DE2540176B2 - Nichtrekursives interpolierendes digitalfilter - Google Patents
Nichtrekursives interpolierendes digitalfilterInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein nichtrekursives Digitalfilter zum Erzeugen von mit einer gegebenen
Ausgangsabtastfrequenz /2 auftretenden binären Ausgangskodeworten,
die auf eine vorbestimmte Weise mit einer Folge binäre, Eingangskodeworte im Verhältnis
stehen, die mit einer Eingangsabtastfrequenz/, auftreten, wobei die Ausgangsabtastfrequenz /, ein
ganzes Vielfaches (m) der Eingangsabtastfrequenz /,
ist. Dieses Digitalfilter enthält eine Speicheranordnung, die zum Speicnern einer gegebenen Anzahl (N)
aufeinanderfolgender Eingangskodeworte eingerichtet ist; weiter eine Multiplikationsanordnung, mit deren
Hilfe innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1//, eine Anzahl (m) Reihen von Produkten aus der genannten
gegebenen Anzahl (N) Eingangskodeworte und einer Anzahl (wi) untereinander abweichender Reihen von
Gewichtungsfaktoren, die dem Zusammenhang zwischen den Eingangs- und Ausgangskodeworten entsprechen,
gebildet werden; eine Addieranordnung, die mit der genannten Multiplikationsanordnung gekoppelt
und dazu eingerichtet ist, innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1//, die genannte der Anzahl
(m) Reihen von Produkten entsprechende Anzahl Ausgangskodeworte zu erzeugen, die je mindestens
durch die mathematische Summe aller zu einer gegebenen Reihe gehörender Produkte gegeben werden
Ein derartiges Digitalfilter, das zur Erhöhung der Abtastfrequenz eingerichtet ist, ist bereits mit dem
Namen interpolierendes Digitalfilter bezeichnet.
Beschreibung des Standes der Technik
Es wurde bereits ein interpolierendes nichtrekursives
Digitalfilter angegeben, dessen Speicheranordnung durch eine Verzögerungsleitung mit einer Anzahl
Ki) Verzögerungsglieder gebildet wird, die je zum Speichern nur eines Eingangskodewortes eingerichtet
sind (DT-OS 24 03 233). Diese Verzögerungsglieder sind je über eine Abzweigung mit einem darin
aufgenommenen Vervielfacher an eine Addieranordnung angeschlossen. Dabei wird jedem Vervielfacher
ein Gewichtungsfaktor einer gegebenen Reihe von Gewichtungsfaktoren zugeführt.
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Insbesondere werden in diesem bekannten Digitalfilter zum Erzeugen eines Ausgangskodewortes die
Eingangskodeworte einer vorbestimmten Reihe mathematischer Operationen ausgesetzt, die auf mathematische
Weise durch die Konvolutionssumme dargestellt werden können:
V [(,. + qim)T] = 'Σ C\m,k] χ [(n - k) T]
*="
mit 9 = 0, 1,2,3 ... m- 1.
In diesem Ausdruck ist: m eine ganze Zahl, die das
Verhältnis zwischen der Eingangs- und Ausgangsabtastfrequenz (m = Z2If1) angibt, N eine ganze Zahl.
die die Anzahl Eingangskodeworte angibt, die im Einaangskreis gespeichert sind, T der Reziprokwert
der Eingangsabtastfrequenz T-- l//,,x [(/! - /c)7~lein
Eingangskodeworl der mit einer Periode Γ = l//j auftretende
Eingangskodeworte, η die Rangnummer des nach dem Zeitpunkt T=O auftretenden Kodewortes.
j, [(„ + q!m)T] eines der mit einer Periode Tun auftretenden
Ausgangskodeworte, C [9, k] ein Gewichtungsfaktor.
Es sei bemerkt, daß die genannten Gewichtungs- 2s
faktoren meistens als »Filterkoeffizienten« bezeichnet werden und in einer Speicheranordnung, wie beispielsweise
einem Festwertspeicher (ROAi) gespeichert
sind.
Zum Durchführen der gegebenen mathematischen Bearbeitungen hat das obenstehend beschriebene
interpolierende Filter jedoch derartige Abmessungen und eine derartige Verlustleistung, daß die praktische
Verwendbarkeit äußerst beschränkt ist; beispielsweise in bezusi auf die Möglichkeit von Zeitmultiplexvcrarbeifng
von Informationssignalen.
Aufgabe der Erfindung
Die Erfindung bezweckt nun, ein interpolierendes nichtrekursives Digitalfilter zu schaffen, dessen Abmessungen
und Verlustleistung derart verringert sind, daß dieses Filter mit Hilfe von Integrationstechniken,
wie beispielsweise I2L hergestellt werden kann und
wobei »timesharing« angewandt werden kann, um mehrere Filterfunktionen an einer gegebenen Reihe
von Eingangssignalabtastwerten und/oder eine einzige Filterfunktion an einer gegebenen Anzahl Reihe
von Eingangssignalabtastwerten durchzuführen.
Nach der Erfindung wird dazu die genannte Speicheranordnung
zum Speichern der genannten gegebenen Anzahl (N) aufeinanderfolgender Eingangskodeworte
durch eine Umlaufspeicheranordnung mit periodisch sich ändernder Speicherzeit gebildet, welche
Speicheranordnung durch einen Taktimpulsgenerator gesteuert wird und mit einem Ausgangsk.;is versehen
ist. über den innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1 /'. die in der Speicheranordnung gespeicherten
Eingangskodeworte einige Male der genannten Multiplikationsanordnung zugeführt werden, wobei r«>
diese Anzahl Male dem genannten ganzen Vielfachen (m) entspricht und die vom genannten Ausgangskreis
gelieferten Kodeworte jeweils nacheinander auftreten.
Die genannte Speicheranordnung kann durch ein Schieberegister gebildet werden, w:>bei jeder Registei <>*
teil zum Speichern eines \ ollständigen Kodewortes eingerichtet ist. al>
Speieheranordnung kann jedoch MiIi-Ii ein Randomsneicher [RAM) verwendet .verden.
Kurzbeschreibung der Figuren
F i L. 1 zeigt ein nichtrekursives Digitalfilter nach der Erfindung;
F i g. 2 zeigt einige Zeitdiagramme zur Erläuterung des Digitalfilters nach Fig. 1,
F i g. 3 einige Diagramme zur Erläuterung der Wahl der in einem interpolierenden Digitalfilter zu verwendenden
Filterkoeffizienten,
F i g. 4 eine Abwandlung des interpolierenden Digitalfilters nach Fig. 1,
F i g. 5 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung des Digitalfilters nach Fig. 4.
In Fig. 1 ist ein interpolierendes nichtrekursives
Digitalfilter nach der Erfindung dargestellt. Dieses Filter ist beispielsweise in einen Empfänger eines
PCM-Fernmeldesystems aufgenommen. Das Digitalfilter enthält einen Eingangskreis 1, dem das zu filternde
Eingangssignal zugeführt wird. Dieses Eingangssignal, das in der Figur durch x(nT) bezeichnet
worden ist, wird durch eine Reihe binär kodierter Abtastwerte eines analogen Informationssignals gebildet,
wobei diese Abtastwerle mit einer Frequenz /,. die bereits obenstehend als Eingangsabtastfrequenz bezeichnet
worden ist, erhalten werden. Diese binär kodierten Abtastwerte, die im allgemeinen als »Kodeworte«
bezeichnet werden, werden beispielsweise im Sender des genannten PCM-Fernmeldesystems erzeugt.
Zur Bearbeitung in dem in F i g. 1 dargestellten Digitalfilter werden diese mit einer Periode T = 1 /,
nacheinander auftretenden Eingangskodeworte jeweils einer Schaltungsanordnung 2 zugeführt die durch drei
UND-Tore 3. 4 und 5 und ein ODER-Tor 6 gebildet wird, wobei diesen UND-Toren 3,4,5 von einem Taktimpulsgenerator
7 herrührende Taktimpjlsc zugeführt werden.
In diesem Digitalfilter werden die Eingangskodeworte x(nT) entsprechend dem eingangs erwähnten
mathematischen Ausdruck bearbeitet, wobei die jeweiligen durch die Werte von q gekennzeichneten Reihen
von Filterkoeffizienten C [0, k] mit k — 0. 1, ?. ...
