DE2926900C2

DE2926900C2 -

Info

Publication number: DE2926900C2
Application number: DE2926900A
Authority: DE
Inventors: Roubik Sunnyvale Calif. Us Gregorian
Original assignee: American Microsystems Holding Corp
Current assignee: American Microsystems Holding Corp
Priority date: 1978-09-08
Filing date: 1979-07-03
Publication date: 1989-06-15
Also published as: GB2030409A; IT1118800B; CA1113553A; NL7904161A; GB2030409B; JPS5538796A; NL184498C; US4210872A; NL184498B; FR2435856A1; JPS6336580B2; IT7968417A0; DE2926900A1; FR2435856B1

Description

Die Erfindung geht aus von einem Hochpaß-Abtastfilter mit geschalteten Kondensatoren gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Derartige Filter werden bei Datenübertragungs- oder Kommunikationssystemen und elektronischen Steuereinrichtungen verwendet. Ein solches Filter kann als integrierter Halbleiterschaltkreis ausgeführt werden.

Der Entwurf elektronischer Datenübertragungssysteme verlangt geeignete Filter für die selektive Frequenzfilterung. Solche vorzugsweise als integrierte Schaltkreise ausgeführten Einrichtungen müssen nicht nur mit anderen Systemkomponenten kompatibel sein, sondern sollen außerdem nur ein Minimum an Silizium-Chipfläche benötigen, einen großen Dynamikbereich haben, im Durchlaßband einen Signalgewinn haben und ein Nullverhalten bei der Frequenz Null aufweisen, um eine Hochpaßfilterung zu realisieren.

Es sind bereits Filter bekannt, die geschaltete Kondensatoren und Operationsverstärker enthalten. Der wesentliche Bestandteil solcher Schaltungen war üblicherweise ein Abtastintegrator, bei dem die Widerstände eines aktiven RC-Integrators durch mit geschalteten Kondensatoren nachgebildete Widerstände ersetzt wurden. Dieser Lösungsversuch warf jedoch bestimmte Probleme auf, da der bloße Ersatz durch geschaltete Kondensatoren diese nicht gleichwertig nachbilden kann. Dadurch entstanden Verzerrungen im Frequenzverhalten solcher Schaltungen wegen der ungenügenden Darstellung der Frequenzvariablen bei der Transformation von der s-Ebene in die z-Ebene. Eine Schaltung, in der ein geerdeter Kondensator in Verbindung mit einem Schalter verwendet ist, der diesen Kondensator taktweise einmal an den Signal-Eingang und zum anderen an den Eingang des rückgekoppelten Operationsverstärkers anlegt, wurden bereits in IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-12, No. 6, pp. 592-599 und pp. 600-608, Sec. 1977, insbesondere zur Fig. 2b, beschrieben. Für solche Schaltungen ist die Darstellung der Frequenzvariablen durch die Formel

s ↔ (z -1)/T

ausgedrückt, die gleichwertig zu dem Ersatz der Ableitungen der Differentialgleichung eines kontinuierlichen Systems mit Vorwärts-Differentialen ist. Um eine enge Beziehung zwischen den Ergebnissen des kontinuierlichen und des normierten Systems zu bewahren, muß die Taktfrequenz 1/T höher als die höchste in dem Signal enthaltene Frequenz sein.

In einer anderen bekannten Technik hat der geschaltete Kondensator, der den Widerstand ersetzt, eine besondere, auf der trapezoiden Integration basierende Konfiguration. Dadurch wird eine konforme Abbildung der s-Ebenen in den z-Ebenen erreicht, und die oben genannten Nachteile werden vermieden. Das normierte Ergebnis ist durch die folgende Transformation zum Kontinuitätsmodell in Beziehung zu setzen:

Ein wesentlicher Nachteil dieser letztgenannten Lösung ist, daß die Differenz oder das Negativ eines Signals nicht auf solch einfache Weise wie mit Hilfe von durch geerdete, geschaltete Kondensatoren nachgebildete Widerstände erhalten werden kann. Um diesen Vorteil, der in den geerdeten, geschalteten Kondensatorschaltungen enthalten ist, und um gleichzeitig die bei der Transformation von der s-Ebene in die z-Ebene entstehenden Fehler zu kompensieren, sollte eine direkte Synthese des z-Bereiches vorgenommen werden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein solches einschlägiges Filter zu schaffen, das frei von Verzerrungen im Frequenzverhalten ist, und zwar insbesondere solcher, die auf unzulänglicher Nachbildung beruhen, wobei (auch) bei diesem neuen Filter einseitig geerdete Kondensatoren verwendet sind.

