DE2621532A1

DE2621532A1 - Verfahren zur frequenzsteuerung von elektrischen schwingungssignalen und frequenznormal-schaltungen fuer elektrische uhren

Info

Publication number: DE2621532A1
Application number: DE19762621532
Authority: DE
Inventors: Hiro Fujita; Shigeru Morokawa; Akira Tsuzuki
Original assignee: Citizen Watch Co Ltd
Current assignee: Citizen Watch Co Ltd
Priority date: 1975-06-05
Filing date: 1976-05-14
Publication date: 1976-12-16
Also published as: CH619832B; JPS51144267A; CH619832GA3; JPS6035637B2; US4024416A; GB1545922A; DE2621532C2

Description

PATCNTANWALTE A. GRUNECKER

D:r"_ .NC.

H. KINKELDEY

W. STOCKMAIR

DFL-ItNa - AnE(CAUECH!

K. SCHUMANN

DR RES NAT · CJPL-PHYS

P. H. JAKOB

DtPL-ING.

G. BEZOLD

»:- dirl-chem.

8 MÜNCHEN 22

MAXIMILIANSTRASSE 43

14. Mai 1976 P 10 412

Citizen Watch Company Limited

No. 9-18, 1-choae, Nishishinrjuku, Shinjuku-kn, Tokyo, Japan

Verfahren zur Frequenzsteuerung von elektrischen Schwingungssignalen und Frequenznormal-Schaltungen für elektrische Uhren

Die Erfindung betrifft Verfahren zur Frequenzsteuerung von elektrischen Schwingungssignalen mit vorgegebenem Wert, Verfahren zur Erzeugung elektrischer Schwingungssignale mit vorgegebener Frequenz und Frequenznormal-Schaltungen für elektronische Uhren. Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein elektrische Oszillatoren und insbesondere einen elektrischen Oszillator, der speziell zur Verwendung in elektronischen Uhren ausgebildet ist, bei denen die FrequenzStabilität und eine mögliehst kleine Leistungsaufnahme von grosser Bedeutung sind.

Bei elektronischen Uhren und Armbanduhren wird ein Signal mit einer Frequenz von 32 763 Hz üblicherweise als Primärfrequena-Qualle verwendet, wobei von diesem Signal Zeitmessimpulse mit einer Frequenz von 1 Hz abgeleitet werden. Im Hinblick auf die FrequenzStabilität ist es wünschenswert, dass die Frequenz

609851/0708

262

der Primär quelle so hock wie möglich, ist. Im Hinblick auf die Leistungsaufnahme ist es jedoch nicht wünschenswert, ein Signal zu verwenden, dessen Frequenz über J2 kHz liegt, da die Zahl der Stufen, die zur Frequenzteilung erforderlich ist, gross ist, so dass die Leistungsaufnahme dadurch ansteigt.

In der US-PS 5 512 351 ist ein elektrischer Oszillator beschrieben, bei dem sowohl eine niederfrequente als auch, eine hochfrequente Signalquelle verwendet wird. Die Phasendifferenz zwischen den von der niederfrequenten Quelle und der hochfrequenten Quelle bereitgestellten Signalen wird gemessen und es wird ein Ausganssignal erzeugt, das proportional der Phasendifferenz zwischen dem hochfrequenten und dem niederfrequenten Signal ist. Von dieser Phaseninformation wird ein Phasendifferenz signal abgeleitet und zu der Signalquelle, die das niederfrequente Signal bereitstellt, in einer geschlossenen Regel— schleife rückgekoppelt, um diese Signalquelle auf die richtige Frequenz einzustellen.

Bei der Frequenzstabilisierung mit geschlossenem Regelkreis tritt jedoch der Nachteil auf, dass Überschwingungen bzw. eine Überkorrektur der Phasendifferenz auftreten kann, die dazu führen, dass Pendelungen ua den Kennwert auftreten, und zwar auf Grund der der Rückkopp el schleife eigenen Zeitverzögerung zwischen der Zeit, bei der eine Frequenzänderung auftritt und der Zeit, bei der ein Fehlersignal angelegt wird. Diese Schwierigkeiten sind insbesondere dann schwerwiegend, wenn der Regelkreis durch äussere Einflüsse und Faktoren gestört wird.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, Verfahren und Frequenanormal-Schaltungen zu schaffen, die die Nachteile bekannter Verfahren und Schaltungen nicht aufweisen.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren zur Frequenzsteuerung von ersten elektrischen Schwingungssignalen auf einen vorgegebenen Wert durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1

ORlCHNAL INSPECTED

609851/0708

angegebenen Verfahrensschritte gelöst.

Das in Anspruch 5 angegebene Verfahren löst die ebenfalls die gestellte Aufgabe.

Mit der Frequenznormal-Schaltung für eine elektronische Uhr gemäss dem Anspruch 6 wird diese Aufgabe ebenfalls gelöst. Die Lösung der gestellten Aufgabe ist auch mit der in Anspruch 16 angegebenen Frequenznormal-Schaltung für eine elektronische Uhr möglich. Auch die in Anspruch 18 angegebene Frequenznormal-Schaltung für eine elektronische Uhr löst die gestellte Aufgabe.

Die vorliegende Erfindung schafft also eine Frequenz-normal-Schaltung für eine elektronische Uhr mit einem Niederfrequenz-Oszillator und einem Hochfrequenzoszillator, dessen Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches einer vorgegebenen Frequenz des Niederfrequenz-Oszillators ist. Ein Phasendifferenz-Detektor steht mit dem Niederfrequenz- und dem Hochfrequenz-Oszillator in Verbindung und erzeugt ein Signal, das in Zeiträumen auftritt, die von der Phasendifferenz zwischen den beiden von den Oszillatoren bereitgestellten Schwingungssignal en abhängen. Ein Frequenzteiler teilt die Frequenz des Signales um ein ganzzahliges Vielfaches herunter' und erzeugt ein Ph asendifferenzsignal. Das Phasendifferenzsignal wird algebraisch mit dem niederfrequenten Schwingungssignal addiert und es entsteht ein Ausgangssignal, dessen Frequenz gleich der Frequenz des höherfrequenten Schwingungssignales, geteilt durch das ganzzahlige Vielfache, ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der erfindungsgemässen

Grundschaltung,
Fig. 2 Schwingungsformen, die in der in Fig. 1 dargestellten,.

schematischen Schaltung auftreten, Fig. 3 eine erste Ausführungsform der Erfindung,

609851/0708

Fig. 4 Schwingungsformen, die zur Erläuterung des ersten, in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiels dienen,

Fig. 5 ©in zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 6 Schwingungsformen, die der Erläuterung des zweiten, in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispieles· dienen,

Fig. 7 bis 9 Beispiele für die Niederfrequenz- und Hochfrequenz-Signal quelle,

Fig.10 die Schaltung eines Tastverhältnis-Umsetzers,

Fig.11 das Blockdiagramm einer dritten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

Fig.12A und 12B das in Fig. 11 dargestellte Blockdiagramm in grösserer Ausführlichkeit und

Fig.13A bis 13D Schwingungsformen, die der Erläuterung der in den Fig. 12A und 12B dargestellten Ausführungsformen dienen.

Bevor Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben werden sollen, soll das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung anhand der Fig. 1 und 2 zunächst erläutert werden. In Fig. 1 ist eine Frequenznormal-Schaltung 10 für elektronische Uhren oder Armbanduhren dargestellt, die generell folgende Schaltungsteile aufweist: Eine Hochfrequenzquelle 11, die elektrische Schwingungen mit einer Frequenz f_Q, d. h. ein Basis-Zeitsignal , erzeugt, eine Kiederfrequenzquelle 12, die elektrische Schwingungen erzeugt, eine Phasendifferenz-Detektor 13, ein Frequenzteiler 14 und eine Addierstufe I5. Die Hochfrequenzquelle 11 und die Niederfrequenzquelle 12 erzeugen unabhängig voneinander elektrische Schwingungssignale mit hohen bzw. niederen Frequenzen. Die Frequenz sowie die FrequenzStabilität der Quelle 12 werden innerhalb eines begrenzten .Wertebereiches gehalten, wobei der vorgegebene Wert das 1/n-fache der höheren Frequenz f_Q und die tatsächliche Frequenz durch

ausgedrückt werden kann. <£ ist der Faktor der Frequenzteilung

609851/0708

von der vorgegebenen Frequenz und stellt eins absolute Zahl kleiner als 1 dar, während η eine ganze Zahl ist. Es sei bemerkt, dass das Phasendifferenz signal in Abhängigkeit davon, ob si" einen positiven oder negativen Wert hat, zum niederfrequenten Oszillatorsignal addiert oder von ihm abgesogen wird. Der Phasendifferenzdetektor 13 erhält zwei Oszillationssignale von den höher- und niederfrequenten Quellen 11 un.cL 12 zugeleitet und erzeugt ein Ausgangs signal mit einer Frequenz Qf. Diese Frequenz kann von einer Analogschaltung durch Multiplizieren der niederen Frequenz mit dem Faktor η - wobei sich f_o(1 - cT ) ergibt-, und durch Mischen dieses Wertes mit der höheren Frequenz f_Q erhalten werden, so dass sich eine Überlagerung- bzw. Mischfrequenz ei f ergibt. Diese analoge Näherung ist jedoch unerwünscht, weil die Ungenauigkeit, die dem Vorgang bei der Frequenzmultiplikation anhaftet, unerwünscht ist. Wie nachfolgend im einzelnen noch beschrieben werden wird, enthält der Phasendifferenz-Detektor 13 einen digitalen Phasenvergleicher. Wenn die nMere Frequenz genau auf de.m gewünschten Wert f_Q/n gehalten wird, erzeugt der Phasendifferenz-Detektor 13 kein Ausgangssignal, da die Zahl der Zyklen des höherfrequenten Oszillationssignales ein ganzzahliges Vielfacher (n) der Zahl der Zyklen des niederfrequenten Oszillationssignales während eine's vorgegegebenen Zeitraumes ist. Wenn sich die nsdere Frequenz so ändert, dass die Zahl der Zyklen des höherfrequenten Oszillationssignales grosser oder kleiner als das ganzzahlige Vielfache der Zyklen des niederfrequenten Oszillationssignales um einen einzigen Zyklus während eines bestimmten Zeitraumes ist, erzeugt der Phasendifferenz-Detektor 13 ein Phasendifferenz-Signai. Dies ist in Fig. 2 dargestellt, wobei zu Darstellungszwecken angenommen ist, dass η = 5 ist und dass 16 Zyklen oder Perioden des höherfrequenten Oszillatorsignales und 3 Zyklen des niederfrequenten Oszillatorsignales während des Zeitintervalls zxvischen den Zeitpunkten t und t^ auftreten (Fig. 2a und 2b). Das Ausgangssignal 20-1 des Phasendifferenz-Detektors 13 gibt wieder, dass ein überschüssiger Zyklus des höherfrequenten Ossillatorsignals während dieses Zeitraumes aufgetreten ist. Wenn der Frequenzteilungsfaktor bezüglich der Zeit konstant ist, wird viährend jedes nachfolgenden Intervalls "t^~^2' *'* ^n-1~*^n

