DE2640325A1 - Datenempfangsschaltung - Google Patents
DatenempfangsschaltungInfo
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- DE2640325A1 DE2640325A1 DE19762640325 DE2640325A DE2640325A1 DE 2640325 A1 DE2640325 A1 DE 2640325A1 DE 19762640325 DE19762640325 DE 19762640325 DE 2640325 A DE2640325 A DE 2640325A DE 2640325 A1 DE2640325 A1 DE 2640325A1
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/216—Code division or spread-spectrum multiple access [CDMA, SSMA]
Description
NCR CORPORATION Dayton, Ohio (V.St.A.)
Die Erfindung betrifft eine Datenempfangsschaltung zum Empfang eines in einem Spreizspektrum
übertragenen Signals, das durch die Mischung eines die Daten enthaltenden Signals mit einem Pseudo-Zufallssequenzsignal erzeugt wurde, das eine größere
Bandbreite als das die Daten enthaltende Signal aufweist und wobei das gemischte Signal zur Modulation
eines Trägersignals verwendet wird.
In einem Zweiphasen-Codierungsübertragungssystem (phase shift keyed) wird die Phase eines
Referenzträgersignals in Abhängigkeit von der Codierung eines Datensignals verschoben. Beispielsweise wird
bei der übertragung einer binären "O11 die Phase des
Referenzträgersignals nicht verschoben, d. h. sie weist eine Phasenlage von 0° auf. Wird dagegen eine
binäre "1" übertragen, so wird die Phase des Referenzträgersignals um 180° verschoben.
Nachdem das Trägersignal phasenmoduliert wurde, kann es über eine übertragungsleitung oder
über eine Richtfunkstrecke zu einem Empfänger gesendet werden.
Neben der Zweiphasencodierung ist es weiterhin bekannt, daß die zu übertragende Information
einer Quadraturphasenmodulation (Vierphasenmodulation) unterworfen werden kann. Bei einem Quadraturphasenmodulationsübertragungssystem werden die allgemein in
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Form von Bitreihen vorliegenden binären Informationssignale in Baudintervaile unterteilt, das sind jeweils
aus zwei Bits bestehende Gruppen. Die Reihenfolge der. in aufeinanderfolgenden Baudintervallen auftretenden
Phasenwechsel werden dann zur Modulation des Referenzträger· signals in vier Phasen verwendet.
Beispielsweise können die folgenden vier Binärsymbole zur Quadraturmodulation des Trägersignals
verwendet werden: 00, 01, 10 und 11. Jede der vier unterschiedlichen Phasen des Trägersignals kann dann
zur Darstellung der vier unterschiedlichen Binärsymbole
verwendet werden. So kann der Phasenwinkel 0° die Binärsymbole 00, der Phasenwinkel 90° sowie die Phasenwinkel 180° und 270° in entsprechender Weise die
Binärsymbole 01, 11 und 10 repräsentieren.
Bei verschiedenen Obertragungsbedingungen 1st es notwendig, daß ein Signal erzeugt wird, das
nicht gestört bzw. behindert wird, d. h. es muß ein Signal geliefert werden, das sicher 1st und das
nicht gestört und unterbrochen werden kann oder das nicht von unberechtigten Empfängern empfangen werden
kann.
Die Sicherheit, die ein PSK-Signal (phase
shift keyed) bietet, 1st etwas begrenzt, da ein Empfänger, dessen Internes Referenzträgersignal mit
dem empfangenen PSK-S1gnal synchronisiert ist, in der Lage ist, das empfangene PSK-Signal zu demodulieren,
wenn die Datensignale eintreffen. Des weiteren ist es, falls die Frequenz des Trägersignals oder des Frequenzspektrums des Datensignals bekannt ist, verhältnismäßig
einfach für einen Störer die übertragung absichtlich zu unterbrechen. Zur Reduzierung dieser speziellen
Gefahr bei der digitalen übertragung auf ein Minimum
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wurde ein Verfahren entwickelt, bei dem die Bandbreite des zu übertragenden Signals über einen größeren Bandbereich gestreut bzw. gespreizt wird, als dies bei dem
Datensignal der Fall ist. Dazu ist es im allgemeinen erforderlich, daß eine Mischung des Datensignals mit
einer Pseudo-Zufallsfolge von Impulsen vorgenommen wird,
die eine größere Bandbreite als die Bandbreite der Daten aufweisen. Das gemischte Signal wird dann zur Phasenmodulation eines Referenzträgersignals verwendet. Die
übertragung dieser Art eines gespreizten Spektrumsignals macht es außerordentlich schwierig, die Datenträgerkomponenten des zu übertragenden Signals zu bestimmen,
wodurch ein wirksamer Schutz vor Störung gewährleistet ist. Um ein Spreizspektrumsignal zu empfangen, das in
der vorgenannten Weise codiert ist, ist es erforderlich, daß man die spezielle Sequenz der Pseudo-Zufallssequenzfolge
der Impulse kennt, welche zur Spreizung des Spektrums des Datensignals verwendet wird. Zur wirksamen Decodierung in
dem Empfänger ist es erforderlich, daß ein identischer Codegenerator zur Erzeugung der Pseudo-Zufallsfolge in
diesem vorhanden ist, der exakt mit der Pseudo-ZufalIssequenz des Spreizspektrumsignals synchronisiert ist.
Es sind bereits zwei Veröffentlichungen
bekannt geworden, die diese Technik betreffen, und zwar sind dies: "Surface Acoustic Wave Devices And
Applications" von D. P. Morgan, Ultrasonics, Mai 1973,
Seiten 121-128 und "Surface Acoustic Wave Devices And Applications (Spread Spectrum Processors)" von
B. J. Hunsinger, Ultrasonics, November 1973, Seiten 254-263.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Datenempfangssystem aufzuzeigen, das die zu übertragenden Daten in einem gespreizten Spektrum empfangen
Q Q * κ ι», 709811/0813
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kann und das eine leistungsfähige Schaltung enthält, mit der eine exakte Synchronisation der intern erzeugten
Pseudo-Zufallssignale mit der Pseudo-Zufallssequenz der
übertragenen Signale ermöglicht und mit der eine verbesserte Demodulation möglich ist.
