DE2540176A1 - Interpolierendes digitalfilter - Google Patents

Description

PHX 7733 XOOl/«'χ JN/JB 2Ö-&-1975

DIETER rOrriG

Feientessessor

Anmelder: H. V Phiftfs* GlceilampenfobrtA«

Afcl:rMr: PHN- 7733

Anmeldung vomi 9. Sept.. 1975

"Interpolierendes Digitalfilter".

Die Erfindung bezieht sich auf ein nichtrekursives Digitalfilter zum Erzeugen von mit einer gegebenen Ausgangsabtastfrequenz f- auftretenden binären Ausgangskodenworten, die auf eine vorbestimmte Weise mit einer Folge binärer Eingangskodeworte im Verhältnis stehen, die mit einer Exngangsabtastfrequenz f₁ auftreten, wobei die Ausgangsabtastfrequenz f₂ ein ganzes Vielfaches (m) der Eingangsabtastfrequenz f.. ist. Dieses Digitalfilter enthält eine Speicheranordnung, die zum Speichern einer gegebenen Anzahl (n) aufeinanderfolgender Eingangskodeworte eingerichtet ist; weiter eine Multi-

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"■" ' PHN 7733

2 ·- .· y.8~b-

plikationsanordnung, mit deren Hilfe innerhalb einar Eingangsabtastperiode 1/f-, eine Anzahl (m) Reihen von Produkten aus der genannten gegebenen Anzahl (n) Eingangskodeworte und einer Anzahl (m) untereinander abweichender Reihen von Gewichtungsfaktoren, die dem Zusammenhang zwischen den Eingangs- und Ausgangskodenworten entsprechen, gebildet werden; eine Addieranordnung, die mit der genannten Multiplikationsanordnung gekoppelt und dazu eingerichtet ist, innerhalb einer Eingangsabtastperiode "!/f.. die genannte der Anzahl (m) Reihen von Produkten entsprechende Anzahl Ausgangskodeworte zu erzeugen, die .je mindestens durch die mathematische Summe aller zu einer gegebenen Reihe gehörender Produkte gegeben werden.

Ein derartiges Digitalfilter, das zur Erhöhung der Abtastfrequenz eingerichtet ist, ist bereits mit dem Namen interpolierendes digitalfilter bezeichnet. Beschreibung des Standes der Technik.

Es wurde bereits ein interpolierendes nichtrekursives Digitalfilter vorgeschlagen, dessen Speicheranordnung durch eine Verzögerungsleitung mit einer Anzahl (n) Verzögerungsglieder gebildet wird, die je zum Speichern nur eines Eingangskodewortes eingerichtet sind. Diese Verzögerungsglieder sind je über eine Abzweigung mit einem darin aufgenommen Vervielfacher an eine Addieranordnung angeschlossen. Dabei wird jedem Verfielfacher

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ν PKN 7733 - 3 - '■< 23-3-197-5

ein Gewichtungsfaktor einer gegebenen Reihe von Gewichtungsfaktoren zugeführt.

Insbesondere werden in diesem bereits vorgeschlagenen Digitalfilter zum Erzeugen eines Ausgangskodewortes die Eingangskodeworte einer vorbestimmten Reihe mathematischer Operationen ausgesetzt, die auf mathematische Weise durch die Konvolutionssumme dargestellt werden können:

y Γ (η + q/m)Tj = ^" C ^q, kl χ f(n-k)3

mit q=O, 1, 2, 3, ...m-1.

In diesem Ausdruck ist:

m eine ganze Zahl, die das Verhältnis zwischen der Eingangs- und Ausgangsabtastfrequenz (m = f /f.. ) angibt, N eine ganze Zahl, die die Anzahl Eingangskodeworte angibt, die im Eingangskreis gespeichert sind, T der Reziprokwert der Eingangsabtastfrequenz T=i/f ι

ein Eingangskodewort der mit einer Periode | auftretende Eingangskodeworte, η die Rangnummer des nach dem Zeitpunkt T=O auftretenden Kodewortes,

y I (n+q/m)TJ eines der mit einer Periode T/m auftretenden Ausgangskodeworte,
C j q, k ein Gewichtungsfaktor.

Es sei bemerkt, dass die genannten Gewichtungs-

der Rezip
\ (n-k)T I

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faktoren meistens als "filterkoeffizienten" bezeichnet werden rind in einer Speicheranordnung, wie beispielsweise einem Festwertspeicher (ROM) gespeichert sind.

Zum Durchführen der gegebenen mathematischen Bearbeitungen hat das obenstehend beschriebene interpolierende Filter jedoch derartige Abmessungen und eine derartige Verlustleistung, dass die praktische Verwendbarkeit äusserst beschränkt ist; beispielsweise in bezug auf die Möglichkeit von Z'eitmultiplexverarbeitung von Informationssignalen. . ·

Zusammenfassung der Erfindung.

Die Erfindung bezweckt nun, ein interpolierendes -nichtrekursives Digitalfilter zu schaffen, dessen Abmessungen und Verlustleistung derart verringert sind, dass dieses Filter mit Hilfe von Integrationstechniken, wie beispielße I²L hergestellt werden kann und wobei "timesharing" angewandt werden kann um mehrere Filterfunktionen an einer gegebenen Reihe von Eingangssignalabtastwerten und/oder eine einzige Filterfunktion .an einer gegebenen Anzahl Reihe von Eingangssignalabtastwerten durchzuführen.

Nach der Erfindung wird dazu die genannte Speicheranordnung zum Speichern der genannten gegebenen Anzahl (n) aufeinanderfolgender Eingangskodeworte durch eine Umlaufspeicheranordnung mit pez'iodisch sich ändernder Speicherzeit gebildet, welche Speicheranordnung durch

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einen Taktimpulsgenerator gesteuert wird und mit einem . Ausgangskreis versehen ist, über den innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1/f*., die in der Speicheranordnung gespeicherten Eingangskodeworte einige Male der genannten Multiplikationsanordnung zugeführt werden, wobei diese Anzahl Male dem genannten ganzen Vielfachen (m) entspricht und die vom genannten Ausgangskreis gelieferten Kodeworte jeweils nacheinander auftreten.

Die genannte Speicheranordnung kann durch ein Schieberegister gebildet werden, wobei jeder Registerteil zum Speichern eines vollständigen Kodewortes eingerichtet ist, als Speicheranordnung kann jedoch auch ein Random-—speicher .(RAM) verwendet werden.

' Kurzbeschreibung der Figuren.

Fig. 1 zeigt ein nichtrekursives Digitalfilter nach der Erfindung,.

Pig. 2 zeigt einige Zeitdiagramme zur Erläuterung des Digitalfilters nach Fig. 1,,

Fig. 3 einige Diagramme zur Erläuterung der Vahl der in einem interpolierenden Digitalfilter zu verwendenden Filterkoeffizienten,

Fig. k eine Abwandlung des interpolierenden Digitalfilters nach Fig. 1,

Fig. 5 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung des Digitalfilters nach Fig. 4.

