DE2950935A1

DE2950935A1 - Modulations-signalquelle

Info

Publication number: DE2950935A1
Application number: DE19792950935
Authority: DE
Inventors: Cornelis Jan Kikkert
Original assignee: Marconi Instruments Ltd
Current assignee: Marconi Instruments Ltd
Priority date: 1979-07-20
Filing date: 1979-12-18
Publication date: 1981-02-12
Also published as: US4320361A

Description

Die Erfindung betrifft modulierte Signalquellen und insbesondere Signalquellen, mit denen Signale erzeugt werden, deren Modulationseigenschaften genau vorherbestimmbar und wiederholbar sind.

Es ist bekannt, ein moduliertes Signal durch Mischen eines Trägersignals mit einem Modulationssignal zu erzeugen. Infolge der Nichtlinearitäten der Betriebseigenschaften der meisten bekannten Mischer oder Mischstufen können die Modulationseigenschaften des so erzeugten modulierten Signals nicht einfach genau vorherbestimmt werden.

Durch die vorliegende Erfindung soll eine verbesserte Quelle für modulierte Signale geschaffen werden, die diese Nachteile vermeidet.

Erfindungsgemäß umfaßt eine Quelle modulierter Signale einen Datenspeicher, eine Einrichtung zum Auslesen gespeicherter Daten aus dem Speicher unter dem Einfluß eines Taktsignales zur Bildung eines digitalen Bit-Flußes oder Bit-Stroms, der eine auf die Frequenz des Taktsignals bezogene Hochfrequenzkomponente und auf die Art der Abfolge der digitalen Bits in dem Strom oder Fluß bezogene Niederfrequenzkomponenten enthält, und eine schaltbare Einrichtung, die auf den digitalen Bit-Strom oder -Fluß und ein Trägersignal zur Bildung eines modulierten Trägersignals mit einer Modulationscharakteristik reagiert, wobei diese durch die Niederfrequenzbestandteile des digitalen Bit-Stromes oder -Flusses bestimmt ist.

Der digitale Bit-Strom kann zur Erzeugung von Amplitudenmodulation oder Frequenzmodulation benutzt werden.

Wenn eine Amplitudenmodulation erforderlich ist, wird vorzugsweise die schaltbare Einrichtung so ausgelegt, daß sie ein anliegendes Trägersignal unterbricht, um eine Reihe von Trägersignal-Impulsen zu erzeugen, wobei die Reihe der Ab-

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folge der digitalen Bits in dem Strom oder Fluß entspricht.

Vorzugsweise wird hinter der schaltbaren Einrichtung ein Bandpaßfilter geschaltet, dessen Durchlaßbandmitte bei der Trägerfrequenz liegt und das so ausgelegt ist, daß die Niederfrequenzbestandteile, die um die Trägerfrequenzmitte durch die Einwirkung der schaltbaren Einrichtung umgesetzt sind, durchgelassen werden.

Der Modulationsgrad und die -frequenz des amplitudenmodulierten Signals werden durch die Art der in dem Datenspeicher gehaltenen Digitalfolge bestimmt und diese Eigenschaften werden durch die Schalteinrichtung nicht verschlechtert, da die schaltbare Einrichtung kein nicht-lineares Gerät ist, vorausgesetzt, daß die Schaltgeschwindigkeit gegenüber der Frequenz des Taktsignales hoch ist.

Wenn andererseits Frequenzmodulation erforderlich ist oder gewünscht wird, wird vorzugsweise die schaltbare Einrichtung so ausgelegt, daß sie Phasen-Schrittübergänge oder -Schrittumschläge (phase transitions) in ein Trägersignal einführt, um in dem Trägersignal Frequenzänderungen zu erzeugen, die der Abfolge der durch die schaltbare Einrichtung empfangenen digitalen Bit entsprechen.

Vorzugsweise bildet die schaltbare Einrichtung ein Teil einer Rückkoppelschleife, in der außerdem ein Oszillator mit veränderbarer Frequenz und ein Frequenzteiler enthalten sind.

Die schaltbare Einrichtung kann ein Phasenaddierer oder -additivkreis sein, der so ausgelegt ist, daß er direkt Phasenübergänge oder -umschlage in die Rückkoppelschleife einführt/ oder alternativ kann die schaltbare Einrichtung den Frequenzuntersetzer umfassen, wobei der Wert des Untersetzungsfaktors

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durch die Digital-Bit-Abfolge gesteuert wird. Veränderungen des Untersetzungsfaktors durch einen variablen Frequenzuntersetzer stellen abrupte Phasenumschläge oder -Übergänge in der Rückkoppelschleife dar.

