DE2640325C3

DE2640325C3 - Datenempfangsschaltung

Info

Publication number: DE2640325C3
Application number: DE2640325A
Authority: DE
Inventors: Alfred Thomas Anderson; Robert Stephen Largo Gordy; David Eugene Sanders
Original assignee: NCR Corp
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1975-09-08
Filing date: 1976-09-08
Publication date: 1979-03-15
Also published as: DE2640325A1; JPS5233461A; GB1510745A; CA1063677A; FR2323271A1; US4017798A; FR2323271B1; DE2640325B2

Description

Die Erfindung betrifft eine Datenempfangsschaltung zum Empfang eines in einem Spreizspektrum übertrager nen Signals, das durch die Mischung eines die Daten enthaltenden Signals mit einem Pseudo-Zufallssequenzsignal erzeugt wurde, das eine größere Bandbreite als das die Daten enthaltende Signal aufweist und wobei das gemischte Signal zur Modulation eines Trägersignals verwendet wird.

Aus »IEEE Transactions on Space Electronics and Telemetry«, 1968, März, Seiten 1 bis 8, ist ein Verzögerungssperrdiskriminator für binäre Schieberegistersequenzen bekannt, der im Zusammenhang mit Funkmeßsystemen, z. B. Radargeräten, eingesetzt werden kann. Bei solchen Systemen ist es erforderlich, daß von dem Sender eines Gerätes ein Impuls bzw. mehrere Digitalimpulse abgestrahlt wird bzw. werden, der nach einer entsprechenden Reflexion an einem Zielobjekt von dem im gleichen Gerät befindlichen Empfänger empfangen wird. Aufgabe dieses Diskriminators ist es, die Verzögerung des reflektierten und anschließend empfangenen Signals in bezug au.^f den Zeitpunkt der Abstrahüung festzustellen. Deshalb wird in einem Kreuzkorrelationsnetzwerk, das über ein Filter, einen spannungsgesteuerten Oszillator und ein Schieberegister zurückgekoppelt ist, die relative Verzögerung zwischen einem Referenzsignal und einer verzögerten Version des gestörten empfangenen Signals festgestellt.

In einem Zweiphasen-Codierungsübertragungssystem wird die Phase eines Referenzträgersignals in Abhängigkeit von der Codierung eines Datensignal verschoben. Beispielsweise wird bei der Übertragung einer binären »0« die Phase des Referenzträgersignals nicht verschoben, d. h. sie weist eine Phasenlage von 0° auf. Wird dagegen eine binäre »1« übertragen, so wird die Phase des Referenzträgersignals um 180° verschoben.

Nachdem das Trägersignal phasenmoduliert wurde, kann es über eine Übertragungsleitung oder über eine Richtfunkstrecke zu einem Empfänger gesendet werden.

Neben der Zweiphasencodierung ist es weiterhin bekannt, daß die zu übertragende Information einer Quadraturphasenmodulation (Vierphasenmodulation) unterworfen werden kann. Bei einem Quadraturphasenmodulationsübertragungssystem werden die allgemein in Form von Bitreihen vorliegenden binären Informationssignale in Baudintervalle unterteilt, das sind jeweils

'β aus zwei Bits bestehende Gruppen. Die Reihenfolge der

S in aufeinanderfolgenden Baudintervallen auftretenden

?|; Phasenwechsel werden dann zur Modulation des

Ei! Referenzträgersignals in vier Phasen verwendet

ψ Beispielsweise können die folgenden vi>;r Binärsym-

\~: bole zur Quadraturmodulation des Trägersignals ver-

[K wendet werden: 00, 01, 10 und 11. Jede der vier

|_:; unterschiedlichen Phasen des Trägersignals kann dann

zur Darstellung der vier unterschiedlichen Binärsymbo-

Ie verwendet werden. So kann der Phasenwinkel 0° die

|f Binärsymbole 00, der Phasenwinkel 90° sowie die

Phasenwinkel 180° und 270° in entsprechender Weise

S die Binärsymbole 01,11 und 10 repräsentieren.

Bei verschiedenen Übertragungsbedingungen ist es j·. notwendig, daß ein Signal erzeugt wird, das nicht

?; gestört bzw. behindert wird, d. h, es muß ein Signal

\r_ geliefert werden, das sicher ist und das nicht gestört und

;^; unterbrochen werden kann oder das nicht von

urberechtigten Empfängern empfangen werden kann.
% Die Sicherheit, die ein PSK-Signal bietet ist etwas

B begrenzt, da ein Empfänger, dessen internes Referenz-

!.v trägersignal mit dem empfangenen PSK-Signal syn-

<) chronisiert ist, in der Lage ist, das empfangene

;; PSK-Signal zu demodulieren, wenn die Datensignale

■ eintreffen. Des weiteren ist es, falls die Frequenz des

Trägersignals oder des Frequenzspektrums des Daten-

^; signals bekannt ist, verhältnismäßig einfach für einen

Störer, die Übertragung absichtlich zu unterbrechen. ; Zur Reduzierung dieser speziellen Gefahr bei der

digitalen Übertragung auf ein Minimum wurde ein jn Verfahren entwickelt, bei dem die Bandbreite des zu übertragenden Signals über einen größeren Bandbereich gestreut bzw. gespreizt wird, als dies bei dem Datensignal der Fall ist. Dazu ist es im allgemeinen erforderlich, daß eine Mischung des Datensignals mit 3^r> einer Pseudo-Zufallsfolge von Impulsen vorgenommen wird, die eine größere Bandbreite als die Bandbreite der Daten aufweisen. Das gemischte Signal wird dann zur Phasenmodulation eines Referenzträgersignals verwendet. Die Übertragung dieser Art eines gespreizten Spektrumsignals macht es außerordentlich schwierig, die Datenträgerkomponenten des zu übertragenden Signals zu bestimmen, wodurch ein wirksamer Schutz vor Störung gewährleistet ist. Um ein Spreizspektrumsignal zu empfangen, das in der vorgenannten Weise codiert ist, ist es erforderlich, daß man die spezielle Sequenz der Pseudo-Zufallssequenzfolge der Impulse kennt, welche zur Spreizung des Spektrums des Datensignals verwendet wird. Zur wirksamen Decodierung in dem Empfänger ist es erforderlich, daß ein identischer Codegenerator zur Erzeugung der Pseudo-Zufallsfolge in diesem vorhanden ist, der exakt mit der Pseudo-Zufallssequenz des Spreizspektrumsignals synchronisiert ist.