609851/0708

Phasendifferenz-Signal erzeugt. Daher treten Im Intervall t_Q η Ausgangssignale auf. Der Frequenzteiler 14- erhält die Frequenz der Ausgangssignale des Phasendifferenz-Detektors 13 dem Paktor n, so dass während des Zeitraumes "t_o-t_n ein einziger Phasendifferenz-Impuls 21 erzeugt wird. Da η Überschusszyklen des höherfrequenten Oszillationssignaes während des Zeitraumes t_Q bis t auftreten, gibt ein Phasendifferenzssignal 21 vom Frequenzteiler 14- wieder, dass die niedere Frequenz während dieses Zeitraumes um eine Periode bzw. einen Zyklus zu niedrig gewesen ist. Das Ausgangssignal 21 ist ein wahres bzw. echtes Phasendifferenz-Signal, das dem niederfrequenten Signal in der Stufe 15* in der eine algebraische Addition durchgeführt ^T,d.rd, zuaddiert wird. Die zuvor beschriebenen Vorgänge können mathematisch ausgedrückt werden. Die Periodenzahl, die für die höheren und niederen Oszillatorfrequenzen auftritt, ist durch folgende Gleichung gegeben:

P₁ = n. q_± + 1 (1)

Hierbei sind p· und q- ganze Zahlen, die die Period en zahl en der elektrischen Oszillatorsignale angeben, die mit der höheren bzw. niederen Frequenz während des "i"-ten Intervalls auftreten.

Die gesamte Periodenzahl der Schwingungen, die während der "i"-Intervalle auftraten, ist

ξ P₁ = η /Eq₁ ± i · (2)

Beim "n"-ten Intervall ist die Gesamtzahl der Schwingungszyklen mit höherer Frequenz:

η η

2Γρ· = η (Zq₁- - D (3)

i=1^x i=1^x

Hierbei sind ρ- und q^ Veränderliche.

609851/0708

Die Gesamtzahl der Schwingungsayklen mit niederer Frequenz ist

Die durch die Gleichungen (3) und (4-) wiedergegebenen Signale werden dem Phasendifferenz-Detektor 13 zugeleitet, der während der η Zeitintervalle η Zyklen bzw. Perioden erzeugt. Es ist erwünscht, dass die Frequenzänderungskennlinie bzw. -eigenschaften der Niederfrequenzquelle 12 so ist, dass eine Frequenzabweichung bzw. -auswanderung nur in einer einzigen Richtung, vorzugsweise zu niederen Frequenzen hin erfolgt, so dass es lediglich erforderlich ist, das Phasendifferenz-Signal mittels einer Addierstufe zum niederfrequenten Signal hinzu zu addieren. Die durch die Gleichungen (3) und (4-) wiedergegebenen Signale werden dem Phasendifferenz-Detektor 13 zugeleitet, der ein Ausgangssignal erzeugt, welches frequenzgeteilt ist, um ein Phasendifferenz-Signal zu erzeugen. Dieses Signal gelangt zur Addierstufe 15, die während η Zeitintervallen

erzeugt. Dieser Wert ist dem Wert des hochfrequenten Signales geteilt durch η genau gleich.

Wenn das Ausgangssignal des Frequenzteilers 14, der das Ausgangssignal des Phasendifferenz-Detektors 13 um den Faktor η teilt, zum niederfrequenten Signal addiert wird, erhält man ein. genaues Zeitinformationssignal in dem η-ten Intervallen. Dieses Zeitinformation ssignal wird mittels geeigneter Zählerstufen in ein Signal mit niederer Frequenz frequenzgeteilt, das ein Zeitnormal darstellt.

Wie bereits zuvor bemerkt, ist es mit dem Frequenznormal der vorliegenden Erfindung möglich, ein genaues Zeitnormal mit einem

609851/0708

niederen Leistungsverlust zu erhalten, ohne dass eine Frequenzteilerstufe der mehrfachen Stufen des Hochfrequensoszillators erforderlich ist. Oder genauer ausgedrückt, wird entsprechend den erfindungsgemässen Merkmalen das Phasendifferenz-Signal zwischen dem hochfrequenten Signal und dem niederfrequenten Signal um den Paktor η geteilt, anstatt das hochfrequente Signal direkt zu teilen, so dass der Leistungsverlust wesentlich verringert werden kann. Der Fehlerzyklus bzw. die Fehlerperiode Δ T, die bezüglich der Periode T des niederfrequenten Signals zulässig ist, kann in Abhängigkeit von den Eigenschaften oder der Möglichkeit des Phasendifferenz-Detektors 13 unterschiedliche Bereiche aufweisen, wodurch Störungen bzw. Störsignale vermieden werden. Angenommen, es ist T + ΔΤ = -ψ- (η + <J_Q + A.J) > so ist es unerwünscht, dass der Wert ei ο + &cf grosser als 1 ist. Da es schwierig ist, Störungen bzw. Störsignale oder Rauschen zu vermeiden, wenn /cf οj nahe bei 1/2 liegt, ist es wünschenswert, einen kleinen Wert für cTo zu wählen. Um die Addierstufe 15 in einer möglichst einfachen Form aufzubauen, ist es erforderlich, dass der Wert ^o +AcJ" eine positive Zahl kleiner als 1 ist. Wenn daher cf ο = -jr und Δ<ε^< ^r \ ^?^Tf— ^ls"^i ^so ergibt sich

Ϊ 4-f ο "

fl ist hierbei die Ausgangsfrequenz des Kiederfrequenzoszillators 12.

Aus der zuvor angegebenen Beziehung ist' ersichtlich, dass die Schwingungsstabilität des ITiederfrequenzoszillators von dem Teilungsverhältnis und der Zahl der Schwingungsperioden mit niederer Frequenz in einem vorgegebenen Zeitintervall abhängt. Es ist erwünscht, dass der Frequenzschwankungs- bzxtf. Frequenzänderungsfaktor kleiner als 1/4-n ist. Das bedeutet, dass ein breiterer Bereich der Frequenzänderung-und der FrequenzStabilität zulässig ist, wenn die niedere Frequenz mehr bei der höheren Frequenz liegt. Wegen der grösseren Zahl von Stufen, die bei einem kleinen Wert von η erforderlich ist, ist es jedoch im Hinblick auf den Leistungsverlust bzw. die Leistungsaufnahme

. 60 9^51/0708

vorteilhaft, einen hohen Viert für η zu wählen.

Das Grundprinzip der Erfindung wird in einem ersten erfindungsgemässen Ausführungsbeispiel ausgeführt, das in Fig. 3 dargestellt ist. Dieses Ausführungsbeispiel wird in Zusammenhang mit J¹Ig. 4- erläutert. Der Frequenzdetektor 13 umfasst einen herkömmlichen durch Flanken getriggerten bzw. gesteuerten Seta-Rücksets-Flip-Flop, der durch ein gestricheltes Rechteck 30 umgeben ist. Das niederfrequente Signal, das von der Quelle 12 bereitstellt, wird dem Sets-Einfang des Flip-Flops 30 und das von der Quelle 11 kommende höher frequent e Signal wird dem Rücksetz-Eingang des Flip-Flops 30 zugeleitet. Der Flip-Flop 30 erzeugt einen Ausgangsimpuls, der an der Vorderflanke des Eingangsimpulses mit niederer Frequenz beginnt und an der Vorderflanke des nächsten Impulses mit höherer Frequenz abfällt (vgl. Fig. 4-a bis 4c). Die Periode des vom Flip-Flop 30 bereitgestellten Ausgangssignales hängt von der Phasendifferenzzwisehen den beiden Schwingungssignalen ab und ändert sich in Abhängigkeit von der Zeit, wie dies in Fig. 4-c dargestellt ist. Eine lineare Integrierstufe 31 steht mit dem Ausgang des Flip-Flops 30 in Verbindung, die Integrierstufe 31 umfasst Feldeffekttransistoren 32, 33 und 34-1 deren Source- und Darin-Elektroden zwischen den Anschlüssen einer Gleichspannungsquelle in Reihe geschaltet sind. Die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors 32 steht mit der Source-Elektrode dieses Feldeffekttransistors 32 in Verbindung, so dass dieser Feldeffekttransistor 32 als Konstant-Stromquelle dient. Die Gate-Elektrode des zweiten Transistors 33 ist mit dem Ausgang des Flip-Flops verbunden und die Drain-Elektrode steht mit dem Speicherkondensator 35 in Verbindung. Die Gate-Elektrode des dritten Transistors 5^ i³^ über einen Inverter 36 mit der Niederfrequenzquelle 12 verbunden und dient dazu, den Kondensator 35 zu entladen. Das Ausgangssignal des Flip-Flops 30 bringt den s*,veiten Transistors 33 in den leitenden Zustand, so dass ein konstanter Strora vca Transistor 32 zura Kondensator 35 fliesst, dar daher in der Zait, in der am Ausgang des Flip-Flops 30 ein Signal mit hsxi Pe^eI auftritt, zeitlich linear aufgeladen vrird. Die Hin-

6098B1 /0708

terflanke des die Aufladung des Kondensators 35 auslösenden niederfrequenten Impulses bringt den dritten Transistor $A- in den leitenden Zustand. Dadurch, wird ein Entladungsweg gebildet, so dass die auf dem Kondensator 35 gespeicherte Ladung schnell über den Transistor 34 nach Hasse abfliesst. Die über dem Kondensator 35 auftretende Spannung weist die in Pig. 4-d dargestellte Schwingungsform, auf. Die Phasendifferenz zwischen den beiden Schwingungssignalen führt daher zu Impulsen, deren Schwingungsformen durch die Phasendifferenz zwischen den beiden Schwingungssignalen festgelegt ist.