Die Erfindung ist gekennzeichnet durch einen Sequenzgenerator, der ein internes Pseudo-Zufallssequenzsignal
erzeugt, das mit dem Pseudo-ZufalIssequenzsignal für die genannte Mischung korrespondiert,
durch eine Korrekturschaltung, in der das Signal von
dem genannten Sequenzgenerator mit dem empfangenen Signal korreliert wird, so daß das empfangene Signal
in die Bandbreite des die Daten enthaltenden Signals fällt, durch ein angepaßtes Filter, das auf den Ausgang
der Korrelatorschaltung reagiert und ein Zwischensignal liefert, das frei von unerwünschten Signalkomponenten
1st, durch Demodulationsschaitungen, die während einer
Operation mit dem Ausgang des genannten Filters verbunden sind und dadurch das Zwischensignal demodulieren,
durch Zeitsteuerschaltungen, die auf den Ausgang des
genannten Filters reagieren und ein Steuersignal zur Steuerung des genannten Sequenzgenerators liefern, so
daß eine exakte Frequenzsynchronisation zwischen dem genannten internen Pseudo-ZufalIssequenzsignal und
dem empfangenen Signal bewirkt wird.
Vorzugsweise 1st das angepaßte Filter (matched filter) der Datenempfangsschaltung gemäß
der vorangehenden Definition eine Oberflächenakustikwellenvorrichtung
(surface acoustic wave device). Die Verwendung einer solchen Vorrichtung bringt verschiedene
Vorteile, z. B. ein niedriger Leistungsverbrauch, geringes Gewicht und verbesserte Störverhältnisse.
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Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels mit Hilfe der beiliegenden Figuren
beschrieben. In diesen zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Spreizspektrummodulators
,in dem die Erfindung verwendet werden kann;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer bevorzugten
Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer angepaßten
Filterschaltung, die mit der erfindungsgemäßen Ausführung gemäß Fig. 2 verwendet werden kann;
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines PN-Zeitwiedergewinnungssteuerkreises,
der in der erfindungsgemäßen Ausführung gemäß Fig. 2 verwendet werden kann;
Fig. 5 ein detailliertes Blockschaltbild bestehend aus zwei Teilen, die mit der erfindungsgemäßen
Ausführungsform gemäß Fig. 2 zusammenwirken;
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Trägerwiedergewinnungsphasensperrkreises,
der in der Ausführungsform gemäß Fig. 2 verwendet wird;
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Teiles der Trägerwiedergewinnungsphasensperrschleife gemäß
Fig. 6;
Fig. 8a bis Fig. 8g Wellenformen, die an
bestimmten Punkten der Vorrichtung gemäß Fig. 3 auftreten;
Fig. 9 Wellenformen zur Erläuterung der
Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Ausführungsform gemäß Fig. 2; und
Fig. 10a bis Fig. 101 Wellenformen, die in der Anordnung gemäß Fig. 4 auftreten.
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In dem in Fig. 1 gezeigten Blockschaltbild
ist der Modulationsteil des Datenmodulationsübertragungssystem enthalten, der zur Erzeugung eines zu empfangenden
Signals durch die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Dieses übertragungssystem codiert
ein Informationssignal in ein spezielles Format und verwendet das codierte Informationssignal zur Spektrumsspreizung eines Trägersignals. Ein PN- Sequenzgenerator
spricht auf ein Taktsignal auf der Leitung 11 an und liefert eine Pseudo-ZufalIsbinärbitfolge aus Impulsen,
die an einen Codierer 12 angelegt werden. Der PN-
Sequenzgenerator 10 kann beispielsweise aus einem
mehrstufigen Schieberegister bestehen, in dem zwischen ausgewählten Stufen Rückkopplungen vorgesehen sind.
Das Taktsignal steuert die Verschiebung der Impulse durch die Stufen des Schieberegisters. Die Pseudo-Zufallsbinärbitimpulsfolge wird üblicherweise von der
letzten Stufe des Schieberegisters abgenommen.
In einem Einkanalphasenverschiebe- und Verschlüsselungsraodulationssystem wird ein Binärsignal
einen Phasenmodulator in zwei Phasen steuern, und zwar eine Phase für eine binäre "0" und die andere Phase
für eine binäre "1". Somit ist die Sequenz der Impulse
von dem PN-Sequenzgenerator 10 bezüglich der Funktion in zwei Phasen aufgeteilt. Die spezielle Sequenz der
Bits, die von dem PN-Sequenzgenerator erzeugt werden, versorgt den Sender mit einer speziellen eigenen
Kennzeichnung, d. h. ein Empfänger wird nicht in der
Lage sein, ein Datensignal zu demodulieren, das mit dem Kennzeichnungssignal gemischt ist, es sei denn,
dem Empfänger ist dieses Kennzeichnungssignal bekannt.
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Der Codierer 12 wandelt die Zweiphasenpseudo-Zufallsbinärimpulsfolge
in eine Vierphasenpseudo-Sequenzfolge um. Dies geschieht dadurch, daß jedes geradzahlig positionierte Bit von der Pseudo-Zufallsfolge
am Anschluß B und jedes ungeradzahlig positionierte Bit am Anschluß C auftritt. Das am
Anschluß B auftretende Signal wird somit ein Binärsignal sein, das Bits darstellt, die geradzahlige
Bits der Pseudo-Zufallsfolge sind, während das Signal am Anschluß C ein Binärsignal ist, das Bits
darstellt, die ungeradzahlige Bits der Pseudo-Zufallssequenz
sind. Diese spezielle Codiertechnik ermöglicht eine Vierphasenmodulation eines Trägersignals.