Es sind bereits zwei Veröffentlichungen bekanntgeworden, die diese Technik betreffen, und zwar sind dies: »Surface Acoustic Wave Devices And Applications« von D. P. Morgan, Ultrasonics, Mai 1973, Seiten 121 — 128 und »Surface Acoustic Wave Devices And ; Applications« von B.J. Hunsinger, Ultrasonics,

November 1973, Seiten 254 - 263.

Ea ist Aufgabe der Erfindung, ein Datenempfangssystem aufzuzeigen, das die zu übertragenden Daten in einem gespreizten Spektrum empfangen kann und das eine leistungsfähige Schaltung enthält, mit der eine b5 exakte Synchronisation der intern erzeugten Pseudo-Zufallssignale mit der Pseudo-Zufallssequenz der übertragenen Signale ermöglicht und mit der eine verbesserte Demodulation möglich ist

Die Erfindung ist gekennzeichnet durch einen Sequenzgenerator, der ein internes Pseudo-Zufallssequenzsignal erzeugt, das mit dem Pseudo-Zufallssequenzsignal für die genannte Mischung korrespondiert, durch eine Korrekturschaltung, in der das Signal von dem genannten Sequenzgenerator mit dem empfangenen Signal korreliert wird, so daß das empfangene Signal in die Bandbreite des die Daten enthaltenden Signals fällt, durch ein angepaßtes Filter, das auf den Ausgang der Korrekturschaltung reagiert und ein Zwischensignal liefert das frei von unerwünschten Signalkomponenten ist durch Demodulationsschaltungen, die während einer Operation mit dem Ausgang des genannten Filters verbunden sind und dadurch das Zwischensignal demodulieren, durch Zeitsteuerschaltungen, die auf den Ausgang des genannten Filters reagieren und ein Steuersignal zur Steuerung des genannten Sequenzgenerators liefern, so daß eine exakte Frequenzsynchronisation zwischen dem genannten internen Pseudo-Zufallssequenzsignal und dem empfangenen Signal bewirkt wird.

Vorzugsweise ist das angepaßte Filter der Datenempfangsschaltung gemäß der vorangehenden Definition eine Oberflächenakustikwellenvorrichtung. Die Verwendung einer solchen Vorrichtung bringt verschiedene Vorteile, z. B. ein niedriger Leistungsverbrauch, geringes Gewicht und verbesserte Störverhältnisse.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand eines Ausführungsbeispiels mit Hilfe der Figuren beschrieben. In diesen zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Spreizspektrummodulators, in dem die Erfindung verwendet werden kann,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

Fig.3 ein Blockschaltbild einer angepaßten Filterschaltung, die mit der erfindungsgemäßen Ausführung gemäß F i g. 2 verwendet werden kann,

Fig.4 ein Blockschaltbild eines PN-Zeitwiedergewinnungssteuerkreises, der in der erfindungsgemäßen Ausführung gemäß F i g. 2 verwendet werden kann,

Fi g. 5 ein detailliertes Blockschaltbild bestehend aus zwei Teilen, die mit der erfindungsgemäßen Ausführungsform gemäß F i g. 2 zusammenwirken,

F i g. 6 ein Blockschaltbild eines Trägerwiedergewinnungsphasensperrkreises, der in der Ausführungsform gemäß F i g. 2 verwendet wird,

F i g. 7 ein Blockschaltbild eines Teiles der Trägerwiedergewinnungsphasensperrschleife gemäß F i g. 6,

F i g. 8a bis 8g Wellenformen, die an bestimmten Punkten der Vorrichtung gemäß F i g. 3 auftreten,

F i g. 9 Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Ausführungsform gemäß F i g. 2 und

F i g. 10a bis 101 Wellenformen, die in der Anordnung gemäß F i g. 4 auftreten.

In dem in Fig. 1 gezeigten Blockschaltbild ist der Modulationsteil des Datenmodulationsübertragungssystems enthalten, der zur Erzeugung eines zu empfangenden Signals durch die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Dieses Übertragungssystem codiert ein Informationssignal in ein spezielles Format und verwendet das codierte Informationssignal zur Spektrumspreizung eines Trägersignals. Ein PN-Sequtr.zgenerator 10 spricht auf ein Taktsignal auf der Leitung 11 an und liefert eine Pseudo-Zufallsbinärbitfolge aus Impulsen, die an einen Codierer 12 angelegt werden. Der PN-Sequenzgenerator 10 kann beispiels-

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weise aus einem mehrstufigen Schieberegister bestehen, in dem zwischen ausgewählten Stufen Rückkopplungen vorgesehen sind Das Taktsignal steuert die Verschiebung der Impulse durch die Stufen des Schieberegisters. Die Pseudo-Zufallsbinärbitimpulsfolge wird üblicher- '> weise von der leizien Stufe des Schieberegisters abgenommen.

!n einem Einkanaiphasenverschiebemodulationssystem wird ein Binärsignal einen Phasenmodulator in zwei Phasen steuern, und zwar eine Phase für eine i< > binäre »0« und die die andere Phase für eine binäre »1«. Somit ist die Sequenz der Impulse von dein PN-Se quer.zgenerator 10 bezüglich der Funktion in zwei Phasen aufgeteilt. Die spezielle Sequenz der Bits, die von dem PN-Sequenzgenerator erzeugt werden, versorgt den Sender mit einer speziellen, eigenen Kennzeichnung, d. h„ ein Empfänger wird nicht in der Lage sein, ein Datensignal zu demodulieren, das mit dem Kennzeichnungssignal gemischt ist, es sei denn, dem Empfänger ist dieses Kennzeichnungssignal bekannt.

