DE2917926C2

DE2917926C2 - Gegentakt-Schaltleistungsverstärker

Info

Publication number: DE2917926C2
Application number: DE2917926A
Authority: DE
Inventors: Slobodan Milojko Huntington Beach Calif. Cuk
Original assignee: California Institute of Technology CalTech
Current assignee: California Institute of Technology CalTech
Priority date: 1978-05-03
Filing date: 1979-05-03
Publication date: 1982-12-02
Also published as: YU42303B; DE2917926A1; FR2425176A1; US4186437A; JPH0116106B2; GB2020505A; YU103379A; CA1141000A; JPS5510893A; FR2425176B1; GB2020505B

Description

Fig. 13 das Blockschaltbild eines Verstärkers mit einem geschlossenen Kreis, drr eine Gegentakt-Leistungsstufe nach der Fig. 13 oder andere äquivalente Gegentakt-Leistungsstufen verwendet,

Fig. 14 eine Darstellung der optimalen und idealen Gleichstrom-Verstärkungsübertragungscharakteristik der Leistungsstufe nach der Fig. 10,

Fig. 15 eine Gegentakt-Leistungsstufe eines Tonfrequenzverstärkers, der gemäß der Anordnung der Fig. 11 entworfen ist,

Fig. 16 die Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik des offenen Kreises der Leistungsstufe nach der F ig. 15,

Fig. 17 eine Darstellung der Auswirkung des Eingangswiderstandes auf den Frequenzgang des Verstärkungsfaktors eines Gegentakt-Leistungsverstarkers nach der Fig. 12 mit der Leistungsstufe nach der Fig. 15,

Fig. 18 eine grafische Darstellung des experimentell ermittelter! Verstärkungsfaktors des Gegen!ak.t-L?istungsverstärkers nach der Fig. 12 mit der Leistungsstufe nach der Fig. 15 und

Fig. 19 eine grafische Darstellung der Verstärkung des geschlossenen Kreises des Gegentakt-Leistungsverstarkers nach der Fig. 12 mit der Leistungsstufe nach der Fig. 15.

Bei dem herkömmlichen Wandler, der eine Reiheninduktivität L und einen Speicherkondensator C verwendet, führt das periodische Schalten zwischen + Vg und Erde (während des Intervalls TD₅ an + Vg und während des Intervalls D'T_S = (\-D) T_s an Erde) zu einer durch das Schaltverhältnis gesteuerten Ausgleichsspannung V = DVg, wobei D das Schaltverhaltnis und fs = 1/ζ die konstante getaktete Schaltfrequenz ist. Dadurch ergibt sich eine Leistungsstufe, deren Ausgangsspannung an einer Last R nur eine Polarität aufweisen kann.

Eine Leistungsstufe, deren Ausgangsspannung beide Polaritäten (im Hinblick auf Erde positive oder negative Polaritäten) aufweisen kann, die von dem Wert des Schaltverhältnisses des Schalters abhängen, kann mit einem solchen herkömmlichen Wandler dadurch ver- *o sehen werden, daß eine zweite Spannungsversorgung - Vg anstelle von Erde mit dem Schalter verbunden wird, wie dies in der Fig. 1 dargestellt ist.

Im stabilen Zustand gilt für die Induktivität L die Gleichung:

(Vg- V)DT_s = (V_r + V)D¹

— = D-D' = 2Z)-I.
Yg

(D

(2)

50

Die Gleichspannungsverstärkung ist daher eine lineare Funktion des Schaltverhältnisses Z), wie dies in der Fig. 2 dargestellt ist, und für D > 0,5 besitzt die Ausgangsspannung eine positive Polarität, während sie für D < 0.5 eine negative Polarität aufweist.

Während die Realisierung des idealen Schalters S in einem herkömmlichen Wandler mit nur einer Ausgangspolarität durch die Verwendung eines bipolaren Transistors und einer Diode ziemlich naheliegend ist, macht die Umkehr der Ausgangsspannung in dem Wandler der F i g. 1 die Realisierung des idealen Schalters S weniger naheliegend und erfordert eine Überprüfung der gestellten bzw. verlangten Erfordernisse. Da nämlich der durchschnittliche Induktivitätsstrom die Ausgleichsspannung erzeugt, wird die Umkehr der Polarität der Ausgangsspannung von der Umkehr der Richtung des Stromes durch die Induktivität begleitet, wie dies in der Fig. 1 durch den voll ausgezogen gezeichneten und den strichliert gezeichneten Pfeil dargestellt ist. Die Realisierung des Schalters S muß daher diesen Stromfluß in zwei Richtungen ermöglichen. Dies ist in einfacher Weise durch den in der F ig. 3 dargestellten, aus zwei Transistoren und zwei Dioden bestehenden Kreis zu bewerkstelligen.

Die Transistoren Q₁ und Q₂ in der Fig. 3 werden abwechselnd durch ihre Steuerelektroden ein- und ausgeschaltet (wenn Q, während des Intervalls DT_S eingeschaltet ist, ist Qi ausgeschaltet und umgekehrt), während die Dioden Z)₁ und D₂ synchron mit ihnen arbeiten. Wenn nämlich für D > 0,5 (positive Polarität der Ausgangsspannung) Qi eingeschaltet ist und V₁-V₁₁ (die Sättigungsspannung wird vernachlässigt), ist der Durchschnittsgleichstrom /positiv. Wenn Q, ausgeschaltet ist, zwingt dip Induktivität die Diode D, in den leitenden Zustand, und es gilt Vt = Vg (wobei der Spannungsabfall an der Diode vernachlässigt ist). Wenn Q₂ in diesem Augenblick eingeschaltet wird, wird sein Basis-Kollektor-Übergang in Vorwärtsrichtung vorgespannt, die Gesamtauswirkung auf die Arbeitsweise des Kreises und die Leitfähigkeit der Diode D\ ist jedoch vernachlässigbar. Wenn der Transistor Q₁ wieder einschaltet, gilt Vi - Vg, und die Diode Di schaltet aus. Der Transistor G₃ ind die Diode D₂ arbeiten bei der anderen Stromrichtung D < 0,5 in ähnlicher Weise (in der F i g. 3 ist dies durch den gestrichelten Pfeil dargestellt).

Inder Fig. 4 ist d^s Blockschaltbild eines Schalt-Leistungsverstärkers dargestellt, derris offener Kreis arbeitet und die Leistunsstufe der F i g. 3 enthält. Er beinhaltet einen Vergleicher 10 und einen Treiber 11.

Das Schaltbild ist dasselbe vis das für den offenen Gleichspannungswandler der ii g. 3, der mit einer konstanten Schaltfrequenz fs = MT₅ (getakteter Typ) betrieben wird, wobei der einzige Unterschied darin besteht, daß am Eingang des Vergleichers anstelle einer Gleich<;trom-Bezugsspannung ein zeitveränderliches (beispielsweise sinusförmiges) Eingangssignal verwendet wird. Auf diese Weise wird nun das Erfordernis einer Leistungsstufe mit Ausgangsspannungen beider Polaritäten deutlich. Für die positive Halbperiode eines sinusförmigen Hörsignals erzeugt der Vergleicher ein Schaltverhältnis Z) > 0,5 und eine Ausgangsspannung mit einer positiven Polarität, während für die negative Halbperiode Z)<0,5 eine negative Ausgangsspannung erzeugt wird. In der Tat erzeugt der Vergleich des niederfrequenten Eingangssignals und des hochfrequenten Sägezahns (getakteter Sägezahn) ein durch ein pu'. <breitenmoduliertes PWM-Signal, dessen Niederfrequenzspektrum durch eine Tießpaßfilterung gewonnen wird. Es wird daher eine enge Nachbildung des Eingangssignal am Ausgang erzeugt, die aber nun einen hohen Leistungspege! aufweist.

Der Vergleich dieses Lösungswegs für einen Schat-Leistungsverstärker mit dem Entwurf des herkömmlichen linearen Leistungsverstärkers im Hinblick auf die beiden vorgenannten Beschränkungen des Entwurfs des Leistungsverstärkers, d. h. den Wirkungsgrad und die Verzerrung, wird nun augenscheinlich. In Bezug auf den Wirkungsgrad weist dieser Lösungsweg gegenüber der linearen Verstärkung die üblichen Vorteile des Schaltern von Spannungsversorgungen, d. h. er weist einen wesentlich geringeren Leistungsverlust auf. Infolge der höchst wirtschaftlichen Verwendung von Halbleitervorrichtungen als Schalter wird nämlich sein

theoretischer Wirkungsgrad von 100% nur leicht vermindert (sehr oft liegt der Wirkunsgrad über 90%). Pro-H!'ime des Leistungsvcrlustes werden auf diese Weise minimalisiert und eine Funktion der Sättigungsspannung des Transistors, seiner Schaltzeit und der parasitä- =, ren Widerstände der Speicherelemente in dem Leitungsweg bzw. Pfad. Die Verzerrung ist jedoch hei diesem Lösungsweg des Schaltverstärkers eher eine Funktion i:r Schaltfrequenz, als daß sie von der Linearität der l-L'-Charakteristiken des Transistors abhängig ist. Um eine geringe Verzerrung zu erreichen, muß insbesuiidere die Schaltfrequenz /, eine Größenordnung oder dergleichen größer sein als die Signalfrequenz f, um ein Überlappen der Seitenbänder in dem PWM-Signai zu vermeiden, selbst wenn der getaktete Säge- ι; zahn eine ideale Linearität aufweist.