Die Integrierstufe ist mit einem Tiefpassfilter 37 verbunden, das alle Frequenzkomponenten ausser der Grundfrequenz des periodischen Signales am Ausgang der Integrierstufe ~y\ ausfiltert. In Fig. 4-e ist ersichtlich, dass die Grundfrequenzkomponente des gefilterten Signales eine sinusförmige Schwingungsform aufweist. Dieses Ausgangssignal mit sinuförmiger Schwingungsfora gelangt an eine Impulsformerstufe 38, die aus in Reihe geschalteten Invertierungsverstärkern mit Einheitsverstärkung besteht. Die invertierenden Verstärker stellen ein Ausganssignal bereit, das bei einem vorgegebenen Schwellwerupegel des Eingangs signal es eine plötzliche, scharfe Anplitudenänderung aufweist. Da ein einsiger Ausgangsimpuls für jede 16 höher frequent en Impulse oder 3 niederfrequenten Impulse von der Impulsformerstufe 33 erzeugt wird, treten η Ausgangsimpulse an der Stufe 38 für je^T^eils 16 χ n ( = η £ q. + n) höheren Frequenz impulse auf. i=i

Für jeweils η Ausgangsimpulse der Impulsformer stufe 38 wird nur ein Ausgangsimpuls durch den 1/n Frequenzteiler 14- erzeugt. Der Ausgang des Frequenzteilers liegt an einem Exklusiv-ODER-Glied 15, dem weiterhin die von der Quelle 12 kommenden niederfrequenten Impulse zugeleitet werden. Am A-usgang des Exklusiv—ODER-Gliedes 15 tritt nur dann ein Signal mit hohem Pegel auf, wenn einer der beiden Eingangssignale einen hohen Pegel aufweist, und das A.usgangssignal dieses Gliedes 15 weist einen niederen Pegel auf, wenn beide Eingangssignale den gleichen Signalpegel aufweisen.

60985 1/0708

Daher v/ird ein zusätzlicher Impuls erzeugt und in die Impulsfolge der niederfrequenten Impulse am Ausgang des Exklusiv-ODER-G-liedes 15 für jeweils 80 (= 16 χ 5) hoherfrequente Impulse eingebracht, so dass dadurch die Er equen a ab weichung korrigiert wird. Dar Ausgang des Exklusiv-ODER-Gliedes 15 steht mit den Frequentteilerstufen einer (nicht dargestellten) elektronischen Uhr in Verbindung, um für die Uhr verschiedene Zeitteilerbzw. Zeitmessimpulse zu erzeugen.

In Pig. 5 ist eine zweite erfindungsgemässe Ausführungsfona dargestellt und wird anhand von Fig. 6 und der Tabellen 1 und 2 erläutert. Die in Fig, 5 dargestellte Schaltung weist eine Quelle 11 für ein hochfrequentes Signal und eine Quelle 12 für ein niederfrequentes Signal auf. Die Quellen 11 und 12 erzeugen Signale mit den gleichen Frequenzen, wie dies auch im zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel der Fall war, das Signal mit niederer Frequenz ist jedoch ein Impuls-Tastverhältnis bzw. ein Impuls-Duty-cycle, der wesentlich kleiner als 50 % ist, um die Zeitintervalle zu verringern, in denen das höher frequente Signal durch den Flip-Flops 40 hindurchgeht, um die Leistungsaufnahme dadurch zu verringern. Das Signal mit höherer Frequenz vfird dem Dateneingang eines schlanken gesteuerten Flip-Flops 40 vom Datentyp zugeleitet. Der Flip-Flop 40 weist einen Ditenkanal 41 mit Übertragungsgliedern 42 und 43, einen ersten Paar von invertierenden Verstärkern 44, 45 mit einer Einheitsverstärkung, die zwischen dem Ausgang und dem Eingang der Glieder 42 bzw. 43 liegen und ein zweites Paar von invertierenden Verstärkern 46, 47 mit Einheit,sver Stärkung'auf, die zwischen dem Ausgang des Gliedes 43 und dem Q-Ausgang des Flip-Flops 40 liegen. Das erste Bückkoppel-Übertragungsglied 48 liegt im ersten Inverterpaar 44, 45 parallel und bildet einen ersten Rückkoppel-Speicherweg. Ein zweites Rückkoppel-Übertragungsglied 49 liegt dem zweiten Inverterppar 46, 47 parallel und bildet einen zweiten Rückkoppel-Speicherweg. Das Signal mit niederer Frequenz wird den Steuereingängen der Glieder 42 und 49 direkt bzw. den St euer eingängen der Glieder 42 und 48 über die Inverter 50 und 51 zugeleitet. Die Verbindung zwischen der ITieäerfrequenz-

609851/0708

quelle 12 und dera Flip-Flop 40 ,dient dazu, den Flip-Flop 40 su triggern und dieser Eingang wird daher als Trigger- oder Takteingang des Flip-Flops bezeichnet.

Es sei angenommen, dass zwischen dem hochfrequenten und dea niederfrequenten Signal eine Phasendifferenz vorliegt. Die Arbeitsweise des Flip-Flops 40 vom Datentyp geht dann in der folgenden Weise vor sich; In Fig. 6 kann das den Dateneingang des Flip-Flops 40 zugeleitete Signal als "Daten-Bits" und das dem Takteingang zugeleitete Signal als "Takt-Bits" bezeichnet werden. Die Daten-Bits ändern ihre digitalen Signalwerte "1ⁿ und "0" mit hoher Frequenz, wogegen die Takt-Bits mit niederer Frequenz auftreten, und zwar im selben Frequensverhältnis zur höheren Frequenz, wie dies beim zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel der Fall-war. Die Beziehung zwischen den Daten- und den Takt-Bits ist in Tabelle I dargestellt, die wiedergibt, dass die Takt-Bits bis zum zehnten Daten-Bits den Binärwert "0" beibehalten, wenn sich die Daten~-Bits zwischen dem hohen und dem niäeren Binärwert ändern. Wenn Bits mit dem Binärwert "0" dem Takteingang zugeleitet werden, werden die Glieder 42 und 49 unwirksam gemacht und am Q-Ausgang bleibt das Ausgangssignal auf einem Binärwert "0". Wenn am Takt eingang ein Bit mit dem Binärwert "1" auftritt, werden die Glieder 42 und 49 dürchge schalt et. Das hochfrequente Binärsignal gelangt durch das leitende Glied 42 und wird der ersten Speicherschleife zugeführt, die aus dem Inverterpaar 44, 45 und dem Glied 48 besteht, das in diesem Falle wirksam ist. Durch das Glied 49 , fliesst ein Rückkoppel-Strom, wenn in dem Augenblick, wenn dieses Glied 49 in den leitenden Zustand versetzt wird, der Binärpegel am Ausgang Q, "1" ist. Wenn dies nicht der Fall ist, wird das Signal am Q-Ausgang auf den Binärwert "0" gehalten. Wenn das Glied 42 leitend ist und ein Eingangssignal mit dem Binärv/ert "1" den Dateneingang zugeleitet wird, geht das Aus gangs sign al des Inverterpaares 44, 45 in den Binärwert "1" über. Dieses Signal wird durch das Glied 4J jedoch gesperrt, da das Glied 43 nicht durchgeschaltet ist. Dieser Zustand tritt beim 11ten Daten-Bit auf. Wenn der Daten-Bit den Binärwert "1" aufweist, geht der Takt-Bit in der zweiten

609851/0708

Halbperiode des 11.ten Daten-Bits in den Binärwert "0" über. Wenn dies auftritt, wird das Glied 48 leitend, so dass eine entsprechende Rückkoppel-Speicherschleife geschaffen wird und dadurch der Ausgang auf dem Binärv/ert "1" gehalten wird. Dieses Ausgangssignal gelangt jetzt durch das durchgeschaltate Glied 43 und durch das zweite Inverterpaar 46, 47 an den Ausgang Q-Das Signal am Q-Ausgang wird bei der Hinterflanke des niederfrequenten Impulses 60-1 in den Binärwert "1" gebracht, wie dies in Fig. 6b dargestellt ist. Während des nachfolgenden Zeitraumes, der vom 12-ten Bit bis zur ersten Halbperiode des 21-ten Bits des Dateneingangssignales reicht, bleibt das Takteingangssignal auf dem Binärwert "0" und die Glieder 48 und 43 bleiben leitend, so dass am Q-Ausgang ein Ausgangs signal mit dem Binärwert "1" erzeugt wird. Während der zweiten Halbperiode des 21-ten Daten-Bits geht der Takt-Bit in dem Binärwert "1" über, so dass die Glieder 43 und 48 gesperrt werden, wogegen die Glieder 42 und 49 in den leitenden Zustand kommen. Durch das Glied 42 kann daher ein neuer "1".-Bit zum Invertrerpaar 40, 45 gelangen und dadurch, dass das Glied 49 leitend ist, liegt eine neue Rückkoppelschleife vor, die daau führt, dass am Q-Ausgang ein Signal mit dem Binärwert "1" auftritt. Dieser Zustand bleibt bit zur ersten Halbperiode des 22-ten Bits des Dateneingangssignales aufrechterhalten. Während der zweiten Halbperiode des 22-ten Bits geht das Takt-Bit signal in den Binärwert "0" über. Der ... Rückkoppelweg über das Glied 49 wird gesperrt und die Glieder 43 und 48 werden leitend. Bei Auftreten eines Daten-Bits mit dem Binärwert "0" erzeugt das nun durchgeschaltete Glied 48 ein Ausgangssignal mit dem Binärwert "0", das über das äetzt durchgeschaltete Glied 43 zum Q-Ausgang gelangt. Das Signal am Q-Ausgang geht in den Binärwert Null über, wenn die Hinterflanke des ITiederfrequenzimpulses 60-2 auftritt (vgl. Fig. 6b). Auf diese Weise wird also der Verzögerungsstufe ein Ausgangsimpuls 61-1 (vgl. Fig. 6c) vom Flip-Flop 40 bereitgestellt.