Der Codierer 12 wandelt die Zweiphasenpseudo-Zufallsbinärimpulsfolge in eine Vierphasenpseudo-Sequenzfolge um. Dies geschieht dadurch, daß jedes geradzahlig positionierte Bit von der Pseudo-Zufallsfolge am Anschluß B und jedes ungradzahlig positionierte 2^ Bit am Anschluß C auftritt. Das am Anschluß B auftretende Signal wird somit ein Binärsignal sein, das Bits darstellt, die geradzahlige Bits der Pseudo-Zufallsfolge sind, während das Signal am Anschluß C ein Binärsignal ist, das Bits darstellt, die ungeradzahlige Bits >') der Pseudo-Zufallssequenz sind. Diese spezielle Codiertechnik ermöglicht eine Vierphasenmodulation eines Trägersignals. Somit wird diese Codierung als Zweiphasen- zu Vierphasencodierung bezeichnet. Die (binären) Daten, die übertragen werden sollen, werden seriell '■"> über einen Anschluß 14 angelegt und einem Eingang eines EXKLUSIV-ODER-Gliedes 13 und einem Eingang ei.ies EXKLUSIV-ODER-Gliedes 15 zugeführt. Der Anschluß ßdes Codierers 12 ist mit einem Eingang des EXKLUSIV-ODER-Gliedes 13 verbunden, wäh- ·": rend der Anschluß Cdes Ausgangs des Codierers 12 mit einem Eingang des EXKLUSIV-ODER-Gliedes 15 verbunden ist. Der Ausgang des EXKLUSIV-ODER-Güedes 13 ist der getaktete (gemischte) Seriendatensignaleingang als Funktion des Signals, das am Anschluß ⁴^ B auftritt mit dem Ausgangssignal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 15, das den getakteten Seriendatensignaleingang bildet als Funktion des Signals, das am Anschluß C auftritt. Diese beiden getakteten Signale werden dazu verwendet um eine Phasenverschiebungs- ^r>" modulation eines internen Trägersignals vorzunehmen.

Ein interner Oszillator 20 liefert ein Trägersignal, das einem 90°-Hybridkreis 22 zugeführt wird. Der Hybridkreis 22 teilt das Trägersignal in zwei Signale auf, deren Phasen auf 90° und 0° in bezug auf die Phase des Trägersignals vom Oszillator 20 verschoben werden. Das 90°-Signal wird einem Eingang eines Phasenmodulators 17 zugeleitet Der Phasenmodulator 17 empfängt des weiteren ein Modulationseingangssignal als Ausgangssignal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 13. Als f>o Reaktion auf das Modulationssignal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 13 moduliert der Phasenmodulator 17 die Phase des 90°-Phasenverschiebungsträgersignals zwischen 90° und 270°, und zwar in Abhängigkeit von dem Pegel des Modulationssignals. Das 0°-Phasenverschiebungsträgersignal wird an einen Eingang des Phasenmodulators 19 mit dem Ausgangssignal von dem EXKLUSiV-ODER-Glied 15 angelegt Das Signal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 15 ibt ein Modulalionssignal, das das O°-Phasenvers,ehiebungsträgersignal zwischen 0° und 180° in Abhängigkeit von dem Pegel des Modiilationssignals moduliert. Das pLasenmodtilier te Ausgangssignal von dein Phasenmodulator 17 wird mit dem phasenmodulierten Ausgangssignal des Phasenmodulators 19 in dem Summierkreis 23 zusammengefaßt, wodurch ein vierphasencodiertes Phasenverschiebemodulationssignai entsteht. Der Summierkreis 23 wird zur Erzeugung einer Spannung verwendet, die proportional zu der Summe von verschiedenen Einfcdugsspannungen ist. F.in Summierverstärker der Art, wie er in dem Aufsatz »Electronic Analog Computers« von Korn und Korn, McGraw Hill, 1952, Seite 14, beschrieben ist, kann als Summierkreis 23 verwendet werden. Das vierphasen-PSK-rnodulierte Trägersignal von dem Summierkreis 23 wird einem Anpaßfilter 25 zugeleitet, das außerhalb des Frequenzbandes liegende Signalkomponenten ausfiltert. Das Ausgangssignal von dem Anpaßfilter 25 wird dann einem Sendeteil 26 zur Übertragung über eine Übertragungsleitung zu einem Empfänger zugeleitet.

Es wird also eine Pseudo-Zufallsbitfolge nach dem Vierphasenprinzip codiert, um ein Breitbandsignal zu erzeugen, das mit einem verhältnismäßig schmalbandigen Digitaldatensignal kombiniert wird, um Modulationssignale zu bilden. Die Modulationssignale werden einem Vierphasenmodulator zugeleitet, in dem ein Trägersignal durch Phasenverschiebung moduliert wird, so daß ein Spreizspektrumsignal entsteht, das eine große Bandbreite und eine geringe Energiedichte aufweist.

Zur Wiedergewinnung des schmalbandigen Digitalsignals aus dem empfangenen Spreizspektrumsignal wird eine Korrelation zwischen der exakten Nachbildung des breitbandmodulierten Signals und dem empfangenen Spreizspektrumsignal gefordert. Dies wird gemäß der Erfindung erreicht, indem im Empfänger Vorrichtungen verwendet werden, die ein angepaßtes Filter aufweisen. Unter einem derartigen Filter wird in diesem Zusammenhang ein Filter verstanden, das eine Übertragungsfunktion aufweist, die eine komplexe Konjugation des Spektrums von dem Signal ist, an das es angepaßt ist.

