indem ein Strom durch den Hilfsschalter 16 und die Induktanz 15 fließt, so daß der Impulsstrom kontinuierlich durch die Dioden 12, 13 fließt.· Andererseits wird der Basisstrom des Transistors 3 zum Zeitpunkt t~ gestoppt oder gesperrt. Dabei handelt es sich etwa um den Zeitpunkt, zu dem der Impulsstrom des Kondensators 14 umgekehrt wird. Der Zeitpunkt t~ liegt zwischen dem Zeitpunkt t„ (der Einschaltung des Hilfsschalters 16) und einem Zeitpunkt t., zu dem ein Strom durch die Diode 12 zu fließen beginnt. Der Kondensator 14 schwingt weiter und wird mit der in Fig. gezeigten Polarität aufgeladen. Die Diode 12 gelangt in den Sperrzustand und die Kollektorspannung wird wieder angelegt. Der Transistor 3 kehrt in den Sperrzustand zurllck, und zwar vor dem Zeitpunkt t^ der Wiederbeaufschlagung mit der

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Kollektorspannung. Somit kann die Ausschalt-Schaltleistung vernachlässigt werden und der erfindungsgemäßen Leistungstransistorschalter kann fortgesetzt betrieben werden, und zwar bei der zulässigen Durchbruchsgrenze für das Einschalten des Transistors 3 und des Hilfsschalters 16 oder 16', ohne daß beim Ausschalten des Transistors 3 eine Beschränkung auf einen niedrigeren Wert (für die sekundäre Durchbruchsgrenze) erforderlich ist.

Bei den vorstehenden Ausführungsformen wurde ein Flächentransistor eingesetzt. Ähnliche Ergebnisse werden jedoch erzielt, wenn man den Feldeffekt-Leistungstransistor 3' gemäß Fig. 7 einsetzt.

Wie oben ausgeführt, kann erfindungsgemäß ein Durchbruch des Transistors während des Ausschaltvorgangs verhindert werden und die Ausschalt-Schaltieistung kann drastisch gesenkt werden, indem man die erfindungsgemäße Einrichtung zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung vorsieht. Die Durchbruchsgrenze für den zulässigen Schaltvqrgang kann wesentlich verbessert werden. Es ist insbesondere möglich, den Schalter mit einem normalen Wert der wieder angelegten Spannung (z. B. mit der Spannung der Spannungsquelle) auszuschalten, welche über der Kollektor-Emitter-Aufrechterhaltungsspannung V_c-g(sus) liegt. Somit ist die maximale Spannung in der Praxis nicht auf den Wert Vq_E(sus) beschränkt und die wieder angelegte Spannung kann im praktischen Betrieb etwa auf die elektrostatische Kollektor-Basis-Stehspannung "Vq-dq erhöht werden. Wenn man sich andererseits mit dem Anlegen der gleichen Spannung begnügt, so ist ν_βΕ(bus)geringer und demgemäß bedarf die Transistorherstellung eines geringeren Aufwandes. (Die Transistorherstellung gelingt in einfacherer Weise.) Wenn erfindungsgemäß zusätzlich eine Beaufschlagung mit dem Sperrspannungsimpuls erfolgt, so kann die Einrichtung zur Steuerung der angelegten Spannung vereinfacht oder reduziert werden und die Abhängigkeit des Effektes der Unterdrückung

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der wieder angelegten Spannung von dem Anstieg der Sperrschichttemperatur kann "beseitigt werden. Wenn erfindungsgemäß zusätzlich eine Darlington-Schaltung vorgesehen wird, so werden der normale Einschaltverlust und die Schaltleistung aufgeteilt und man erhält einen geeigneten ausgewogenen Transistorschalter.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