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. . ρϊιν 7733

- 6 - λ-. 28-8-1975

In Fig. 1 ist ein interpolierendes nicht-

rekursives Digitalfilter nach der Erfindung dargestellt. Dieses Filter ist beispielsweise in einen Empfänger eines PCM-Fernmeldesystems aufgenommen. Das Digitalfilter enthält einen Eingangskreis 1 , dem das zu filternde Eingangssignal zugeführt wird. Dieses Eingangssignal, das in der Figur durch x(nT) bezeichnet worden ist, wird durch eine Reihe binär kodierter Abtastwerte eines analogen Informationssignals gebildet, wobei diese Abtastwerte mit -einer Frequenz f., die bereits obenstehend als Eingangsabtastfrequenz bezeichnet worden ist, erhalten werden. Diese binär kodierte Abtastwerte, die im allgemeinen als "Kodeworte" bezeichnet /erden, werden beispielsweise im Sender des genannten PCM-Fernmeldesystems erzeugt. Zur Bearbeitung in dem in Fig. 1 dargestellten Digitalfilter werden diese mit einer Periode T=IZf₁ nacheinander auftretenden Eingangskodeworte jeweils einer Schaltungsanordnung 2 zugeführt die durch drei UND-Tore 3> ^ und 5 und ein ODER-Tor 6 gebildet wird, wobei diesen UND-Toren 3» ^j 5 von einem Takt impulsgenerator 7 herrührende Taktimpulse zugeführt werden.

In diesem Digitalfilter werden die Eingangs-

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kodeworte x(nT) entsprechend dem eingangs erwähnten mathematischen Ausdruck bearbeitet, wobei die jeweiligen durch die Werte von q gekennzeichneten Reihen von Filterkoeffizienten CJq, k mit k = O, 1, 2, ... (Ν-!) in einer Speicheranordnung 8, beispielsweise in einem Festwertspeicher (ROM) gespeichert sind.

Wenn in der Schaltungsanordnung 2 das UND-Tor 3 von einem Taktimpuls des Generators 7 geöffnet wird, werden die nacheinander auftretenden Kodeworte x(nT) in eine Speicheranordnung 9 eingeschrieben, die in diesem Ausführungsbeispiel durch ein Schieberegister mit fünf Registerteilen 1θ(θ) - 1θ('*) gebildet wird, die je zum Speichern eines vollständigen Eingangskodewortes eingerichtet sind. In diesem Schieberegister werden nun aufeinanderfolgende Eingangskodeworte in aufeinanderfolgenden Registerteilen gespeichert. Jeweils wenn ein neues Kodewort in dieses Register eingeschrieben wird werden die bereits gespeicherteh Kodeworte um eine Stelle verschoben und das älteste Kodewort verschwindet aus dem Register. Symbolisch dargestellt enthalten nach Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes die Registerelemente to(o) - 10(4) die Kodeworte x(n), x(n-i), x(n-2), x(n-3) bzw. x(n-4).

Nach dem Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes wird das UND-Tor 3 geschlossen und infolge eines

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Steuerimpulses des Generators 7 wird ein UND-Tor h geöffnet, in welchen Zustand der letztere Registerteil 10(4) mit dem ersten oder Eingangsregisterteil 1o(o) verbunden ist, wodurch ein Umlaufschieberegister erhalten worden ist.

Dem Einschreiben eines neuen ingangskodewortes

folgt ein Rechenzyklus, in dem den Registerteilen Taktimpulse und dem ROM 8 Steuerimpulse zugeführt werden. Dadurch wird ein Filterkoeffizient und das entsprechende Kodewort, das im letzten Registerteil 10(h) gespeichert ist, den Eingängen eines Multiplikators 11 zugeführt, der das Produkt aus diesen zwei Kodenworten bildet und der dieses Produkt einem Akkumulator 12 zuführt. Dieser Akkumulator 12 ist in diesem Ausführungsbeispiel in dem Zeitpunkt, wo ein neues Eingangskodewort in das Schieberegister 9 eingeschrieben worden ist, auf den ¥ert Null zurückgestellt. Nachdem alle im Register 9 anwesenden Eingangskodeworte je einmal mit einem Filterkoeffizienten multipliziert worden sind, und die dabei erhaltenen Produkte im Akkumulator 12 zusammenge-zählt worden sind, d.h. am Ende des Rechenzyklus, wird dieser Akkumulator in die Nullstellung zurückgebracht. Jeweils jedoch bevor dieses Zurückstellen des Akkumulators in die Nullstellung stattfindet, wird das Kodewort, das dann im Akkumulator gespeichert ist, mit Hilfe eines Übertragungskreises 13 ausgelesen. Dieses Kodewort bildet das Ausgangskodewort

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y \ (n+q/m)T \ , das in diesem Ausführungsbeispiel weiter .beispielsweise in einen Puffer 13(1)» der beispielsweise als Schieberegister ausgebildet werden,kann, eingeschrieben wird. Unter Ansteuerung von Taktimpulsen, die vom Generator 7 herrühren, können die Bits dieses Ausgangskodewortes beispielsweise reihenweise aus diesem Register 13(1) ausgelesen werden.

Es sei bemerkt, dass die Bits der Zahlen x(nT), y I (n+q/m)Tl und C jq, kl reihenweise sowie parallel auftreten können und in dieser Erscheinungsform in den jeweiligen Speicherelementen gespeichert werden können. Veder in den Figuren noch in der Beschreibung wird daher --sswischen den beiden Erscheinungsformen ein Unterschied gemacht werden.

Zur Verwirklichung eines interpolierenden

Digitalfilters, d.h., zum Erzeugen einer gegebenen Anzahl Ausgangskodeworte beispielsweise m, (m^>i), innerhalb einer Periode T der Eingangskodeworte wird der obenstehend beschriebene Rechenzyklus einige Male, nämlich m-mal wiederholt. Für - jeden dieser Rechenzyklen wird dieselbe Reihe von Eingangskodeworten benutzt, aber für verschiedene Rechenzyklen innerhalb der genannten Periode T andere Reihen von Filterkoeffizienten, die auf noch näher zu beschreibende Weise mit einander in Zusammenhang stehen.

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PHlT 7733 - /IO - · -28-8- <97b

Damit die Ausgangskodeworte y I (n+q/m)TJ

alle in untereinander gleichen Zeitabständen von T/m verfügbar werden, ist das Schieberegister 9 ^al^s Schieberegister mit periodisch sich ändernder Speicher- oder Verzögerungszeit ausgebildet. Insbesondere ist in diesem Ausführungsbeispiel ein Schieberegister mit periodisch sich ändernder Länge angegeben. Der Ausgang des Registerteils 10(3) ist nähmlxch mittels einer Rückführungsleitung lh und über das UND-Tor 5 und das ODER-Tor 6 mit dem ersten Registerteil io(o) verbunden. Diese Rückführungsleitung wird dabei zu einem noch näher zu beschreibenden Zeitpunkt vom Taktimpulsgenerator 7 erregt, der dazu zu dem letztgenannten Zeitpunkt einen Impuls abgibt, der das UND-Tor 5 öffnet und die UND-Tore 3 und k sperrt.

Die Wirkungsweise des dargestellten Schieberegisters 9 wird für den Fall m=2 und N=5 an Hand der Tafel 1 näher erläutert. In dieser Tafel I bedeuten die Spalten 10(o) - 1θ(*ΐ) den Inhalt der Registerteile 1o(o) 10(4) und die Spalte 5 den Filterkoeffizienten, mit dem das im Teil io(4) (Spalte 1O(4)) gespeicherte Eingangskodewort multipliziert wird.

