DE2917926A1

DE2917926A1 - Gegentakt-schaltleistungsverstaerker

Info

Publication number: DE2917926A1
Application number: DE19792917926
Authority: DE
Inventors: Slobodan Milojko Cuk
Original assignee: California Institute of Technology CalTech
Current assignee: California Institute of Technology CalTech
Priority date: 1978-05-03
Filing date: 1979-05-03
Publication date: 1979-11-15
Also published as: JPH0116106B2; GB2020505B; GB2020505A; YU42303B; YU103379A; FR2425176A1; DE2917926C2; FR2425176B1; US4186437A; JPS5510893A; CA1141000A

Description

Gegen takt-Schaltlei.stungsver stärker

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schalt-Leistungsstufen und Verstärker, insbesondere auf einen Gegentakt- · Schaltverstärker mit einer Schaltwelligkeit des Wertes 0 am Ausgang.
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Es sind Schaltverstärker bekannt, die auf Konvertern des Gegenwirkungstyps basieren. Wegen ihrer Nachteile wurden diese Schaltverstärker jedoch nicht in großem Rahmen verwendet. In der Beschreibung werden ein Verstärker vom herkömmlichen Gegenwirkungstyp und einige seiner Nachteile diskutiert. Nachdem dann die vorliegende Erfindung beschrieben wurde, wird ein Vergleich der Erfindung mit dem Schaltverstärker des Standes der Technik vorgenommen, um die besseren Charakteristiken der Erfindung aufzuzeigen. 15

Der neue Schaltverstärker geht von dem neuen Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltkonverter aus, der in der US-Patentanmeldung, Serial No. 837,532 beschriebenist. Es wird hier dieser Konverter mit einer optimalen Topologie in einer speziellen zweiseitigen Verwirklichungsform verwendet, um einen Gegentakt-Verstärker zu bilden. Dadurch werden alle Vorteile des neuen Konverters erzielt, wie beispielsweise ein hoher Wirknngsgrad, eine kleine Größe, ein kleines Gewicht und ausgezeichnete dynamische Leistungen, zusammen mit einem verminderten Pulsieren sowohl des Eingangs-als auch des Aus gangs Stroms. Die bedeutendsten Vorteile ergeben sich jedoch aus der Verwendung der Technik mit einer gekoppelten Induktivität des neuen Konverters für die Grund-Leistungsstufe in diesem speziellen Gegentakt-Schaltverstärker, was zu einem Hochleistungsverstärker führt, bei dem die Schaltwelligkeit in dem Ausgangssignal völlig eliminiert ist, was eine der Begrenzungen bei dem Design

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altver-

herkömmlicher Schaltverstärker ist. Der neue Schal stärker kann daher in einem großen Bereich von Anwendungsfällen angewendet werden, die von einem Servo-Leistungsverstärker mit einem hohen-Wirkungsgrad, einer kleinen Größe, einem kleinen Gewicht und einem schnellen Ansprechen bis zu einem audiofrequenten Hochleistungsverstärker mit geringen Kosten reichen.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Schalt-Leistungsverstärker anzugeben, der für eine minimale Anzahl und Größe von Teilen eine maximale Wirksamkeit (breite Bandbreite, schnelles Ansprechen, geringes Rauschen und geringe Verzerrung) aufweist. Diese Aufgabe soll ohne eine übermäßig hohe Schaltfrequenz fs verwirklicht werden, die die Hauptbeschränkung des Schaltverstärkers des Standes der Technik darstellt.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, daß ein Gleichstrom lediglich einer Leistungsquelle entnommen wird und daß der Gleichstrom in dieser die Polarität wechselnden Leistungsstufe nur an eine Last geliefert wird. Auf diese Weise kann eine Annäherung an einen idealen Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter in einem Schalt-Leistungsverstärker erreicht werden.

In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird ein verbesserter Gegentakt-(push-pull)-Schaltleistungsverstärker durch ein Paar von Gleichstrom-Gleichstrom-Konvertern mit einer Rückkopplungssteuerung über die Impulsbreite der angelegten Schaltimpulse gebildet, um zu erreichen, daß der Ausgangsstrom füreine Last einem Eingangssignal folgt bzw. mit diesem mitläuft. Jeder Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter enthält zwei Induktivitäten, von denen eine zu einer Gleichstrom-Leistungsquelle in Reihe und die andere zu der Ausgangslast in Reihe geschaltet ist, einen Speicherkondensator und eine

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Schalteinrichtung/zum abwechselnden Verbinden der Verbindungspunktes zwischen der ersten Induktivität und dem Speicherkondertsator mit der Erdrückführung für die Quelle und zum Verbinden des Verbindungspunktes zwischen der Speicherkapazität und der zweiten Induktivität zur Erdrückführung für die Last. Wenn die Eingangsinduktivitäten der beiden Konverter gleichgemacht werden, ergibt sich, daß die Welligkeit der Eingangsströme für die beiden Konverter ein Strom der Quelle mit einer Welligkeit des Wertes 0 sind. Die Schalteinrichtung für einen der beiden Konverter wird durch das Komplement des durchdie Impulsbreite modulierten Steuersignals, das an den anderen Konverter angelegt ist, angesteuert. In jedem Konverter ist die Eingangsinduktivität und die Ausgangsinduktivität dadurch gekoppelt, daß die Induktivitäten wie Wicklungen eines Transformators für die Bedingung n=k entworfen sind, wobei η gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der SelbstinduktivitatenL und L_ der Eingangsund der Ausgangswicklungen ist und wobei k der Koppelkoeffizient zwischen den Wicklungen für einen Ausgangsstrom mit der Welligkeit 0 ist.

Im folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung imZusammenhang mit den Figuren erläutert. Es zeigt:

Figur 1 ein schematisches Schaltbild eines herkömmlichen

Gegenwirkungs (buck)'-Konverters mit einer Ausgangsspannung beider Polaritäten,

Figur 2 eine Darstellung der Gleichspannungsverstärkung der Leistungsstufe der Figur 1,

Figur 3 ein schematisches Schaltbild einer praktischen

Verwirklichungsform des Konverters nach Figur 1,

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Figur 4 ein schematisches Schaltbild des Schalt-Leistungsverstärkers nach der Figur 3, der als offener Kreis betrieben-wird,

Figur 5 ein schematisches Schaltbild des Schalt-Leistungs-

verstärkers nach der Figur 3, der in einem geschlossenen Kreis betrieben wird,

Figur 6 ein schematisches Schaltbild des neuen Konverters mit der Möglichkeit eines Stromflusses in zwei

Richtungen,

Figur 7 ein schematisches Schaltbild zweier neuer Konverter (Figur 6), die von einer einzigen Leistungsquelle im Tandembefcrieb (parallel) betrieben werden,

Figur 8 eine Darstellung der Spannungsverstärkung V/Vg der Leistungsstufe nach der Figur 7,

Figur 9 ein schematisches Schaltbild einer neuen Gegentakt-Leistungsstufe,

Figur 10 ein schematisches Schaltbild einer Verwirklichungs-

form der neuen Leistungsstufe nach der Figur 9, 25

Figuren

11A und B Darstellungen der Eingangsströme und der Quellenströme der Leistungsstufe nach der Figur 10,

Figur 12 ein schematisches Schaltbild der neuen Leistungsstufe nach der Figur 10, bei der zur Herstellung eines neuen Gegentakt-Leistungsverstärkers gekoppelte Induktivitäten in einem geschlossenen Kreis vorgesehen sind,

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Figur 13A ein schematisches Schaltbild eines Erhöhungs-(boost)-konverters in einer neuen Gegentakt-Leistungsstufe,

Figur 13 das Blockschaltbild eines Verstärkers mit

einem geschlossenen Kreis, der eine Gegentakt-Leistungsstufe nach der Figur 13 oder andere äquivalente Gegentakt-Leistungsstufen verwendet,

Figur 14 eine Darstellung der optimalen und idealen

Gleichstrom-Verstärkungsübertragungscharakteristik der Leistuhgsstufe nach der Figur 10,

Figur 15 eine Gegentakt-Leistungsstufe eines Audioverstärkers,

der gemäß der Anordnung der Figur 11 entworfen ist,

Figur 16 die Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik des offenen Kreises der Leistungsstufe nach der Figur 15,

Figur 17 eine Darstellung der Auswirkung des Eingangswiderstandes auf den Frequenzgang der Schleifenverstärkung eines Gegentakt-Leistungsverstärkers nach der Figur 12 mit der Leistungsstufe nach

der Figur 15,

Figur 18 eine grafische Darstellung der experimentellen

Schleifenverstärkungs-Charakteristik des Gegentakt-Leistungsverstärkers nach der Figur 12 mit

der Leistungsstufe nach der Figur 15, und

Figur 19 eine grafische Darstellung der Verstärkung des geschlossenen Kreises des Gegentakt-Leistungsverstärkers nach der Figur 12 mit der Leistungsstufe

nach der Figur 15.

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Bei dem herkömmlichen Gegenwirkungskonverter, der eine Reiheninduktivität L und einen Speicherkondensator C verwendet, führt das periodische Schalten zwischen +Vg und Erde

(während des Intervalls TD an +Vg und während des Interim

vails D¹T₀ = (1-D) T an Erde) zu einer durch das Schaltverhältnis gesteuerten Ausgangsgleichspannung V = DVg, wobei D das Schaltverhältnis und fs = 1 /T₂₅ die konstante getaktete Schaltfrequenz ist. Dadurch ergibt sich eine Leistungsstufe, deren Ausgangsspannung an eine Last R nur eine Polarität aufweisen kann.

Eine Leistungsstufe, deren Ausgangsspannung beide Polaritäten (im Hinblick auf Erde positive oder negative Polaritäten) aufweisen kann, die von dem Wert des Schaltverhältnisses des Schalters abhängen, kann mit einem solchen herkömmlichen Gegenwirkungswandler dadurch versehen werden, daß eine zweite Spannungsversorgung -Vg anstelle von Erde mit dem Schalter verbunden wird, wie dies in der Figur 1 dargestellt ist.