Diese Aufgabe wird mit den im Patentanspruch 1 aufgeführten Merkmalen gelöst.

Die Unteransprüche sind auf vorteilhafte Ausgestaltung des Filters gemäß Anspruch 1 gerichtet.

Mit der vorliegenden Erfindung ist ein Filter dritter Ordnung geschaffen, das analoge Komponenten in einer "sample-and- hold"-Teilschaltung eliminiert.

Ein Filter der vorliegenden Erfindung hat derart geschaltete Kondensatoren, daß es für Hochpaßfilter auf der Basis der direkten z-Bereichs-Synthese geeignet ist.

Die Schaltung eines erfindungsgemäßen Filters besteht im wesentlichen aus einem ersten Pol-Nullstellen-Bereich, der einen Kondensator zwischen dem negativen Eingang eines integrierten Operationsverstärkers und einem Schaltmittel aufweist, das mit der Eingangssignalquelle verbunden ist. Wenn das Schaltmittel leitend oder in der Stellung "ein" ist, wird die Seite des Kondensators, die mit dem Operationsverstärker verbunden ist, auf virtueller Erde gehalten, während die andere Seite oder der Mittelanschluß mit dem Eingangssignal aufgeladen wird. Wenn der Schalter öffnet, wird der Mittelanschluß auf der Spannung gehalten, während des nächsten Taktimpulses oder des Einschaltzyklus wird er auf den nächsten Eingangswert geladen. Die Nettoladung aus der Spannung an diesem Punkt ist die Differenz zwischen der Eingangsprobe, die im Augenblick entnommen wird, und der Eingangsprobe, die aus dem vorhergehenden Zyklus stammt.

Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers hat zwei Nullstellen und zwei komplex konjugierte Pole in seiner Transferfunktion infolge der Rückkopplung aus einem zweiten Operationsverstärker. Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers ist mit einem zweiten Operationsverstärker und mit einem gleichartigen Pol-Nullstellen-Bereich, der einen dritten Operationsverstärker, der durch ein Schaltmittel, das während der Φ-Phase eingeschaltet ist, gesteuert wird, verbunden. Dadurch ist dieser zweite Schaltungsbereich außer Phase mit dem ersten Schaltungsbereich, womit das Durchgreifen von unerwünschten analogen Komponenten von der Eingangssignalquelle her blockiert wird, während der dritte Operationsverstärker ebenfalls ein einfaches Pol-Nullstellen-Paar zur Erhöhung der Filtergüte generiert.

Weitere Erläuterungen zur vorliegenden Erfindung sind der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung und den dazugehörigen Figuren zu entnehmen.

Die vorliegende Erfindung wird im folgenden an Hand mehrerer, ein Ausführungsbeispiel für die Erfindung betreffender Figuren erläutert.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild einer Filteranordnung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2a zeigt die Wellenform der Signalspannung am Signaleingang V _IN.

Fig. 2b zeigt die Wellenform der Signalspannung am Ausgang V₀ des ersten Operationsverstärkers.

Fig. 2c zeigt die Wellenform der Signalspannung am Ausgang V₀₁ des dritten Operationsverstärkers.

Fig. 2d zeigt die Wellenform der Taktsignale () und ( Φ ).

Fig. 3 zeigt ein Diagramm, aus dem ein Verfahren zur Vorverzerrung der Verlustcharakteristik zur Kompensation der nichtlinearen Frequenzverzerrung hervorgeht.

Fig. 4 zeigt ein Diagramm für das Verlustverhalten eines typischen, erfindungsgemäßen Filters.

