DE3125999C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Es ist bereits ein Verfahren zum Steuern der Phase eines zur Digitalisierung eines Farbfernsehsignals benutzten Abtastsignales bekannt (US-PS 39 46 432), bei dem das Farbfernsehsignal mit dem Abtastsignal abgetastet wird, dessen Wiederholungsrate ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist, wobei jede Abtastprobe in ein entsprechendes Signal umgesetzt wird. Dabei werden die Abtastsignale mit Hilfe einer PLL-Schaltung aus Burstsignalen abgeleitet. Diese Maßnahmen genügen jedoch nicht, um die Einführung von Phasenfehlern in das zur Digitalisierung eines Farbfernsehsignals benutzte Abtastsignal zu vermeiden oder wenigstens zu minimieren.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, einen Weg zu zeigen, wie beim Steuern der Phase eines zur Digitalisierung eines Farbfernsehsignals benutzten Abtastsignales vorzugehen ist, um auf relativ einfache Weise die Einführung von Phasenfehlern zu minimieren, wenn nicht sogar zu vermeiden.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Maßnahmen.

Die Erfindung zeichnet sich durch den Vorteil aus, daß auf besonders einfache Weise die Einführung von Phasenfehlern vermieden, zumindest aber minimiert ist. Dabei wird insgesamt mit besonders geringem schaltungstechnischem Aufwand ausgekommen.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Blockdiagramm einen digitalen Fernsehsignal- Codierer, bei dem die vorliegende Erfindung ohne weiteres Anwendung findet;

Fig. 2 zeigt ein entsprechendes Blockdiagramm wie Fig. 1 unter Einbeziehung eines Abtastphasendetektors, der gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet sein kann;

Fig. 3 bis 5 zeigen in Diagrammen den Verlauf von Signalen zur Kennzeichnung der Abtastung eines Burstsignals, wobei die betreffenden Diagramme für das Verständnis der vorliegenden Erfindung brauchbar sind;

Fig. 6 zeigt in einem detaillierten Blockdiagramm eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 7 zeigt schematisch in einem Diagramm einen Teil der in Fig. 6 dargestellten Schaltungsanordnung.

Nunmehr sei auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen entsprechende Bezugszeichen für die Bezeichnung entsprechender Elemente verwendet werden. Das in Fig. 1 dargestellte Blockdiagramm zeigt einen digitalen Fernsehsignal-Codierer, bei dem die vorliegende Erfindung angewendet werden kann. Der Codierer gemäß Fig. 1 umfaßt ein Filter 1, eine Abtast-und- Halteschaltung 2, einen Analog-Digital-Wandler 3, eine Abtrennschaltung 4 für die Abtrennung von Synchronisier- und Burstsignalen aus einem eintreffenden Bildsignal, einen Taktgenerator 5 und eine Phasenschieberschaltung 6. Das Filter 1 ist an einem Eingangsanschluß angeschlossen, um ein Bildsignal, wie ein Farbfernsehsignalgemisch des Typs aufzunehmen, der die üblichen Zellensynchronisiersignale, das dem Schwarzwertpegel auf der Schwarzschulter des Zeilensynchronisiersignals überlagerte Burstsignal und das Bild- bzw. Video-Informationssignal umfaßt, welches generell aus einem Farbart-Hilfsträger besteht, der verschiedene Phasen aufweist, die mit der Farbart- bzw. Chrominanzinformation amplitudenmoduliert sind. In üblicher Weise enthält das Farbfernsehsignalgemisch die Leuchtdichte- bzw. Luminanz- und Chrominanzinformation. Der Ausgang des Filters 1 ist mit der Abtast-und-Halteschaltung 2 verbunden, die periodische Abtastimpulse mit einer Wiederholungsrate abgibt, welche ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist. Bei einem typischen digitalen Codierer wird das gesamte Farbfernsehsignalgemisch einschließlich der Synchronisiersignale der Video-Informationssignale durch derartige Abtastimpulse abgetastet. Der Ausgang der Abtast-und-Halteschaltung 2 ist mit dem Analog-Digital-Wandler 3 verbunden, der jede Bildsignalprobe in ein entsprechendes Mehrbitwort zu codieren gestattet. So kann der Analog-Digital-Codierer 3 beispielsweise jede Abtastprobe als ein 8 Bit umfassendes PCM-Wort codiert abgeben.

Der Eingangsanschluß, dem das Farbfernsehsignalgemisch zugeführt wird, ist außerdem mit der Abtrennschaltung 4 verbunden. Diese Abtrennschaltung kann von herkömmlichem Aufbau sein, um das Zeilensynchronisiersignal aus dem eintreffenden Bildsignal abzutrennen. Die Abtrennschaltung 4 kann außerdem eine Burstsignal-Torschaltung oder eine andere vergleichbare Einrichtung enthalten, um das Burstsignal von dem Bildsignal abzutrennen. Wie bekannt, weist dieses Burstsignal eine Burstsignalfrequenz auf, die gleich der Frequenz des Farbhilfsträger f _sc ist. Diese Frequenz ist gleich etwa 3,58 MHz. Der Ausgang der Abtrennschaltung 4 ist mit dem Taktgenerator 5 verbunden, der ein Taktsignal in Synchronismus mit dem abgetrennten Burstsignal zu erzeugen imstande ist. Das Taktsignal ist ein Impulssignal mit einer Wiederholungsrate, die ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist. In typischer Weise beträgt die Wiederholungsrate des Taktsignals 4f _sc . Diese Taktimpulse werden als Abtastimpulse für die Abtastung des Farbbildsignalgemisches benutzt. Das Ausgangssignal des Taktgenerators 5 wird der Abtast-und-Halteschaltung 2 durch eine Phasenschieberschaltung 6 zugeführt. Diese Phasenschieberschaltung vermag die Phase der Abtastimpulse zu verschieben oder einzustellen.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Codierer wird das eintreffende Bildsignal mit der Abtastrate von 4f _sc abgetastet. Die Abtastimpulse, die der Abtast-und-Halteschaltung 2 von dem Taktgenerator 5 her zugeführt werden, sind in der Phase mit dem eintreffenden Burstsignal synchronisiert, und im allgemeinen "laufen" derartige Abtastimpulse den Phasenverschiebungen in dem Burstsignal nach. Die tatsächliche Phase der Abtastimpulse beispielsweise in bezug auf die Phase des Farbhilfsträgersignals kann jedoch von der gewünschten Phasenverriegelungsbeziehung abweichen. Diese Abweichung bzw. Phasendrift kann auf Temperaturänderungen in temperaturempfindlichen Schaltungskomponenten, auf Änderungen im Betrieb derartiger Komponenten aufgrund der Alterung und dgl. zurückzuführen sein. Aufgrund dieser Phasenverschiebung in den Abtastimpulsen, was hier als Änderung in der Abtastphase bezeichnet bzw. betrachtet wird, können Fehler, wie Phasenfehler, in das abgetastete Bildsignal eingeführt werden, wodurch Fehler in das digitalisierte Farbbildsignal eingeführt werden. Als Ergebnis derartiger Phasenfehler kann die Farbe des Bildsignals, welches aus dem codierten Bildsignal schließlich wiedergegeben wird, fehlerhaft sein.

In Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Codierers dargestellt, und zwar ähnlich dem in Fig. 1 dargestellten Codierer. Gemäß Fig. 2 enthält der digitale Codierer einen Abtastphasendetektor 7. Dieser Abtastphasendetektor ist an dem Ausgang eines Analog-Digital-Wandlers 3 angeschlossen; er vermag ein Steuersignal als Funktion des zuvor erwähnten Phasenfehlers zu erzeugen. Dies bedeutet, daß dann, wenn die Phase der durch den Taktgenerator 5 erzeugten und an die Abtast-und-Halteschaltung 2 abgegebenen Abtastimpulse aufgrund der zuvor erwähnten Bedingungen abweicht bzw. driftet, der Abtastphasendetektor 7 imstande ist, diese Abweichung bzw. Drift zu ermitteln und ein Kompensations-Steuersignal an die Phasenschieberschaltung 6 abzugeben. Dieses Kompensations-Steuersignal steuert die Phasenschieberschaltung derart, daß die Phase der Abtastimpulse so eingestellt wird, daß die gewünschte bestimmte Phasenbeziehung dieser Schaltung wieder hergestellt wird.

Ein Verfahren, nach welchem der Phasendetektor 7 arbeiten kann, um die tatsächliche Phase des Burstsignals zu ermitteln, welches abgetastet wird, und um somit einen Phasenfehler in den Abtastimpulsen festzustellen, wird nunmehr unter Bezugnahme auf den in Fig. 3 dargestellten Signalverlauf erläutert. Dieser Signalverlauf stellt eine Periode des Burstsignals dar, welches dem üblichen Schwarzwertpegel überlagert ist, der eine als y _p bezeichnete Größe aufweist. Der Einfachheit halber ist in Fig. 3 eine analoge Darstellung der digitalisierten Proben des Burstsignals gezeigt, die am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 3 wiedergegeben werden. Wenn angenommen wird, daß die Abtastimpulse eine Abtastrate von 4f _sc zeigen, dann wird das Burstsignal an den Punkten A, B, C und D abgetastet. Es dürfte einzusehen sein, daß aufeinanderfolgende Abtastpunkte A bis D voneinander jeweils um 90° (π/2) getrennt sind. Nunmehr sei angenommen, daß auch das als Farbsynchronsignal zu bezeichnende Burstsignal den Schwarzwertpegel am Punkt Z überläuft. Dieser Punkt ist der Bezugskreuzungspunkt, bei dem Phasenwinkel des Burstsignals gleich 0° ist. Wenn nunmehr der Phasenwinkel des Burstsignals an der Abtaststelle A mit ζ _A angenommen wird, dann können der Phasenwinkel ζ _B des Burstsignals am Abtastpunkt B sowie der Phasenwinkel ζ _C des Burstsignals am Abtastpunkt C wie folgt angegeben werden:

ζ _B =ζ _A +π/2 (1)

ζ _C =ζ _A +π (2)

Die Abtastpegel des Burstsignals an den Abtastpunkten A, B und C können als y _A , y _B bzw. y _C bezeichnet werden. Bei diesen Abtastpegeln handelt es sich um die Abtastpegel bezogen auf einen Null-Bezugspegel. Wenn die Amplitude des Burstsignals in bezug auf den Schwarzwertpegel mit K angegeben wird, dann kann die Amplitude des Burstsignals bezogen auf den Schwarzwertpegel an den Abtastpunkten A, B und C mit , bzw. bezeichnet werden. Diese abgetasteten Amplituden können wie folgt angegeben werden:

=y _A -y _P =K sin ζ _A (3)

=y _B -y _P = K sin ζ _B =K sin (ζ _A +π/2) (4)

=y _C -y _P =K sin ζ _C =K sin (ζ _A +π) (5)

Die Gleichung (4) kann wie folgt umgeschrieben werden:

=y _B -y _P =K cos ζ _A (6)

Wird die Gleichung (3) durch die Gleichung (6) dividiert, so kann das Ergebnis wie folgt angegeben werden:

Die Gleichungen (3) und (5) können addiert werden, und die Summe kann nach dem Schwarzwertpegel y _p wie folgt aufgelöst werden:

Wenn die Gleichung (8) in die Gleichung (7) eingesetzt wird, kann der Phasenwinkel jetzt ζ _A wie folgt angegeben werden:

Damit dürfte ersichtlich sein, daß der tatsächliche Phasenwinkel des Burstsignals, mit dem dieses Signal abgetastet wird, d. h. die Abtastphase, aus den abgetasteten Pegeln y _A , y _B und y _C bestimmt werden kann. Wenn jede Abtastprobe als 6 oder 7 Bits umfassendes Wort dargestellt wird, dann dürfte einzusehen sein, daß die Ausführung der Gleichungen (9A) und (9B) relativ komplex ist. Dies bedeutet, daß dann, wenn diese Gleichungen beispielsweise mit Hilfe einer Rechen- und Verknüpfungseinheit ausgeführt werden, der Aufbau einer solchen Einheit relativ kompliziert würde und daß die Arbeitsweise der betreffenden Einheit in entsprechender Weise komplex wäre. Wenn alternativ dazu die Gleichungen (9A) und (9B) dadurch ausgeführt werden, daß die jeweilige Abtastprobe y _A , y _B und y _C als Teil einer Adresse ausgenutzt wird, um eine Speichereinrichtung zu adressieren, in der unterschiedliche Werte des Phasenwinkels ζ _A gespeichert sind, dann wäre die erforderliche Speicherkapazität ziemlich hoch. Außerdem wäre ein relativ kompliziertes Schema erforderlich, um die in Frage kommenden Adressen auf diese Abtastproben hin zu bilden bzw. zu formulieren. Demgemäß ist das zuvor betrachtete Verfahren zur Bestimmung des tatsächlichen Phasenwinkels ζ _A , mit dem das Burstsignal abgetastet wird, und damit zur Bestimmung der Phasenbeziehung der Abtastimpulse weniger als zufriedenstellend.

Die vorliegende Erfindung geht über das Prinzip hinaus, welches zunächst unter Bezugnahme auf den in Fig. 4 gezeigten Signalverlauf erläutert werden kann. Die in Fig. 4 voll ausgezogene Kurve veranschaulicht eine Periode des Burstsignals, welches dem üblichen Schwarzwertpegel überlagert ist. Die Punkte A, B und C kennzeichnen die Abtastpunkte des Burstsignals. Dabei ist angenommen, daß das Burstsignal mit einer Abtastrate von 4f _sc abgetastet wird. Aus den obigen Gleichungen (3) und (6) geht hervor, daß die Amplitude am Punkt B bezogen auf den Schwarzwertpegel wie folgt angegeben werden kann:

In entsprechender Weise kann aus den obigen Gleichungen (3) und (8) die Amplitude am Punkt A wie folgt angegeben werden:

Die Gleichungen (10) und (11) können derart kombiniert werden, daß die Amplitude am Punkt B wie folgt angegeben werden kann:

In Fig. 4 stellt der Abtastpunkt A den tatsächlichen Punkt dar, an dem das Burstsignal abgetastet wird. Dabei sei angenommen, daß der die korrekte Phasenlage aufweisende Abtastpunkt mit dem Phasenwinkel ζ₀ auftreten würde, aber der tatsächliche Abtastpunkt A mit dem Phasenwinkel ζ _A auftritt. Wenn die abgetastete Amplitude A bei dem Phasenwinkel ζ₀ erhalten worden wäre, würde das resultierende Burstsignal den in Fig. 4 durch eine gestrichelte Linie angedeuteten Signalverlauf zeigen. Dabei ist angenommen, daß dieser richtige oder Bezugs-Phasenwinkel ζ₀ des Burstsignals, bei dem die Abtastprobe A′ erhalten würde, gleich 57° ist.