[N-- I) in einer Speicheranordnung 8, beispielsweise in einem Festwertspeicher (ROM) gespeichert sind.
Wenn in der Schaltungsanordnung 2 das UND-Tor 3 von einem Taktimpuls des Generators 7 geöffnet
wird, werden die nacheinander auftretenden Kodeworte x(nT) in eine Speicheranordnung 9 eingeschrieben,
d:: in diesem Ausfülrirungsbeispiel durch
ein Schieberegister mit fünf Registerteilen 10(0) 10(4) gebildet wird, die je zum Speicheirn eines vollständigen
Eingangskodewortes eingerichtet sind. In diesem Schieberegister werden nun aufeinanderfolgende Eingangskodcworte
in aufeinanderfolgenden Registerteilen gespeichert. Jeweils wenn ein neues Kodewort in
dieses Register eingeschrieben wird, werden die bereits gespeicherten Kodeworte um eine Stelle verschoben
und das älteste Kodewort verschwindet aus dem Regster Symbolisch dargestellt enthalten nach Einschreiben
eines neuen Eingangskodewortes die Registerelemente 10(0) 10(4) die Kodeworte ν ml.
λ (/ι 11. .ν (ι; ■- 2). .ν ι/ι 3) bzw. ν (η - 4).
Nach dem Einschreiben eines neuen Hingangskodeworlcs
wild das UND-Tor 3 geschlossen, und infolge
eines Steuerinipulses des Generators 7 wird ein UND-Tor 4 geöffnet, in welchen Zustand der letztere Registerteil
10(4) mit dem ersten oder Fingangsregist :rteil
10(0) verbunden ist. wodurch ein Urnlaufschiebe-'vi'ister erhalten worden ist.
Dem Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes folgt ein Rechenzyklus, in dem den Registcrteilen Taktimpulse
und dem ROM 8 Steuerimpulse zugeführt weiden. Dadurch wird ein Filterkoeffizient und das
entsprechende Kodewort, das im letzten Registerteil 10(4) gespeichert ist, den Eingängen eines Multiplikators
11 zugeführt, der das Produkt aus diesen zwei
Kodeworlen bildet und der dieses Produkt einem Akkumulator 12 zuführt. Diener Akkumulator 12 ist
in diesem Ausführungsbeispiei in dem Zeitpunkt, wo
ein neues Eingangskodewort in das Schieberegister 9 eingeschrieben worden ist, auf den Wert Null zurückgestellt.
Nachdem alle im Register 9 anwesenden Eingangskodeworte je einmal mit einem Filterkoeffizienten
multipliziert worden sind und die dabei erhaltenen Produkte im Akkumulator 12 zusammengezählt worden
sind, d. h. am Ende des Rechenzyklus, wird dieser Akkumulator in die Nullstellung zurückgebracht.
Jeweils jedoch bevor dieses Zurückstellen des Akkumulators in die Nullstellung stattfindet, wird das
Kodewort, das dann im Akkumulator gespeichert ist. mit Hilfe eines Ubertragungskreises 13 ausgelesen.
Dieses Kodewort bildet das Ausgangskodewort y [(/i + qlm)T"\, das in diesem Ausführungsbeispiel
weiter beispielsweise in einen Puffer 13(1), der beispielsweise als Schieberegister ausgebildet werden
kann, eingeschrieben wird. Unter Ansteuerung von Taktimpulsen, die vom Generator 7 herrühren, kön nen
die Bits dieses Ausgangskodewortes beispielsweise
reihenweise aus diesem Register 13(1) ausgelesen werden
Es sei bemerkt, daß die Bits der Zahlen x{nT), ν [Oi + i//m)T] und C [<j, fc] reihenweise sowie parallel
auftreten können und in dieser Erscheinungsform in den jeweiligen Speicherelementen gespeichert werden
können. Weder in den Figuren noch in der Beschreibung wird daher zwischen den beiden Erscheinungsformen
ein Unterschied gemacht werden.
Zur Verwirklichung eines interpolierenden Digitalfilters,
d. h. zum Erzeugen einer gegebenen Anzahl Ausgangskodewcr«: beispielsweise m, (in
> 1). innerhalb einer Periode T der Eingangskodeworte wird der
obenstehend beschriebene Rechenzyklus einige Male, nämlich iw-mal wiederholt. Für jeden dieser Rechenzyklen
wird dieselbe Reihe von Eingangskodeworten benutzt, aber für verschiedene Rechenzyklen innerhalb
der genannten Periode T andere Reihen von Filterkoeffizienten, die auf noch näher zu beschreibende
Weise miteinander in Zusammenhang stehen.
Damit die Ausgangskodewo;:~ y [(/i -I- qIm)T] alle
in untereinander gleichen Zeitabständen von TIm verfügbar
werden, ist das Schieberegister 9 als Schieberegister mit periodisch sich ändernder Speicher- oder
Verzögerungszeit ausgebildet. Insbesondere ist in diesem Ausführungsbeispiel ein Schieberegister mii
periodisch sich ändernder Länge angegeben. Der Ausgang des Registerteils 10(3) ist nämlich mittels einer
Rückführungsleitung 14 und über das UND-Tor 5 und das ODER-Tor 6 mit dem ersten Registertei! 10(0)
verbunden. Diese Rückfuhrungsleitung wird dabei zu einem noch näher zu beschreibenden Zeitpunkt vom
Tak !impulsgenerator 7 erregt, der dazu zu dem letztgenannten
Zeitpunkt einen Impuls abgibt, der das UND-Tor 5 öffnet und die UND-Tore 3 und 4 sperrt.
Die Wirkungsweise des dargestellten Schieberegisters 9 wird für den Fall m = 2 und N = 5 an Hand
der Tafel I näher erläutert. 1 η dieser Tafel I bedeuten die Spalten 10(0) KM4) den Inhalt der Rcgistcrtcilc
10(0) 10(4) und die Spalte 5 den Filterkoeflizienten. mit dem das im Teil 10(4) [Spalte 10(4)] gespeicherte
liingangskodeworl multipliziert wird.
Die in dieser Tafel I jeweils mit drei Bezugs/eichen />,
s /· und ν angegebenen Reihen {p - 1. 2. 3. 4: ;· = 1.2:
.S= 1.2. 3. 4. 5) bezeichnen je die zu einem gegebenen
Zeitpunkt im Schieberegister 9 auftretende Reihenfolge der gespeicherten Kodeworte. Eine derartige
Reihenfolge von Kodeworten wird untenstehend mit
,ο dem Zustand des Schieberegisters 9 bezeichnet. Ein
gegebener Zustand, beispielsweise der nach 1.1.3. gehl unter Ansteuerung eines Schiebeimpulses dabei in den
folgenden Zustand 1.1.4 über. Die Zustände 1.1.1.
2.1.1. 3.1.1 und 4.1.! sind diejenigen unmittelbar nach
is dem Einschreiben eines neuen Kodewortes, nämlich
der Kodeworte χ Ui), χ (η + 1). χ (ιΐ + 2) bzw..ν (»J + 3).
Nach dem Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes, beispielsweise des Kodewortes χ (»), findet
der erste Rechenzyklus statt, wobei das Schieberegister 9 nacheinander die in der Tafel I angegebenen
Zustände 1.1.1 bis zum 1.1.5 einnimmt. Nachdem im
Zustand 1.1.5 die Multiplikation χ (;i) · C (0,0) durchgeführt
worden ist, wird der Inhalt des Akkumulators ausgelesen, und dieser wird in die Nullstellung zurückgebracht.
Danach erfolgt der zweite Rechenzyklus, wobei das Schieberegister 9 die Zustände 1.2.1
bis zum 1.2.5 durchläuft. Nachdem insbesondere am Anfang dieses zweiten Rechenzyklus das Schieberegister
9 in den Zustand 1.2.1 gebracht worden ist.
wird das UND-Tor 4 gesperrt und das UND-Tor 5 geöffnet, wodurch beim Auftritt weiterer Schiebeimpulse
der Inhalt des Registerteils 10(3) in den Registerteil 10(4) sowie in den ersten Registerteil 10(0)
eingeschrieben wird. Das älteste Kodewort χ (π - 4) im Register 9 verschwindet dadurch bereits nach dem
Anfang des zweiten Rechenzyklus aus dem Register 9. während jeweils in den ersten und letzten Registerteil
10(0) bzw. 10(4) dasselbe Kodewort eingeschrieben wird.