Wie bereits erläutert, zeigt Fig. 1 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Filteranordnung, nämlich eines Hochpaß-Abtastfilters 10, mit geschalteten Kondensatoren. Zur Verwendung in einem typischen Datenübertragungssystem ist die Schaltung derart ausgelegt, daß sie eine Signaleingangsspannung von einer angeschlossenen Datenquelle empfangen kann, der alle Frequenzen unterhalb eines vorgebenen Wertes ausgefiltert werden, so daß die Signalausgangsspannung V _out lediglich Signalfrequenzen oberhalb dieses Wertes enthält.

Wie gezeigt, wird die Signaleingangsspannung V _in über eine Signaleingangsleitung 12 und durch einen ersten Koppelkondensator 16 an den negativen Eingang eines ersten, als Integrator geschalteten Operationsverstärkers 18 gelegt. Der positive Eingang des ersten Operationsverstärkers 18 liegt auf Erde.

Das Hochpaß-Abtastfilter 10 arbeitet mit abwechselnden ersten und zweiten Takten und Φ, die von einem geeigneten, nicht gezeigten Taktgenerator mit einer vorbestimmten Frequenz, z. B. 128 kHz, geliefert werden.

Das erste Schaltmittel 14 ist, wie gezeigt, vorzugsweise als MOSFET-Anordnung ausgebildet, dessen Gate der erste Takt zugeführt wird.

In eine erste Leitung 22, die mit der Signaleingangsleitung 12 verbunden ist, ist an einem ersten Knoten V₁ zwischen dem ersten Schaltmittel 14 und einem ersten Koppelkondensator 16 ein erster geschalteter Operationsverstärker 24 eingefügt, dessen zweiter Anschluß an Erde liegt.

Eine erste Rückkopplungsleitung 26, in die ein erster Rückkopplungskondensator 28 eingefügt ist, ist ebenfalls mit der Signaleingangsleitung 12 und einer ersten Ausgangsleitung 30 des ersten Operationsverstärkers 18 verbunden. Parallel zu der ersten Rückkopplungsleitung 26 und dem ersten Rückkopplungskondensator 28 ist eine zweite Leitung 32 angeordnet, die mit einem umschaltenden zweiten Schaltmittel 34, das aus einem MOSFET-Paar, dessen Gates an den Takten und Φ liegen, besteht, verbunden ist. Ein Ausgang zwischen diesen beiden Schaltelementen ist über einen zweiten geschalteten Kondensator 36 an Erde gelegt.

Der zweite Knoten V₀ am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 18 ist über eine dritte Leitung 38 mit der zweiten Leitung 32 und ebenfalls über die erste Ausgangsleitung 30 mit einem umschaltenden dritten Schaltmittel 40, das aus einem weiteren MOSFET-Paar besteht, dessen Gates an den Takten und Φ liegen, verbunden. Ein Ausgang zwischen diesen letzteren Schaltelementen ist über einen dritten geschalteten Kondensator 42 an den Ausgang eines umschaltenden siebten Schaltmittels 44, das aus einem weiteren MOSFET-Paar, dessen Gates ebenfalls an den Takten und Φ liegen, besteht, verbunden. Der mit dem Takt gesteuerte MOSFET des dritten Schaltmittels 40 ist wie der mit dem Takt Φ gesteuerte MOSFET des siebten Schaltmittels 44 mit Erde verbunden.

Der mit dem Takt gesteuerte MOSFET des siebten Schaltmittels 44 ist über eine zweite Eingangsleitung 46 mit dem negativen Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 48, dessen positiver Eingang auf Erde liegt, verbunden. Eine zweite Rückkopplungsleitung 50 ist mit der zweiten Eingangsleitung 46 und einer zweiten Ausgangsleitung 54 des zweiten Operationsverstärkers 48 verbunden und bildet mit dieser einen dritten Knoten V₂.

Außerdem ist eine vierte Rückkopplungsleitung 56 zwischen dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers und den mit dem Takt Φ gesteuerten MOSFET eines umschaltenden vierten Schaltmittels 58 eingefügt, dessen anderer, mit dem Takt gesteuerter MOSFET über eine erste Eingangsleitung 60 mit der Signaleingangsleitung 12 bei dem ersten Operationsverstärkers 18 verbunden ist. Ein Ausgang zwischen den beiden MOSFET des vierten Schaltmittels 58 ist mit einer Seite eines vierten geschalteten Kondensators 62, dessen andere Seite auf Erde liegt, verbunden.