Somit wird diese Codierung als Zweiphasenzu Vierphasencodierung bezeichnet. Die (binären)
Daten, die übertragen werden sollen, werden seriell über einen Anschluß 14 angelegt und einem Eingang
eines EXKLUSIV-ODER-Gliedes 13 und einem Eingang
eines EXKLUSIV-ODER-Gliedes 15 zugeführt. Der Anschluß B des Codierers 12 ist mit einem Eingang
des EXKLUSIV-ODER-Gliedes 13 verbunden, während der Anschluß C des Ausgangs des Codierers 12 mit
einem Eingang des EXKLUSIV-ODER-Gliedes 15 verbunden
ist. Der Ausgang des EXKLUSIV-ODER-GLIEDES 13 ist der getaktete (gemischte) Seriendatensignaleingang
als Funktion des Signals, das am Anschluß B auftritt, mit dem Ausgangssignal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 15,
das den getakteten Seriendatensignaleingang bildet als Funktion des Signals, das am Anschluß C auftritt.
Diese beiden getakteten Signale werden dazu verwendet, um eine Phasenverschiebungsverschlüsselungsmodulation
eines internen Trägersignals vorzunehmen.
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Ein interner Oszillator 20 liefert ein Trägersignal, das einem 90° Hybridkreis 22 zugeführt wird. Der
Hybridkreis 22 teilt das Trägersignal in zwei Signale auf, deren Phasen auf 90° und 0° in bezug auf die Phase des
Trägersignals vom Oszillator 20 verschoben werden. Das 90° Signal wird einem Eingang eines Phasenmodulators
zugeleitet. Der Phasenmodulator 17 empfängt des weiteren ein Modulationseingangssignal als Ausgangssignal von
dem EXKLUSIV-ODER-Glied 13. Als Reaktion auf das
Modulationssignal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 13 moduliert der Phasenmodulator 17 die Phase des 90°
Phasenverschiebungsträgersignals zwischen 90° und 270°, und zwar in Abhängigkeit von dem Pegel des
Modulationssignals. Das 0° Phasenverschiebungsträgersignal wird an einen Eingang des Phasenmodulators 19
mit dem Ausgangssignal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 15
angelegt. Das Signal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 15 ist ein Modulationssignal, das das 0° Phasenverschiebungsträgersignal zwischen 0° und 180° in Abhängigkeit von
dem Pegel des Modulationssignals moduliert. Das phasenmodulierte Ausgangssignal von dem Phasenmodulator 17
wird mit dem phasenmodulierten Ausgangssignal des Phasenmodulators 19 in dem Summierkreis 23 zusammengefaßt, wodurch ein vierphasenverschlüsseltes Phasenverschiebemodulationssignai entsteht. Der Summierkreis
23 wird zur Erzeugung einer Spannung verwendet, die proportional zu der Summe von verschiedenen Eingangsspannungen ist. Ein Summierverstärker der Art, wie er
in dem Aufsatz "Electronic Analog Computers" von Korn und Korn, McGraw Hill, 1952, Seite 14 beschrieben
ist, kann als Summierkreis 23 verwendet werden. Das vierphasen-PSK-modulierte Trägersignal von dem Summierkreis 23 wird einem Anpaßfilter 25 zugeleitet, das
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außerhalb des Frequenzbandes liegende Signalkomponenten ausfiltert. Das Ausgangssignal von dem Anpaßfilter
wird dann einem Sendeteil 26 zur übertragung über eine übertragungsleitung zu einem Empfänger zugeleitet.
Es wird also eine Pseudo-Zufallsbitfolge
nach dem Vierphasenprinzip codiert, um ein Breitbandsignal zu erzeugen, das mit einem verhältnismäßig
schmalbandigen Digitaldatensignal kombiniert wird, um
Modulationssignale zu bilden. Die Modulationssignale werden einem Vierphasenmodulator zugeleitet, in dem
ein Trägersignal durch Phasenverschiebung verschlüsselt wird, so daß ein Spreizspektrumssignal entsteht, das
eine große Bandbreite und eine geringe Energiedichte aufweist.
Zur Wiedergewinnung des schmalbandigen Digitalsignals aus dem empfangenen Spreizspektrumsignal
wird eine Korrelation zwischen der exakten Nachbildung des breitbandmodulierten Signals und
dem empfangenen Spreizspektrumsignal gefordert. Dies
wird gemäß der Erfindung erreicht, indem im Empfänger Vorrichtungen verwendet werden, die ein
angepaßtes Filter aufweisen. Unter einem derartigen Filter wird in diesem Zusammenhang ein Filter
verstanden, das eine übertragungsfunktion aufweist, die eine komplexe Konjugation des Spektrums von dem
Signal ist, an das es angepaßt ist.
