DE3141015A1 - "drehwinkeldetektor" - Google Patents

Description

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VON KREISLER SCHONWALD EISHOLD FUES VON KREISLER KELLER SELTING WERNER

.PATENTANWÄLTE KABUSHIKI KAISHA S G Dr.-Ing. von Kreisler11973

22-12 Minaraimachi 3 -chome , Dr.-Ing. K. Schönwald, Köln

, , , , , Dr.-Ing. K. W. Eishold, Bad Soden

Kokubunui-shi, Tokyo-to Dr. J. F. Fues, Köln

-r_-J_11n Dipl.-Chem. Alek von Kreisler, Köln

^y Dipl.-Chem. Carola Keller, Köln

Dipl.-Ing. G. Selting, Köln Dr. H.-K. Werner, Köln

DEICHMANNHAUS AM HAUPTBAHNHOF

D-5000 KÖLN 1

14. Oktober 1981 Sg-fz

Drehwinkeldetektor

Die Erfindung betrifft einen Drehwinkeldetektor mit einem Stator und einem relativ zu dem Stator drehbaren oder rotatorisch verstellbaren Rotor.

Bekannt sind Drehwinkeldetektoren in Form eines Potentiometers, eines Resolvers, eines Differential-Drehtransformators, eines optischen Drehkodierers u. dgl.. Ein Potentiometer hat den Nachteil einer geringen Lebensdauer, da es auf elektrischer Kontaktgabe basiert. Ein Resolver, der eine Bürste benötigt, bringt Probleme hinsichtlich der Betriebssicherheit, Dauerhaftigkeit, Schnelligkeit der Reaktion und Lärm. Obwohl es einen Resolver gibt, der unter Verwendung eines Drehtransformators ohne Bürste auskommt, ist auch dieser nachteilig, weil ein Drehtransformator eine komplizierte und großvolumige Einrichtung ist. Ein Differential-Drehtransformator, mit dem man ein sinusförmiges analoges Ausgangssignal empfängt, dessen Amplitude dem Drehwinkel entspricht, ist nicht im-

Telefon: (0221) 131041 ■ Telex: R8B23U7 dopa d · Telegramm Dompälenl Köln

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stande, ein lineares Ausgangssignal über den gesamten Drehwinkelbereich zu liefern. Ein gemeinsamer Nachteil der bekannten Differential-Drehtransformatoren und Potentiometer besteht darin, daß diese Einrichtungen infolge von Störungen zu Fehlern neigen, denn sie liefern eine dem Drehwinkel entsprechende Spannungsamplitude. Beispielsweise bewirkt die Erhöhung des Widerstandes einer Spule infolge von Temperaturänderungen eine Veränderung des Erkennungssignals. Die Zuverlässigkeit dieser Einrichtungen ist auch wegen der Dämpfung des Amplitudensignals auf den Übertragungswegen vom Detektor zu der Auswerteschaltung unzureichend, weil diese Leitungswiderstände von der Länge des Leitungsweges abhängen. Ferner gehen Amplitudenänderungen infolge Rauschens direkt in den Fehler ein. Aus den verschiedenen oben angegebenen Gründen ist es schwierig, einen Kodierer mit hohem Auflösungsvermögen zur Ermittlung des Absolutwertes eines Drehwinkels zu realisieren. Andererseits haben optische Kodierer, die imstande sind, den Absolutwert des Drehwinkels anzugeben, den Nachteil, daß bei ihnen das Auflösungsvermögen durch die Fläche einer Kodierscheibe begrenzt ist, so daß bei einer Vergrößerung des Auflösungsvermögens die Kodierscheibe 5 vergrößert werden muß. Die Folge hiervon sind großflächige Kodierscheiben mit umfangreichen Mustern und entsprechend große Abmessungen des gesamten Detektors. Die optischen Winkelkodierer haben ferner den Nachteil, daß sie aufwendig und teuer sind, daß bei einer Änderung des Auflösungsvermögens oder der Kodierungsart die gesamte Kodierscheibe ausgewechselt werden muß

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und daß die Kodierscheibe leicht bricht, wenn sie aus Glas o.dgl. besteht, so daß ein derartiger Winkelkodierer nicht ungeschützt in einer beliebigen Umgebung arbeiten kann.