Andererseits sol! eine übermäßig hohe Schaltfrequenz aus mehreren Gründen vermieden werden. Die Linearität des Verlaufs eines Sägezahns kann bei höheren S^haltfrequenzen schwer verwirklicht werden. Die Speicherzeit des Transistorschalters stellt dann einen bedeutenden Teil der Schaltperiode dar, was eine weitere Verzerrung bedingt und den Wirkungsgrad weiter vermindert. Die Bandbreite gegenüber der Ausgangswelligkeit erfordert einen weiteren Kompromiß. Eine 2: allgemeine Faustregel, die von Entwicklern von Schalt-Spannungsversorgungen gebraucht wird, besteht darin, daß zur Erreichung einer geringen Welligkeit die Schaitfrequenz wenigstens zwei Dekaden über der Eckfrequenz f_c = 1/2 π yTÜ des den Mittelwert der Spannung bildenden L-C-Filters liegen muß. Auf diese , We'>e muß die Eckfrequenz des den Durchschnitt bildenden Filters in dem offenen Kreis der Fig. 4 wenigstens 20 kHz betragen, damit ein flacher Amplituden-Frequenzgang bis über 20 kHz bei tonfrequenten Leistungsverstärkern erreicht werden kann. Es ist daher erforderlich, entweder bei 2 MHz zu schalten (diese Frequenz ist zu hoch, um praktikabel zu sein) oder die geringe Schaltwelligkeit des Ausgangssignals zu opfern. Außerdem ergeben sich mehrere andere Nachteile aus diesem den offenen Kreis verwendeten Lösungsweg. Jede Nichtlinearität des Sägezahnverlaufs (getakteter Sägezahn) und der Gleichstrom-Verstärkungs-Charakteristik der Leistungsstufe spiegelt sich als eine zusätzliche Verzerrung am Ausgang wieder. Auf diese Weise wird die lineare Gleichstrom-Verstärkungs-Charakteristik (F i g. 2) des Wandlers der F i g. 3 bei dem Lösungsweg mit dem offenen Kreis eine Muß-Vorschrift. Schließlich müssen beide Spannungsquellen, nämlich die positive und die negative Spannungsquelle zur Vermeidung von weiteren Verzerrungen gut konstant gehalten werden. Die Lösung dieser Probleme liegt in der Verwendung einer negativen Rückkopplung, wie dies durch das Blockschaltbild des Leistungsverstärkers mit einem geschlossenen Kreis in der F i g. 5 dargestellt ist. Dabei wird ein Schleifen-Vergleicher 12 verwendet, um an dem Vergleicher 10 die Differenz zwischen dem Verlauf des Ausgangssignals und dem Signaieingang zu erzeugen.

Es ergeben sich mehrere Vorteile, die im allgemeinen mit der Verwendung der negativen Rückkopplung verbunden sind. Die Eckfrequenz des den Mittelwert der Spannung bildenden L-C-Filters kann nun eine niedrigere Frequenz, von beispielsweise 2 kHz, sein, und es kann dann eine negative Rückkopplung verwendet werden, um die Verstärkungs-Bandbreite der geschlossenen Schleife bis über 20 kHz auszudehnen, wie dies Tür einen guten Frequenzgang eines tonfrequenten Leistungsverstärkers gewünscht wird. Eine Schaltfrequenz von 200 kHz oder mehr würde dann eine geringe Schaltwelligkeit erzeugen. Es wird auch eine bedeutende Verbesserung der Genauigkeit der Verstärkung und der Gleichstrom-Stabilisierung erreicht. Außerdem kann ein gewisser Grad einer Nichtlinearitä sowohl in dem Verlauf des Sägezahns als auch der Gleichstrom-Verstärkung der Leistungsstufe toleriert werden, und die Gesamtverzerrung des Verstärkers wird durch den Betrag der eingeführten Verstärkung der Rückkopplungsschleife vermindert. Außerdem wird der Verstärker weniger empfindlich gegenüber dem Rauschen, das durch die Spannungsversorgung, die Schalt-Verzögerungszeiten des Transistors und durch andere nicht ideale Gegebenheiten bedingt wird. Der Preis, der für diese Verbesserungen zu zahlen ist, besteht natürlich in ehier größeren Kompliziertheit und in möglichen Stabilisierungsproblemen. Dies scheint jedoch keine ernsten Begrenzungen nach sich zu ziehen. Wie dies in der Fig. 4 dargestellt ist, ist das Blockschaltbild des Schalt-Leistungsverstärkers dasselbe wie das Blockschaltbild des als Regler dienenden Wandlers der Fig. 3, und es sind daher alle Techniken, die zur Untersuchung der Stabilität der Verstärkung der geschlossenen Schleife und für das Funktionieren des erwähnten Regln s entwickelt wurden, wie auch Meßtechniken, gleichermaßen auf den tonfrequenten Schalt-Leistungsverstärker anwendbar.

Die Untersuchung der Arbeitsprinzipien von Schalt-Leistungsverstärkern zeigt, wenn sie auch auf der Leistungsstufe der in Fig. 1 gezeigten Art als der bisher einzig bekannten Konfiguration basieren, daß im Prinzip jeder Regler (der auf anderen Schalt-Leistungsstufen basiert) oder gerade jeder Wandler, der durch einen offenen Kreis betrieben wird, in einen Leistungsverstärker umgewandelt werden kann, vorausgesetzt, daß seine Leistungsstufe in einer angemessenen Weise abgeändert ist, so daß sich eine geeignete Spannungs-Stromcharakteristik der zwei Quadranten des Kennlinienfeldes ergibt. Die Tatsache, daß die Leistungsstufe bisher als einzige verwendet wurde, kann ganz irreführend sein. Dies ist wahrscheinlich durch das Fehlen von Ver suchen zur geeigneten Umwandlung von die Spannung erhöhenden oder von die Spannung erhöhenden und in entgegengesetzten Richtungen wirkenden Leistungsstufen für Schaltverstärker bedingt.

Trotz der negativen Rückkopplung und der konstanten (getakteten) Schaltfrequenz fs weist der in der F i g. 5 dargestellte Schaltverstärker mit der geschlossenen Schleife noch weitere Nachteile auf, die sich direkt aus der Leistungsstufe selbst ergeben. Insbesondere handelt es sich bei dem aus der Spannungsversorgung bezogenen Strom um einen pulsierenden Strom, der sehr große Rauschbeträge bewirken kann. Sofern dies nicht korrigiert wird, ergibt sich daraus ein ernstes Problem. Der Versuch einem Radioapparat in der von dem durch diesen Verstärker verursachten Rauschen beaufschlagten Umgebung zuzuhören, würde völlig unbefriedigend sein. Es muß daher jeder Spannungsversorgung ein geeignetes Eingangsfilter zugefügt werden, das sich vorzugsweise nur wenig auf die Schleifenverstärkung auswirkt. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß zwei Spannungsversorgungen entgegengesetzter Polaritäten erforderlich sind. Es ist auch ein sehr sorgfältig ausgearbeitetes Schema zum Betreiben der Transistoren der Leistungsstufe der Fig. 3 erforderlich, weil keiner der Transistoren geerdet ist. Es sind daher entweder erdfreie, isolierte Treiber erforderlich, oder es muß ein

nicht isolierter Gegentakttreiber eingefügt werden (was zwei zusätzliche Spannungsversorgungen über + Vg und unter - Vg zum Ein- und Ausschalten der Transistoren Q, und Q₂ erfordert). Außerdem müssen sehr sorgfältige Vorkehrungen getroffen werden, um das gleichzeitige Einschalten der Transistoren Qi und Q₂ zu verhindern, was die beiden Spunnungsquellen kurzschließen und zu einer Zerstörung der Transistoren führen würde.

Schließlich ist noch eine relativ hohe Schaltfrequenz (300 kHz oder dergleichen) erforderlich, um die Schaltwelligkeit zu vermindern.

Es ergibt sich daher die Schlußfolgerung, daß ein neuer Wandler (Leistungsstufe) mit besseren Eigenschaften als der bekannte Wandler (Fig. 1,3) erforderlich ist, um die Kompensations-Leistungsstufe in der Rückkopplungsanordnung der Fig. 5 zu ersetzen.

