DE2721850A1

DE2721850A1 - Filter- und demodulationsanordnung

Info

Publication number: DE2721850A1
Application number: DE19772721850
Authority: DE
Inventors: Rudolf Alexander Van Doorn; Hendrik Arie Van Essen; Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-05-28
Filing date: 1977-05-14
Publication date: 1977-12-08
Also published as: AU514328B2; FR2361772A1; JPS52146156A; SE413273B; BE855101A; NL175575C; US4130806A; SE7706093L; NL7605726A; FR2361772B1; NL175575B; CA1089028A; DE2721850C2; AU2548577A; GB1529544A

Description

PHN 8k14 Brom/CB 1.4.1977

Filter— und Demodulationsanordnung.

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Filtern und Demodulieren von Bandpassignalen, die durch Modulation eines Trägers mit einem Basisbandsignal, das in der Bandbreite auf eine gegebene maximale Frequenz begrenzt iab, erhalten worden sind, welche Anordnung mit Mitteln zum Filtern der Bandpassignale entsprechend einer ersten und einer zweiten Bandpasskennlinie zum Erzeugen erster und zweiter gefilterter Bandpassignale versehen ist, welche

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Bandpasskennlinien abgesehen von ihrer asymmetrischen Verzerrung, in bezug auf die zentrale Frequenz um 90° phasenverschobene Darstellungen voneinander sind, weiter mit Mitteln zum Demodulieren der ersten und zweiten gefilterten Bandpassignale mit einem normalphasi- gen Träger und einem Quadraturträger zum Erzeugen erster und zweiter demodulierter Signale und mit Mitteln zum Kombinieren der ersten und zweiten demodulierten Signale. J

Bei Übertragung von Information auf elektromagnetischem Wege wird sendeseitig oft ein Träger moduliert, und zwar zum Erhalten eines Bandpassignals, das an die Eigenschaften der Übertragungsstrecke gut angepasst ist. Empfangsseitig wird das der Ubertragungsstrecke entnommene Signal demoduliert, nachdem von der Ubertragungsstrecke herrührende unerwünschte Signalanteile mittels eines Bandpassfilters (des sogenannten Vormodulationsfilters) unterdrückt worden sind. Unerwünschte Signalanteile, die beim Demodulationsprozess entstehen, werden oft mittels eines Tiefpassfilters (des sogenannten Nachmodulationsfilters) unterdrückt.

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Die Erfindung ist hervorgegangen aus Untersuchungen auf dem Gebiete eines 2400 Baud-AM-Modems zur Übertragung von Datensignalen, ist jedoch nicht darauf beschränkt, da dieselben Grundlagen für andere Datengeschwindigkeiten, für andersartige inforniationtragende Signale und für andere Modulationsmethoden wie Restseitenband-, Phasen- und Quadraturmodulation angewandt werden können. Obschon nachstehend von diesem 2400 Baud-AM-Modem die Rede sein wird, soll dies nicht als eine Beschrankung dei' Anwendungsmöglichkeiten der Grundlagen nach der Erfindung betrachtet werden.

Beschreibung des Standes der Technik

Aus der U.S. Patentschrift 3-753.115 ist eine eingangs genannte Anordnung bekannt. Insbesondere wird mittels zweier transversaler Vormodulationsfilter und zweier analoger Modulatoren der Einfluss derjenigen Verzerrung in der Ubertragungskennlinie dieser Vormodulationsfilter ruckgängig gemacht, die durch eine Beschränkung der Dauer der Stossantwort dieser Filter verursacht wird und in bezug auf die zentrale Frequenz dieser Filter asymmetrisch ist; weiter wird dadurch erreicht, dass kein Nachmodulationsfilter erforderlich ist.

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Die Struktur dieser bekannten Anordnung ist von hybrider Art, d.h., dass zwar in den Transversalfiltern digitale Verzögerungselemente benutzt werden, dass aber im übrigen analoge Schaltungselemente wie Widerstände für die Gewichtungsnetzwerke in denen die Filterkoeffizienten festgelegt sind, und analoge Modulatoren benutzt werden. Ein Nachteil dieser hybridenstruktur ist die Tatsache, dass, wenn eine derartige Anordnung einmal in einem Halbleiterkörper völlig integriert ausgebildet ist, gewisse Parameter wie Filterkennlinien schwierig geändert werden können und die Anordnung folglich nicht programmierbar ist. Ein weiterer Nachteil dieser Hybridenstruktur ist die Tatsache, dass für eine genaue Korrektur des Einflusses der asymmetrischen Verzerrung in der Ubertragungskennlinie des Vormodulationsfilters bezüglich Gleichspannungsverschiebung ("dc-offset") und andere Unzulänglichkeiten die bei analogen Schaltkreisen schwer vermeidbar sind, an die Modulatoren hohe Anforderungen gestellt werden, während es nicht möglich ist, hinter den Filtern digitale Modulatoren zu verwenden ohne Hinzufü— güng zusätzlicher Analog-Digital-Wandler.