Zum Zwecke der vorliegenden Erläuterung dürfte einzusehen sein, daß die in Fig. 4 gestrichelt gezeigte Kurve das "theoretische" Burstsignal veranschaulicht, dessen Amplitude A′ bei dem bestimmten Phasenwinkel ζ gleich der Amplitude des tatsächlich abgetasteten Punktes A des tatsächlichen Burstsignals ist. Der Punkt A′ kann als ein theoretischer Abtastpegel des theoretischen Burstsignals betrachtet werden. Da das Burstsignal in 90°-Intervallen abgetastet wird, dürfte einzusehen sein, daß der Punkt B′ auf dem theoretischen Burstsignalverlauf mit dem Phasenwinkel (ζ₀+π/2) oder bei 147° auftritt. Dieser zusätzliche Punkt B′ wird als der theoretische Abtastpegel bezeichnet. Dabei zeigt sich, daß dann, wenn das durch die gestrichelte Kurve dargestellte theoretische Burstsignal am Punkt A′ abgetastet wird, dieses Signal auch am Punkt B′ abgetastet würde.

Wenn die Amplitude an dem theoretischen Abtastpunkt A′ bezogen auf den Schwarzwertpegel mit ′ bezeichnet wird, dann kann die Amplitude an dem theoretischen Abtastpunkt B′ bezogen auf den Schwarzwertpegel mit ′ bezeichnet werden. Demgemäß kann die obige Gleichung (10) für die theoretischen Abtastpunkte A′ und B′ wie folgt umgeschrieben werden:

Die Abtastphase ζ _A des tatsächlichen Abtastpunktes A, d. h. der Phasenwinkel des tatsächlichen Burstsignals an dem Abtastpunkt A, kann dadurch bestimmt werden, daß die Amplitude beispielsweise des tatsächlichen Abtastpunktes B mit der Amplitude des theoretischen Abtastpunktes B′ verglichen wird. Wenn die Gleichung (12) durch die Gleichung (13) dividiert wird, dann erhält man:

Es dürfte daher einzusehen sein, daß der Phasenwinkel des tatsächlichen Abtastpunktes A des Burstsignals eine Funktion lediglich zweier Variabler ist: y _A und y _C . Da der Phasenwinkel ζ₀ eine Konstante ist, ist in entsprechender Weise der Phasenwinkel tan ζ₀ eine Konstante. Demgemäß ergibt sich aus Gleichung (15), daß die Bestimmung oder Berechnung des Phasenwinkels ζ _A , unter dem das Burstsignal abgetastet wird, wesentlich einfacher ist als die Bestimmung oder Berechnung dieses Phasenwinkels nach der Gleichung (9).

Wenn der Abtastphasendetektor 7 gemäß Fig. 2 so aufgebaut wird, daß er die vorliegende Erfindung ausführt, dann wird die Phase der Abtastimpulse für die Abtast-und-Halteschaltung 2 so eingestellt, daß das Burstsignal bei seinem bestimmten Phasenwinkel ζ₀ abgetastet wird. Wenn der Phasenwinkel ζ _A , bei dem das Burstsignal tatsächlich abgetastet wird, abweicht von dem bestimmten Phasenwinkel ζ₀, dann wird die Amplitude an dem tatsächlichen Abtastpunkt B verschieden sein von der Amplitude am theoretischen Abtastpunkt B′. Diese Differenz kann einfach dadurch erhalten werden, daß die Amplitude des theoretischen Abtastpunktes - berechnet entsprechend der Gleichung (13) - mit der Amplitude des tatsächlichen Abtastpunktes B verglichen wird, also mit dem tatsächlichen Abtastpegel. Jegliche Differenz zwischen diesen miteinander verglichenen Amplituden zeigt einen Phasenfehler an. Ein Steuersignal, welches eine Funktion dieser Differenz ist, kann dabei dazu herangezogen werden, die tatsächliche Phase der Abtastimpulse solange einzustellen, bis diese Differenz auf einen Null-Wert vermindert ist. Wenn =′ ist, dann zeigt die Abtastphase somit ihre richtige bestimmte Phasenbeziehung zu dem Burstsignal:

In Fig. 5 sind die tatsächlichen und theoretischen Burstsignalverläufe gezeigt, die zuvor in Fig. 4 angedeutet waren. Außerdem sind die Abtastpegel veranschaulicht, die an den Abtastpunkten A, B bzw. C erhalten werden, sowie der theoretische Abtastpegel y′ _B , der kennzeichnend ist für den theoretischen Abtastpunkt B′. In Fig. 5 ist außerdem der Schwarzwertpegel veranschaulicht, dem das Burstsignal überlagert ist bzw. wird. Ferner ist ein bestimmter konstanter Pegel P _Q veranschaulicht, der sich dem Schwarzwertpegel annähert, jedoch nicht notwendigerweise gleich diesem Pegel ist. Die Amplituden , , und die theoretische Amplitude ′ stellen die entsprechenden Amplituden an den Abtastpunkten A, B und C bzw. an dem theoretischen Abtastpunkt B′ dar, und zwar jeweils bezogen auf den bestimmten Pegel P _Q .

Aus der Gleichung (13) dürfte erinnerlich sein, daß die Amplitude ′ an dem theoretischen Abtastpunkt B′ bezogen auf den Schwarzwertpegel eine Funktion lediglich der tatsächlichen Abtastpegel y _A und y _C ist, die an den Abtastpunkten A bzw. C erhalten werden. Die Amplitude bezogen auf den Scharzwertpegel wird ohne weiteres aus dem tatsächlichen Abtastpegel y _B erhalten. Es dürfte einzusehen sein, daß in der Praxis die tatsächliche Größe des Schwarzwertpegels variieren kann. Um die Schaltungsanordnung zu vereinfachen, die zur Ausführung der vorliegenden Erfindung benutzt wird, und um außerdem die Speicherkapazität der digitalen Ausführung dieser Erfindung zu vermindern, werden demgemäß die tatsächlichen Abtastpegel y _A , y _B und y _C des Burstsignals um den bestimten Betrag ′ vermindert, der gleich der Größe des bestimmten konstanten Pegels p _Q ist. Da dieser bestimmte Pegel p _Q konstant bleibt, kann die übliche 7 oder 8 Bits umfassende digitale Form der abgetasteten Pegel y _A , y _B und y _C auf beispielsweise weniger als 6 Bits vermindert werden, da der konstante Pegel P _Q von dem 7 oder 8 Bit umfassenden digitalisierten Abtastpegel subtrahiert werden kann. Durch Vermindern der Anzahl der Bits, die erforderlich sind, um die abgetasteten Pegel darzustellen, kann die Kompliziertheit der ausgeführten Schaltungsanordnung weitgehend vermindert werden. In entsprechender Weise können Speichereinrichtungen mit vergleichsweise geringerer Speicherkapazität verwendet werden.

Wenn der tatsächliche Pegel des Schwarzwertpegels mit bezeichnet wird, dann kann der theoretische Abtastpegel y′ _B dadurch dargestellt werden, da dieser Schwarzwertpegel zur Gleichung (13) hinzuaddiert wird. Damit erhält man:

Der Zähler des ersten Terms in der Gleichung (16A) bleibt unverändert, wenn der Pegel ′ addiert und subtrahiert wird, was zu folgendem Ausdruck führt:

Wie oben erwähnt und wie in Fig. 5 veranschaulicht, ist die Amplitude am Abtastpunkt A bezogen auf den bestimmten Pegel P _Q =y _A -′. Die Amplitude am Abtastpunkt C ist bezogen auf den bestimmten P _Q gleich ′-y _C . Außerdem ist der Schwarzwertpegel gleich

Demgemäß kann die Gleichung (16B) wie folgt umgeschrieben werden:

Damit zeigt sich, daß der theoretische Abtastpegel y′ _B aus den variablen Amplituden und bestimmt oder berechnet werden kann. Aus der Gleichung (16C) geht hervor, daß die übrigen Terme, wie der bestimmte Phasenwinkel ζ₀ und der bestimmte Pegel ′, konstant sind und festliegen.