Bei der Anwendung der traditionellenVolt-Sekunden-Gleichge- Wichtsbedingung an der Induktivität L im stabilen Zustand gibt sich:

(Vg-V) DT =(V + V) D'T_ (1)

sgs

oder

V_

Vg = D - D¹ = 2D-1 (2)

Die Gleichspannungsverstärkung ist daher eine lineare Funktion des Schaltverhältnisses D, wie dies in der Figur 2 dargestellt ist, und für D > 0,5 besitzt die Ausgangsspannung eine positive Polarität, während sie für D < 0,5 eine negative Polarität aufweist.

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Während die tatsächliche Hardware-Verwirklichung des idealen Schalters S in einem herkömmlichen Gegenwirkungswandler mit nur einer Ausgangspolarität durch die Verwendung eines bipolaren Transistors und einer Diode ziem-lieh naheliegend ist, macht die Umkehr der Ausgangsspannung in dem Wandler der Figur 1 die Hardware-Verwirklichung des idealen Schalters S weniger naheliegend und erfordert eine überprüfung der gestellten bzw. verlangten Erfordernisse. Da nämlich der durchschnittliche Induktivitätsstrom die Ausgangsgleichspannung erzeugt, wird die Umkehr der· Polarität der Ausgangsspannung von der Umkehr der Richtung des Stroms durch die Induktivität begleitet, wie dies in der Figur 1 durch den voll ausgezogen gezeichneten und den strichliert gezeichneten Pfeil dargestellt ist. Die Hardware-Verwirklichung des Schalters S muß daher diesen Stromfluß in zwei Richtungen ermöglichen. Dies ist in ein einfacher Weise durch den in der Figur 3 dargestellten, aus zwei Transistoren und zwei Dioden bestehenden Kreis zu bewerkstelligen.

Die Transistoren Q₁ und Q„ in der Figur 3 werden abwechselnd durch ihre Steuerelektroden ein- und ausgeschaltet (wenn Q₁ während des Intervalls DT₀ eingeschaltet ist, ist Q₀ ausgeschaltet und umgekehrt), während die Dioden D. und D₀ synchron mit ihnen arbeiten. Wenn nämlich für D > 0,5 (positive Polarität der Ausgangsspannung) Q₁ eingeschaltet ist und V₁ ~ ν' (die Sättigungsspannung wird vernachlässigt) , ist der Durchschnittsgleichstrom I positiv. Wenn Q₁ ausgeschaltet ist, zwingt die Indutktivität die Diode D₁ in den leitenden Zustand und es gilt Vi — Vg (wobei der Spannungsabfall an der Diode vernachlässigt ist). Wenn Q„ in diesem Augenblick eingeschaltet wird, wird sein Basis-Kollektor-Übergang in Vorwärtsrichtung vorgespannt, die Gesamtauswirkung (net effect) auf die Arbeitsweise des Kreises und die Leitfähigkeit der Diode D ist jedoch vernachlässigbar. Wenn der Transistor Q₁ wieder einschaltet gilt Vi = Vg und die Diode D₁ schaltet aus. Der

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Transistor Q₀ und die Diode D„ arbeiten bei der anderen Stromrichtung für D < 0,5 in ähnlicher Weise ( in der Figur 3 ist dies durch den gestrichelten Pfeil dargestellt).

In der Figur 4 ist das Blockschaltbild bzw. der Plan eines Schalt-Leistungsverstärkers dargestellt, der als offener Kreis arbeitet und die Leistungsstufe der Figur 3 enthält. Er beinhaltet einen Vergleicher 10 und einen Treiber 11.

Das Diagramm ist dasselbe wie das für den offenen Gleichstrom-Gleichstrom- Konverter der Figur 3, der mit einer konstanten Schaltfrequenz fs = 1/T (getakteter Typ) betrieben wird, wobei der einzige Unterschied darin besteht, daß am Eingang des Vergleichers anstelle einer Gleichstrom-Bezugsspannung ein zeitveränderliches (beispielsweise sinusoidales) Eingangssignal verwendet wird. Auf diese Weise wird nun das Erfordernis einer Leistungsstufe mit Ausgangsspannungen beider Polaritäten deutlich. Für die positive Halbperiode eines sinusoidalen Hörsignals erzeugt der Vergleicher ein Schaltverhältnis D > 0,5 und eine Ausgangsspannung mit einer positiven Polarität, während für die negative Halbperiode D <. 0,5 eine negative Ausgangsspannung erzeugt wird . In der Tat erzeugt der Vergleich des niederfrequenten . Eingangssignals und des hochfrequenten Sägezahns (getakteter Sägezahn ) ein durch eine Impulsbreite moduliertes (PWM) Signal, dessen Niederfrequenzspektrum durch eine Tiefpaßfilterung gewonnen wird. Es wird daher eine enge Nachbildung des Eingangssignals am Ausgang erzeugt, die aber nun einen hohen .Leistungspegel aufweist.

Der Vergleich dieses Lösungswegs für einen Schalt-Leistungsverstärker mit dem Entwurf des traditionellen, herkömmlichen linearen Leistungsverstärkers im Hinblick auf die beiden vorgenannten Beschränkungen des Entwurfs des Leistungs-Verstärkers, d.h. der Wirkungsgrad und die Verzerrung, wird nun-augenscheinlich. In bezug auf den Wirkungsgrad

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besitzt dieser Lösungsweg gegenüber dem linearen Lösungsweg die üblichen Vorteile des Schaltens von Spannungsversorgungen, d.h. er weist einen wesentlich geringeren Leistungsverlust auf. Infolge der höchst wirtschaftlichen Verwendung von Halbleitervorrichtungen, als leistungsverarbeitende Bauelemente,d.h. als Schalter,wird nämlich sein theoretischer Wirkungsgrad von 100% nur leicht vermindert (sehr oft liegt der Wirkungsgrad über 90%). Probleme des Leistungsverlustes werden auf diese Weise minimalisiert und eine Funktion der Sättigungsspannung des Transistors, seiner Schaltzeit und der parasitären Widerstände der Speicherelemente in dem. Leistungsweg bzw. Pfad. Die Verzerrung ist jedoch bei diesem Lösungsweg des Schaltverstärkers eher eine Funktion der Schaltfrequenz als das sie von der Linearität der I-IV-Charakteristiken des Transistors abhängig ist. Um eine geringe Verzerrung zu erreichen, muß insbesondere die Schaltfrequenz f_s eine Größenordnung oder dgl. größer sein als die Signalfrequenz f , um ein Überlappen der Seitenbänder in dem PWM Signal zu vermeiden, selbst wenn der getaktete Sägezahn eine ideale Linearität aufweist.

Andererseits soll eine übermäßig hohe Schaltfrequenz aus mehreren Gründen vermieden werden. Die Linearität des Verlaufs des Sägezahns kann bei höheren Schaltfrequenzen schwer verwirklicht werden. Die Speicherzeit des Transistorschalters stellt dann einen bedeutenden Teil der Schaltperiode dar, was eine weitere Verzerrung bedingt und den Wirkungsgrad weiter vermindert. Die Bandbreite gegenüber der Ausgangswelligkeit erfordert einen weiteren Kompromiss. Eine allgemeine Faustregel , die von Designern von Schalt-Spannungsversorgungen gebraucht wird, besteht darin, daß zur Erreichung einer geringen Welligkeit die Schaltfrequenz wenigstens zwei Dekaden über der Eckfrequenz fc = 1/2 rr/LC ' des den Mittelwert bildenden L-C-Filters liegen muß. Auf diese Weise muß die Eckfrequenz des den Durchschnitt

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bildenden Filters in dem offenen Kreis der Figur 4 wenigstens 20 kHz betragen, damit ein flacher Amplituden-Frequenz gang bis über 20 kHz bei audiofrequenten Leistungsverstärkern erreicht werden kann. Es ist daher erforderlich -entweder bei 2 MHz zu schalten (diese Frequenz ist zu hoch um praktikabel zu sein) oder die geringe Schaltwelligkeit des Ausgangssignals zu opfern. Außerdem ergeben sich mehrere andere Nachteile aus diesem den offenen Kreis verwendenden Lösungsweg. Jede Nichtlinearität des Sägezahnverlaufs (getakteter Sägezahn) und der Gleichstrom-Verstärkungs-Charakteristik der Leistungsstufe spiegelt sich als eine zusätzliche Verzerrung am Ausgang wieder. Auf diese Weise wird die lineare Gleichstrom-Verstärkungs-Charakteristik (Figur 2) des Gegenwirkungswandlers der Figur 3 bei dem Lösungsweg mit demoffenen Kreis eine Muß-Vorschrift. Schließlich müssen beide Spannungsversorgungen (positive und negative Spannungsversorgung) zur Vermeidung jeder anderen Quelle für Ver-. Zerrungen gut gesteuert bzw. reguliert sein. Die Lösung dieser Probleme liegt natürlich in der Verwendung einer negativen Rückkopplung, wie dies durch das Blockschaltbild des Gegenwirkungs-Schalt-Leistungsverstärkers mit einem geschlossenen Kreis in der Figur 5 dargestellt ist. Dabei wird ein Schleifen-Vergleicher 12 verwendet, um an dem Vergleicher 10 die Differenz zwischen dem Verlauf des Ausgangssignals und dem Signaleingang zu erzeugen.