Mit der ersten Ausgangsleitung 30 des ersten Operationsverstärkers 18 ist eine zweite Leitung 64 verbunden, die zu einem Anschluß eines fünften Schaltmittels 66, das aus einem MOSFET besteht, dessen Gate an dem Takt Φ liegt, führt. Die andere Seite dieses Schaltmittels ist mit einer Seite eines zweiten Koppelkondensators 68 verbunden, dessen andere Seite an den negativen Eingang eines dritten Operationsverstärkers 70 geführt ist, dessen positiver Eingang auf Erde liegt. Eine fünfte Leitung 72, die mit der zweiten Leitung 64 zwischen dem fünften Schaltmittel 66 und dem zweiten Koppelkondensator verbunden ist, ist außerdem über einen fünften geschalteten Kondensator 74 auf Erde gelegt. Eine dritte Rückkopplungsleitung 76 für den dritten Operationsverstärker 70 ist zwischen die zweite Leitung 64 und die Signalausgangsleitung 78 mit einem Rückkopplungskondensator 80 eingefügt. Parallel dazu ist eine Rückkopplungsschleife, bestehend aus einem umschaltenden sechsten Schaltmittel 82, das aus einem MOSFET-Paar, dessen Gates an den Takten Φ und liegen, gebildet ist, angeordnet. Ein Ausgang zwischen diesen beiden MOSFET ist über einen sechsten geschalteten Kondensator 84 auf Erde gelegt.

Die drei Operationsverstärker 18, 48 und 70 sind ebenfalls vorzugsweise mit MOS-Elementen in geeigneter Schaltungsanordnung, die an die notwendigen V _SS- und V _DD-Quellen angeschlossen sind, aufgebaut. Eine einzelne Operationsverstärkerschaltung ist nicht gezeigt, da eine geeignete Schaltung leicht durch den Fachmann ausgewählt werden kann.

Während des Betriebes des Hochpaß-Abtastfilters 10 liefert der nichtüberlappende Zweiphasen-Taktgenerator fortlaufend Impulse mit einer vorgewählten Abtastfrequenz f _c =1/T, z. B. 128 kHz. Zum Zeitpunkt (n-1)T, wenn der Takt Φ eingeschaltet ist, werden die Spannungen an den Knoten V₁, V₀ und V₂ auf den Werten V _in(n-1), V₀(n-1) bzw. V₂(n-1) gehalten. Am Ende der Taktphase Φ sind die Kondensatoren 36 (α₁C₁) und 42 (α₂C₂) auf V₀(n-1), die Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers, geladen. Der Kondensator 62 (α₁′C₁), der mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 48 verbunden ist, ist auf den Wert V₂(n-1) geladen. Wenn der Takt ausgeschaltet und der Takt eingeschaltet wird, lädt sich der Kondensator 24 (C) auf V _in (n), wobei die folgende Ladungserhaltungsgleichung für den Operationsverstärker 18 gilt:

C₁V₀(n) =C₁V₀(n-1)-α₁′C₁V₀(n-1)-α₁C₁V₂(n-1)-α₃C₁[V _in (n)-V _-in (n-1)] Gl. (2)

Nach der z-Transformation beider Seiten der Gl. (2) und unter der Voraussetzung, daß α₁′=α₁, ergibt sich:

V₀(z) =(1-α₁)z ^-1 V₀(z)-α₁z ^-1 V₂(z)-a₃V _in(z) (1-z ^-1) Gl. (3)

oder

Die entsprechende Ladungserhaltungsgleichung für den zweiten Operationsverstärker 48 lautet unter der Voraussetzung, daß α₂C₂ ein invertierender geschalteter Kondensator ist:

Durch Kombination ergibt sich:

und die allgemeine Transferfunktion

Gl. (6) ist die Transferfunktion eines Hochpaß-Filters mit zwei komplex konjugierten Polen und zwei einfachen Nullstellen bei DC(z-1).