Nach Durchführung der letzten Multiplikation in der betrachteten Abtastperiode wird das UND-Tor 5
gesperrt und das UND-Tor 3 geöffnet, während das UND-Tor 4 gesperrt bleibt. Dadurch wird im Auftrittszeitpunkt
eines Schiebeimpulses ein neues Eingangskodewort χ (η + 1) in den Registerteil 10(0) eingeschrieben,
während gleichzeitig die bereits vorhandenen Kodeworte im Register 9 um eine Stelle
weiter geschoben werden. Unmittelbar nach dem Einschreiben des Kodewortes χ (n + 1) fängt der erste
von zwei neuen Rechenzyklen an, wobei die Schieberegisterzustände in der Tafel mit diesen Bezugszeichen
angegeben sind, von denen ρ den Wert 2 hat. In der Tafel sind auch noch die beiden Rechenzyklen angegeben,
die nach dem Einschreiben des Kodewortes χ (n + 2) auftreten. Die zu diesen Rechcnzyklen gehörenden
Schieberegisterzustände sind mit diesen Bezugszeichen angegeben, wofür ρ den Wert 3 hat.
Durch Verwendung der Rückführungsieitung 14 ist
auf diese Weise erreicht worden, daß bereits während des letzten Rechenzyklus innerhalb einer gegebener
Abtastperiode die Eingangskodeworte im Schieberegister derart weiter geschoben werden, daß der Zustand
des Schieberegisters beim Durchführen dei letzten Multiplikation des genannten letzten Rechen-
f>5 zyklus beispielsweise der Multiplikation χ (n) · C (1,0
im Zustand 1.2.5 des Schieberegisters (s. die Tafel). derr
Zustand des Schieberegisters unmittelbar nach derr Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes an·
Anfani: der betrachteten Abtastperiode entspricht, in
dem Sinne, daß dabei das zunächst älteste F.inuangskodeworl
aus dem Register 9 verschwunden ist (vgl. die Zustände 1.2.5 und 1.1.1 aus der Tafel). Dadurch
wird erhallen, daß die Sehicbeimpulsc für das Schieberegister
9 ständiu mi. derselben Periode nacheinander auftreten.
Daß durch Verwendung der Rückführiingslciiimgcn
ein Schieberegister verwirklicht worden ist mit einer periodisch sich ändernden Speicher- bzw. Vcr/ögerungszeit
läßt sich an Hand der Spalte IO(4)derTafel 1 erläutern. Dazu betrachten wir beispielsweise das
Kodewort .\-(ii - 1). Aus der Tafel folgt, daß dieses
Kodewort zur Multiplikation mit einem Filterkocffi-/iev.len
im Reuistcrteil 10(4) in den Schieberegisterzuständen 1.1.4: 1.2.4: 2.1.3: 2.2.3: 3.1.2; 3.2.2: und
4.1.1. vorhanden ist. Da der Zeitabstand /wischen zwei aufeinanderfolgenden Zuständen des Schieberegisters
nur einer Schiebeperiode TiNm entspricht, ist folglich der Zeitabstand zwischen dem Schieberegisterzustand
1.1.4 und 1.2.4 gleich 5 7 Nm: der zwischen dem Zustand 1.2.4 und 2.1.3 jedoch nur
4 7 Nm. der zwischen dem Zustand 2.1.3 und 2.2.3 wieder 5 7" .Vm: der zwischen dem Zustand 2.2.3 und
3.1.2 wieder nur 4 TNm usw.
Wie bereits aus der Tafel I hervorgeht, ist durch Verwendung eines Schieberegisters mit sich periodisch
iivrete nder Verzögerungszeit erreicht worden, daß aile
•kee'ienzyklcn gleich lang dauern und f\c Ausgangskodeworte
ν [(" + <■! "I)T] alle zu äquidistantcn Zeitpunkten
auftreten
Obschon das an Hand der Tafel 1 beschriebene Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 nach dem Einschreiben
eines Ausgangskodewortes in das Register 9 nur zwei Ausgangskodeworte liefert, kann diese Anzahl
Ausgangskodeworte beliebig vergrößert werden. Dann nimmt jedoch auch die Anzahl Reihen von Filterkoeffizienten
zu.
Wie bereits erwähnt, werden die jeweiligen Elemente des Digitalfilters vom Taktimpulsgenerator 7 gesteuert.
Ίη Einzelheiten enthält dieser Taktimpulsgenerator
einen Oszillator 15. der mit einer Frequenz 3 Nm f}. wobei N die Anzahl SchieberegKterelemente
des Registers 9 darstellt und m wieder die Anzahl gewünschter Ausgangskodeworte pro Eingangsabtast-Periode
T. Ausgangsimpulse liefert. Der Ausgang dieses Oszillators 15 ist mit dem Eingang eines ersten
Binärteilers bzw. -Zählers 16 verbunden, der in diesem
Ausführungsbeispiel die Ausgangsfrequenz des Oszillators durch einen Faktor 3 teilt. Gewisse Teile dieses
Zählers 16 sind mit Eingängen von UND-Toren 17,18 und 19 verbunden. Diese Verbindungen sind in der
Figur auf schematische Weise durch das schraffierte Gebiet 16(1) dargestellt. Der Ausgang des UND-Tores
17 ist mit den Taktimpulseingängen der Schieberegisterelemente
1(K.) verbunden. Der Ausgang des UND-Tores 19 ist mit dem Eingang eines zweiten Binärteilers bzw. -zählers 20 verbunden, dessen Ausgang
seinerseits mit dem Eingang eines dritten Binärteilers bzw. -zählers 21 verbunden ist.
Der dargestellte Taktimpulsgenerator enthält weiter vier UND-Tore 2. 25 und zwei Inverter 26 und 27.
Diese UND-Tore und Inverter sind dabei auf die in der Figur angegebene Weise mit den Ausgängen der
Zähler 20 und 21 und der UND-Torc Π und 18 verbunden.
Die Wirkungsweise des dargestellten Tak-..mpulsgcnerators
wird nun für den Fall N = 5 und m = 2 an
Hand der in Fig. 2 dargestellten Zeitdiagramme
näher crlüulert. Bei α in F i μ. 2 ist die Reihe von Taklimpulsen
dargestellt, die vom Oszillator 15 erzeugt wird. Der Zähler 16 teilt die Ausgangsfrequen/ dieses
Oszillators 15 durch einen Faktor 3 und begrenzt auf diese Weise Zyklen von drei aufeinanderfolgenden
Ausgangsimpulsen des Oszillators 15. Infolge des ersten Taktimpulses eines derartigen Zyklus liefert
jeweils das UND-Tor 17 einen Ausgangsimpuls, infolge des zweiten Taktimpulses in einem derartigen
Zyklus liefert jeweils das UND-Tor 18 einen Auswangsimpuls, und infolge des dritten Taktimpulses in
einem derartigen Zyklus liefert jeweils das UND-Tor 19 einen Ausgangsimpuls. Die auf diese Weise erhaltenen
Reihen von Ausgangsimpulsen der UND-Tore 17. 18 und 19 sind in F i g. 2 durch h, c und il angegeben.
Der Zähler 20 liefert nun jeweils nach einem Zyklus von N = 5 Ausgangsimpulsen des UND-Tores 19
einen Ausgangsimpuls und gibt auf diese Weise das Ende eines Rechenzyklus des Filters an. Diese Ausgangsimpulse
des Zählers 20 sind bei e in F i g. 2 dargestellt. Der während dieses Ausgangsimpulses des
Zählers 20 auftretende Ausgangsimpuls des UND-Tores 18 hat zur Folge, daß vom UND-Tor 25 ein
Impuls abgegeben wird, wodurch der Inhalt des Akkumulators 12 über den Torkreis 13 in den Puffer 13(1)
eingeschrieben wird. Der beim Auftritt des Ausgangsimpulses des Zählers 20 vom UND-Tor 19 abgegebene
Impuls bringt über das UND-Tor 24 den Akkumulator 12 in die Nullstellung zurück. Diese von den
UND-Toren 25 und 24 abgegebenen Impulse sind durch g und h in F i g. 2 dargestellt.