In der voranstehend erwähnten DE-OS 28 42 262 sind ein solcher Wandler, seine Eigenschaften und zahlreiche nützliche Ausgestaltungen gemäß der F i g. 1 bis 5 der vorliegenden rateiiiamiiciuüng beschrieben. Es ϊο werden daher hier nur die wesentlichen Punkte des neuen optimalen Aufbaus eines Wandlers und die Anschlußmöglichkeit seiner Koppelinduktivitäten in den Leistungsverstärker beschrieben.

Der ursprüngliche Aufbau des neuen in der voranstehend erwähnten DE-OS 28 42 262 beschriebenen Wandlers ist nur für einen in einer Richtung gerichteten Strom-(und Leistungs-)Fluß geeignet. Die symmetrische Verwirklichungsform der Schaltkombination mit dem Transistor Q₁ und der Diode D\ beseitigt jedoch nur die Zufügung eines einzigen PNP-Transistors Q₂ und der Diode D₁ dieser Einschränkung und führt zu einem Strom- und Leistungsfluß in zwei Richtungen, wie dies in der F i g. 6 dargestellt ist. Es sind dieselben Bezugszeichen für die aus den Transistoren und den Dioden bestehenden Schaltkombinationen verwendet, wie in den Fig. 3, 4 und 5 dargestellten bekannten Wandlern, da sie dieselben Funktionen ausführen. Es werden hier zwei Induktivitäten L₁ und L₁ mit einem Speicherkondensator C₁ gemäß den Lehren der zuvor erwähnten DE-OS 28 42 262 verwendet. Neu ist, wie gerade bemerkt wurde, die Zufügung des Transistors Q₂ und der Diode D₁ aus Gründen der Symmetrie beim Schalten.

Der gesamte Wandler ist daher symmetrisch, und der Eingangsanschluß und der Ausgangsanschluß können willkürlich bezeichnet werden. Außerdem kann, infolge der Verwirklichung des Schalters mit dem Stromfluß in zwei Richtungen jeder der Anschlüsse sowohl als Stromquelle als auch als Stromsenke verwendet werden. Der Aufbau des Wandlers gemäß der Fig. 6 ist daher ideal zur Anwendung im Zusammenhang mit Batterie-Lade/Entladegeräten, in denen beide Funktionen durch diese einzige Wandlerstruktur verwirklicht werden. Die Richtung des Stromflusses durch den Wandler wird dadurch bestimmt, ob das Schaltverhältnis größer oder kleiner als der Wert ist, der erforderlich ist, um ein vorgegebenes Verhältnis der Spannung V_BUS an der Hauptleitung zu der Bc-üenesp-nnung ^νΒλΤτ aufrechtzuerhalten. Die Tatsache des Stromfiusses in zwei Richtungen bei der Verwirklichungsform des Wandlers nach der F i g. 6 führt auch zu einem ununterbrochenen Stromfluß, sogar wenn ein Leistungsdurchsatz von Null vorliegt. Die Dynamik des Wandlers ändert sich daher nicht zwischen dem Betrieb mit ununterbrochensrn Stromfluß und dem Betrieb mit unterbrochenem Stromfluß und die Überlegungen für den ununterbrochenen Stromfluß sind auch für den Übergangsbereich zwischen zwei Richtungen des Leistungsflusses anwendbar. Es ist auch festzustellen, daß diese Verwirkliciiungsfurm des Wandlers, bei dem ein Schalten des Stromes in zwei Richtungen erfolgt, auch auf den in der voranstellend genannten DE-OS beschriebenen Schaltwandler mit gekoppelten Induktivitäten anwendbar ist.

Der in der Fig. 6 dargestellte Aufbau des Wandlers weist einige sehr bede"tsame Vorteile auf. Beispielsweise sind beide Transistoren auf Masse bezogen und leichter anzusteuern als diejenigen der Fig. 3. Außerdem vereinfacht die Verwendung einer einzigen Ansteuerungsquelle für die komplementären npn- und pnp-Schalter, wie dies in der F i g. 6 dargestellt ist, nicht nur das Ansteuerungsschema erheblich. Vielmehr verhindert sie auch automatisch das gleichzeitige Einschalten beider Transistoren Q₁ und Q₂ (und auf diese Weise einen Kurzschluß der Kapazität C,), trotz dem Vorhandensein der Transistor-Schalt-Speicherzeit.

Es v/urdsr. daher aüe Problem? d?r Wanrlierstufe der F i g. 3, die bereits früher erwähnt wurden, durch den in der Fig. 6 dargestellten Aufbau des Wandlers gelöst. Es soll nun beschrieben werden, wie dieser Aufbau in das Schema eines Schalt-Leistungsverstärkers einbezogen werden kann.

Eine Leistungsstufe, die auf dem neuen in der F i g. 6 dargestellten Wandler basiert, mit der Möglichkeit der Erzeugung einer Ausgangsspannung beider Polaritäten, wird nun im Zusammenhang mit der Fig. 7 beschrieben. Obwohl es wahrscheinlich mehrere Wege gibt, dies zu bewerkstelligen, wird nur der einfachste und geeignetste Weg beschrieben, der alle guten Eigenschaften des neuen Wandlers erhält und einige weitere ermöglicht, wie beispielsweise die Versorgung durch eine einzige Stromquelle. In der Anordnung der F i g. 7 arbeiten zwei Wandler, die gemäß der Fig. 6 aufgebaut und bezüglich der Spannungsquelle parallel geschaltet sind, wie aus der Fig. 7 ersichtlich ist, aufeinanderfolgend.

Es wird vorausgesetzt, daß die beiden Wandler gegenphasig bstrieben werden. Dies bedeutet, daß der Transitor ausgeschaltet ist, während der andere Transistor eingeschaltet ist und umgekehrt. Wenn sich rHmlich der Schalter S, während des Intervalls DT_S (Fig. 3) in der Position A₁ befindet, befindet sich der Schalter S₁ während desselben Intervalls in der Position B₂- Es wird außerdem vorausgesetzt, daß die beiden Lasten Λ, und R₁ und die Arbeitsbedingungen so beschaffen sind, daß beide Wandler in dem kontinuierlichen Leistungsbetrieb arbeiten. Die beiden Ausgangsspannungen K, und V₁ an den beiden Lasten sind ideal (wobei keine parasitären Widerstände in Betracht gezogen sind):

Wie aus dieser. Gleichungen ersichtlich ist, sind die beiden Ausgangsspannungen nur Hh ii = 0,5 gieir·."., während die eine oder die andere Ausgangsspannung für andere Schaltverhältnisse größer wird. Auf diese Weise ergibt die Berechnung ihre Differenzen V = V₁ - V₁:

V Vg

(D-DI DU

was i: der F i y. 8 als eine Funktion des Schaltverhältnisses L· durch die dick ausgezogene Linie dargestellt ist. Die individuellen Verstärkungen des Wandlers V_xZVg und -V₂I ^vg sind durch die gepunkteten Linien dargestellt.

Wie sich aus der Fig. 8 ergibt, handelt es sich bei der Verstärkung gemäß der Gleichung (5) gerade um diejenige, die für den Schalt-Leistungsverstärker benötigt wird, da sie dieselbe geforderte Polaiitäts-Änderungseigenschaft aufweist, wie dies in der F i g. 2 für die modifizierte l.eistungsstufe dargestellte Gleichstrom-Leistungsvcrstärkung. Die einzige Schwierigkeit besteht darin, daß zwischen den Wandlerausgiingen noch keine annehmbar und praktikabel verbundene Last vorhanden ist, die Leistung aus der Stufe zieht. Es erhebt sich daher eine interessante Frage: Ist es möglich, eine Last so zwischen die Ausgänge der beiden parallel arbeitenden Wandler zu schalten, daß die Arbeisweise der einzelnen Wandler nicht gestört wird?

Diese Frage kann bejaht werden, und es kann daher der erfindungsgemäße neue Gegentakt-Leistungsverstärker rea'^;siert werden. Es wird daher, wenn die beiden in dem Wandler der Fig. 7 dargestellten Lasten durch eine erdfreie Last ersetzt werden, die erfindungsgemäße Gegentakt-Leistungsstufe der Fig. 9 erhalten. Der Vergleich mit der Leistungsstufe der F i g. 7, von der ausgegangen wird, wird nun gezogen.