Die bekannten Drehgeschwindigkeitsmesser lassen sich generell in zwei Klassen einteilen, nämlich solche die ein der Drehgeschwindigkeit (d.h. der Drehzahl) proportionales Signal in Form einer Spannung oder eines Stroms liefern,und solche die einen der Drehgeschwindigkeit proportionalen Impulszug liefern. Die Vorrichtungen mit analogen AusgangsSignalen haben den Nachteil gemeinsam, daß sie sehr störanfällig sind, bei Störungen zu Fehlern neigen und daß die Auflösung begrenzt ist. Bei den Vorrichtungen, die einen Impulszug erzeugen, sind das Auflösungsvermögen und auch der Meßbereich (der meßbare Drehzahlbereich) ebenfalls beschränkt, denn die Anzahl der pro Umdrehung erzeugten Impulse ist infolge des Mechanismus der Vorrichtung begrenzt. Außerdem gibt es derzeit keine Drehbeschleunigungsmeßeinrichtung mit weitern Meßbereich und hoher Auflösung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen kontaktlosen Drehwinkeldetektor zu schaffen, der einfach und kompakt im Aufbau ist, die Möglichkeit zur Durchführung genauer Messungen bietet ohne daß sein Ausgangssignal durch Störungen beeinflußt wird, und stabil und störunempfindlich ausgeführt werden kann.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß der Stator Pole aufweist, auf die Primär-

spulen bzw. Sekundärspulen gewickelt sind, daß der Rotor derart ausgebildet ist, daß er jeweils einem Endbereich eines jeden Poles unter Trennung durch einen Spalt gegenüberliegt, wodurch ein durch den Pol hindurchgehender Magnetkreis geschlossen wird und sich die Reluktanz des Poles in Abhängigkeit von dem Drehwinkel verändert,und daß die Primärspulen der jeweiligen Pole von ungleichphasigen Referenz-Wechselströmen erregt sind, derart, daß in der Sekundärspule ein Ausgangssignal erzeugt wird, das von der Phasenverschiebung der Referenzstromsignale und dem Drehwinkel des Rotors abhängt.

Der erfindungsgemäße Drehwinkeldetektor ist ein Reluktanzgerät, das nicht nur imstande ist den-Orehwinkel zu ermitteln, sondern auch die Rotationsgeschwindigkeit und die Rotationsbeschleunigung, und zwar mit einem einzigen Detektorkopf. Dieser Detektorkopf hat einen sich während der Drehung des Rotors periodisch verändernden Luftspalt, so daß an der Sekundärspule ein Äusgangssignal erzeugt wird, das gegenüber dem Erreger-Wechselsignal, das als Referenzsignal dient, entsprechend der Drehstellung des Rotors phasenverschoben ist.

Der erfindungsgemäße Drehwinkeldetektor hat ein hohes 5 Auflösungsvermögen und einen großen Meßbereich an Drehgeschwindigkeiten. Auch Drehbeschleunigungen können mit großem Meßbereich ermittelt werden. Für die Messung der Drehstellung, der Drehgeschwindigkeit und der Drehbeschleunigung ist nur einziger gemeinsamer Detektorkopf erforderlich.

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Der Wert des Drehwinkels wird anhand der Phasendifferenz zwischen dem Referenz-Wechselsignal und dem Ausgangssignal der Sekundärspule ermittelt. Wenn der Rotor rotiert, ist das Ausgangssignal der Sekundärspule ein Signal, das durch Phasenmodulation des Referenz-Wechselsignals mit der Rotationsgeschwindigkeit entsteht. Der Wert der Rotationsgeschwindigkeit kann daher durch Ermittlung der Frequenzdifferenz oder der Periodendifferenz zwischen dem Referenz-Wechselsignal und dem Ausgangssignal der Sekundärspule erhalten werden. Außerdem kann durch Ermittlung des Augenblickswertes der Rotationsgeschwindigkeit auch die Geschwindigkeitsänderung, d.h. die Beschleunigung, auf der Grundlage der Differenz eines neuen Wertes und eines früheren Wertes der Drehgeschwindigkeit berechnet werden. Auf diese Weise können der Drehwinkel, die Drehgeschwindigkeit und die Drehbeschleunigung gemeinsam unter Verwendung eines einzigen Rotationswinkeldetektors ermittelt werden.