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Zusammenfassung' der Erfindung.

Die Erfindung bezweckt nun, eine vollständig digitale Ausbildung einer Filter- und Demodulationsanordnung vom erwähnten Typ zu schaffen, in der der Einfluss asymmetrischer Verzerrung in der Ubertragungskennlinie des Vormodulationsfilters infolge von Beschränkung der Dauer der Stossantwort rückgängig gemacht wird und kein Nachmodulationsfilter erforderlich ist nnd in der ausserdem eine möglichst niedrige innere Bearbeitungsgeschwindigkeit geschaffen wird.

Die erfindungsgemässe Filter- und Demodulationsanordnung weist dazu das Kennzeichen auf, dass alle Mittel zum Filtern, Demodulieren und Kombinieren digitale Mittel sind, die digitalen Filtermittel weiter mit Mitteln air Abtastfrequenzverringerung versehen sind um Signalab.tastwerte der Bandpas signale, die mit einer ersten Abtastfrequenz, die höher ist als die doppelte höchste Frequenz in den Bandpassignalen auftreten, in Signalabtastwerte der ersten und zweiten gefilterten Bandpassignale umzuwandeln, die mit einer zweiten Abtastfrequenz auftreten, die nicht höher ist als die

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doppelte genannte Maximalfrequenz des Basisbandsignals und die digitalen Mittel zum Demodulieren und Kombinieren zum Verarbeiten von Signalabtastwerten eingerichtet sind, die mit derselben zweiten Abtastfrequenz auftreten.

Auf diese Weise wird eine digitale Filter- und Demodulationsanordnung erhalten, die sich für eine vollständige Integration in nur einem Halbleiterkörper durchaus eignet.

Andererseits kann durch eine getrennte Durchführung der Speicherung der Filterkoeffizienten leicht eine Anordnung erhalten werden, die programmierbar ist, d.h., dass nach Integration gewisse Parameter auf eine Art und Weise geändert werden können, die an sich bekannt ist. Weiter sind die Nachteile, die analoge Demodulatoren mit sich bringen, durch die digitale Ausbildung der Demodulationsmittel umgangen. Ausfiihrungsbei spiele.

Ausfnhrungsbeispiele der Erfindung werden an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine blockschematische Darstellung einer Filter- und Demodulationsanordnung entsprechend dem Stand der Technik;

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Fig. 2 eine blockschematische Darstellung einer erfindungsgemässen digitalen Filter- und Demodulationsanordnung.

Inder folgenden Beschreibung werden nachstehende Abkürzungen verwendet : AM - Amplitudenmodulation
ADC - Analog-Digital-Umsetzung DAC - Digital-Analog-Umsetzung QAM - Qiadratur-Amplri tudenmodulation

(i) Allgemeine Beschreibung.

In Fig. 1 ist das Blockschaltbild einer bekannten Anordnung zum Filtern und zum kohärenten Demodulieren eines Bandpassignals dargestellt, das über eine Ubertragungsstrecke übertragen wird. Das der Ubertragungsstrecke entnommene Signal erscheint an einem gemeinsamen Eingang λ_ zweier Bandpassfilter 2 und 3· Das gefilterte Bandpasssignal am Ausgang des Filters 2 wird im Modulator h mit Hilfe eines normalphasigen Trägers, der an einem Ausgang 61 einer Ortsträgerquelle 7 verfügbar ist, demoduliert. Auf gleiche Weise wird das gefilterte Bandpasssignal am Ausgang des Filters 3 im Modulator 5 mit Hilfe eines Quadraturträgers, der an einem Ausgang 72 der Trägerquelle 7 verfugbar ist, demoduliert. Die demodulLerten Signale am Ausgang

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der Modulatoren h und 5 werden in einem linearen Kombinationskreis 8 addiert.