Die in dieser Tafel I jeweils mit drei Bezugszeichen p, r und s angegebenen Reihen (p=1 , 2, 3s ^j *"=1 , 2; s=1, 2, 3» 4» 5) bezeichnen je die zu einem gegebenen Zeitpunkt im Schieberegister 9 auftretende Reihenfolge

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?h:t 7733 28-8-i97

der gespeicherten Kodeworte. Eine derartige Reihenfolge von Kodeworten wird untenstehend mit dem Zustand des Schieberegisters 9 bezeichnet. Ein gegebener Zustand, beispielsweise der nach 1.1.3» geht unter Ansteuerung eines Schiebeimpulses dabei in den folgenden Zustand 1.1.4 über. Die Zustände 1.1.1, 2.1.1, 3.1.1 und 4.1.1 sind diejenigen unmittelbar nach dem Einschreiben eines neuen Kodewortes, nämlich der Kodeworte x(n), x(n+i), x{n+2) bzw. x(n+3).

Nach dem Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes, beispielsweise des Kodewortes x(n), findet der erste Rechenzyklus statt, wobei das Schieberegister 9 nacheinander die in der Tafel I angegebenen Zustände 1.1.1 bis zum 1.1.5 einnimmt. Nachdem im Zustand 1.1.5 die Multiplikation x(n).C(o,O) durchgeführt worden ist, wird der Inhalt des Akkumulators ausgelesen und dieser wird in die Nullstellung zurückgebracht. Danach erfolgt der zweite Rechenzyklus, wobei das Schieberegister 9 die Zustände 1.2.1 bis zum 1.2.5 durchläuft. Nachdem insbesondere am Anfang dieses zweiten Rechenzyklus das Schieberegister 9 in den Zustand 1.2.1 gebracht worden ist, wird das UND-Tor k gesperrt und das UND-Tor 5 geöffnet, wodurch beim Auftritt weiterer Schiebeimpulse der Inhalt des Registerteils 10(3) in den Registerteil 1θ(4) sowie in den ersten Registerteil Ίθ(θ) eingeschrieben wird. Das

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älteste Kodewort x(n-4) im Register 9 verschwindet dadurch bereits nach dem Anfang des zweiten Rechenzyklus aus dem Register 9j während jeweils in den ersten und letzten Registerteil 1θ(θ) bzw. 1θ(4) dasselbe Kodewort eingeschrieben wird.

Nach Durchführung der letzten Multiplikation in der betrachteten Abtastperiode wird das UND-Tor 5 gesperrt und das UND-Tor 3 geöffnet, während das UND-Tor h gesperrt bleibt. Dadurch wird im Auftrittszeitpunkt eines Schiebeimpulses ein neues Eingangskodewort x(n+1) in den Registerteil 1θ(θ) eingeschrieben, während gleichzeitig die bereits vorhandenen Kodeworte im Register 9 um eine Stelle weitergeschoben werden. Unmittelbar nach dem Einschreiben des Kodewortes x(n+1) fängt der erste von zwei neuen Rechenzyklen an, wobei- die Schieberegisterzustände in der Tafel mit diesen Bezugszeichen angegeben sind, von denen ρ den ¥ert 2 hat. In der Tafel sind auch noch die beiden Rechenzyklen angegeben, die nach dem Einschreiben des Kodewortes x(n+2) auftreten. Die zu diesen Rechenzyklen gehörenden Schieberegisterzustände sind mit diesen Bezugszeichen angegeben, wofür ρ den Wert 3 hat.

Durch.Verwendung der Rückführungsleitung 14 ist auf diese ¥eise erreicht worden, das bereits während des letzten Rechenzyklus innerhalb einer gegebenen Abtast-

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•Ή* 7/33 - 13 - 28-8--J975

periode die Eingangskodeworte im Schieberegister derart weitergeschoben werden, dass der Zustand des Schieberegisters beim Durchführen der letzten Multiplikation des genannten letzten Rechenzyklus beispielsweise der Multiplikation x(n).C(i,O) im Zustand 1.2.5 des Schieberegisters (siehe die Tafel), dem Zustand des Schieberegisters unmittelbar nach dem Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes am Anfang der betrachteten Abtastperiode entspricht, in dem Sinne, dass dabei das zunächst älteste Eingangskodewort aus dem Register 9 verschwunden ist (vergleiche die Zustände 1.2.5'-und 1.1.1 aus der Tafel). Dadurch wird erhalten, dass die Schiebeimpulse für das Schieberegister 9 ständig mit derselben Periode nacheinander auftreten.

Dass durch Verwendung der Rückführungsleitungen ein Schieberegister.verwirklicht worden ist mit einer periodisch sich ändernden Sped eher- bzw. Verzögerungszeit lässt sich an Hand der Spalte 10(4) der Tafel I erläutern. Dazu betrachten wir beispielsweise das Kodewort x(n-i). Aus der Tafel folgt, dass dieses Kodewort zur Multiplikation mit einem Filterkoeffizienten im Registerteil 10(4) in den Schieberegisterzuständen 1.144; 1.2.4; 2.1.3; 2.2.3; 3.1.2; 3.2.2; und 4.1.1. vorhanden ist. Da der Zeitabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zustände des Schieberegisters nur einer Schiebeperiode τ/Nm ent-

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spricht, ist folglich der Zeitabstand zwischen dem Schieberegisterzustand 1.1.4 und 1.2.4 gleich $ Τ/Nm; der zwischen dem Zustand 1.2.4 und 2.1.3 jedoch nur 4T/Nm, der zwischen dem Zustand 2.1.3 und 2.2.3 wieder 5T/Nm; der zwischen dem Zustand 2.2.3 und 3·1·2 wieder nur 4T/Nm usw.

Vie bereits aus der Tafel I hervorgeht, ist

durch Verwendung eines Schieberegisters mit sich periodisch ändernder Verzögerungszeit erreicht worden, dass alle Rechenzyklen gleich lang dauern und die Ausgangskodeworte y I (n+q/m)T \ alle zu äquidistanten Zeitpunkten auftreten.

—Obschon das an Hand der Tafel I beschriebene Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 nach dem Einschreiben eines Ausgangskodewortes in das Register 9 nur zwei Ausgangskodeworte liefert, kann diese Anzahl Ausgangskodeworte beliebig vergrössert werden. Dann nimmt jedoch auch die Anzahl Reihen von Filterkoeffizienten zu.

¥ie bereits erwähnt, werden die jeweiligen

Elemente des Digitalfilters vom Taktimpulsgenerator 7 gesteuert. In Einzelheiten enthält dieser Taktimpulsgenerator einen Oszillator 15_f der mit einer Frequenz 3Nmf.-, wobei N die Anzahl Schieberegisterelemente des Registers 9 darstellt und m wieder die Anzahl gewünschter Ausgangskode-

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■> Ή'

worte pro Eingangabtastperiode T, Ausgangsimpulse liefert Der Ausgang dieses Oszillators 15 ist mit dem Eingang eines ersten Binärteilers bzw.-Zählers 16 verbunden, der in diesem Ausführungsbeispiel die Ausgangsfrequenz des Oszillators durch einen Faktor 3 teilt. Gewisse Teile dieses Zählers 16 sind mit Eingängen von UND-Toren 17, und 19 verbunden. Diese Verbindungen sind in der Figur auf schematische Weise durch das schraffierte Gebiet 16(1) dargestellt. Der Ausgang des UND-Tores 17 ist mit den Taktimpulseingängen der Schieberegisterelemente 1O(.) verbunden. Der Ausgang des UND-Tores 19 ist mit dem Eingang eines zweiten Binärteilers bzw. -Zählers 20 verbunden, dessen Ausgang seinerseits mit dem Eingang eines dritten Binärteilers bzw. -Zählers 21 verbunden ist.