Es ergibt sich, daß die Modulationseigenschaften der Quelle für modulierte Signale von den in dem Datenspeicher gespeicherten Daten abhängen. Normalerweise ist der Datenspeicher ein programmierbarer Festwert- oder Lesespeicher (PROM), der zur Speicherung einer Anzahl von binären Ziffern

ist
ausgelegt/ die in einer vorbestimmten Abfolge ausgelesen werden können. Die Abfolge von binären Ziffern wird in einen elektrischen Wellenzug gewandelt, in dem die logisch O- und die logisch 1-Werte zwei unterschiedlichen Spannungswerten entsprechen. Unter Benutzung von Fourier-Analyse ist es möglich, die Amplitude und die Phase aller in dem Wellenzug enthaltenen Frequenzkomponenten zu berechnen. Eine geeignete Auswahl der Ziffern in dem digitalen Bit-Strom oder -Fluß ergibt eine Folge mit den besonderen erwünschten oder geforderten Niederfrequenzkomponenten zusätzlich zu den Hochfrequenzkomponenten, die auf die Taktrate bezogen sind, mit der die Daten aus dem Speicher ausgetaktet oder ausgelesen werden. Die Hochfrequenzbestandteile können daraufhin durch Ausfiltern entfernt werden.

Es wird oft eine Wiederhol-Wellenform mit einer bei jeder Viertelperiode auftretenden Symmetrie erforderlich sein. In diesem Fall muß nur ein Viertel der Gesamtwellenform oder des Gesamtwellenzuges gespeichert werden. Ein Beispiel für eine solche Wellenform oder einen solchen Wellenzug ist eine reine Sinuswelle. Es können aber selbstverständlich auch andere Wellenformen mit anderen Profilen, die sich in ihrer Viertelperiode wiederholen, gespeichert werden.

Die digitalen Daten können anfangs oder zur Erstbeschickung durch einen Delta-Sigma-Modulator erzeugt werden. Derartige

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Modulatoren sind bekannt, und wenn die erforderliche Niederfrequenzkomponente am Eingang des Modulators angelegt wird, ergibt sich ein Fluß oder ein Strom aus Digital-Bits als Ausgangssignal und dieser Digital-Bit-Strom entspricht der Binärfolge, die in dem Datenspeicher gespeichert wird. Bei der praktischen Ausführung kann es vorteilhaft sein, einen entsprechend programmierten Computer zu benutzen, um den Betrieb eines Modulators zu simulieren. Beispielsweise kann es erforderlich sein, eine Abfolgemit einer Länge von 2O48 Bit zu erhalten, die eine Sinuswelle mit einem Spitzen-Spitzenwert von 80 % der Spannungsamplitude der Impulse im digitalen Bit-Strom enthält. Die Viertel-Wellenform, die gespeichert werden muß, besitzt nur eine Länge von 512 Bit und durch Erregen eines Delta-Sigma-Modulators mit einem normalisierten Eingangssignal von 0,8 wird die erforderliche Abfolge erzielt. Eine zur Erzielung eines Modulationssignals geeignete Digital-Bit-Folge enthält die Niederfrequenz-Grundfunktion mit der erforderlichen Amplitude und idealerweise keine weiteren Komponenten bis zu den Frequenzen, bei denen die Ausgangsfilterung unerwünschte Frequenzbestandteile entfernen kann.

Es ist möglich, daß die erste aus der Rechnung erhaltene Abfolge den Modulationsanforderungen nicht genau genügt, da erstens die Amplitude nicht genau den erforderlichen Wert besitzt und zweitens die Harmonischen in zu hohem Maße vorhanden sind. Das kann dadurch ausgeglichen werden, daß die Niederfrequenz-Eingangsamplitude am Delta-Sigma-Modulator leicht verändert wird.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert; in der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 eine Modulationssignalquelle nach der vorliegenden Erfindung zur Erzeugung eines amplitudenmodulierten Signals, und

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Fig. 2 und 3 entsprechende Ausführungen der Erfindung zur Erzeugung von Frequenzmodulationssignalenί