Es ergeben sich mehrere Vorteile, die im allgemeinen mit der Verwendung der negativen Rückkopplung verbunden sind. Die Eckfrequenz des den Mittelwert bildenden L-C-Filters kann nun eine nie.drigeie Frequenz, von beispielsweise 2 kHz, sein und es kann dann eine negative Rückkopplung verw:endet werden, um die Verstärkungs-Bandbreite der geschlossenen Schleife bis über 20 kHz auszudehnen, wie dies für einen guten Frequenzgang eines audiofrequenten Leistungsverstärkers gewünscht wird. Eine Schaltfrequenz von 200 kHz oder mehr

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würde dann eine geringe Schaltwelligkeit erzeugen. Es wird auch eine bedeutende Verbesserung der Genauigkeit und der Gleichstrom-Stabilisierung erreicht. Außerdem kann ein gewisser Grad einer Nichtlinearität sowohl in dem Verlauf des Sägezahns als auch der Gleichstrom-Verstärkung der Leistungsstufe toleriert werden und die Ge samtverzerrung des Verstärkers wird durch den Betrag der eingeführten Verstärkung der Rückkopplungsschleife vermindert. Außerdem wird der Verstärker weniger empfindlich gegenüber dem Rauschen/ das durch die Spannungsversorgung, die Schalt-Verzögerungszeiten des Transistors und durch andere nicht ideale Gegebenheiten eingeführt bzw. bedingt wird. Der Preis, der für diese Verbesserungen zu zahlen ist, besteht natürlich in einer größeren Komplexität und in möglichen Stabilisierungsprdblemen. Dies scheint jedoch keine ernsten Begrenzungen nach sich zu ziehen. Wie dies in der Figur 4 dargestellt ist, ist das Blockschaltbild des Schalt-Leistungsverstärkers dasselbe wie das Blockschaltbild des Schalt-Regulators und es sind daher alle Techniken, die zur Untersuchung der Stabilität der Verstärkung der geschlossenen Schleife und für das Funktionieren des Regulators entwickelt wurden, wie auch Meßtechniken, gleichermaßen auf den audiofrequenten Schalt-Leistungsverstärker anwendbar,

Die Untersuchung der Arbeitsprinzipien von Schalt-Leistungsverstärkern zeigt, wenn sie auch auf der Gegenwirkungs-Leistungsstufe als der bisher einzig bekannten Konfiguration basieren,daß im Prinzip jeder Schalt-Regulator (der auf anderen Schalt-Leistungsstufen basiert) oder gerade jeder Schalt-Konverter der durch einen offenen Kreis begetrieben wird, in einen Leistungsverstärker umgewandelt werden kann, vorausgesetzt, daß seine Leistungsstufe in einer angemessenen Weise abgeändert ist, so daß sich eine geeignete Charakteristik der zwei Quadranten V-I ergibt. Die Tatsache, daß die

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Gegenwirkungs-Leistungsstufe bisher als einzige verwendet wurde , kann ganz irreführend sein. Dies ist wahrscheinlich durch das Fehlen von anfänglichen Versuchen zur geeigneten Veränderung von Spannungserhöhungs- oder Gegenwirkungs-Spannungserhöhungs-Leistungsstufen für Schaltverstärker verursacht.

Trotz der negativen Rückkopplung und der konstanten ( getakteten) Schaltfrequenz fs,weist der in der Figur 4 dargestellte Schaltverstärker mit der geschlossenen Schleife noch weitere Nachteile auf/ die sich direkt aus der Gegenwirkungs-Leistungsstufe selbst ergeben. Insbesondere handelt es sich bei dem aus der Spannungsversorgung bezogenen Strom um einen pulsierenden Strom, der sehr große Rauschbeträge bewirken kann. Sofern dies nicht korrigiert wird, ergibt sich daraus ein ernstes Problem. Der Versuch dem Radioapparat in der von dem durch diesen Verstärker verursachten Rauschen beaufschlagten Umgebung zuzuhören, würde völlig unbefriedigend sein. Es muß daher jeder Spannungsversorgung ein geeignetes Eingangsfilter zugefügt werden, das sich vorzugsweise nur wenig auf die Schleifenverstärkung auswirkt. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß zwei SpannungsVersorgungen entgegengesetzter Polaritäten erforderlich sind. Es ist auch ein sehr sorgfältig ausgearbeitetes Schema zum Betreiben der Transistoren der Gegenwirkungs-Leistungsstufe der Figur 3 erforderlich, weil keiner der Transistoren auf Erde bezogen ist. Es sind daher entweder erdfreie, isolierte Treiber erforderlich oder es muß ein nicht isolierter Gegentakttreiber eingefügt werden (was zwei zusätzliche Spannungs-Versorgungen über +Vg und unter -Vg- zum Ein- und Ausschalten der Transistoren Q₁ und Q₂ erfordert). Außerdem müssen sehr sorgfältige Vorkehrungen getroffen werden, um das gleichzeitige Einschalten der Transistoren Q₁ und Q₂ zu verhindern, was die beiden Spannungsquellen kurzschließen und zu einer Zerstörung der Transistoren führen würde.

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Schließlich ist noch eine relativ hohe Schaltfrequenz (300 kHz oder dgl.) erforderlich, um die Schaltwelligkeit zu vermindern.

Es ergibt sich daher die Schlußfolgerung, daß ein neuer Schalt-Konverter (Leistungsstufe) mit besseren Eigenschaften als die eines Gegenwirkungs-Konverters (Figur 1 und Figur 3) erforderlich ist, um die !Compensations-Leistungsstufe in der Rückkopplungsanordnung der Figur 5 zu ersetzen.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, einen Schalt-Konverter anzugeben, bei dem all die oben angegebenen Nachteile bzw. Unzulänglichkeiten vermieden sind.

In der voranstehend erwähnten Patentanmeldung sind ein solcher Konverter, seine Eigenschaften und zahlreiche nützliche Ausgestaltungen beschrieben. Es werden daher hier nur die wesentlichen Punkte der neuen optimalen Topologie eines Schaltkonverters und der Anschlußmöglichkeit seiner gekoppelten Spule bezüglich des Schalt-Leistungsverstärkers beschrieben.

Der ursprüngliche Aufbau des neuen in der voranstehend erwähnten Patentanmeldung beschriebenen Konverters ist nur für einen in einer Richtung gerichteten Strom-(und Leistungs-) Fluß geeignet. Die symmetrische Verwirklichungsform der Schaltkombination mit dem Transistor Q und der Diode D beseitigt jedoch durch die Zufügung eines einzigen PNP-Transistors Q₂ und der Diode D„ diese Einschränkung und führt zu einem Strom- und Leistungsfluß in zwei Richtungen,

wie dies in der Figur 6 dargestellt ist . Es sind dieselben Bezugszeichen für die aus den Transistoren und den Dioden bestehenden Schaltkombinationen verwendet, wie in den in den Figuren 3, 4 und 5 dargestellten bekannten Konvertern, da sie, obwohl sie nicht in demselben Konverter-

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kreis angeordnet sind, dieselbe Funktion ausführen. Es werden hier zwei Induktivitäten L.. und I₁ mit einem Speicherkondensator C. gemäß den Lehren der zuvor erwähnten Patentanmeldung verwendet. Neu ist, wie gerade bemerkt wurde, die Zufügung des Transistors Q„ und der Diode D„ aus Gründen der Symmetrie beim Schalten.

Der gesamte Konverter ist daher symmetrisch und der Eingangsanschluß und der Ausgangsanschluß können willkürlich bezeichnet werden. Außerdem kann, infolge der Verwirklichung des Schalters mit dem Stromfluß in zwei Richtungen jeder der Anschlüsse sowohl als Stromquelle als auch als Stromsenke verwendet werden. Der Aufbau der Figur 6 ist daher ideal zur Anwendung im Zusammenhang mit Batterie-Lade/Entlädegeräten, in denen beide Funktionen durch diese einzige Konverterstruktur verwirklicht werden. Die Richtung des Stromflusses durch den Konverter wird dadurch bestimmt, ob das Schaltverhältnis größer oder kleiner als der Wert ist, der gerade dem Konversionsverhältnis zu dem Verhältnis der Spannung an der Hauptleitung zu der Batteriespannung entspricht. Das Merkmal des in zwei Richtungen gerichteten Stromes der Verwirklichung des. Konverters nach der Figur 6 führt auch zu dem "dauernden Leitungsbetrieb", der Arbeitsweise, sogar wenn ein Leistungsdurchsatz von Null vorliegt. Die Dynamik des Konverters ändert sich daher nicht zwischen dem "andauernden" und dem "nicht andauernden" Leitungsbetrieb und die Dynamikmodelle für den andauernden Leitungsbetrieb sind für diesen Übergangsbereich zwischen zwei Richtungen des Leistungsflusses anwendbar. Es ist auch festzustellen, daß diese Verwirklichungsform des Schaltens des Stromes in zwei Richtungen gleichermaßen auf die Anschlußmöglichkeit der gekoppelten Induktivität des neuen, in der voranstehend genannten Patentanmeldung beschriebenen Schaltkonverters anwendbar ist.

Der in der Figur 6 dargestellte Aufbau des Konverters weist einige sehr bedeutsame Vorteile auf. Beispielsweise sind

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beide Transistoren auf Masse bezogen und leichter anzusteuern als diejenigen der Figur 3. Außerdem vereinfacht die Verwendung einer einzigen Ansteuerungsquelle für die komplementären npn und pnp-Schalter, wie dies in der Figur dargestellt ist, nicht nur das Ansteuerungsschema erheblich. Vielmehr verhindert sie auch automatisch das gleichzeitige Einschalten beider Transistoren Q₁ und Q„ (und auf diese Weise einen Kurzschluß der Kapazität C.), trotz dem Vorhandensein der TraiELstor-Schalt-Speicherzeit.

Es wurden daher alle der Gegenwirkungs-Konverterstufe der Figur 3 zugeordnete Probleme, die bereits früher erwähnt wurden, durch den in der Figur 6 dargestellten Aufbau des Konverters gelöst. Es soll nun beschrieben werden, wie dieser Aufbau in das Schema eines Schalt-Leistungsverstärkers einbezogen werden kann.