Im folgenden wird auf Fig. 2 Bezug genommen, in der ein Empfänger 30 gezeigt ist, der
ein moduliertes Vierphasenbreitbandsignal (z. B. von dem Sender 26 von Fig. 1) empfängt, wobei dies
einem Bandpaßfilter 31 zugeleitet wird. Das Bandpaß-
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filter entfernt jene unerwünschten Signalkomponenten,
die außerhalb des interessierenden Frequenzbandes liegen. Das Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter
wird einem Korrelator 33 zugeführt, worin die Bandbreitengröße (spread) des empfangenen Signals am
kleinsten ist (collapsed). In dem Korrelator 33 wird ein 90° Hybridkreis 32 das empfangene PSK vierphasenmodulierte Breitbandsignal in zwei identische Signale
aufteilen, von denen das eine um 90° phasenverschoben in bezug auf das empfangene Signal und das andere
0° phasenverschoben ist. Das um 0° phasenverschobene Signal wird dem Eingang eines Phasendetektors 34
zugeführt. Das 90° phasenverschobene Signal gelangt an den Eingang eines Phasendetektors 36. Der Phasendetektor 34 erhält des weiteren ein Demodulationssignal Über einen Anschluß B, von einem Zweiphasenzu Vierphasenkonverter 43. Der Phasendetektor 36
erhält des weiteren ein Demodulationssignal über
den Anschluß C1 ebenfalls von dem Zweiphasen- zu
Vierphasenkonverter 43. Jeder der Phasendetektoren erzeugt ein Ausgangssignal· das jeweils eine
Funktion der Phasenkorrelation zwischen den an ihren Eingängen angelegten Signalen ist. Der Zweiphasenzu Vierphasenkonverter 43 empfängt ein Pseudo-Zufallsbinärbitsequenzsignal, das von einem PN-Generator 35 erzeugt wird. Die Sequenz, die von dem
Generator 35 erzeugt wird, ist identisch mit der Sequenz, die von dem PN-Sequenzgenerator 10 in dem
Spektrumspreizkreis gemäß Fig. 1 erzeugt wird. Die Ausgangssignale von den Phasendetektoren 34 und
werden in einem Summierkreis 38 zusammengefaßt, um
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ein Zweiphasenschmalbandzwischenfrequenzsignal zu erzeugen,
das anschließend einem Bandpaßfilter 37 zugeleitet wird und in dem unerwünschte Signalkomponenten, die außerhalb
des Bandpasses liegen, entfernt sind. Das Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter bzw. -verstärker 37 wird einem
angepaßten Filter 39 (matched filter) zugeleitet. Das Filter 39 ist so ausgelegt, daß es eine Eingangsimpulsempfindlichkeit aufweist, die zeitumgekehrt zu dem
Übertragenen Basisbandsignal ist. Das Ausgangssignal von dem Filter 39 wird dann einem Verstärker 40
zugeleitet, von dem das verstärkte Signal zu einem PN-Zeitwiedergewinnungskreis 48 und zu einem Trägerwiedergewinnungsphasensperrkreis 42 geführt wird. Die
Basisbanddatensignale von dem Trägerwiedergewinnungsphasensperrkreis werden direkt einer Bitzeitschleife
und einem Prüf- und Haltekreis 46 zugeleitet. Das Ausgangssignal des Bitzeitkreises 44 ist eine Funktion
der Bitzeit und steuert die Prüfzeit des Prüf- und Haltekreises 46. Es wird ebenfalls dem PN-ZeItwiedergewinnungskreis 48 zugeleitet, um ein Synchronisationssignal zum Ableiten eines PN-Zeitsignals zu erzeugen.
Das Ausgangssignal des Prüf- und Haltekreises 46 an dem Anschluß 49 ist das wiedergewonnene Datensignal.
Die PN-Zeitwiedergewinnungsschleife 48 erzeugt ein Zeit- oder Taktsignal auf der Leitung 103,
das direkt dem internen PN-Sequenzgenerator 35 zugeführt wird, so daß eine Synchronisation der intern
erzeugten PN-Sequenz mit der Sequenz in dem empfangenen Vierphasen-PSK-Breitbandsignal erzielt wird und so daß
dem Korrelator 33 ein exaktes Demodulationssignal
zugeführt werden kann.. Das Taktsignal auf der Leitung wird ebenfalls einem Phasenschwankkreis 45 zugeleitet,
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der zusätzlich über die Leitung 104 ein Steuersignal von einem anderen Teil des PN-Zeitwiedergewinnungskreises
enthält und der auf diese Takt- und Steuersignale so reagiert, daß ein "Zittern" der internen PN-Sequenz
erfolgt und die PN-Zeitwiedergewinnungsschleife in der
Lage ist, eine exakte Erkennung der Phase der PN-Sequenz durchzuführen. Der Ausdruck "Zittern" wird in diesem
Zusammenhang für eine Signalbedingung verwendet, bei der ein Signal etwas um eine gesperrte Position oder
um eine Nullposition schwankt.
In Fig. 3 ist ein bevorzugter Kreis von einem angepaßten Filter 39 gemäß Fig. 2 dargestellt, in dem
eine Anzahl von akustischen Oberflächenvorrichtungen (surface acoustic wave) verwendet werden. Das hier
beschriebene System erfordert eine Impulsreaktion von 100 Mikrosekunden Dauer bei einem 70 MHz Hochfrequenzträgersignal. Die speziell verwendete Anordnung ist
hier so aufgebaut, daß die Länge des Fortpflanzungspfades in fünf Teile aufgeteilt ist, von denen jeder
20 Mikrosekunden verzögert. Die erste Anordnung ist eine Oberflächenwellenverzögerungsleitung 51 mit
Abgriffen, an die das von dem Bandpaßverstärker 37 empfangene Signal angelegt wird. Das Ausgangssignal
von der Verzögerungsleitung 51 wird vier seriell angeordneten miteinander verbundenen Verzögerungsleitungen (FDL) zugeleitet, die mit FDLl bis FDL4
bezeichnet sind. Die Ausgangssignale von der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung 51 und
jeweils von den festen Verzögerungsleitungen werden über Stromverstärker I^ bis I5 mit einer Ausgangsleitung 57 verbunden. Die Verstärker Al, A2, A3, A4
und A5 sind zwischen aufeinanderfolgende Verzögerungsleitungen angeordnet und kompensieren die jeweils in
den Verzögerungsleitungen auftretenden Verluste.
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Das Verhältnis der Wellenformen am Eingang dieses angepaßten Filters, der Ausgang an jedem
Verstärker Al bis A5 und die Signale auf der Ausgangsleitung 57 des angepaßten Filters sind in den Fig. 8a
bis 8g.