Der'Zähler 21 ist zum Zählen von m-Ausgangsimpulsen
des Zählers 20 eingerichtet und durchläuft dabei zyklisch die Zählstellungen Null bis einschließlich
m — 1. Solange dieser Zähler 21 die ZählstMlung
m - 1 noch nicht erreicht hat, liefert er an seinem Ausgang eine binäre »0«. die über den Inverter 27 dem
UND-Tor 4 zugeführt wird. Auf diese Weise wird das UND-Tor 4 geöffnet, und folglich findet während der
ersten m - 1 Rechenzyklen die Rückkopplung des Inhaltes des Schieberegisters 9 über dieses UND-Tor 4
statt. Beim Erreichen der Zählstellung m — I liefert dieser Zähler 21 eine binäre »1«. Dadurch wird das
UND-Tor 4 gesperrt, und die UND-Tore 22 und 23 werden geöffnet. Während des nun folgenden neuen
Zyklus des Zählers 20 ist durch Verwendung des Inverters 26 das UND-Tor 22 offen, und der Zähler
liefert nun eine binäre »1«, wodurch das UND-Tor 5 geöffnet ist und folglich während des letzten Rechenzyklus
innerhalb einer gegebenen Abtastperiode T die Rückkopplung des Schieberegisters über das UND-Tor
5 stattfindet. Wird letzten Endes in diesem letzter Zyklus des Zählers 20 der N-te Ausgangsimpuls de?
UND-Tores 19 diesem Zähler 20 zugeführt, so wird vom UND-Tor 22 wieder eine binäre »0« abgegeben
wodurch das UND-Tor 5 schließt und folglich alk Rückkopplungen des Registers 9 unterbrochen sind
Zugleich wird nun vom UND-Tor 23 dem UND-Tor 2 eine binäre »1« zugeführt, wodurch ein neues Kode
wort in das Register eingeschrieben werden kann, unc zum Schluß wird von diesem N-ten Impuls der Zählei
21 in die Nullstellung zurückgebracht. Die vom Zählei 21 dem Inverter 27 und den UND-Toren 22 und 23 ge
lieferten Ausgangsimpulse sind bei /, j. k und ρ h
F i g. 2 angegeben.
Es sei bemerkt, daß das Auslesen eines Filicrkocffi
Es sei bemerkt, daß das Auslesen eines Filicrkocffi
709 518/46
/ienten aus dem ROM 8 auf bekannte Weise verwirklicht werden kann, beispielsweise dadurch, daß ?.u
jedem Augenblick die gesamten Zählstellungen der Zähler 20 und 21 als einen Adreßkode für den ROM
betrachtet wird. Dazu werden, wie in F i g. I aufsehe- >
malische Weise durch das schraffierte Gebiet 8(1) dargestellt ist. alle Teile des Zählers 20 sowie des Zählers
21 mit einem Ausgang mit einem entsprechenden Eingang des ROMs 8 verbunden.
IO
(4) Der Zusammenhang der im interpolierenden
Digitalfilter zu verwendenden Filterkoeffizienten
untereinander
Wie in der Tafel I bereits angegeben ist, gehört zu jedem Rechenzyklus innerhalb einer gegebenen Eingangsabtastperiode
eine Reihe von Filterkoeffiziemen C (q. k). In dieser Tafel wird für den ersten Rechenzyklus
innerhalb der genannten Abtastperiode die Reihe von Filterkoeffizienten C ((/, k) durch q = 0 gekennzeichnet,
und für den zweiten, in der Tafel zugleich den letzten, Rechenzyklus innerhalb der betrachteten
Abtastperiode wird diese Reihe durch q = 1 gekennzeichnet. Wie bereits erwähnt und in der Tafel angegeben,
sind für ein gegebenes Filter diese Reihen von 2s Filterkoeffizienten für alle Abtastperioden dieselben.
Die Filterkoeffizienten einer Reihe entsprechen, was die Größe anbelangt, den jeweiligen Abtastwerlen
einer Reihe von Abtastungen der Stoßantwort des gewünschten Filters. Diese Abtastwerte werden zum
Gebrauch im Filter üblicherweise quantisiert und beispielsweise in einer binären Zahl kodiert.
Zur Erläuterung des Zusammenhanges zwischen den Reihen von Filterkoeffizienten ist in F i g. 3 bei a
die auf das Zeitintervall — 6 T bis +10 7 begrenzte Stoßantwort eines idealen Tiefpaßfilters mit einer
Grenzfrequenz <uoj2 dargestellt. Bekanntlich hat diese
Stoßantwort eine Form, die durch die Funktion (sin x)lx gegeben wird. Insbesondere kann die wiedergegebene
Stoßantwort durch den nachfolgenden mathematischen Ausdruck dargestellt werden:
Ki0 sin(f-2T)(-to/2
45
Zunächst wird dieses Tiefpaßfilter als nichtinterpolierend betrachtet, d. h.. daß die Eingangsabtastfrequenz
der Ausgangsabtastfrequenz entspricht. Es wird vorausgesetzt, daß diese Abtastfrequenz der vierfachen
Grenzfrequenz des Filters entspricht. Die Abtastperiode entspricht dann T = .τ/ω0.
Zur Bestimmung der Filterkoeffizienten wird die Stoßantwort des Filters mit der Reihe von Abtastimpulsen,
die bei b in F i g. 3 dargestellt sind, abgetastet. Dabei ist vorausgesetzt worden, daß diese Abtastimpulse
zu Zeitpunkten t = k ■ T auftreten. Diese Reihe kann auf bekannte Weise wie untenstehend
mathematisch dargestellt werden:
60
1. 2. 3. 4 ist. Für die auf diese Weise erhaltenen Filterki".!;:'iizier.ten.
die zusammen eine Reihe C (0, k) bilden, sind die jeweiligen Größen bei ti in F i u. 3 angegeben.
In der letztgenannten Figur sind lungs der Abszisse außer den Panimeterwerten A. auch die Zeitpunkte angegeben,
zu denen der betreffende Filterkoeffizient als Augenblicksignalwert bei der bei α in F i g. 3 dargestellten
Stoßantwort auftritt.
Falls das betrachtete Tiefpaßfilter mit der bei a in
F i g. 3 dargestellten Stoßantwort als interpolierendes Filter verwendet werden muß, wobei die Ausgangsabtastfrequenz
der doppelten Eingangsabtastfrequenz ist. d. h. mit einer Ausgangsabtastperiode entsprechend
T/2 = .t/2 Ki0, werden die in F i g. 1 im Register 9 gespeicherten
Eingangskodeworte zum Liefern eines ersten Ausgangskodewortes zunächst mit der obengenannten
Reihe von Filterkoeffizienten c (0, k) multipliziert und zum Liefern eines zweiten Ausgangskodewortes
innerhalb des Zeitrahmens der Eingangsabtastperiode T außerdem mit einer zweiten Reihe von Filterkoeffizienten
C (1, k). Diese zweite Reihe von Filterkoeffizienten ist bei e in F i g. Z dargestellt. Diese Filterkoeffizienten
entsprechen vieder den Abtastwerten der mit einer Periode T abgetasteten Stoßantwort, die
bei α in F i g. 3 dargestellt ist. Die gemeinte Abtastung
dieser Stoßantwort hat dabei wieder mit einer Impulsreihe der bei b in F i g. 3 dargestellten Form stattgefunden,
die Abtastung hat jedoch gegenüber diesel Impuisreihe eine Zeitverschiebung zur Größe T/2
= +.t/2 Ki0 erfahren, wodurch die Reihe von Abtastimpulsen
für die zweite Reihe von Filterkoeffizienten auf mathematische Weise wie folgt dargestellt werden
kann:
Σ Λ [f-(JIcT+T/2)].