Im folgenden wird auf F i g. 2 Bezug genommen, in der ein Empfänger 30 gezeigt ist, der ein moduliertes Vierphasenbreitbandsignal (z. B. von dem Sender 26 von Fig. 1) empfängt, wobei dies einem Bandpaßfilter 31 zugeleitet wird. Das Bandpaßfilter entfernt jene unerwünschten Signalkomponenten, die außerhalb des interessierenden Frequenzbandes liegen. Das Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter 31 wird einem Korrelator 33 zugeführt, worin die Bandbreitengröße des empfangenen Signals am kleinsten ist. In dem Korrelator 33 wird ein 90°-Hybridkreis 32 das empfangene PSK vierphasenmodulierte Breitbandsignal in zwei identische Signale aufteilen, von denen das eine um 90° phasenverschoben in bezug auf das empfangene Signal und das andere 0° phasenverschoben ist Das um 0° phasenverschobene Signal wird dem Eingang eines Phasendetektors 34 zugeführt Das 90° phasenverschobene Signal gelangt an den Eingang eines Phasendetektors 36. Der Phasendetektor 34 erhält des weiteren ein Demodulationssignal über einen Anschluß B\ von einem Zweiphasen- zu Vierphasenkonverter 43. Der Phasendetektor 36 erhält des weiteren ein Demodulationssignal über den Anschluß Q ebenfalls von dem Zweiphasen- zu Vierphasenkonverter 43. Jeder

der Phasendetektoren erzeugt ein Ausgangssignal, das jeweils eine Funktion der Phasenkorrelation zwischen den an ihren Eingängen angelegten Signalen ist. Der Zweiphasen- zu Vierphasonkonverler 43 empfängt ein Pseudo-Zufallsbinärbitsequenzsignal, das von einem PN-Generator 35 erzeugt wird. Die Sequenz, die von dem Generator 35 erzeugt wird, ist identisch mit der Sequenz, die von dom PN-Sequenzgenerator 10 in dem Spektrumspreizkreis gemäß Fig. 1 erzeugt wird. Die Ausgangssignale von den Phasendetektoren 34 und 36 werden in einem Summierkreis 38 zusammengefaßt, um ein Zweiphasenschmalbandzwischenfrequenzsignal zu erzeugen, das anschließend einem Bandpaßfilter 37 zugeleitet wird und in dem unerwünschte Signalkomponenten, die außerhalb des Bandpasses liegen, entfernt sind. Das Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter bzw. -verstärker 37 wird einem angepaßten Filter 39 zugeleitet. Das Filter 39 ist so ausgelegt, daß es eine Eingangsimpulsempfindlichkeit aufweist, die zeitumgekehrt zu dem übertragenen Basisbandsignal ist. Das Ausgangssignal von dem Filter 39 wird dann einem Verstärker 40 zugeleitet, von dem das verstärkte Signal zu einem PN-Zeitwiedergewinnungskreis 48 und zu einem Trägerwiedergewinnungsphasensperrkreis 42 geführt wird. Die Basisbanddatensignale von dem Trägerwiedergewinnungsphasensperrkreis werden direkt einer Bitzeitschleife 44 und einem Prüf- und Haltekreis 46 zugeleitet. Das Ausgangssignal des Bitzeitkreises 44 ist eine Funktion der Bitzeit und steuert die Prüfzeit des Prüf- und Haltekreises 46. Es wird ebenfalls dem PN-Zeitwiedergewinnungskreis 48 zugeleitet, um ein Synchronisationssignal zum Ableiten eines PN-Zeitsignals zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Prüf- und Haltekreises 46 an dem Anschluß 49 ist das wiedergewonnene Datensignal.

Die PN-Zeitwiedergewinnungsschleife 48 erzeugt ein Zeit- oder Taktsignal auf der Leitung 103, das direkt dem internen PN-Sequenzgenerator 35 zugeführt wird, so daß eine Synchronisation der intern erzeugten PN-Sequenz mit der Sequenz in dem empfangenen Vierphasen-PSK-Breitbandsignal erzielt wird und so daß dem Korrelator 33 ein exaktes Demodulationssignal zugeführt werden kann. Das Taktsignal auf der Leitung 103 wird ebenfalls einem Phasenschwankkreis 45 zugeleitet, der zusätzlich über die Leitung 104 ein Steuersignal von einem anderen Teil des PN-Zeitwiedergewinnungskreises 48 enthält und der auf diese Takt- und Steuersignale so reagiert, daß ein »Zittern« der internen PN-Sequenz erfolgt und die PN-Zeitwiedergewinnungsschleife in der Lage ist, eine exakte Erkennung der Phase der PN-Sequenz durchzuführen. Der Ausdruck »Zittern« wird in diesem Zusammenhang für eine Signalbedingung verwendet, bei der ein Signal etwas um eine gesperrte Position oder um eine Nullposition schwankt

In Fig.3 ist ein bevorzugter Kreis von einem angepaßten Filter 39 gemäß F i g. 2 dargestellt, in dem eine Anzahl von akustischen Oberflächenvorrichtungen verwendet werden. Das hier beschriebene System erfordert eine Impulsreaktion von 100 Mikrosekunden Dauer bei einem 70-MHz-Hochfrequenzträgersignal. Die speziell verwendete Anordnung ist hier so aufgebaut, daß die Länge des Fortpflanzungspfades in fünf Teile aufgeteilt ist, von denen jeder 20 Mikrosekün den verzögert Die erste Anordnung ist eine Oberflächenwellenverzögerungsleitung51 mit Abgriffen, an die das von dem Bandpaßverstärker 37 empfangene Signal angelegt wird. Das Ausgangssignal von der Verzöge

rungsleitung 51 wird vier seriell angeordneten miteinander verbundenen Verzögerungsleitungen (FDL) zugeleitet, die mit FDL 1 bis FDL 4 bezeichnet sind. Die Ausgangssignale von der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung 51 und jeweils von den festen Verzögerungsleitungen werden über Stromverstärker I\ bis /₅ mit einer Ausgangsleitung 57 verbunden. Die Verstärker A 1, A 2, A 3, A 4 und A 5 sind zwischen aufeinanderfolgende Verzögerungsleitungen angeordnet und kompensieren die jeweils in den Verzögerungsleitungen auftretenden Verluste.