Der theoretische Abtastpegel y′ _B kann aus den tatsächlichen Abtastpegeln y _A und y _C abgeleitet werden. Ist dieser theoretische Abtastpegel y′ _B erst einmal ermittelt, so kann jeglicher Phasenfehler in den Abtastimpulsen einfach dadurch ermittelt werden, daß dieser theoretische Abtastpegel y′ _B mit dem tatsächlichen Abtastpegel y _B verglichen wird. Jegliche Differenzen zwischen diesen Pegeln stellen einen Abtastphasenfehler dar. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dieser Abtastphasenfehler auf einen Null-Wert einfach dadurch vermindert, daß die Phase der Abtastimpulse so lange eingestellt wird, bis die Differenz zwischen den tatsächlichen und theoretischen Abtastpegeln y _B bzw. y′ _B minimiert oder vorzugsweise eliminiert ist.

In Fig. 6 ist ein Ausführungsbeispiel eines Abtastphasendetektors gemäß der Erfindung gezeigt. Der Abtastphasendetektor besteht aus auch als Latch-Schaltungen bezeichneten Signalspeicherschaltungen 14 A, 14 B und 14 C, einem Adreßzähler 23, Speichereinrichtungen 15, 16, und 17, einem Pegelkomparator 18, einer Ladungs-Pumpschaltung 19 und einem Pufferverstärker 22. Die Signalspeicherschaltungen 14 A, 14 B und 14 C, die auch als Verriegelungsschaltungen bezeichnet werden können, können jeweils beispielsweise eine herkömmliche 8-Bit-Signalspeicherschaltung umfassen. Die Eingänge dieser Signalspeicherschaltungen sind gemeinsam am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 13 angeschlossen; sie vermögen von dem Analog-Digital-Wandler digital codierte Video- bzw. Bildsignale aufzunehmen. Jede Signalspeicherschaltung enthält einen Freigabeeingang, der an einem entsprechenden Ausgang des Adreßzählers 23 angeschlossen ist. Diesem Adreßzähler werden die Abtastimpulse zugeführt, deren Abtastrate beispielsweise 4f _sc beträgt. Der Adreßzähler ist außerdem an einem Eingangsanschluß T 1 angeschlossen, welcher den üblichen Klemmimpuls aufzunehmen vermag, der normalerweise, beispielsweise in einem Fernsehempfänger, vorgesehen ist, um einen richtigen Bezugspegel für das Bildsignal festzulegen. Dieser Klemmimpuls wird außerdem von dem Eingangsanschluß T 1 einer Klemmschaltung 9 zugeführt. Der Adreßzähler 23 kann durch den Klemmimpuls derart freigegeben werden, daß die ihm zugeführten Abtastimpulse gezählt werden. Der betreffende Adreßzähler vermag außerdem an einem entsprechenden Ausgang seiner Ausgänge ein Freigabesignal zu erzeugen. Auf das Auftreten des ersten Abtastimpulses hin wird beispielsweise am ersten Ausgang des Adreßzählers ein Freigabesignal erzeugt. Auf das Auftreten des zweiten Abtastimpulses hin wird ein Freigabesignal am zweiten Ausgang des Adreßzählers erzeugt. Auf den dritten Abtastimpuls hin wird ein Freigabesignal am dritten Ausgang dieses Adreßzählers erzeugt.

Die Ausgänge der Signalspeicherschaltungen 14 A und 14 C sind mit den Speicherschaltungen 15 bzw. 16 verbunden. Jede dieser Speicherschaltungen kann einen programmierbaren Festwertspeicher (PROM) enthalten, der durch die ihm von der zugehörigen Signalspeicherschaltung zugeführten Abtastproben adressierbar ist und aus dessen jeweils adressierten Speicherplatz ein gespeichertes digitales Signal auslesbar ist. Der PROM-Speicher 15 ist dabei insbesondere imstande, ein dem oben erwähnten bestimmten Pegel ′ entsprechendes digitales Signal von der durch die Signalspeicherschaltung 14 A zugeführten 8-Bit-Probe zu subtrahieren. In entsprechender Weise vermag der PROM-Speicher 16 den bestimmten Pegel ′ von der Signalspeicherschaltung 14 C her zugeführten 8-Bit-Probe zu subtrahieren.

Demgemäß vermag der PROM-Speicher 15 ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches kennzeichnend ist für die Amplitude , während der PROM-Speicher 16 ein Signal zu erzeugen imstande ist, welches kennzeichnend ist für die Amplitude .

Die Ausgangssignale der PROM-Speicher 15 und 16 werden einer Speichereinrichtung 17 zugeführt, die ebenfalls ein PROM-Speicher sein kann. Diese Speichereinrichtung ist auf die von den PROM-Speichern 15, 16 erzeugten digitalen Signale bzw. adressierbar. Der PROM-Speicher 17 speichert an jedem Adressenspeicherplatz eine Mehrbit-Darstellung, wie ein 8 Bit umfassendes digitales Signal, welches kennzeichnend ist für den theoretischen Abtastpegel ′, wie dies oben erläutert worden ist. Dies bedeutet, daß für jede Kombination der Signale und der PROM-Speicher 17 einen entsprechenden theoretischen Abtastpegel B′ speichert.

Das Ausgangssignal des PROM-Speichers 17 wird als ein Eingangssignal dem Pegelkomparator 18 zugeführt. Der andere Eingang dieses Pegelkomparators ist mit der Signalspeicherschaltung 14 B verbunden, um die in dieser Signalspeicherschaltung gespeicherte Abtastprobe aufzunehmen. Wie weiter unten noch erläutert werden wird, entspricht die in der Signalspeicherschaltung 14 B gespeicherte Abtastprobe dem tatsächlichen Abtastpegel y _B , d. h. dem Pegel des Burstsignals am Abtastpunkt B. Der Pegelkomparator 18 vermag den theoretischen Abtastpegel B′ mit dem tatsächlichen Abtastpegel B zu vergleichen und jegliche zwischen diesen Pegeln vorhandene Differenz zu bestimmen. In dem Fall, daß der theoretische Abtastpegel den tatsächlichen Abtastpegel überschreitet (B′<B), wird ein erstes Ausgangssignal erzeugt. Wenn demgegenüber der theoretische Abtastpegel niedriger ist als der tatsächliche Abtastpegel (B′<B), dann erzeugt der Komparator 18 ein zweites Ausgangssignal. Die von dem Pegelkomparator 18 erzeugten Ausgangssignale werden der Ladungspumpschaltung 19 zugeführt.

Die Ladungspumpschaltung vermag somit ein Ausgangssignal oder eine Spannung V _C zu erzeugen, die kennzeichnend ist für die kumulative Ladung auf dem in dieser Schaltung enthaltenen Kondensator. Diese Ladung und damit die Steuerspannung V _C wird insbesondere durch einen ersten inkrementalen Betrag geändert auf das Auftreten des von dem Komparator 18 erzeugten ersten Ausgangssignals. Demgegenüber wird die Steuerspannung V _C um einen inkrementalen Betrag in der entgegengesetzten Richtung auf das Auftreten des von dem Pegelkomparator erzeugten zweiten Ausgangssignals geändert. Das Ausgangssignal der Ladungspumpschaltung 19 wird über einen Verstärker 22 und einen Schaltkreis 21 sowie einen Pufferverstärker 22 der Phasenschieberschaltung 6 zugeführt.