In der Leistungsstufe nach der F i g. 7 beeinträchtigen die beiden Schaltwandler jeweils nicht die Arbeitsweise des anderen, und beide weisen, wie dies dargestellt ist, einen in eine Richtung gerichteten Strom-(und Leistungs-)Fluß auf. Dies ist jedoch in der Gegentakt-Leistungsstufe nach der F i g. 9 nicht so. Infolge der erdfreien Verbindung der Last zwischen den beiden individuellen Wandlern entsteht ihr Laststrom / an einem Wandlerausgang und mündet an dem anderen Wandlerausgang, was zu dem entgegengesetzten Stromfluß in den beiden eine Einheit bildenden Wandlern führt. Beispielsweise wirkt in der Fig. 9 für die durch eine ausgezogene Linie dargestellte Richtung des Stromes /der untere Wandler als eine Stromquelle, während der obere Konverter als Stromsenke wirkt. Bei der entgegengesetzten Polarität des Ausgangsstromes /(unterbrochene Linie) kehrt sich die Wirkungsweise der beiden Wandler um. Auf diese Weise müssen die Schalter S₁ und S₂ diesen Stromfluß (und Leistungsfluß), der von dem Schaltverhältnis D abhängt, in beide Richtungen ermöglichen. Die tatsächliche Realisierung der Schaltung wird jedoch dadurch verwirklicht, daß die Transistor-Diodenpaare der F i g. 6 so angewendet werden, wie dies in der F i g. 10 dargestellt ist. Es wird nun offensichtlich, warum die neue LeisLungsstufe des Verstärkers als eine echte Gegertikt-Leistungsstufc bezeichne! ■· irci. Während nämlich der untere Wandler den Strom / (und ύϊζ Energie) durch die Last »drückt«, »zieht« der obere Wandler den Strom aus der Last und umkehrt.

Ein praktisches Merkmal dieser schaltungsrr.ä&igen Verwirklichung besteht darin, daß alle vier Transistoren auf Erde bezogen sind (geerdeter Emitter). Außerdem kann der npn- und der pnp-Transistor jeder Stufe durch dieselbe PWM-Antriebsquelle, jedoch mit entgegengesetzter Phase, betrieben werden, wie dies dargestellt is*. Es wird auf diese Weise das Überlappen der i.eitfihigkeitszustände der Transistoren selbst beim Vorliegen von bedeutenden Tvansistorspeiciierzeiten automatisch verhindert.

Es wird auch festgesitiit, daß diese Verwirklichungsfcrm mit dem in beide Richtungen ^"(-'nieten Strom immer in dem ununterbrochenen Leistungsbetrieb arbeitet, weshalb die Annahme der oben angegeben ;n Gleichungen (3) und (4) gerechtfertigt ist.

Ein zusätzliches sehr wünschenswertes Merkmal wird aus der Cifgentaktver' ,nc!;.ng sdlst angeleitet. Der nus dei Quelle Vg gezogene Strom ig ist nämlich zu jeder Zeit

ι? = 'ι - h

wobei die Ströme i, und /₃ beide positiv »i:sü (d·; Rici; tungen sind in der Fig. 10 eingetragen) -jnu vobei ihic Steigungen zu ihren Induktanzwerten umgekehrt proportional sind.

Wie aus der Fig. 11b ersichtlich ist, ergibt sich eine interessante Situation, wenn die Eingangsinduktivitäten gemäß Fig. 10 dieselben sind. Das heißt, wenn Pur beide Wandler L_x = L, ist, handelt es sich bei dem von der Spannungsversorgung gezogenen Strom ig um einen Gleichstrom, der überhaupt keine Welligkeit aufweist. Während nämlich der Induktivitätsstrom Z₁ um einen Betrag ansteigt (während des Iiiiei vails DT_S), geht der andere Strom /₂ um denselben Betrag zurück, wie dies in der Fig. 1 la dargestellt ist, und kompensiert auf diese Weise- den Betragsanstieg von /,. Es wird daher insgesamt nur ein Gleichstrom aus der Spannungsversorgung gezogen. Dieses sehr wünschenswerte zusätzliche Merkmal ergibt sich aus dem den Gegentakt-Betrieb bewirkenden Aufbau der Schaltung. Diese neue Technik, die den Gegentaktbetrieb, die erdfreie Last und die in beiden Richtungen fließenden Ströme einschließt und die angewendet wurde, um die neue in der Fig. 10 dargestellte Leistungsstufe aus dem ursprünglichen Wandler zu schaffen, kann angewendet werden, um einen Verstärker mit einer geschlossenen Schleife gemäß der F ig. 12 zu bilden. Durch einen Treiber 20, der aus invertierenden Operationsverstärkern gebildet_wird, die den wahren (Q)- und den komplementären (Q)-Ausgang eines Flip-Flops 21 in A und 3 Steuersignale umwandelt, die an die Basen der Schalttransistoren Q₁ und Q₂ jedes Wandlers angelegt sind, wird eine Gegenphasenaeuerung erreicht. Die beiden Transistoren jedes Konverters können selbst durch dieselben Signale in einer komplementären Weise angesteuert werden, weil einer ein npn-Typ und der andere ein pnp-Typ ist. Andere äquivalente aber kr-ipüzierte Anordnungen können zur Verwirklichung des Sirorrflusses in zwei Richtungen in jedem Wandler mit den Tranistor-Dioden-Paaren, die aus dem Transistor Q₁ und der Diode D_x und dem Transistor Q₂ und der Diode

so D₂ bestehen, verwendet werden. Es wird zum Schalten des Flip-Flops 21 ein pulsbreitenmcdui'c rtes Signal verwendet. Dieser pulsbreitenniodulierte Signal wird durch die Verwendung eines Komparators 22 erzeugt. Dabei vergleicht der Komparator 22 ein Steuersignal und einen sägezahnförmigen Signalverlauf. Für einen Verstärker mit einer geschlossenen Schleife wird ein Schlcifen-Kernparator mit einem Differential-Eingang mit. einem DifTertniialverstärker 23, der vorgesehen ist, um die Spannung an der Last zu verstärken, und einem Komparator 24 versehen. Dies ähnelt dem Schleifen-Komparator der Fig. 5, weist aber die neue Leistungsstufe auf, in der die Last R zwiscfcaa ilen Ausgangsspanru'figspegeln der beiden i:. einer echten Gcgentaktweise betriebenen Wandler der Leistungsstufe erdfrei

öS ist. Dieselbe neue Technik kann ebenso a<,,f ander·; bekannte Wandlerarten ar>=?-.v2nde-t werd?-?\ wie beispielsweise --.ui die Spsü.iung erhöhende K.-äfiv;rte; oder lie S".?r,i"i.ng ernöhendi Konverter, die in ?m-

gegengesetzten Richtungen arbeiten. Beispielsweise ist in der Fig. 13a eine auf einem die Spannung erhöhenden Wandler basierende Leistungsstufe dargestellt, die zur Verwendung in einem Schalt-Leistungsverstärker geeignet ist Die Fig. 13b zeigt in einem Blockschaltbild die allgemein Form eines Leistungsverstärkers mit einer geschlossenen Schleife, der irgendeine bekannte Wandlerart für die Leistungsstufe verwendet, die zwei Gleichspannungswandler 31 und 32, von denen jeder für einen StromfluB in zwei Richtungen geeignet ist, und eine einzige Spannungsversorgung Vg umfaßt. Die Ausgänge der Wandler sind mit entgegengesetzten Enden einer Last R verbunden und werden in einem Gegentaktbetrieb durch die Gegenphasensteuereinheit 3J über einen Treiber 34 betrieben. Ein Impulsbreiten-Modulator 35 empfängt ein zu verstärkendes Signal von emem Schleifenkomparator 36, der eine Eingangsstufe aufweist, um ein Eingangssignal mit der Spannung an der Last zu vergleichen. Die Eingangsstufe ist so aufgebaut, daß sie einen Vergleich mit einem kleinen Eingangssignal eine Gesamtverstärkung erzeugt, die wesentlich kleiner als 1 ist Dies wird vorzugsweise dadurch ausgeführt, daß ein Potentiometer in einem Spannungsteilernetzwerk am Eingang der Eingangsstufe vorgesehen wird, um die Schleifenverstärkung zu steuern. Eine ähnlich modifizierte in entgegengesetzten Richtungen arbeitende Leistungsstufe würde im Vergleich zu dem in der Fig. 1 dargestellten Aufbau der Spannungsversorgung zu einem Aufbau mit einer einzigen Spannungsversorgung führen. Jeder Entwurf weist jedoch die voranstehend erwähnten Nachteile auf, wenn er mit der in der Fig. 10 dargestellten Leistungsstufe, die auf dem neuen Wandler basiert, verglichen wird.

Bei der Ausführung der vorliegenden Erfindung wird der vorteilhafteste Aufbau erhalten, wenn die gekoppelten Induktivitäten der Leistungsstufe nach der Fig. 10 derart verwendet werden, wie es in der F i g. 12 dargestellt ist. Dabei stellt die Fig. 12 ein Schaltbild eines neuen Gegentakt-Schalt-Leistungsverstärkers mit Rückkopplungszweig dar, der einen Lautsprecher 25 ansteuert. Kurz gesagt, sind die Induktivitäten L_x und L₂ jedes der beiden Wandler, wie dies dargestellt ist mit einer Anpassungsbedingung n= k gekoppelt, wobei η die Quadratwurzel des Verhältnisses der Selbstinduktivitäten L_xILi der jeweiligen Eingangs- und Ausgangs-Induktivitäten ist und wobei Arder Koppelkoeffizient ist. Bei solchen Anpassungsbedingungen wird die Welligkeit des Ausgangsstromes auf 0 verringert, wodurch die Leistungsfähigkeit des Verstärkers im großen Maße verbessert wird, weil die Notwendigkeit übermäßig hoher Schaltfrequenzen zur Verminderung der Schaltwelligkeit des Verstärkers am Ausgang nicht länger besteht. Die Gesamtwelligkeit besteht bei den Eingangsströmen i; und I₂. Bei dem aus der Leistungsquelle gezogenen Strom handelt es sich jedoch, wie dies im Zusammenhang mit den F i g. 11 a und 11 b beschrieben wurde, um einen Gleichstrom. Die ideale Charakteristik einer Gleichstrom-Gleichstrom-Leistungsstufe wird also dadurch annähernd erreicht, daß sowohl am Eingang als auch am Ausgang Gleichströme auftreten.