Das Verhältnis der Wellenformen am Eingang dieses angepaßten Filters, der Ausgang an jedem Verstärker A 1 bis A 5 und die Signale auf der Ausgangsleitung 57 des angepaßten Filters sind in den Fig.8a bis 8g dargestellt.

In Fig.8a ist ein kontinuierlicher Energiestoß dargestellt, der an die Oberflächenwellenverzögerungsleitung 51 angelegt wird, in der eine Verzögerung von 20 Mikrosekünden zwischen den jeweiligen Abgriffen erfolgt. Die an den jeweiligen Ausgängen der Verstärker A\ bis A 5 auftretenden Signale sind in Fig.8b bis 8f gezeigt. Die Zusammenfassung aller Verstärkerausgänge auf der Leitung 57 sind in Fig.8g gezeigt, wodurch die Reaktion der Gesamtleitung 51 auf den 100 MikroSekunden langen Impuls gezeigt ist. Eine detailliertere Beschreibung eines derartigen angepaßten Filters kann in der Veröffentlichung »Cascaded SAW Matched Filter« von R. S. Gordy et al„ 1974 Ultrasonics Symposium Proceedings. IEE catalogue 74 CHO 896-ISU, Seiten 386 -388 nachgelesen werden.

In Fig.4 ist eine bevorzugte Schaltung für die PN-Zeitwiedergewinnungsschleife 48 in F i g. 2 dargestellt, in der die Taktierung der internen PN-Sequenz in bezug auf die empfangene PN-Sequenz, wie es für die Wiedergewinnung der Daten- PSK-Signa-Ie erforderlich ist, auf ± 1 Baud gebracht wird. In F i g. 9 ist dieses Verhältnis der Amplitude des Umhüllungssignals dargestellt, die im wesentlichen abnimmt wie die Phasendifferenz zwischen der internen PN-Sequenz und der empfangenen PN-Sequenz ansteigt in Richtung ± 1 Baudperiode. Ein Umhüllungsdetektor 60 ist vorgesehen, um das Signal von dem Ausgang des Verstärkers 40 zu empfangen und um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine Funktion der Umhüllung des empfangenen Signals ist. Das Ausgangsumhüliungssignal wird einem Anpaßfilter 61 zugeleitet in dem außerhalb des Bandpasses des Filters liegende Frequenzkomponenten eliminiert werden. Gleichzeitig wird es einem Verstärker 72 zugeleitet für Zwecke, die später noch im einzelnen beschrieben werden. Das gefilterte Signal vom Filter 61 wird durch einen Gleichrichter 62 gleichgerichtet Das gleichgerichtete Signal von dem Gleichrichter 62 wird durch ein Tiefpaßfilter 64 gefiltert, wodurch ein Gleichspannungssignal entsteht das verhältnismäßig frei von Hochfrequenzsignalkomponenten ist Ein Schwellenwertdetektor 65 liefert ein Steuerausgangssignal an einen FET-Schalter 66, wenn der Pegel des Gleichspannungssignals von dem Tiefpaßfilter 64 oberhalb einem vorbestimmten Pegel liegt Ein Anschluß Edes Schalters 66 ist unter Steuerung des Schwellenwertdetektors 65 mit einem Anschluß G verbunden. Der vorbestimmte Pegel wird so festgelegt daß beim Erreichen des gleichen Pegels in dem Gleichrichter 62, dessen Pegel auftritt, wenn die interne PN-Sequenz innerhalb einer Baudperiode der empfangenen PN-Sequenz liegt, der Schwellenwertdetektor das geforderte Schalterbetä .igungssignal liefert Wenn der FET-Schalter 66 mit dem

Anschluß G verbunden ist, wird das Signal von dem Hüllendetektor 60 einem Verstärker 72 und dem zugeordneten Netzwerk über einen Anschluß E zugeführt, um einen spannungsgesteuerten Oszillator 70 (VCO) zu steuern. Der Oszillator 70 erzeugt ein Rechteckwellensignal (Takt), deren Frequenz eine Funktion des Pegels der an ihn angelegten Spannung ist.

Das dem Verstärker 72 zugeordnete Netzwerk enthält einen FET-Schalter 73, der so aufgebaut ist, daß die Signale von dem Verstärker 72 entweder dem to Anschluß H am Eingang des Summierkreises 75 oder dem Anschluß / am Eingang des Inverters 74 und somit dem Summierkreis 75 oder einem offenen Anschluß N zugeführt werden.

Das Ausgangssignal von dem Summierkreis 75 wird einem Kompensationsschleifenfilter 76 zugeführt, das so aufgebaut ist, daß eine geschlossene stabile Schleife in dem System gebildet wird. Das Ausgangssignal von dem Schleifenfilter 76 gelangt an den Anschluß G des FET-Schalters 66.

Der Anschluß F des FET-Schalters 66 ist mit einem Potentiometer 68 verbunden, mit dem eine spezielle Gleichspannung eingestellt werden kann, so daß ein beschleunigter Wechsel im Oszillatorausgangssignal möglich ist. Der Anschluß E des FET-Schalters 66 liegt am Eingang des Oszillators 70, wodurch ermöglicht wird, daß entweder von dem Anschluß F oder von dem Anschluß G Spannung an den Oszillator angelegt wird. Das Taktausgangssignal des Oszillators 70 wird über die Leitung 103 dem »Phasenzitterkreis« 45 zugeführt und an den Takteingang des PN-Generators 35 angelegt.