Der Datenspeicher 1 in Fig. 1 enthält digitale Daten, die in der bereits beschriebenen Weise durch einen Delta-Sigma Modulator erzeugt sind. Die Art und das Verfahren der Delta-Sigma-Modulation ist eingehend in einem Aufsatz "Asynchronous Delta Sigma Modulation" von C. J. Kikkert und D. J. Miller in Proceedings of the IREE, April 1975, beschrieben und in einem weiteren Aufsatz "Vergleich von Code-Modulationssystemen" von CJ. Kikkert in der gleichen Zeitschrift, März 1975. Der Inhalt des Datenspeichers wird unter Einwirkung einer Taktquelle 2 ausgelesen und an einen Schalter 3 angelegt, der ein Hochfrequenz-Trägersignal von einer Trägerquelle 4 empfängt. Unter Einfluß der Taktfolge im Digital-Bit-Strom, den der Datenspeicher 1 liefert, erzeugt der Schalter 3 eine intermittierende Impulsreihe mit Trägerfrequenz, die einem Bandpaßfilter/zugeführt wird. Typischerweise schaltet ein Wert logisch 1 des Datenstromes das Trägersignal auf das Bandpaßfilter 5 und ein Wert logisch O schaltet das Trägersignal an Masse, so daß es nicht am Bandpaßfilter 5 ankommt. Der Wellenzug am Ausgang des Schalters 3 ist ein gepulster Trägerfrequenzwellenzug, der die erforderliche oder gewünschte amplitudenmodulierte Wellenform und zusätzlich unerwünschte Frequenzbestandteile enthält. Der Schalter 3 wandelt alle im Digital-Bit-Strom enthaltenen Frequenzkomponenten so, daß sie um die Trägerfrequenzmitte liegen. So kann der erforderliche oder gewünschte amplitudenmodulierte Wellenzug durch Verwendung eines einfachen Bandpaßfilters erhalten werden, dessen Bandmitte auf der Trägerfrequenzmitte liegt, um unerwünschte Frequenzkomponenten auszuschalten.

Der Schalter 3 kann in mancherlei Form ausgeführt werden. Beispielsweise kann es eine Mischstufe sein, die als Schalter und nicht als lineares Bauelement benutzt wird, es kann ein

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Analogrelais oder ein logisches Gatter, z. B. ein UND- oder ein ODER-Glied sein,· jedoch können durch solche Logikglieder zusätzliche Niederfrequenzkomponenten eingeführt werden, die dann prinzipiell durch Ausfiltern entfernt werden können.

Der Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 wird nachfolgend mit Bezug auf ein besonders typisches Beispiel weiter erklärt. Die in dem Datenspeicher 1 gespeicherten Daten werden von einem Delta-Sigma-Modulator abgeleitet, an dessen Eingang eine normalisierte Eingangsamplitude von O,8OOO4 anliegt. Wenn die Daten aus dem Speicher mit einer bestimmten Bit-Rate ausgetaktet oder ausgelesen werden, wird an der Ausgangsklemme 6 ein Ausgangssignal erhalten, das eine Spitzen-Spitzenamplitude von O,8OOO3 mal der Amplitude des am Schalter 3 anliegenden Trägersignals besitzt, vorausgesetzt, das Filter 5 ist so ausgewählt, daß es als Butterworth-Tiefpaßfilter dritter Ordnung mit einer Grenzfrequenz wirkt, die sieben mal so groß wie die Frequenz der am Delta-Sigma Modulato anliegenden Sinuswelle ist. Der Unterschied zwischen 0,80004 und O,8OOO3 rührt von den Dämpfungseigenschaften des Filters her. Selbstverständlich wird bei der praktischen Anwendung kein Tiefpaßfilter benutzt, da die Niederfrequenzkomponenten so umgesetzt werden, daß sie um die Mittenfrequenz des Trägersignals liegen. Die unerwünschten harmonischen Bestandteile, die durch ein derartiges Filter entfernt werden, liegen dann mehr als 70 dB unter der Amplitude des anliegenden Trägersignals, und es ergibt sich so ein ausreichend nutzbares Verhältnis für die meisten Anwendungszwecke.

Beim praktischen Betrieb kann ein Bandpaßfilter die Seitenbänder in einem Maße schwächen, das von der Schwächung des Trägers etwas abweicht. Beispielsweise erzeugt ein Schwächungsoder Dämpfungsunterschied von 0,Ol dB zwischen Trägerfrequenz und Seitenbändern eine Änderung des Modulationsgrades oder der Modulationstiefe von 0,115 %. Dieser Unterschied ist jedoch vorhersehbar und es können Maßnahmen ergriffen werden,

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ihm zu begegnen. Damit ergibt sich, daß die Auslegung des Bandpaßfilters ein Kompromiß ist, da zur Erreichung kleiner Dämpfungsunterschiede zwischen Trägerfrequenz und Seitenbändern eine große Bandbreite vorteilhaft ist, während für eine gute Abtrennung oder Ausmerzung unerwünschter Frequenzbestandteile eine schmale Bandbreite vorteilhaft ist. Eine Bandbreite von ±* 7 mal der Amplituden-Modulationsfrequenz, wie bereits erwähnt, ergibt einen ausreichend guten Kompromiß. Mit diesem Verfahren ist es möglich, Modulationsgrade von mehr als lOO % zu erreichen.