In Fig. 8a ist ein kontinuierlicher Energiestoß dargestellt, der an die Oberflächenwellenverzögerungsleitung
51 angelegt wird, in der eine Verzögerung von 20 Mikrosekunden zwischen den
jeweiligen Abgriffen erfolgt. Die an den jeweiligen Ausgängen der Verstärker Al bis A5 auftretenden
Signale sind in Fig. 8b bis 8f gezeigt. Die Zusammenfassung aller Verstärkerausgänge auf der Leitung 57
sind in Fig. 8g gezeigt, wodurch die Reaktion der Gesamtleitung 51 auf den 100 Mikrosekunden langen
Impuls gezeigt ist, Eine detailliertere Beschreibung
eines derartigen angepaßten Filters kann in der Veröffentlichung "Cascaded SAW Matched Filter" von
R. S. Gordy et al., 1974 Ultrasonics Symposium Proceedings. IEE catalogue 74 CHO 896-ISU, Seiten
386-388 nachgelesen werden.
In Fig. 4 ist eine bevorzugte Schaltung für die PN-Zeitwiedergewinnungsschleife 48 in Fig.
dargestellt, in der die Taktierung der internen PN-Sequenz in bezug auf die empfangene PN-Sequenz, wie
es für die Wiedergewinnung der Daten-PSK-Signale
erforderlich ist, auf + 1 Baud gebracht wird. In Fig. 9 ist dieses Verhältnis der Amplitude des
Umhüllungssignals dargestellt, die im wesentlichen abnimmt wie die Phasendifferenz zwischen der
internen PN-Sequenz und der empfangenen PN-Sequenz ansteigt in Richtung ±1 Baudperiode. Ein Umhüllungsdetektor 60 1st vorgesehen, um das Signal von dem
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Ausgang des Verstärkers 40 zu empfangen und um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine Funktion der
Umhüllung des empfangenen Signals ist. Das Ausgangsumhüllungssignal wird einem Anpaßfilter
zugeleitet, in dem außerhalb des Bandpasses des Filters liegende Frequenzkomponenten eliminiert
werden. Gleichzeitig wird es einem Verstärker zugeleitet für Zwecke, die später noch im einzelnen
beschrieben werden. Das gefilterte Signal vom Filter 61 wird durch einen Gleichrichter 62 gleichgerichtet. Das gleichgerichtete Signal von dem
Gleichrichter 62 wird durch ein Tiefpaßfilter
gefiltert, wodurch ein Gleichspannungssignal entsteht, das verhältnismäßig frei von Hochfrequenzsignalkomponenten ist. Ein Schwellenwertdetektor
liefert ein Steuerausgangssignal an einen FET-Schalter 66, wenn der Pegel des Gleichspannungssignals von dem Tiefpaßfilter 64 oberhalb einem
vorbestimmten Pegel liegt. Ein Anschluß E des Schalters 66 ist unter Steuerung des Schwellenwertdetektors 65 mit einem Anschluß G verbunden. Der
vorbestimmte Pegel wird so festgelegt, daß beim Erreichen des gleichen Pegels in dem Gleichrichter 62,
dessen Pegel auftritt, wenn die interne PN-Sequenz innerhalb einer Baudperiode der empfangenen PN-Sequenz liegt, der Schwellenwertdetektor das geforderte
Schalterbetätigungssignal liefert. Wenn der FET-Schalter 66 mit dem Anschluß G verbunden ist, wird
das Signal von dem HUllendetektor 60 einem
Verstärker 72 und dem zugeordneten Netzwerk Über einen Anschluß E zugeführt, um einen spannungsgesteuerten Oszillator 70 (VCO) zu steuern. Der
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Oszillator 70 erzeugt ein Rechteckwellensignal (Takt),
deren Frequenz eine Funktion des Pegels der an ihn angelegten Spannung ist.
Das dem Verstärker 72 zugeordnete Netzwerk enthält einen FET-Schalter 73, der so aufgebaut ist,
daß die Signale von dem Verstärker 72 entweder dem Anschluß H am Eingang des Summierkreises 75 oder dem
Anschluß I am Eingang des Inverters 74 und somit dem Summierkreis 75 oder einem offenen Anschluß N zugeführt
werden.
Das Ausgangssignal von dem Summierkreis wird einem Kompensationsschleifenfilter 76 zugeführt,
das so aufgebaut ist, daß eine geschlossene stabile Schleife in dem System gebildet wird. Das Ausgangssignal
von dem Schleifenfilter 76 gelangt an den Anschluß G des FET-Schalters 66.
Der Anschluß F des FET-Schalters 66 ist mit einem Potentiometer 68 verbunden, mit dem eine
spezielle Gleichspannung eingestellt werden kann, so daß ein beschleunigter Wechsel im Oszillatorausgangssignal
möglich ist. Der Anschluß E des FET-Schalters 66 liegt am Eingang des Oszillators 70,
wodurch ermöglicht wird, daß entweder von dem Anschluß F oder von dem Anschluß G Spannung an den
Oszillator angelegt wird. Das Taktausgangssignal des Oszillators 70 wird über die Leitung 103 dem
"Phasenzitterkreis" 45 zugeführt und an den Takteingang des PN-Generators 35 angelegt.