Der Schaltkreis 21 wird so gesteuert, daß er einen ersten Zustand dann annimmt, wenn der dargestellten Schaltungsanordnung ein Farbbildsignal zugeführt wird. Demgegenüber nimmt der betreffende Schaltkreis einen zweiten Zustand dann ein, wenn ein monochromes oder Schwarz-Weiß-Bildsignal der Schaltungsanordnung zugeführt wird. Dieser Schaltkreis ist als elektromechanischer Schalter dargestellt, dessen beweglicher Kontakt selektiv entweder den feststehenden Kontakt a oder den feststehenden Kontakt b berührt. Wenn der Kontakt a berührt wird, befindet sich der Schaltkreis 21 in seinem ersten Zustand, in welchem die Steuerspannung V _C dem Pufferverstärker 22 und sodann der Phasenschieberschaltung 6 zugeführt wird. Wenn der Kontakt b berührt wird, leitet der Schaltkreis 21 eine durch einen einstellbaren Widerstand VR 1 erzeugte Bezugsspannung über den Pufferverstärker 22 zu der Phasenschieberschaltung 6 weiter.

Der Schaltkreis 21 enthält einen Steuereingang, der an einem Umschalter 29 angeschlossen ist. Dieser Umschalter ist als elektromechanischer Schalter dargestellt, dessen beweglicher Kontakt entweder mit einem "Automatik"- bzw. "Auto"-Kontakt oder mit einem "manuellen" Kontakt selektiv verbindbar ist. Der "manuelle" Kontakt ist mit Erde bzw. Masse verbunden, derart, daß dann, wenn der bewegliche Kontakt an diesem manuellen Kontakt anliegt, über den Umschalter 29 Masse- bzw. Erdpotential dem Steuereingang des Schaltkreises 21 zugeführt wird. Dieses Erdpotential steuert den Schaltkreis so, daß der Kontakt b berührt wird. Wenn der bewegliche Kontakt des Umschalters 29 an dessen "Auto"-Kontakt anliegt, wird der Schaltkreis 21 auf das Auftreten eines Farb/Schwarz-Weiß-Signals gesteuert, welches dem Eingangsanschluß T₂ zugeführt werden kann. Dieser Eingangsanschluß ist mit dem "Auto"-Kontakt des Umschalters 29 verbunden. In dem Fall, daß ein Farbfernsehsignal der dargestellten Schaltungsanordnung zugeführt wird, wird eine relativ hohe Spannung, wie ein binärer "1"-Pegel dem Eingangsanschluß T₂ zugeführt und zum Steuereingang des Schaltkreises 21 über den Umschalter 29 hingeleitet. Dieser binäre "1"-Pegel steuert den Schaltkreis so, daß dessen beweglicher Kontakt an dem Kontakt a anliegt, wodurch die Steuerspannung V _C der Phasenschieberschaltung 6 zugeführt wird. Wenn das der dargestellten Schaltungsanordnung zugeführte Videosignal ein Schwarz- Weiß-Fernsehsignal ist, wird ein binärer "0"-Pegel, der gleich Erdpotential sein kann, dem Eingangsanschluß T₂ zugeführt und über den Umschalter 29 dem Schaltkreis 21 zugeleitet. Es dürfte einzusehen sein, daß dieser binäre "0"-Pegel den Schaltkreis so steuert, daß dessen beweglicher Kontakt an dem Kontakt b anliegt, wodurch eine konstante Spanung der Phasenschieberschaltung zugeführt wird. Das Farb/Schwarz-Weiß-Steuersignal kann beispielsweise dadurch gewonnen werden, daß das Vorhandensein oder Fehlen eines Burstsignals in dem Fernsehsignal festgestellt wird.

Der Taktgenerator 5 besteht aus einem Phasenkomparator 10, einem Tiefpaßfilter 11, einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 12 und einem Frequenzteiler 13. Der spannungsgesteuerte Oszillator 12 vermag ein örtliches Schwingungssignal zu erzeugen, dessen Frequenz gleich der Abtastfrequenz 4f _sc ist. Dabei dürfte ersichtlich sein, daß das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 dem Analog-Digital-Wandler 13 zugeführt wird, um diesem Abtastimpulse zuzuführen. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 wird außerdem durch den Frequenzteiler 13 in der Frequenz untersetzt. Das Untersetzungsverhältnis des Frequenzteilers 13 ist gleich 4, so daß der Frequenzteiler ein in der Frequenz untersetztes örtliches Schwingungssignal erzeugt, dessen Frequenz gleich der Burstsignalfrequenz f _sc ist. Dieses in der Frequenz untersetzte örtliche Schwingungssignal wird über die Phasenschieberschaltung 6 dem einen Eingang des Phasenkomparators 10 zugeführt. Der andere Eingang dieses Phasenkomparators ist mit der Abtrennschaltung 4 verbunden; er vermag das Burstsignal aufzunehmen, welches in dem Farbfernsehsignalgemisch enthalten ist. Dabei tritt jede Phasendifferenz zwischen dem phasenverschobenen, frequenzuntersetzten örtlichen Schwingungssignal und dem empfangenen Burstsignal als Phasenfehler auf. Dieser Phasenfehler wird durch das Tiefpaßfilter 11 ausgefiltert und als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt. In Abhängigkeit von jedem durch den Phasenkomparator 10 ermittelten Phasenfehler wird somit die Phase der durch den spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten Abtastimpulse in einer solchen Richtung eingestellt, daß dieser Phasenfehler auf einen "0"-Wert vermindert wird.

Nunmehr wird die Art und Weise kurz beschrieben, in der die in Fig. 6 dargestellte Schaltungsanordnung arbeitet. Dabei sei angenommen, daß das eintreffende Bildsignal ein herkömmliches Farbfernsehsignalgemisch ist. Dieses Bild- bzw. Videosignal wird auf den geeigneten Bezugspegel mit Hilfe der Klemmschaltung 9 festgeklemmt, und das so festgeklemmte Bildsignal wird dann mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers 13 in eine digitale Form gebracht bzw. codiert. Es dürfte einzusehen sein, daß das Burstsignal, welches das Farbfernsehsignalgemisch begleitet, in entsprechender Weise digital codiert dargestellt wird. Das Bildsignal (einschließlich des Burstsignals) wird insbesondere durch die von dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 erzeugten Abtastimpulse abgetastet, und jeder abgetastete Pegel des Bildsignals wird beispielsweise als PCM-Code abgegeben. So wird beispielsweise jede codierte Abtastprobe als 8-Bit-Signal dargestellt. Jede 8-Bit-Abtastprobe wird gemeinsam den Signalspeicherschaltungen 14 A, 14 B und 14 C zugeführt.

Die Abtastimpulse, die dem Analog-Digital-Wandler 13 von dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 her zugeführt werden, werden außerdem dem Adreßzähler 23 zugeführt. Dieser Adreßzähler wird auf das Auftreten des üblichen Klemmimpulses hin getriggert, um die Abtastimpulse zu zählen und um daraufhin eine entsprechende Adresse zu erzeugen.