Der dargestellte Taktimpulsgenerator enthält weiter vier UND-Tore 2 25 und zwei Inverter 26 und 27. Diese UND-Tore und Inverter sind dabei auf die in der Figur angegebene Weise mit den Ausgängen der Zähler 20 und 21 und der UND-Tore 17 und 18 verbunden.

Die Wirkungsweise des dargestellten Taktimpulsgenerators wird nun für den Fall N=5 und m=2 an Hand der in Fig. 2 dargestellten Zeitdiagramme näher erläutert. Bei a in Fig. 2 ist die Reihe von Taktimpulsen dargestellt, die vom Oszillator 15 erzeugt wird. Der Zähler 16 teilt die Ausgangsfrequenz dieses Oszillators 15 durch

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einen Faktor 3 und begrenzt auf diese Weise Zyklen von drei aufeinanderfolgenden Ausgangsxmpulsen des Oszillators 15· Infolge des ersten Taktimpulses eines derartigen Zyklus liefert jeweils das UND-Tor 17 einen Ausgangsimpuls, infolge des zweiten Taktimpulses in einem derartigen Zyklus liefert jeweils das UND-Tor 18 einen Ausgangsimpuls und infolge des dritten Taktimpulses in einem derartigen Zyklus liefert jeweils das UND-Tor 19 einen Ausgangsimpuls. Die auf diese ¥eise erhaltenen Reihen von Ausgangsxmpulsen der UND-Tore 17, 18 und 19 sind in Fig. 2 durch b, £ und d. angegeben.

Der Zähler 20 liefert nun jeweils nach einem Zyklus von N=5 Ausgangsxmpulsen des UND-Tores 19 einen Ausgangsimpuls und gibt auf diese Weise das Ende eines Rechenzyklus des Filters an. Diese Ausgangsimpulse des Zählers .20 sind bei.£ in Fig. 2 dargestellt. Der während dieses Ausgangsimpulses des Zählers 20 auftretende Ausgangsimpuls des UND-Tores 18 hat zur Folge, dass vom UND-Tor 25 ein Impuls abgegeben wird, wodurch der Inhalt des Akkumulators 12 über den Torkreis 13 in den Puffer 13(i) eingeschrieben wird. Der beim Auftritt des Ausgangsimpulses des Zählers 20 vom UND-Tor I9 abgegebene Impuls:? bringt über das UND-Tor Zh den Akkumulator 12 in die Nullstellung zurück. Diese von den UND-Toren 25 lind 2k abgegebenen Impulse sind durch g und h in Fig. 2 dargestellt.

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Der Zähler 21 ist zum Zählen von m Ausgangsimpulsen des Zählers 20 eingerichtet und durchläuft dabei zyklisch die Zählsteilungen Null bis einschliesslich m-1. Solange dieser Zähler 21 die Zählstellung m-1 noch nicht erreicht hat, liefert er an seinem Ausgang eine binäre "0", die über den Inverter 27 dem UND-Tor k zugeführt wird. Auf diese Weise wird das UND-Tor h geöffnet und folglich findet während der ersten m-1 Rechenzyklen die Rückkopplung des Inhaltes des Schieberegisters 9 über dieses UND-Tor 4 statt. Beim Erreichen der Zählstellung m-1 liefert dieser Zähler 21 eine binäre "1". Dadurch wird das UND-Tor k gesperrt und die UND-Tore 22 und 23 werden geöffnet. Während des nun folgenden neuen Zyklus des Zahlers 20 ist durch Verwendung des Inverters 26 das UND-Tor 22 offen und der Zähler liefert nun eine binäre "1", wodurch das UND-Tor 5 geöffnet ist und folglich während des letzten Rechenzyklus innerhalb einer gegebenen Abtastperiode T die Rückkopplung des Schieberegisters über das UND-Tor 5 stattfindet. Wird letzten Endes in diesem letzten

te
Zyklus des Zählers 20 der N Ausgangsimpuls des UND-Tores 19 diesem Zähler 20 zugeführt, so^rwird vom UND-Tor 22 wieder eine binäre "0" abgegeben, wodurch das UND-Tor 5 schliesst und folglich alle Rückkopplungen des Registers 9 unterbrochen sind. Zugleich wird nun vom UND-Tor 23 dem UND-Tor 3 eine binäre "1" zugeführt, wodurch ein neues

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v 7733 -' .18 - . 29-8-1975

Kodewort in das Register eingeschrieben werden kann und

"f~ O Tl

zum Schluss wird von diesem N Impuls der Zähler 21 in die Nullstellung zurückgebracht. Die vom Zähler 21 dem Inverter 27 und den UND-Toren 22 und 23 gelieferten Ausgangsimpulse sind bei f_, J^, k und p_ in Fig. 2 angegeben.

Es sei bemerkt, dass das Auslesen eines Filterskoeffizienten aus dem ROM 8 auf bekannte Weise verwirklicht werden kann, beispielsweise dadurch, dass zu (jedem Augenblick die gesamten Zählstellungen der Zähler 20 und 21 als einen Adresskode für den ROM betrachtet wird. Dazu werden wie in Fig. 1 auf schematische Weise durch das schraffierte Gebiet 8(i) dargestellt ist, alle Teile des Zählers 20 sowie des Zäh.lers 21 mit einem Ausgang mit einem entsprechenden Eingang des ROMs 8 verbunden.

(4) Der Zusammenhang der im interpolierenden Digitalfilter zu verwendenden Filterkoeffizienten untereinander.

Wie in der Tafel I bereits angegeben ist, gehört zu jedem Rechenzyklus innerhalb einer gegebenen Eingangsabtastperiode eine Reihe von Filterkoeffizienten c(q, k). In dieser Tafel wird für den ersten Rechenzyklus innerhalb der genannten Abtastperiode die Reihe von Filterkoeffizienten C(q, k) durch q = 0 gekennzeichnet und für den zweiten, in der Tafel zugleich den letzten, Rechenzyklus innerhalb der betrachteten Abtastperiode wird diese

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Reihe durch q=1 gekennzeichnet. Wie bereits erwähnt und in der Tafel angegeben, sind für ein gegebenes Filter diese Reihen von Filterkoeffizienten für alle Abtastperioden dieselben. Die Filterkoeffizienten einer Reihe entsprechenwas die Grosse anbelangt den jeweiligen Abtastwerten einer Reihe von Abtastungen der Stossantwort des gewünschten Filters. Diese Abtastwerte werden zum Gebrauch im Filter üblicherweise quantisiert und beispielsweise in einer binären Zahl kodiert.