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Die Arbeitsweise des FET-Schalters 73 wird durch das Signal gesteuert, das von dem Bi tzei tschlei fenkreis
44 (Fig. 2) erzeugt wird und das mit der Datenrate des empfangenen PSK-'trägermodulierten Signals korrespondiert,
Dieses Zeitschleifensignal, dessen Wellenform in Fig. 10a
gezeigt ist, wird einem Eingang eines Viererteilers zugeführt. An ein NOR-Glied 79 wird an einen Eingang das
Zeitschleifensignal angelegt. Das NOR-Glied 79 empfängt ebenfalls an einem Eingang vom Kreis 78 das "Nichtkomplement"
des Signals, das mit der Zeitschleifenratenteilung
vier korrespondiert. Ein NOR-Glied 80 erhält ebenfalls das Zeitschleifensignal an einem Eingang und
empfängt an seinem anderen Eingang das Komplement des Zeitschleifensignals geteilt durch vier von dem Kreis
Das Komplementsignal von dem Geteilt-durch-vier-Kreis,
dessen Wellenform in Fig. 10b gezeigt ist, wird ebenfalls über die Leitung 104 gegeben und dient als
Steuersignal für den Phasenzitterkreis 45 (Fig. 2). Die Ausgangssignale von den NOR-Gliedern 79 und 80,
dessen Wellenformen in Fig. 10c und 1Od gezeigt sind, treiben einen monostabilen Multivibrator (one shot
multivibrator) 79a und 80a an, der einen schmalen Impuls für jede positive Kante am Eingangssignal
aussendet, die er empfängt, wodurch die Wellenformen
gemäß Fig. 1Oe und 1Of entstehen. Ein Vergleich der in Fig. 10c und 1Oe gezeigten Wellenformen zeigt,
daß die positiven Führungskanten aller Impulse in Fig. 10c einen schmalen Impuls am Ausgang des
monostabilen Multivibrators entstehen lassen, wie
aus Fig. 1Oe ersichtlich ist. Das gleiche gilt für den Vergleich der Impulse gemäß Fig. 1Od mit den
Impulsen gemäß Fig. 1Of. Die Ausgangsimpulse des
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monostabilen Multivibrators 79a setzen den FET-Schalter
auf den Anschluß H und die Ausgangsimpulse von dem monostabilen Multivibrator 80a setzen den FET-Schalter auf
den Anschluß I.
Während einer Operation, wenn das Taktsignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator 70 den PN-Generator 35 wirksam macht mit einer Geschwindigkeit,
die synchronisiert ist mit der PN-Sequenz, die in dem PSK-Signal enthalten ist, liegt der Pegel des von dem
Schwellenwertdetektor 65 detektierten Signals auf einer solchen Höhe, daß der FET-Schalter 66 auf dem
Anschluß G gesetzt wird. Diese Stellung wird als Sperrposition betrachtet und die Signale von dem
Hüllkurvendetektor 60 (siehe Wellenform von Fig. 10g) passieren den Verstärker 72, den Schalter 73, das
Summiernetzwerk 75 und das Schleifenfilter 76
wird dann das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 70 steuern. In dieser Sperrposition trennt
der FET-Schalter 73 die Amplitudenunterschiede, die durch Schwankungen (Zittern) der internen PN-Sequenz
entstehen in zwei Signale, die an den Anschlüssen H und I des FET-Schalters 73 entstehen. Das Signal am
Anschluß H weist eine Amplitude auf, die durch das in einer Richtung zitternde interne PN-Signal bestimmt
wird, während die Amplitude des Signals am Anschluß I bestimmt wird durch das interne PN-Signal, das in die
entgegengesetzte Richtung schwankt und die Spannungsdifferenz der Signale an den Anschlüssen H und I
erscheint am Ausgang des Summiernetzwerkes 75. Diese Spannungsdifferenz wird in dem Schleifenfilter 66
geglättet und die geglättete Spannung gelangt an den spannungsgesteuerten Oszillator 70 über eine Steuer-
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leitung und die Anschlüsse G und £ des Schalters 66 mit einer Frequenz, durch die ein jeglicher Phasenfehler
zwischen dem internen und dem empfangenen PN-Sequenzsignal korrigiert wird. Mit anderen Worten, der einzige
Wechsel,der in dem geschlossenen Pfad auftritt, verläuft von dem Hüllendetektor 60 zum spannungsgesteuerten
Oszillator 70 und tritt auf, wenn der Inverter 74 durch den im geschlossenen Pfad liegenden FET-Schalter 73
ein- und ausgeschaltet wird. Deshalb wird angezeigt, daß, wenn die Amplitude des Signals vom Verstärker 40
gleichmäßig ist, die Phasendifferenz zwischen der empfangenen PN-Sequenz und der intern erzeugten PN-Sequenz null ist und im wesentlichen gleiche Signalspannungen von dem Verstärker 72 an den Anschlüssen H
und I des Schalters 73 empfangen werden, wenn der Schalter 73 an die Multi vibratoren 79a und 80a an-
und von diesen abgeschaltet werden, wie aus den Fig. 1Oe und 10g zu entnehmen ist. Jedoch werden die Signale
vom Anschluß I durch den Inverter 74 invertiert, so daß der Summierkreis 75 tatsächlich ein Signal feststellen
kann, welches symmetrisch um einen Null-Bezugspunkt
alterniert, und zwar mit einer Geschwindigkeit, die durch die Umschaltgeschwindigkeit des FET-Schalters
bestimmt wird. Die Umschaltgeschwindigkeit wird gleichmäßig sein infolge der Gleichmäßigkeit des
Signals von dem Bitzeitschleifenkreis 44, so daß das
Durchschnittsignal am Summierkreis 75 null ist und der spannungsgesteuerte Oszillator 70 ein Nullpegelsignal an seinem Eingang erhält und somit sein
Ausgangssignal unverändert läßt.