Wenn die Filterschaltung 10 die Teilschaltung mit dem dritten Operationsverstärker 70, dem zweiten Koppelkondensator 68 und dem fünften geschalteten Kondensator 74 nicht enthielte, würde sich ein schwerwiegendes Problem ergeben. Während der Periode, in der der Takt eingeschaltet und der erste Koppelkondensator 16(α₃C₁) mit dem Signaleingang V _in verbunden ist, besteht ein unerwünschter direkter Weg von V _in zu dem zweiten Knoten V₀. Deshalb ist das Ausgangssignal des ersten Operationsverstärkers 18 kein "sampled-and-hold"-Signal. Die Spannung V₀ besteht aus zwei Komponenten, einem normierten Signal, bestimmt durch die Transferfunktion gemäß Gl. (6), und einem unerwünschten analogen Ausgangssignal, gegeben durch den Ausdruck -α₃V _in, das während der Periode, in der der Takt Φ eingeschaltet ist, erscheint. Dieser Sachverhalt ist in den Figuren gezeigt, wobei Fig. 2a ein analoges Eingangssignal V _in, Fig. 2b ein analoge Komponenten enthaltendes Ausgangssignal V₀ und Fig. 2d die mit der Wellenform korrespondierenden Taktsignale zeigen.

Die Eliminierung der analogen Signalkomponenten wird in der Filterschaltung 10 durch deren Blockierung mittels des ausgangsseitigen "sample-and-hold"-Bereiches, der den dritten Operationsverstärker 70 enthält, der außer Phase mit der eigentlichen Filterschaltung, bestehend aus dem ersten Operationsverstärker 18 und dem zweiten Operationsverstärker 48 arbeitet, durchgeführt. Dies wird dadurch erreicht, daß der Ausgangsbereich der Schaltung durch das MOSFET-Schaltmittel 66 gesteuert wird, das während der Taktphase Φ geschlossen ist. Während des Zustandes "Takt Φ eingeschaltet" wird die Ausgangsspannung V₀ des ersten Operationsverstärkers 18 konstant gehalten, weil der Takt Φ ausgeschaltet ist. Demzufolge wird das Signal, wenn der Takt Φ eingeschaltet ist und sich die Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers 18 mit der Eingangsspannung V _in ändert, durch das fünfte Schaltmittel 66 blockiert und nicht transferiert. Wenn dagegen der Takt ausgeschaltet und der Takt Φ eingeschaltet wird, wird das Eingangssignal direkt von dem ersten Koppelkondensator 16(α₃C₁) über den ersten Rückkopplungskondensator 28(C₁) übertragen. Die Ausgangsspannung an dem Knoten V₀ ist damit konstant. Der zweite Koppelkondensator 68(α₅C₃) wird geladen.

Zusätzlich zu der beschriebenen Blockierungsfunktion für analoge Komponenten dient der dritte Operationsverstärker dazu, ein zusätzliches Pol-Nullstellen-Paar zu ermöglichen, so daß ein Filter dritter Ordnung gegeben ist. Unter Benutzung der Ladungserhaltungs-Gleichung kann die Beziehung zwischen den z-Transformationen von V₀₁ und V₀ wie folgt ausgedrückt werden:

Durch Kombination von Gl. (6) mit Gl. (7) ergibt sich:

was die Transferfunktion eines Hochpaß-Filters dritter Ordnung darstellt.

Beim tatsächlichen Entwurf eines Filters gemäß der Erfindung ist als konforme Abbildung der s-Ebene in der z-Ebene die bilineare Transformation gemäß Gl. (1) zu verwenden. Da die gesamte j Ω-Achse der s-Ebene in dem Einheitskreis der z-Ebene abgebildet ist, ist der Faltungsfehler, der bei anderen Entwurfsverfahren, die ein analoges Modell verwenden, auftritt, eliminiert. Es ist jedoch eine nichtlineare Beziehung zwischen der analogen Frequenz Ω und der normierten Kreisfrequenz ω wie folgt gegeben:

Vorteilhafterweise ist die Frequenzverzerrung bei einem Filter mit einer "brick-wall"-Dämpfungscharakteristik kompensierbar. Der Kompensationsvorgang, der für ein Hochpaß-Filter benutzt wird, ist in Fig. 3 gezeigt. Nachdem die Dämpfungscharakteristik eines vorverzerrten Filters bestimmt ist (Fig. 3, links oben), wird ein analoges Filter entworfen, das die transformierte Dämpfungscharakteristik berücksichtigt. Die Transferfunktion des digitalen Filters H(z) wird dann durch Ausführung der algebraischen Substitution der Gl. (1) erreicht, d. h.