Die Tabellen I und II zeigen Daten- und Takt-Bit-Folgen, die der Erläuterung des zweiten Ausführungsbeispiels dienen:

609851/0708

Tabelle I

Bit-Jsr.	Daten-Bit	Takt-Bit	Ausgangssignal
1	1	O	O
2	O	O	O
3	1	O	O
4·	O	O	O
5	1	O	O
6	O	O	O
7	1	O	O
8	O	O	O
9	1	O	O

10

0 0

11

1 0

12 13

15

16

17 18

19 20

0 0 0 0 0 0 0 0 0

1 1 1 1 1 1 1 1 1

21

22 23

1 0

Tabelle II

Bit-llr.	Daten-Bit	Takt-Bit	Ausgangssxgnal
10	0 0	0 1	0 0
11 12	1 0	1 0	0 0

609851/0708

Aus Tabelle I geht hervor, dass dann, wenn der Takt-Bit von "1" in "0" übergeht, am Q-Ausgang des Daten-Flip-Flops 40 während des Auftretens eines "1" Datenbits eine binäre "1" und beim Auftreten eines "0" Datenbits die binäre "0" auftritt.

Wenn keine Phasendifferenz zwischen den beiden von den Quellen 11 und 12 bereitgestellten Signalen vorliegt, weist der Takt-Bit beim 11.ten Daten-Bit den in Tabelle II dargestellten Wert auf. Der Binärzustand am Q-Ausgang des Flip-Flops 40 ändert sich nicht, da eine Änderung des Takt-Bits von "1" zu "0" nur nach dem Ende einer Änderung des Daten-Bitszustandes von "1" im 11-ten Bit zu "0" im 12-ten Bit auftritt.

Der Impuls 61-1 wird, wie in Fig. 6d dargestellt ist, um den Zeitraum t^ verzögert, um in geeigneter, zuverlässiger Weise arithmetische Operationen durchzuführen, und wird dem Frequenzteiler 14- zugeleitet, in dem die Eingangsimpulse um den Faktor "n" heruntergeteilt werden, so dass ein Ausgangssignal mit einer Frequenz auftritt, die das 1/n-Fache der Anfangsfrequenz ist. In entsprechender Weise,wie zuvor beschrieben, gelangt das Ausgangssignal des Frequenzteilers 14 an den Eingang einer Addierstufe, die durch ein Exklusiv-ODES-Glied 15 gebildet wird, an dessen anderem Eingang das von der Quelle 12 bereitgestellte Niederfrequenzsignal anliegt. Der Zeitraum, in dem ein verzögerter Impuls 61-n für Jeweils η Impulse der. Impulsfolgen 61-1 bis 61-n (vgl. Fig. 6c) einmal auftritt, ist in Fig. 6e dargestellt. Das sich ergebende Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Gliedes 15 ist in Fig. 6f dargestellt. "

Wie bereits beschrieben, ist es im Hinblick auf die Leistungsaufnahme wesentlich, dass das Tastverhältnis der liiederfrequenzimpulse (des Takteingangssignales) so klein wie möglich ist. Angenommen, dass dann, wenn der Takteingangseimpuls beim 5-ten-Daten-Bits anstatt beim 10-ten Daten-Bit in den Binärwert "1". übergeht, ein Strom durch die Rückkopp elschleife, die das Glied 48 des Flip-Flops 40 enthält, während des fünften, siebten und

609851/0708

ORIQiNAL »NSPECTEB

neunten Daten-Bits fliesst, so dass die Leistungsaufnahme bzw. der Leistungsverlust daher unnötig hoch ist.

Durch Verwendung eines Flip-Flops vom Datentyp, der in der in Fig. 5 dargestellten Weise aufgebaut wird, ist es möglich, die Leistungsaufnahme bzw. den Leistungsverlust geringer zu halten und es sind auch weniger Schaltungskomponenten und -bauteile erforderlich.

Als Quelle 12 für das niederfrequente Signal kann der in Fig. dargestellte Quarzschwinger verwendet werden. Die vom Quärzschwinger erzeugte Frequenz hängt vom Schnittwinkel, der Form und den Abmessungen des Quarzes bzw. des Kristalles ab. Der in Fig. 7 dargestellte Oszillator besitzt einen Quarzsch.id.nger 71, v/elcher mit einem Winkel von +5° geschnitten ist, sowie einen mit einem Widerstand Rp in Reihe geschalteten invertierenden Verstärker 4-2 mit Einheitsverstärkung, der über den Quarzschwinger 71 liegt und einen Schwingkreis bildet. Dem Quarz schwinger 71 liegt weiterhin ein Gl eichstrom-Rückkopp el widerst and S^, mit etv/a 10 Meg-Ohm parallel. Zivi sehen einem Anschluss des Quarzes und Masse liegt ein Kondensator G^ und zwischen dem anderen Anschluss und Masse liegt ein Kondensator Cp.. Am Ausgang des Inverters 73 tritt ein Signal mit einer Frequenz von etwa 32 kHz auf, wenn C^ 10 pF bzw. C₂ 5 pF ist und R₂ einen Wert von 300 kOhm. aufweist. Der Ausgangsinverter 73 besitzt einen Einheitsverstärker bzw. den Yerstärkungsgrad 1 und dient dazu, das Oszillatorausgangssignal einer Schwingungsverforaung zu unterziehen und eine Impulsfolge mit -einem relativen Tastverhältnis von 50 % zu erzeugen»

Diese Impulse mit einem Tastverhältnis von 50 % können durch einen Umsetzer, wie er in Fig. 10 gezeigt ist, in Impulse mit einem geringeren Tastverhältnis umgesetzt werden, wobei dieser Umsetzer dann in dem in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiel als Niederfrequenzquelle dient. Der Tastverhältnis-Urasetzer weist einen Eingang 101 auf, an dem eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 50 % anliegt, die beispielsweise von dam

609851/0708

in Fig. 7 dargestellten Ossiilator "bereitgestellt wird. Der Tastverhältnis-Umsetzer 100 enthält weiterhin ein RC-Glied und einen invertierenden Verstärker 102 mit dem Verstärkungsgrad 1. Der Widerstand R liegt zwischen dea Eingang 101 und dem Eingang des Inverters 102 und der Kondensator G liegt zwischen einem Schaltungspunkt zwischen dem Widerstand R und dem Invertereingang und Masse. Am Kondensator G tritt eine Spannung auf, die mit einer durch die RC-Zeitkonstante festgelegten Geschwindigkeit eixponentiell anwächst- Der Inverter 102 erzeugt am Ausgang ein Signal, das sich bezüglich eines vorgegebenen Spannungs-Eingangswertes in ihrer Amplitude scharf ändert, so dass dann, wenn der Eingangswert über einen vorgegebenen Wert liegt, am Ausgang des Inverters 102 ein Signal mit negativem Potential auftritt, wobei dieses Signal wieder auf den ursprünglichen Wert zurückkehrt, wenn das Einganssignal unter den vorgegebenen Wert abfällt. Die Vorderflanke des Inverterausgangssignals tritt daher mit einer geringen Verzögerung zur Vorderflanke des angelegten Impulses auf. Der Ausgang des Inverters 102 steht mit einem UlTD-GIied 103 in Verbindung, dem ebenfalls Impulse mit einem Tastverhältnis von 50 % zugeleitet v/erden. Das UND-Glied 103 erzeugt daher eine Impulsfolge, die jeweils mit der Vorderflanke eines Singangsitapulses mit einem Tastverhältnis von 50 % beginnt und mit der Vorderflanke des verzögernden, negativen Impulses vom Inverter 102 endet. Das Tastverhätlnis der Ausgangsiapulse des UIID-Gliedes 103 kann je nach Wunsch gewählt werden, und zwar durch Ändern der RC-Zeitkonstante.

In Fig. 8 ist ein weiteres Beispiel für" eine Niederfrequenzquelle 12 dargestellt, bei der ein CR-Oszillator mit einer Komplementär-MOS-Transistorschaltung verwendet wird. Durch Verwendung eines CKOS-Oszillators als Niederfrequenzquelle kann dieser Schaltungsteil vorteilhaft mit anderen Schaltungen einer elektronischen Uhr integriert ausgebildet werden. Der CR-Oüzillator von Fig. 8 besitzt einen geschlossenen Kreis 30, der zwei in Reihe geschaltete, invertierende Verstärker 81 und 82 mit Einheitsverstärkung, einem Widerstand R^ und einen Kondensator G enthält, die mit den invertierenden Verstärkern 81 und

609851/0708

— Λ Ρ■ —

82 in Reihe geschaltet sind. Zwischen dem. Ausgang des Inverters 81 und dem Verbindungspunkt des Widerstandes R- und des Kondensators C liegt ein Wider stand E. Angenommen, dass das Ausgangssignal des Inverters einen hohen Pegel aufweist, so wird der Kondensator C auf die Ver sorgung s spannung aufgeladen und der Inverter 81 stellt ein Ausgangssignal mit niederem Pegel bereit. Der Kondensator C wird dann über den Widerstand R entladen. Die am Kondensator C auftretende Spannungsänderung bei Entladung des Kondensators C führt zu einer entsprechenden Spannungsänderung am Eingang des I&vertrers 81. Wenn ein vorgegebener Spannungswert erreicht ist, stellt der Inverter 81 ein Ausgangssignal mit hohem Pegel bereit, wodurch der Inverter 82 ein Ausgangssignal mit niederem Pegel erzeugt. Der Kondensator G beginnt dann seinen Ladungszustand zu ändern und dadurch nimmt die Spannung am Eingang des Inverters 81 ab. Wenn dann wieder dar vorgegebene Spannungswert erreicht ist, tritt am Ausgang des Inverters 81 eine plötzliche, scharfe Spannungsänderung auf. Dieser Torgang wiederholt sich fortlaufend und auf diese V/eise wird eine Folge von Eechteckimpulssn erzeugt.

In Fig. 9 ist ein Beispiel für einen 4- MHz-Oszillator dargestellt, der als Hochfraquensquelle verwendet werden kann. Diese Schaltung vreist einen temperaturabhängigen Schwingkristall 91, einen invertierenden Verstärker mit Einheits-Verstärkung, dsr in der CMOS-Technik hergestellt ist und einen Gleichstrom-Rückkopp el wider st and 93 auf (der bei einer Versorgungsspannung von 1,5 Volt einen Widerstandswert von 10 MegOhm aufweist). Bei einem Kapazitätswert des Kondensators C^ von 20 pF und des Kondensators C₂ von 5 pF treten Schwindungen mit einer Frequenz von 4- MHz auf. Die Oszillator- oder Ausgangsspannung wird durch einen Inverter 94- in Eechteckimpulse umgeformt.