Zum Erläuterung des Zusammenhanges zwischen

den Reihen von Filterkoeffizienten ist in Fig. 3 bei a die auf das Zeitintervall -6τ bis +10T begrenzte Stossantwort eines idealen Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz CO /2 dargestellt. Bekanntlich hat diese Stossantwort eine F.orm, die durch die Funktion (sin x)/x gegeben wird. Insbesondere kann die wiedergebene Stossantwort durch den

nachfolgenden mathematischen Ausdruck dargestellt werden: <Λ sin (t - 2T)cö /2

2<ί ( t-2T)co /2

Zunächst wird dieses Tiefpassfilter als nichtinterpolierend betrachtet, d.h., dass die Eingangsabtastfrequenz der Ausgangsabtastfrequenz entspricht. Es wird vorausgesetzt, dass diese Abtastfrequenz der vierfachen Grenzfrequenz des Filters entspricht. Die Abtastperiode entspricht dann T=

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Zur Bestimmung der Filterkoeffizienten wird die Stossantwort des Filters mit der Reihe von Abtastimpulsen, die bei b in Fig. 3 dargestellt sind, abgetastet. Dabei ist vorausgesetzt worden, dass diese Abtastimpulse zu Zeitpunkten t = k.T auftreten. Diese Reihe kann auf bekannte ¥eise wie untenstehend mathematisch dargestellt werden: O"")

k = - Co

Die fünf Filterkoeffizienten, die im Filter nach Fig. 1 zur Annäherung der gewünschten Übertragungskennlinie verwendet werden, werden nun durch diejenigen Abtastwerte der Stossantwort gebildet, die zu den Zeitpunkten auftreten, für die k=0, 1, 2, 3, h ist. Für die auf diese ¥eise erhaltenen Filterkoeffizienten, die zusammen eine Reihe c(.O, k) bilden, sind die jeweiligen Grossen bei d in Fig. 3 angegeben. In der letztgenannten Figur sind längs der Absisse ausser den Parameterwerten k auch die Zeitpunkte angegeben, zu denen der betreffende Filterkoeffizienten als Augenblicksignalwert bei der bei a in Fig. 3 dargestellten Stossantwort auftritt.

Falls das betrachtete Tiefpassfilter mit der bei a in Fig. 3 dargestellten Stossantwort als interpolierendes Filter verwendet werden muss, wobei die Ausgangsabtastfrequenz der doppelten Eingangsabtastfrequenz

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ist, d.h. mit einer Ausgangsabtastperiode entsprechend .T/2 = "u /Z co » werden die in Fig. 1 i:n Register 9 gespeicherton Eingangskodeworte zum Liefern eines ersten Ausgangskodewortes zunächst mit der obengenannten Reihe von Filterkoeffizienten c(o, k) multipliziert und zum Liefern eines zweiten Ausgangskodewortes innerhalb des Zeitrahmens der Eingangsabtastperiode T ausserdem mit einer zweiten Reihe von Filterkoeffizienten c(i, k). Diese zweite Reihe von Filterkoeffizienten ist bei «3 in Fig. 3 dargestellt. Diese Filterkoeffizienten entsprechen wieder den Abtastwerten der mit einer Periode T abgetasteten Stossantwort, die bei ά in Fig. 3 dargestellt ist. Die gemeinte Abtastung dieser Stossantwort hat dabei wieder mit einer Impulsreihe der bei b in Fig. 3 dargestellten Form stattgefunden, die Abtastung hat jedoch gegenüber dieser Impulsreihe eine.Zeitverschiebung zur Grosse T/2 = +"ίΤ/2ς,ο erfahren, wodurch die Reihe von Abtastimpulsen für die zweite Reihe von Filterkoeffizienten auf mathematische Weise wie folgt dargestellt werden kann:

Die Filterkoeffizienten c(i,;:k) sind folglich die zu den Zeitpunkten kT + T/2 erhaltenen Abtastwerte der Stossantwort von & in Fig. 3, wobei k=0, 1, 2, 3, h. Vollständighextshalber sind bei f_ und g in

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pmv 7733 - 22 - . i_9-i975

Fig. 3 die Reihen von Filterkoeffizienten dargestellt für den Fall, wo die Ausgangsabtastfrequenz des interpolierenden Filters dreimal höher ist als die Eingangsabtastfrequenz. In diesem Fall werden die gespeicherten Eingangskodeworte innerhalb des Zeitrahmens einer Eingangsabtastperiode einmal mit der Reihe von Filterkoeffizienten C(O, k) (siehe bei d in Fig. 3) multipliziert, einmal mit der Reihe von Filterkoeffizienten 2(k) (siehe bei f_ in Fig. 3) und einmal mit der Reihe C(3, k) (siehe bei g in Fig. 3)· Auch diese Reihen von Filterkoeffizienten C(2, k) und C(3, k) werden durch Abtastung der bei a in Fig. 3 dargestellten Stossantwort erhalten, wobei die Reihe von Abtastimpulsen wieder dieselbe Form hat wie bei b in Fig. 3, diese Reihen sind jedoch gegenüber der dort dargestellten Reihe um einen Zeitabstand T/3 bzw. 2T/3 verschoben. Entsprechend dem Obenstehenden'.können diese Reihen auf

mathematische Weise wie folgt dargestellt werden: OO

- (kT -f

k = bzw.

- (kT + 2T/3)]

k = - c

Ausser in der Zeitdomäne hat ein interpolierendes Digitalfilter auch seinen Einfluss auf die Frequenzdomäne. Wird nämlich insbesondere ein bandbegrenztes analoges

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PHN 7733 - 23 - 1-9-Ϊ975

Basisbandsignal mit einer Eingangsabtastfrequenz f₁ 'abgetastet, so wird das Frequenzspekirum dieses abgetasteten Signals durch das ursprüngliche Basisbandspektrum sowie durch Wiederholungen dieses Spektrum um ganze Vielfache der Abtastfrequenz f.. gebildet. Die erste Wiederholung des ursprünglichen Basisbandspektrums liegt folglich um die Abtastfrequenz f.. . Üblicherweise wird in PCM-Übertragungs syst emen diese Frequenz f.. derart gewählt, dass die erste Wiederholung sich an das Basisbandspektrum anschliesst. Wenn nun mit einem interpolierenden Digitalfilter die Abtastfrequenz f₁ um einen Faktor m erhöht wird tritt die erste Wiederholung des .Basisbandspektrums um die Ausgangsabtastfrequenz mf. auf. Dadurch ist erreicht worden, dass diese erste Wiederholung des Spektrums sich nicht mehr an dieses Basisbandspektrum anschliesst, so dass letzteres mit einem einfachen Tiefpassfilter selektiert werden kann.

Obenstehend ist angegeben, wie mit Hilfe eines Tiefpassfilters Signalabtastwerte in einer Reihe von Signalabtastwerten eines Basisbandsignals interpoliert werden können. Auf ähnliche Weise ist es auch möglich, mit Hilfe beispielsweise eines Bandpassfilters Signalabtastwerte in einer Reihe von Signalabtastwerten zu interpolieren, die durch Abtastung eines nicht im Basisband liegenden Signals, beispielsweise eines einem Träger auf-

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PHK 7733 - Zh - i-o_,;cr/5

modulierten Einseitenbandsignals erhalten wird.