k = — /
Die Filterkoeffizienten C(I, k) sind folglich die zu
den ZeitpunKten kT + T/2 erhaltenen Abtastwerte der Stoßantwort von α in F i g. 3, wobei k = 0,1,2,3,4
Vollständigkeitshalber sind bei / und g in F i g. 2
die Reihen von Filterkoeffizienten dargestellt, für den Fall, wo die Ausgangsabtastfrequenz des interpolierenden
Filters dreimal höher ist als die Eingangsabtastfrequenz. In diesem Fall werden die gespeicherter
Eingangskodeworte innerhalb des Zeitrahmens einei Eingangsabtastperiode einmal mit der Reihe von Filterkoeffizienten
C (0, Jt) (s. bei d in F i g. 3) multipliziert, einmal mit der Reihe von Filterkoeffizienten 2 (k
(s. bei / in F i g. 3) und einmal mit der Reihe C (3, ic
(s. bei g in F i g. 3). Auch diese Reihen von Filter koeffizienten C (2, Jt) und C (3, k* werden durch Ab
tastung der bei α in F i g. 3 dargestellten Stoßantwon erhalten, wobei die Reihe von Abtastimpulsen wiedei
dieselbe Form hat wie bei b in F i g. 3, diese Reiher sind jedoch gegenüber der dort dargestellten Reih«
um einen Zeitabstand T/3 bzw. 2 T/3 verschoben Entsprechend dem obenstehenden können dieseReiher
auf mathematische Weise wie folgt dargestellt werden
Die fünf Filterkoeffizienten, die im Filter nach Fig. 1 zur Annäherung der gewünschten übertragungskennlinie
verwendet werden, werden nun durch diejenigen Abtastwerte der Stoßantwort gebildet,
die zu den Zeitpunkten auftreten, für die k = 0.
k = -j
Σ a D-(JkT+ 2 Γ/3)].
k; = — /
il.Vr in der Zeitdomäne hai ein interpolierendes
Digitalfilter auch seinen Einfluß auf die Frequenzdomiine. Wird nämlich insbesondere ein bandbegienztes
analoges Basisbandsign.il mit einer Hingangsabtastfrequen/
/', abgetastet, so wird das 1 requen/-spekirum
dieses abgetasteten Signals durch das ur-■>pi
angliche liasisbandspeklrum sowie durch Wiederholungen
dieses Spektrums um ganze Vielfache der Abtastfrequenz /, gebildet. Die erste Wiederholung
des ursprünglichen Basisbandspektrums liegt folglich um die Abtastfrequenz/,, üblicherweise wird in
PCM-Ubertragungssystemen dies,"· Frequenz /, derart
gewählt, daß die erste Wiederholung sich an das Basisbandspektrum anschließt. Wenn nun mit einem
interpolierenden Digitalfilter die Abtastfrequen/ /, um einen Faktor m erhöht wird, tritt die erste Wiederholung
des Basisbandspektrums um die Ausgangsablastfrequenz mf\ auf. Dadurch ist erreicht worden,
daß diese erste Wiederholung des Spektrums sich nicht mehr an dieses Basisbandspek'.rum anschließt,
so daß letzteres mil einem einfachen Tiefpaßfilter selektiert werden kann.
Obenstehend ist angegeben, wie mit Hilfe eines Tiefpaßfilters Signalabtastwerte in einer Reihe von
Signalabtastwerten eines Basisbandsignals interpoliert werden können. Auf ähnliche Weise ist es auch möglich,
mit Hilfe beispielsweise eines Bandpaßfilters Signalabtastwerte in einer Reihe von Signalabtastwerten
zu interpolieren, die durch Abtastung eines nicht im Basisband liegenden Signals, beispielsweise
eines einem Träger aufmodulierten Einseitenbandsignals erhalten wird.
In F i g. 4 ist eine Abwandlung des interpolierenden
Digitalfilters nach F i g. 1 dargestellt. Dieses in F i g. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel entspricht zum größten
Teil dem nach Fig. i, und dabei sind der F i g. i
entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Das Ausftihrungsbeispiel nach Fig. 4
weicht jedoch darin von dem nach F i g. 1 ab, daß zum Erhalten eines Schieberegisters 9 mit sich periodisch
ändernder Speicher- bzw. Verzögerungszeit und daß zum Erhalten von Rechenzyklen gleicher Dauer nicht,
wie in Fig. 1, der Eingang des letzten Registerteils
10(4) über eine Rückkopplungsleitung mit der zugehörenden Torschaltung mit dem Eingang des ersten
Registerteils 10(0) verbunden ist, sondern daß dazu bestimmte Schiebeimpulse für das Register 9 ausgelastet
werden. Bei diesem in F i g. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel wird folglich die sich periodisch
ändernde Verzögerungszeit des Registers 9 ausschließlich durch den Taktimpulsgenerator 7 verwirklicht.
Dieser Taktimpulsgenerator 7 ist zum Teil auf dieselbe Art und Weise aufgebaut wie der Taktimpulsgenerator
in F i g. 1 und enthält ebenfalls einen Taktimpulsoszillator
15, der Taktimpulse mit einer Frequenz 3 NiUf1 abgibt. Auch nun ist N die Anzahl Teile
des Schieberegisters 9; m die Anzahl Ausgangsimpulswerte, die in einer Eingangsabtastperiode T erzeugt
werden müssen und /, die Eingangsabtastfrequenz, wobei /, = 1/7. Die genannten Taktimpulse werden
einem Binärteiler bzw. -zähler 16 zugeführt, der die Impulsfrequenz dieses Oszillators 15 durch einen Faktor
3 teilt. Ebenso wie im Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 sind bestimmte Elemente des Zählers 16 an
UND-Tore 17, 18 und 19 angeschlossen, die wieder infolge des ersten, des zweiten und des dritten Taktimpulses
des Oszillators 15 innerhalb des betrachteten Zyklus von drei Taktimpulsen jeweils einen Impuls
abgeben. Die von den L!ND-Toren 18 und 19 abgegebener.
Impulse werden über die UND-Tore 25 und
24 dem ühertragungskreis. 13 bzw. dem Akkumulator 12 zugeführt.
Der jeweils mit den dritten Taktimpulsen des (iszillators 15 auftretende Ausgangsimpuls des UND-I
ores 19 wird einem Zähler 28 zugeführt, der in diesem Ausführungsbeispiel Λ' -I 1 Ausgangsimpulse
des Zählers 16 zählt und jeweils nach N + 1 dieser
ίο Ausgangsinipulsc selbst einen Ausgangsimpuls liefert,
der einem Zähler 29 zugeführt wird. Ebenso wie im Ausfühiungsbeispiel nach F i g. 1 gibt der Ausgangsiinpuls
des Zählers 28 das Ende eines Rechenzyklus an.
Der Zahler 29 nun zählt in diesem Ausführungsbeiis
spiel »ι Ausgangsimpulse des Zählers 28 und liefert danach selbst einen Ausgangsimpuls. In dem in F i g. 4
dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Ausgang des UND-Tores 17 und sind die Ausgänge der Zähler 28
und 29 weiter auf die in F i g. 4 dargestellte Weise mit UND-Toren 30 und 31, mit einem NICHT-UND-Tor
32. mit einem ODER-Tor 33 und mit einem !inerter 34 verbunden.
Die Wirkungsweise dieses in F i g. 4 dargestellten interpolierenden Digitalfilters ist für den Fall, wobei
V = 5 und /H = 2 durch die in F i g. 5 dargestellten
Zeitdiagramme sowie durch die Tafel II. die auf dieselbe Weice zusammengestellt ist wie die Tafel I, näher
angegeben. Insbesondere ist bei α in F i g. 5 die Impulsreihe dargestellt, die vom Oszillator 15 erzeugt wird.
Diese Reihe ist auf die angegebene Weise in zwei Rcchenzyklen aufgeteilt, die je durch Ks Ausgangsimpulse
des Oszillators 15 bezeichnet werden. Diese Rechenzyklen sind durch 1 bzw. !I bezeichnet. In dieser
F i g. 5 sind weiter die Ausgangsimpulse der UND-Tore 17. 18 und 19 bei b, c bzw. d angegeben; die Ausgangsimpulse
der Zähler 28 und 29 bei e bzw. / und die Ausgangssignale des NICHT-UND-Tores 32. des
UND-fores 3l\ind des ODER-Tores 33 bei g./1 bzw.7.