Da der Rotor keine Spule trägt, ist der Drehwinkeldetektor bürstenlos und somit naturgemäß dauerhaft. Seine Konstruktion ist gegenüber den bekannten Vorrichtungen vereinfacht, weil kein Drehtransformator benötigt wird, der bei den bekannten bürstenlosen Drehwinkeldetektoren unerläßlich war. Da der Drehwinke ldetektor mit einem System ausgestattet ist, das es erlaubt, den Winkel durch Ermittlung einer Phasendifferenz zu erhalten, kann unabhängig von der Veränderung der Ausgangsamplitude infolge von Störungen

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eine sehr genaue Messung durchgeführt werden. Die Auflösung der Messung des Drehwinkels kann auf einfache Weise erhöht werden, indem eine Schaltung zur Erhöhung der Auflösung bei der Ermittlung der Phasendifferenz vorgesehen wird. So kann beispielsweise die Frequenz der in einem Zähler zum Auszählen der Phasendifferenz verwendeten Impulse erhöht werden.Ferner ist die erfindungsgemäße Vorrichtung viel kleiner als die bekannten optischen Winkelkodierer. Der erfindungsgemäße Drehwinkeldetektor weist keine zerbrechlichen Komponenten auf, insbesondere keine Glasmuster scheibe, und bewährt sich auch unter schwierigen Umgebungsverhältnissen. Da seitens des Drehwinkeldetektors die Welle, deren Drehung gemessen werden soll, nicht belastet wird, erfolgt keine Begrenzung der Belastbarkeit der Welle durch die erfindungsgemäße Vorrichtung. Den Absolutwert des Drehwinkels kann man unter beliebigen Temperaturverhältnissen und in jeder Umgebung erhalten, wenn zur Ermittlung der Phasendifferenz derselbe Impulstakt benutzt wird wie für die Erzeugung der Frequenz des Referenz-Wechselsignals .

Der Stator enthält vorzugsweise mehrere Polpaare, die gegenphasig zueinander erregt sind, und der Rotor ist so gestaltet, daß zwischen den beiden ein Polpaar bildenden Polen eine differentialmäßige Reluktanzänderung erzeugt wird. Eine Erhöhung der Auflösung der Erkennung kann hierbei leicht durchgeführt werden.

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Eine weitere Erhöhung der Auflösung kann dadurch erfolgen, daß Zähne mit einer bestimmten Zahnteilung an dem Rotor angebracht werden und daß ebenfalls der Stator mit entsprechenden Zähnen versehen wird. Durch Bestimmung der Beziehung zwischen den Rotorzähnen und den Statorzähnen derart, daß die Reluktanz für jede Grundteilung der Rotorzähne einen Zyklus ausführt, kann der Relativwinkel innerhalb einer Zahnteilung mit hohem Auflösungsvermögen ermittelt werden.

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~ σ —

Im folgenden werden unter·Bezugnahme auf die Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 a eine Seitenansicht des Detektorkopfes

des Drehwinkeldetektors,

Fig. 1 b einen Längsschnitt durch den Drehwinkeldetektor der Fig. 1 a,

Fig. 2 ein Ä'quivalenzschaltbild des Magnetkreises bei dem Detektorkopf der Fig.

1 a und 1 b,

Fig. 3 eine Stirnansicht einer zweiten Ausführungsform des Detektorkopfes,

Fig. 3 b einen Längsschnitt durch das Ausführungsbeispiel der Fig. 3 a,

Fig. 4 a eine Seitenansicht einer dritten Ausführungsform des Detektorkopfes, teilweise geschnitten,

Fig. 4 b eine Stirnansicht des Ausführungsbeispiels der Fig. 4 a,

Fig. 5 a eine Seitenansicht einer vierten Ausführungsform des Detektorkopfes, teilweise geschnitten,

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Zl

Fig. 5 b eine Stirnansicht des Ausführungsbeispiels der Fig. 5 a,

Fig. 6 ein Blockschaltbild des Signalgenerators zur Erzeugung einer Bezugswechselspannung und einer Phasendifferenzer-

kennungsschaltung des Drehwinkeldetektors,

Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung"der Verwendung des Signalgenerators zur Erzeugung der Referenz-Wechselspannung nach Fig. 6,

Fig. 8 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der

Funktion des Phasenwinkeldetektors aus Fig. 6,

Fig. 9 ein Blockschaltbild eines modifizierten

Ausführungsbeispiels des Sianalgenerators zur Erzeugung der Referenz-Wechselspannung

und des Phasendifferenzdetektors nach Fig. 6,

Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Phasendifferenzdetektors, welcher die Phasendifferenz als Analogspannung angibt,

Fig. 11 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach Fig. 10,

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Fig. 12 ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels des Phasendifferenzdetektors, wobei die Phasendifferenz als Analogspannung ausgegeben wird,

Fig. 13 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach Fig. 12,

Fig. 14a einen Längsschnitt eines Detektorkopfes,

Fig. 14b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach Fig. 14 a,

Fig. 15a einen Längsschnitt durch eine weitere Ausführungsform des Detektorkopfes,