Die Arbeitsweise des FET-Schalters 73 wird durch das Signal gesteuert, das von dem Bitzeitschleifenkreis 44 (F i g. 2) erzeugt wird und das mit der Datenrate des empfangenen PSK-trägermodulierten Signals korrespondiert. Dieses Zeitschleifensignal, dessen Wellenform in Fi g. 10a gezeigt ist, wird einem Eingang eines Viererteilers 78 zugeführt. An ein NOR-Glied 79 wird an einen Eingang das Zeitschleifensignal angelegt. Das NOR-Glied 79 empfängt ebenfalls an einem Eingang to vom Kreis 78 das »Nichtkomplement« des Signals, das mit der Zeitschleifenratenteilung vier korrespondiert. Ein NOR-Glied 80 erhält ebenfalls das Zeitschleifensignal an einem Eingang und empfängt an seinem anderen Eingang das Komplement des Zeitschleifensignals geteilt durch vier von dem Kreis 78. Das Komplementsignal von dem Geteilt-durch-vier-Kreis, dessen Wellenform in Fig. 10b gezeigt ist, wird ebenfalls über die Leitung 104 gegeben und dient als Steuersignal für den Phasenzitterkreis 45 (F i g. 2). Die Ausgangssignale von den NOR-Gliedern 79 und 80, dessen Wellenformen in F i g. 10c und 1Od gezeigt sind, treiben einen monostabilen Multivibrator 79a und 80a an, der einen schmalen Impuls für jede positive Kante am Eingangssignal aussendet, die er empfängt, wodurch die Wellenformen gemäß F i g. 1Oe und 1Of entstehen. Ein Vergleich der in F i g. 10c und 1Oe gezeigten Wellenformen zeigt, daß die positiven Führungskanten aller Impulse in Fig. 10c einen schmalen Impuls am Ausgang des monostabilen Multivibrators entstehen lassen, wie aus Fig. 1Oe «· ersichtlich ist Das gleiche gilt für den Vergleich der Impulse gemäß Fig. 1Od mit den Impulsen gemäß Fig. 1Of. Die Ausgangsimpulse des monostabilen Multivibrators 79a setzen den FET-Schalter 73 auf den Anschluß H und die Ausgangsimpulse von dem monostabilen Multivibrator 80a setzen den FET-Schalter auf den Anschluß /.

Während einer Operation, wenn das Taktsignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator 70 den PN-Generator 35 wirksam macht mit einer Geschwindigkeit, die synchronisiert ist mit der PN-Sequenz, die in dem PSK-Signal enthalten ist, liegt der Pegel des von dem Schwellenwertdetektor 65 detektierten Signals auf einer solchen Höhe, daß der FET-Schalter 66 auf dem Anschluß G gesetzt wird. Diese Stellung wird als Sperrposition betrachtet, und die Signale von dem Hüllkurvendetektor 60 (s. Wellenform von Fig. 10g) passieren den Verstärker 72, den Schalter 73, das Summiernetzwerk 75, und das Schleifenfilter 76 wird dann das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 70 steuern. In dieser Sperrposition trennt der FET-Schalter 73 die Amplitudenunterschiede, die durch Schwankungen (Zittern) der internen PN-Sequenz entstehen, in zwei Signale, die an den Anschlüssen Hund / des FET-Schalters 73 entstehen. Das Signal am Anschluß H weist eine Amplitude auf, die durch das in einer Richtung zitternde interne PN-Signal bestimmt wird, während die Amplitude des Signals am Anschluß / bestimmt wird durch das interne PN-Signal, das in die entgegengesetzte Richtung schwankt, und die Spannungsdifferenz der Signale an den Anschlüssen H und / erscheint am Ausgang des Summiernetzwerkes 75. Diese Spannungsdifferenz wird in dem Schleifenfilter 66 geglättet, und die geglättete Spannung gelangt an den spannungsgesteuerten Oszillator 70 über eine Steuerleitung und die Anschlüsse G und E des Schalters 66 mit einer Frequenz, durch die ein jeglicher Phasenfehler zwischen dem internen und dem empfangenen PN-Sequenzsignal korrigiert wird. Mit anderen Worten, der einzige Wechsel, der in dem geschlossenen Pfad auftritt, verläuft von dem Hüllendetektor 60 zum spannungsgesteuerten Oszillator 70 und tritt auf, wenn der Inverter 74 durch den im geschlossenen Pfad liegenden FET-Schalter 73 ein- und ausgeschaltet wird. Deshalb wird angezeigt, daß, wenn die Amplitude des Signals vom Verstärker 40 gleichmäßig ist, die Phasendifferenz zwischen der empfangenen PN-Sequenz und der intern erzeugten PN-Sequenz Null ist und im wesentlichen gleiche Signalspannungen von dem Verstärker 72 an den Anschlüssen H und / des Schalters 73 empfangen werden, wenn der Schalter 73 an die Multivibratoren 79a und 80a an- und von diesen abgeschaltet werden, wie aus den F i g. 1Oe und 10g zu entnehmen ist. Jedoch werden die Signale vom Anschluß / durch den Inverter 74 invertiert, so daß der Summierkreis 75 tatsächlich ein Signal feststellen kann, welches symmetrisch um einen Null-Bezugspunkt alterniert, und zwar mit einer Geschwindigkeit, die durch die Umschaltgeschwindigkeit des FET-Schalters 73 bestimmt wird. Die Umschaltgeschwindigkeit wird gleichmäßig sein infolge der Gleichmäßigkeit des Signals von dem Bitzeitschleifenkreis 44, so daß das Durchschnittssignal am Summierkreis 75 Null ist und der spannungsgesteuerte Oszillator 70 ein Nullpegelsignal an seinem Eingang erhält und somit sein Ausgangssignal unverändert läßt