Zusammengefaßt ausgedrückt kann der Entwurf des Hochpaß-Filters durch die folgenden Schritte vorgenommen werden:

1. Die festgelegten Durchlaßband- und Sperrbandfrequenzen ω _p und ω _s werden in die korrespondierenden Werte Ω _p und Ω _s unter Verwendung der Beziehung umgeformt.
2. Es wird ein analoges Filter gemäß den transformierten Bandgrenzfrequenzen entworfen.
3. Die z-Bereichs-Transferfunktion wird durch die folgende Transformation als s-Bereichs-Transferfunktion gewonnen.
4. Die Kapazitätsverhältnisse α₁, α₂, α₃, α₄ und α₅ werden durch Gleichsetzen der korrespondierenden Koeffizienten der "z"-Potenz in Gl. (8) mit der erhaltenen Transferfunktion gewonnen.

Die oben angegebene Prozedur kann dadurch verdeutlicht werden, daß ein Entwurf eines einzelnen Hochpaß-Filters mit geschalteten Kondensatoren angenommen wird, das vorgegebene Dämpfungswerte durch Verwendung einer typischen Abtastrate (z. B. 16 kHz) einhält. Diese Werte sind durch die schraffierten Bereiche in Fig. 4 gezeigt.

Für eine Hochpaß-Analogfilterfunktion dritter Ordnung, die die Dämpfungswerte der Fig. 4 durch Anwendung einer Frequenztransformation für eine Tiefpaß-Prototypfunktion gewährleistet, ist die resultierende Hochpaß-Transferfunktion wie folgt gegeben:

mit A =1200π. Dann wird H(z) durch Anwendung der bilinearen Transformation gewonnen, die hier zu folgendem Ausdruck wird:

Daraus ergibt sich:

Durch Gleichsetzen der Koeffizienten der korrespondierenden Größen von z in den Gleichungen (12) und (8) und Auflösung nach dem unbekannten α₁ werden folgende Kapazitätsverhältnisse gewonnen:

α₁=0.124
α₂=0.129
α _3/5=0.877
α₄=0.138

Die tatsächlich resultierende Dämpfungscharakteristik des aus diesem Beispiel gewonnenen Filters ist durch die Kurve in Fig. 4 gezeigt.