Fig. 15b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach Fig. 15 a,

Fig. 16 ein Amplitudendiagramm der Frequenzabweichungen des Ausgangssignale der Sekundärspulen, die von der Winkelgeschwindigkeit oder Winkelbeschleunigung der rotierenden Welle abhängen,

Fig. 17 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur

Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit und der Rotationsbeschleunigung anhand des Ausgangssignals des Detektorkopfes,

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χ -

Fig. 18 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach Fig. 17,

Fig. 19 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Detektorschaltung

für die Rotationsgeschwindigkeit und Rotationsbeschleunigung,

Fig. 20,21 und 22 Blockschaltbilder von Ausführungsbeispielen der Frequenzmeßschaltung aus Fig. 19,

Fig. 23 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach Fig. 22,

Fig. 24 a einen radialen Querschnitt eines Detektorkopfes mit hoher Auflösung,

Fig. 24 b einen Axialschnitt des Ausführungsbeispiels der Fig.24 a,

Fig. 25 eine Abwicklung zur Erläuterung der Beziehung zwischen den Rotorzähnen und den Statorzähnen bei dem Ausführungsbeispiel

der Fig. 24 a und 24 b,

Fig. 26 eine Seitenansicht und ein Blockschaltbild eines schematischen Ausführungsbeispiels einer Kombination des Detektorkopfes mit hoher Auflösung und eines Detektorkopfes

zur Ermittlung des absoluten Rotationswinkels für jeden an derselben Welle vor-

■is

gesehenen Zahn,

Fig. 27 eine graphische Darstellung der Absolutwinkel-Erkennungsdaten und der mit hohem Auflösungsvermögen angegebenen Relativwinkel-Erkennungsdaten, die von der Vor

richtung nach Fig. 26 geliefert werden, wobei entlang der Ordinate die ermittelten Werte und entlang der Abszisse der Drehwinkel angegeben ist/

Fig. 28 eine perspektivische Explosionsdarstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels des Detektorkopfes,

Fig. 29 a ein Längsschnitt einer weiteren Ausführungsform eines Detektorkopfes mit hoher Auflösung,

Fig. 29 b ein Querschnitt des Detektorkopfes nach Fig. 29 a entlang der Linie b-b,

Fig. 30 a eine Seitenansicht einer weiteren Ausführungsform eines Detektorkopfes mit hohem Auflösungsvermögen,

Fig. 30 b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach Fig. 30 a,

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Fig. 31 a ein Axialschnitt einer weiteren Ausführungsform eines Detektorkopfes mit hohem Auflösungsvermögen,

Fig. 31 b einen Querschnitt des Detektorkopfes der Fig. 31 a entlang der Linie b-b und

Fig. 32 ein schematisches Schaltbild einer Phasenverschiebungsschaltung zur Justierung des Nullpunktes zwischen dem Ausgangsanschluß der Sekundärspule des Detektorkopfes und der Phasendifferenzerkennungsschaltung.

Gemäß Fig. 1 a und 1 b weist der ringförmige Stator 1 vier nach innen gerichtete Pole A, B₇C und D auf, die/ bezogen auf den Umfang des Stators, jeweils in Winkelabständen von 90° zueinander angeordnet sind. Die einander diametral gegenüberliegenden Pole A und C bilden ein Polpaar und die ebenfalls einander diametral gegenüberliegenden Polpaare B und D bilden ein zweites Polpaar. Die Primärspulen 2A und 2C (2b und 2D) sind in Differentialschaltung auf das PoI-paar A und C (B und D) gewickelt. Unter der Annahme, daß die Flußrichtung zu dem freien Ende der jeweiligen Spule die positive Phase darstellt, sind die jeweiligen Spulen so gewickelt, daß die Flüsse in den Spulen 2A und 2C (oder 2B und 2D) jeweils gegenphasig zueinander sind. Die Primärspulen 2A und 2C sind in Differentialschaltung derart gewickelt, daß bei Erzeugung eines Flusses in Richtung des Pfeiles X/