In Fig. h ist eine Abwandlung des interpolierenden Digitalfilters nach Fig. 1 dargestellt. Dieses in Fig. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel entspricht zum grössten Teil dem nach Fig. 1 und dabei sind der Fig. 1 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Das Ausführungsbeispiel nach Fig. h weicht jedoch darin von dem nach Fig. 1 ab, dass zum Erhalten eines Schieberegisters 9 mit sich periodisch ändernder Speicherbzw. Verzogerungszeit und dass zum Erhalten von Rechen-'Zyklen gleicher Dauer nicht, wie in Fig. 1, der Eingang „.des ..letzten -Registerteils 10 (4) über eine Rückkopplungsleitung mit der zugehörenden Torschaltung mit dem Eingang des ersten Registerteils 1o(o) verbunden ist, sondern dass dazu bestimmte Schiebeimpulse für das Register 9 ausgeh tastet werden. Bei diesem in Fig. k dargestellten Ausführungsbeispiel wird folglich die sich periodisch ändernde Verzogerungszeit des Registers 9 ausschliesslich durch den Taktimpulsgenerator 7 verwirklicht.

Dieser Taktimpulsgenerator 7 ist zum Teil auf dieselbe Art und ¥eise aufgebaut wie der Taktimpulsgenerator in Fig. 1 und enthält ebenfalls einen Taktimpuls-!- oszillator 15» der Taktimpulse mit. einer Frequenz 3Nmf₁ abgibt. Auch nun ist N die Anzahl Teile des Schieberegisters

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PHN 7733 - 25 - 1-9-1975

9; in die Anzahl Ausgangsimpulswerte, die in einer Eingangsäbtastperiode T erzeugt werden nüssen und f.. die Eingangsabtastfrequenz, wobei f₁ = 1/Ϊ. Die genannte Taktimpulse werden einem Binärteiler bzw. -zähler 16 zugeführt, der die Impulsfrequenz dieses Oszillators 15 durch einen Faktor 3 teilt. Ebenso wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 sind bestimmte Elemente des Zählers 16 an UND-Tore 17» 18 und 19 angeschlossen, die wieder infolge des ersten, des zweiten und des dritten Taktimpulses des Oszillators 15 innerhalb des betrachteten Zyklus von drie Taktimpulsen jeweils einen Impuls abgeben. Die von den UND-Toren 18 und 19 abgegebenen Impulse werden über die UND-Tore 25 und 24 dem Übertragungskreis 13 bzw. dem Akkumulator 12 zugeführt.

Der jeweils mit den dritten Taktimpulsen des Oszillators 15 auftretende Ausgangsimpuls des UND-Tores 19 wird einem Zähler 28 zugeführt, der in diesem Ausführungsbeispiel N + 1 Ausgangsimpulse des Zählers 16 zählt und jeweils nach N+1 dieser Ausgangsimpulse selbst einen Ausgangsimpuls liefert, der einem Zähler 29 zugeführt wird. Ebenso wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 gibt der Ausgangsimpuls des Zählers 28 das Ende eines Rechenzyklus an. Der Zähler 29 nun zählt in diesem Ausführungsbeispiel m Ausgangsimpulse des Zählers 28 und liefert danach selbst einen Ausgangsimpuls. In dem in Fig. h

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7733 .26 - 1-9-1975

dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Ausgang des UND-Tores 1? und sind die Ausgänge der Zähler 28 und 29 weiter auf* die in Fig. k dargestellte Weise mit UND-Toren 30 und 31, mit einem NICHT-UND-Tor 32, mit einem ODER-Tor 33 und mit einem Inverter 3k verbunden.

Die Wirkungsweise dieses in Pig. k dargestellten interpolierenden Digitalfilfers ist für den Fall, wobei N = 5 und m = 2 durch die in Fig. 5 dargestellten Zeitdiagramme sowie durch die Tafel II, die auf dieselbe ¥eise zusammengestellt ist wie die Tafel I, näher angegeben. Insbesondere ist bei a in Fig. 5 die Impulsreihe dargestellt, die vom Oszillator 15 erzeugt wird. Diese Reihe ist auf die angegebene Weise in zwei Rechenzyklen aufgeteilt, die je durch 18 Ausgangsimpulse des Oszillators 15 bezeichnet werden. Diese Rechenzyklen sind durch I bzw. II bezeichnet. In dieser Fig. 5 sind weiter die Ausgangsimpulse der UND-Tore 17_f 18 und 19 bei b, £ bzw. d angegeben; die Ausgangs impulse der Zähler 28 und 29 bei ja' bzw. f_ und die Ausgangssignale des NICHT-UND-Tores 32, des UND-Tores 31 und des ODER-Tores 33 bei g, h bzw. J^. Die Schiebeimpulse für das Register 9» die dem UND-Tor 30 entnommen werden sind bei k angegeben. Vollständigkeitshalber sind bei JL und p_ die Impulsreihen angegeben, die vom UND-Tor 25 bzw. 2k zum Übertragen des Inhaltes vom Akkumulator 12 zum Puffer 14 bzw. zum Zurückbringen des

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PHir 7733 - 27 - 1-9-1975

Akkumulators 12 nach, einem Rechenzyklus in die Nullstellung dargestsllt.

Jeweils beim Auftritt des ersten Schiebeimpulses in einem Rechenzyklus I wird ein neues Eingangskodewort in das Register 9 eingeschrieben und das älteste Eingangskodewort wird entfernt. Bei diesem Einlesen ist ja das UND-Tor h gesperrt. Der Zustand des Schieberegisters jeweils nach dem Auftritt des ersten Schiebeimpulses in einem Rechenzyklus I ist in der Tafel II durch p, 1, 1 (p=1, Z₁ 3» *0 dargestellt. Da während eines ersten Rechenzyklus, der in der Tafel durch diejenigen Schieberegisterzustände gekennzeichnet ist, für dief-gilt, dass r = 1 ist, nur fünf der sechs Ausgangsimpulse des UND-Tores 17 als Schiebeimpulse dem Register 9 zugeführt werden, sind jeweils die: Schieberegisterzustände p.1.5 und p.1.6 einander gleich (p=1,2, 3i ^)· Das in diesem Schieberegisterzustand p.1.6 im letzten Registerteil 1O(4) vorhandene Eingangskodewort j beispielsweise x(n), x(n+1.) und x(n+2) wird nun nur mit einem Filterkoeffizienten multipliziert, der den Wert Null hat. Auch kann diese Multiplikation völlig fortgelassen werden. Wie bei k in Fig. 5 angegeben, wird im betrachteten Ausführungsbeispiel, wobei m = 2 ist, während des letzten und zugleich zweiten Rechenzyklus II der innerhalb dieses Rechenzyklus auftretende sechste Ausgangsimpuls des UND-Tores 17 ^als

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7733 i_o_₁₉₇₅

Schiebeimpuls dem Schieberegister 9 zugeführt. Dadurch wird erreicht, dass jeweils am Ende des letzten Rechenzyklus innerhalb einer Eingangsabtastperiode der Zustand des Registers 9 dem Zustand dieses Registers 9 unmittelbar nach dem Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes am Anfang der betrachteten Abtastperiode T entspricht. Vergleiche dazu in der Tafel II die Schieberegisterzustände 1.2.6 und 1.1.1; 2.2.6 und 2.1.1; 3.2.6 und 3.1.1.' Auch bei diesen Schieberegisterzuständen p.2.6 (p=1, 2, 3) wird das im Schieberegisterteil 10(4) gespeicherte Eingangskodewort überhaupt nicht oder nur mit einem Filterkoeffizienten multipliziert, der den ¥ert Null hat,