Durch Untersuchungen hat sich herausgestellt, dass es möglich ist, ein Ausgangs signal mit einer Frequenz von 32 6SO Kz auch dann zu. erhalten, wenn die Frequenzabweichung des Niederfrequenz signales auf Grund von Temperatur Schwankungen in eines Bereich von 100 Hz liegt, und zwar, wenn ein Hochfrequena-

609851/0708

signal von 2 Hz und ein Niederfrequenz signal mit einer Frequenz zwischen 32 £OOHz und 32 760 Hz benutzt wird und das Ausgangssignal des Frequenzteilers mit dem Faktor 128 frequenzgeteilt ist. Dies bedeutet, dass sich mit der vorliegenden Erfindung ein genaues Zeitnonaal-Signal erreichen lässt, auch wenn eine Niederfrequenz-Signalquelle mit relativ geringer Stabilität verwendet wird.

In Fig. 11 ist das Blockschaltbild einer dritten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel enthält eine Schaltung für das Frequenznormal einer elektronischen Uhr eine Niederfrequenzquelle 1101 und eine Hochfrequenz quelle 1102. Die Niederfrequenzquelle 1101 erzeugt elektrische Schwingungssignale LF, die einer Schwingungsformerschaltung 1103 zugeleitet werden. Die Schv/ingungsfonaerschaltung 1103 weist eine erste Schwingungsformerstufe 1111 auf, die die Schwingungsform des von der ITiedarfrequensquelle 1101 kommenden Eingangsimpulses in eine Rechteck-Schwingungsform umformt und ein Ausgangssignal LFI bereitstellt, das über Yerzö'gerungsstufen 1112 und 1113 in einer zweiten Schwingungsformerstufe 1114- zugeleitet wird. Die zweite Schwingungsformerstufe 1114- dient dazu, die verzögerten Impulse in Ausgangsimpulse mit schmaler Impulsbreite ohne Änderung der Frequenz dieser Impulse umzuformen. . - .

Die Hochfrequenzsignalqueile 1102 erzeugt elektrische Schwingungssignale HF mit einer Frequenz f_Q. Diese Signale HF gelangen an einen Phasendifferenz detektor 1104·, der ein Ausgangs signal erzeugt, welches eine gegebenenfalls auftretende Phasendifferenz zwischen dem Hochfrequenz signal HF und dem Niederfrequenz signal LF wiedergibt. Der Phasendifferenz-Detektor 1104 weist eine Torschaltung 1115 auf, um im Hinblick auf eine Verringerung des Leistungsbedarfes bzw. des Leistungsverbrauches eine äquivalente Eingangsfrequenz erzeugt, die den nachfolgenden Schaltungsstufen zugeleitet wird. Die Torschaltung 1115 erzeugt ein Ausgangssignal HFD, das das Produkt des von der Schwingungsformerschaltung 1103 bereitgestellten Niederfrequenzsignales LF2 und des Hochfre-

609851/0708

quenzsignaleö ES¹ wiedergibt. Das Ausgangsignal HiTD wird einen ersten und einem zweiten Phasenvergleicher 1116 und Hl? zugeleitet, denen auch das Niederfrequenz signal LF2 nit einem Tastverhältnis zugeführt wird, das wesentlich kleiner als 50 % ist. Jeder dieser Phasenvergleicher besitzt einen Flip-Flop vom Datentyp, der den Zustand des am Eingang anliegenden Datensignales, d. h. des am Eingang anliegenden Hochfrequenz sign al es HF) bei einem übergang zwischen den digitalen Pegeln des Niederfrequenz signale s LF einnimmt, das dem Steuereingang des Flip-Flops zugeleitet wird. Daher erzeugen der erste und zweite Vergleicher 1116 und 1117 Ausgangssignale DF1 bzw. DF2, die die Phasendifferenz zwischen dem Niederfrequenzsignal und dem Hochfrequenz signal wiedergeben. Die Ausgangssignale DF1 und BF2 gelangen an eine Detektorstufe 1119, die den positiven oder negativen Wert der vom ersten und zweiten Yergleicher 1116 und 1117 bereitgestellten Ausgangssignale feststellt. Die Detektorstufe 1119 enthält normalerweise einen Zähler, der die Frequenz oder die Periode von einem der niederfrequenten und hochfrequenten Signale misst, die auf dem anderen niederfrequenten und hochfrequenten Signalen beruhen und speichert die gemessenen Werte- In diesem Zusammenhang ist unter dem Begriff "Phasendifferenz" die Differenz zwischen der Frequenz des Hochfraquenzsignales und den Produkt der Frequenz des Niederfrequenz-signales und einem ganzzahligen Vielfachen gemeint. Wenn das Phasedif-* ferenssignal stabil bzw. konstant und sehr klein ist, kann ein kleiner Wert für den grössten Zählerstand deszzuvor erwähnten Zählars verv/endet werden, um die Phasendifferenz zu berechnen. In noch einfacherer Ausführung kann im ersten und zweiten Vergleicher 1116 und 1117 und in der Detektorstufe 1119 eine Schaltung verwendet werden, die einen Binärpegelübergang von einem Bit feststellt.

Das Ausgangssignal DF1 wird weiterhin einem 1/n-Frequenzteiler 111S zugeleitet, wobei η ein ganzzahliges Vielfaches ist, das durch das Frequenzverhältnis des niederfrequenten und des hochfrequenten Signals LF und HF festgelegt ist. Die vom Frequenzteiler 1118 bereitgestellten Ausgangssignale gelangen über eine

609851/0708

Impulsformerstufe 1120 zu einer Addierstufe 1105- Die Impulsformer stufe kann auch weggelassen werden, sie kann jedoch, für andere Zwecke oder im Zusammenhang mit einem anderen Schaltungsaufbau notwendig sein, um bezüglich der Schxd.ngungsform und der Phase der Eingangsimpulse die für die Addierstufe 1105 geforderten Eigenschaften zu schaffen.

Angenommen, die Frequenz des Niederfrequenzsignales LF ist f-^ und die Frequenz des Hochfrequenzsignales HF ist fg = fo, so lässt sich die tatsächliche Frequenz f-^ des Niederfrequenzsignales f,j folgendermassen ausdrücken:

Hierbei ist ef der Faktor der Frequenzabweichung ,von einer vorgegebenen Frequenz des Niederfrequenzsignales NF und J^j ·<&· 1. Die Frequenz f^ des Ausgangsimpulses NF4· der Schwingungöfonnerschaltung 110J ist gleich der Frequenz f^- und daher kann die Frequenz f·*™ folgendermassen geschrieben werden:

Die Frequenz f_D1?i der Ausgangsispulse DF1 des Phasendifferenz-Detektor 1104- ist gleich der Frequenz cf fο des Ausgangssignales DF1 und daher lässt sich die Frequenz f-^ ausdrücken durch:

^fDF1 ^β *^£ο

Das Aus gang s sign al DFJ3 des Phasendifferenz-Detektors 1104 wird nachfolgend als Phasendifferenz signal bezeichnet. Das Ausgangssignal P/N des Phasendifferenz-Detektors 1104 ist positiv oder negativ, um die Phasendifferenz anzuzeigen. Das Phasendifferenzsignal kann einem der beiden positiven oder negativen Werte aufweisen und wird sodann erzeugt, wenn der Absolutwert J* fο kleiner als f /2 ist. Die Polarität des Phasendifferenzsignals wird durch das P/H-Signal der Detektorschaltung 1119 angezeigt. Wenn das P/N-Signal einen hohen Binärwert aufweist, vieist die

609851/0708

Phasendifferenz einen positiven Wert auf und dementsprechend wird das Phasendifferenz signal f-n— dem Absolutwert f-^ in der Addierstufe 1105 zuaddiert, um ein Ausgangssignal S-? mit einer Frequenz I^ zu erzeugen, die den Wert C{ -^z₄.1 ⁺!^fj)-ir- I ) Dasitzt. Wenn das P/iT-Signal jedoch einen niederen Wert aufweist, so besitzt die Phasendifferenz einen negativen Wert und daher ist ^fSF ⁼ ^I^ttz}.! ~ I ^DT?-!)- ^Das Ausgangssignal SF wird einem Synthesizer oder einem Frequenzteiler 1106 zugeleitet, der die Eingangsfrequenz herunterteilt und ein Zeiteinheitssignal. TlTS (mit der Frequenz ίφττσ) erzeugt. Dieses Zeiteinheitssignal wird einer Zeitteiler- oder Zeitinesstufe 1107 zugeführt, die nit einer Zeitanzeigeeinrichtung 1109 in Verbindung steht. Eine Steuereinheit 1108 erzeugt ein Steuersignal CONT, das die Zeitraesstufe 1107 in der nachfolgend zu beschreibenden Weise steuert.

Fig. 12 zeigt die ins einzelne gehenden Schaltungsteile des in Fig. 11 dargestellten Blockschaltbildes. Die Uiederfrequensquelle 1101 weist einen Quarzoszillator 1201A auf, der mit einer

18
Frequenz von 2 Hz schwingt. Ein Anschluss des Quarzoszillators 1201A steht mit einem Verstärker in Verbindung, der einen Kondensator 1201C und einen Komplementär-HOSFET-Invert er 1201B aufweist. Damit wird.eine Resonator schaltung von IT-¹IyP, die aus dem Quarzoszillator 1201A und den Kondensatoren 12O1D und 12O1E besteht, angeregt und ein Signal mit einer stabilen, festen Fre-

/JO

quenz von 2 Hz bereitgestellt.

Die Hochfrequenzquelle 1102 weist einen Qaurzoszillator 1202A auf, der mit einer Frequenz von 2 ' Hz (etwa 8 MHz) schwingt. Der Quarzoszillator 1202A und die Kondensatoren 1202D und 1202E bilden ein Resonanzschaltung von ifVDyp, die von einem Verstärker, der einen Widerstand 1202F, einen Kondenstor 1202G und einen Inverter 1202B aufweist, erregt wird, um ein Signal, mit einer genauen Frequenz von 2 ^ Hz zu erzeugen. Mit dem Bezugszeichen 1202H ist ein Kondensator zur Frequenzeinstellung bezeichnet.