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Die Wellenform in Fig. 10h zeigt Unregelmäßigkeiten in der Amplitude des Signals von dem
Verstärker 40 und 72, die infolge eines geringfügigen Phasenfehlers hervorgerufen wurden. Als Ergebnis
dieses Phasenfehlers werden an den Anschlüssen H und I des Schalters 73 unterschiedliche Spannungssignale von
dem Verstärker 72 empfangen, wie aus der Wellenform gemäß Fig. 1Oe, f, h zu entnehmen ist und was in
Fig. 1Oi angezeigt ist, wo die Amplituden der nach negativ gehenden Impulse kleiner sind als die
Amplituden der nach positiv gehenden Impulse. Eine Einebnung dieser Impulse in dem Schleifenfilter 76
bringt ein positives Signal, das den spannungsgesteuerten Oszillator in eine Richtung treibt,
durch die der Phasenfehler ausgeglichen wird. Jedoch kann der Phasenfehler auf einen Punkt ansteigen, wo,
wie unter Bezugnahme auf Fig. 9 hervorgeht, die Phasenunterschiede zwischen der internen PN-Folge
und der empfangenen PN-Folge die Amplitude der eingehüllten detektierten Wellenform unter einen
vorbestimmten Pegel abfällt und den Schwellenwertdetektor 65 setzt. In diesem Fall wird die Sperrung
vollständig verloren und der FET-Schalter wird kein Signal von ausreichender Größe von dem Schwellenwertdetektor 65 erhalten und der Anschluß E wird deshalb
auf eine Stellung geschaltet, die am Anschluß F angedeutet ist. Bei dieser Stellung wird die von dem
Potentiometer 68 gelieferte Gleichspannung von dem
FET-Schalter 66 an den Eingang des Oszillators 70 angelegt, wodurch bewirkt wird, daß der Oszillator
seine Frequenz ändert., wodurch wiederum über die
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Leitung 103 bewirkt wird, daß der PN-Generator 35 seine Ausgangsrate ändert, um festzustellen, welche Phasenbeziehung
eine Aktivierung des Schwellenwertdetektors möglich macht.
Im folgenden wird auf Fig. 5 Bezug genommen, in der der Phasenzitterkreis 45 und die Zweiphasen-Vierteilerumsetzerkreise
43 gezeigt sind. Das Taktsignal von dem PN-Zeitwiedergewinnungsschleifenkreis
wird über die Leitung 103 an den Anschluß K des FET-Schalters 82 angelegt. Der Anschluß K wird abwechselnd
zwischen den Anschlüssen L und M hin und her geschaltet mit Hilfe des Steuersignals von dem PN-Wiedergewinnungsschleifenkreis
48, und zwar über die Leitung 104. Der Anschluß L des FET-Schalters 82 ist mit einem Eingang
eines OR-Gliedes 84 verbunden. Der Anschluß M liegt über eine feste Verzögerungsanordnung 83 am anderen
Eingang des OR-Gliedes 84. Der Ausgang des OR-Gliedes ist zu dem Taktanschluß T eines D-Flipflops 86 geführt.
Der TT-Ausgang des Flipflops 86 ist zurückgeführt zu dem D-Eingang und liegt ebenfalls am Takteingang T des
D-Flipflops 88. Der Q-Ausgang des Flipflops 86 ist mit dem Takteingangsanschluß T des Flipflops 87
verbunden. Der D-Eingang des Flipflops 87 und des Flipflops 88 werden mit dem Ausgang des PN-Generators
verbunden. In einem D-Typ-Flipflop erscheint das am Eingang D auftretende Signal am Q-Ausgang, nachdem eine
spezielle Taktbedingung auftritt und bleibt an diesem Q-Ausgang bis der nächste ähnliche Taktübergang
erscheint. In der Tat wird das Signal von dem PN-Generator 35 abwechselnd getaktet an die Ausgangsanschlüsse,
die mit C* und B, bezeichnet sind, so daß die Zweiphasen-PN-Sequenz in zwei separate Kanäle von
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Zweiphasendaten durch den Konverter 43 geteilt wird. Die nun vorhandenen zwei Signale mit jeweils zwei Phasen
werden die Zwei-PN-Sequenz in eine Vierphasensequenz umwandeln. Das Phasenzitternetzwerk 45 leitet periodisch
eine feste Verzögerung in das Taktsignal von dem PN-Zeitwiedergewinnungsschleifenkreis 48 ein, so daß an
den Anschlüssen C, und B, die Signale zittern.
Im folgenden wird auf Fig. 6 Bezug genommen, in der die Trägerwiedergewinnungsphasensperrschleife
von Fig. 2 im Detail gezeigt ist. Die Signale von dem Verstärker 40 (Fig. 2) werden an die Eingänge der
Phasendetektoren 91 und 94 angelegt. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 95 reagiert auf ein
Steuersignal von einem Detektor und Schleifenfilterkreis 96 und erzeugt ein Trägersignal für das Phasenschiebenetzwerk 93. Das Phasenschiebenetzwerk 93
liefert zwei Ausgangssignale, von denen eins um +45° phasenverschoben und das andere um -45° phasenverschoben
ist, und zwar in bezug auf die Signale des Oszillators 95, Der Phasendetektor 91 und der Phasendetektor 94 erzeugen
jeweils ein Ausgangssignal, von denen der Gleichspannungspegel eine Funktion der Phasendifferenz zwischen den
empfangenen Signalen von dem Phasenschiebenetzwerk und dem Verstärker 40 darstellt. Diese Differenzsignale
werden in dem Detektor und Schleifenfilterkreis 96 verglichen, wie im Zusammenhang mit Fig. 7 ersichtlich
ist, in der ein Teil des Detektor- und Schleifenfi1terkreises 96 gezeigt ist und der geeignet ist für den
Einsatz in der in Fig. 6 gezeigten Anordnung. Die Signale von dem Phasendetektor 91 und 94 werden jeweils
Tiefpaßfiltern 98 und 99 entsprechend zugeleitet. Der
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gefilterte Ausgang des Tiefpaßfilters 98 ist das Basisbanddatensignai, das dem Bitzeitschleifenkreis 44 und
dem Prüf- und Haltekreis 46 sowie dem Eingang des Phasendetektors 100 zugeleitet wird. Das gefilterte
Signal von dem Tiefpaßfilter 99 ist in einem Begrenzer
101 amplitudenbegrenzt worden und bildet ein Rechteckwellensignal mit einem hohen Pegel und einem niedrigen
Pegel. Der Phasendetektor 100 reagiert auf diese Rechteckwellenform durch Passieren lassen des Signals
von dem Tiefpaßfilter 98, wenn die Rechteckwelle einen
hohen Pegel aufweist und durch Invertieren und Passieren lassen des Signals von dem Tiefpaßfilter 99, wenn die
Rechteckwellenform einen niedrigen Wert aufweist. Das Ausgangssignal von dem Verstärker 100 wird dem
Schleifenfilter 102 zugeführt. Das Schleifenfilter 102 hat eine übertragungsfunktion (Impedanzcharakteristik),
durch die eine Gleichmachung der Antwort von dem Träger·? Wiedergewinnungsphasensperrkreis (Fig. 6) bewirkt wird,
so daß eine leichtere Sperrung des Signals von dem Phasenschiebenetzwerk zu dem Träger des empfangenen
Signals vom Verstärker 40 bewirkt wird. Das gleichgemachte Signal von dem Schleifenfilter 102 wird als
Steuersignal dem Oszillator 95 zugeführt.