Bei der dargestellten Ausführungsform wird durch den in der Signalspeicherschaltung 14 A gespeicherten codierten Abtastpegel y _A der PROM-Speicher 15 derart adressiert, daß dieser Pegel um den bestimmten Pegel ′ vermindert wird. Dadurch wird eine digitale Darstellung der Amplitude erzeugt, wie dies in Fig. 5 veranschaulicht ist. Wie oben erwähnt, kann diese digitale Darstellung der Amplitude mit weniger als 5 Bits gebildet werden. In entsprechender Weise adressiert der in der Signalspeicherschaltung 14 C gespeicherte codierte Abtastpegel y _C den PROM-Speicher 16, so daß aus diesem Speicher die digitale Darstellung der Amplitude ausgelesen wird. Die digitalen Darstellungen der Amplituden und werden zur Bildung einer geeigneten Adresse für den PROM-Speicher 17 ausgenutzt, aus dem die entsprechende digitale Signaldarstellung des theoretischen Abtastpegels y _B′ ausgelesen wird. Es dürfte einzusehen sein, daß dieser theoretische Abtastpegel den oben erwähnten Ausdrücken entspricht, wie sie in den Gleichungen (16A) oder (16B) oder (16C) erfaßt sind. Demgemäß wird dem Pegelkomparator 18 ein digitales Signal zugeführt, welches kennzeichnend ist für den theoretischen Abtastpegel y _B′ an dem theoretischen Abtastpunkt B′ (Fig. 5).

Der Komparator 18 arbeitet in der oben beschriebenen Weise, um den in der Signalspeicherschaltung 14 B gespeicherten tatsächlichen Abtastpegel y _B mit dem theoretischen Abtastpegel y _B′ zu vergleichen. Wenn zwischen diesen Abtastpegeln eine Differenz ermittelt wird, dann wird die Ladungspumpschaltung 19 selektiv geladen oder entladen, um die Steuerspannung V _C um einen inkrementalen Betrag entsprechend zu ändern. Diese Änderung in der Steuerspannung wird über den Verstärker 20, den Schaltkreis 21 und den Pufferverstärker 22 der Phasenschieberschaltung 6 zugeführt. Wenn der tatsächliche Phasenwinkel, mit dem das Burstsignal abgetastet wird, abweicht von der bestimmten Phase ζ₀ (mit beispielsweise ζ₀=57°), dann wird der theoretische Abtastpegel y′ _B von dem tatsächlichen Abtastpegel y _B abweichen. Demgemäß wird die Steuerspannung V _C inkremental so geändert, daß die Phase des über die Phasenschieberschaltung 6 abgegebenen frequenzuntersetzten örtlichen Schwingungssignals verschoben wird. Diese Phasenverschiebung des frequenzuntersetzten örtlichen Schwingungssignals führt zu einem Phasenfehler bezogen auf das abgetrennte Burstsignal. Dieser Phasenfehler wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt, um die Phase der durch diesen Oszillator erzeugten Abtastimpulse zu ändern.

In Fig. 7 sind in einem Schaltplan der Pegelkomparator 18 und die Ladungspumpschaltung 19 näher veranschaulicht. Gemäß Fig. 7 besteht der Pegelkomparator aus einer Komparatorschaltung 24 und einem auch als Dual-State-Verriegelungsschaltung zu bezeichnenden Zweizustands-Speicherkreis oder Flip-Flop 25. Die Ladungspumpschaltung 19 besteht aus einem Kondensator 28 und aus Konstantstromquellen 26 und 27.

Dem Komparator 24 wird die digitale Darstellung des theoretischen Abtastpegels zugeführt, was mit B′ bezeichnet ist. Außerdem wird dem Komparator die digitale Darstellung des tatsächlichen Abtastpegels zugeführt, was mit B bezeichnet ist. Jede digitale Darstellung kann beispielsweise 8 Bits umfassen. Der Komparator 24 weist Ausgänge C₁ und C₂ auf. Wenn der theoretische Abtastpegel den tatsächlichen Abtastpegel überschreitet (B′<B), wird am Ausgang C₁ eine binäre "1" erzeugt, während am Ausgang C₂ eine binäre "0" erzeugt wird. Wenn demgegenüber der theoretische Abtastpegel niedriger ist als der tatsächliche Abtastpegel, wird am Ausgang C₂ eine binäre "1" erzeugt, während am Ausgang C₁ eine binäre "0" erzeugt wird. In dem Fall, daß die theoretischen und tatsächlichen Abtastpegel weitgehend einander gleich sind, wird an jedem der Ausgänge C₁ und C₂ eine binäre "0" erzeugt.

Der Zweizustands-Verriegelungskreis 25 weist Dateneingänge D₁ und D₂ auf, die mit den Ausgängen C₁ bzw. C₂ der Komparatorschaltung 24 verbunden sind. Die Zweizustands-Verriegelungsschaltung weist außerdem einen Takteingang CK auf, der die Abtastimpulse aufzunehmen vermag, die dann erzeugt werden, wenn der Abtastpunkt A des Burstsignals erreicht ist. Diese Phase des Abtastimpulses ist mit S _A bezeichnet. Der Zweizustands-Verriegelungskreis weist außerdem einen Löscheingang CL auf, der die S _C -Phase des Abtastimpulses aufzunehmen vermag, d. h. den Abtastimpuls, der bei dem erreichten Abtastpunkt C des Burstsignals erzeugt wird.

Die Ausgänge Q₁ und ₂ des Zweizustands-Verriegelungskreises 25 sind mit den Stromquellen 26 bzw. 27 verbunden; sie vermögen die Stromquellen auf die Abgabe einer binären "1" zu triggern. Wenn der Verriegelungskreis 25 so eingestellt bzw. gesetzt ist, daß der Q₁-Ausgang eine binäre "1" erzeugt, dann ist die Stromquelle 26 aktiviert und gibt einen Ladestrom an den Kondensator 28 ab. Wenn demgegenüber der Verriegelungskreis 25 zurückgesetzt ist, erzeugt der ₂-Ausgang eine binäre "1", wodurch die Stromquelle 27 aktiviert ist, die ihrerseits einen Entladestrom an den Kondensator 28 abgibt. Es dürfte daher einzusehen sein, daß der Kondensator selektiv während der Dauer geladen oder entladen wird, die von dem Abtastimpuls S _A bis zu dem Abtastimpuls S _C während der jeweiligen Burstsignalperiode reicht. Die an dem Kondensator 28 auftretende Steuerspannung ist in Fig. 7 als der Steuerspannung V _C entsprechende Spannung veranschaulicht. Diese Steuerspannung wird über den hinsichtlich der Verstärkung eingestellten bzw. einstellbaren Verstärker 20 an den Schaltkreis 21 und damit an den Pufferverstärker 22 abgegeben. Ein einstellbarer Widerstand VR 2 ist mit dem Verstärker 20 derart verbunden, daß eine Einstellung der Verstärkung dieses Verstärkers ermöglicht ist.

Es dürfte ersichtlich sein, daß die Ladungspumpschaltung 19 dazu dient, die Steuerspannung V _C um einen inkrementalen Betrag zu ändern, wenn der theoretische Abtastpegel B′ von dem tatsächlichen Abtastpegel B des Burstsignals abweicht. Die Ladungspumpschaltung kann durch eine äquivalente Einrichtung, wie durch einen Vorwärts/Rückwärtszähler ersetzt sein, der so gesteuert wird, daß er eine bestimmte Anzahl von Taktimpulsen in der Vorwärtsrichtung zählt, wenn B′<B erfüllt ist, und der dieselbe bestimmte Anzahl von Taktimpulsen in der Rückwärtsrichtung zählt, wenn B′<B erfüllt ist. Die Zählerstellung dieses Vorwärts/Rückwärtszählers kann dann beispielsweise mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers umgesetzt werden, um die Steuerspannung V _C zu erzeugen.