In der U.S. Patentschrift 3-753.115 ist dargelegt, dass durch eine spezielle Beziehung zwischen den Übertragungskennlinien des Filters 2 und 3 am Ausgang 9 des Kombinationskreises 8 unmittelbar das gefilterte informationtragende Basisbandsignal verfügbar ist, das auf der Sendeseite der Ubertragungsstrecke zur Modulation eines normalphasigen Trägers zum Erhalten des Bandpassignals benutzt worden ist. In diesem Fall erübrigt sich ein Nachmodulationsfilter, um unerwünschte Frequenzanteile zu unterdrücken, und ausserdem ist dann der Einfluss derjenigen Verzerrung in der Amplitudenkennlinie A_R( (A ) des Filters 2 ruckgängig gemacht worden, der durch Beschränkung der Dauer der Stossantwort des Filters 2 verursacht wird, die in bezug auf die zentrale Frequenz cO des Filters 2 asymmetrisch ist, und zwar dadurch, dass die Amplitudenkennlinie A~((3) des Filters 3 eine entgegengesetzte asymmetrische Verzerrung aufweist. Aus der mathematischen Erläuterung inder genannten Patentschrift geht hervor, dass

die gewünschte Beziehung zwangsläufig erhalten

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wird, wenn die Stossantworten h„(t) und h~(t) der Bandpassfilter 2 und 3 den nachfolgenden Gleichungen entsprechen :

h_(t) = h_T (t) cos 60 t ( 1)

h₃(t)= h_L(t) sin (ö _mt (2)

wobei h (t) die Stossantwort des gegebenen

Lj

Tiefpassfilters ist.

Auf mathematischem Wege lässt sich auf einfache Weise darlegen, dass ein Bandpasssignal, das sendeseitig durch Modulation eines Quadraturträgers mit einem informationtragenden Basisbandsignal erhalten worden ist, empfangsseitig mit Hilfe der Anordnung nach Fig. 1 dadurch, gefiltert und demoduliert werden kann, dass der Modulator 4 mit dem Quadraturträger am Ausgang 72 der Trägerquelle 7 und der Modulator 5 mit dem normalphasigen Träger am Ausgang 71 der Trägerquelle 7 gespeist wird und dass weiter die Ausgangssignale der Modulatoren 4 und 5 im Kombinationskreis 8 voneinander subtrahiert werden.

BeiQAM-Signalen werden sendeseitig gleichzeitig ein normalphasiger Träger und ein Quadraturträger derselben Frequenz amplitudenmoduliert. Dadurch, dass die Anordnung nach

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Fig. 1 doppelt ausgebildet wird, wobei die Filter 2 und 3 gemeinsam benutzt werden, kann das Basisbandsignal, das vom normalphasigen Träger getragen wird, sowie das BasisbandsLgnal, das vom Quadraturträger getragen wird, auf die obenstehend erläuterte Weise zurückgewonnen werden.

Ein Nachteil einer analogen Ausbildung der Anordnung nach Fig. 1 ist die Tatsache, dass das Rückgängigmachen des Einflusses asymmetrischer Verzerrungen in den Ubertragungskennlinien der Filter 2 und 3 auf einer Ausgleichstechnik beruht und folglich an die Modulatoren 4 und 5 bezüglich Gleichspannungsverschiebung ("dc-offset") und anderer Unzulänglichkeiten, die bei analogen Kreisen schwer vermeidbar sind, hohe Anforderungen stellt. Ein weiterer Nachteil, auch bei einer Hybridenausbildung entsprechend der genannten Patentschrift, liegt in der Tatsache, dass, wenn eine derartige Anordnung einmal in einem oder mehreren Halbleiterkörpern völlig integriert ausgebildet ist, gewisse Parameter wie Filterkennlinien schwierig geändert werden können und die Anordnung folglich nicht programmierbar ist. Diese Nachteile lassen sich

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durch eine digitale Ausbildung der Anordnung . nach Fig. 1 umgehen.