/Tj) Leistungstransistorschalter mit einem Über die Basis einschaltbaren und ausschaltbaren Transistor in Reihe zu einer Last und einer Stromquelle, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (8,9,10,10';12-16) zur Steuerung der während der Übergangsperiode des Umschaltens des Transistors in den AUS-Zustand die Emitter-Kollektor-Strecke wieder beaufschlagenden Spannung, welche die wieder angelegte Spannung bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der Kollektorstrom im wesentlichen unterbrochen ist, unterdrückt.
2. Leistungstransistorschalter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (20) zur Beaufschlagung der Basis des Transistors (3) während der Übergangsperiode mit einem Sperrstromimpuls, so daß ein Nebenschluß des Stroms des Laststromkreises durch die Einrichtung (8-10,10¹;12-16) zur Steuerung der wieder angelegten Spannung gefördert wird.
3. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Darlington-Schaltung von mindestens zwei Leistungstransistoren (3a,3b), so daß die Schaltleistung während der Übergangsperiode der Umschaltung in den AUS-Zustand der Einrichtung (8-10,10';12-16) zur Steuerung der wieder angelegten Spannung und einem der Darlington-Transistoren (3a) aufgebürdet wird und die Schaltleistung während der Übergangsperiode der Umschaltung in den EIN-Zustand dem anderen Transistor (3b) der Darlington-Schaltung aufgebürdet wird.
4. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (8-10,1O¹) zur Steuerung der wieder angelegten Spannung einen Kondensator (8) und eine Diode (9) umfaßt, welche während der Übergangsperiode einen Nebenschluß zum Transistor (3) für den Strom des Laststromkreises bilden, sowie einen Widerstand (10) für die

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Entladung des Kondensators (8) während der Periode des EIN-Zustandes oder des AUS-Zustandes des Transistors (3).
5. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Beaufschlagung der Hauptelektrode des Transistors (3) zur Zeit des Ausschaltens des Transistors mit einer Sperrspannung oder einem Sperrstrom.
6. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 1 Ms 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (3) ein Dreischichttransistor mit einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter ist und daß die Kollektor-Basis-Sperrspannung des Transistors (3) einen höheren Wert hat als die 1,5-fache Aufrechterhaitungsspannung des Transistors.
7. Leistungstransistorschaltung, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 "bis 5 mit einem Feldeffekttransistor in Reihenschaltung in einem eine Last und eine Stromquelle umfassenden Laststromkreis, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (8-10, 10'; 12-16) zur Unterdrückung der an die Quelle-Senke-Strecke wieder angelegten Spannung während der Übergangsperiode des Umschaltens des Transistors in den AUS-Zustand, wobei die wieder angelegte Spannung bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der Senkenstrom im wesentlichen unterbrochen ist, unterdrückt wird.
8. Leistungstransistorschalter nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (8-10; 10¹) zur Beaufschlagung des Tors (G) des Transistors (3¹) mit einem Sperr stromimpuls während der Übergangsperiode, so daß ein Nebenschluß des Laststromkreis-Stroms über die Einrichtung (8-10,1O¹) zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung gefördert wird.
9. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 7 oder 8, gekennzeichnet durch eine Darlington-Schaltung von

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mindestens zwei Leistungstransistoren, so daß die Schaltleistung während der Übergangsperiode des Umschaltens in den AUS-Zustand der Einrichtung (8-10,1O¹) zur Unterdrückung der wieder angelegten Spannung und einem der Darlington-Transistoren aufgebürdet wird und die Schaltleistung während der Übergangsperiode der Umschaltung in den EIN -Zustand dem anderen Transistor der Darlington-Schaltung aufgebürdet wird.
10. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (8-10,1O¹) zur Steuerung der wieder angelegten Spannung einen Kondensator (8) und eine Diode (9) umfaßt, welche während der Übergangsperiode einen Nebenstromweg zum Transistor für den Strom des Laststromkreises "bilden, sowie einen Widerstand (10) für die Entladung des Kondensators (8) während der Periode des EIN-Zustandes oder des AUS-Zustandes des Transistors (3¹).
11. Leistungstransistorschalter nach einem der Ansprüche 7 bis 10, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Sperrung der Hauptelektroden des Transistors zur Zeit der Ausschaltung des Transistors.

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