Im Zuge der vorstehenden Erläuterung des digitalen Bildsignalcodierers und Abtastphasendetektors ist angenommen worden, daß die Abtastimpulse mit der Wiederholungsrate von 4f _sc erzeugt werden. Vorzugsweise ist die Wiederholungsrate der Abtastimpulse gleich einem geradzahligen Vielfachen des Zweifachen der Burstsignalfrequenz (z. B. 4f _sc, 8f _sc, 12f _sc . . .). Alternativ dazu kann die Abtastimpulswiederholungsrate auch gleich 3f _sc sein. Dennoch sind die vorstehenden Lehren in gleicher Weise anwendbar, um den theoretischen Abtastpegel aus einer Vielzahl von tatsächlichen Abtastpegeln zu erhalten. Bei einer Abtastwiederholungsrate von 3f _sc können die obigen Gleichungen (12) und (13) wie folgt umgeschrieben werden:

und die Gleichung (11) kann wie folgt umgeschrieben werden:

Bei dieser Abtastwiederholungsrate von 3f _sc kann der Abtastphasenfehler selbstverständlich dadurch bestimmt werden, daß der theoretische Abtastpegel y _B′ mit der tatsächlichen Abtastprobe y _B verglichen wird. Der ermittelte Abtastphasenfehler kann dann dazu herangezogen werden, die Phase der von dem Taktgenerator 5 erzeugten Abtastimpulse in der oben erläuterten Art und Weise zu steuern.

Der theoretische Abtastpegel ′ kann durch Ausführen der Gleichungen (16A), (16B) oder (16C) mit Hilfe einer Rechen- und Verknüpfungseinheit ALU erhalten werden. Bei einer solchen Ausführung arbeitet die Rechen- und Verknüpfungseinheit dann in der Weise, daß die Differenz zwischen den tatsächlichen Abtastpegeln y _A und y _C berechnet wird und daß dann diese Differenz (y _A -y _C ) mit einer bestimmten Konstanten

multipliziert wird. Die Rechen- und Verknüpfungseinheit arbeitet ferner in der Weise, daß sie den Schwarzwertpegel dem Produkt

hinzuaddiert. Dieser Schwarzwertpegel wird dabei in der oben im Zusammenhang mit der Gleichung (16C) erläuterten Weise gewonnen oder aus dem eintreffenden Fernsehsignal erhalten.

Claims (25)

1. Verfahren zum Steuern der Phase eines zur Digitalisierung eines Farbfernsehsignals benutzten Abtastsignales, wobei das Farbfernsehsignal mit dem Abtastsignal abgetastet wird, dessen Wiederholungsrate ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist, und wobei jede Abtastprobe in ein entsprechendes digitales Signal umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine Bezugsabtastphase (B′) als Funktion zumindest zweier Burstsignal-Abtastproben (Y _A , Y _C ) dadurch bestimmt wird, daß von den zumindest zwei Abtastproben ein theoretischer Abtastprobenpegel (y′ _B ) abgeleitet (14 A, 14 C, 15, 16, 17) wird, und daß ein Phasenfehler zwischen der tatsächlichen Abtastphase (B) des Abtastsignals und der Bezugsabtastphase (B′) dadurch ermittelt wird, daß die Differenz zwischen dem theoretischen Abtastprobenpegel (y′ _B ) und dem Pegel (y _B ) einer bestimmten Burstsignalprobe festgestellt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einstellung (19, 20, 21, 22, 6, 10, 11, 12) der Phase des Abtastsignals (4f _sc ) entsprechend der ermittelten Differenz (B′<B; B′<B) in einer solchen Richtung vorgenommen wird, daß die ermittelte Differenz auf einen Null-Wert vermindert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, das als bestimmte Burstsignalprobe (B) eine solche Signalprobe verwendet wird, die verschieden ist von den genannten zumindest zwei Burstsignalproben (A, C).

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastrate des Abtastsignals als geradzahliges Vielfaches des Zweifachen der Burstsignalfrequenz gewählt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Abtastsignals dadurch eingestellt wird, daß eine Steuerspannung (V _C ) erzeugt (20) wird, daß die Größe der Steuerspannung um einen inkrementalen Betrag während jeder Periode des Burstsignals geändert (19; 25, 26, 27, 28) wird, wobei die Änderung eine Funktion davon ist, ob der Pegel der betreffenden bestimmten Burstsignalprobe den theoretischen Abtastpegel über- oder unterschreitet (y′ _B <y _B oder y′ _B <y _B ), und daß die Einstellung (6) der Phase des Abtastsignals in Übereinstimmung mit der betreffenden Steuerspannung vorgenommen wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Abtastsignals in Übereinstimmung mit der betreffenden Steuerspannung dadurch eingestellt wird, daß das Abtastsignal (4f _sc ) mit einem steuerbaren Oszillator (12) erzeugt wird, daß von dem Abtastsignal ein örtliches Schwingungssignal (f _sc ) abgeleitet (13) wird, dessen Frequenz gleich der Burstsignalfrequenz ist, daß die Phase des örtlichen Schwingungssignals um einen Betrag verschoben (6) wird, der durch die Steuerspannung bestimmt ist, daß die Phase des phasenverschobenen örtlichen Schwingungssignals mit dem tatsächlichen Burstsignal verglichen (10) wird, welches in dem Farbfernsehsignal enthalten ist, und daß der steuerbare Oszillator (12) in Übereinstimmung mit dem Phasenvergleich derart in seiner Einstellung modifiziert (11) wird, daß die Phase des Abtastsignals eingestellt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der theoretische Abtastpegel dadurch gewonnen wird, daß die Differenz zwischen zwei Proben (y _A -y _C ) mit einer bestimmten Konstanten multipliziert wird, wobei das so erhaltene Produkt den theoretischen Abtastpegel darstellt, wobei ζ₀ eine bestimmte Abtastphase bedeutet.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Burstsignal einem Schwarzwertpegel () überlagert wird und daß der theoretische Abtastpegel dadurch erhalten wird, daß der Schwarzwertpegel () der Darstellung des theoretischen Abtastpegels hinzuaddiert wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zumindest zwei Burstsignalproben dadurch erhalten werden, daß während jeder Periode des Burstsignals Abtastpegel (y _A und y _C ) erzeugt (13) werden, daß ein bestimmter Pegel (′) gespeichert (15, 16) wird, der sich an den tatsächlichen Schwarzwertpegel () annähert, dem das betreffende Burstsignal überlagert ist, daß für die Differenz zwischen zwei Proben und dem bestimmten Pegel (′) kennzeichnende Pegel ( und ) erhalten werden und daß der theoretische Abtastpegel dadurch gewonnen wird, daß die Summe ( +) und die Differenz (-) der erhaltenen Pegel herangezogen werden, derart, daß die Summe mit einer bestimmten Konstanten multipliziert wird und daß die multiplizierte Summe, die Differenz und der gespeicherte bestimmte Pegel addiert werden.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der theoretische Abtastpegel dadurch gewonnen wird, daß eine entsprechende digitale Darstellung des jeweiligen theoretischen Abtastpegels (B′) als Funktion verschiedener Kombinationen der zwei Burstsignalproben (′ und ′) gespeichert (17) wird, und daß eine entsprechende Darstellung der gespeicherten digitalen Darstellungen in Übereinstimmung mit den zwei Burstsignalproben (′ und ′) ausgelesen wird, die tatsächlich erzeugt werden.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz zwischen dem betreffenden theoretischen Abtastpegel und dem Pegel einer bestimmten Burstsignalprobe dadurch ermittelt wird, daß die ausgelesene gespeicherte digitale Darstellung (B′) und eine dritte Burstsignalprobe (B) verglichen (24) werden, und daß ein erstes Fehlersignal (Q₁) dann erzeugt (25) wird, wenn die ausgelesene digitale Darstellung die dritte Burstsignalprobe überschreitet (B′ <B), während ein zweites Fehlersignal ( ₂) dann erzeugt wird, wenn das ausgelesene digitale Signal kleiner ist als die dritte Burstsignalprobe (B′ <B).