Die Schiebeimpulse für das Register 9, die dem UND-Tor 30 entnommen werden, sind bei k angegeben.
Vollständigkeitshalber sind bei / und ρ die Impulsreihen
angegeben, die vorn UND-Tor 25 bzw. 24 zum übertragen des Inhaltes vom Akkumulator 12 zum
Puffer 14 bzw. zum Zurückbringen des Akkumulator;· 12 nach einem Rechenzyklus in die Nullstellung dargestellt.
Jeweils beim Auftritt des ersten Schiebeimpulses ir einem Reche.izyklus I wird ein neues Eingangskodewort
in das Register 9 eingeschrieben, und das älteste Eingangskodewort wird entfernt. Bei diesem Einleser
ist ja das UND-Tor 4 gesperrt. Der Zustand de; Schieberegisters jeweils nach dem Auftritt des erster
Schiebeimpulses in einem Rechenzyklus I ist in dei Tafel Il durch p, 1, 1 (p = 1, 2, 3, 4) dargestellt. Di
während eines ersten Rechenzyklus, der in der Tafe durch diejenigen Schieberegisterzustände gekennzeich
net ist, für die gilt, daß r -- 1 ist, nur fünf der sechs Aus
gangsimpulse des UND-Tores 17 als Schiebeimpulsi dem Register 9 zugeführt werden, sind jeweils di<
Schieberegisterzustände p. 1.5 und p. 1.6 einander gleid
(p = 1, 2, 3, 4). Das in diesem Schieberegisterzustam
p.1.6 im letzten Registerteil 10(4) vorhandene Ein gangskodewort, beispielsweise χ (η), χ (η + 1) um
je (η + 2) wird nun nur mit einem Filterkoeffizientei
multipliziert, der den Wert Null hat. Auch kann diesi
Multiplikation völlig fortgelassen werden. Wie bei k ii F i g. 5 angegeben, wird im betrachteten Ausführungs
beispiel, wobei m = 2 ist, während des letzten und zu
Ls.
gleich zweiten Rechenzyklus II der innerhalb dieses Rechenzyklus auftretende sechste Ausgangsimpuls des
UND-Tores 17 als Schiebeimpuls dem Schieberegister 9 zugeführt. Dadurch wird erreicht, daß jeweils
am Ende des letzten Rechenzyklus innerhalb einer Eingangsabtastperiode der Zustand des Registers 9
dem Zustand dieses Registers 9 unmittelbar nach dem Einschreiben eines neuen Eingangskodewortes am
Anfang der betrachteten Abtastperiode T entspricht. Vergleiche dazu in der Tafel Il die Schieberegister- ι ο
zustände 1.2.6 und 1.1.1;2.2.6 und 2.1.1;3.2.6 und 3.1.1. Auch bei diesen Schieberegisterzuständen p.2.6
(p = 1, 2, 3) wird das im Schieberegisterteil 10(4) gespeicherte
Eingangskodewort überhaupt nicht oder nur mit einem Filterkoeffizienten multipliziert, der
den Wert Null hat.
Daß üir das obenstehend beschriebene interpolierende
Digitalfilter wieder ein Schieberegister mit sich periodisch ändernder Verzögerungszeit verwirklicht
worden ist, läßt sich wieder an Hand der Spalte 10(4) der Tafel II erläutern. Dazu wird beispielsweise das
Kodeworl χ (n — 1) betrachtet. Aus der Tafel 11 geht
hervor, daß dieses Kodewort zur Multiplikation mit einem Filterkoeffizienten im Registerteil 10(4) in den
Schieberegisterzuständen 1.1.4; 1.2.4; 2.1.3: 3.1.2; 2s
3.2.2:4.1.1 vorhanden ist. Da der Zeitabstand zwischen
zwei aufeinanderfolgenden Schieberegisterzuständen einer Periode der Ausgangsimpulse des UND-Tores
17. d. h. einer Periode TI[m(N + I)], entspricht, ist
der Zeitabstand zwischen den Schieberegisterzuständen 1.1.4 und 1.2.4 gleich 6 T/[m(N + H]; der zwischen
den Schieberegisierzuständen 1.2.4 und 2.1.3 jedoch nur 5T/[m(N 4- I)] usw.
Ebenso wie im Ausfuhrungsbeispiel nach Fiel
dauern auch nun alle Rechenzyklen gleich lang, und die Ausgangskodeworte y \_(n + qlm)T~\ treten alle zu
äquidistanten Zeitpunkten auf. Vergleiche insbesondere die Zeitdiagramme / und ρ in F i g. 5.
Es sei bemerkt, daß der Taktimpulsgenerator 7 in diesem Ausführungsbeispiel noch derart ausgebildet
werden kann, daß jeweils der sechste Ausgangsimpuls des UND-Tores 17 innerhalb eines ersten Rechenzyklus
1 den Inhalt des Schieberegisters 9 weiterschiebt und daß dieses Weiterschieben nicht durch den
ersten Ausgangsimpuls des UND-Tores 17 im zweiten Rechenzykius bewirkt wird. Auch kann die Anzahl
Schieberegislerzustände, wobei keine Multiplikation des Kodewortes im letzten Registerteil 10(4) mit einem
Filte--koeffizienten stattfindet, größer als eins gewählt
werden Ebenso wie beim Ausführungsbeispiel nach FiE 1 können auch im Ausführungsbeispie! nach
F i 2 4 nach Einschreiben eines Eingangskodewortes
•n das Register 9 mehr als die betrachteten zwei Ausüaneskodeworte
erzeugt werden. Auch dann jedoch wird die Anzahl Reihen von Filterkoeffizienten proportional
zunehmen. . · · ,
In den beschriebenen Ausfuhrungsbeispielen sind
die Registerteile 10(.) derart ausgebaut, daß im Teil 10(0) nur ein neues Eingangskodewori über das UND-Tor
3 und das ODER-Tor unter Ansteuerung eines Schiebeimpulses des Generators 7 eingeschrieben werden
kann Es kann jedoch wenigstens fur den Teil 10(0) ein derartises Element gewählt werden, daß dann ein
neues Eineaneskodewort eingeschrieben werden kann,
ohne daß dazu zugleich ein Schiebeimpuls erforderlich
ist In diesem Fall muß zugleich das älteste Eingangskodewort vor dem Einschreiben dieses neuen Kodewortes
im Teil 10(0) gespeichert sein. Im Gegensatz zu den oben-tehend beschriebenen Ausfuhrungsbeispielen
wird nun der Multiplikator 11 mit einem Eingang an den Eineang dieses ersten Teils 10(0) angeschlossen.
Ebenso wie für das Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 brauchen auch nun innerhalb eines Rechenzyklus
keine zusätzlichen Schiebeimpulse dem Schieberegister zugeführt bzw. ausgetastet zu werden. Bei Verwendung
eines derartigen Teils 10(0) und bei einer ueeigneten Ausbildung des Taktimpulsgencrators 7 ist
es sogar möglich, den Multiplikator 11 mit einem Eingang
eines beliebigen Registerteils 10(.) des Schieberecisters
9 anzuschließen.
"Obschon in den beschriebenen Ausführungsformen die Eingangskodeworte in einem Umlaufschieberecister
gespeichert werden, kann dazu jedoch auch eine gleichwertige Speicheranordnung verwendet werden
wie beispielsweise ein RAM. Dabei muß dann jedoch der Taktimpulsgenerator derart aufgebaui
werden, daß der Abstand zwischen den Zeitpunkten, zt denen ein bestimmtes in diesem RAM gespeicherte«
Eingangskodewort der Multiplikationsanordnung zu geführt wird, um mit einem Filterkoeffizienten multi
nliziert zu werden, periodisch ändert.
Zum Schluß sei bemerkt, daß bei einer geeigneter Wahl des Zählers 16, der in den beschriebenen Aus
führungsbeispielen als drei Zähler ausgebildet ist, di( Frequenz des Oszillators 15 auch in einem anderer
Verhältnis zur Schiebefrequenz Nm/T stehen kann.