Eine Leistungsstufe, die auf dem neuen in der Figur 6 dargestellten Konverter basiert, mit der Möglichkeit der Erzeugung einer Ausgangsspannung beider Polaritäten, wird nun im Zusammenhang mit der Figur 7 beschrieben. Obwohl es wahrscheinlich mehrere Wege gibt, dies zu bewerkstelligen, wird nur dsr einfachste und geeignetste Weg beschrieben, der alle guten Eigenschaften des neuen Konverters erhält und einige weitere hinzufügt, wie beispielsweise die Versorgung durch eine einzige Leistungsquelle. In der Anordnung der Figur 7 arbeiten zwei neue Schaltkonverter, die gemäß der Figur 6 aufgebaut sind, hintereinander (parallel).

Es wird vorausgesetzt, daß die beiden Konverter nicht phasengleich, d.h. mit komplementären Schalt-Antriebsverhältnissen, betrieben werden. Wenn nämlich der Schalter S

in der Position A während des Intervalls DT_C ist, befindet sich der Schalter S„ während desselben Intervalls in der Position I^. Es wird außerdem vorausgesetzt, daß die beiden Lasten R. und R und die Arbeitsbedingungen so beschaffen

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sind, daß beide Konverter in dem kontinuierlichen Leitungsbetrieb arbeiten. Die beiden Ausgangsspannungen V. und V„ an den beidenLasten sind ideal (wobei keine parasitären Widerstände in Betracht gezogen sind): .

-

V₁ = ( %r ) Vg (3)

V₂ = ( ψ- ) Vg (4) .

Wie aus diesen Gleichungen ersichtlich ist, sind die beiden Ausgangsspannungen nur für D= 0,5 gleich, während die eine oder die andere Ausgangsspannung für andere Schaltverhältnisse größer wird. Auf diese Weise ergibt die Berechnung ihrer Differenzen V = V₁ - V₂:

V = (D - D¹) Vg DD¹

was in der Figur 8 als eine Funktion des Schaltverhältnisses D durch die dick ausgezogene Linie dargestellt ist. Die

individuellen Verstärkungen des Konverters V₁ZVg und -V„/Vg sind durch die gepunkteten Linien dargestellt.

Wie sich aus der Figur 8 ergibt, handelt es sich bei der Differentialverstärkung der Gleichung (5) gerade um die-

jenige, die für den Schalt-Leistungsverstärker benötigt wird, da sie dieselbe geforderte Polaritäts-Anderungseigenschaft aufweist,wie die in der Figur 2 für die modifizierte Gegenwirkungs-Leistungsstufe dargestellte Gleichstrom-Leistungsverstärkung. Die einzige Unannehmlichkeit besteht darin, daß es zwischen den Konverterausgängen noch keine Last gibt, um irgendeine Leistung aus der Stufe zu ziehen. Es erhebt sich daher eine interessante Frage: Ist es möglich eine Last zwischen die Ausgänge der beiden parallel arbeitenden Konverter zu schalten, ohne daß irgendwelche grundlegenden Gesetze ver-

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letzt werden oder daß die individuelle geeignete Arbeitsweise der Konverter gestört werden?

Die Antwort auf diese Frage ist positiv und stellt den ■ Schlüssel zur erfolgreichen Verwirklichung des Entwurfs des neuen Gegentakt-Schalt-Leistungsverstärkers dar. Es wird daher, wenn die beiden in dem Konverter der Figur 7 dargestellten Lasten durch eine Differential-("erdfreie")-Last ersetzt wird, die neue Gegentakt-Leistungsstufe der Figur 9 erhalten. Der Vergleich mit der Leistungsstufe der Figur 7, von der ausgegangen wird, wird nun gezogen.

In der Leistungsstufe nach der Figur 7 beeinträchtigen die beiden Schaltkonverter jeweils nicht die Arbeitsweise des anderenund beide weisen, wie dies dargestellt ist, einen in eine Richtung gerichteten Strom-(und Leistungs-)-Fluß auf. Dies ist jedoch in der Gegentakt-Leistungsstufe nach der Figur 9 nicht so. Infolge der Differential-("erdfreien")-Verbindung der Last zwischen den beiden individuellen Konverterstufen entsteht ihr Laststrom i an einem Konverterausgang und mündet an dem anderen Konverterausgang, was zu dem entgegengesetzten Stromfluß in den beiden einen Teil bildenden Konvertern führt. Beispiels weise wirkt in der Figur 9 für die durch eine ausgezogene Linie dargestellte Richtung des Stromes i der untere Konverter als eine Stromquelle, während der obere Konverter als Stromsenke wirkt. Bei der entgegengesetzten Polarität des Ausgangsstromes i (unterbrochene Linie) kehrt sich die Rolle bzw. die Wirkungsweise der beiden Konverter um. Auf diese Weise müssen die Schalter S₁ und S„ diesen Stromfluß (und Leistungsfluß), der von dem Schaltverhältnis D abhängt, in beide Richtungen ermöglichen. Mit anderen Worten wird ein Teil der von dem unteren Konverter gelieferten Energie durch die Last verbraucht und der Rest über den oberen Konverter zu der Quelle zurückgegeben. Die tat-

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sächliche hardwaremäßigen Verwirklichung des in zwei Richtungen fließenden Strom-(und Leistungs-)-Flusses wird jedoch dadurch leicht bewerkstelligt bzw. verwirklicht, daß die Transistor-Diodenpaare der Figur 6 so angewendet werden, wie dies in der Figur 10 dargestellt ist. Es wird nun offensichtlich, warum die neue Leistungsstufe des Verstärkers als eine echte Gegentakt-Leistungsstufe bezeichnet wird. Während nämlich der untere Konverter den Strom i (und die Energie) durch die Last drückt/zieht der obere Konverter den Strom aus der Last und umgekehrt.

Ein praktisches Merkmal dieser hardwareraäßigen Verwirklichung des Schaltschemas besteht darin, daß alle vier Transistoren auf Erde bezogen sind (geerdeter Emitter), wodurch sie leicht anzusteuern sind. Außerdem kann der npn- und der' pnp-Transistor jeder Stufe durch dieselbe PWM-Antreibsquelle jedoch mit entgegengesetzter Phase, betrieben werden, wie dies dargestellt ist. Es wird auf diese Weise das Überlappen in der Zeitder Transistoren selbst beim Vorliegen von bedeutenden Transistorspeicherzeiten automatisch verhindert.

Es wird auch festgestellt, daß diese Verwirklichungsform mit dem in beiden Richtungen gerichteten Stiom den Übergang zu dem nicht andauernden Leitungsbetrieb verhindert (d.h. die Leistungsstufe arbeitet immer in dem andauernden Leitungsbetrieb) , wodurch die Annahme der oben angegebenen Gleichungen (3) und (4) gerechtfertigt werden.

Ein zusätzliches sehr wünschenswertes Merkmal wird aus der Gegentaktverbindung selbst abgeleitet. Der aus der Quelle Vg gezogene Strom ig ist nämlich zu ;pder Zeit

ig = I₁ - i₂ (6) ,

wobei die Ströme I^ und i„ beide positiv sind (die Rieh-

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tungen sind in der Figur 10 eingetragen) und wobei ihre Steigungen zu ihren Induktanzwerten umgekehrt proportional sind.

Wie aus der Figur 11b ersichtlich ist, ergibt sich eine interessante Situation, wenn die Eingangsinduktivitäten dieselben wie in der Figur 10 sind. Das heißt, wenn bei beiden Invertern L₁ = L₁ ist, handelt es sich bei dem von der Spannungsversorgung gezogenen Strom ig um einen Gleichstrom, der überhaupt keine Welligkeit aufweist. Während nämlich der Induktivitätsstrom i.. um einen Betrag ansteigt (während des Intervalls DT ) geht der andere Strom i„ um denselben Betrag zurück, wie dies in der Figur 11a dargestellt ist, und erzeugt auf diese Weise den Betragsanstieg von i... Es wird daher insgesamt nur ein Gleichstrom aus der Spannungsversorgung gezogen . Dieses sehr wünschenswerte Extramerkmal ergibt sich aus dem echten Gegentakt-Aufbau von selbst.

Diese neue Technik der gegentaktähnlichen Topologie, der Differentiallast und der Verwirklichung des in beide Richtungen fließenden Stromes, die angewendet wurde, um die neue in der Figur 10 dargestellte Leistungsstufe aus dem ursprünglich neuen Konverter zu erhalten, kann angewendet werden, um einen Verstärker mit einer geschlossenen Schleife gemäß der Figur 12 zu bilden. Durch einen Treiber 20 , der aus invertierenden Verstärkern gebildet wird, die den wahren (Q)-und den komplementären (Q) Ausgang eines Flip-Flops 21 in A und B Steuersignale umwandeln, die an die Basen der Schaltungstransistoren Q₁ und Q₂ jedes Gleichstrom-Gleichstrom- Schaltkonverters angiegt sind, wird eine Zweiphasensteuerung erreicht. Die beiden Transistoren jedes Konverters können selbst durch dieselben Signale in einer komplementären Weise angesteuert werden, weil einer ein non-Typ und der andere ein pnp-Typ ist. Andere äquivalente aber komplexere Anordnungen können

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zur Verwirklichung des Stromflusses in zwei Richtungen in jedem Konverter mit den Transistor-Dioden-Paaren, die aus dem Transistor Q₁ und der Diode D und dem Transistor Q₂ und der Diode D„ bestehen/verwendet werden. Es wird zum