12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Burstsignal einem Schwarzwertpegel überlagert wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine entsprechende Darstellung der gespeicherten digitalen Darstellungen dadurch ausgelesen wird, daß digitale Darstellungen der zwei Burstsignalproben erzeugt (13, 14 A, 14 C) werden, indem die beiden Proben jeweils um einen bestimmten Pegel (′), der sich an den Schwarzwertpegel annähert, vermindert (15, 16; y _A-′ ; y _C-′ ) werden, und daß die betreffenden digitalen Darstellungen der beiden Proben dazu herangezogen werden, die entsprechende gespeicherte digitale Darstellung (B′) des genannten theoretischen Abtastpegels zu adressieren.

13. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß eine Abtastpegel-Erzeugungsschaltung (14 A, 14 C, 15, 16, 17) vorgesehen ist, die einen theoretischen Abtastpegel (y′ _B ) des Burstsignals in Abhängigkeit von zumindest zwei tatsächlichen Proben (A, C) des Burstsignals zu erzeugen gestattet, wobei der theoretische Abtastpegel kennzeichnend ist für eine Probe (B′), die dann erhalten würde, wenn das Burstsignal durch Abtastimpulse abgetastet wird, die eine bestimmte Phase (ζ₀) in bezug auf die betreffenden Abtastimpulse aufweist, und daß ein Phasendifferenzdetektor (18, 19) vorgesehen ist, der eine Differenz zwischen der tatsächlichen Phase (ζ _A ) der Abtastimpulse und der bestimmten Phase (ζ₀) entsprechend der Differenz zwischen dem genannten theoretischen Abtastpegel (y′ _B ) und einer tatsächlichen Abtastung (B) ermittelt.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einstellschaltung (20, 21, 22, 6, 10, 11, 12) vorgesehen ist, die auf die ermittelte Phasendifferenz hin die Phase der Abtastimpulse (4f _sc ) derart einstellt, daß die bestimmte Phasendifferenz auf einen Null-Wert vermindert ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastrate der Abtastimpulse ein geradzahliges Vielfaches des Zweifachen der Burstsignalfrequenz ist.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die den theoretischen Abtastpegel erzeugende Abtastpegel-Erzeugungsschaltung durch eine adressierbare Speichereinrichtung (17) mit einer Vielzahl von adressierbaren Speicherplätzen gebildet ist, deren jeder eine digitale Darstellung (B′) eines theoretischen Abtastpegels (y′ _B ) als Funktion einer entsprechenden Kombination von verschiedenen Kombinationen der beiden tatsächlichen Abtastungen (A, C) speichert, und daß die Speichereinrichtung (17) mit den beiden tatsächlichen Abtastungen derart adressierbar ist, daß die entsprechende digitale Darstellung des betreffenden theoretischen Abtastpegels auslesbar ist.

17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, wobei das Burstsignal einem Schwarzwertpegel überlagert ist, dadurch gekennzeichnet, daß jede in der Speichereinrichtung gespeicherte digitale Darstellung eine Funktion von ist, wobei
(y _A ) eine Probe der beiden tatsächlichen Proben bedeutet, wobei (y _C ) kennzeichnend ist für die andere Probe der beiden tatsächlichen Proben,
wobei (K) eine Konstante ist, die eine Funktion der bestimmten Phase ist, und wobei () kennzeichnend ist für den Schwarzwertpegel, und daß die Speichereinrichtung durch die Kombination von (y _A ) und (y _C ) adressierbar ist.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein Adressengenerator (15, 16) vorgesehen ist, der entsprechende Proben der beiden Proben (y _A und y _C ) um einen bestimmten Betrag (′) vermindert, der kennzeichnend ist für einen konstanten Pegel, welcher sich an den tatsächlichen Schwarzwertpegel annähert.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die in der Speichereinrichtung gespeicherte jeweilige digitale Darstellung gegeben ist durch wobei () die um (′) verminderte Abtastung (y _C ) und (ζ₀) der Phasenwinkel des Burstsignals bedeuten, bei dem die Abtastung (y _A ) dann erzeugt wird, wenn die Abtastimpulse die bestimmte Phase aufweisen,
und daß die Speichereinrichtung die Kombination von () und () adressiert ist.

20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die adressierbare Speichereinrichtung (17) ein Festwertspeicher (ROM) ist.

21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendifferenzdetektor ein Komparator (18; 24) ist, der die aus der Speichereinrichtung (17) ausgelesene digitale Darstellung (B′) mit einer dritten Probe (B) der tatsächlichen Proben vergleicht und der daraufhin ein Phasensteuersignal (C₁, C₂; Q₁, ₂; V _C ) erzeugt.

22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinschaltung durch einen Steuerspannungsgenerator (19, 20) gebildet ist, der eine Steuerspannung (V _C ) für die Steuerung der Phase der Abtastimpulse erzeugt, und daß eine Modifizierungsschaltung (25, 26, 27, 28) vorgesehen ist, die die Steuerspannung in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen dem theoretischen Abtastpegel (y′ _B ) und einer tatsächlichen Abtastung (B) ändert.

23. Schaltungsanordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung durch eine Einrichtung (26) gebildet ist, welche die Steuerspannung um einen inkrementalen Betrag während einer Periode des Burstsignals in dem Fall erhöht, daß der theoretische Abtastpegel die tatsächliche Abtastung übersteigt (B′ <B), und daß eine Einrichtung (27) vorgesehen ist, welche die Steuerspannung um den inkrementalen Betrag während einer Periode des Burstsignals in dem Fall herabsetzt, daß der theoretische Abtastpegel geringer ist als die tatsächliche Abtastung (B′ <B).

24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung durch einen Kondensator (28) gegeben ist, daß die Einrichtung zur Erhöhung der Steuerspannung eine Ladeschaltung zum Aufladen des Kondensators während einer bestimmten Dauer ist und daß die Einrichtung zum Herabsetzen der Steuerspannung eine Entladeschaltung ist, die den Kondensator während der bestimmten Dauer entlädt.

25. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, wobei die Abtastimpulse durch einen steuerbaren Oszillator erzeugt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellschaltung durch einen Frequenzteiler (13) gebildet ist, der an dem steuerbaren Oszillator derart angeschlossen ist, daß ein örtliches Schwingungssignal mit der Burstsignalfrequenz erzeugt wird, daß ein Phasenschieber (6) vorgesehen ist, der die Phase des örtlichen Schwingungssignals um einen durch die Steuerspannung bestimmten Betrag verschiebt, daß ein Phasenkomparator (10) vorgesehen ist, der die Phasen des in dem Farbfernsehsignal enthaltenden Burstsignals und des phasenverschobenen örtlichen Schwingungssignals vergleicht, und daß eine Steuereinrichtung (11) vorgesehen ist, die den steuerbaren Oszillator in Abhängigkeit von dem Phasenvergleich steuert.