Das Ausgangs-Frequenzsignal der Niederfrequenzquelle 1101 wird einar Impulsformerstufe 1111 zugeleitet, die einen Inverter 1201H enthält und die Schwingungsformen des ihr zugeleiteten Frequenz-Ausgangssignals formt. Das Ausgangssignal des Inverters

609851/0708

- 23 1201H.wird in einem 1/2-Teiler 1202J mit zwei geteilt und in

einem Inverter 1211 geformt, so dass Ausgangsimpulse HFI mit

17

einer Frequenz von 2 ' Hz und einem stabilen Impuls-Tastverhältnis von 50 % erzeugt v/erden. E'iese Impulse werden in einer Verzögerungsstufe 1112, die aus einem Widerstand 1212A, einem Kondensator 1212G und Invertern 12123 und 1212C besteht, verzögert, so dass Impulse NF2 erzeugt werden. Diese Impulse NF2 werden durch eine weitere Verzögerungsstufe 1113, die aus einem Widerstand 1213A, einem Kondensator 1213G und einem Inverter 1213B besteht, verzögert, so dass ein Impuls NF3 bereitgestellt wird. Die Impulse NFI und NF3 werden einer Impulsformerstufe 1114- zugeleitet. Die Impulsformerstufe 1114 enthält ein NOR-Glied 1214-A, dem die Impulse NF1 und IF3 zugeleitet werden, ein NAND-Glied 1214-B, dem die Impulse NF1 und WJ zugeleitet werden, einen mit dem Ausgang des NAND-Gliedes 1214-G verbundenen Inverter 1214-C und ein mit den Ausgängen des NOR-Gliedes 1214-A und des Inverters 1214-C verbundenes NOR-Glied 1214-D. Die Vorderkante jedes Ausgangsimpulses NF4- des NOR-Gliedes 1214-A tritt synchron mit der Hinterflanke des jeweiligen Impulses NF1 auf und jeder Impuls NF4- weist eine Impulsdauer T ^, auf, die der Verzögerungszeit zwischen den Impulsen NF1 und NF3 entspricht. Die invertierten Ausgangsimpulse NF5 des NAND-Gliedes 1214-B treten synchron mit der Vorderflanke jedes Impulses NF1 auf und jeder Impuls NF5 weist eine Impulsdauer T ^* auf, die der Verzögerungszeit zwischen-den Impulsen NF1 und 'NF3 entspricht. Die Ph asenbeziehung zwischen den Ausgangsimpulsen NF1, NF2, NF3, ITH4-, Nf5 und NfS" des Inverters 1211, des Inverters 1212C, des Inverters 1213B, des NOR-GlMes 1214-A, des NAND- Gliedes 1214-B bzw. des NOR-Gliedes 1214-D ist in Fig. I3A dargestellt. Die Frequenzen fj^ "bis %p5 äer Ausgangsimpulse NF1 bis NF6 sind einander gleich und die Frequenz fjrpc kann ausgedrückt werden durch

^fNF6 ^{= f}NF4- ⁺ %F5 ^{= 2f}NF1

609851/0708

Es sei angenommen, dass die Verzögerungszeit zwischen den Impulsen NF1 und IJF2 T^p, die Verzögerungszeit zwischen den Impulsen NE2 und NEJ ^2V ^{die Im}P^{ulsdauer des} Impulses NF1 ^NF ^lm<^ ^^{e Is}-P^ul^s^^auer dss Hochfrequenz signal es HF Tjjp ist, Dann gelten folgende Beziehungen:

Wenn beispielsweise Τ^ ~ 8 iisek und T₃₅₁ ~ 0,12/usek. ist, können die Verzögerungszeiten folgendennassen gewählt werden

TT,jo *= 0j2 iisek
X₂ -^ O,2yusek

Die Ausgangsimpulse NEb des NOR-Gliedes 1214-D und das Hochfrequenzsignal HF der Hochfrequenzquelle 1102 gelangen an ein NOR-Glied 1215» das Ausgangsimpulse HES, die in den Eig." 1J5A und I3B dargestellt sind, bereitstellt. Dieses Ausgangssignal ist ein moduliertes Hochfrequenzsignal mit einer Impulsdauer von T^ und wird nur dann erzeugt, wenn der Impuls NE6 einen hohen Pegel aufweist.

Die Impulse HFD und NF2 werden dem Dateneingang des ersten und zweiten Vergleichers 1116 und 1117 zugeleitet, die jeweils einen Elip-Elop vom Datentyp aufweisen, wobei der Takteingang dieser Elip-Elops mit den von der Verzögerungsstufe 1112 kommenden Impulsen NF2 beaufschlagt werden. Da der Zeitraum, in dem die Impulse HFD erzeugt werden, mit der Vorderflanke jedes Impulses NF5 beginnen und mit der Hinterflanke Jedes W?5 Impulses enden, (vgl. die Fig. I3A und 1JB), erzeugen die Flip-Flops 1216 und 1217 Ausgangsimpulse DF1 und DF2 (vgl. Fig. 13B) durch Tasten des Binärpegels des Impulses HFD an der Vorderflanke bzw. an der Hinterflanke des jeweiligen Impulses NF2. Jeder der Impulse

609851/0708

DF1 und DF2 zeigen ein "Differenzsignal" an.

Angenommen, die Frequenzen der Impulse DF1 und DF2 seien f_DT( bzw. f-mpp- Dann gelten folgende Beziehungen:

^fDF1 ^{= f}DF2

^{= f}HF ~ ⁿ*%F
= <ffo

Die Impulse DF1 und DF2 unterscheiden sich nur in der Phase, um den Wert IT , und zwar entspreche dem Zeitintervall 1/2 Tjr-pi d. h. 4 /Usek.Wenn. cffo = 1χ10~^δχ10²⁵ = IxIO¹⁶, dann beträgt die Periode der Impulse DF1 16 nselc und dementsprechend ist die Phasendifferenz zwischen den Impulsen DF1 und DF2 etwa fT/2. Daher beginnt jeder Impuls DF2 "ΪΓ/2 nach der Vorderflanke jedes DF1-Impulses und endet Tf/2. nach der Hinterflanke jedes Impulses DFL Wenn cff *£ 0 ist, wird die oben angegebene Beziehung umgekehrt, so dass der Impuls DF1 4yusek nach der Yorderflanke des Impulses DF2 beginnt. Die Detektorstufe 1119 enthält einen Flip-Flop 1219 vim Datentyp, an dessen Dateneingang die Impulse DF2 und an dessen Takteingang die Impulse NF1 anliegen, und der ein P/N-Signal,wie zuvor erläutert, erzeugt, Wenn «ffο < 0, und daher jeder Impuls DF2 an der Hinterflanke des Impulses DF1 einen hohen Pegel aufweist, so zeigt der P/N-Impuls einen hohen Wert, wodurch angezeigt wird, dass das Niederfrequenzsignal NF eine niederere Frequenz als die vorgegebene Frequenz aufweist. Wenn das P/N-Signal daher einen hohen Wert aufweist, wird in der Frequenz-Addierstsafe 1105 zum niederfrequenten Signal ein Impuls hinzu addiert. Wenn das P/N-Signal dagegen einen niederen Wert aufweist, wird ein Impuls von Niederfrequenzsignal abgezogen. Das Differenzsignal DF1 wird von einem Frequenzteiler 1218 mit ₂-6 (2²7/2²⁵ = 2~⁶) geteilt und ein Phasendifferenzsignal bereitgestellt, wie dies bereits erwähnt wurde. Das Phasendifferenz signal wird der Impulsformerstuf8 1120 bereits gestellt, die einen ersten und zweiten Flip-Flop 1220A und 1220D vom Datentyp, Inverter 1220B und 1220C und ein NOK-Glied 1220.S aufweist. Der Dateneingang des ersten Flip-Flops 1220A vom

609851 /0708

Datentyp stellt mit dem Ausgang des Frequensteiles 1213 in Verbindung und am Takt eingang liegen die Impulse 1TF5, die über die Inverter 1220B und 1220C kommen. In entsprechender Weise ist der Dateneingang des zweiten Flip-Flops 1220D vom Datentyp mit dem Ausgang des ersten Flip-Flops 1220A vom Datentyp verbunden und am Takteingang des zweiten Flip-Flops 1220D liegen die über den Inverter 1220G kommenden Impulse NF5 an. Dia Eingänge des NOR-Gliedes 1220E stehen mit den Ausgängen des ersten bzw. zweiten Flip-Flops 1220A und 1220D vom Datentyp in Verbindung und deren Ausgangssignale gelangen über den Inverter 1205B.der Addierstufe 1105 an das zusammengesetzte UND/ODER-Glied 1205A. Mit dieser Schaltungsanordnung erzeugt die Impulsformerstufe 1120 ein Ausgangs signal DF3, das gleichzeitig mit der Hinterflanke jedes Impulses ITF5 beginnt und eine Impulsdauer aufweist, die gleich der Impulsdauer (= T^x) jedes Impulses NF5 ist. Wenn cf fo sich zwisehen positiven und negativen Werten ändert, die nahe bei Null liegen, kann eine noch verlässlichere und noch sicherere Arbeitskreise der Schaltung durch Ersetzen des Teilers 1218 durch einen Aufwärts-Abwärts-Zähler erreicht werden, der "aufwärts" bzw. "abwärts" zählt, wenn das P/iI-Signal einen hohen bzw. einen niederen Wert aufweist, in der algebraischen Frequenz-Addierstuf e 1105 weisen die Eingangs signale IfF^- und ΪΠ?5 folgende Beziehung auf:

1IF4-.NF5 = 0 (nMerer Wert)

Die Berechnung von (NF4- + NF5) kann mit einem ODEE-Glied daher durchgeführt werden. Wenn DF3 = 0 ist, so ist das Ausgangs signals SF gleich der Impulsfolge NF4-. Wenn DF3.P/ii = 1 ist, wird der DF3-Impuls von der Impulsfolge NF4- abgezogen und wenn DF3-P/IT = 1 ist, wird der DF3-Impuls zur Impulsfolge NF4- addiert, wie dies durch folgende Gleichung ausgedrückt werden kann:

SF = P/N.DF3.HF5 + (p7N.DF3) .ITF4-.

