DE3121146C2 - - Google Patents
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- DE3121146C2 DE3121146C2 DE3121146A DE3121146A DE3121146C2 DE 3121146 C2 DE3121146 C2 DE 3121146C2 DE 3121146 A DE3121146 A DE 3121146A DE 3121146 A DE3121146 A DE 3121146A DE 3121146 C2 DE3121146 C2 DE 3121146C2
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein digitales Funksy
stem, insbesondere für Troposcatter- und Kurzwellen
verbindungen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Selektive Fadings, verursacht durch Mehrwegeausbreitung,
insbesondere bei Troposcatter- und Kurzwellenverbindun
gen, begrenzen die Verfügbarkeit solcher Strecken für
die Übertragung von digitalen Nachrichten. Wie bei
spielsweise die DE-PS 26 28 997 zeigt, führen Mehrwege
wellenausbreitungen bei der Übertragung digitaler fre
quenzmodulierter Datenströme, besonders bei Verwendung
von Rundstrahlantennen, unter bestimmten Umständen zu
schwerwiegenden Empfangsstörungen. Die von der Sendean
tenne abgestrahlten Wellenfronten treffen dabei auf
Grund von Reflexionen aus verschiedenen Richtungen mit
unterschiedlichen Laufzeiten auf die Empfangsantenne.
Infolge der vektoriellen Addition dieser Wellenfronten
erleidet die Antennenfußpunktspannung einen sowohl
frequenzabhängigen als auch ortsabhängigen Amplituden-
und Phasengang. Für viele Frequenzen und Orte bedeutet
diese Energieverteilung infolge der durch sie verur
sachten Verzerrungen und Energieabsenkungen (Minima) den
Verlust der Lesbarkeit digitaler Empfangssignale. Bei
fest vorgegebenen Ortungspunkten von Sender und Empfän
ger ergibt die frequenzabhängige Energieverteilung eine
Aufeinanderfolge von relativ schmalen Energieminimas und
relativ breiten Energiemaximas. Der Frequenzabstand
zwischen zwei aufeinander folgenden Maxima bzw. Minima
wird dabei als Kohärenzbandbreite der Funkstrecke
bezeichnet. Zur Sicherung der Nutzsignalübertragung
ist es beispielsweise durch die DE-AS 25 58 557 bekannt,
von sogenannten "Diversity-Maßnahmen" Gebrauch zu
machen. Hierbei wird die Eigenschaft ausgenutzt, daß bei
verschiedenen Radiofrequenzen nicht gleichzeitig der
geschilderte Pegeleinbruch erfolgen wird (Frequenz-
Diversity) und daher eine Parallelübertragung auf zwei
oder mehr Frequenzen die Sicherheit gegen Ausfälle
erhöht.
Durch die EP 00 33 256 B1 wird zur Durchführung eines
solchen Frequenz-Diversitybetriebs bei einem digitalen
Funksystem vorgeschlagen, sendeseitig das digitale
Nutzsignal zur Abstützung auf ein Frequenzraster mit
wenigstens drei Radiofrequenzen zusammen mit wenigstens
einer Zusatzschwingung, und zwar einer die Frequenz des
Rasterabstandes im radiofrequenten Frequenzraster fest
legenden Zusatzgrundschwingung, in additiver Form dem
Eingang des Frequenzmodulators zuzuführen und auf diese
Weise mehrere zueinander kohärente signalmodulierte
radiofrequente Träger zu erhalten. Empfangsseitig werden
die jeweils mit dem Nutzsignal modulierten radiofrequen
ten Träger des Frequenzrasters über einen Kombinator
hinweg zu einem einen verbesserten Signal-Geräuschab
stand aufweisenden Summensignal wiederum zusammengefaßt.
Weiterhin ist es durch die Literaturstelle IEEE National
Telecommunications Conference 1.-3. Dez. 1975, New
Orleans, Lousiana, USA, Conference Record, Band 2,
Seiten 28-6 bis 28-9 bekannt, dadurch mehrere zueinander
kohärente signalmodulierte radiofrequente Träger zu
erhalten, daß das sendeseitig anstehende zu übertragende
digitale Nutzsignal zunächst in zwei Bitströme mit ent
sprechend niedrigerer Bitfolgefrequenz aufgeteilt wird
und jeder dieser Bitströme dann einen Subträger modu
liert. Auf der Ausgangsseite dieser Modulatoren werden
die modulierten Subträger zu einem Summensignal zusam
mengefaßt, das dann als Modulationssignal für den
eigentlichen radiofrequenten Träger unter Anwendung
einer Phasenmodulation zur Verfügung steht. Diese Art
der Doppelmodulation hat unter anderem den Zweck, die an
sich benötigte Bandbreite für die Nutzsignalübertragung
pro Träger um den Faktor 2 zu reduzieren. Abgesehen
davon, daß diese Doppelmodulation einen relativ großen
technischen Aufwand erfordert, müssen hier darüber
hinaus die benötigten sendeseitigen Verstärker im
Hinblick auf die den modulierten radiofrequenten Trägern
mit aufmodulierte Amplitudenmodulation hochlineare
Eigenschaften aufweisen.
Für die empfangsseitige Rückgewinnung des ursprünglichen
Signals aus dem ankommenden modulierten Trägerfrequenz
raster bestehen grundsätzlich zwei Möglichkeiten. Die
eine Möglichkeit besteht darin, das ankommende nutzsig
nalmodulierte Frequenzraster zunächst in eine Zwischen
frequenzlage umzusetzen und anschließend jedes nutz
signalmodulierte Trägersignal für sich zu demodulieren,
um die dann gewonnenen demodulierten Nutzsignale über
einen Kombinator hinweg zum gewünschten optimierten
Summensignal zusammenzufügen. Hiervon wird beim System
nach der Literaturstelle EP 00 33 256 B1 Gebrauch
gemacht.
Die zweite Möglichkeit, die durch die Literaturstelle
GB 11 80 763 bekannt ist, besteht darin, jeden nutz
signalmodulierten ankommenden Träger in eine gleiche
Zwischenfrequenzlage umzusetzen und dann in dieser Zwi
schenfrequenzlage über den ausgangsseitigen Kombinator
das gewünschte Summensignal vor der eigentlichen Demo
dulation zu gewinnen.
Die geschilderten bekannten, von Frequenz-Diversity Ge
brauch machenden Funksysteme sind hinsichtlich der An
zahl der Frequenzkanäle dann auf zwei bzw. drei Kanäle
beschränkt, wenn, wie das wünschenswert ist, sämtliche
Trägerfrequenzen des radiofrequenten Trägerspektrums
wenigstens annähernd unter sich gleiche Amplituden auf
weisen sollen. Werden hohe Anforderungen an die Be
triebssicherheit der Signalübertragung gestellt, so
kann dies durch eine Vergrößerung der Frequenzkanäle
(Redundanz), beispielsweise fünf und mehr Kanäle,
erfolgen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein mit
Frequenz-Diversity ausgerüstetes Funksystem der letztge
nannten Art eine spezielle Lösung anzugeben, die bei
hohen Anforderungen an die Redundanz mit einem Minimum
an hierfür erforderlichem technischen Aufwand auskommt.
Ausgehend von dem einleitend beschriebenen Funksystem
wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung durch die im
Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Der Erfindung liegt die wesentliche Erkenntnis zugrunde,
daß die Abstützung des zu übertragenden digitalen Nutz
signals auf ein Radiofrequenzraster von drei und mehr
Radioträgerfrequenzen in außerordentlich einfacher
Weise dadurch gewonnen werden kann, daß unter Beachtung
der Besselfunktionen die Zusatzschwingung und weitere
Zusatzoberschwingungen in der Amplitude, die Zusatzober
schwingungen zusätzlich auch in ihrer Phase einstellbar
sind und daß ausschließlich von einer Frequenzmodulation
Gebrauch gemacht wird. Gerade durch die letztgenannte
Maßnahme läßt sich nämlich in außerordentlich vorteil
hafter Weise im Zusammenhang mit den so eingestellten
Zusatzschwingungen erreichen, daß das radiofrequente
Summensignal eine Hüllkurve aufweist, die keine Ampli
tudenmodulationsanteile enthält. Dieses Signal kann näm
lich, beispielsweise in einem nichtlinearen C-Verstär
ker, auf die nötige Sendeleistung verstärkt werden, ohne
daß hierdurch Verzerrungseffekte zu befürchten sind.
Auch an die Zwischenfrequenzverstärkerebene brauchen
hier keine die Linearität betreffenden Anforderungen
gestellt werden, da das umgesetzte Frequenzraster bzw.
jede umgesetzte radiofrequente Trägerfrequenz ein reines
FM-Signal ist. Die Verstärker können also sehr einfach
ausgeführt sein und brauchen auch nicht für die Verar
beitung von Signalspitzen bemessen werden.
Zweckmäßige Ausgestaltungen des Erfindungsgegenstandes
sind in den weiteren Patentansprüchen 2 bis 4 angegeben.
Wie weitere, der Erfindung zugrundeliegende Überle
gungen ergeben haben, ist es sinnvoll, das radio
frequente Sendespektrum in seiner Breite in etwa gleich
der halben auftretenden Kohärenzbandbreite zu wählen,
weil dann mit Sicherheit erreicht ist, daß bei Auftre
ten eines durch Mehrwegeausbreitung auftretenden selek
tiven Pegeleinbruchs lediglich einer der radiofrequen
ten nutzsignalmodulierten Träger des Frequenzrasters
erfaßt wird, während die restlichen nutzsignalmodulier
ten radiofrequenten Träger weitgehend ungestört blei
ben. Dies ergibt sich dadurch, daß, wie schon einlei
tend darauf hingewiesen wurde, die Energieverteilung
über der Frequenz bei Mehrwegeausbreitung relativ
schmalbandig ausgebildete Pegelminima, jedoch relativ
breit ausgebildete Pegelmaxima aufweist.
Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausfüh
rungsbeispiels soll die Erfindung im folgenden noch
näher erläutert werden.
In der Zeichnung bedeuten
Fig. 1 das Blockschaltbild der Sendeseite eines Funk
systems nach der Erfindung,
Fig. 2 das Blockschaltbild der Empfangsseite eines
Funksystems nach der Erfindung,
Fig. 3 und 4 die Funktion des sendeseitigen Block
schaltbildes nach Fig. 1 näher erläuternde
Frequenzdiagramme,
Fig. 5 ein weiteres, die Wahrscheinlichkeitsfunktion
des Empfangspegels in Abhängigkeit der Verfüg
barkeit eines Radiofrequenzkanals in % angeben
des Diagramm.
Die in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellte Sende
seite S weist eine Datenquelle DQ auf, die ausgangs
seitig über den Tiefpaß TP mit der Addierstufe AS
verbunden ist. Die Addierstufe AS erhält von der
Generatoranordnung GA an ihren weiteren Eingängen eine
Zusatzgrundschwingung mit der Frequenz fzo sowie Zu
satzoberschwingungen der Frequenzen fz 1, fis, fzn zuge
führt. In den Zuleitungen der Zusatzgrundschwingung und
der Zusatzoberschwingungen sind einstellbare Dämpfungs
glieder a o , a 1 . . . a n und in den Zuleitungen für die
Zusatzoberschwingungen weiterhin einstellbare Phasen
drehglieder b 1 . . . b n angeordnet. Das Summensignal,
bestehend aus dem von der Datenquelle DQ gelieferten
digitalen Nutzsignal, der Zusatzgrundschwingung und
den Zusatzoberschwingungen, wird dem Frequenzmodula
tor M eingangsseitig zugeführt, der aus einem in der
Frequenz modulierbaren Hochfrequenzoszillator besteht.
Dem Modulatorausgang ist die Senderendstufe SE nach
geschaltet, die vorzugsweise ein C-Verstärker ist. Die
Senderendstufe SE arbeitet ausgangsseitig auf die
Antenne A.
Die Dämpfungsglieder a o , a 1 . . . a n dienen der Einstel
lung des durch die Zusatzgrundschwingung und die Zu
satzoberschwingungen jeweils bedingten Frequenzhubs.
Die einstellbaren Phasendrehglieder b 1 . . . b n dienen
zusätzlich der Einstellung der Phase der Zusatzober
schwingungen. Die Frequenz fzo der Zusatzgrundschwin
gung bestimmt den Abstand des modulatorausgangsseitigen
radiofrequenten Frequenzrasters. Unter Berücksichtigung
der die Frequenzmodulation beschreibenden Bessel
funktionen sowie deren Phasen, läßt sich das modulator
ausgangsseitige radiofrequente Frequenzraster so ein
stellen, daß sämtliche Rasterlinien im gegenseitigen
Abstand der Frequenz fzo gleiche Amplitude haben.
Darüber hinaus können eine oder zwei der höchstwertigen
Zusatzoberschwingungen auch dazu benutzt werden, durch
entsprechende Einstellung ihrer Dämpfungsglieder und
Phasendrehglieder unerwünschte Nebenspektrallinien des
gewünschten radiofrequenten Frequenzrasters wenigstens
annähernd zu kompensieren.
Das sendeseitig abgestrahlte frequenzmodulierte Fre
quenzspektrum, bei dem jeder radiofrequente Träger mit
der digitalen Nutzinformation in der Frequenz modu
liert ist, weist in seiner Hüllkurve keine Amplituden
modulationsanteile auf, so daß sende- und empfangssei
tig auch nichtlineare Verstärker verwendet werden kön
nen, ohne daß Verzerrungseffekte befürchtet werden
müssen.
Das an der Antenne A des die Empfangsseite E darstel
lenden Blockschaltbildes nach Fig. 2 ankommende fre
quenzmodulierte Summensignal wird im Empfangsverstär
ker EV verstärkt, anschließend im ersten Empfangsum
setzer EU 1 mit Hilfe der vom Oszillator U 1 geliefer
ten Schwingung in eine niedere Frequenzlage umgesetzt
und einem selektiven Verstärker SV zugeführt. Auf der
Ausgangsseite des selektiven Verstärkers SV wird das
empfangene umgesetzte frequenzmodulierte Signal auf
eine der Anzahl der Rasterfrequenzen des Frequenz
rasters entsprechende Anzahl von Kanälen aufgeteilt,
in denen die frequenzmodulierten Trägerfrequenzen je
weils auf die gleiche Zwischenfrequenz umgesetzt wer
den. Hierzu besteht jeder dieser Kanäle K o , K 1+ . . . K n +,
K 1- . . . K n - aus einem eingangsseitigen Umsetzer U, dem
ein Bandpaß BP und ein Verstärker V nachgeschaltet
sind. Die zueinander kohärenten Umsetzschwingungen mit
den Frequenzen f o , f 1+ . . . f n +, f 1- . . . f n - liefert
die Oszillatoranordnung OA. Der gegenseitige Frequenz
abstand der Umsetzschwingungen ist dabei gleich der
Frequenz fzo der sendeseitigen Zusatzgrundschwingung.
Die Kanäle K o , K 1+ . . . K n +, K 1- . . . K n - werden aus
gangsseitig im Kombinator K so zusammengefaßt, daß das
Ausgangssummensignal einen optimalen Signal-Geräusch
abstand aufweist. Das so gebildete Summensignal am
Ausgang des Kombinators K wird im zweiten Umsetzer
EU 2 mit dem Umsetzosillator O 2 in die Basisbandlage
umgesetzt, anschließend im Demodulator DM demoduliert
und das so zurückgewonnene ursprüngliche digitale
Nutzsignal der Datensenke DS zugeführt.
Fig. 3 zeigt das Spektralamplitudendiagramm am Ausgang des Fre
quenzmodulators M nach Fig. 1 für eine Zusatzgrund
schwingung der Frequenz 3 MHz ohne Nutzsignal und ohne
Zusatzoberschwingungen. Wie dieses Diagramm erkennen
läßt, ergibt sich hierbei ein Frequenzraster aus Spek
trallinien mit einem gegenseitigen Abstand von 3 MHz.
Durch geeignete Einstellung des Frequenzhubes wird
für drei Spektrallinien eine gleiche Amplitude er
reicht, an die sich auf beiden Seiten eine um ca. 25 dB
gedämpfte Nebenlinie anschließt. Durch entsprechende
Einstellung des Frequenzhubes wäre es auch möglich, ab
gesehen von den gedämpften Nebenlinien, ein Frequenzra
ster mit zwei Spektrallinien im Abstand von 6 MHz zu er
zeugen.
Das aus diesen drei Radiofrequenzen gleicher Amplitude
als Nutzträger bestehende Frequenzraster mit einer Ge
samtbreite von 6 MHz entspricht z. B. etwa der halben
Kohärenzbandbreite einer Troposcatterverbindung. Auf
tretende selektive Pegeleinbrüche können somit nur
einen der radiofrequenten Träger praktisch unterdrücken,
während die beiden übrigen weitgehend ungestört bleiben.
Das in Fig. 4 gezeigte Signalamplitudenspektrum entspricht dem
nach Fig. 3 mit dem Unterschied, daß nunmehr das eigent
liche Nutzsignal über die Addierstufe AS in Fig. 1
ebenfalls dem Frequenzmodulator zugeführt wird. Wie
Fig. 4 erkennen läßt, ist jeder der radiofrequenten
Träger im Abstand von 3 MHz in gleicher Weise mit dem
Nutzsignal in der Frequenz moduliert.
Wie im Zusammenhang mit Fig. 1 und 2 dargelegt worden
ist, können mit Hilfe von Zusatzoberschwingungen die
Anzahl der im Frequenzraster vorhandenen radiofrequen
ten Träger auf fünf, sieben, neun usw. erhöht werden.
Weiterhin ist es möglich, mit Hilfe von Zusatzober
schwingungen auch unerwünschte Nebenlinien des Spek
trums, wie sie das Frequenzspektrum nach den Fig. 3
und 4 aufweist, wenigstens annähernd zu unterdrücken.
Die Aufteilung des digitalen Nutzsignals durch die er
findungsgemäße spezielle FM-Modulation auf beispiels
weise drei äquidistante Radiofrequenzträger nach
Fig. 3 und 4 bedingt eine Leistungsreduktion eines
jeden Trägers um ca. 4,8 dB gegenüber der Verwendung
eines Einzelträgers. Unter Berücksichtigung des niedri
geren Energieinhalts einer Spektrallinie (4,8 dB bei
drei radiofrequenten Träger) sind im Diagramm der Fig. 5
Wahrscheinlichkeitskurven für den zu erwartenden Sum
men-Nutzpegel dargestellt. Das Diagramm nach Fig. 5
enthält zwei Gruppen von Kurvenscharen, die jeweils
den zu erwartenden Signalpegel in Abhängigkeit der
Kanalverfügbarkeit in den Grenzen von 0,1 bis 99% auf
zeigen. Die strichpunktierte Kurvenschar WK gibt Ver
gleichskurven eines üblichen mit und ohne Frequenz-
Diversity arbeitenden Funksystems an, während die
ausgezogenen mit 1, 2 und 3 bezeichneten Kurven die
mit dem System nach der Erfindung erreichten Ergeb
nisse verdeutlichen.
Die Wahrscheinlichkeitskurve WK mit dem FDM-Diversity
grad D = 1 gibt den Verlauf des Rayleighkanals an. Die
entsprechende Wahrscheinlichkeitskurven WK für einen
Diversitygrad D = 2 und einen Diversitygrad D = 4 zei
gen die entsprechende Verbesserung des Empfangsver
haltens bei Anwendung eines zwei- oder vierfachen Fre
quenz-Diversitys. Die Kurven 1, 2 und 3 unterscheiden
sich voneinander lediglich durch die belegte Spreizband
breite. Bei der Kurve 1 beträgt die Spreizbandbreite
19 MHz, bei der Kurve 2 12 MHz und bei der Kurve 3
6 MHz. Wie dem Diagramm nach Fig. 5 zu entnehmen ist,
lassen sich beim vorliegenden Beispiel mit einem drei
Träger aufweisenden Frequenzraster bei 99,9% Verfüg
barkeit des Systems äquivalente FDM-Diversitygrade
von D = 2 bis D = 3 realisieren. Die Reduktion des
Schwundverhaltens gegenüber dem Raleighkanal beträgt
dabei 15 bis 20 dB, so daß beim Ausführungsbeispiel
lediglich mit 3 bis 8 dB Restschwund gerechnet zu
werden braucht. Bei Verwendung von Frequenzrastern mit
mehr als drei Radiofrequenzen, deren Frequenzbandbrei
te dann auch größer sein kann als die Hälfte einer
Kohärenzbandbreite des Systems, läßt sich die Reduk
tion des Schwundverhaltens gegenüber dem Raleighkanal
weiter verbessern.
Claims (4)
1. Digitales Funksystem, insbesondere für Troposcatter-
und Kurzwellenverbindungen, bei dem sendeseitig das
digitale Nutzsignal zur Abstützung auf ein Frequenzra
ster mit wenigstens drei Radiofrequenzen zusammen mit
wenigstens einer Zusatzschwingung, und zwar einer die
Frequenz des Rasterabstandes im radiofrequenten Fre
quenzraster festlegenden Zusatzgrundschwingung, in
additiver Form dem Eingang des Frequenzmodulators
zugeführt ist und bei dem empfangsseitig die jeweils mit
dem Nutzsignal modulierten radiofrequenten Träger des
Frequenzrasters über einen Kombinator (K) hinweg zu
einem einen verbesserten Signal-Geräuschabstand
aufweisenden Summensignal wiederum zusammengefaßt sind,
dadurch gekennzeichnet, daß
die radiofrequenten nutzsignalmodulierten Träger des
Frequenzrasters unter Berücksichtigung der Besselfunk
tionen und deren Phase für wenigstens annähernd gleiche
Amplituden dadurch festgelegt sind, daß die Zusatzgrund
schwingung und weitere Zusatzoberschwingungen in der
Amplitude und die Zusatzoberschwingungen zusätzlich auch
in ihrer Phase einstellbar sind.
2. Digitales Funksystem nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die empfangsseitig
ankommenden nutzsignalmodulierten radiofrequenten Träger
des Frequenzrasters zunächst in einer Umsetzoszillator
anordnung (OA) alle in eine gleiche Frequenzlage umge
setzt und anschließend vor ihrer Demodulation über den
Kombinator (K) hinweg zum gewünschten Summensignal
zusammengefaßt sind.
3. Digitales Funksystem nach Anspruch 1 oder 2, da
durch gekennzeichnet, daß wenig
stens eine Zusatzoberschwingung zur Kompensation uner
wünschter Nebenlinien des radiofrequenten Frequenz
rasters vorgesehen ist.
4. Digitales Funksystem nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeich
net, daß das radiofrequente Sendespektrum in sei
ner Breite in etwa gleich der halben auftretenden Ko
härenzbandbreite ist.
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