Eine erste digitale Ausbildung lässt

sich dadurch erhalten, dass in Fig. 1 dem Eingang ein ADC-Kreis vorgeschaltet und dem Ausgang 9 ein DAC-Kreis nachgeschaltet wird und dass weiter die Teile wie Filter 2 und 3» Modulatoren 4 und 5» die Trägerquelle 7 und der lineare Kombinationskreis 8 durch ihre digitalen Äquivalenten, die an sich bekannt sind, ersetzt werden. Diese unmittelbare übersetzung von analoger in digitale Ausbildung würde jedoch zu einer digitalen Anordnung führen, in der alle Teile Signalabtastwerte verarbeiten, die mit einer Abtastfrequenz auftreten, die nach dem bekannten Abtasttheorem mindestens der doppelten höchsten Frequenz in den zu verarbeitenden Signalen entspricht, was in diesem Fall die doppelte höchste Frequenz des dem Eingang zugeführten Signals bedeuten würde.

Die Anzahl Bearbeitungen pro Zeileneinheit und damit die erforderliche Rechengeschwindigkeit der digitalen Anordnung hängt unmittelbar mit der Abtastfrequenz der Signalabtaäbwerte zusammen. Bei der Verwirklichung der Anordnung als integrierte Schaltung in einem oder mehreren Halbleiter-

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körpern oder bei der Verwirklichung mit Hilfe eines zogenannteii Mikroprozessors ist es von grösster Bedeutung, dass die erforderliche Rechengeschwindigkeit auf möglichst niedrige Werte zurückgebrächt wird. In der digitalen Ausbildung der Filter- und Demodulationsanordnung, von der das Blockschaltbild in Fig. 2 dargestellt ist, wird nun im Vergleich zu der obenstehend erläuterten ersten digitalen Ausbildung eine wesenfe· liehe Verringerung der inneren Bearbeitungsgeschwindigkeit durch Anwendung der erfindungsgemässen Massnahmen erhalten.

In Fig. 2 sind der ADC-Kreis am Eingang und der DAC-Kreis am Ausgang nicht dargestellt, weil die Anordnung sich auch für Anwendungen eignet, in denen das Bandpassignal bereits in digitaler Form verfügbar ist bzw. in denen das zurückgewonnene Basisbandsignal in digitaler Form erwünscht ist. Falls erwünscht können diese Kreise auf bekannte l'eise hinzugefügt werden.

Einem digitalen Eingang 10 der Anordnung in Fig. 2 wird ein digitales Signal mit einer Abtastfrequenz f„ = 1/T_TT zugeführt, die mindestens der doppelten höchsten Frequenz im äquivalent'-n analogen Signal entspricht, das der Über-

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tragungsstrecke entnommen worden ist. Der Eingang 10 ist mit zwei interpolierenden Digitalfiltern 20 und 30 verbunden, die durch einen Steuerkreis 60 gesteuert werden Dieser Steuerkreis 6O weist einen Ausgang 610, an dem ein Steuersignal mit einer Frequenz f verfügbar ist, und einen Ausgang 620 auf, an dem ein Steuersignal mit einer Frequenz f verfügbar ist,

Li

wobei f_T = 1/T_T höchstens der doppelten höchsten

Ll Li

Frequenz im äquivalenten analogen Basisbandsignal entspricht. Zwischen den Frequenzen f„ und f_T

χι L·

gibt es ein rationales Verhältnis. Die Digitalfilter 20 und 30 sind Bandpassfilter und haben digitale Stossantworten h ₀(nT„) und h (nT ), die durch die nachfolgenden Gleichungen gegeben werden :

h₂₀(nT_H) h_L(nT_H) cos, (n C^_nT₁₁) h₃₀(nT_H) = h_L(nT_H) sin (n 6J_mT_H) (k) wobei! h_T(nT„) die Stossantwort eines gegebenen

Li Γ1

digitalen Tiefpassfilters ist und 6i3 die zentrale Frequenz der Filter 20 und 30. Das digitale Ausgangssignal des Filters 20 wird in einem digitalen Modulator 4θ mit einem digitalen normalphasigen

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Träger multipliziert, der an einem Ausgang 710 einer digitalen Trägerquelle 70 verfügbar ist. ,Huf gleiche Weise wird das digitale Ausgangssignal des Filters 30 in einem digitalen Modula— tor 50 mit einem digitalen Quadraturträger multipliziert, der an einem Ausgang 720 der digitalen Trägerquelle 70 verfügbar ist. Die Trägerquelle wird durch den Steuerkreis 60 gesteuert. Die digitalen Ausgangssignale der Modulatoren hO und 50 werden in einem digitalen linearen Kombinationskreis 80 addiert, so dass am Ausgang 90 des Kombinationskreises 80 ein gefiltertes und demoduliertes digitales Signal erhalten wird, dessen äquivalentes analoges Signal dem gewünsehten Basisbandsignal entspricht.