Es sei bemerkt, dass die angegebene Gleichung ei η Beispiel für die algebraische Addition oder Subtraktion ist, um den Äusgangs-

609851/0708

impuls SF zu erhalten und es sind auch verschiedene Änderungen und Abwandlungen möglich. Die Beziehung bzw. der Zusammenhang zwischen den Eingansimpulsen und den Ausgangsimpulsen ist in Fig. 13c dargestellt.

Das Ausgangssignal SF von der algebraischen Addierstufe 1105 gelangt an den Synthesizer oder den Frequenzteiler 1106, der elf bistabile Flip-Flops 1206A enthält, die in Reihe geschaltet sind und ein Ausgangssignal "Tus mit einer Frequenz von 2 Hz bereitstellen. Dieses Ausgangssignal wird einer Zeitmesstufe 1107 zugeleiget, die einen Zähler 1207A und ein. NAND-Glied 1207B aufweist. Der Zähler 1207A enthält mehrere bistabile Flip-Flops, deren Rücksetz-Ansehlüsse. mit der Steuereinheit 1108 verbunden sind. Der Zähler 1207A zählt bis 2⁶ und das NAND-Glied 1207B und der Inverter 1207C stellen den Zählerstand von 2-1 .fest. An den Eingang des NAND-Gliedes 1207B gelangen auch die Impulse Tus mit einer Frequenz von 64 Hz, so dass ein Ausgangsimpuls P1 mit einer Frequenz von 1 Hz erzeugt wird, der eine Impulsdauer von 1/128 Sekunden besitzt. Diese Ausgangsimpulse werden an den Flip-Flops 1207D und die NAND-Glieder 1207E sovrie 1207F gelegt, wobei letzteren auch die Ausgangs signale QEl und W^ des Flip-Flops I207D als Eingangssignale zugeleitet werden, um komplementäre Steuersignale bereitzustellen.. Diese Steuersignale werden durch die verstärkenden Inverter 1207G und 1207H verstärkt, so dass komplementäre Ausgangssignale QA und QB erzeugt werden, die einer Antriebsspule 1207L zugeleitet werden, so dass der Rotor 1207M eines Schrittmotores erregt wird. Auf diese Weise wird ein Getriebe bzw. ein Getriebewerk 1207N in Drehung versetzt, das die Zeiger einer Uhr bewegt, so dass dadurch die Zeit angezeigt wird.

Ein Steuerschalter 1230 steht mit einer Steuereinheit 1108 in Verbindung, die Widerstände 1208D und 1208E, Inverter 1208A und 1208B und einen Flip-Flop 1208C vom Datentyp enthält. Wenn · der Schalter 1230 geschlossen wird, geht das Eingangssignal Rs in einen hohen Pegel über und gelangt über den Widerstand 1208D zu den Impulsformer-Invertern 1208A und 1208B, die ein Ausgangs-

609851 /0708

signal RD bereitstellen. Dieses Ausgangss-ignal gelangt an den Dateneingang des Flip-Flops 1203C, an dessen Takteingang die Impulse Ins tait einer Frequenz von 2 Hz anliegen. Der Flip-Flopr 1203C stellt daher ein Ausgangssignal Ro bereit, das bezüglich dar Hinterflanke des Impulses Tus synchronisiert ist, wie dies aus Fig. 13D ersichtlich ist. Dieses Ausgangssignal Eo wird an die Rücksetzeingänge des Flip-Flops 1207A gelegt, die daher auf liull rückgesetzt werden. Daher können die Sekunden der Uhr mit Zeiteinheiten von 1/128 Sekunden eingestellt werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel schreitet die Uhr mit Zeiteinheiten von 1/128 Sekunden weiter und die Zeitanzeige wird mit Einheiten von 1 Sekunde bzw. sekundenweise durchgeführt. Da der Zähler 1207A gleichzeitig mit dem Auftreten der Hinterflanke eines Impulses Tus rückgesetzt wird, so wird der Ausgangsimpuls P1 vom Inverter 1207C während eines Zeitraumes von 1/128 Sekunden sicher und zuverlässig auf hohem Wert gehalten und daher kann der Flip-Flop 1207D in Funktion gesetzt werden, so dass verhindert wird, dass der Eotor des Schrittmotores angehalten wird. Mit dem Bezugszeichen 1240 ist eine Batterie, beispielsweise eine Silberoxid-Zinkbatterie oder eine Lithiumbatterie versehen, die sich über einen langen Zeitraum hinweg bei konstanter Spannung bzw. mit konstanter Spannung entlädt.

Die Erfindung wurde anhand einer bevorzugten Ausführurtgsform beschrieben, bei der eine Addierstufe dazu verwendet wurde, das Phasendifferenzsignal einem niederen Frequenzosaillationssignal zuzuaddieren. Selbstverständlich ist es auch möglich, eine Subtrahierstufe zu verwenden, um das niederfrequente Schwingungssignal bezüglich einer Frequenzabweichung von einer vorgegebenen Frequenz zu korrigieren.

609851/0708

Claims

Patentansprüche

Verfahren zur Frequenzsteuerung von ersten elektrischen Schwingungssignal·en mit einem vorgegebenen Wert, gekennzeichnet durch folgende ■Verfahrensschritte: Erzeugen eines zweiten elektrischen Schwingungssignals mit einer Frequenz, die höher als die vorgegebene Frequenz· des ersten elektrischen Schwingungssignales ist, Erzeugen einer Impulsfolge von Phasendifferenz-Signalimpulsen? fieren Frequenz von der Frequenzabweichung des ersten elektrischen Oszillationssignales vom vorgegebenen Wert abhängt und Bilden der algebraischen Summe der Phasendifferenz-Signalimpulse und des ersten elektrischen Schwingungssignal es, um ein Ausgangssignal mit einer Frequenz vorgegebenen Wertes zu erzeugen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die höhere Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches der vorgegebenen Frequenz des niederfrequenten Oszillationssignales ist, dass zur Erzeugung der Phasendifferenz-Signal schwingungen eine erste Folge von Ausgangssignalen erzeugt wird, deren Frequenz von der Zahl der Perioden abhängt, um die das erste elektrische Schwingungssignal gegenüber der vorgegebenen Frequenz verschoben ist, und die Frequenz der ersten Folge von Ausgangssignalen mit dem Faktor das ganzzahligen Vielfachen geteilt wird, um die Phasendifferenz-Signalimpulse zu erhalten.

3· Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der ersten Folge von Ausgangssignalen ein Signal erzeugt vtird, dessen Frequenz von der Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Schwingungssignal en abhängt, das zweite Schwingungssignal integriert wird und die Frequenzkomponenten des Phasendifferenz-Signales mit Ausnahme der Grundfrequenz-Eomponente ausgefiltert werden.

S09851 /0708

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der ersten Folge von Ausgangssignalen Impulse erzeugt werden, deren Vorderflanken zum Zeitpunkt des Vorliegens eines Zykluses des ersten Frequenzschwingungs-Signales auftreten, und deren Hinterflanken jeweils zum Seitpunkt des Auftretens eines folgenden Zyklus des ersten Frequenzschwingungssignales auftreten, bei dem das zweite Frequenz-schuingungs-Signal einen anderen Wert gegenüber den Wert auf t-«ei st _s bei dem die Vorder flanke ausgelöst wurde, wobei jeder erzeugte Impuls um einen vorgegebenen Zeitraum verzögert wird.

5· Verfahren zur- Erzeugung "on elektrischen Sehwingungssignalen mit einer vorgegebenen Frequenz,g ekennzei chnet durch folgende Verfahransschritte:

Erzeugen eines ersten elektrischen Schwingungssignals mit niederer Frequenz,

Erzeugen eines zweiten elektrischen Schwingungssignals mit hoher Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches einer vorgegebenen Frequenz des ersten elektrischen Schwingungssignales ist,

Erzeugen eines ersten Impulsfolge-Signales während eines Zeitraumes, in dem die Zahl der Zyklen des zweiten elektrischen Schwingungssignales um eine Schwingungsperiode grosser oder kleiner als das ganzzahlige Vielfache der Zahl der Zyklen des ersten elektrischen Schwingungssignales ist, wenn die niedere Frequenz vom vorgegebenen Wert abweicht, Frequenzteilen des ersten Impulsfolgesignal.es durch das ganzsahlige Vielfache, um Phasendifferenz-Signalimpulse zu erhalten und Bilden der algebraischen Summe aus den Phasendifferenz-Signal impulsen und dem ersten elektrischen Schwingungssignal.

6. Frequenznormal-Schaltung für eine Uhr, gekennzeichnet durch einen Schaltungsteil (13}', dem ein erstes elektrisches Schwingungssignal mit niederer Frequenz und ein zweites elektrisches Schwingungssignal mit hoher Frequenz zugeführt wird, und der Phasendifferenz-Impulsigüale erzeugt, deren Frequenz von der Frequenzabweichung der niederen Fr3-

609851/0708

quenz vom vorgegebenen Werfe abhängt und durch einen Schaltungsteil (15), mit dem die algebraische Summe aus dem Phasendifferenz-Impulssignal und dem niederfrequenten Schwingungssignal gebildet wird, un ein Ausgangssignal mit einer Frequenz des vorgegebenen Wertes zu erzeugen.

7. Frequenznormal-Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die höhere Frequenz ein ganzsahliges Vielfaches der vorgegebenen Frequenz des ersten elektrischen Schwingung s sign al es ist und dass der die Phasendifferenz-Signalimpulse erzeugende Schaltungsteil (13) Einrichtungen zur Erzeugung einer ersten Impulsfolge, deren Frequenz von der Zahl der Zyklen abhängt, um die das erstgenannte elektrische Schwingungssignal von der vorgegebenen Frequenz abweicht, und einen Schaltungsteil (14) aufweist, der die Frequenz der ersten Impulsfolge mit dem ganzzahligen Vielfachen teilt und die Phasendifferena-Signalimpulse erzeugt.