Die Wellenform in Fig. 10h zeigt Unregelmäßigkeiten in der Amplitude des Signals von dem Verstärker 40 und 72, die infolge eines geringfügigen Phasenfehlers hervorgerufen wurden. Als Ergebnis dieses Phasenfehlers werden an den Anschlüssen Hund /des Schalters 73 unterschiedliche Spannungssignale von dem Verstärker 72 empfangen, wie aus der Wellenform gemäß F i g. 1Oe, 1Of, 10h zu entnehmen ist und was in F i g. 1Oi angezeigt ist, wo die Amplituden der nach negativ gehenden Impulse kleiner sind als die Amplituden der nach positiv gehenden Impulse. Eine Einebnung dieser Impulse in

dem Schleifenfilter 76 bringt ein positives Signal, das den spannungsgesteuerten Oszillator in eine Richtung treibt, durch die der Phasenfehler ausgeglichen wird. Jedoch kann der Phasenfehler auf einen Punkt ansteigen, wo, wie unter Bezugnahme auf Fig. 9 hervorgeht, die Phasenunterschiede zwischen der internen PN-Folge und der empfangenen PN-Folge die Amplitude der eingehüllten detektierten Wellenform unter einen vorbestimmten Pegel abfällt und den Schwellenwertdetektor 65 setzt. In diesem Fall wird die Sperrung vollständig verloren und der FET-Schalter wird kein Signal von ausreichender Größe von dem Schwellenwertdetektor 65 erhalten und der Anschluß E wird deshalb auf eine Stellung geschaltet, die am Anschluß Fangedeutet ist. Bei dieser Stellung wird die von dem Potentiometer 68 gelieferte Gleichspannung von dem FET-Schalter 66 an den Eingang des Oszillators 70 angelegt, wodurch bewirkt wird, daß der Oszillator seine Frequenz ändert, wodurch wiederum über die Leitung 103 bewirkt wird, daß der PN-Generator 3S seine Ausgangsrate ändert, um festzustellen, welche Phasenbeziehung eine Aktivierung des Schwellenwertdetektors möglich macht.

Im folgenden wird auf Fig.5 Bezug genommen, in der der Phasenzitterkreis 45 und die Zweiphasen-Vierteilerumsetzerkreise 43 gezeigt sind. Das Taktsignal von dem PN-Zeitwiedergewinnungsschleifenkreis 48 wird über die Leitung 103 an den Anschluß K des FET-Schalters 82 angelegt. Der Anschluß K wird abwechselnd zwischen den Anschlüssen L und M hin und her geschaltet mit Hilfe des Steuersignals von dem PN-Wiedergewinnungsschleifenkreis 48, und zwar über die Leitung 104. Der Anschluß L des FET-Schalters 82 ist mit einem Eingang eines OR-Gliedes 84 verbunden. Der Anschluß M liegt über eine feste Verzögerungsan-Ordnung 83 am anderen Eingang des OR-Gliedes 84. Der Ausgang des OR-Gliedes 84 ist zu dem Taktanschluß T eines D-Flipflops 86 geführt. Der Q^ Ausgang des Flipflops 86 ist zurückgeführt zu dem D-Eingang und liegt ebenfalls am Takteingang Tdes D-Flipflops 88. Der Q-Ausgang des Flipflops 86 ist mit dem Takteingangsanschluß T des Flipflops 87 verbunden. Der D-Eingang des Flipflops 87 und des Flipflops 88 werden mit dem Ausgang des PN-Generators 35 verbunden. In einem D-Typ-Flipflop erscheint das am Eingang D auftretende Signal am Q-Ausgang, nachdem eine spezielle Taktbedingung auftritt und bleibt an diesem (^-Ausgang, bis der nächste ähnliche Taktübergang erscheint In der Tat wird das Signal von dem PN-Generator 35 abwechselnd getaktet an die Ausgangsanschlüsse, die mit Ci und ßi bezeichnet sind, so daß die Zweiphasen-PN-Sequenz in zwei separate Kanäle von Zweiphasendaten durch den Konverter 43 geteilt wird. Die nun vorhandenen zwei Signale mit jeweils zwei Phasen werden die Zwei-PN-Sequenz in eine Vierphasensequenz umwandeln. Das Phasenzitternetzwerk 45 leitet periodisch eine feste Verzögerung in das Taktsignal von dem PN-Zeitwiedergewinnungsschleifenkreis 48 ein, so daß an den Anschlüssen Ci und B\ die Signale zittern.

Im folgenden wird auf Fig.6 Bezug genommen, in der die Trägerwiedergewinnungsphasensperrschleife von Fig.2 im Detail gezeigt ist. Die Signale von dem Verstärker 40 (Fig. 2) werden an die Eingänge der Phasendetektoren 91 und 94 angelegt. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 95 reagiert auf ein Siauersignal von einem Detektor und Schleifenfilterkreis 96 und erzeugt ein Trägersignal für das Phasenschiebenetzwerk 93. Das Phasenschiebenetzwerk 93 liefert zwei Ausgangssignale, von denen eines um -M5° phasenverschoben und das andere um —45° phasenverschoben ist, und zwar in bezug auf die Signale des Oszillators 95. Der Phasendetektor 91 und der Phasendetektor 94 erzeugen jeweils ein Ausgangssignal, von denen der Gleichspannungspegel eine Funktion der Phasendifferenz zwischen den empfangenen Signalen von dem Phasenschiebenetzwerk 93 und dem Verstärker 40 darstellt. Diese Differenzsignale werden in dem Detektor und Schleifenfilterkreis % verglichen, wie im Zusammenhang mil F i g. 7 ersichtlich ist, in der ein Teil des Detektor- und Schleifenfilterkreises 96 gezeigt ist und der geeignet ist für den Einsatz in der in F i g. 6 gezeigten Anordnung. Die Signale von dem Phasendetektor 91 und 94 werden jeweils Tiefpaßfiltern 98 und 99 entsprechend zugeleitet. Der gefilterte Ausgang des Tiefpaßfilters 98 ist das Basisbanddatensignal, das dem Bitzeitschleifenkreis 44 und dem Prüf- und Haltekreis 46 sowie dem Eingang des Phasendetektors 100 zugeleitet wird. Das gefilterte Signal von dem Tiefpaßfilter 99 ist in einem Begrenzer 101 amplitudenbegrenzt worden und bildet ein Rechteckwellensignal mit einem hohen Pegel und einem niedrigen Pegel. Der Phasendetektor 100 reagiert auf diese Rechteckwellenform durch Passierenlassen des Signals von dem Tiefpaßfilter 98, wenn die Rechteckwelle einen hohen Pegel aufweist, und durch Invertieren und Passierenlassen des Signais von dem Tiefpaßfilter 99, wenn die Rechteckwellenform einen niedrigen Wert aufweist. Das Ausgangssignal von dem Verstärker 100 wird dem Schleifenfilter 102 zugeführt. Das Schleifenfilter 102 hat eine Übertragungsfunktion (Impedanzcharakteristik), durch die eine Gleichmachung der Antwort von dem Trägerwiedergewinnungsphasensperrkreis (Fig.6) bewirkt wird, so daß eine leichtere Sperrung des Signals von dem Phasenschiebenetzwerk zu dem Träger des empfangenen Signals vom Verstärker 40 bewirkt wird. Das gleichgemachte Signal von dem Schleifenfilter 102 wird als Steuersignal dem Oszillator 95 zugeführt.