Tafel I
10(0)
10(1)
(10(21
10(3)
10(4)
p.r.s. 1 1 1 |
x (n) | 4) | χ (π — | 1) | χ (π — | 2) | X (H - | 3) | χ (μ - | 4) | C (0,4) |
1 . I . I 1.1.2 |
X (M - | 3) | x (n) | χ (η - | 1) | X(H - | 2) | X (H - | 3) | C (0.3) | |
1.1.3 | X (H - | 2) | X (H - | 4) | X (H) | X(H - | 1) | X (H - | 2) | C (0.2) | |
1.1.4 | x (n — | 1) | χ (η - | 3) | X (H - | 4) | X (H) | X (H - | 1) | C(OJ) | |
1.1.5 | X (H - | X (H - | 2) | X (H - | 3) | X (H - | 4) | X (H) | C (0.0) | ||
1.2.1 | X (") | 3) | χ (η - | Π | X (H - | 2) | X (H - | 3) | X (H - | 4) | C(l,4) |
1.2.2 | X (l! — | 2) | ν (η) | X (H - | D | X (H - | 2) | X (H - | 3) | Γ(1,3) | |
1.2.3 | X(H - | I) | χ (η - | 3) | X(H) | X (H - | Π | χ (ιΐ — | 2) | C (1.2) | |
1.2.4 | X (f! - | X (H | 2) | X (H - | 3) | X (II) | χ (η - | Π | C" (1,1) | ||
1 ■> S | X (111 | X (H - | 1) | V(H - | 2) | X (H - | 3) | X (H) | C(LO | ||
15
Io
-ort setzung
10(0) | D | 10(1) | D | (10(2) | D | 10(3) | 2) | 10(4) | 3) | 5 | |
p. r. s. | 3) | 3) | D | 2) | |||||||
2.1.1 | X(H + | 2) | X(i) | 2) | x (n — | 1) | x (n — | x (n — | D | C (0,4) | |
2.1.2 | x (n — | D | χ (n + | 1) | x(n) | 3) | x(n - | D | x(n — | C (0,3) | |
2.1.3 | χ (n — | χ (n — | χ (n + | 2) | X(H) | 3) | χ (n — | D | C (0,2) | ||
2.1.4 | χ (« — | D | x(n — | D | χ (h — | D | X(H + | 2) | x(n) | 3) | C (0,1) |
2.1.5 | X(II) | 2) | χ (n — | 2) | χ (n — | χ (n — | 1) | x(b + | 2) | C (0,0) | |
2.2.1 | X(H + | D | X(H) | 1) | χ (n — | D | χ (n — | χ (n — | D | C (1,4) | |
2.2.2 | X (H - | x (n + | X(H) | 2) | χ (n — | D | χ (n — | C (1,3) | |||
2.2.3 | x (n — | D | χ (n — | D | χ (n + | D | X(H) | 2) | χ (n — | D | C (1,2) |
2.2.4 | X(H) | 2) | χ (π — | 2) | x{n — | x(h + | 1) | x(n) | 2) | C (1,1) | |
2.2.5 | x (n + | 2) | X(H) | 2) | χ (n — | D | X(H- | x(n + | D | C (1,0) | |
3.1.1 | X (H + | D | x (n + | D | X(H) | 2) | X(H- | D | χ (π - | C (0,4) | |
3.1.2 | x (n — | χ (n + | X (H + | 2) | X (H) | 2) | χ (n — | 1) | C (0,3) | ||
3.1.3 | χ (n — | D | χ (n — | 1) | X (ll + | D | x (n + | 2) | X(H) | 2) | C (0,2) |
3.1.4 | X (H) | 2) | X (»1 — | 2) | x (n — | χ (n + | D | x(n + | 2) | C (0,1) | |
3.1.5 | χ (n + | D | x(n) | D | χ (n — | D | χ (n — | x(n + | D | C (0,0) | |
3.2.1 | X (/1 + | X (H + | x (n) | 2) | χ (h - | D | χ (h — | C (1,4) | |||
3.2.2 | χ (n — | 1) | X (H + | D | χ (n + | D | X(H) | 2) | X (Π — | D | C (1,3) |
3.2.3 | X(H) | 2) | χ (n - | 2) | χ (n f | χ (h + | 1) | X(H) | 2) | C (1,2) | |
3.2.4 | x (n + | 3) | X(H) | χ (h — | D | χ (h + | x (n + | D | C(1,1) | ||
3.2.5 | χ (n + | χ (h + | x(n) | χ (n - | χ (h + | C(I1O) | |||||
4.1.1 | X (H + | X (H + | χ (h + | X(N) | χ (n — | C (0,4) | |||||
Tafel II | D | ||||||||||
10(0) | 10(1) | 10(2) | 2) | 10(3) | 3) | 10(4) | 4) | 5 | |||
p.r.s | 4) | 4) | D | 2) | 3) | ||||||
1.1.1 | X(H) | 3) | χ (h — | 3) | χ (n — | X (ll — | D | x (n — | 2) | C (0,4) | |
1.1.2 | x (h — | 2) | χ (n) | 2) | χ (n — | 4) | χ (h — | χ (h — | D | C (0,3) | |
1.1.3 | X (ll — | D | χ (n - | 2) | X(H) | 3) | χ (h — | 4) | χ (n — | C (0,2) | |
1.1.4 | χ (h — | D | χ (n — | 1) | χ (n — | 3) | X (N) | 4) | x(n - | C(Cl) | |
1.1.5 | χ (n - | χ (h — | χ (n — | 2) | X (ll — | 3) | X(H) | 4) | C (0,0) | ||
1.!.6 | χ (n - | 4) | χ (n — | 4) | χ (n — | 1) | χ (h — | 2) | X(H) | 3) | — |
1.2.1 | X (H) | 3) | χ (n — | 3) | χ (h — | X(H- | D | χ (h — | 2) | C (1,4) | |
1.2.2 | X (H - | 2) | X(H) | 2) | χ (n — | 4) | X (H - | χ (n — | D | C (1,3) | |
1.2.3 | χ Oi - | D | χ (h — | 1) | X (H) | 3) | x (h — | 4) | χ (h — | C (1.2) | |
1.2.4 | X (H - | χ (n - | χ (n - | 2) | x(n) | 3) | χ (h - | 4) | C(M) | ||
1.2.5 | χ (n — | 1) | χ (n - | 1) | χ (h — | D | χ (h — | ?) | X(H) | 3) | C (1,0) |
1.2.6 | X(H) | 3) | χ (h — | 3) | χ (n — | χ (π — | D | χ (n — | 2) | — | |
2.1.1 | χ (h + | 2) | X (H) | 2) | χ (h — | D | χ (n — | χ (h — | D | C (0,4) | |
2.1.2 | X (ll — | D | χ (n + | 1) | X(H) | 3) | χ (n — | 1) | χ (n — | C (0,3) | |
2.1.3 | χ (n — | χ (n — | 1) | X (H + | 2) | X(H) | 3) | X(H - | 1) | C (0.2) | |
2.1.4 | X (ll — | X (ll — | X (Il - | 2) | X (N + | 3) | X (H) | 11 | c (O.i ι | ||
2.1.5 | X (Il) | 1) | χ (n — | D | χ (ii — | 1) | X (tt — | 2) | X (ll + | 3) | C (0.0) |
2.1.6 | X CO | 3) | χ (h — | 3) | X (Il - | X ill - | 1) | X [Il + | 2) | ||
2.2.1 | χ (ii + | 2) | X (N) | 2) | X (ll — | D | X (Il - | X (N - | 1) | C (1,4) | |
2.2.2 | X (Il - | 1) | X (I! + | 1) | X (N) | 3) | X (H - | 1) | X (Il - | C(1,3) | |
2.2.3 | X (Il | X (Il - | X (Il + | 2) | χ (Ό | 3) | X (Il - | D | C (1.2) | ||
2.2.4 | χ (π - | 1) | X (Il - | X (Il - | D | X (H + | 2) | x (η) | 3) | C(Kl) | |
2.2.5 | χ (π) | X (Il - | χ (ii - | X (H - | X (ll + | C(KO) | |||||
X (ll + | X (ll) | X (l! — | X (l! — | X (ll - | |||||||
Fortsetzung
17 (I 18
10(0) 10(1) 10<2) 10(3) 10(4)
p.r.s | χ (β + | 2) | χ (π+ 1) | χ (η) | D | X(B-I) | X(B- | 2) | C (0,4) |
3.1.1 | χ {η — | 2) | χ (η+ 2) | χ (η + | 2) | χ (β) | χ (η - | D | C (0,3) |
3.1.2 | χ (η — | D | X(B -2) | χ (π + | 2) | χ(β + 1) | X(B) | C (0,2) | |
3.1.3 | χ (η) | χ (π- D | χ (π — | 1) | χ (β + 2) | χ (β + | D | C(0,l) | |
3.1.4 | χ {η + | D | χ(β) | χ (π — | 1) | χ (β - 2) | χ (β + | 2) | C (0,0) |
3.1.5 | χ {η + | 1) | χ (π) | χ (η — | χ (η - 2) | X(B + | 2) | — | |
3.1.6 | χ (η + | 2) | χ (η+ 1) | χ (π) | D | X(B-I) | χ (β — | 2) | C (1,4) |
3.2.1 | χ (β — | 2) | χ (« + 2) | χ (π + | 2) | X(B) | χ (β — | D | C (1,3) |
3.2.2 | χ (η — | D | χ (η - 2) | χ (η + | 2) | X(B + 1) | X(B) | C (1,2) | |
3.2.3 | χ (η) | X(B-I) | χ (π — | 1) | χ (β + 2) | χ (β + | υ | C(Ll) | |
3.2.4 | χ (η + | 1) | X(B) | χ (β — | χ (β -2) | X (B + | 2) | C (1,0) | |
3.2.5 | χ (η + | 2) | .χ (η+ 1) | X(B) | 1) | X(B-I) | χ (β - | 2) | — |