(2) Wirkungsweise der Anordnung nach Fig.

Zur Beschreibung der Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 2 wird nun beispielsweise vorausgesetzt dass der Ubertragungsstrecke ein analoges Signal.entnommen wird, dasdurch ein Bandpassignal im Frequenzband von 200-3200 Hz und durch Rausch oder andersartige Störungen gebildet wird, dessen Frequenzspektrum mit Hilfe eines nicht näher dargestellteneinfachen analogen

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Filters auf ein Frequenzband von 0-7200 Hz beschränkt ist. Dieses Bandpassignal kann beispielsweise von einem Sender herrühren, in dem ein normalphasiger Träger mit einer Frequenz von 1700 Hz durch ein 2400 Baud-Datensignal amplitudenmoduliert ist, dessen Frequenzspektrum zunächst auf eine Maximalfrequenz von I5OO Hz begrenzt ist. Mittels der Filter- und Demodulationsanordnung soll dieses Basisband-Datensignal aus dem Bandpassignal zurückgewonnen werden und sollen zugleich Rausch und andersartige Störungen in den Frequenzbändern von 0-200 Hz und von 3200 72OO Hz möglichst unterdrückt werden. Die höohste Frequenz in dem der Ubertragungsstrecke entnommenen analogen Signalbeträgt 7200 Hz, so dass auf Grund des Abtasttheorems dieses Signal eindeutig in ein digitales Signal mit einer Abtastfrequenz f„ = 14,4 kHz mit Hilfe eines ADC-Kreises umgewandelt werden kann. Dieses digitale Signal wird beiden digitalen Filtern 20 und 30 zugeführt, die ein Durchlassband von 200-3200 Hz aufweisen.

Mit Hilfe der Gleichungen (3) und (4) lassen sich die Stossantworten dieser Filter aus der Stossantwort h (nT ) eines digitalen Tiefpassfilters

J-/ Xl

mit einer Bandbreite von 15ΟΟ Hz dadurch ableiten,

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dass CO /2 IT* gleich 1700 Hz gewählt wird. Nach diesen digitalen Filter- und Demodulationsbearbeitungen ist am Ausgang 90 das Basisbanddatensignal in digitaler Form verfügbar. Bekanntlichkann dieses 2400 Baud-Datensignal durch ein digitales Signal mit einer Abtastfrequenz f =2,4 kHz eindeutig dargestellt werden. Dies bedeutet, dass im Kombinatinnskreis 80 nur alle 1/2400 Sekunde eine Addition der Signal· abtastwerte am Ausgang der digitalen Modulatoren 40 und 50 durchgeführt zu werden braucht. Da die Ausgangssignale dieser Modulatoren zu jedem Abtastzeitpunkt nur von den zu diesem Zeitpunkt vorhandenen Eingangssignalen abhängig sind, weil die Modulatoren keine Speichereigenschaften aufweisen, können die beiden digitalen Modulatoren 40, 50 und ihre digitale Trägerquelle 70 zum Verarbeiten digitaler Signale mit einer Abtastfrequenz f =2,4 kHz statt mit einer Abtastfrequenz f„ = 14,4

Xl

kHz eingerichtet werden. Die Modulatoren 40, 50 und die Trägerquelle 70 sind dazu mit dem Ausgang 620 des Steuerkreises 60 statt mit dem Ausgang 610 verbunden. Dies bringt eine Einsparung der Anzahl mathematischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit und folglich eine Verringerung der inneren

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Bearbeitungsgeschwindigkeit mit sich, obschon diese Verringerung relativ gesehen nicht sehr gross ist, weil der grösste Teil der mathematischen Bearbeitungen pro Zeiteinheit in den digitalen Filtern 20 und 30 stattfindet.