Claims

1. Hochpaß-Abtastfilter mit einem Operationsverstärker, dessen Ausgang mit seinem einen Signaleingang mittels einer Rückkopplungsleitung verbunden ist, und mit einer mit diesem Verstärker verbundenen Eingangsschaltung zum Zuführen einer ununterbrochenen, zu filternden Signalspannung, wobei diese Eingangsschaltung ein Schaltmittel, das mit einem Zweiphasen-Wechseltaktgenerator verbunden und durch einen ersten Takt steuerbar ist, und einen geschalteten Kondensator aufweist, der einerseits an Erde und andererseits an die Eingangsschaltung angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß dieser geschaltete Kondensator ein erster geschalteter Kondensator (24) des Filters (10) ist, daß ein erster Koppelkondensator (16) in der Eingangsschaltung zwischen dem ersten geschalteten Kondensator (24) und den Signaleingang eines ersten Operationsverstärkers (18) eingefügt ist, daß diese Rückkopplungsleitung (26) des ersten Operationsverstärkers (18) des Filters (10) eine erste Rückkopplungsleitung des Filters (10) ist, als Umschalter ein zweites Schaltmittel (34), das an den Taktgenerator angeschlossen ist, und einen zweiten geschalteten Kondensator (36) aufweist, der einerseits mit Erde und andererseits mit dem zweiten Schaltmittel (34) derart verbunden ist, daß der zweite geschaltete Kondensator (36) während eines zweiten Taktes ( Φ ) geladen und als Rückkopplung während jedes ersten Taktes () entladen wird, daß ein zweiter als Integrator geschalteter Operationsverstärker (48) vorgesehen ist, daß Mittel zum Verbinden des Ausgangs des ersten Operationsverstärkers (18) mit einem Eingang des zweiten Operationsverstärkers (48) vorgesehen sind, die einen dritten geschalteten Kondensator (42) und ein drittes Schaltmittel (40), das mit dem Taktgenerator verbunden ist, aufweisen, derart, daß der dritte geschaltete Kondensator (42) während jedes zweiten Taktes ( Φ ) geladen und während jedes ersten Taktes () über den zweiten Operationsverstärker (48) entladen wird, daß Rückkopplungsmittel vorgesehen sind, die den Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (48) mit der Eingangsschaltung des ersten Operationsverstärkers (18) verbinden und ein viertes Schaltmittel (58), das mit dem Taktgenerator verbunden ist, und einen vierten geschalteten Kondensator (62), der zwischen dem vierten Schaltmittel (58) und Erde angeordnet ist, aufweisen, daß das vierte Schaltmittel (58) so angeordnet ist, daß der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (48) derart rückgekoppelt ist, daß der vierte geschaltete Kondensator (62) während jedes zweiten Taktes ( Φ ) entladen wird, daß ein dritter als Integrator geschalteter Operationsverstärker (70) vorgesehen ist, daß eine Leitung zum Verbinden des Ausgangs des ersten Operationsverstärkers (18) mit einem Signaleingang des dritten Operationsverstärkers (70) vorgesehen ist, die ein fünftes Schaltmittel (66), das mit dem zweiten Takt (Φ) des Taktgenerators gesteuert wird, und einen fünften geschalteten Kondensator (74) aufweist, der einerseits mit der Leitung und andererseits mit einem zweiten Koppelkondensator (68), der zwischen dem fünften Schaltmittel (66) und dem genannten Signaleingang angeordnet ist, verbunden ist, und daß Rückkopplungsmittel vorgesehen sind, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang des dritten Operationsverstärkers (70) angeordnet sind und einen sechsten geschalteten Kondensator (84) und ein sechstes Schaltmittel (82) aufweisen, das mit dem sechsten geschalteten Kondensator und dem Taktgenerator derart verbunden ist, daß der sechste geschaltete Kondensator (84) während jedes ersten Taktes () geladen und zum Zwecke der Rückkopplung während jedes zweiten Taktes ( Φ ) entladen wird.

2. Hochpaß-Abtastfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß alle Schaltmittel (14, 34, 40, 58, 66, 82) MOS-Feldeffekttransistoren enthalten, deren Gate-Anschlüsse entweder mit dem ersten Takt () oder dem zweiten Takt ( Φ ) des Taktgenerators verbunden sind.

3. Hochpaß-Abtastfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Filter dritter Ordnung ist, dessen Übertragungsfunktion im "z"-Bereich als ausgedrückt ist, wobei α₁, α₂, α₃ und α₄ vorgewählte Verhältnisfaktoren der geschalteten Kondensatoren innerhalb der Schaltung und C₁-, C₂- und C₃-Werte für die integrierenden Kondensatoren für den ersten, zweiten und dritten Operationsverstärker (18, 48, 70) sind, daß der erste Koppelkondensator (16) und der zweite Koppelkondensator (68) die Werte α₃C₁ bzw. α₃C₃ haben, daß der erste geschaltete Kondensator (24) und der fünfte geschaltete Kondensator (74) einen Wert C haben und daß der zweite geschaltete Kondensator (36) und der vierte geschaltete Kondensator (62) einen Wert α₁C₁ und der dritte geschaltete Kondensator einen Wert α₂C₂ haben.

4. Hochpaß-Abtastfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Takten des Eingangs des ersten Operationsverstärkers (18) und des mit dem Eingang des dritten Operationsverstärkers (70) verbundenen Ausgangs des ersten Operationsverstärkers (18) zu unterschiedlichen Taktphasen ( Φ, ) vorgesehen sind, so daß der Analogsignaltransfer vom Eingang zum Ausgang des ersten Operationsverstärkers (18) blockierbar ist.