Eine Frequenzmodulationsquelle ist in vereinfachter Form in Fig. 2 gezeigt. Sie besteht aus einem Oszillator 2O mit variabler Frequenz, der die erforderliche Frequenzmodulation an der Ausgangsklemme 21 ergibt. Das nötige Steuersignal für den Oszillator wird in einer Rückkopplungsschleife 22 erzeugt. Die Schleife besteht aus einem Phasenadditionskreis oder einer Phasenaddierstufe 23, wobei am positiven Eingang das Ausgangssignal des Oszillators 20 und am negativen Eingang ein Phasensignal von einem Daten/Phasen-Wandler 28 anliegt. Der Wandler 28 erhält über die Klemme 29 einen digitalen Bit-Strom von einem Datenspeicher, der in dieser Hinsicht der gleiche sein kann, wie er als Datenspeicher 1 mit zugehöriger Taktquelle 2 in Fig. 1 dargestellt ist. Der Wandler 28 wird so betrieben, daß ein vorbestimmter Phasenwinkel in der Phasenaddierstufe 23 hinzugefügt wird, wenn das Bit einen Wert logisch 1 hat und ein vorbestimmter Phasenwinkel subtrahiert wird, wenn das Bit den Wert logisch O hat. Das Ausgangssignal der Phasenaddierstufe 23 wird über einen Fest-Frequenzteiler 24 an einen Eingang eines Phasendetektors 25 weitergeleitet. Ein Trägerfrequenz-Referenzsignal mit konstanter Phase liegt am anderen Eingang des Phasendetektors über die Eingangsklemme 27 an. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 25 wird über ein Schleifenfilter 26 geleitet, um die Frequenz des Oszillators 2O zu steuern. Der Phasenuntersetzer 24 erzeugt eine Phasenveränderung an der Ausgangsklemme 21, die

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N mal so groß ist wie die Phase des am negativen Eingang der Phasenaddierstufe anliegenden Signals, wenn N der Teilerwert oder Untersetzerwert des variablen Frequenzuntersetzers 24 ist. Die Auagangssignalphase 0_OUT repräsentiert die Veränderung der Phase des Ausgangssignals in Bezug auf die Trägersignalphase unter der Annahme, daß die Phase 0 des Referenzsignals, das an Klemme 27 anliegt, O ist.

Die Übertragungsfunktion der in Fig. 2 gezeigten Schaltung ist

_1 . Kp.H(s) Kv ^ N ^X S

, ^ 1 X K? H(S)Kv ^{1 +} ΪΪ S~

Wenn das Schleifenfilter 26 die Übertragungsfunktion

H (S) = -f_rr besitzt, dann ist

In diesem Ausdruck bedeutet

0„ die durch den digitalen Bit-Strom erzeugte Phasenmodulation, M

N den Frequenzuntersetzungsfaktor, der eine ganze Zahl ist, K_. eine Phasendetektorkonstante, die den Unterschied der Eingangssignalphasen auf die Ausgangsspannung des Detektors bezieht,

H die Spannungsübertragungscharakteristik des Schleifenfilters,

K^ die übersetzungskonstante des Oszillators, die einen Bezug zwischen den Frequenzänderungen und dem Wert der anliegenden Steuerspannung ergibt,

S ein Tiefpaß-Übertragungsoperator des Oszillators und a die Grenzfrequenz des Schleifenfilters.

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Das an Klemme 27 anliegende Referenzsignal besitzt eine Frequenz Fr und eine Phase aus 0r, die mit der Ausgangs Trägerfrequenz und -phase in folgender Beziehung stehen:

F = N Fr
ο

^{= N}

Eine alternative Möglichkeit zur Herstellung der erforderlichen Phasenunterschiede besteht darin, daß Impulse von dem variablen Oszillator in der Frequenzuntersetzerstufe entfernt werden, und eine abgewandelte Schaltung, die dieser Möglichkeit entspricht, ist in Fig. 3 dargestellt.