Schalten des Flip-Flops 21 ein durch die Breite eines Impulses moduliertes Signal verwendet. Dieses durch die Breite des Impulses modulierte Signal wird durch die Verwendung eines Komparators 22 erzeugt. Dabei vergleicht der Komparator 22 ein Steuersignal und einen sägezahnförraigen Signalverlauf. Für einen Verstärker mit einer geschlossenen Schleife wird ein Schleifen-Komparator niit einem Differential-Eingang mit einem Differentialverstärker 23, der vorgesehen ist, um die Spannung an der Last zu verstärken, und einem Komparator 24 versehen. Dies ähnelt dem Schleifen-Komparator der Figur 5, weist aber die neue Leistungsstufe auf, in der die Last R zwischen den Ausgangsspannungspegeln der beiden in einer echten Gegentaktweise betriebenen Konverter der Leistungsstufe erdfrei ist. Dieselben neue Technik der gegentaktähnlichen Topologie kann ebenso auf andere bekannte Konverterarten angewendet werden, wie beispielsweise auf Spannungserhöher oder Gegenwirkungs-Spannungserhöhungs-Konverter. Beispielsweise ist in der Figur 13a eine auf einem Spannungserhöhungs-Konverter basierende Leistungsstufe dargestellt, die zur Verwendung in einem Schalt-Leistungsverstärker geeignet ist. Die Figur 13b zeigt in einem Blockschaltbild die allgemeine Form eines Leistungsverstärkers mit einer geschlossenen Schleife, der irgendeine bekannte Konverterart für die Leistungsstufe verwendet, die zwei Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltkonverter 31 und 32, von denen jeder für einen Stromfluß in zwei Richtungen geeignet ist, und eine einzige Spannungsversorgung Vg umfaßt. Die Ausgänge der Konverter sind mit entgegengesetzten Enden einer Last R verbunden und werden in einem Gegentaktbetrieb durch die zwei Phasensteuereinheit 33 über einen Treiber 34 betrieben. Ein Impuls-

Breiten-Modulator 35 empfängt ein zu verstärkendes Signal von einem Schleifenkomparator 36, der eine Differential-Eingangsstufe aufweist, um ein Eingangssignal mit der Spannung an der Last zu vergleichen. Die Differential-Eingangsstufe ist so aufgebaut, daß sie zum Vergleich mit einem kleinen Eingangssignal eine Gesamtverstärkung erzeugt, die wesentlich kleiner als 1 ist. Dies wird vorzugsweise dadurch ausgeführt, daß ein Potentiometer in einem Spannungsteilernetzwerk am Eingang der Differential-Eingangsstufe vorgesehen wird, um die Schleifenverstärkung zu steuern. Eine ähnlich modifizierte Gegenwirkungs-Leistungsstufe würde im Vergleich zu dem in der Figur 1 dargestellten Aufbau der Spannungsversorgung zu einem Aufbau mit einer einzigen Spannungsversorgung führen. Jeder Entwurf weist jedoch die voranstehend erwähnten Nachteile auf, wenn er mit der in der Figur 10 dargestellten Leistungsstufe, die auf dem neuen Konverter basiert, verglichen wird.

Bei der Ausführung der vDrliegenden Erfindung wird der vorteilhafteste Aufbau erhalten, wenn der Anschluß der gekoppelten Induktivität der Leistungsstufe nach der Figur 10 verwendet wird, wie es in der Figur 12 dargestellt ist. Dabei stellt die Figur 12 ein Schaltbild der geschlossenen Schleife des neuen Gegentakt-Schalt-Leistungsverstärkers dar, der so verbunden ist, daß er einen Lautsprecher 25 ansteuert. Kurz gesagt, sind die Induktivitäten L₁ und L₂ jedes der beiden Konverter, wie dies dargestellt ist, mit einer Anpassungsbedingung η = k gekoppelt, wobei η die Quadratwurzel des Verhältnisses der Selbstinduktivitäten L₁ und L_ der jeweiligen Eingangs- und Ausgangs-Induktivitäten ist und wobei k der Koppelkoeffizient ist. Bei solchen Anpassungsbedingungen wird die Welligkeit des Ausgangsstroms auf 0 verringert, wodurch die Leistungsfähigkeit des Verstärkers im großen Maße verbessert wird, weil die Notwendigkeit übermäßig hoher Schaltfrequenzen zur Verminderung der Schaltwelligkeit des Verstärkers am Ausgang nicht langer besteht.Die

gesamte Welligkeit wird zu den Eingangsströmen i und i verschoben, bei dem aus der Leistungsquelle gezogenen Strom handelt es sich jedoch, wie dies zuvor beschrieben wurde, nur um einen Gleichstrom, wodurch die ideale Charakteristik einer Gleichstrom-Gleichstrom-Leistungsstufe dadurch annähernd erreicht wird, daß sowohl an dem Eingang als auch an dem Ausgang Gleichströme anliegen.

Wenn die beiden übertrager (gekoppelte Induktivitäten L und L„) so entworfen sind, daß sie der Anpassungsbedingung genügen, wird am Ausgang eine O-Welligkeit des Stromes erreicht, wie dies gerade bemerkt wurde, und das Erfordernis eines Filterkondensators C„ am.Ausgang ist vollständig beseitigt. Die Beseitigung von Ausgangs-Filterkondensatoren führt zu einer weiteren vereinfachten und äußerst günstigen Dynamik der Schleifenverstärkung (zu einem tatsächlichen Frequenzgang mit einem einzigen Pol, wie dies später dargestellt werden wird), die das direkte Schließen der Rückkopplungschleife sogar ohne irgendein Kompensationsnetzwerk ermöglicht und doch zu einem hohen Stabilitätsgrad führt. Da es kein weiteres Bedürfnis für eine übermäßig hohe Schaltfrequenz gibt, um die Welligkeit des Verstärkers zu vermindern, ergibt sich eine weitere Verbesserung. Der Aufbau des Schaltverstärkers nach der Figur 12 mit einer geschlossenen Schleife weist eine Anzahl von Vorteilen auf, die durch einen Vergleich des herkömmlichen Gegenwirkungsentwurfs nach der Figur 5 und des neuen Gegentakt-Schaltverstärkers lach der Figur 12 offensichtlich werden.

Mit der neuen Leistungsstufe nach der Figur 10 wurde eine ganz geringe Harmonischen-Verzerrung der offenen Schleife (weniger als 1 %) für eine -Amplitude von Auslenkungen des Schaltverhältnisses von weniger als 0,1 bewerkstelligt, miteiner sehr linearen Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik für ein Schaltverhältnis D von etwa 0,5, wie dies in der Figur 8 dargestellt ist. Wenn jedoch die parasitären Wider-

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stände der beiden Induktivitäten zum genaueren Formen der begrenzten Spannungsverstärkung der Leistungsstufe herangezogen werden, erscheint die Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik bei etwa D = 0,5 noch weiter linearisiert zu sein.

Um die Nichtlinearität der Differential-Gleichstromverstärkungscharakteristik (Figur 8) und ihre Auswirkung auf die Verzerrung abzuschätzen, wird vorausgesetzt, daß sich das Schaltverhältnis D sinusoidal um seinen O-Eingangsarbeitspunkt D = 0,5 verändert. Dies heißt,

D = 0,5 + A . sin ijf. (7)

Dabei ist die Amplitude A auf |a|<0,5 begrenzt.

Das Einsetzen der Gleichung (7) in die Gleichung (5) ergibt:

2a s in '^ t
V(Asin^t) - o,₂₅__A2 _sin^ wt ^g (8)

20

Dies ist eine periodische Funktion von t und da sie auch eine ungerade Funktion ist, kann sie in ungerade Fourier Reihen zerlegt werden. Die Ausgangsspannung enthält daher neben der Grundschwingung A^ sin u/t ungerade Harmonische. Dies rührt, wie dies erwartet werden sollte, daher, daß die Gegentakt-Verbindung, wenn sie wie hier als iddal symmetrisch betrachtet wird ,zur Auslöschung von Harmonischen der geraden Ordnung führt. Durch das Auf finden, sowohl der rms-Werte der Gleichung (8) als auch der ersten Harmonischen kann die gesamte Verzerrung der Harmonischen erhalten werden. Es können jedoch sehr komplexe Integrale in der· geschlossenen Form berechnet werden, um die gesamte harmonische Verzerrung analytisch als:

35 A_d =

1-4A² + 'Π-4α²

(1-4A")

2, 3/4

1-2A

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zu erhalten. Die Gleichung (9) zeigt, daß die gesamte harmonische Verzerrung sehr schnell mit der Zunahme der Amplitude A ansteigt. Obwohl die harmonische Verzerrung um eine Größenordnung oder-dgl. vermindert wird, wenn die Rückkopplungsschleife geschlossen ist, wie dies in der Figur 12 dargestellt ist, ist es noch wünschenswert, die Verzerrung der offenen Schleife für die Leistungsstufe allein so klein wie möglich zu halten. Dies kann in der Praxis dadurch bewerkstelligt werden, daß die Amplitude der Auslenkungen des Schaltverhältnisses (A sin -,^ t) kleiner als 0,1 gehalten wird. Die gesamte harmonische Verzerrung des offenen Kreises wird dann kleiner als 1 %, was von sich aus in einer offenen Schleife als eine ganz kleine Verzerrung angesehen wird. Selbst bei einer Auslenkung des Schaltverhältnisses in der Höhe von 0,2 kann eine gesamte harmonische Verzerrung von 4,36 % in einigen Anwendungsfallen akzeptabel sein.

Obwohl eine Begrenzung der Amplitudenänderung im Verhältnis zu einer Auslenkung des Schaltverhältnisses von A, das kleiner als 0,1 ist (oder sich bis 0,2 erstreckt, wie dies später durch eine geeignete Optimierung dargestellt wird), zunächst sehr begrenzt erscheint, ist dies überhaupt nicht so. Für Auslenkungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A -= 0,1, wird nämlich eine Differential-Gleichstromverstärkung von V/Vg =.0,83 erhalten, während für Auslenkungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A gleich 0,12 die Gleichstromverstärkung V/Vg = 1,02 wird. Es wird daher für eine Eingangs-Versorgungsspannung Vg = 24 Volt und.für Auslenkungsschaltverhältnisse mit einem Wert von A =0,12 eine sinusoidale Ausgangsspannung mit einer Amplitude , die geringfügig über 24 Volt liegt, erhalten. Der vergleichbare Schalt-Leistungsverstärker, der auf einer Gegenwirkungsleistungsstufe (Figuren 4 und 5) beruht und der dieselbe

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Quelle V = 24 Volt aufweist, würde dem vollen Bereich der Auslenkungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A= 0,5 unterliegen, um eine sinusoidale Ausgangsspannung derselben Größe zu erzeugen. Der begrenzte Bereich der Änderung der Auslenkungen des Schaltverhältnisses von A infolge einer nichtlinearen Gleichstromverstärkungscharakteristik der neuen Leistungsstufe (Figuren 9 und 10) ist daher durch seine höhere Verstärkung im großen Maße verschoben. Beispielsweise beträgt die für D = 0,5 berechnete Neigung der Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik in einer neuen Leistungsstufe (Figur 10) 8, während sie für den Stand der Technik (Figur 3) nur 2 beträgt. Ein Anstieg der Verstärkung von 4:1 ermöglicht daher die proportionale Verminderung der Auslenkungen des Schaltverhältnisses, die für einen vorge-'gebenen Leistungspegel benötigt werden.