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PHN 77.33 - 8#--.v 1-S--1973

Dass für das obenstehend beschriebende interpolierende Digitalfilter wieder ein Schieberegister mit sich periodisch ändernder Verzögerungszeit verwirklicht worden ist, lässt sich wieder an Hand der Spalte 10(4) der Tafel II erläutern. Dazu wird beispielsweise das Kodewort x(n-i) betrachtet. Aus der Tafel II geht hervor, dass dieses Kodewort zur Multiplikation mit einem Filterkoeffizienten im Registerteil 10(4) in den Schieberegisterzuständen 1.1.4; 1.2.4; 2.1.3; 3.1.2; 3.2.2; 4.1.1 vorhanden ist. Da der Zeitabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schieberegisterzuständen einer Periode der Ausgangsimpulse des TJND-Tores 17 d.h. einer Periode T/\m(N+1 )\ entspricht, ist der Zeitabstand zwischen den Schieberegisterzuständen 1.1.4 und 1.2.4 gleich 6T/lm(N+1)\; der zwischen den Schieberegisterzuständen 1.2.4 und 2.1.3 jedoch nur 5T/|m(N+i)\i -·*".·

Ebenso wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 dauern auch nun alle Rechenzyklen gleich lang und die Ausgangskodeworte yl(n+q/m)T\ treten alle zu äquidistanten Zeitpunkten auf. Vergleich insbesondere die Zeitdiagramme JL und p_ in Fig. 5·

Es sei bemerkt, dass der Taktimpulsgenerator 7 in diesem Ausführungsbeispiel noch derart ausgebildet werden kann, dass jeweils der sechste Ausgangsimpuls des UND-Tores I7 innerhalb eines ersten Rechenzyklus I den

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PHjv 773

Inhalt des Schieberegisters 9 weiterschiebt und dass dieses ¥eiterschieben nicht durch denoersten Ausgangsimpuls des UND-Tores 17 im zweiten Rechenzyklus bewirkt wird. Auch kann die Anzahl Schieberegisterzustände, wobei keine Multiplikation des Kodewortes im letzten Registerteil 10(4) mit einem Filterkoeffizienten stattfindet, grosser als eins gewählt werden. Ebenso wie beim Aus£" führungsbeispiel nach Fig. 1 können auch im Ausführungs— beispiel nach Fig. k nach Einschreiben eines Eingangskodewortes in das Register 9 mehr als die betrachtete zwei Ausgangskodeworte erzeugt werden. Auch dannjjedofch wird die "Anzahl Reihen von Filterkoeffizienten proportional -,zunehmen.

In. den beschriebenen Ausführungsbeispielen sind die Registerteile 10(.) derart ausgebaut, dass im Teil 1o(o) nur ein neues Eingangskhdewort über das UND-Tor 3 und das ODER-Tor unter Ansteuerung eines Schiebeimpulses des Generators 7 eingeschrieben werden kann. Es kann jedoch wenigstens für den Teil 1o(o) ein derartiges Element gewählt werden, dass darin ein neues Eingangskodewort eingeschrieben werden kann, ohne dass dazu zugleich ein Schiebeimpuls erforderlich ist. In diesem Fall muss zugleich das älteste Eingangskodewort vor dem Einschreiben dieses neuen Kodewortes im Teil 1o(o) ge-

6098H/108

PHN 77'θ

1-9-1975

speichert sein. Im gegensatz zu den obenstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen vixd nun der Multiplikator 11 mit einem Eingang an den Eingang dieses ersten Teils 1θ(θ) angeschlossen. Ebenso wie für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 brauchen auch nun innerhalb eines Rechenzyklus keine zusätzlichen Schiebeimpulse dem Schieberegister zugeführt bzw. ausgetastet zu werden. Bei Verwendung eines derartigen Teils 1θ(θ) und bei einer geeigneten Ausbildung des Taktimpulsgenerators 7 ist es sogar möglich, den Multiplikator 11 mit einem Eingang eines beliebigen Registerteils 1θ(.) des Schieberegisters 9 anzuschliessen.

Obschon in den beschriebenen Ausführungsformen die Eingangskodeworte in einem Umlaufschieberegister gespeichert werden, kann dazu jedoch auch eine gleichwertige Speicheranordnung verwendet werden, wie beispielsweise ein RAM. Dabei muss dann jedoch der Taktimpulsgenerator derart aufgebaut werden, dass der Abstand zwischen den Zeitpunkten, zu denen ein bestimmtes in diesem RAM gespeichertes Eingangskodewort der Multiplikationsanordnung zugeführt wird um mit einem Filterkoeffizienten multipliziert zu werden, periodisch ändert.

Zum Schluss sei bemerkt, dass bei einer geeigneten Wahl des Zählers 16, der in den beschriebenen Ausführungsbeispielen als drei Zähler ausgebildet ist,

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'?7 "i3 1-9-1973

die Frequenz des Oszillators 15 auch in einem anderen Verhältnis zur Schiebefrequenz Nm/Τ stehen kann.

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Claims (1)

1. Pin« "'733 1-9-1975

   PATENTANSPRÜCHE:

   Nichtrekursives Digitalfilter zum Erzeugen • mit einer gegebenen Ausgangsabtastfrequenz f_? auftretender binärer Ausgangskodeworte, die auf eine vorbestimmte Weise mit einer Folge binärer Eingangskodeworte im Verhältnis stehen, die mit einer Eingangsabtastfrequenz f₁ auftreten, wobei die Ausgangsabtastfrequenz f„ ein ganzes Vielfaches (ra) der Eingangsabtastfrequenz f.. ist; mit einer Speicheranordnung, die zum Speichern einer gegebenen Anzahl (n) aufeinanderfolgender Eingangskodeworte eingerichtet ist; einer Multiplizieranordnung mit deren Hilfe innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1/f* eine Anzahl (m) Reihen von Produkten aus der genannten gegebenen Anzahl (Ν.) Eingangskodeworte und einer Anzahl (in) untereinander verschiedenen Reihen von Gewichtungsfaktoren, die dem Zusammenhang zwischen den Eingangs- und Ausgangskodeworten entsprechen, gebildet werden; einer Addieranordnung, die mit der genannten Multiplizieranordnung gekoppelt und dazu eingerichtet ist, innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1/f.j die genannte der Anzahl Reihen von Produkten entsprechende Anzahl Ausgangskodeworte zu erzeugen, die je-mindestens durch die mathematische Summe aller zu einer gegebenen Reihe gehörender Produkte gegeben werden; dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Speicheranordnung (9) zum Speichern der genannten gegebenen Anzahl (n) aufeinanderfolgender Eingangskodeworte durch eine Speicher-

   8098U/1081

   PHN 77°-3 1-9-1975

   anordnung mit einer sich periodisch ändernder· Speicher-. zeit gebildet wird, welche Speicheranordnung (9) durch einen Taktimpulsgenerator (7) gesteuert wird und mit einem Ausgangskreis versehen ist, über den innerhalb einer Eingangsabtastperiode i/f., die in der Speicheranordnung (9) gespeicherten Eingangskodeworte eine Anzahl Male der genannten Multiplizieranordnung (11) zugeführt werden, wobei diese Anzahl Male dem genannten ganzen Vielfachen (m) entspricht und die vom genannten Ausgangskreis gelieferten Kodeworte j eweilsr.nache inander auftreten.