Hier wird ein Trägersignal an einen Eingang eines Phasendetektors 30 angelegt, dessen Ausgangssignal über ein Schleifenfilter 31 zur Steuerung der Oszillationsfrequenz eines variablen Oszillators 32 benutzt wird. Der Oszillator ergibt das erforderliche Frequenmodulations-Ausgangssignal und dieses wird über variable Frequenzuntersetzer an den anderen Eingang des Phasendetektors geführt, so daß eine geschlossene Rückkoppelschleife gebildet wird. Es sind zwei Frequenzunter-3etzer 33 und 35 vorgesehen. Der Frequenzuntersetzer 33 ist ein variabler Frequenzuntersetzer, der durch das Ausgangssignal eines Datenspeichers 36 gesteuert wird, der wiederum den Betrieb einer Steuerschaltung 37 beeinflußt, die den Untersetzerwert oder Teilerwert des Untersetzers 33 anwählt. Der Datenspeicher 36 ist der gleiche wie der Datenspeicher 1 in Fig. 1. Er muß jedoch nicht mit einer eigenen Taktquelle versehen werden, da in diesem Fall ein Taktsignal vom Ausgangssignal des Frequenzuntersetzers 35 abgeleitet wird, so daß das Taktsignal mit den Impulsen, die in der Rückkoppelschleife vorhanden sind, synchronisiert ist. Der augenblickliche Wert der Frequenzuntersetzung, die durch den Frequenzuntersetzer 33 erzeugt wird, hängt davon ab, ob ein Signal logisch 1 oder logisch 0 vom Datenspeicher 36 abgegeben wird.

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Beispielsweise kann ein Wert logisch 1 einen Untersetzerwert der Größe 53 anwählen und ein Wert logisch O wählt dann einen Untersetzerwert 54 an oder umgekehrt.

Wenn die Digital-Bit-Folge gleichviel Werte logisch 1 wie logisch O enthält, wie es bei Wellenformen mit nicht vorhandenen Gleichstromkomponenten der Fall ist, tritt eine durchschnittliche Phasenänderung der Größe f pro Taktimpuls auf und die phasenstarre Schleife gleicht diese Phasenänderung aus, indem sie 0_OUT = 0_M macht- Das Ausgangssignal des Datenspeichers 36 enthält auch eine niederfrequente Wellenform_/und unter der Voraussetzung, daß die Übergangsfunktion der phasenstarren Schleife diese Niederfrequenz durchläßt, wird der variable Oszillator 32 mit diesem niederfrequenten Wellenzug oder dieser niederfrequenten Wellenform frequenzmoduliert. Zusätzlich ist das Filter 31 so ausgelegt, daß die unerwünschten Hochfrequenzkomponenten im digitalen Bit-Strom des Datenspeichers ausgefiltert werden, die auf die Taktfrequenz bezogen sind. In dem in Fig. 3 gezeigten Ausfiihrungsbeispiel ergibt ein Betrieb des Untersetzers 33 mit einem Teilerwert von 54 eine Ausgangsfrequenz von 108 MHz, und ein Teilerwert 53 ergibt eine Ausgangsfrequenz von 106 MHz,

Eine normalisierte Spitzen-Spitzen-Amplitudenwellenform von O,8OOO3, wie beispielsweise bereits angenommen, ergibt, wenn sie aus dem Datenspeicher als digitaler Bit-Strom mit der Rate von 2 Millionen Bit/s ausgetaktet wird, eine Spitzen-Spitzen- Frequenzabweichung von O,8OOO3 mal 2 MHz. Das ist eine Spitzenfrequenzabweichung von 8OO,O3 kHz.

Es muß auch noch eine etwa vorhandene Abschwächung oder Dämpfung der Modulationsfrequenz durch die Übertragungsfunktion der pahsenstarren Schleife in Rechnung gestellt werden, jedoch kann die Charakteristik genau gemessen werden und es kann eine Kompensation vorgesehen werden, da die genaue erzielte Frequenzabweichung vorhersehbar ist.

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Wenn der digitale Bit-Strom, der vom Datenspeicher 36 erzielt und zur Beseitigung von Impulsen aus dem Ausgangssignal des variablen Oszillators 32 benutzt wird, durch einen unabhängigen Taktgeber getaktet wird, tritt ein Quantisierungseffekt ein. Obwohl diese Quantisierung größtenteils durch das Schleifenfilter ausgefiltert werden kann, können einige Störungen zurückbleiben. Diese werden dadurch vermieden, daß das Taktsignal vom Ausgangssignal des Frequenzuntersetzers 33 abgeleitet wird, wie es in Fig. 3 gezeigt ist.

Die zusätzlichen Frequenzteiler 4O bis 44 sind so ausgelegt, daß geringere Frequenzabweichungen erforderlichenfalls leicht erzielt werden können. Typische Frequenzwerte sind an den entsprechenden Stellen in Fig. 3 angegeben.

Damit ergibt sich eine Modulationssignalquelle, deren Modulationsinformationen-von in einem Datenspeicher gespeicherten digitalen Daten erhalten werden. Die digitalen Daten sind so angeordnet oder ausgelegt, daß ein Schalter betrieben wird, der im Falle von Amplitudenmodulation Trägerfrequenzimpulse erzeugt und im Falle von Frequenzmodulation Phasenübergänge oder -umschläge in eine Trägerfrequenz einführt. Die Verwendung der digitalen Daten und des Schalters ermöglicht die genaue Vorhersehbarkeit oder Vorhersagbarkeit der Modulationscharakteristik der Signalquelle und macht sie wiederholbar. Die Charakteristiken werden nicht durch Nichtlinearitäten verschlechtert, wie es bei konventionellen Mischstufen der Fall ist.

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Leerseite

Claims

Patentansprüche:

, 1 _r) Modulations - Signalquelle, dadurch gekennzeichnet, daß ein Datenspeicher (1) vorgesehen ist, daß eine Einrichtung (2) zum Auslesen gespeicherter Daten aus dem
Speicher unter Beeinflussung eines Taktsignals vorgesehen ist, um einen digitalen Bit-Strom zu erzeugen, der eine
auf die Frequenz des Taktsignals bezogene Hochfrequenzkomponente und auf die Art der Digital-Bit-Folge in dem Bit-Strom bezogene Niederfrequenzkomponenten enthält, und daß
eine schaltbare Einrichtung (3) vorgesehen ist, die auf
den Digital-Bit-Strom und ein von einer Trägersignalquelle (4) stammendes Trägersignal zur Bildung eines modulierten Trägersignals mit einer Modulationscharakteristik reagiert.

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FINULR/.AID HEYN M'JDOAN COO" Mt)NCHL N ?? HOBl ST KOCM-CIIiASSE 1 TFL iCB'Ji 'n 4211 TE i f > Ob ?96/'2 PATMF

ORIGINAL INSPECTED

die durch die Niederfrequenzkomponenten des digitalen Bit-Stromes bestimmt sind.
2. Signalquelle nach Anspruch 1 für Amplitudenmodulation des Trägersignals, dadurch gekennzeichnet, daß die schaltbare Einrichtung (3) zur Unterbrechung eines anliegenden Trägersignals ausgelegt ist, um eine Reihe von Trägersignalimpulsen zu erzeugen, wobei die Reihe der Abfolge von Digital-Bits in dem Bit-Strom entspricht.
3. Signalquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeic hn e t, daß hinter die schaltbare Einrichtung (3) ein Bandpaßfilter (5) mit auf Trägerfrequenz liegender Bandpaßmitte geschaltet ist, das zum Durchleiten der um die Trägermittenfrequenz durch die Einwirkung der schaltbaren Einrichtung

(3) umgesetzten Niederfrequenzbestandteile ausgelegt ist.
4. Signalquelle nach Anspruch 1 zur Frequenzmodulation des Trägersignals, dadurch gekennzeichnet, daß die schaltbare Einrichtung zur Einführung von Phasenübergängen oder -umschlagen in ein Trägersignal ausgelegt ist, um in dem Trägersignal Frequenzveränderungen zu erzeugen, die der Abfolge von Digital-Bits entsprechen, die an der schaltbaren Einrichtung anliegen.
5. Signalquelle nach Anspruch 4, dadurch gekennzeic hn e t, daß die schaltbare Einrichtung ein Teil einer Rückkopplungsschleife bildet, in der ein Oszillator (20,32) mit variabler Frequenzund ein Frequenzuntersetzer (24; 33) enthalten ist.
6. Signalquelle nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die schaltbare Einrichtung eine Phasenadditionsstufe (23) ist, die zur direkten Einführung von Phasenübergängen oder -änderungen in die Rückkoppelschleife ausgelegt ist.

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7. Signalquelle nach Anspruch 5, dadurch gekennzei c hn e t, daß die schaltbare Einrichtung der Frequenzuntersetzer (33) ist, dessen Teilerwert durch die Abfolge der Digital-Bits gesteuert ist.

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