3.2.6 | χ (η + | 3) | .χ (β + 2) | χ (β + | X(B) | χ (β — | D | C (0,4) | |
4.1.1 | |||||||||
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Nichtrekursives Digitalfilter zum Erzeugen mit einer gegebenen Ausgangsabtastfrequenz J2
auftretender binärer Ausgangskodeworte, die auf eine vorbestimmte Weise mit einer Folge binärer
Einganjiskodeworte im Verhältnis stehen, die mit einer Eingangsabtastfrequenz /j auftreten, wobei
die Ausgangsabtastfrequenz/, ein ganzes Vielfaches (m) der Eingangsabtastfrequenz /, ist; mit
einer Speicheranordnung, die zum Speichern einer gegebenen Anzahl (N) aufeinanderfolgender Eingangskodeworte
eingerichtet ist; einer Multiplizieranordnung mit deren Hilfe innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1//, eine Anzahl (m) Reihen
von Produkten aus der genannten gegebenen Anzahl (Al') Eingangskodeworte und einer Anzahl (m)
untereinander verschiedenen Reihen von Gewichtungsfaktoren, die dem Zusammenhang zwischen
den Eingangs- und Ausgangskodeworten entsprechen, gebildet werden; einer Addieranordnung,
die mit der genannten Multiplizieranordnung gekoppelt und dazu eingerichtet ist, innerhalb einer
Eingangsabtastperiode 1//, die genannte der Anzahl Reihen von Produkten entsprechende Anzahl
Ausgangskodeworte zu erzeugen, die je mindestens durch die mathematische Summe aller zu einer
gegebenen Reihe gehörender Produkte gegeben werden ;dadurch gekenn zeichnet, daß
die genannte Speicheranordnung (9) zum Speichern der genannten gegebenen Anzahl (N) aufeinanderfolgender
Eingangskodeworte durch ^ine Speicheranordnung
mit einer sich periodisch ändernder Speicherzeit gebildet wird, welche Speicheranordnung
(9) durch einen Taktimpulsgenerator (7) gesteuert wird und mit einem Ausgangskreis versehen
ist, über den innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1//, die in der Speicheranordnung(9)
gespeicherten Eingangskodeworte eine Anzahl Male der genannten Multiplizieranordnung (11)
zugeführt werden, wobei diese Anzahl Male dem genannten ganzen Vielfachen (m) entspricht und
die vom genannten Ausgangskreis gelieferten Kodewoite
jeweils nacheinander auftreten.
2. Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Speicheranordnung
durch ein Schieberegister (9) gebildet wird mit einer gegebenen Anzahl (N) Registerteile
(HX.)) die je zum Speichern eines Eingangskodewortes eingerichtet sind, wobei der Ausgang
des letzten Registerteils (10(4)) einerseits mit einem Eingang der genannten Multiplizieranoirdnung
(11) und andererseits mit dem Eingang des Schieberegisters (9) gekoppelt ist.
3. Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des genannten
letzten Registerteils (10(4)) über eine Rückführungsleitunji (4) mit dem Eingang des
Schieberegisters (9) gekoppelt ist, in welchem Digilalnlter
der Eingang und der Ausgang des genannten letzten Rcgistcrleils (10(4)) unter Ansteuerung
des genannten Taktimpulsgenerators wechselweise mit dem Eingang des Schieberegisters (9) verbunden
sind (F i g. 9).
4. Niehtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 2.
dadurch gekennzeichnet, daß der Taktimpulst'piierator
(7) Mittel (15. 16) enthält zum Erzeugen
äquidistanter Schiebeimpulse für das Schiebereuister
(9) sowie eine erste Zählanordnung (20; 28), die jeweils nach einem Zyklus einer gegebenen
Anzahl von Schiebeimpulsen einer zweiten Zählanordnung (21; 29) einen Impuls abgibt, welche
Anzahl Schiebeimpulse der Anzahl (N) RegisterteiSe (10(.)) des Schieberegisters (9) wenigstens entspricht
(F i g. 2; 4).
5. Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte
zweite'Zählanordnung (21) jeweils nach »i Aus-
«angsimpulsen der ersten Zählanordnung in die Ruhestellung zurückkehrt, wobei in der Anzahl
Auseangskodeworte, die innerhalb einer Eingangsabtastperiode 1 If1 erzeugt werden muß, entspricht
(F ig/l, 2).
6. Nichtrekursives Digitalfilter nach Anspruch 4. dadurch gekennzeichnet, daß an die genannten
Zählanordnungen Mittel (30, 33, 34) zum Unterdrücken mindestens eines der dem Schieberegister
(9) zuzuführenden Schiebeimpulse eines Zyklus von Schiebeimpulsen angeschlossen sind.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL7412224 | 1974-09-16 | ||
NLAANVRAGE7412224,A NL176211C (nl) | 1974-09-16 | 1974-09-16 | Interpolerend digitaal filter. |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2540176A1 DE2540176A1 (de) | 1976-04-01 |
DE2540176B2 true DE2540176B2 (de) | 1977-05-05 |
DE2540176C3 DE2540176C3 (de) | 1977-12-15 |
Family
ID=
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2900844A1 (de) * | 1978-01-13 | 1979-07-19 | Philips Nv | Anordnung zum filtern komprimierter pulskodemodulierter signale |
DE4233738A1 (de) * | 1991-10-08 | 1993-04-15 | Crystal Semiconductor Corp | Digitaler interpolator |
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DE2900844A1 (de) * | 1978-01-13 | 1979-07-19 | Philips Nv | Anordnung zum filtern komprimierter pulskodemodulierter signale |
DE4233738A1 (de) * | 1991-10-08 | 1993-04-15 | Crystal Semiconductor Corp | Digitaler interpolator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5155649A (de) | 1976-05-15 |
US3988607A (en) | 1976-10-26 |
BE833466A (fr) | 1976-03-16 |
FR2285025B1 (de) | 1979-04-27 |
SE7510161L (sv) | 1976-03-17 |
GB1506010A (en) | 1978-04-05 |
SE406683B (sv) | 1979-02-19 |
AU8480775A (en) | 1977-03-24 |
AU498189B2 (en) | 1979-02-15 |
NL176211B (nl) | 1984-10-01 |
DE2540176A1 (de) | 1976-04-01 |
CA1039364A (en) | 1978-09-26 |
JPS5528252B2 (de) | 1980-07-26 |
FR2285025A1 (fr) | 1976-04-09 |
NL176211C (nl) | 1985-03-01 |
NL7412224A (nl) | 1976-03-18 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |