DE3125999A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zum steuern der phase eines abtastsignales fuer die digitalisierung eines farbfernsehsignales - Google Patents
Verfahren und schaltungsanordnung zum steuern der phase eines abtastsignales fuer die digitalisierung eines farbfernsehsignalesInfo
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Description
7-35 Kitashinagawa 6-chome
Shinagawa-ku
Tokyo/Japan
Verfahren und Schaltungsanordnung zum Steuern der Phase eines Abtastsignals für die Digitalisierung
eines Parbfefnsehsignals
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung
zur Bestimmung, ob das Burstsignal eines Farbfernsehsignals mit bzw. in einem bestimmten Phasenwinkel abgetastet
wird,und insbesondere auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung, um die Steuerung der tatsächlichen Abtastphase
zu bestimmen. Die Erfindung ist insbesondere für die digitale Codierung eines Farbfernsehsignalgemischs geeignet.
Die Technik der digitalen Codierung eines Fernsehsignals und insbesondere eines Farbfernsehsignalgemischs sind bekannt.
In typischer Weise werden Abtastimpulse in Synchronismus mit dem Farbfernseh-Burstsignal erzeugt. Diese Abtastimpulse
weisen eine Wiederholungsrate auf, die ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist. Jede Abtastung bzw. Abtastprobe
des Farbfernsehsignal wird codiert oder digitalisiert, wie durch die Pulscodemodulation (PCM). Die digital
codierten Fernsehsignale werden beispielsweise in Zeitbasis-Fehlerkorrektureinrichtungen,
in Störungs- bzw. Rauschunter-
drückungseinrichtungen, in Einrichtungen zur Hinzufügung
verschiedener spezieller Videoeffekte und dgl. verwendet. Die digitalisierten Video- bzw. Bildsignale sind insbesondere
für die Aufzeichnung/Wiedergabe geeignettund außerdem
für spezielle Übertragungsarten.
In vielen Fernsehübertragungssystemen, wie in dem NTSC-System,
in dem PAL-System und dgl., wird eine Färb- oder Chrominanzinformation
durch eine bestimmte bezw. besondere Phase des Chrominanz- bzw. Farbart-Hilfsträgersignals dargestellt, welches
mit der Farbinformation amplitudenmoduliert ist. Da die Phase des Farbhilfsträgersignals somit dazu verwendet wird,
die Farbinformation darzustellen, ist es wichtig, bei der Codierung des Farbfernsehsignal in digitaler Form, daß die
Phase der Abtastimpulse genau gesteuert wird. Unerwünschte Phasenverschiebungen, wie sie aufgrund einer Temperaturdrift,
der Alterung der elektrischen Bauelemente und dgl. auftreten können, können zu einem Phasenfehler in dem Abtastimpuls bezogen
auf das Chrominanz-Hilfsträgersignal führen, was eine Verzerrungs- oder Störungswirkung bezüglich der Gesamt-Farbartwirkung
des Farbbildes hat, welches aus dem digitalisierten Bildsignal schließlich wiedergegeben wird.
Um die oben erwähnten Phasenverschiebungen oder Fehler zwischen den Abtastimpulsen und dem Chrominanz- bzw. Farbart-Hilf
strägersignal zu identifizieren, wird der Augenblicks-Phasenwinkel
des üblichen Burstsignals zum Zeitpunkt der Abtastung bestimmt. Wenn der sodann durch das Burstsignal zu
dem Abtastzeitpunkt gegebene Phasenwinkel abweicht von einem diesbezüglich erwünschten Phasenwinkel, dann kann die Phase
der Abtastimpulse entsprechend eingestellt werden. Die Anzahl der Abtastungen bzw. Abtastproben, die erforderlich
ist, um den abgetasteten Phasenwinkel des Burstsignals zu bestimmen, erfordert jedoch im allgemeinen eine relativ
komplizierte Berechnungsschaltung sowie eine Speichereinrichtung
hoher Speicherkapazität und macht eine komplexe
Operation erforderlich.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordung für die Ermittelung der
Phase anzugeben, mit der ein Farbfernsehsignal abgetastet wird, wobei das betreffende Verfahren und die betreffende
Schaltungsanordnung relativ einfach arbeiten und relativ einfach aufgebaut sein sollen und wobei die oben erwähnten
Nachteile vermieden sein sollen.
Darüber hinaus sollen ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Steuerung der Abtastung
eines Farbfernsehsignals, beispielsweise in einem digitalen Codierer angegeben werden, wobei die Einführung von Phasenfehlern
in das codierte Signal vermieden sein soll.
Schließlich sollen ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der Abtastphase angegeben werden, mit
der ein Farbfernsehsignal abgetastet wird, wobei die digitale Ausführung dieses Verfahrens und der betreffenden
Schaltungsanordnung relativ einfach sein soll, wobei in vorteilhafter Weise eine geringe Speicherkapazität und eine
genaue Phasensteuerung erzielt werden sollen, derart, daßdie Einführung von Phasenfehlern in das abgetastete Signal
minimiert ist.
Darüber hinaus sollen ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Steuerung des Abtastens eines Farbfernsehsignals
angegeben werden, wobei in dem Fall, daß das betreffende Signal digital codiert wird, die Abtastung des Fernsehsignals
in richtiger Phasenbeziehung erfolgt.
Im übrigen sollen ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung angegeben werden, die festzustellen gestatten, ob das Burstsignal
eines Farbfernsehsignals in Übereinstimmung mit einer bestimmten Phasenbeziehung abgetastet wird.
Außerdem sollen ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung
angegeben werden, um die Abtastphase eines Farbfernsehsignals
und insbesondere des Burstsignals eines solchen Farbfernsehsignals zu ermitteln, und zwar um zu bestimmen, ob
die Abtastung unter einem gewünschten bestimmten Phasenwinkel erfolgt. Dabei sollen das betreffende Verfahren und
die betreffende Schaltungsanordung ohne weiteres Anwendung finden bei der digitalen Codierung des Farbfernsehsignals.
Gemäß der Erfindung sind ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung
geschaffen, durch die bestimmt wird, ob das Burstsignal eines Farbfernsehsignals mit einem bestimmten Phasenwinkel
abgetastet wird. Das Burstsignal wird mit einer Abtastrate abgetastet, die ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz
ist. Dabei wird eine Vielzahl der tatsächlichen Abtastpegel dazu herangezogen, einen theoretischen Abtastpegel
des Burstsignals zu erzeugen. Dieser theoretische Abtastpegel kennzeichnet eine Abtastung, bzw. Abtastprobe, die
erhalten Würde, falls das Burstsignal unter seinem bestimmten Äbtastwinkel abgetastet wird. Eine Bestimmung erfolgt
sodann dahingehend, ob die tatsächliche Abtastung bzw. Abtastprobe
des Burstsignals unter ihrem bestimmten Phasenwinkel auf den theoretischen Abtastpegel hin erzeugt wird.
Dabei handelt es sich um den tatsächlichen Abtastpegel. Gemäß einem Aspekt der Erfindung erfolgt diese Bestimmung
dadurch, daß die Differenz zwischen dem theoretischen Abtastpegel und diesem tatsächlichen Abtastpegel ermittelt
wird.
Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Abtastphase einzustellen, wenn die tatsächliche Abtastphase,
wie sie oben bestimmt worden ist, von dem bestimmten Phasenwinkel abweicht. In vorteilhafter Weise findet die vorliegende
Erfindung ohne weiteres Anwendung in einem System zur Digitalisierung eines Farbfernsehsignals, wobei das Farbfernsehsignal
abgetastet wird und wobei jede Abtastprobe
digital codiert wird.
Als spezielles Merkmal der vorliegenden Erfindung wird der theoretische Abtastpegel aus zwei Abtastproben des Burstsignals
abgeleitet. Die Bestimmung dahingehend, ob die tatsächliche Abtastphase des Burstsignals mit dem bestimmten
Phasenwinkel koinzidiert, erfolgt dadurch, daß die Differenz zwischen dem theoretischen Abtastpegel und einer dritten
Probe des Burstsignals ermittelt wird.
Ein noch weiteres spezielles Merkmal der Erfindung besteht darin, daß die Anzahl der Bits, die für die Darstellung der
jeweiligen Burstsignalprobe benötigt wird, wenn der theoretische Abtastpegel abgeleitet wird, dadurch vermindert werden
kann, daß von jeder Burstsignalprobe ein bestimmter, konstanter Pegel subtrahiert wird, der sich an den Schwarzwertpegel
annähert, dem das Burstsignal überlagert ist.
Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise
näher erläutert.
Fig. 1 zeigt in einem Blockdiagramm einen digitalen Fernsehsignal-Codierer,
bei dem die vorliegende Erfindung ohne weiteres Anwendung findet;
Fig. 2 zeigt ein entsprechendes Blockdiagramm, wie Fig. 1
unter Einbeziehung eines Abtastphasendetektors, der gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet
sein kann;
Fig. 3-5 zeigen in Diagrammen den Verlauf von Signalen zur Kennzeichnung der Abtastung eines Burstsignals,
wobei die betreffenden Diagramme für das Verständnis der vorliegenden Erfindung brauchbar sind;
Fig. 6 zeigt in einem detaillierten Blockdiagramm eine
3Ί25999
bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 7 zeigt schematisch in einem Diagramm einen Teil der in Fig. 6 dargestellten Schaltungsanordnung.
Nunmehr sei auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen entsprechende
Bezugszeichen für die Bezeichnung entsprechender Elemente verwendet sind. Das in Fig. 1 dargestellte Blockdiagramm
zeigt einen digitalen Fernsehsignal-Codierer, bei dem die vorliegende Erfindung angewendet werden kann. Der
Codierer gemäß Fig. 1 umfaßt ein Filter 1, eine Abtast- und-Halteschaltung
2, einen Analog-Digital-Wandler 3, eine Abtrennschaltung 4 für die Abtrennung von Synchronisier- und
Burstsignalen aus einem eintreffenden Bildsignal, einen Taktgenerator 5 und eine Phasenschieberschaltung 6. Das Filter 1
ist an einem Eingangsanschluß angeschlossen, um ein Bildsignal, wie ein Farbfernsehsignalgemisch des Typs aufzunehmen, der
die üblichen Zeilensynchronisiersignale, das dem Schwarzwertpegel auf der Schwarzschulter des Zeilensynchronisiersignals
überlagerte Burstsignal und das Bild- bzw. Video-Informationssignal umfaßt, welches generell aus einem Farbart-Hilfsträger
besteht, der verschiedene Phasen aufweist, die mit der Farbart- bzw. Chrominanzinformation amplitudenmoduliert sind. In
üblicher Weise enthält das Farbfernsehsignalgemisch die Leuchtdichte- bzw. Luminanz- und Chrominanzinformation. Der Ausgang
des Filters 1 ist mit der Abtast-und-Halteschaltung 2 verbunden,
die periodische Abtastimpulse"mit einer Wiederholungsrate abgibt, welche ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz
ist. Bei einem typischen digitalen Codierer wird das gesamte Farbfernsehsignalgemisch einschließlich der Synchronisiersignale
der Video-Informationssignale durch derartige Abtastimpulse abgetastet. Der Ausgang der Abtast-und-Halteschaltung
2 ist- mit dem Analog-Digital-Wandler 3 verbunden, der jede Bildsignalprobe in ein entsprechendes Mehrbitwort
zu codieren gestattet. So kann der Analog-Digital-Codierer 3
3Ί
beispielsweise jede Abtastprobe als ein 8 Bit umfassendes PCM-Wort codiert abgeben.
Der Eingangsanschluß, dem das Farbfernsehsignalgemisch zugeführt
wird, ist außerdem mit der Abtrennschaltung 4 verbunden. Diese Abtrennschaltung kann von herkömmlichem Aufbau
sein, um das Zeilensynchronisiersignal aus dem eintreffenden Bildsignal abzutrennen. Die Abtrennschaltung
kann außerdem eine Burstsignal-Torschaltung oder eine andere vergleichbare Einrichtung enthalten, um das Burstsignal
von dem Bildsignal abzutrennen. Wie bekannt, weist dieses Burstsignal eine Burstsignalfrequenz auf, die
gleich der Frequenz des Farbhilfsträger f ist. Diese Frequenz ist gleich etwa 3,58 MHz. Der Ausgang der Abtrennschaltung
4 ist mit dem Taktgenerator 5 verbunden, der ein Taktsignal in Synchronismus mit dem abgetrennten
Burstsignal zu erzeugen imstande ist. Das Taktsignal ist ein Impulssignal mit einer Wiederholungsrate, die ein
Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist. In typischer Weise beträgt die Wiederholungsrahe des Taktsignals 4f
Diese Taktimpulse werden als Abtastimpulse für die Abtastung des Farbbildsignalgemischs benutzt. Das Ausgangssignal
des Taktgenerators 5 wird der Abtast-und-Halteschaltung 2 durch eine Phasenschieberschaltung 6 zugeführt.
Diese Phasenschieberschaltung vermag die Phase der Abtastimpulse zu verschieben oder einzustellen.
Bei dem in Fig. 1 dargestellten Codierer wird das eintreffende Bildsignal mit der Abtastrate von 4f abgetastet.
Die Abtastimpulse, die der Abtast-und-Halteschaltung 2 von dem Taktgenerator 5 her zugeführt werden,
sind in der Phase mit dem eintreffenden Burstsignal synchronisiert, und im allgemeinen "laufen" derartige Abtastimpulse
den Phasenverschiebungen in dem Burstsignal nach. Die tatsächliche Phase der Abtastimpulse beispielsweise
in bezug auf die Phase des Farbhilfsträgersignals
kann jedoch von der gewünschten Phasenverriegelungsbeziehung abweichen. Diese Abweichung bzw. Phasendrift kann auf
Temperaturänderungen in teraperaturempfindlichen Schaltungskomponenten, auf Änderungen im Betrieb derartiger Komponenten
aufgrund der Alterung und dgl. zurückzuführen sein. Aufgrund dieser Phasenverschiebung in den Abtastimpulsen,
was hier als Änderung in der Abtastphase bezeichnet bzw.. betrachtet wird, können Fehler, wie Phasenfehler, in das
abgetastete Bildsignal eingeführt werden, wodurch Fehler in das digitalisierte Farbbildsignal eingeführt werden.
Als Ergebnis derartiger Phasenfehler kann die Farbe des Bildsignals, welches aus dem codierten Bildsignal schließlich
wiedergegeben wird, fehlerhaft sein.
In Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Codierers dargestellt, und zwar ähnlich dem in Fig. 1 dargestellten
Codierer. Gemäß Fig. 2 enthält der digitale Codierer einen Abtastphasendetektor 7. Dieser Abtastphasendetektor ist
an dem Ausgang eines Analog-Digital-Wandlers 3 angeschlossen;
er vermag ein Steuersignal als Funktion des zuvor erwähnten Phasenfehlers zu erzeugen. Dies bedeutet, daß dann,
wenn die Phase der durch den Taktgenerator 5 erzeugten und an die Abtast-und-Halteschaltung 2 abgegebenen Abtastimpulse
aufgrund der zuvor erwähnten Bedingungen abweicht bzw. driftet, der Abtastphasendetektor 7 imstande ist,
diese Abweichung bzw. Drift zu ermitteln und ein Kompensations-Steuersignal an die Phasenschieberschaltung 6 abzugeben.
Dieses Kompensations-Steuersignal steuert die Phasenschieberschaltung derart, daß die Phase der Abtastimpulse
so eingestellt wird, daß die gewünschte bestimmte Phasenbeziehung dieser Schaltung wieder hergestellt wird.
Ein Verfahren, nach welchem der Phasenäetektor 7 arbeiten
kann, um die tatsächliche Phase des Bursfcsignals zu ermitteln, welches abgetastet wird, und um somit einen
Phasenfehler in den Abtastimpulsen festzustellen, wird
nunmehr unter Bezugnahme auf den in Fig. 3 dargestellten Signalverlauf erläutert. Dieser Signalverlauf stellt eine
Periode des Burstsignals dar, welches dem üblichen Schwarzwertpegel überlagert ist, der eine als y bezeichnete Größe
aufweist. Der Einfachheit halber ist in Fig. 3 eine analoge Darstellung der digitalisierten Proben des Burstsignals gezeigt,
die am Ausgang des Analog-Ditigal-Wandlers 3 wieder-· gegeben werden. Wenn angenommen wird, daß die Abtastimpulse
eine Abtastrate von 4f zeigen, dann wird das Burstsignal
SO
an den Punkten A, B, C und D abgetastet. Es dürfte einzusehen sein, daß aufeinanderfolgende Abtastpunkte A bis D
voneinander jeweils um 90° (IT/2) getrennt sind. Nunmehr sei
das,,
angenommen, daß auch/als Farbsynchronsignal zu bezeichnende Burstsignal den Schwarzwertpegel am Punkt Z überläuft. Dieser Punkt ist der Bezugskreuzungspunkt, bei dem Phasenwinkel des Burstsignals gleich 0° ist. Wenn nunmehr der Phasenwinkel des Burstsignals an der Abtaststelle A mitC. angenommen wird, dann können der Phasenwinkel £_, des Burstsignals am Abtastpunkt B sowie der Phasenwinkel ζ"_ des Burstsignals am Abtastpunkt C wie folgt angegeben werden:
angenommen, daß auch/als Farbsynchronsignal zu bezeichnende Burstsignal den Schwarzwertpegel am Punkt Z überläuft. Dieser Punkt ist der Bezugskreuzungspunkt, bei dem Phasenwinkel des Burstsignals gleich 0° ist. Wenn nunmehr der Phasenwinkel des Burstsignals an der Abtaststelle A mitC. angenommen wird, dann können der Phasenwinkel £_, des Burstsignals am Abtastpunkt B sowie der Phasenwinkel ζ"_ des Burstsignals am Abtastpunkt C wie folgt angegeben werden:
U)
Die Abtastpegel des Burstsignals an den Abtastpunkten A, B und C können als y,., yD bzw. y_ bezeichnet werden. Bei die-
A B O
sen Abtastpegeln handelt es sich um die Abtastpegel bezogen auf einen Null-Bezugspegel. Wenn die Amplitude des Burstsignals
in bezug auf den Schwarzwertpegel mit K angegeben wird, dann kann die Amplitude des Burstsignals bezogen auf
den Schwarzwertpegel an den Abtastpunkten A, B und C mit A, B bzw. C bezeichnet werden. Diese abgetasteten Amplitu-
den können wie folgt angegeben werden:
x - yÄ - yP - κ «in cA (3)
- y„ « K sin Ln -K ein
■ yc - yp « K ein Cc » K ein
Die Gleichung (4) kann wie folgt umgeschrieben werden: I - yB - yp - K cos [A (6)
Wird die Gleichung (3) durch die Gleichung (6) dividiert, so kann das Ergebnis wie folgt angegeben werden:
it)'
Die Gleichungen (3) und (5) können addiert werden, und die
Summe k
werden:
Summe kann nach dem Schwarzwertpegel y wie folgt aufgelöst
312 b"y y y
Wenn die Gleichung (8) in die Gleichung (7) eingesetzt wird, kann der Phasenwinkel jetzt CÄ wie folgt angegeben werden:
" y
- (yA+yc)
2yB-(yA+yc) Ob)
Damit dürfte ersichtlich sein, daß der tätsächliche Phasenwinkel
des Burstsignals, mit dem dieses Signal abgetastet wird, d.h. die Abtastphase, aus den abgetasteten Pegeln y, ^
y_ und γη bestimmt werden.kann. Wenn jede Abtastprobe als
6 oder 7 Bits umfassendes Wort dargestellt wird, dann dürfte einzusehen sein, daß die Ausführung der Gleichungen
(9A) und (9B) relativ komplex ist. Dies bedeutet, daß dann, wenn diese Gleichungen beispielsweise mit Hilfe einer Rechen-
und Verknüpfungseinheit ausgeführt werden, der Aufbau einer solchen Einheit relativ kompliziert würde und daß die Arbeitsweise
der betreffenden Einheit in entsprechender Weise komplex wäre. Wenn alternativ dazu die Gleichungen (9A) und
9(B) dadurch ausgeführt werden, daß die jeweilige Abtastprobe y., y_ und yc als Teil einer Adresse ausgenutzt wird,
um eine Speichereinrichtung zu adressieren, in der unterschiedliche Werte des Phasenwinkels ζ gespeichert sind,
dann wäre die erforderliche Speicherkapazität ziemlich hoch. Außerdem wäre ein relativ kompliziertes Schema erforderlich,
um die in Frage kommenden Adressen auf diese Abtastproben hin zu bilden bzw. zu formulieren. Demgemäß ist das zuvor betrachtete
Verfahren zur Bestimmung des tatsächlichen Phasenwinkels ζΛ, mit dem das Burstsignal abgetastet wird, und damit zur
Bestimmung der Phasenbeziehung der Abtastimpulse weniger als zufriedenstellend.
Die vorliegende Erfindung geht über das Prinzip hinaus, welches zunächst unter Bezugnahme auf den in Fig. 4 gezeigten
Signalverlauf erläutert werden kann. Die in Fig. 4 voll ausgezogene Kurve veranschaulicht eine Periode des
Burstsignals, welches dem üblichen· Schwarzwertpegel überlagert ist. Die Punkte A, B und C kennzeichnen die Abtastpunkte
des Burstsignals. Dabei ist angenommen, daß das
Burstsignal mit einer Abtastrate von 4f abgetastet wird.
Aus den obigen Gleichungen (3) und (6) geht hervor, daß die Amplitude am Punkt B bezogen auf den Schwarzwertpegel
wie folgt angegeben werden kanns
(10)
tan
In entsprechender Weise kann aus den obigen Gleichungen (3) und (8) die Amplitude am Punkt A wie folgt angegeben werden;
Die Gleichungen (10) und (11) können derart kombiniert werden,
daß die Amplitude am Punkt B wie folgt angegeben werden kann;
2 tan
In Fig. 4 stellt der Abtastpunkt A den tatsächlichen Punkt dar, an dem das Burstsignal abgetastet wird. Dabei sei angenommen,
daß der die korrekte Phasenlage aufweisende Abtastpunkt mit dem Phasenwinkel £ auftreten würde, aber
der tatsächliche Abtastpunkt A mit dem Phasenwinkel ζ auftritt. Wenn die abgetastete Amplitude A bei dem Phasenwinkel
£ erhalten worden wäre, würde das resultierende Burstsignal den in Fig. 4 durch eine gestrichelte Linie
angedeuteten Signalverlauf zeigen. Dabei ist angenommen, daß dieser richtige oder Bezugs-Phasenwinkel £ des Burstsignals,
bei dem die Abtastprobe A1 erhalten würde, gleich __o . .
57 ist.
57 ist.
Zum Zwecke der vorliegenden Erläuterung dürfte einzusehen sein, daß die in Fig. 4 gestrichelt gezeigte Kurve das
"theoretische" Burstsignal veranschaulicht, dessen Amplitude A1 bei dem bestimmten Phasenwinkel ζ gleich der Amplitude
des tatsächlich abgetasteten Punktes A des tatsächlichen Burstsignals ist. Der Punkt A1 kann als ein theoretischer
Abtastpegel des theoretischen Burstsignals betrachtet werden. Da das Burstsignal in 90°-Intervallen abgetastet
wird, dürfte einzusehen sein, daß der Punkt B1 auf dem theoretischen
Burstsignalverlauf mit dem Phasenwinkel (C + -ö)
oder bei 147° auftritt. Dieser zusätzliche Punkt B1 wird als der theoretische Abtastpegel bezeichnet. Dabei zeigt
sich", daß dann, wenn das durch die gestrichelte Kurve dargestellte theoretische Burstsignal am Punkt A1 abgetastet
wird, dieses Signal auch am Punkt B1 abgetastet würde.
Wenn die Amplitude an dem theoretischen Abtastpunkt A1 bezogen
auf den Schwarzwertpegel mit A1 bezeichnet wird, dann kann die Amplitude an dem theoretischen Abtastpunkt B1 bezogen
auf den Schwarzwertpegel mit B1 bezeichnet werden. Demgemäß kann die obige Gleichung (10) für die theoretischen
Abtastpunkte A1 und B1 wie folgt umgeschrieben werden:
3Ί25999
B1 «
tan ζο 2 tan l
Die Abtastphase ?1 des tatsächlichen Abtastpunktes A, d. h.
der Phasenwinkel des tatsächlichen Burstsignals an dem Abtastpunkt
A, kann dadurch bestimmt werden, daß die Amplitude beispielsweise des tatsächlichen Abtastpunktes B mit
der Amplitude des theoretischen Abtastpunktes B1 verglichen
wird. Wenn die Gleichung (12) durch die Gleichung (13) dividiert
wird, dann erhält man:
I ■_ tsnC<
I« tan C
tan Cx - — · taR
A B
Es dürfte daher einzusehen sein, daß der Phasenwinkel des tatsächlichen Abtastpunktes A des Burstsignals eine Funktion
lediglich zweier Variabler ist: y und y . Da der Phasenwinkel ξ, eine Konstante ist, ist in entsprechender Weise
der Phasenwinkel tan ζ eine Konstante ο Demgemäß ergibt
sich aus Gleichung (15) , daß die Bestimmung oder Berechnung des Phasenwinkels £_, unter dem das Burstsignal abgetastet
wird,-wesentlich einfacher.ist als die Bestimmung
oder Berechnung dieses Phasenwinkel nach der Gleichung (9).
Wenn der Abtastphasendetektor 7 gemäß Fig. 2 so aufgebaut
wird, daß er die vorliegende Erfindung ausführt, dann wird
die Phase der Abtastimpulse für die Abtast-und-Halteschaltung
2 so eingestellt, daß das Burstsignal bei seinem bestimmten
Phasenwinkel"ζ abgetastet wird. Wenn der Phasenwinkel £Λ,
O Ά.
bei dem das Burstsignal tatsächlich abgetastet wird, abweicht von dem bestimmten Phasenwinkel £ , dann wird die
Amplitude an dem tatsächlichen Abtastpunkt B verschieden seinvvon der Amplitude am theoretischen Abtastpunkt B1.
Diese Differenz kann einfach dadurch erhalten werden, daß die Amplitude des theoretischen Abtastpunktes - berechnet
entsprechend der Gleichung (13) - mit der Amplitude des tatsächlichen Abtastpunktes B verglichen wird, also mit
dem tatsächlichen Abtastpegel. Jegliche Differenz zwischen diesen miteinander verglichenen Amplituden zeigt einen
Phasenfehler an. Ein Steuersignal, welches eine Punktion;,
dieser Differenz ist, kann dabei dazu herangezogen werden, die tatsächliche Phase der Abtastimpulse solange einzustellen,
bis diese Differenz auf einen Null-Wert vermindert ist. Wenn B=B1 ist, dann zeigt die Abtastphase somit
ihre richtige bestimmte Phasenbeziehung zu dem Burstsignal.
In Fig. 5 sind die tatsächlichen und theoretischen Burstsignalverläufe
gezeigt, die zuvor in Fig. 4 angedeutet waren. Außerdem sind die Abtastpegel veranschaulicht, die
an den Abtastpunkten A, B bzw. C erhalten werden, sowie der theoretische Abtastpegel y' , der kennzeichnend ist
für den theoretischen Abtastpunkt B1. In Fig. 5 ist außerdem
der Schwarzwertpegel veranschaulicht, dem das Burstsignal überlagert ist bzw. wird. Ferner ist ein bestimmter
konstanter Pegel P_ "veranschaulicht, der sich dem Schwarzwertpegel
annähert, jedoch nicht notwendigerweise gleich diesem Pegel ist. Die Ampli-tuden A, B, C und die theoretische
Amplitude B1 stellen die entsprechenden Amplituden an den Abtastpunkten A, B und C bzw. an dem theoretischen
Abtastpunkt B1 dar, und zwar jeweils bezogen auf den bestimmten
Pegel Pn.
Aus der Gleichung (13) dürfte erinnerlich sein, daß die Amplitude B1 an dem theoretischen Abtastpunkt B1 bezogen
auf den Schwarzwertpegel eine Funktion lediglich der tatsächlichen Abtastpegel y_ und y_ ist, die an den Abtastpunkten
A bzw. C erhalten werden. Die Amplitude B bezogen auf den Schwarzwertpegel wird ohne weiteres aus dem
tatsächlichen Abtastpegel y_ erhalten. Es dürfte einzusehen sein, daß in der Praxis die tatsächliche Größe des
Schwarzwertpegels variieren kann. Um die Schaltungsanordnung zu vereinfachen, die zur Ausführung der vorliegenden
Erfindung benutzt wird, und um außerdem die Speicherkapazität der digitalen Ausführung dieser Erfindung zu vermindern,
werden demgemäß die tatsächlichen Abtastpegel y,,
y_ und y_ des Burstsignals um den bestimmten Betrag P1 verts
C
mindert, der gleich der Größe des bestimmten konstanten Pegels ρ ist. Da dieser bestimmte Pegel Pn konstant bleibt,
kann die übliche 7 oder 8 Bits umfassende digitale Form der abgetasteten Pegel ]£-. , y und y„ auf beispielsweise -weniger
als 6 Bits vermindert werden, da der konstante Pegel PQ
von dem 7 oder 8 Bit umfassenden digitalisierten Abtastpegel subtrahiert werden kann. Durch Vermindern der Anzahl
der Bits, die erforderlich sind, um die abgetasteten Pegel darzustellen, kann die Kompliziertheit der ausgeführten
Schaltungsordnung weitgehend vermindert werden« In entsprechender Weise können Speichereinrichtungen mit vergleichsweise
geringerer Speicherkapazität verwendet werden.
Wenn der tatsächliche Pegel des Schwarzwertpegels mit P bezeichnet wird, dann kann der theoretische Abtastpegel
y' dadurch dargestellt werden, daß dieser Schwarzwertpegel P zur· Gleichung-. (13) ; hinzuaddierf wird»' !Damit erhält
man:
3 1 259BS3
Der Zähler des ersten Terms in der Gleichung (16A) bleibt
unverändert, wenn der Pegel P1 addiert und subtrahiert wird, was zu folgendem Ausdruck führt:
V —T>· + V'mm V
y'B - YA * *C + F (16B)
2 tan C0
Wie oben erwähnt und wie in Fig. 5 veranschaulicht, ist die Amplitude A am Abtastpunkt A bezogen auf den bestimmten
Pegel P = y -P1. Die Amplitude C am Abtastpunkt C ist bezogen
auf den bestimmten P_ gleich P'-y-,. Außerdem ist der
- Ä - C Schwarzwertpegel P gleich P1 —~
·
Demgemäß kann die Gleichung (16B) wie folgt umgeschrieben werden:
Damit zeigt sich, daß der theoretische Abtastpegel y' aus
£5
den variablen Amplituden A und C bestimmt oder berechnet
werden kann. Aus der Gleichung (16C) geht hervor, daß die übrigen Terme, wie der bestimmte Phasenwinkel ζ und der
bestimmte Pegel P1, konstant sind und festliegen.
Der theoretische Abfcastpegel ,y;1^ · kann· aus( den tatsächlichen
Abtastpegeln yA und yr abgeleitet werden. Ist dieser
theoretische Abtastpegel y' erst einmal ermittelt, so kann jeglicher Phasenfehler in den Abtastimpulsen einfach
dadurch emittelt werden, daß dieser theoretische Ab-
tastpegel y' mit dem tatsächlichen Abtastpegel y_, verglichen
Jd Jd
wird. Jegliche Differenzen zwischen diesen Pegeln stellen einen Abtastphasenfehler dar. Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird dieser Abtastphasenfehler auf einen Null-Wert einfach dadurch vermindert, daß die Phase der Abtastimpulse so
lange eingestellt wird, bis die Differenz zwischen den tatsächlichen und theoretischen Abtastpegeln y„ bzw. y' minimiert
oder vorzugsweise eliminiert ist.
In Fig. 6 ist ein Äusführungsbeispiel eines Abtastphasendetektors gemäß der Erfindung gezeigt. Der Abtastphasendetektor
besteht aus auch als Latch-Schaltungen bezeichneten Signalspeicherschaltungen 14A, 14B und 14C, einem
Adreßzähler 23,' Speichereinrichtungen .15, 16, und 17, einem Pegelkomparator 18, einer Ladungs-Pumpschaltung 19
und einem Pufferverstärker 22. Die Signalspeicherschaltungen 14A, 14B und 14C, die auch als Verriegelungsschaltungen
bezeichnet werden können, können jeweils beispielsweise eine herkömmliche 8-Bit-Signalspeicherschaltung umfassen.
Die Eingänge dieser Signalspeicherschaltungen sind gemeinsam am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 13 angeschlossen?
sie vermögen von dem Analog-Digital-Wandler digital codierte Video- bzw. Bildsignale aufzunehmen.
Jede Signalspeicherschaltung enthält einen Freigabeeingang, der an einem entsprechenden Ausgang des Adreßzählers 23 angeschlossen
ist. Diesem Adreßzähler werden die Abtastimpulse zugeführt, deren Abtastrate beispielsweise 4f beträgt.
DerAdreßzähler ist außerdem an einem Eingangsanschluß T1 angeschlossen, welcher den üblichen Klemmimpuls aufzunehmen
vermag, der normalerweise, beispielsweise in einem Fernsehempfänger,
vorgesehen ist? um einen richtigen Bezugspegel für das Bildsignal festzulegen. Dieser Klemmimpuls wird ·, : .·
außerdem von dem Eingangsanschluß T1 einer Klemmschaltung-9 —
zugeführt. Der Adreßzähler 23 kann durch den Klemmimpuls derart freigegeben werden, daß die ihm zugeführten Abtastimpulse
gezählt werden. Der betreffende Adreßzähler vermag
außerdem an einem entsprechenden Ausgang seiner Ausgänge ein Freigabesignal zu erzeugen. Auf das Auftreten des ersten Abtastimpulses
hin wird beispielsweise am ersten Ausgang des Adreßzählers ein Freigabesignal erzeugt. Auf das Auftreten
des zweiten Abtastimpulses hin- wird ein Freigabesignal am zweiten Ausgang des Adreßzählers erzeugt. Auf den dritten
Abtastimpuls hin wird ein Freigabesignal am dritten Ausgang dieses Adreßzählers erzeugt.
Die Ausgänge der Signalspeicherschaltungen 14A und 14C sind
mit den Speicherschaltungen 15 bzw. 16 verbunden. Jede dieser
Speicherschaltungen kann einen programmierbaren. Festwertspeicher (PROM) enthalten, der durch die ihm von der
zugehörigen Signalspeicherschaltung zugeführten Abtastproben adreßierbar ist und aus dessen jeweils adressierten
Speicherplatz ein gespeichertes digitales Signal auslesbar ist. Der PROM-Speicher 15 ist dabei insbesondere imstande,
ein dem oben erwähnten bestimmten Pegel P1 entsprechendes
digitales Signal von der durch die Signalspeicheschaltung 14A zugeführten 8-Bit-Probe zu subtrahieren. In entsprechender
Weise vermag der PROM-Speicher 16 den bestimmten Pegel P1 von der von der Signalspeicherschaltung 14C her
zugeführten 8-Bit-Probe zu subtrahieren.
Demgemäß vermag der PROM-Speicher 15 ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches kennzeichnend ist für die Amplitude Ä,
während der PROM-Speicher 16 ein Signal zu erzeugen imstande
ist,welches kennzeichnend ist für die Amplitude C.
Die Ausgangssignale der PROM-Speicher 15 und 16 werden
einer Speichereinrichtung 17 zugeführt, die ebenfalls ein PROM-Speicher sein kann. Diese Speichereinrichtung ist
auf die von den PROM-Speichern 15, 16 erzeugten digitalen
Signale Ä bzw. C adressierbar. Der PROM-Speicher 17 speichert an jedem Adressenspeicherplatz eine Mehrbit-Darstellung,
wie ein 8 Bit umfassendes digitales Signal,
welches kennzeichnend ist für den theoretischen Abtastpegel i
B", wie dies oben erläutert worden ist. Dies bedeutet, daß \
für jede Kombination der Signale Ä und C der PROM-Speicher j
17 einen entsprechenden theoretischen Abtastpegel B' spei- j
chert. Ί
Das Ausgangssignal des PROM-Speichers 17 wird als ein Ein- !
gangssignal dem Pegelkomparator 18 zugeführt. Der andere
Eingang dieses Pegelkomparators ist mit der Signalspeicherschältung
14B verbunden, um die in dieser Signalspeicher- j schaltung gespeicherte Abtastprobe aufzunehmen. Wie weiter J
unten noch erläutert werden wird, entspricht die in der | Signalspeicherschaltung 14B gespeicherte Abtastprobe dem
tatsächlichen Abtastpegel Vn, d.h. dem Pegel des Burstsignals
am Abtastpunkt B. Der Pegelkomparator 18 vermag \
den theoretischen Abtastpegel B1 mit dem tatsächlichen Ab- :
tastpegel B zu vergleichen und jegliche zwischen diesen Pegeln vorhandene Differenz zu bestimmen. In dem Fall,
daß der theoretische Abtastpegel den tatsächlichen Abtastpegel überschreitet (B'>B), wird ein erstes Ausgangssignal
erzeugt. Wenn demgegenüber der theoretische Abtastpegel niedriger ist als der tatsächliche Abtastpegel (B'<
B), dann erzeugt der Komparator 18 ein zweites Ausgangssignal. Die von dem Pegelkomparator 18 erzeugten Ausgangssignale
werden der Ladungspumpschaltung 19 zugeführt.
Die Ladungspumpschaltung vermag somit ein Ausgangssignal
oder eine Spannung V_ zu erzeugen, die kennzeichnend ist
für die kumulative Ladung auf dem in dieser Schaltung enthaltenen Kondensator. Diese Ladung und damit die Steuerspannung
V wird insbesondere durch einen ersten inkrementalen
Betrag geändert auf das Auftreten des von- dem Komparator 18 erzeugten ersten Ausgangssignals. Demgegenüber
wird die Steuerspannung V„ um einen inkrerfientalen Betrag
in der entgegengesetzten Richtung auf das Auftreten des von dem Pegelkomparator erzeugten zweiten Ausgangssignals
geändert. Das Ausgangssignal der Ladungspumpschaltung 19
wird über einen Verstärker 22 und einen Schaltkreis 21 sowie einen Pufferverstärker 22 der Phasenschieberschaltung
6 zugeführt.
Der Schaltkreis 21 wird so gesteuert, daß er einen ersten Zustand dann annimmt, wenn der dargestellten Schaltungsanordnung
ein Farbbildsignal zugeführt wird. Demgegenüber nimmt der betreffende Schaltkreis einen zweiten Zustand
dann ein, wenn ein monochromes oder Schwarz-Weiß-Bildsignal der Schaltungsanordnung zugeführt wird. Dieser Schaltkreis
ist als elektromechanischer Schalter dargestellt, dessen beweglicher Kontakt selektiv entweder den feststehenden
Kontakt a oder den feststehenden Kontakt b berührt. Wenn der Kontakt a berührt wird, befindet sich der Schaltkreis
21 in seinem ersten Zustand, in welchem die Steuerspannung Vc dem Pufferverstärker 22 und sodann der Phasenschieberschaltung
6 zugeführt wird. Wenn der Kontakt b berührt wird, leitet der Schaltkreis 21 eine durch einen einstellbaren
Widerstand VR1 erzeugte Bezugsspannung über ■ den Pufferverstärker 22 zu der Phasenschieberschaltung 6 weiter.
Der Schaltkreis 21 enthält einen Steuereingang, der an einem Umschalter 29 angeschlossen ist. Dieser Umschalter
ist als elektromechanischer Schalter dargestellt, dessen beweglicher Kontakt entweder mit einem "Automatik"- bzw.
"Auto"-Kontakt oder mit einem "manuellen" Kontakt selektiv verbindbar ist. Der "manuelle" Kontakt ist mit Erde bzw.
Masse verbunden, derart, daß dann, wenn der bewegliche Kontakt an diesem manuellen Kontakt anliegt, über den Umschalter
29 Masse- bzw. Erdpotential dem Steuereingang des Schaltkreises 21 zugeführt wird. Dieses Erdpotential
steuert den Schaltkreis so, daß der Kontakt b berührt wird. Wenn der bewegliche Kontakt des Umschalters 29 an
dessen "Auto"-Kontakt anliegt, wird der Schaltkreis 21 auf das Auftreten eines Farb/Schwarz.-Weiß-Signals gesteuert.
welches dem Eingangsanschluß T_ zugeführt werden kann.
Dieser Eingangsanschluß ist mit dem "Auto"-Kontakt des Umschalters 29 verbunden. In dem Fall, daß ein Farbfernsehsignal
der dargestellten Schaltungsanordnung zugeführt wird, wird eine relativ hohe Spannung, wie ein binärer
"1"-Pegel dem Eingangsanschluß T2 zugeführt und zum
Steuereingang des Schaltkreises 21 über den Umschalter 29 hingeleitet. Dieser binäre "1"-Pegel steuert den Schaltkreis
so, daß dessen beweglicher Kontakt an dem Kontakt a anliegt, wodurch die Steuerspannung V„ der Phasenschieberschaltung
6 zugeführt wird. Wenn das der dargestellten Schaltungsanordnung zugeführte Videosignal ein Schwarz-Weiß-Fernsehsignal
ist, wird ein binärer "0"-Pegel, der gleich Erdpotential sein kann, dem Eingangsanschluß T„ zugeführt
und über den Umschalter 29 dem Schaltkreis 21 zugeleitet. Es dürfte einzusehen sein, daß dieser binäre
"O"-Pegel den Schaltkreis so steuert, daß dessen beweglicher
Kontakt an dem Kontakt b anliegt, wodurch eine konstante Spannung der Phasenschieberschaltung zugeführt
wird. Das Farb/Schwarz-Weiß-Steuersignal kann beispielsweise
dadurch gewonnen werden, daß das Vorhandensein oder Fehlen eines Burstsignals in dem Fernsehsignal festgestellt
wird.
Der Taktgenerator 5 besteht aus einem Phasenkomparator 10, einem Tiefpaßfilter 11, einem spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 12 und einem Frequenzteiler 13. Der spannungsgesteuerte Oszillator 12 vermag ein örtliches Schwingungssignal zu erzeugen, dessen Frequenz gleich der Abtastfrequenz
4f ist. Dabei dürfte ersichtlich sein, daß das Aus-
SO
gangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 dem Analog-Digital-Wandler 13 zugeführt wird, um diesem Abtastimpulse
zuzuführen. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 wird außerdem durch den Frequenzteiler
in der Frequenz untersetzt= Das Untersetzungsverhältnis des Frequenzteilers 13 ist gleich 4,So daß der Frequenzteiler
ein in der Frequenz untersetztes örtliches Schwingungssignal erzeugt, dessen Frequenz gleich der Burstsignalfrequenz f
ist. Dieses in der Frequenz untersetzte örtliche Schwingungssignal wird über die Phasenschieberschaltung 6 dem einen
Eingang des Phasenkomparator 10 zugeführt. Der andere Eingang dieses Phasenkomparators ist mit der Abtrennschaltung
4 verbunden; er vermag das Burstsignal aufzunehmen, welches in dem Farbfernsehsignalgemisch enthalten ist. Dabei tritt
jede Phasendifferenz zwischen dem phasenverschobenen, frequenzuntersetzten Örtlichen Schwingungssignal und dem
empfangenen Burstsignal als Phasenfehler auf. Dieser Phasenfehler wird durch das Tiefpaßfilter 11 ausgefiltert und
als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt. In Abhängigkeit von jedem durch den Phasenkomparator
10 ermittelten Phasenfehler wird somit die Phase der durch den spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten Abtastimpulse
in einer solchen Richtung eingestellt, daß dieser Phasenfehler auf einen "O"-Wert vermindert wird.
Nunmehr wird die Art und Weise kurz beschrieben, in der die in Fig. 6 dargestellte Schaltungsanordnung arbeitet. Dabei
sei angenommen, daß das eintreffende Bildsignal ein herkömmliches Farbfernsehsignalgemisch ist. Dieses Bild- bzw.
Videosignal wird auf den geeigneten Bezugspegel mit Hilfe der Klemmschaltung 9 festgeklemmt, und das so festgeklemmte
Bildsignal wird dann mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers 13 in eine digitale Form gebracht bzw. codiert. Es dürfte
einzusehen sein, daß das Burstsignal, welches das Farbfernsehsignalgemisch begleitet, in entsprechender Weise digital
codiert dargestellt wird. Das Bildsignal (einschließlich des Burstsignals) wird insbesondere durch die vondem spannungsgesteuerten
Oszillator 12 erzeugten Abtastimpulse abgetastet, und jeder abgetastete Pegel des Bildsignals wird
beispielsweise als PCM-Code abgegeben. So wird beispielsweise jede codierte Abtastprobe als 8-Bit-Signal dargestellt.
Jede 8-Bit-Abtastprobe wird gemeinsam den Signal-
Speicherschaltungen 14A, 14B und 14C zugeführt.
Die Abtastimpulse, die dem Analog-Digital-Wandler 13 von
dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 her zugeführt werden, werden außerdem dem Adreßzähler 23 zugeführt. Dieser
Adreßzähler wird auf das Auftreten des üblichen Klemmimpulses hin getriggert, um die Abtastimpulse zu zählen und
um daraufhin eine entsprechende Adresse zu erzeugen.
Bei der dargestellten Ausführungsform wird durch den in der Signalspeicherschaltung 14A gespeicherten codierten
Abtastpegel y. der PROM-Speicher 15 derart adressiert, daß dieser Pegel um den bestimmten Pegel P1 vermindert
wird. Dadurch wird eine digitale Darstellung der Amplitude Ä erzeugt, wie dies in Fig. 5 veranschaulicht ist.
Wie oben erwähnt, kann diese digitale Darstellung der Amplitude Ä mit weniger als 5 Bits gebildet werden. In
entsprechender Weise adressiert der in der Signalspeicherschaltung 14C gespeicherte codierte Abtastpegel yc den
PROM-Speicher 16, so daß aus diesem Speicher die digitale Darstellung der Amplitude C ausgelesen wird. Die digitalen
Darstellungen der Amplituden Ä und C werden zur Bildung einer geeigneten Adresse für den PROM-Speicher 17 ausgenutzt,
aus dem die entsprechende digitale Signaldarstellung des theoretischen Abtastpegels y' ausgelesen wird. Es
dürfte einzusehen sein, daß dieser theoretische Abtastpegel den oben erwähnten Ausdrücken entspricht, wie sie
in den Gleichungen(16A) oder (16B) oder (16C) erfaßt sind. Demgemäß wird dem Pegelkomparator 18 ein digitales Signal
zugeführt, welches kennzeichnend ist für den theoretischen Abtastpegel y'_ an dem theoretischen Abtastpunkt B' (Fig.5).
Der Komparator 18 arbeitet in der oben beschriebenen Weise, um den in der Signalspeicherschaltung 14B gespeicherten
tatsächlichen Abtastpegel y mit dem theoretischen Abtastpegel y'_ zu vergleichen. Wenn zwischen diesen Abtastpegeln
31
eine Differenz ermittelt wird, dann wird die Ladungspumpschaltung 19 selektiv geladen oder entladen, um die Steuerspannung
Vn um einen inkrementalen Betrag entsprechend zu
ändern. Diese Änderung in der Steuerspannung wird über den Verstärker 20, den Schaltkreis 21 und den Pufferverstärker
22 der Phasenschieberschaltung 6 zugeführt. Wenn der tatsächliche Phasenwinkel, mit dem das Burstsignal abgetastet
wird, abweicht von der bestimmten Phase ζ (mit beispielsweise C = 57°), dann wird der theoretische Abtastpegel y'_
O ο
von dem tatsächlichen Abtastpegel yD abweichen. Demgemäß
rs
wird die Steuerspannung V-, inkremental so geändert, daß
die Phase des über die Phasenschieberschaltung 6 abgegebenen frequenzuntersetzten örtlichen Schwingungssignals verschoben
wird. Diese Phasenverschiebung des frequenzuntersetzten örtlichen Schwingungssignals führt zu einem Phasenfehler
bezogen auf das abgetrennte Burstsignal. Dieser Phasenfehler wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt,
um die Phase der durch diesen Oszillator erzeugten Abtastimpulse zu ändern.
In Fig. 7 sind in einem Schaltplan der Pegelkomparator 18
und die Ladungspumpschaltung 19 näher veranschaulicht. Gemäß Fig. 7 besteht der Pegelkomparator aus einer Komparatorschaltung
24 und einem auch als Dual-State-Verriegelungsschaltung zu bezeichnenden Zweizustands-Speicherkreis oder
Flip-Flop 25. Die Ladungspumpschaltung 19 besteht aus einem Kondensator 28 und aus Konstantstromquellen 26 und
27.
Dem Komparator 24 wird die digitale Darstellung des theoretischen Abtastpegels zugeführt, was mit B1 bezeichnet ist.
Außerdem wird dem Komparator die digitale Darstellung des tatsächlichen Abtastpegels zugeführt, was mit B bezeichnet
ist. Jede digitale Darstellung kann beispielsweise 8 Bits umfassen. Der Komparator 24 weist Ausgänge C1 und C_ auf.
Wenn der theoretische Abtastpegel den tatsächlichen Abtast-
pegel überschreitet (B'>B), wird am Ausgang C. eine binäre
"1" erzeugt, während am Ausgang C„ eine binäre "O" erzeugt
wird. Wenn demgegenüber der theoretische Abtastpegel niedri ger ist als der tatsächliche Abtastpegel, wird am Ausgang C
eine binäre "1" erzeugt, während am Ausgang C. eine binäre
"0" erzeugt wird. In dem Fall, daß die theoretischen und tatsächlichen Abtastpegel weitgehend einander gleich sind, ·
wird an jedem der Ausgänge C1 und C2 eine binäre "0" erzeugt.
Der Zweizustands-Verriegelungskreis 25 weist Dateneingänge
D1 und D2 auf, die mit den Ausgängen C1 bzw. C2 der Kompara
tor schaltung 24 verbunden sind. Die Zweizustands-Verriegelungsschaltung
weist außerdem einen Takteingang CK auf, der die Abtastimpulse aufzunehmen vermag, die dann erzeugt werden,
wenn der Abtastpunkt A des Burstsignals erreicht ist.
Diese Phase des Abtastimpulses ist mit S bezeichnet. Der Zweizustands-Verriegelungskreis weist außerdem einen Löscheingang
CL auf, der die S^-Phase des Abtastimpulses aufzunehmen
vermag, d.h. den Abtastimpuls, der bei dem erreichten Abtastpunkt C des Burstsignals erzeugt wird.
Die Ausgänge Q1 und Q2 des Zweizustands-Verriegelungskreises
25 sind mit den Stromquellen 26 bzw. 27 verbunden; sie vermögen die Stromquellen auf die Abgabe einer binären "1"
zu triggern. Wenn der Verriegelungskreis 25 so eingestellt
bzw. gesetzt ist, daß der Q^Ausgang eine binäre "1" erzeugt, dann ist die Stromquelle 26 aktiviert und gibt einen
Ladestrom an den Kondensator 28 ab. Wenn demgegenüber der Verriegelungskreis 25 zurückgesetzt ist, erzeugt der Q3-Ausgang
eine binäre "1", wodurch die Stromquelle 27 aktiviert ist, die ihrerseits einen Entladestrom an den Kondensator
28 abgibt. Es dürfte daher einzusehen sein, daß der Kondensator selektiv während der Dauer geladen oder entladen
wird, die von dem Abtastimpuls S- bis zu dem Abtastimpuls
S während der jeweiligen Burstsignalperxode reicht.
'3 Ί 2 b y a a
Dia an dem Kondensator 28 auftretende Steuerspannung ist in
Fig. 7 als der Steuerspannung V„ entsprechende Spannung veranschaulicht.
Diese Steuerspannung wird über den hinsichtlich der Verstärkung eingestellten bzw. einstellbaren Verstärker
20 an den Schaltkreis 21 und damit an den Pufferverstärker 22 abgegeben. Ein einstellbarer Widerstand VR2
ist mit dem Verstärker 20 derart verbunden, daß eine Einstellung der Verstärkung dieses Verstärkers ermöglicht ist.
Es dürfte ersichtlich sein, daß die Ladungspumpschaltung
dazu dient, die Steuerspannung V_ um einen inkrementalen
Betrag zu ändern, wenn der theoretische Abtastpegel B1 von
dem tatsächlichen Abtastpegel B des Burstsignals abweicht. Die Ladungspumpschaltung kann durch eine äquivalente Einrichtung,
wie durch einen Vorwärts/Rückwärtszähler ersetzt sein/ der so gesteuert wird, daß er eine bestimmte Anzahl
von Taktimpulsen in der Vorwärtsrichtung zählt, wenn B\>B
erfüllt ist,und der dieselbe bestimmte Anzahl von Taktimpulsen in der Rückwärtsrichtung zählt, wenn B'<B erfüllt
ist. Die Zählerstellung dieses Vorwärts/Rückwärtszählers kann dann beispielsweise mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers
umgesetzt werden,um die Steuerspannung V zu erzeugen.
Im Zuge der vorstehenden Erläuterung des digitalen BiIdsignalcodierers
und Abtastphasendetektors ist angenommen worden, daß die Abtastimpulse mit der Wiederholungsrate
von 4f erzeugt werden. Vorzugsweise ist die Wiederhosc
lungsrate der Abtastimpulse gleich einem geradzahligen Vielfachen des Zweifachen der Burstsignalfrequenz (z.B.
4f , 8f , 12f ...). Alternativ dazu kann die Abtast-
SO SC SO
impulswiederholungsrate auch gleich 3f sein. Dennoch
SO
sind die vorstehenden Lehren in gleicher Weise anwendbar, um den theoretischen Abtastpegel aus einer Vielzahl von
tatsächlichen Abtastpegeln zu erhalten. Bei einer Abtastwiederholungsrate
von 3f können die obigen Gleichungen (12) und (13) wie folgt umgeschrieben werden:
3125993
tan
und die Gleichung (11) kann wie folgt umgeschrieben werden:
* - VA" yft * yB + *C (19)
Bei dieser Abtastwiederholungsrate von 3f kann der Abtast-
SC
phasenfehler selbstverständlich dadurch bestimmt werden, daß
der theoretische Abtastpegel y' mit der tatsächlichen Abtast-
probe y_ verglichen wird. Der ermittelte Abtastphasenfehler
kann dann dazu herangezogen werden, die Phase der von dem Taktgenerator 5 erzeugten Abtastimpulse in der oben erläuterten
Art und Weise zu steuern.
Der theoretische Abtastpegel B1 kann durch Ausführen der
Gleichungen (16A), (16B) oder (16C) mit Hilfe einer Rechen-
und Verknüpfungseinheit ÄLU erhalten werden. Bei einer solchen
Ausführung arbeitet die Rechen- und Verknüpfungseinheit dann in der Weise, daß die Differenz zwischen den tatsächlichen
Abtastpegeln y_ und y_ berechnet wird und daß dann diese Differenz (ya-y ) mit einer bestimmten Konstanten
1
•j-r ρ— multipliziert wird. Die Rechen- und Verknüpfungs-
•j-r ρ— multipliziert wird. Die Rechen- und Verknüpfungs-
einheit arbeitet ferner in der Weise, daß sie den Schwarzwertpegel
P dem Produkt ^A~yC hinzuaddiert. Dieser Schwarz-
312 b y y
wertpegel wird dabei in der oben im Zusammenhang mit der
Gleichung (16C) erläuterten Weise gewonnen oder aus dem eintreffenden Fernsehsignal erhalten.
Claims (25)
1./ Verfahren zum Steuern der Phase eines zur Digitalisierung
eines Farbfernsehsignals benutzten Abtastsignales, wobei das Farbfernsehsignal mit dem Abtastsignal
abgetastet wird, dessen Wiederholungsrate ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist, und wobei jede
Abtastprobe in ein entsprechendes digitales Signal umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine Bezugsabtastphase
(B') als Funktion zumindest zweier Burstsignal-Abtastproben (Y-, Yc) dadurch bestimmt
wird, daß von den zumindest zwei Abtastproben ein theoretischer Abtastprobenpegel (y'B) abgeleitet (14A,
14C, 15, 16, 17) wird, und daß ein Phasenfehler- zwischen
der tatsächlichen Abtastphase (B) des Abtastsignals und der Bezugsabtastphase (B1) dadurch ermittelt
wird, daß die Differenz zwischen dem theoretischen Abtastprobenpegel (y! n) und dem Pegel (yD)
O ti
einer bestimmten Burstsignalprobe festgestellt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einstellung (19, 20, 21, 22, 6, 10, 11, 12) der
Phase des Abtastsignals (4f ) entsprechend der er-
SC
mittelten Differenz (B'>B; B'<B) in einer solchen Richtung
vorgenommen wird, daß die ermittelte Differenz auf einen Null-Wert vermindert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß als bestimmte Burstsignalprobe (B) eine solche Signalprobe verwendet wird, die verschieden ist von den genannten
zumindest zwei Burstsignalproben (A, C).
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet
, daß die Abtastrate des Abtastsignals als geradzahliges Vielfaches des Zweifachen der Burstsignalfrequenz
gewählt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekenn ζ e ichnet, daß
die Phase des Abtastsignals dadurch eingestellt wird, daß eine Steuerspannung (V^) erzeugt (20) wird, daß die
Größe der Steuerspannung um einen inkrementalen Betrag
während jeder Periode des Burstsignals geändert (19; 25,
26, 27, 28) wird, wobei die Änderung eine Funktion davon ist, ob der Pegel der betreffenden bestimmten Burstsignalprobe
den theoretischen Abtastpegel über- oder unterschreitet (V1^yn oder y 1^y0) , und daß die Ein-Stellung
(6) der Phase des Abtastsignals in Übereinstimmung mit der betreffenden Steuerspannung vorgenommen
wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
die Phase des Abtastsignals in Übereinstimmung mit der betreffenden Steuerspannung dadurch eingestellt wird,
daß das Abtastsignal (4f ) mit einem steuerbaren
SC
Oszillator (12) erzeugt wird, daß von dem Abtastsignal
ein örtliches Schwingungssignal (f ) abgeleitet (13)
SO
wird, dessen Frequenz gleich der Burstsignalfrequenz
ist, daß die Phase des örtlichen Schwingungssignals um
einen Betrag verschoben (6) wird, der durch die Steuerspannung bestimmt ist, daß die Phase des phasenverschobenen
örtlichen Schwingungssignals mit dem tatsächlichen Burstsignal verglichen (10) wird, welches in dem Farbfernsehsignal
enthalten ist, und daß der steuerbare Oszillator (12) in Übereinstimmung mit dem Phasenvergleich
derart in seiner Einstellung modifiziert (11) wird, daß die Phase des Abtastsignals eingestellt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß der theoretische Abtastpegel dadurch gewonnen wird, daß die Differenz zwischen zwei Proben
(y -yc) mit einer bestimmten Konstanten ( ) multipliziert
wird, wobei das so erhaltene Produkt den theoretischen Abtastpegel (^A ^C ) darstellt, wobei ζ eine
bestimmte Abtastphase bedeutet.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß
das Burstsignal einem Schwarzwertpegel P überlagert wird und daß der theoretische Abtastpegel dadurch erhalten
wird, daß der Schwarzwertpegel der Darstellung des theoretischen Abtastpegels (^A ^C ) + P hinzuaddiert
wird. 2tan ο
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die zumindest zwei Burstsignalproben
dadurch erhalten werden, daß während jeder Periode des Burstsignals Abtastpegel yA und yc erzeugt (13) werden,
daß ein bestimmter Pegel P' gespeichert (15, 16)
wird, der sich an den tatsächlichen Schwarzwertpegel P annähert, dem das betreffende Burstsignal überlagert
ist, daß für die Differenz zwischen zwei Proben und dem bestimmten Pegel P1 kennzeichnende Pegel (Ä und C)
erhalten werden und daß der theoretische Abtastpegel
dadurch gewonnen wird, daß die Summe (A + C) und die
Differenz (Ä - C) der erhaltenen Pegel herangezogen werden, derart,_daß die Summe mit einer bestimmten
X+ c
Konstanten (^r 7=-) multipliziert wird und daß die
Konstanten (^r 7=-) multipliziert wird und daß die
multiplizierte Summe, die_Differenz und der gespeicherte
bestimmte Pegel + —- ) addiert werden.
^tan£ 2 + P1
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der theoretische Abtastpegel dadurch
gewonnen wird, daß eine entsprechende digitale Darstellung des jeweiligen theoretischen Abtastpegels
(B1) als Funktion verschiedener Kombinationen der zwei Burstsignalproben (Ä und C) gespeichert (17) wird,und
daß eine entsprechende Darstellung der gespeicherten digitalen Darstellungen in Übereinstimmung mit den
zwei Burstsignalproben (Ä und C) ausgelesen wird, die tatsächlich erzeugt werden.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß
die Differenz zwischen dem betreffenden theoretischen Abtastpegel und dem Pegel einer bestimmten Burstsignalprobe
dadurch ermittelt wird, daß die ausgelesene gespeicherte digitale Darstellung (B1) und eine dritte
Burstsignalprobe (B) verglichen (24) wird^und daß ein erstes Fehlersignal (Q..). dann erzeugt (25) wird, wenn
die ausgelesene digitale Darstellung die dritte Burst-' signalprobe überschreitet (B'>B), während ein zweites
Fehlersignal (Q„) dann erzeugt wird, wenn das ausgelesene digitale Signal kleiner ist als die dritte Burstsignalprobe
(B \<
12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Burstsignal einem
Schwarzwertpegel überlagert wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine entsprechende Darstellung der gespeicherten
digitalen Darstellungen dadurch ausgelesen wird, daß digitale Darstellungen der zwei Burstsignalproben erzeugt
(13, 14A, 14C) werden, indem die beiden Proben
jeweils um einen bestimmten Pegel (P1), der sich an
den Schwarzwertpegel annähert, vermindert (15, 16; ΥΑ_ρι
yc -,) werden,und daß die betreffenden digitalen Darstellungen
der beiden Proben dazu herangezogen werden, die entsprechende gespeicherte digitale Darstellung
(B1) des genannten theoretischen Abtastpegels zu adressieren.
13. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Abtastpegel-Erzeugungsschaltung (14A, 14C, 15, 16, 17) vorgesehen ist, die einen theoretischen Abtastpegel
(y'„) des Burstsignals in Abhängigkeit von
zumindest zwei tatsächlichen Proben (A, C) des Burstsignals zu erzeugen gestattet, wobei der theoretische
Abtastpegel kennzeichnend ist für eine Probe (B'), die dann erhalten würde, wenn das Burstsignal durch Abtastimpulse
abgetastet wird, die eine bestimmte Phase (C ) in bezug auf die betreffenden Abtastimpulse aufweist,
und daß ein Phasendifferenzdetektor (18, 19) vorgesehen
ist, der eine Differenz zwischen der tatsächlichen Phase (Cn) der Abtastimpulse und der bestimmten
Phase (£ ) entsprechend der Differenz zwischen dem genannten
theoretischen Abtastpegel (y'o) und einer tatsächlichen
Abtastung (B) ermittelt.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Einstellschaltung (20, 21, 22, 6, 10, 11, 12) vorgesehen ist, die auf die ermittelte
Phasendifferenz hin die Phase der Abtastimpulse (4f ) derart einstellt, daß die bestimmte Phasendifferenz auf
einen Null-Wert vermindert ist.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch
gekennzeichnet, daß die Abtastrate der Abtastimpulse ein geradzahliges Vielfaches des Zweifachen der Burstsignal
frequenz ist.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, 14 oder 15,
dadurch gekennzeichnet, daß die den theoretischen Abtastpegel erzeugende Abtastpegel-Erzeugungsschaltung
durch eine adressierbare Speichereinrichtung (17) mit einer Vielzahl von adressierbaren Speicherplätzen gebildet
ist, deren jeder eine digitale Darstellung (B') eines theoretischen Abtastpegels (y' ) als Funktion
einer entsprechenden Kombination von verschiedenen Kombinationen der beiden tatsächlichen Abtastungen
(A, C) speichert, und daß die Speichereinrichtung (17) mit den beiden tatsächlichen Abtastungen derart adressierbar
ist, daß die entsprechende digitale Darstellung des betreffenden theoretischen Abtastpegels auslesbar
ist.
17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 16,
wobei das Burstsignal einem Schwarzwertpegel überlagert ist, dadurch gekennzeichnet, daß jede in der Speichereinrichtung
gespeicherte digitale Darstellung eine Funktion von
y— V
C -— +P ist, wobei
y eine Probe der beiden tatsächlichen Proben bedeutet,
wobei y kennzeichnend ist für die andere Probe der beiden tatsächlichen Proben,
wobei K eine Konstante ist, die eine Funktion der bestimmten Phase ist^und wobei P kennzeichnend ist für den
Schwarzwertpegel,und daß die Speichereinrichtung durch die Kombination von y und y adressierbar ist.
18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Adressengenerator (15, 16) vorgesehen ist, der entsprechende Proben der beiden Proben (yA und
yc) um einen bestimmten Betrag (P') vermindert, der kennzeichnend
ist für einen konstanten Pegel, welcher sich an den tatsächlichen Schwarzwertpegel annähert.
19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet,
daß die in der Speichereinrichtung gespeicherte jeweilige digitale Darstellung gegeben ist durch
Ä + C Ά -■ C 5,
2tanCo ■ 2 P '.
2tanCo ■ 2 P '.
wobei Ä die um P1 verminderte Abtastung y , C die um P1
verminderte Abtastung y_, und £ der Phasenwinkel des
Burstsignals bedeuten, bei dem die Abtastung y dann erzeugt wird, wenn die Abtastimpulse die bestimmte Phase
aufweisen,
und daß die Speichereinrichtung die Kombination von Ä und C adressiert ist.
20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 19,
dadurch gekennzeichnet, daß die adressierbare Speichereinrichtung (17) ein Festwertspeicher (ROM) ist.
21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 20,
dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendifferenzdetektor ein Komperator (18; 24) ist, der die aus der Speichereinrichtung
(17) ausgelesene digitale Darstellung (B1) mit einer dritten Probe (B) der tatsächlichen Proben
vergleicht und der daraufhin ein Phasensteuersignal (C.,
C2; Q1, Q2; Vc) erzeugt.
22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,
daß die Einstellschaltung durch einen Steuerspannungsgenerator (19, 20) gebildet ist, der eine
Steuer spannung (V_.) für die Steuerung der Phase der
Abtastimpulse erzeugt, und daß eine Modifizierungsschaltung (25, 26, 27, 28) vorgesehen ist, die die
Steuerspannung in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen dem theoretischen Abtastpegel (y' ) und einer
tatsächlichen Abtastung (B) ändert.
23. Schaltungsanordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet,
daß die Modifizierungsschaltung durch eine Einrichtung (26) gebildet ist, welche die Steuerspannung
um einen inkrementalen Betrag während einer Periode des Burstsignals in dem Fall erhöht, daß der theoretische
Abtastpegel die tatsächliche Abtastung übersteigt (B">B),
und daß eine Einrichtung (27) vorgesehen ist, welche die Steuerspannung um den inkrementalen Betrag während einer
Periode des Burstsignals in dem Fall herabsetzt, daß der theoretische Abtastpegel geringer ist als die tatsächliche
Abtastung (B'<B) .
24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet,
daß die Modifizierungsschaltung durch einen Kondensator (28) gegeben ist, daß die Einrichtung zur
Erhöhung der Steuerspannung eine Ladeschaltung zum Aufladen des Kondensators während einer bestimmten Dauer
ist und daß die Einrichtung zum Herabsetzen !der Steuerspannung
eine Entladeschaltung ist, die den Kondensator während der bestimmten Dauer entlädt.
25. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, wobei die Abtastimpulse durch einen steuerbaren Oszillator
erzeugt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellschaltung durch einen Frequenzteiler (13) gebildet ist,
der an dem steuerbaren Oszillator derart angeschlossen ist, daß ein örtliches Schwingungssignal mit der Burstsignalfrequenz
erzeugt wird, daß ein Phasenschieber (6) vorgesehen ist, der die Phase des örtlichen Schwingungssignals um einen durch die Steuerspannung bestimmten
_ Q —
Betrag verschiebt, daß ein Phasenkomparator (10) vorgesehen ist, der die Phasen des in dem Farbfernsehsignal
enthaltenden Burstsignals und des phasenverschobenen örtlichen Schwingungssignals vergleicht, und daß eine
Steuereinrichtung (11) vorgesehen ist, die den steuerbaren Oszillator in Abhängigkeit von dem Phasenvergleich
steuert.
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