Wenn die beiden Übertrager (gekoppelte Induktivitäten L_x und L₂) so entworfen sind, daß sie der Anpassungsbedingung genügen, wird am Ausgang eine 0-WeI-ligkeit des Stromes erreicht, wie dies gerade bemerkt wurde, und das Erfordernis eines Filterkondensators C; am Ausgang ist vollständig beseitigt. Die Beseitigung von Ausgatigs-Filterkondensatoren führ*, zu einer weiteren vereinfachten und äußerst günstigen Dynamik der Schleifenverstärkung (zu einem tatsächlichen Frequenzgang mit einem einzigen Pol, wie dies später dargestellt werden wird), die das Anschließen der Rückkopplungsschleife sogar ohne irgendein Kompensationsnetzwerk ermöglicht und doch zu einem hohen Stabilitätsgrad führt Da es kein weiteres Bedürfnis füi eine übermäßig hohe Schaltfrequenz gibt, um die Welligkeit des Verstärkers zu vermindern, ergibt sich eine

ίο weitere Verbesserung. Der Aufbau des Schaltverstärkers nach der Fig. 12 mit einer geschlossenen Schleife weist ein Anzahl von Vorteilen auf, die durch einen Vergleich des herkömmlichen Verstärkers nach der F i g 5 und des neuen Gegentakt-Schaltverstärkers nach dei Fig. 12 offensichtlich werden.

Mit der neuen Leistungsstufe nach der F i g. 10 wurde eine ganz geringe Hannonischen-Verzerrung der offenen Schleife (weniger als 1%) für eine Amplitude vor Abweichungen der Schaltverhältnisse von weniger ah 0,1 bewerkstelligt, mit einer sehr linearen Gleichstrom Verstärkungscharakteristik für ein Scnaltverhältnis L von etwa 0,5, wie dies in der F i g. 8 dargestellt ist Wenr jedoch die parasitären Widerstände der beiden Indukti vitäten zum korrekten Einstellen der Spannungsverstär kung der Leistungsstufe herangezogen werden erscheint die Gleichstrom-Verstärkungscharakteristü bei etwa D = 0,5 noch weiter linearisiert zu sein.

Um die Nichtlinearität der Verstärkungscharakteri ctik (Fig. 8) und iLre Auswirkung auf die Verzerruni abzuschätzen, wird vorausgesetzt, daß sich das Schalt verhältnis D sinusförmig um seinen O-Eingangsarbeits punkt D = 0,5 verändert Dies heißt

= 0,5+A-sinu)t.

Dabei ist die Amplitude A aufU|<0,5 begrenzt.

Das Einsetzen der Gleichung (7) in die Gleichung (5 ergibt:

0,25 -A² sin²(öi

Dies ist eine periodische Funktion von t, und da sii auch eine ungerade Funktion ist, kann sie in ungeradi Fourier-Reihen zerlegt werden. Die Ausgangsspannuni enthält daher neben der Grundschwingung A_x sin ω ungerade Harmonische. Dies rührt, wie dies erwarte werden sollte, daher, daß die Gegentakt-Verbindung wenn sie wie hier als ideal symmetrisch betrachtet wird zur Auslöschung von Harmonischen der geraden Ord nung führt. Durch das Auffinden sowohl der Effektiv Werte der Gleichung (8) als auch der ersten Harmoni sehen kann die gesamte Verzerrung der Harmonische! erhalten werden. Es können jsdoch sehr komplexe Inte grale in der geschlossenen Form berechnet werden, un die gesamte harmonische Verzerrung analytisch als:

zu erhalten. Die Gleichung (9) zeigt, daß die gesamt harmonsiche Verzerrung sehr schnell mit der Zunahrm der Amplitude A ansteigt. Obwohl die harmonischi Verzerrung um eine Größenordnung oder derglcichei vermindert wird, wenn die Rückkopplungsschleif geschlossen ist, wie dies in der Fig. 12 dargestellt ist, is es noch wünschenswert, die Verzerrung der ofTenei Schleife für die Leistungsstufe allein so klein wie mög

Lieh zu halten. Dies kann in der Praxis dadurch bewerkstelligt werden, daß die Amplitude der Abweichung des Schaltverhältnisses (A sin ωή kleiner als 0,1 gehalten wird. Die gesamte harmonische Verzerrung des offenen Kreises wird dann kleiner als 1%, was von sich aus in einer offenen Schleife als eine ganz kleine Verzerrung angesehen wird. Selbst bei einer Abweichung des Schaltverhältnisses in der Höhe von 0,2 kann eine gesamte harmonische Verzerrung von 4,36% in einigen Anwendungsfällen akzeptabel sein. ι ο

Obwohl eine Begrenzung der Amplitudenveränderung auf eine Abweichung des Schaltverhältnisses von A, das kleiner als 0,1 ist (oder sich bei 0,2 erstreckt, wie dies später durch eine geeignete Optimierung der Schaltung dargestellt wird), zunächst sehr begrenzt erscheint, ist dies überhaupt nicht so. Für Auslenkungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A = 0,1, wird nämlich eine Gleichstromverstärkung von VIVg = 0,83 erhalten, während für Abweichungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A gleich 0,12 die Gleichstromver-Stärkung Vl Vg = 1,02 wird. Es wird daher fur eine Eingangs-Versorgungsspannung Vg = 24 Volt und für Abweichungen der Schaltvcrhältnisss mit einem Wert von A = 0,12 eine sinusförmige Ausgangsspannung mit einer Amplitude, die geringfügig über 25 Volt liegt, erhalten. Der vergleichbare Schalt-Leistungsverstärker gemäß Fig. 4 und 5, der dieselbe Quelle V = 24 Volt aufweist, würde dem vollen Bereich der möglichen Abweichungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A = 0,5 unterliegen, um eine sinusförmige Ausgangs-Bereich der möglichen Änderung der Abweichungen dns Schaltverhältnisses von A infolge einer nichtlinearen Verstärkungscharakteristik der neuen Leistungsstufe (Fig. 9 und 10) ist daher durch seine höhere Verstärkung im großen Maße verschoben. Beispielsweise beträgt die für Z) = 0,5 berechnete Neigung der Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik in einer neuen Leistungsstufe (Fig. 10) 8, während sie für den Stand der Technik (Fig. 3) nur 2 beträgt. Ein Anstieg der Verstärkung von 4 : 1 ermöglicht daher die proportionale Verminderung der Auslenkungen des Schaltverhältnisses, die für einen vorgegebenen Leistungspegel benötigt werden.

Tatsächlich weist die entwickelte Leistungsstufe den Vorteil auf, daß sie geeignet ist, die Eingangsspannung für Abweichungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A, der größer als 0,12 ist, zu erhöhen, während die Leistungsstufe der Fig. 3 lediglich erniedrigende Eigenschaften cUifweist, Die neue Leistungsstufe 10 kann folglich mit kleineren Spannungsversorgungen befriedigend arbeiten, als die Leistungsstufe des Standes der Technik (F i g. 3) bei demselben Leistungsbedarf für die Last

Um den begrenzten kleinen Verzerrungsbereich, der durch Abweichungen des Schaltverhältnisses mit einem Wert A, der kleiner als 0,2 ist, zu erhalten, kann die Gleichung (9) sehr gut durch eine quadratische (parabolische) Gleichung angenähert werden:

(10)

Die durch die Gleichung (10) gegebene relativ geringe Verzerrung (kleiner 4%) regt dazu an. die Linearität der Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik gründlicher zu untersuchen und geeignete Einrichtungen zu ihrer weiteren Verbesserung zj finden.