Während einer Operation, wenn das durch den Sender 26 (Fig. 1) übertragene Signal nicht in das
Spektrum eingestreut ist und es zusammen mit einem Störsignal empfangen wird, dessen Frequenz an die
Frequenz des nicht eingestreuten PSK-Signals angepaßt
ist· wird das Störsignal wirksam eine logische Erkennung des nicht eingestreuten PSK-Signals verhindern.
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Mit Spektrumsstreuung jedoch wirkt der Korrelator 33 (Fig. 2) in der Weise, daß das Spektrum des Störsignals gespreizt wird und ein Zusammenfall des zuvor
gestreuten Spektrums des PSK-Signals bewirkt wird und daß die Energie des zusammengebrochenen PSK-Signals
ausreicht» um von dem eingestreuten Störsignal unterschieden zu werden.
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Claims (6)
1. Datenempfangsschaltung zum Empfang eines in einem Spreizspektrum übertragenen Signals, das durch die
Mischung eines die Daten enthaltenden Signals mit einem Pseudo-ZufalIssequenzsignal erzeugt wurde, das eine
größere Bandbreite als das die Daten enthaltende Signal aufweist und wobei das gemischte Signal zur Modulation
eines Trä'gersignals verwendet wird, gekennzeichnet durch einen Sequenzgenerator (35, Fig. 2), der ein
internes Pseudo-ZufalIssequenzsignal erzeugt, das mit
dem Pseudo-Zufallssequenzsignal für die genannte
Mischung korrespondiert, durch eine Korrekturschaltung
(33), in der das Signal von dem genannten Sequenzgenerator mit dem empfangenen Signal korreliert wird,
so daß das empfangene Signal in die Bandbreite des die Daten enthaltenden Signals fällt, durch ein angepaßtes
Filter (39), das auf den Ausgang der Korrelatorschaltung
reagiert und ein Zwischensignal liefert, das frei von unerwünschten Signalkomponenten 1st, durch Demodulations·
Schaltungen (44, 46), die während einer Operation mit
dem Ausgang des genannten Filters verbunden sind und dadurch das Zwischensignal demodulieren, durch Zeitsteuerschaltungen (48, 45), die auf den Ausgang des
genannten Filters reagieren und ein Steuersignal zur Steuerung des genannten Sequenzgenerators liefern,
so daß eine exakte Frequenzsynchronisation zwischen dem genannten internen Pseudo-Zufallssequenzsignal und
dem empfangenen Signal bewirkt wird.
2. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte angepaßte
Filter eine Vorrichtung 1st, die akustische Wellen erzeugt (Surface acoustic wave device).
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3. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 1 oder zum Empfang eines vierphasenübertragenen Signals,
dadurch gekennzeichnet, daß der Sequenzgenerator einen Generator (35) zum Erzeugen einer Pseudo-Zufallssequenz
von Binärsignalen enthält und ein Codierer (43) zwischen
dem genannten Generator und dem Korrelator zur Codierung der Binärsignale in ein Vierphasenpseudo-Zufailssequenzsignal angeordnet ist, und daß der
Korrelator so aufgebaut ist, daß er ein Zweiphasenausgangssignal erzeugt.
4. Datenempfangsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen
"Zitterkreis" (45), durch den periodische Verzögerungen in dem genannten Steuersignal von der Zeitsteuerschaltung eingeleitet werden, und dadurch die Phase
am Ausgang des Sequenzgenerators (35, 43) leicht osziliiert.
5. Datenempfangsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ausgang der Zeitsteuerschaltung mit einem
spannungsgesteuerten Oszillator (70) versehen ist und daß ein Hüllendetektor (60) auf den Ausgang des
angepaßten Filters (39) reagiert und ein Schwellenwertdetektor (65) feststellt, ob der Ausgang des
Hüllendetektors über einem vorbestimmten Pegel liegt, der anzeigt, ob eine exakte Synchronisation
des internen Pseudo-Zufallssequenzsignals mit dem
empfangenen Signal gegeben ist, wobei der Eingang
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zu dem spannungsgesteuerten Oszillator durch den Ausgang des Schwellenwertdetektors gesteuert wird,
und daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators und somit die Ausgangsfrequenz des Sequenzgenerators (35, 43) verändert wird, wenn der
Ausgang des Hüllendetektors unterhalb diesem vorbestimmten Pegel liegt.
6. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulationsschaltung (44) ein Steuersignal für die Zeitsteuerschaltung
(48) liefert und daß, wenn der Ausgang des Hüllendetektors (60) oberhalb eines vorbestimmten
Pegels liegt, die Eingangsspannung zu dem spannungsgesteuerten Oszillator (70) eine Funktion des
Synchronisationsgrades zwischen dem internen Pseudo-ZufalIssequenzsignal und dem empfangenen
Signal ist.
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