Während einer Operation, wenn das durch den Sender (Fig. 1) übertragene Signal nicht in das Spektrum eingestreut ist und es zusammen mit einem Störsignal empfangen wird, dessen Frequenz an die Frequenz des nichteingestreuten PSK-Signals angepaßt ist, wird das Störsignal wirksam eine logische Erkennung des nichteingestreuten PSK-Signals verhindern. Mit Spektrumstreuung jedoch wirkt der Korrelator 33 (F i g. 2) in der Weise, daß das Spektrum des Störsignals gespreizt wird und ein Zusammenfall des zuvor gestreuten Spektrums des PSK-Signals bewirkt wird und daß die Energie des zusammengebrochenen PSK-Signals ausreicht, um von dem eingestreuten Störsignal unterschieden zu werden.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Datenempfangsschaltung zum Empfang eines in einem Spreizspektrum übertragenen Signals, das durch die Mischung eines die Daten enthaltenden Signals mit einem Pseudo-Zufallssequenzsignal erzeugt wurde, das eine größere Bandbreite als das die Daten enthaltende Signal aufweist und wobei das gemischte Signal zur Modulation eines Trägersignals verwendet wird, gekennzeichnet durch einen Sequenzgenerator (35, F i g. 2), der ein internes Pseudo-Zufallsequenzsignal erzeugt, das mit dem Pseudo-Zufallssequenzsignal für die genannte Mischung korrespondiert, durch eine Korrelatorschaltung (33), in der das Signal von dem genannten Sequenzgenerator mit dem empfangenen Signal korreliert wird, so da3 das empfangene Signal in die Bandbreite des die Daten enthaltenden Signals fällt, durch ein angepaßtes Filter (39), das auf den Ausgang der Korrelatorschaitung reagiert und ein Zwischensignal liefert, das frei von unerwünschten Signalkomponenten ist, durch Demodulationsschaltungen (44, 46), die während einer Operation mit dem Ausgang des genannten Filters verbunden sind und dadurch das Zwischensignal demodulieren, durch Zeitsteuerschaltungen (48, 45), die auf den Ausgang des genannten Filters reagieren und ein Steuersignal zur Steuerung des genannten Sequenzgenerators liefern, so daß eine exakte Frequenzsynchronisation zwischen dem genannten internen Pseudo-Zufallssequenzsignal und dem empfangenen Signal bewirkt wird.

2. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte angepaßte Filter eine Vorrichtung ist, die akustische Wellen erzeugt.

3. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 1 oder 2 zum Empfang eines vierphasenübertragenen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß der Sequenz- *o generator einen Generator (35) zum Erzeugen einer Pseudo-Zufallssequenz von Binärsignalen enthält und ein Codierer (43) zwischen dem genannten Generator und dem Korrelator zur Codierung der Binärsignale in ein Vierphasenpseudo-Zufallsse- ^ quenzsignal angeordnet ist und daß der Korrelator so aufgebaut ist, daß er ein Zweiphasenausgangssignal erzeugt.

4. Datenempfangsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen »Zitterkreis« (45), durch den periodische Verzögerungen in dem genannten Steuersignal von der Zeitsteuerschaltung eingeleitet werden, und dadurch die Phase am Ausgang des Sequenzgenerators (35,43) leicht oszilliert.

5. Datenempfangsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Zeitsteuerschaltung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (70) versehen ist und daß ein Hüllendetektor (60) auf den ⁶« Ausgang des angepaßten Filters (39) reagiert und ein Schwellenwertdetektor (65) feststellt, ob der Ausgang des Hüllendetektors über einem vorbestimmten Pegel liegt, der anzeigt, ob eine exakte Synchronisation des internen Pseudo-Zufallssequenzsignals mit dem empfangenen Signal gegeben ist, wobei der Eingang zu dem spannungsgesteuerten Oszillator durch den Ausgang des Schwellenwertdetektors gesteuert wird, und daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators und somit die Ausgangsfrequenz des Sequenzgenerators (35, 43) verändert wird, wenn der Ausgang des Hüllendetektors unterhalb diesem vorbestimmten Pegel liegt

6. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulationsschaltung (44) ein Steuersignal für die Zeitsteuerschaltung (48) liefert und daß, wenn der Ausgang des Hüllendetektors (60) oberhalb eines vorbestimmten Pegels liegt, die Eingangsspannung zu dem spannungsgesteuerten Oszillator (70) eine Funktion des Synchronisationsgrades zwischen dem internen Pseudo-Zufallssequenzsignal und dem empfangenen Signal ist.