Es wird daher eine ganz kleine (kleiner 1%) harmonische Verzerrung bei kleineren Schwankungen des Schaltverhältnisses (A < 0,1) nachgewiesen. Dies ergibt eine sehr lineare Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik um Z) = 0,5, wie dies aus der F i g. 8 ersichtlich ist. Wenn jedoch die parasitären Widerstände der beiden Induktivitäten zum genaueren Einstellen der Spannungsverstärkung der Leistungsstufe herangezogen werden, erscheintdieGleichstrom-Leistungscharakteristik um Z) = 0,5 noch mehr linearisiert zu sein. Die Wirkung der parasitären Widerstände R_L] und R_Li für die gekoppelten Induktivitäten L₁ und Lj eines Wandlers der Leistungsstufe (Fig. 12) auf die Gleichstrom-Spannungsverstärkung und den Leistungsgrad wird durch die Beziehung

V _ D

~vg ~ ΊΓ

bestimmt, wobei

_ D^ Γ Ι Ί

D \\+α^(ϋΊ Df+ Q₁] (11)

(12)

ist. R ist dabei der Lastwiderstand. Um den Kreis der Fig. 12 zu optimieren, ist es nur erforderlich, die Parameter α, und ff₂ herauszufinden, so daß die Differential-Gleithftrom-Spannungsverstärkungscharakteristik, die durch die Gleichung (11) gegeben ist, um den Arbeitspunkt D = 0,5 maximal linearisiert ist. Dies führt zu dem Optimierungskriterium:

= (7-4/T)-(I

(13)

Auf diese Weise kann aus der Gleichung (13) für ein gegebenes a₂ der optimale Wert für ct\ gewählt werden. Aus den Leistungsgrad betreffenden Gründen ist a_: gewöhnlich sehr klein {a₇ « I), was dazu führt, daß «ι gegenüber a₇ beinahe unempfindlich ist und für (J₇ « 1 gleich 0,0718 ist. Für eine Last von 80hm ergibt sich der optimale Wert des parasitären Widerstandes R_L] der Eingangsinduktivität L₁ zu 0,58 Ohm.
Wenn Cr₁ und ^₂ so ausgewählt werden, daß sie dem soeben beschriebenen Optimalisierungskriterium genügen, wird die Gleichstrom-Verstärkungsübertragungskurve über den weitesten Bereich der Amplitude A maximal linearisiert, wie dies in der Darstellung der Fig. 14 gezeigt ist. Der Vergleich mit der idealen Gleichstrom-Verstärkungskurve (es sind keine parasitären Bauelemente enthalten) zeigt beinahe eine perfekte Linearität der optimalen Gleichstrom-Verstärkungskurve für Λ <0,2.
Ein tonfrequenter Gegentakt-Schaltvcrstärker wurde entsprechend der in der Fig. 12 dargestellten Anordnung mit der geschlossenen Schleife optimal entworfen, weist aber entsprechend dem Aufbau der Fig. 15 parasitäre Widerstände Rp = 0,53 Ohm, den Kapazitätswert

von 180 μΡ und gekoppelte Induktivitätsparameter

L\ - 138,5 μΗ und

Der Kreis wurde mit einem 8-Ohm-Widerstand als Last R getestet. Für die gewählte Versorgungsspannung Vg - 25 Volt und bei den auf weniger als 0,1 begrenzten Auslenkungen des Schaltverhältnisses (A < 0,1 um die Verzerrung der offenen Schleife sehr klein zu halten) betrug die maximale Ausgangsspannung nahezu la 25 Volt, und es wurde eine tonfrequente sinusförmige Leistung von annähernd 40 Watt erhalten. Die verwendete Schaltfrequenz betrug fs = 80 kHz.

Zunächst wurden verschiedene Experimente und Messungen an der Leistungsstufe selbst vorgenommen. Anschließend wurden sowohl einige Gleichstrom- als auch Wechselstromverstärkungsmessungen an der offenen Schleife vorgenommen. Durch das erste Experiment wurde die Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik der F i g. 14 durch direkte Messungen der Ausgangs- Gleichspannung über dem Scbaltverhältnis des Leistungsschalters nachgemessen. Die parasitären Widerstände der gekoppelten Induktivitäten betrugen R_L , ■= Rl 1" 0,04 Ohm, und es wuide eine Charakteristik gemessen, die sich sehr nahe der idealen Verstärkungscharakterisiik der Fig. 14 annäherte. Es wurden dann die Widerstände Rp - 0,53 Ohm in Reihe zu den Eingangsinduktivitäten (d. h. zu den parasitären Widerständen der Eingangsinduktivität) hinzugefügt, was dazu führte, daß der gesamte opti.nale Eingangswiderstand von 0,57 Ohm für eine Last von 8 Ohm dem theoretischen (idealen) Widerstand von 0,58 Ohm sehr nahe lag. Die Linearität der gemessenen Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik war sehr stark verbessert, wie dies durch die Fig. 14 vorausgesagt wurde. Für eine kleinere Versorgungsspannung (Vg = 10 Volt oder kleiner) wurde jedoch eine Abweichung von der linearen Charakteristik für kleine Ausgangsspannungen (Schaltverhältnisse von ungefähr 0,5) beobachtet. Dies wurde der Transistor-Sättigungsspannung und dem Spannungsabfall an den in Vorwärtsrichtung betriebenen Dioden zugeschrieben, die im Zusammenhang mit der Fig. 14 nicht in Betracht gezogen wurden. Bei höheren Ausgangsspannungen und für höhere Eingangs-Versor- gungsspannungen wird ihre Auswirkung vernachlässig- so bar und nähert sich der optimalen Linearitätskurve der Fig. 14 an.

Bei dem nächsten Experiment wurde die gesamte Gleichstrom-Verstärkungslinearität der offenen Schleife gemessen (es waren daher die Nichtlinearität des Sägezahns und alle anderen Nichtlinearitätsquellen enthalten). Während noch im Zusammenhang mit einer offenen Schleife gearbeitet wurde, wurde ein kleines Gleichstrom-Eingangssignal als das tonfrequente Eingangssignal zugeführt, und es wurde die Ausgangsspannung an der Last gemessen, was zu der Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik der offenen Schleife gemäß der Fig. 16 führte. Wie dies aus der Fig. 16 hervorgeht, wurde eine relativ gute Gesamtlinearität beobachtet. Diese Messung wurde natürlich mit einer optimalen Gleichstrom-Verstärkungscharakteristik der Leistungsstufe vorgenommen. Es war daher der Widerstand Rp = 0.53 Ohm enthalten.

Die Messung des Wechselstrom-Frequenzgangs eines kleinen Signals (Schleifenverstärkung) an dem stabilen Zustand (Gleichstrom) des Arbeitspunktes D - 0,5 wurde als nächstes vorgenommen. Obwohl eine ausgeklügeltere und allgemeinere Methode für die Signalzuführung für die Messung der Schleifenverstärkung ohne Auftrennung der Rückkopplungsschleife hätte angewendet werden können, ermöglichten der relativ geringe Wert der verwendeten Gleichstrom-? shleifenverstärkung (28 Dezibel) und der vernachlässigbare Ladeeffekt des Rückkopplungsnetzwerkes am Ausgang der Leistungsstufe die Unterbrechung der Rückkopplungsschleife am Ausgang. Es wurde dann das T der Schleifenverstärkung dadurch gemessen, daß ein Wechselstromsignal am Eingang des Verstärkers 23 zugeführt wurde und daß die Differential-Wechselstrom-Ausgangsspannung an der Leistungsstufe gemessen wurde.

Für die erste Messung wurden die von außen zugeführten Widerstände Rp = 0,53 Ω kurzgeschlossen. Der gemessene Frequenzgang der Schleifenverstärkung, der durch die gepunkteten Linien in der Fi g. 17 dargestellt ist, stimmte sehr gut mit der theoretischen vorhergesagten Linie überein.

Aus dem entsprechenden minimalen Phasengang der Fig. 17 ergibt sich, daß der reale 0-Wert selbst mit den kleinen parasitär»; Eigenwiderständen der Induktivitäten tatsächlich in der linken Hälfte des Diagramms lag. Bei der Wiederholung derselben Messung mit nahezu optimalen Werten der Eingangswiderstände (0,57 Ohm) wurde die in der Figur durch die ausgezogene Linie dargestellte Frequenz gemessen. Dieser Frequenzgang entspricht dem theoretisch vorhergesagten, bei dem nämlich ein Eingangswiderstand R_Ll = 0,58 Ohm zu einem berechneten wirklichen 0-Wert/r= 933 Hz führt. Da die Pole der komplexen Funktion durch die parasitären Widerstände Rp nicht wesentlich beeinträchtigt werden, liegen sie annähernd bei f_e — 500 Hz. Es ergibt sich dah^-r eine annähernde Löschung eines Poles des Frequenzganges und dieses 0-Wertes, und es wurde effektiv ein Frequenzgang mit einem Pol gemessen, wie dies in der Fig. 17 durch die ausgezogene Linie dargestellt ist. Es ist festzustellen, daß der Pol bei fp = 34 kHz nahe bei /r/2 (40 kHz) liegt und eine vernachlässigbare Wirkung auf den Frequenz gang aufweist.