Eine wesentlich wichtigere Einsparung der Anzahl mathematischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit wird dadurch erhalten, dass diese Abtastfrequenzverringerung bis in die beiden digitalen Filter 20 und 30 fortgesetzt werden kann, weil diese Filter nun nur Signalabtastwerte mit einer Abtastfrequenz f =2,4 kHz den beiden digitalen

JL/

Modulatoren 4θ und 50 anzubieten brauchen. Diese digitalen Filter 20 und 30 werden dazu als interpolierende digitale Filter mit einer Eingangsabtastfrequenz f - 14,4 kHz und einer Ausgangsabtastfrequenz f =2,4 kHz ausgebildet. Derartige Filter sind an sich bekannt, und an dieser Stelle genüge es auf die im Anhang angegebene Literatur hinzuweisen. Eine interessante Ausbildung eines interpolierenden digitalen Filters ist in der niederländischen Offenlegungsschrift 74.12225 beschrieben worden, auf die an dieser Stelle ebenfalls verwiesen wird. Diese Ausführungsform ermöglicht es, jedes interpolierende

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Digitalfilter mit einem rationalen Interpolationsfaktor f_TI/f_T zu verwirklichen. Die Verwen-Ji L

dung interpolierender Digitalfilter in der Anordnung nach Fig. 2 ergibt eine wesentlich grössere Verringerung der inneren Bearbeitungsgeschwindigkeit als die Abtastfrequenzverringe— rung in den digitalen Modulatoren, wedL in den Filtern eine wesentlich grössere Anzahl mathematischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit erfolgt als in den Modulatoren.

Durchdie erzielte Verringerung der inneren Bearbeitungsgeschwindigkeit in der digitalen Filter- und Demodulationsanordnung entsteht die Möglichkeit, alle Multiplikationen, die zum Filtern und zum DemodüEeren notwendig sind, mit Hilfe nur eines digitalen Multiplizierers durchzuführen. Alle Multiplikationen, die zum Errechnen eines bestimmten Signalabtastwertes am Ausgang der Anordnung notwendig sind, werden von diesem einen digitalen Multiplizierer auf die für den Fachmann bekannte Art und Weise hintereinander durchgeführt.

Literatur.

M.Bellanger et al., "Digital filtering of bandlimited signals: Interpolation, extrapola-

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tion and distortions due to various truncations. Reduction of computation speed in digital filters", IEEE - ICC, June 11-13, 1973, Seiten 23-11 bis 23 - 15.

L.R. Rabiner et al., "Terminology in digital signal processing", IEEE Trans. Audio Electroacoust., Heft AU-20, Nr. 5, Dezember 1972, Seiten 322-337·

R.W. Schafer et al., "A digital signal processing approach to interpolation", Proc. IEEE, Heft 61, Nr. 6, Juni, 1973, Seiten 692 - 702.

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Claims

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PATENTANSPRUCH:

Schaltungsanordnung ziam Filtern und Demodulieren von Bandpassignalen, die durch Modulation eines Trägers mit einem Basisbandsignal, das in der Bandbreite auf eine gegebene maximale Frequenz begrenzt ist, erhalten worden sind, welche Anordnung mit Mitteln zum Filtern der Bandpassignale entsprechend einer ersten und einer zweiten Bandpasskennlinie zum Erzeugen erster und zweiter gefilterter Bandpassignale versehen ist, welche Bandpa:skennlinien, abgesehen von ihrer asymmetrischen Verzerrung in bezug auf die zentrale Frequenz um 90° phasenverschobene Darstellungen voneinander sind, weiter mit Mitteln zum Demodulieren der ersten und zweiten gefilterten Band— passignale mit einem normalphasigen Träger und einem Quadraturträger zum Erzeugen erster und zweiter demodulierter Signale und mit Mitteln zum Kombinieren der ersten und zweiten demodulierten Signale, dadurch gekennzeichnet, dass alle genannten Mittel zum Filtern, zum Demodulieren und zum Kombinieren digitale Mittel sind, die digitalen Filtermittel weiter mit Mitteln zur Abtastfrequenzverringerung versehen sind, um Signalabtastwerte der Bandpassignale, die mit

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einer ersten Abtastfrequenz auftreten, die höher ist als die doppelte höchste Frequenz in den Bandpassignalen, in Signalabtastwerte der ersten und zweiten gefilterten Bandpassignale umzuwandeln, die mit einer zweiten Abtastfrequenz auftreten, die nicht höher ist als die doppelte genannte maximale Frequenz des Basisbandsignals, und die digitalen Mittel zum Demodulieren und Kombinieren zum Verarbeiten von Signalabtastwerten eingerichtet sind, die mit derselben zweiten Abtasi frequenz auftreten.

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