Tatsächlich weist die entwickelte Leistungsstufe den Vorteil auf, daß sie geeignet ist, die Eingangsspannung für Auslenkungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A, der-größer als 0,12 ist, zu erhöhen, während die Gegenwirkungs-Leistungsstufe der Figur 3 lediglich erniedrigende Eigenschaften aufweist. Die neue Leistungsstufe 10 kann folglich mit kleineren Spannungsversorgungen befriedigend arbeiten als die Leistungsstufe des Standes der Technik (Figur 3) für denselben Bedarf der Leistung für die Last.

Um den begrenzten kleinen Verzerrungsbereich, der durch Auslenkungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A, der kleiner als 0,2 ist, zu erhalten, wird die Gleichung (9) sehr gut durch eine quadratische (parabolische) Abhängigkeit angenähert zu:

fa « α²

^A1

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Die durch die Gleichung (10) gegebene relativ geringe Verzerrung (kleiner 4%) regt dazu an, die Linearität der Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik gründlicher zu untersuchen und geeignete Einrichtungen zu. ihrer ■ weiteren Verbesserung zu finden.

Es wird daher eine ganz kleine--(kleiner 1 %) harmonische Verzerrung für begrenzte Schwankungen des Schaltverhältnisses (A < 0,1) nachgewiesen. Dies ergibt eine sehr lineare Gleich-strom-Verstärkungscharakteristik um D = 0,5 , wie dies.

aus der Figur 8 ersichtlich ist. Wenn jedoch die parasitären Widerstände der beiden Induktivitäten zur genaueren Formung bzw. Bildung der begrenzten Spannungsverstärkung der Leistungsstufe herangezogen werden, erscheint die Gleichstrom-Leistungscharakteristik um D = 0,5 noch mehr .linearisiert zu sein. Die Wirkung der parasitären Widerstände R_T _Λ und R

Ll LiZ

für die gekoppelten Induktivitäten L. und L„ eines Konverters der Leistungsstufe (Figur 12) auf die Gleichstrom-Spannungsverstärkung und den Leistungsgrad wird durch die Beziehung 20

V _ D I 1 Id'

(D'/D

Vg D · M +^₁ (D/D¹)² bestimmt, wobei

k fil , Ot 2 & ^R12 112)

(11)

ist. R ist dabei der Lastwiderstand. Um den Kreis der Figur 12 zu optimieren, ist es nur erforderlich die Parameter .yc -j und·<₂ herauszufinden, so daß die Differential-Gleichstrom-Spannungsverstärkungscharakteristik, die durch die Gleichung (11) gegeben ist, um den Arbeitspunkt D = 0,5

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maximal linearisiert ist. Dies führt zu dem Optimierungskriterium:

Ai₁ = O - ⁴V ³⁾

Auf diese Weise kann aus der Gleichung (13) für ein gegebenes o<„ der optimale Wert für->£ ₁ gewählt werden. Aus den Leistungsgrad betreffenden Gründen ist o£ „ gewöhnlich sehr klein (-x'₂<< 1), was dazu führt, daß ^' gegenüber -χ beinahe unempfindlich ist und für «V ₂<K1 gleich 0,0718 ist. Für eine Last von 8 Ohm ergibt sich der optimale Wert des parasitären Widerstandes R . der Eingangsinduktivität L.. zu 0,58 Ohm.

Wenn-jxC ₁ und ·*£. ~ so ausgewählt werden, daß sie dem soeben beschriebenen Optimalisierungskriterium genügen, wird die Gleichstrom-Verstärkungsübertragungskurve über den weitesten Bereich der Amplitude A maximal linearisiert, wie dies in der Darstellung der Figur 14 gezeigt ist. Der Vergleich mit der idealen Gleichstrom-Verstärkungskurve (es sind keine parasitären Bauelemente enthalten) zeigt beinahe eine perfekte Linearität der optimalen Gleichstrom-Verstärkungskurve für A <T 0,2.

Eine audiofrequenter Gegentakt-Schaltverstärker wurde entsprechend der in der Figur 12 dargestellten Anordnung mit der geschlossenen Schleife optimal entworfen, weist aber entsprechend dem Aufbau der Figur 15 parasitäre Widerstände Rp = 0,53 Ohm, den Kapazitätswert von 180 \iF und gekoppelte Induktivitätsparameter

L₁ = 138,5 μΗ
und
35

L Λ L- - L₁ = 37,5 μΗ
e ~ * ι

auf.

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Bei den npn-*-Transistören handelt es sich um Transistoren vom Typ GED44H10 und bei den pnp -Transistoren um Transistoren vom Typ GED45H10. Bei allen Schaltdioden handelt es sich um Dioden vom Typ IN3883. Es sind zusätzliche Dioden.

D₃ bis D_fi des Typs IN914 verwendet, um den Ausgang der Treiber vom Typ D20026 über die Widerstände 41 und 42 von 11 Ohm zu den Schalttransistoren und Dioden gemäß einer Modifizierung der sogenannten"Baker-clamp" zur Verbesserung der Schaltzeiten der Transistoren zurückzukoppeln, wie dies dargestellt ist. Der Kreis wurde mit einem 8 Ohm-Widerstand als Last R getestet. Für die gewählte Versorgungsspannung Vg = 25 Volt und bei den auf weniger als 0,1 begrenzten Auslenkungen des Schaltverhältnisses (A s 0,1 um die Verzerrung der offenen Schleife sehr klein zu halten) betrug die maximale Ausgangsspannung nahezu 25 Volt und es wurde eine audiofrequente sinusoidale Leistung von annähernd 40 Watt erhalten. Die verwendete Schaltfrequenz betrug fs = 80 kHz.

Zunächst wurden verschiedene Experimente und Messungen an der Leistungsstufe selbst vorgenommen. Anschließend wurden sowohl einige Gleichstrom- als auch Wechselstromverstärkungsmessungen an der offenen Schleife vorgenommen. Durch das erste Experiment wurde die Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik der Figur 14 durch direkte Messungen der Differential-Ausgangs-Gleichspannung über dem.Schaltverr hältnis des Leistungsschalters nachgemessen. Die parasitären Widerstände der gekoppelten Induktivitäten betrugen R₁ = R „ = 0,04 Ohm und es wurde eine Charakteristik gemessen, die sich sehr nahe der idealen Verstärkungscharakteristik der Ficrur 14 annäherte. Es wurden dann die Widerstände Rp = 0,53 Ohm in Reihe zu den Eingangsinduktivitäten (d.h. zu den parasitären Widerständen der Eingangsinduktivität) hinzugefügt, was dazu führte, daß der gesamte optimale Eingangswiderstand von 0,57 Ohm für eine Last von 8 Ohm dem theoretischen (idealen) Widerstand von 0,58 Ohm sehr nahe lag. Die

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Linearität der gemessenen Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik war sehr stark verbessert, wie dies durch die Figur 14 vorausgesagt wurde. Für eine kleinere Versorgungsspannung (Vg =10 Volt oder kleiner) wurde jedoch eine Abweichung von der linearen Charakteristik für

kleine Ausgangsspannungen (Schaltverhältnisse von ungefähr 0,5) beobachtet. Dies wurde der Transistor-Sättigungsspannung und dem Spannungsabfall an den in Vorwärtsrichtung betriebenen Dioden zugeschrieben, die im Zusammenhang mit der Figur 14 nicht in Betracht gezogen wurden. Bei höheren Ausgangsspannungen und für höhere Eingangs-Versorgungsspannungen wird ihre Auswirkung vernachlässigbar und nähert sich der optimalen Linearitätskurve der Figur 14 an.
15

Bei dem nächsten Experiment wurde die gesamte Gleichstrom-Verstärkungslinearität der offenen Schleife gemessen (es waren daher die Nichtlinearität des Sägezahns und alle anderen Nxchtlinearitatsquellen enthalten). Während noch im Zusammenhang mit einer offenen Schleife gearbeitet wurde, wurde ein kleines Gleichstrom-Eingangssignal als das audiofrequente Eingangssignal zugeführt und es wurde die Ausgangsspannung an der Last gemessen, was zu der Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik der offenen Schleife gemäß der Figur 16 führte. Wie dies aus der Figur 16 hervorgeht, wurde eine relativ gute Gesamtlinearität beobachtet. Diese Messung wurde natürlich mit einer optimalen Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik der Leistungsstufe vorgenommen. Es war daher der Widerstand Rp = 0,53 Ohm enthalten. 30

Die Messung des dynamischen (Wechselstrom) Frequenzgangs eines kleinen Signals (Schleifenverstärkung) an dem stabilen Zustand (Gleichstrom) des Arbeitspunktes D = 0,5 wurde als nächstes vorgenommen. Obwohl eine ausgeklügeltere und all-

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gemeinere Methode für die Signalzuführung für die Messung der Schleifenverstärkung ohne Auftrennung der Rückkopplungsschleife hätte angewendet werden können, ermöglichten der relativ geringe Wert der verwendeten Gleichstrom-Schleifenverstärkung (28 Dezibel) und der vernachlässigbare Ladeeffekt des Rückkopplungsnetzwerkes am Ausgang der Leistungsstufe die Unterbrechung der Rückkopplungsschleife am Ausgang. Es wurde dann das. T der Schleifenverstärkung dadurch gemessen, daß ein Wechselstromsignal am Eingang des Verstärkers 23 zugeführt wurde und daß die Differential- , Wechselstrom-Ausgangsspannung an der Leistungsstufe gemessen wurde.