8. Frequenznormal-Schaltung nach Anspruch 6 oder 7? dadurch gekennzeichnet, dass der das erste Impulsfolgesignal erzeugende Schaltungsteil eine Schaltungsstufe (30) zur Erzeugung eines Signales, dessen Frequenz von der Phasendifferenzzwisehen dem ersten und zweiten elektrischen Schwingungssignal abhängt, eine Schaltungsstufe (31), die das letztgenannte Signal integriert und eine Schaltungsstufe (37) aufweist, die die Frequenzkomponenten des letztgenannten Signales mit Ausnahme der Grundfrequenzkomponente ausfiltert (Fig. 3).

9. Frequenznormal-Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der die Phasendifferenz-Signalimpulse erzeugende Schaltungsteil (13) einen Flip-Flop (30) aufweist, an dessen Setz-Eingang das niederfrequente Schwingungssignal, an dessen Rücksetzeingang das höherfrequente Schwingungssignal anliegt, und an dessen Ausgang ein Ausgangsignal auftritt, das die Phasendifferenz zwischen dein niederfrequenten und dem höherfrequenten Schwingungssignal wiedergibt.

609851/0708

10- Frequenznorraal-Schaltung nach, einem der Ansprüche 6 bis 9₅ gekennzeichnet durch, einen invertierenden Verstärker (33) mit EinheitsverStärkung, an dessen Ausgang ein Signal mit scharfer A-nplitudenänderung bezüglich eines vorgegebenen Eingangsspannungswertes auftritt, wobei der invertierende Verstärker (38) so geschaltet ist, dass eine Impulsfolge erzeugt wird, die als erstes Impulsfolgesignal dient.

11. Frequenznormal-Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der integrierende Schaltungsteil (31) folgende Schaltungselemente aufweist: einen Speicherkondensator (35)? einen ersten, zweiten und dritten Feldeffekttransistor (32, 33, 34-), deren Source- und Drain-Elektroden zwischen einem ersten (+) und einem zweiten (Masse) Anschluss einer Versorgungsquelle in Reihe geschaltet sind, wobei die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (32) mit entweder der Source- oder .der Drain-Elektrode dieses Feldeffekttransistors (32) verbunden ist, so dass dieser als Konstantstromquelle wirkt, die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (33) alt dem Ausgang des Flip-Flops (30) verbunden ist, so dass der zweite Feldeffekttransistor (33) in den leitenden Zustand versetzt werden kann und den Kondensator (35) sit dem von der Konstantstromquelle bereitgestellten Strom zeitlich linear auflädt und die Gate-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (34·) das niederfrequente Schwingungssignal zugeführt erhält, damit der dritte Transistor (34) in den leitenden Zustand versetzt werden kann und den Speicherkondensator (35) entlädt.

12. Frequenznormal-Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der das erste Impulsfolgesignal erzeugende Schaltungsteil Schaltungsstufen aufweist, die Impulse erzeugen, deren Vorderflanken jeweils während eines Zeitraumes auftreten, wenn das höherfrequente Schwingungssignal einen ersten Amplitudenwert aufweist und die Amplitude des niederfrequenten Schwingungssignales von einem

609851/0708

ersten in einen zweiten Amplitudenwert übergeht, und dessen Hintarflanzen jeweils während eines Zeitraumes auftreten, wenn das höherfrequente Schwingungssignal einen sv/eiten Ataplitudenwert aufweist und die Amplitude des niederfrequenten Schviingungssignals von dem ersten in den zweiten Amplitudenwert übergeht.

13« Frequenznormal-Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der die Impulse erzeugende Schaltungsteil (13) folgende Schaltungseinrichtungen aufweist :

einen Eingang (D), an dem das höherfrequente Schwingungssignal anliegt,

ein erstes, mit dem Eingang (D) in Verbindung stehendes Übertragungsglied (42),

eine erste mit dem ersten Übertragungsglied (42) in Verbindung stehende, gesteuerte Speicherschleife (44, 45, 48), einen Ausgang (Q),

eine zweite, mit dem Ausgang (Q) verbundene, gesteuerte Speicherschleife (46, 47, 49),

ein zwischen der ersten und der zweiten gesteuerten Speicherschleife (44, 45, 48 bzw. 46, 47, 49) liegendes zweites Übertragungsglied (43) und einen Steuereingang (TAKT), an dem das niederfrequente Schwingungssignal anliegt, wobei das erste Übertragungsglied (42) und die zweite gesteuerte Speicherschleife (46, 47, 49) mit dem Steuereingang verbunden ist, und das erste Übertragungsglied (42) und die zweite gesteuerte Speicherschleife '(46, 47, 49) in den leitenden Zustand gebracht wird, wenn das niederfrequente Schwingungssignal' einen ersten Amplituden-wert auf-weist, und die erste gesteuerte Speicherschleife (44, 45, 48) sowie das zweite übertragungsglied (43) mit dem Steuereingang (TAKT) verbunden ist und die erste gesteuerte Speicherschleife (44, 45, 48) und daa zweite Übertragungsglied (43) in den leitenden Zustand gebracht wird, wenn das niederfrequente Schwingungssignal einen zweiten Amplitudenwert aufweist.

609851/070 8

Ί-τ·. Erequensnormal-Sciialtung nach sin βία der Ansprüche 6 bis

13, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitraum, während dem das niedsrfrequenzte Schwingungssignal einen ersten Amplitudenwert aufweist, kleiner ist als der Zeitraum, während dem dieses Signal einen zweiten Amplitudenv/ert aufweist.

15« ITrequenznormal-Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis

14, dadurch gekennzeichnet, dass der zur Bildung der algebraischen Summe vorgesehene Schaltungsteil· (15) ein Exklusiv-ODEH-Glied aufweist, an dessen erstem Eingang die Phasendifferenz-Signalimpulse und an dessen zweitem Eingang das niederfrequente Schwingungssignal anliegt.

16. Frequenznormal-Schaltung für eine elektrische Uhr, gekennzeichnet durch eine erste Signalquelle (12), die ein niederfrequentes Schwingungssignal bereitstellt, eine zweite Signalquelle (11), die ein hochfrequentes Schwingungssignal, deren Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches (n) einer vorgegebenen Frequenz des niederfrequenten Schwingungssignales ist, bereitstellt, wobei das hochfrequente Schwingungssignal als Basis-Zeitsteuersignal dient, einen Schaltungsteil (13)? der ein erstesImpulsfolgesignal· während eines Zeitraumes erzeugt, in dem die Zahl· der Zy^en des höherfrequenten Schwingungssignales um eine Schwingungsperiode grosser ist als ein ganzzahiiges Vieifaches (n) der Zahl· efer Zyklen des niederfrequenten Schwingungssignales, wenn die niederere Frequenz vom vorgegebenen Wert abweicht, einen Schaltungsteil (14), der das erste Impulsfolgesignal mit deal Faktor des ganzzahligen Vielfachen (n) frequenzteilt und Phasendifferenz-Signalimpulse erzeugt und einen Schaltungsteil· (15), der dazu dient, die algebraische Summe aus den Phasendifferenz-Signal·impul·sen und dem niederfrequenten Schwingungssignal zu erzeugen, um ein Ausgargssignal· vorgegebener Frequenz bereitzuste^en.

17. Frequenznormal-Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und zweite Signalquelle (12, 11)

609851/0708

jeweils unabhängig voneinander das niederfrequente bzw. das hochfrequente Schwingungssignal bereitstellt.

18. Frequenznormal-Schaltung für eine elektrische Uhr, ge*-, kennzeichnet durch einen ersten Schaltungsteil (12), der ein erstes elektrisches Schwingungssignal mit niederer Frequenz erzeugt, einen zweiten Schaltungsteil (11), der ein zweites elektrisches Schwingungssignal mit hoher Frequenz erzeugt, einen dritten Schaltungsteil (13), der Phasendifferenz-Signalimpulse erzeugt, deren Frequenz von der Frequenzabweichung des ersten elektrischen Schwingungssignals von der vorgegebenen Frequenz abhängt, einen vierten Schaltungsteil, der ein Ausgangssignal bereitstellt, das einen positiven oder negativen Wert der Phasendifferenz-Signalimpulse wiedergibt und einen fünften Schaltungsteil (15) > der dazu dient, in Abhängigkeit vom Wert des vom vierten Schaltungsteil bereitgestellten Ausgangssignales die algebraische Summe und die algebraische Differenz der Phasendifferenz-Signalimpulse und des ersten elektrischen Schwingungssignals zu erzeugen, ua ein Ausganssignal· mit einer Frequenz mit dem vorgegebenen Wert bereitzustellen.

19. Frequenznormal-Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des zweiten elektrischen Schwingungssignals ein ganzzahliges Vielfaches (n) der vorgegebenen Frequenz des ersten elektrischen Schwingungssignales ist. ■-..-.-·

20. Frequenznormal-Schaltung nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Schaltungsteil (13) Schaltungsstufen, an denen das erste und zweite elektrische Schwingungssignal anliegt, und die ein erstes Signal erzeugen, dessen Frequenz von der Phasendifferenz zwischen dem ersten und zweiten elektrischen Schwingungssignal abhängt, sowie einen Schaltungsteil (14) enthält, der das erste Signal mit dem ganzzahligen Vielfachen (n) teilt und Pha-

609851 /0708

sendifferenz-Signalimpulse bereitstellt.

21- Ifrequenznormal-Schaltung nach einem der Ansprüche 1S "bis

20, dadurch gekennzeichnet, dass der vierte Schaltungsteil Schaltungsstufen, an denen das erste und zweite elektrische Schwingungssignal anliegt, und die ein zweites

. Signal erzeugen, dessen Frequenz von der Phasendifferenz zwischen dem ersten und zweiten elektrischen Schwingungssignal abhängt, sowie Schaltungsstufen aufweist, an denen das erste .und zweite elektrische Schwingungssignal anliegt, und die das Ausgangssignal erzeugen.

22. Erequenznormal-Schaltung nach einem der Ansprüche. 18 bis

21, dadurch gekennzeichnet, dass der fünfte Schaltungsteil (15) ein erstes Verknüpfungsglied, das dazu dient, die algebraische Summe aus den Phasendifferenz-Signaliiapulsen und dem ersten elektrischen Schwingungssignal zu erzeugen, wenn das Ausgangssignal einen hohen Pegel aufweist, sowie ein zweites Verknüpfungsglied aufweist, das dazu dient, die algebraische Differenz aus den Phasendifferenz,-Signalimpulsen und dem ersten elektrischen Schwingungssignal zu bilden, wenn das Ausgangssignal einen niederen Wert aufweist.

6098 51/0708