Wenn schließlich die Eingangsspannung Vg wieder bis zu Vg = 25 Volt vergrößert wurde, ergab sich ein leichtes Ansteigen der Gleichstrom-Schleifenverstärkung. Die in der Fig. 18 dargestellte gemessene Schleifenverstärkung weist bei genau 20 kHz einen 0 clb Überkreuzungspunkt auf. Auf diese Weise wurde die Verstärkung der geschlossenen Schleife mit einer 20 kHz Bandbreite gemessen, wie dies in der Fig. 19 dargestellt ist, wenn die Rückkopplungsschleife geschlossen war. Es ist festzustellen, daß, obwohl die Rückkopplungsschleife ohne irgendeine Kompensation geschlossen ist, eine hohe Stabilität und ein Phasenspielraum von 73° erreicht wurden. Die Dämpfung der Verstärkung der geschlossenen Schleife bei tiefen Frequenzen (20 kHz) wurde durch einen 1 y.F Koppelkondensator am Audiosignaleingang (in der Fig. 12 nicht dargestellt) bewirkt.

Zusammenfassend werden einige der bedeutenderen Vorteile des neuen Schalt-Leistungsverstärkers aufgeführt.

1. Es ist nur eine einzige Spannungsversorgung erforderlich.

2. Es kann ei" breiter Bereich von Versorgungsspannungen, von kleinen Versorgungsspannungen (10 bis 15 Volt) bis zu hohen Versorgungsspannungen (110 Volt), infolge der zugrundegelegV:n Leistungsstufe verwendet werden. (Es kann dane* ivr'i ■ kleineren Versorgungsspannungen gearbeitet werden, als dies für dieselbe Ausgangsleistung bei dar. im Zusammenhang mit Fig. 1, 3 beschriebenen Wandler-Typen d>,r Fall ist.)

3. Es ist kein Eingangsfilter erforderlich. (Tatsächlich m weist Jer aus der Leistungsquelle gezogene Strom für eine spezifizierte Gleichstrom-Bezugsspannung keine Welligkeit auf.)

4. Alle Transistoren in der Gegentaktanordnung sind auf Masse bezogen (geerdeter Emitter), wodurch ι ~> sie in der einfachsten und leichtesten Weise angesteuert werden können.

5. Die Verwendung der komplementären npn- und pnp-Transistoren, die von einer einzigen Quelle betrieben werden, führt dazu, daß ein Überlappen ->" der eingeschalteten Zustände der Transistoren automatisch vermieden wird.

6. Eine sehr gute Gieichstrom-Verstärkungsiinearität (für einen optimalen Entwurf) führt zu einer geringen Verzerrung der offenen Schleife. 2;

7. Obwohl dies nicht gezeigt wurde, kann die galvanische Trennung, falls sie für gewisse Anwendungsfalle erforderlich ist, leicht durch die Anwendung von in der genannten DE-OS beschriebenen Techniken erreicht werden. ·"

Während alle diese Vorteile mit der in der F ig. 10 dargestellten Verwirklichungsform des neuen Wandlers erreicht werden können, werden die zusätzlichen Vorteil? durch den Anschluß der gekoppelten Induktivität nach tier Fig. 12 erzielt:

1. Bei der Ansähe rung ί η rfi-r rV.ni.assungsbedängungen (n = k) beseitigt die genngs vVcüigkiil ties Ausgangsstromes (und daher auch die geringe Welligkeit der Ausgangsspannung), das Erfordernis von Ausgangskondensatorer. völlig, wcdurch die Kompliziertheit, die Größe und das Gewicht ues Verstärkers weiter vermindert werden. Es kann sogar eine Welligkeit des Ausgangsstroms von 0 erreicht werden.

2. Ein wesentlich verbesserter Frequenzgang der Schleifenverstärkung ermöglicht tin direktes Schließen der Rückkopplungsschleife ohne Kompensation.

3. Dadurch, daß ansteile von zwei Kernen für zwei Induktivitäten gekoppelte Induktivitäten auf einem einzigen Kern verwendet werden, kann die Kompliziertheit weiter vermindert werden.

4. Er wird eine breite Verstärkungsbandbreiie erreicht, ohne daß an die ~..;haltfrequenz fs eine übermäßige Anforderung zu stellen ist.

Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung können beispielsweise VMOS-Schalter verwendet werder... wie dies in der voranstehend genannten DE-OS 42 262 beschrieben ist. Es können auch quasi-komplementäre Transistoren, an beiden Seiten des Speicherkondensators npn-Transistoren mit erdfreien Steuerkreisen, oder irgendwelche andere Anordnungen zur Bildung der elektronischen Zweirichtungs-Schalter, d. h. Schalter, die einen Leistungsfluß in beide Richtungen ermöglichen, verwendet werden.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Leisiungsstufe mit einem Gleichspannungswandler zum Umwandeln der Spannung einer Quelle und zum Anlegen der umgewandelten Spannung an eine Last, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Gleichspannungswandler vorgesehen ist, daß der Wandler und der weitere Wandler jeweils eine Eingangsinduktivität (Ll) und eine Ausgangsinduktivität (L 2) aufweisen, zwischen die eine Speicherkapazität (C 1) in Reihe geschaltet ist, daß der Wandler und der weitere Wandler jeweils eine symmetrische Schalteinrichtung (51 bzw. 52) aufweist, die den ersten Knotenpunkt (A 1 bzw. A 2) zwischen der Eingangsinduktivität (L 1) und dem Speicherkondensator (C 1) und den zweiten Knotenpunkt (B 1 bzw. B 2) zwischen dem Speicherkondensator (Cl) und der Ausgangsinduktivität (L 2) abwechselnd mit einer dem Wandler und dem weiteren Wandler gemeinsamen Rückstromleitung verbindet, daß ein Pol der Quelle (Vg) mit der R»ckstromleitung verbunden ist, daß der andere Pol der Quelle mit den Anschlüssen der Eingangsinduktivität (L 1) verbunden ist, die nicht mit dem Speicherkondensator (C 1) verbunden sind, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, die die Schalteinrichtung (51, 52) phasenverschoben derart taktet, daß während die Schalteinrichtung (51) des Wandlers den ersten Knotenpunkt (A 1) des Wandlers mit der Rückstromleitung verbindet, die Schalteinrichtung (52) des weiteren War ^lers den zweiten Knotenpunkt (B 2) des weiteren Wandlers mit aer Rückstromleitung verbindet, und daß jeweils ein Anschluß der Last (R) an einen Anschluß einer Ausganesinduktivität angeschlossen ist, der nicht mit dem opeicherkondensator verbunden ist.

2. Leistungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung des Wandlers und die Schalteinrichtung des weiteren Wandlers jeweils einen npn-Transistor (Ql), der den ersten Knotenpunkt mit der Rückstromleitung verbindet, eine erste Diode (D 1), die den zweiten Knotenpunkt mit der Rückstromleitung verbindet, einen pnp-Transistor (Ql), der den zweiten Knotenpunkt mit der Rückstromleitung verbindet und eine zweite Diode (D 2) aufweist, die den ersten Knotenpunkt mit der Rückstromleitung verbindet, und daß die Einrichtung die Transistoren (Q 1, Q 2) des Wandlers abwechselnd einschaltet und die Transistoren (Q 1, Q 2) des weiteren Wandlers in komplementärer Weise abwechselnd einschaltet.

3. Leistungsstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (Q 1, Q 2) des Wandlers und des weiteren V/andlers jeweils einen geerdeten Emitter aufweisen.

4. Leistungsstufe nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektroden der Transistoren (Ql, Q2) des Wandlers miteinander verbunden sind, daß die Steuerelektroden der Transistoren (Q 1, Ql) des weiteren Wandlers miteinander verbunden sind, daß durch einen Steucrsignalgenerator (33) ein echtes binäres Signal (Q) und komplementäres binäres Signal (Q) erzeugbar sind, und daß das eine der binären Signale an den Wandler und das andere der binären Signale an den weiteren Wandler anlegbar ist.

5. Leistungsstufe nach einem der Ansprüche I bis

4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem anderen Pol der Quelle (Vg) und dem Anschluß der Eingangsinduktivität (L 1) des Wandlers, der nicht mit dem Speicherkondensator (C 1) verbunden ist, und zwischen dem anderen Pol der Quelle (Kg) und dem Anschluß der Eingangsinduktivität des anderen Wandlers, der nicht mit der Speicherkapazität verbunden ist, jeweils ein Widerstand (Rp) geschaltet ist, und daß die Widerstände (Rp) so ausgewählt sind, daß eine optimale Linearität der Virstärkungscharakterisiik entsteht

6. Leistungsstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die optimale Linearität der Verstärkungscharakteristik durch die Beziehung:

gegeben ist, wobei a\ — Rl\/R ^unc» ^a2 — Ätj/R, R der Lastwiderstand, R_L1 der geforderte parasitäre Widerstand der Eingangsinduktivität L 1 und R_L ₂ der geforderte parasitäre Widerstand der Ausgangsinduktivität L1 bedeuten.

7. Leistungsstufe nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß a₂ im Vergleich zu dem Wert 1 sehr klein ist, so daß «j = 0,0718 ist und daß dadurch der Wert des Widerstands, der die Eingangsinduktivität (L 1) mit der Quelle (Kg) verbindet, gewählt wird, um zu dem tatsächlichen parasitären Widerstand der Last (R) addiert zu werden und um zu bewirken, daß der effektive parasitäre Widerstand gleich 0,0718mal dem Widerstand der Last (R) ist.

8. Leistungsstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivität (L 1) und die Ausgangsinduktivität (L 2) des Wandlers und des weiteren Wandlers;eweils durch einen Kern gekoppelt sind und einen Übertrager bilden, der so bemessen ist, daß die Bedingung η = k besteht, wobei k der Koppelkoeffizient und π gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der jeweiligen Selbstinduktivitäten der Eingang "»induktivität (L 1) und der Ausgangsinduktivität (L 2) ist.

9. Leistungsstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivität (L 1) des Wandlers und des weiteren Wandlers annähernd gleich sind.

10. Leistungsstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivität (Ll) des Wandlers und des weiteren Wandlers gleich sind.

11. Leistungsstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zum Verändern des periodischen Betriebs der Schalteinrichtungen (51,52) des Wandlers und des weiteren Wandlers in einer komplementären Weise vorgesehen ist, und das Schaltverhältnis D für einen Zustand der Schalteinrichtungen und das Schaltverhältnis D¹ Tür den anderen Zustand der Schalteinrichtungen steuert, wobei die Verstärkung Vl Vg = (D-D')IDD' ist und größer oder kleiner 1 sein kann und wobei sich die Polarität der Ausgangsspannung ändert.

12. Leistungsstufe nach Anspruch II, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Ändern der periodischen Schalteinrichtung (51,5 2) auf die Amplitude eines Steuersignals anspricht, so daß die durch das Schaltverhältnis gesteuerte Ausgansleistung an der Last (R) proportional zu dem Steuersignal ist.

13. Leistungs:^#:!fe nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (24) zur Erzeugung des Steuersignals als Funktion der Differenz zwischen der Amplitude der Spannung a d<;r Last und eines Eingangssignals vorgesehen ist.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schalt-Leistungsstufen und Verstärker, insbesondere auf einen Ge,:i:Rv.aL't-Sv,haltverstärker mit einer Schaltwelligkeit des Wertes 0 am Ausgang.

Es sind Schaltverstärker bekannt, die auf Gleichspannungswandlern basieren, die in entgegengesetzten Richtungen arbeiten. Wegen ihrer Nachteile wurden diese Schaltverstärker jedoch nicht in großem Rahmen verwendet. In der Beschreibung werden ein solcher Verstärker vom herkömmlichen Typ und einige seiner Nachteile diskutiert. Im Anschluß an die Beschreibung der vorliegenden Erfindung wird ein Vergleich der Erfindung mit dem Schaltverstärker des Standes der Technik vorgenommen, um die besseren Charakteristiken der Erfindung aufzuzeigen.

Der neue Schaltverstärker geht von dew neuen Gleichspannungswandler aus, der in der DE-OS 28 42 262 beschrieben ist. Es wird hier dieser Wandler mit einem optimalen Aufbau, der in beiden Richtungen wirksame Halbleiterschalter aufweist, verwendet, um einen Gegentakt-Verstärker zu bilden. Dadurch werden alle Vorteile des neuen Wandlers bzw. Konverters erzielt, wie beispielsweise ein hoher Wirkungsgrad, kleine Abmessungen, ein kleines Gewicht und ausgezeichnete dynamische Leistungen, zusammen mit einem verminderten Pulsieren sowohl des Eingangs· als auch des Ausgangsstroms. Die bedeutendsten Vorteile ergeben sich jedoch aus der Verwendung von Kopplungsinduktivitäten in der Grundschaltung dieses speziellen im Gegentakt arbeitenden Schalters, was zu einem Hochleistungsverstärker führt, bei dem die Schaltwelligkeit in dem Ausgangssignal völlig eliminiert ist, was eine der Begrenzungen bei der Ausführung herkömmlicher Schaltverstärker ist. Der neue Schaltverstärker kann daher in einem großen Bereich von Anwendungsfällen angewendet werden, die von einem Servo-Leistungsverstärker mit einem hohen Wirkungsgrad, kleinen Abmessungen, einem kleinen Gewicht und einem schnellen Ansprechen bis zu einem tonfrequenten Hochleistungsverstärker mit geringen Kosten reichen.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Schalt-Leistungsverstärker anzugeben, der für eine minimale Anzahl und Größe von Teilen eine maximale Wirksamkeit (breite Bandbreite, schnelles Ansprechen, geringes Rauschen und geringe Verzerrung) aufweist, bei dem ferner der Gleichstrom lediglich einer Quelle entnommen wird und bei der der Gleichstrom in dieser die Polarität wechselnden Leistungsstufe nur an eine Last geliefert wird, wodurch eine Annäherung an einen idealen Gleichspannungswandler mit einem Schalt-Leistungsverstärker erreicht werden kann.

Diese Aufgabe soll ohne eine übermäßig hohe Schaltfrequenz fs verwirklicht werden, die die Hauptbeschränkung des Schaltverstärkers des Standes der Technik darstellt.

Als Lösung dieser Aufgabe wird ein verbesserter Schaltleistungsverstäri'er durch ein Paar von Gleichstrom-Spannungswancllern gebildet, bc deweii die Breite das angelegten Schaltimpulse steuerbar ist, um zu erreichen, daß der Ausgsn&jstrciii für eine Last proportional dem Eii-ib4iigi.Sigiiai folg» jijdsiGicichspan-

s r-ungswandler enthält zwei Induktivitäten, νϋ<; dericn eine zu einer Gleichstrom-Quelle in Reihe und die sndere zu der Ausgangslast in Reihe geschaltet ist, einen Speicherkondensator und eine Schalteinrichtung, zum abwechselnden Verbinden der Verbindungspinkte

to zwischen der ersten Induktivität und dem Speicherkondensator mit dem geerdeten Pol der Betriebsspannungsquelle und zum Verbinden des Yerbindungspunkt.es zwischen der Speicherkapazität und der zweiten Induktivität mit dem geerdeten Pol für die Last Wenn die Ein-

gangsinduktivitäten der beiden Wandler gleichgemacht werden, ergibt sich, daß die Welligkeit der Eingangsströme für die beiden Wandler Null ist. Die Schalteinrichtung für einen der beiden Konverter wird durch das Komplement des pulsbreitenmociulierten Steuersi-

gnals, das an den anderen Waadler angelegt ist, angesteuert. Ic jedem Wandler ist die Eingangsinduktivität und die Ausgangsinduktivität dad>::.;h gekoppelt, daß die Induktivitäten wie Wicklungen sires Transformators für die Bedingung η = k entworfen sind, wobei η gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der Selbstinduktivitäten I₁ und L₁ der Eingangs- und der Ausgai.'gswicklungen ist und wobei k der Koppelkoeffizient zwischen den Wicklungen für einen Ausgangsstrom mit der Welligkeit 0 ist.

Im folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit den Figuren erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein schematiscb.es Schaltbild eines herkömmlichen Wandlers mit einer Ausgangsspannung beider Polaritäten,

Fig. 2 eine Darstellung der Gleichspannungsverstärkung der Leistungsstufe der Fig. 1,

F i g. 3 ein schematisches Schaltbild einer praktischen Verwirklichungsform des Wandlers nach Fig. 1, Fig. 4 ein schematisches Schaltbild dss Schalt-Lei-

stungsverstärkers nach der Fig. 3, der als offener Kreis betrieben wird,

fig. 5 ein schematisches Schaltbild des Schalt-Leistungsverstärkers nach der Fig. 3, der in einem geschlossenen Kreis betrieben wird,

F i g. 6 ein schematisches Schaltbild des neuen Wandlers mit der Möglichkeit eines Stromflusses in zwei Richtungen,

Fig. 7 ein schematisches Schaltbild zweier neuer so Wandler (Fig. 6), die parallel zu einer Spannungsquelle geschaltet sind und aufeinanderfolgend arbeiten, Fig. 8 eine Darstellung der Spannungsverstärkung VIVg der Leistungsstufe nach der Fig. 7, F i g. 9 ein schematisches Schaltbild der erfindungsge-5i tnä"e>i neuen Gegentakt-Leictungsstufe,

Fig. 10 ein schematisches Schaltbild einer Verwirklichungsform dei neuen Leistungsstufe nach der Fig. 9, Fig. HA und HB Darstellungen der Eingangsströme und von der Last zur Quelle fließenden Ströme nach der Fig. 10,

Fig. 12 ein scnematisches Schaltbild der neuen Leistungsstufe nach der Fig, 10-, bei der zur Hersteilung eines neuen Gegentakt-Leistungsverstärkers gekoppelte Induktivitäten in einem geschlossenen Kreis vcrgesehen sind,

Fig. !3A ein schematisches Schaltbild ei~es die opannung erhöhenden Wandlers in einer erfindungsgemäßen Gegentakt-Leistungsstufe,