   2. Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Speicheranordnung durch ein Schieberegister (9) gebildet wird mit einer gegebenen Anzahl (n) Registerteile (ίθ(.)) die je zum Speichern eines .Eingangskodewortes eingerichtet sind, wobei der Ausgang des letzten Registerteils (ΐθ(4)) einerseits mit einem Eingang der' genannten Multiplizieranordnung (11) und.andererseits mit dem Eingang des Schieberegisters (9) gekoppelt ist. 3· Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des genannten letzten Registerteils (ΐθ(4)) über eine Rückführungsleitung (k) mit dem Eingang des Schieberegisters (9) gekoppelt ist, in welchem Digitalfilter der Eingang und der

   609814/1081

   PHN 77"O 1-3--1975

   Ausgang des genannten letzten Registerteils (lo(4)) unter Ansteuerung desgenannten Taktimpulsgenerators wechselweise mit dem Eingang des Schieberegisters (9) verbunden sind (Fig. 9).

   4. Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 2,

   dadurch gekennzeichnet, dass der Taktimpulsgenerator (7) Mittel (15» 16) enthält zum Erzeugen äquidistanter Schiebeimpulse für das Schieberegister (9) sowie eine erste Zählanordnung (20; 28), die jeweils nach einem Zyklus einer gegebenen Anzahl von Schiebeimpulse einer zweiten Zählanordnung (21; 29) einen Impuls abgibt, welche Anzahl Schiebeimpulse der Anzahl (n) Registerteile (io(.)) des Schieberegisters 9 wenigstens entspricht (Fig. 2; 4). 5- Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte zweite Zählanordnung (21) jeweils nach m Ausgangsimpulsen der ersten Zählanordnung in die Ruhestellung zurückkehrt, wobei m der Anzahl Ausgangskodeworte, die innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1/f.. erzeugt werden muss, entspricht (Fig. 1, Z).

   6. Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass an die genannten Zählanordnungen Mittel (30» 33» 34) zum Unterdrücken mindestens eines der dem Schieberegister (9) zuzuführenden Schiebeimpulse eines Zyklus von Schiebeimpulsen angeschlossen sind.

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   TAFEL I -

   p.r. s

   1 . 1 j 1.1.2 j 1.1.3

   1.1 Jf

   1.1.5

   1.2.1 1 .2.2

   J 1.2.3 1.2.4

   1. 1 1 .2 1.3 1.4

   2. 1 .5

   2.2. 1 2.2.2 2.2.3 2.2.4 2.2.5

   1 j. 3· 1.2 3.1.3 3.1.4 3.1-5

   3.2. 1 3.2.2 3-2.3 3.2.4 3-2.5

   10(0) 10(1) 10(2) 10(3)

   Jl-,

   11—

   n+

   :(n+2) n-2) n-1)

   χ η

   x(n-3) x(n-2)

   n +

   n+2 n-2 n-1

   n+1 ) n+2)

   n-,5

   4.1.1 . x(n+3) x(n+2)

   χ(n-2) χ(n-1) x(n) x(n-4

   Xl

   .λ. ^ J*, y

   x(n-4) x(n-3)

   xin)

   x(n-3

   x(n~2

   xfn-1) x(n) x(n+1)

   x(n-3) x(n-2)

   x(n)

   x(--l) x(n+2) x(n-2) χ(n-1)

   xi x

   n+1 n+2 n-1 n) x(n-3)

   x(n-2)

   x(n-i)

   x(n) x(n-4)

   x(n-3
   x(n-2
   χ n-1)
   x(n)
   x(n-3)

   x(n-2)

   x(n) 10(4)

   x(n-.'O
   x(n-3)
   x(n-2)
   x(n-i)
   x(n)

   xfn-4)
   x(n-3)

   x("-3)
   χ(n-2)

   x(n)¹
   x(n+1)

   x(n-3)

   χ n"i)
   x(n)¹

   x(n-2)

   c(o,4)

   c(o,3) C(O,2)

   C(O,1) C(O₁O)

   (1,4)

   (1.3) 1,2)

   1,1) 1,0)

   C(O,4)

   C(O,3) C(0,2)

   c(o!o)

   C(i]2)

   C(I,1)

   C(1,O)

   c(o,4) c(o,3)

   0,2) 0, 1) 0,0)

   (1.2)

   c(o,4)

   8098.U/1 0 8

   p.r. s

   1.1.1 1.1.2 1.1.3 1.1./« 1.1.5 1.1.6

   2. 1 2.2

   1 .2.3 1 . 2 . 4 1.2.5 1 .2.6

   1 . 1 1 .2 2.1 .3 2.1.4 2.1 .5 2. 1 .6

   2.2.1 2.2.2 2,2.3 2.2.4 2.2.5 -2.2.6

   3.1.1 3.1.2 3.1-3 3.1.4 3.1Ö 3· 1.6

   3.2.1 3.2.2 3.2.3 3.2.4 3-2.5 3.2.6

   TAFEL II

   10(0) 10(1) 10(2) *10(3)

   *(n) x(n-''O

   n-3) αϊ-2 n-1 n-1

   x(n)

   x(n-4) x(n-3) χ n-2 x(n-1) x(n)

   »J

   n +

   11 +

   x(n+2) χ(n-2) x(n-i)

   x(n) χ(n+1) x(n+2)

   x(n+3)

   xfn

   -1)

   () x(n-4)

   x(n-3) χ(n-2) χ(n-2)

   (n)

   χ(n-3) x(n-2) x(n-i) x(n)

   x(n-2) x(n-i) x(n)
   x(n-4)

   x(n-3) x(n-2)

   ( x(n)

   χ (n+1

   (n-3 1-2 •

   xfn-: x(n-;

   χ(n-1) x(n) x(n+i) χ(n-3) χ(n-2) ()

   X n+1 x( X n+2 ^χ( X n-2 X X n-1 X X n) X X n) X

   n+

   n+2 n-2 n-1

   n-3)
   n-2)

   n-1)

   Λ,

   ()
   x(n)
   x. (n + 1 )

   χ(n-3)
   x(n-2)

   n-l

   n)

   n+1

   n+2

   n-2

   -1) χ(n-2)

   x(ni)
   x(n)
   x(n+i)
   x(n+2)
   xin-2)
   ()

   x(n)

   -2-5-4P1-7

   10(4)

   x(n-4) x(n-3)

   (n-2) n-1) (n) (O

   x(n-3) x(n-2) x(n^l) xfn) χ(n+1) x(n+1)

   x(n-3) χ(n-2)

   (+) x(n-3)

   •x(n-2) x(n-l)

   x(n)

   χ(n+1 ) x(n+2) χ(n-2)

   C(O,4)

   :o.3).

   C(I,it (

   (1,2)

   (I. 1)" (1,O)

   C(0,4) c(o,3)

   C(O,2) C(O,1) C(O,0)

   C(1,2») ()

   C(I,2)

   C(I,1) C(I,0)

   x(n-i) C(O,4)

   609814/1081