Für die erste Messung wurden die von außen zugeführten Widerstände Rp = 0 ,5 3ilentf er nt (kurzgeschlossen). Der gemessene Frequenzgang der Schleifenverstärkung, der durch die gepunkteten Linien in der Figur 17 dargestellt ist, stimmte sehr gut mit der theoretischen vorhergesagten Linie überein.

Aus dem entsprechenden minimalen Phasengang der Figur 17 ergibt sich, daß der reale O-Wert selbst mit den kleinen parasitären Eigenwiderständen der Induktivitäten tatsächlich in d-er linken Halbebene lag. Bei der Wiederholung derselben Messung mit nahezu optimalen Werten der Eingangswiderstände (0, 57 Ohm) wurde die in der Figur durch die ausgezogene Linie dargestellte Frequenz gemessen. Dieser Frequenzgang entspricht dem theoretisch vorhergesagten, bei dem nämlich ein Eingangswiderstand R . = 0,58 Ohm zu einem berechneten wirklichen O-Wert fz = 933 Hz führt.

Da die komplexen Pole durch den Einschluß der parasitären Widerstände Rp nicht wesentlich beeinträchtigt werden, liegen sie annähernd bei f_c ~ 500 Hz. Es ergibt sich daher eine annähernde Löschung eines Poles und dieses 0-Wertes und es wurde effektiv eine einpolige Frequenz gemessen, wie dies in der Figur 17 durch die ausgezogene Linie dargestellt ist. Es ist festzustellen, daß der Hochfrequenzpol fp = 34 kHz

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nahe bei fs/2 (40 kHz) liegt und eine vernachlässigbare Wirkung auf den Frequenzgang aufweist.

Wenn schließlich die Eingangsspannung Vg wieder bis zu Vg = 25 Volt vergrößert wurde, ergab sich ein leichtes Ansteigen der Gleichstrom-Schleifenverstärkung. Die in der Figur 18 dargestellte gemessene Schleifenverstärkung weist bei genau 20 kHz einen 0 db Überkreuzungspunkt auf. Auf diese Weise wurde die Verstärkung der geschlossenen Schleife mit einer 20 kHz Bandbreite gemessen, wie dies in der Figur 19 dargestellt ist, wenn die Rückkopplungsschleife geschlossen war. Es ist festzustellen, daß, obwohl die Rückkopplungsschleife ohne irgendeine Kompensation geschlossen ist, eine hohe Stabilität und ein Phasenspielraum von 73° erreicht wurden. Die Dämpfung der Verstärkung der geschlossenen Schleife bei tiefen Frequenzen (20 Hz) wurde durch einen 1 vlF Koppelkondensator am Audiosignaleingang (in der Figur 12 nicht dargestellt) bewirkt.

Zusammenfassend werden einige der bedeutenderen Vorteile .des neuen Schalt-Leistungsverstärkers aufgeführt:

1. Es ist nur eine einzige Spannungsversorgung erforderlich.

2. Es kann ein breiter Bereich von Versorgungsspannungen von kleinen Versorgungsspannungen (10 bis 15 Volt) bis zu hohen Versorgungsspannungen (110 Volt) infolge der zugrundegelegten Leistungsstufe verwendet werden. ( Es kann daher mit kleineren Versorgungsspannungen gearbeitet werden, als dies für dieselbe Ausgangsleistung bei Gegenwirkungs—Typen der Fall ist.

3. Es ist kein Eingangsfilter erforderlich. (Tatsächlich weist der aus der Leistungsquelle gezogene Strom für eine spezifizierte Gleichstrom-Bezugsspannung keine Welligkeit auf).

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4. Alle Transistoren in der Gegentaktanordnung sind auf Masse bezogen (geerdeter Emitter), wodurch sie in der einfachsten und leichtesten Weise angesteuert werden können.

5. Die Verwendung der komplementären npn- und pnp-Transistoren , die von einer einzigen Quelle betrieben werden, führt dazu, daß ein überlappen der eingeschalteten Zustände der Transistoren automatisch vermieden wird.

6. Eine sehr gute Gleitstrom-Verstärkungslinearitat (für einen optimalen Entwurf) führt zu einer geringen Verzerrung deroffenen Schleife.

7. Obwohl dies nicht gezeigt wurde, kann die Gleichstrom-Trennungs- bzw. Isolierung, falls sie für gewisse Anwendungsfälle erforderlich ist, leicht durch die Anwendung vonin der zuvor genannten Patentanmeldung beschriebenen Techniken erreicht werden.

Während alle diese Vorteile mit der in der Figur 10 dargestellten Verwirklichungsform des neuen Konverters erreicht werden können, werden die zusätzlichen Vorteile durch den Anschluß dergekoppelten Induktivität nach der Figur 12 erzielt:

1. Bei der Annäherung an die Anpassungsbedingung (n = k) beseitigtdie geringe Welligkeit des Ausgangsstromes (und daher auch die geringe Welligkeit der Ausgangsspannung}, das Erfordernis von Ausgangskondensatoren völlig, wodurch die Komplexität , die Größe und das Gewicht des Verstärkers weiter vermindert werden. Es kann sogar eine Welligkeit des AusgangsStroms von 0 erreicht werden.

2. Ein wesentlich verbesserter Frequenzgang der Schleifenverstärkung ermöglicht ein direktes Schließen der Rück-

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kopplungsschleife ohne Kompensation.

3. Dadurch, daß anstelle von zwei Kernen für zwei Induktivitäten gekoppelte Induktivitäten auf einem.einzigen Kern verwendet werden, kann die Komplexität weiter vermindert werden.

4. Es wird eine breite Verstärkerbandbreite erreicht, ohne daß an die Schaltfrequenz fs eine übermäßige Anforderung zu stellen ist.

Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung können beispielsweise VMOS-Schalter verwendet werden, wie dies in der voranstehend genannten Patentanmeldung beschrieben ist. Es können auch quasi-komplementäre Transistoren, an beiden Seiten des Speicherkondensators npn -Transitoren mit erdfreien Steuerkreisen, oder irgendwelche andere Anordnungen zur Bildung der elektronischen Zweirichtungs-Schalter, d..h. Schalter, die einen Leistungsfluß in beide Richtungen ermöglichen, verwendet werden.

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Claims

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. Weick\iann, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke Dipl.-Ing. F. A. \Yeickmann, Dipl.-Ciiem. B. Huber Dr. Ing. H. Liska 8000 MÜNCHEN 86, DEN / 3, {V^i ΊνΊ? POSTFACH 860820 * '' ''*''} VPU MÖHLSTRASSE 22, "RUFNUMMER 98 39 21/22 California Institute of Technology 1201 E. California Boulevard Pasadena, Calif. 91125/V.St.A. Patentansprüche

1. Schalt-Leistungsstufe zur Erzeugung einer Ausgangsspannung an einer Last, dadurch gekennzeichnet, daß sie zwei Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter aufweist, deren Ausgänge mit entgegengesetzten Enden der Last für einen echten Gegentakt-Parallelbetrieb von einer einzigen Gleichstrom-Quelle verbunden sind, daß jeder Konverter eine Eingangs- und eine Ausgangsinduktivität, die zu einer zwischen den Induktivitäten befindlichen Speicherkapazität in Reihe geschaltet sind,enthält,daß eine symmetrische Schalteinrichtung zum Schalten in zwei Richtungen vorgesehen ist, um den Knotenpunkt zwischen der Eingangsinduktivität und dem Speicherkondensator und den Knotenpunkt zwischen dem Speicherkondensator undder Ausgangsinduktivität abwechselnd mit zur Quelle

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führenden Rückstromleitungen zu verbinden, und daß eine Einrichtung zum phasenverschobenen Betrieb der Schalteinrichtungen für die Konverter vorgesehen ist, wobei, während eine Schalteinrichtung den Knotenpunkt zwischen der Eingangsinduktivität und dem Speicherkondensator des einen Konverters mit der Rückstromleitung verbindet, die andere Schalteinrichtung den Knotenpunkt zwischen der Ausgangsinduktivität und dem Speicherkondensator des anderen Konverters mit der Rückstromleitung verbindet.

2. Leistungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zum Verändern des periodischen Betriebs der Schalteinrichtung für den Konverter auf eine komplementäre Weise vorgesehen ist, um das Schaltverhältnis D für einen Zustand der symmetrischen Schalteinrichtung und das Schaltverhältnis D¹ für den anderen Zustand der symmetrischen Schalteinrichtung zu verändern, wobei eine Verstärkung V/Vg = (D-D¹) /DD¹, die größer oder kleiner als 1 sein kann, und eine Polarität der Ausgangsspannung vorliegt, wenn eine Änderung gefordert wird.

3. Leistungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die symmetrische SchalteinrichtungJ jedes Konverters für zwei Richtungen einen npn-Transistor, der den Knotenpunkt zwischen der Eingangsinduktivität und dem Speicherkondensator mit der Rückstromleitung zu der Quelle verbindet, eine erste Diode, die den Knotenpunkt zwischen der Ausgangsinduktivität und dem Speicherkondensator mit der Rückstromleitung zu der Quelle verbindet, einen pnp-Transistor, der den Knotenpunkt zwischen der Ausgangsinduktivität und dem Speicherkondensator mit der Rückstromleitung zu der Quelle verbindet und eine zweite Diode

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aufweist, die den Knotenpunkt zwischen der Eingangsinduktivität und dem Speicherkondensator mit der Rückstromleitung verbindet enthält, und daß eine'Einrichtung vorgesehen ist, um die Transistoren in einem Konverter abwechselnd einzuschalten, um Leistung von der Quelle zu der Last zu übertragen und um die Transistoren in dem anderen Konverter auf eine komplementäre Weise abwechselnd einzuschalten, um einen Gegentakt-Betrieb der beiden Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter herzustellen.

4. Leistungsstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Transistor einen geerdeten Emitter aufweist, daß die Ansteuerung der Transistoren eines Konverters von einer einzigen Ansteuerungsquelle bewirkbar ist, und daß eine komplementäre Ansteuerung der Transistoren in den beiden Konvertern durch einen Zweiphasen-Steuersignalgenerator erfolgt, der ein echtes binäres Signal Q und ein komplementäres binäres Signal Q erzeugt, wobei der npn-Transistor und der pnp-Transistor abwechselnd so eingeschaltet werden, daß eine Überlappung der eingeschalteten Zustände der Transistoren automatisch vermeidbar ist.

5. Leistungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß getrennte Widerstände die Leistungsquelle mit den Exngangsinduktivitäten jedes Konverters verbinden und daß beide Widerstände so ausgewählt werden, daß eine optimale Linearität der Gleichstrom-Verstärkungs-übertragungscharakteristiken erreichbar ist.

6. Leistungsstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Kriterium für die optimalen Gleichstrom-Verstärkungs-übertragungscharakteristiken durch die Be-

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ziehung

gegeben ist, wobei οί . -A R /R und oC ~ ^ ^RL2^^{Rf R der} Lastwiderstand, R₁ der geforderte parasitäre Widerstand der Eingangsinduktivität und R „ der geforderte parasitäre Widerstand der Ausgangsinduktivität bedeuten.

7. Leistungsstufe nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß &L - sehr klein ist, wodurch öl unempfindlich gegenüber cC 2 und gleich 0,078 wird, und daß dadurch der Wert des Widerstands, der die Eingangsinduktivität mit der Quelle verbindet gewählt wird, um sich zu dem tatsächlichen parasitären Widerstand der Last zu addieren, um zu bewirken, daß der effektive parasitäre Widerstand gleich 0,0718 mal dem Widerstand der Last ist.

8. Leistungsstufe nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs- und Ausgangsinduktivität jedes Konverters auf einem Kern gekoppelt sind, um einen übertrager zu bilden, der so bemessen ist, daß die Bedingung n=k besteht, wobei k der Koppelkoeffizient und η gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der jeweiligen Selbstinduktivitäten L₁ und L2 der Eingangs- und der Ausgangsinduktivität ist, um am Ausgang eine Stromwelligkeit des Wertes 0 zu erhalten.

9. Leistungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs- und die Ausgangsinduktivität auf einem Kern gekoppelt sind, um einen Übertrager zu bilden, der so bemessen ist, daß die Bedingung η =k besteht, wobei k der Koppelkoeffizient und η gleich der Quadratwurzel

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des Verhältnisses der jeweiligen Selbstinduktivitäten L₁ und L- der Eingangs--und der Ausgangsinduktivitäten sind, wobei dadurch am Ausgang eine Stromwelligkeit des Wertes 0 erreichbar ist.

10. Leistungsstufe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivitäten der beiden Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter annähernd gleich sind, wodurch die Welligkeit des Stromes von der Quelle im wesentlichen vermindert wird.

11. Leistungsstufe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivitäten der beiden Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter gleich sind, wodurch die Welligkeit des Stromes von der Quelle auf den Wert 0 verminderbar ist.

12. Leistungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,daß die Eingangsinduktivitäten der beiden Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter annähernd gleich sind, wodurch die Welligkeit des Stromes von der Quelle wesentlich verminderbar ist.

13. Leistungsstufe nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivitäten der beiden Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter gleich sind, wodurch die Welligkeit des Stromes von der Quelle auf den Wert 0 verminderbar ist.

14. Leistungsstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Ändern der periodischen Schalteinrichtung auf die Amplitude eines Steuersignals anspricht, wodurch die durch das Schaltverhältnis gesteuerte

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Ausgangsleistung für die Last proportional zu dem Steuersignal ist, wobei dadurch ein Leistungsverstärker mit einem offenen Kreis herstellbar ist.

15. Leistungsstufe nach Anspruch 14,dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangssignal und eine Einrichtung zur Erzeugung des Steuersignals als Funktion der Differenz zwischen der Amplitude der Spannung an der Last und dem Eingangssignal vorgesehen sind, wobei dadurch ein Leistungsverstärker mit einem geschlossenen Kreis herstellbar ist.

16. Leistungsstufe nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs- und die Ausgangsinduktivität jedes

- Konverters auf einem Kern gekoppelt sind, um einen übertrager zu bilden, der so bemessen ist, daß die Bedingung n=k besteht, wobei k der Koppelkoeffizient ist und wobei η gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der jeweiligen Selbstinduktivitäten L. und L₂ der Eingangs- und der Ausgangsinduktivität ist, die so gekoppelt sind, um die Stromwelligkeit am Ausgang auf den Wert 0 zu bringen.

17. Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter mit einem Stromfluß in zwei Richtungen, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste und eine zweite Induktivität, die mit einem zwischen den Induktivitäten angeordneten Speicherkondensator in Reihe geschaltet sind, und eine symmetrische Schalteinrichtung für zwei Richtungen vorgesehen sind , um den Knotenpunkt zwischen der ersten Induktivität und dem Speicherkondensator und den Knotenpunkt zwischen dem Speicherkondensator und der zweiten Induktivität abwechselnd mit einer Rückstromleitung zu einer Quelle zu verbinden, die sowohl mit der ersten als auch mit der zweiten Induktivität verbunden ist, daß die symmetrische Schalteinrichtung für zwei Richtungen jedes Konverters

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einen npn-Transistor , der den Knotenpunkt zwischen der ersten Induktivität und. dem Speicherkondensator mit der Rückstromleitung zu der Quelle verbindet, eine erste Diode, die den Knotenpunkt zwischen der zweiten Induktivität und demSpeicherkondensator mit der Rückstromleitung zu der Quelle verbindet, einen pnp-Transistor, der den Knotenpunkt zwischen der zweiten Induktivität und dem Speicherkondensator mit der Rückstromleitung zu der Quelle verbindet und eine zweite Diode, die den Knotenpunkt zwischen der ersten Induktivität und dem Speicherkondensator mit der Rückstromleitung verbindet, vorgesehen ist, _und daß eine Einrichtung zum abwebhselnden Einschalten der Transistoren in einem Konverter und zum abwechselnden Einschalten der Transistoren in dem anderen Konverter in einer komplementären Weise für den Gegentakt-Betrieb der beiden Gleichstrcm-Gleiehstrom-Konverter vorgesehen ist, um Leistung von der Quelle zu der Last zu übertragen, wodurch die erste und die zweite Induktivität willkürlich so verbunden sein können, daß eine Induktivität mit einer Leistungsquelle und die andere Induktivität mit einer Last verbunden sind.

18. Konverter nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Transistor einen geerdeten Emitter aufweist und daß die Basen der Transistoren direkt verbunden sind, wobei die Ansteuerung der Transistoren eines Konverters über einen strombegrenzenden Widerstand von einer einzigen Spannungs-Ansteuerquelle erfolgt.

19. Konverter nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Induktivität auf einem Kern gekoppelt sind, wodurch Stromwelligkeiten in wenigstens einem derbeiden aus einem Strom durch die erste Induktivität und einem Strom durch die zweite Induktivität

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bestehenden Ströme verminderbar sind.

20. Konverter nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Induktivität mit der Quelle und die zweite Induktivität mit der Last verbunden sind und daß die erste und die zweite Induktivität auf einem Kern gekoppelt sind, um einen Übertrager zu bilden, der so bemessen ist, daß die Bedingung n=k besteht, wobei k der Koppelkoeffizient ist und wobei η gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der Selbstinduktivitäten L₁ und L_ der ersten und der zweiten Induktivität ist, um die Welligkeit des Stroms durch die zweite Induktivität auf den Wert 0 zu bringen.

21. Leistungsverstärker zur Versorgung einer Last mit Leistung von einer Gleichstromquelle in Antwort auf ein Steuersignal, dadurch gekennzeichnet, daß zwei" Gleichstrom-Gleichstrom-Konverter vorgesehen sind, daß jeder Konverter einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß, einen Bezugsspannungsanschluß, einen Steueranschluß und die Möglichkeit eines Stromflusses in zwei Richtungen zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß aufweist, daß der Eingangsanschluß jedes Konverters mit demselben Anschluß der beiden an entgegengesetzter Polarität liegenden Anschlüsse der Gleichstromquelle verbunden ist, daß der Ausgangsanschluß jedes Konverters mit einem unterschiedlichen Anschluß der Last verbunden ist, daß der Bezugsspannungsanschluß mit dem anderen der beiden Anschlüsse der Gleichstromquelle verbunden ist und daß eine Einrichtung mit dem Steueranschluß der beiden Konverter zum gleichzeitigen und phäsenverschobenen Umsetzen von Leistung von der Quelle zu der Last, verbunden ist, so daß während irgendeiner der beiden Konverter Strom von der

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Glexchstromquelle an die Last liefert, der andere Strom von der Last zu der Gleichstromquelle zurückleitet, weshalb ein echter Gegentakt-Betrieb bei der Zuführung von Leistung an die Last vorliegt , und daß eine Einrichtung vorgesehen ist, um den Arbeitszyklus der Einrichtung zur Steuerung der Phasenverschiebung in Antwort auf ein Steuersignal zu variieren.

22. Verstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Konverter eine mit der Gleichstrom-Quelle verbundene Eingangsinduktivität aufweist und daß die Eingingsinduktivi täten der beiden Konverter annähernd gleich sind, wodurch die Schaltwelligkeit des Stromes aus der Quelle vermindert wird.

23. Verstärker nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Konverter eine mit der Gleichstrom-Quelle verbundene Eingangsinduktivität aufweist und daß die Eingangsinduktivitäten der beiden Konverter gleich sind, wodurch die Schaltwelligkeit des Stromes aus der Quelle auf den Wert 0 gebracht wird.

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