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d.h. vom Fuß des Poles A wegweisend, durch die Primärspule 2A im Pol A, von der Primärspule 2C im gegenüberliegenden Pol C ein Fluß in Richtung des Pfeiles X erzeugt wird, d.h. in Richtung auf den Fußpunkt des Poles C. Auf diese Weise wird in dem aus den Polen A und C bestehenden Polpaar über den in dem Mittelraum zwischen den Polen befindlichen Rotor ein Fluß in derselben Richtung erzeugt, obwohl die Flußrichtungen in den Polen entgegengesetzt sind, wenn man sie auf den jeweiligen Fußpunkt, also den Verbindungspunkt des Poles mit dem ringförmigen .Teil des Stators, bezieht. In gleicher Weise sind die Primärspulen 2B und 2C auf den Polen B und D des anderen Polpaars gewickelt. Der Grund dafür, daß die Primärspulen in Differentialwicklung gewickelt sind, besteht darin, daß, wie noch erläutert wird, das Polpaar A,C von einem anderen Wechselsignal erregt wird als das Polpaar B,D, so daß ein gemeinsames Fließen des Magnetflusses in denjenigen Polen (A" und C" oder B" und D") garantiert werden sollte, die von dem gemeinsamen Wechselstromsignal erregt werden. Der Rotor 3 besteht lediglich aus einem Kern und weist keine Spulen auf. Die Kerne des Stators 1 und des Rotors 3 bestehen natürlich aus Materialien . mit relativ hoher Permeabilität.

Zwischen dem fest mit der rotierenden Welle 4 verbundenen Rotor 3 und den jeweiligen freien Enden der Pole A-D befindet sich jeweils ein Luftspalt. Der zu messende Rotationswinkel θ bezieht sich auf die Welle 4. Der Rotor 3 ist so ausgebildet, daß die Reluktanz der durch die Pole A,B,C und D hindurchgehenden Magnetwege sich in Abhängigkeit vom Rotationswinkel θ ändert. Bei dem Ausführungsbeispiel

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rs -

der Fig. 1 hat der Rotor 3 eine zylindrische Form und er ist exzentrisch zur .Wellenlangsach.se an der Welle 4 befestigt. Infolge dieser exzentrischen zylindrischen Ausbildung ändert sich die Weite des Luftspaltes zwischen der Umfangsfläche des Rotors 3 und jedem der Pole A/B,C und D in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel Θ. Als Folge dieser Luftspaltänderun,g ändert sich die Reluktanz in den jeweiligen Polen A, B, C und D bei jeder Umdrehung des Rotors 3 entsprechend der trigonometrischen Funktion für einen Zyklus.

Das aus den Polen A und C bestehende Polpaar und das aus den Polen B und D bestehende Polpaar werden separat und individuell von Wechselstromsignalen erregt, die gegeneinander um 90° phasenverschoben sind. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 sind die Primärspulen 2A und 2C der Pole A und C in Reihe geschaltet und an diese Reihenschaltung wird von einem Oszillator 5 ein Sinuswellensignal i = I>

sin cot gelegt. Die Primärspulen 2B und 2D an den Polen B und D sind ebenfalls in Reihe geschaltet und an diese Reihenschaltung wird von dem Oszillator 6 ein Kosinus-Wellensignal ib = I cos ωΐ gelegt. Es sei darauf hingewiesen, daß, obwohl die Primärspulen 2A und 2C anscheinend in Reihe geschaltet und gleichphasig zueinander sind, wenn man lediglich die Wickelrichtung betrachtet, diese Spulen zwar' tatsächlich gegenphasig zueinander in Reihe geschaltet sind, da die Pole A und C auf die diese Spulen gewickelt sind, einander entgegen gerichtet sind. Tatsächlich sind daher diese Spulen als Differential-

wicklungen gewickelt. Das gleiche gilt für die Primärspulen 2b und 2D.

Der Stator 1 weist ferner eine Sekundärspule 7 a'uf, um die von den Polen A, B, C und D induzierten Spannungen aufzunehmen. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 sind Sekundärspulen 7A und 7C um die Pole A und C gleichphasig zueinander gewickelt, jedoch gegenphasig zu den anderen Sekundärspulen 7B und 7D, die um die Pole B und D - zueinander gleichphasig - gewickelt sind. Diese Sekundärspulen 7A bis 7D sind in Reihe geschaltet und an den Anschlüssen der Reihenschaltung entsteht das Signal E, das die Gesamtheit der von den Polen A,B,C und D induzierten Spannungen angibt. Das Signal E ist um einen dem Rotationswinkel θ des Rotors 3 entsprechenden Phasenwinkel gegenüber dem Erreger-Wechselstromsignal i = I sintut oder i. = I coscot phasenverschoben. Obwohl dies durch eine Versuchseinrichtung leicht bestätigt werden kann, kann der Nachweis auch wie folgt geführt werden.

In Fig. 2 ist schematisch eine Äquivalenzschaltung des in dem Detektorkopf der Fig. 1 gebildeten Magnetkreises dargestellt, wobei N die Windungszahl der Primärspulen 2A, 2B,2C und 2D ist, während i und i,

a D

die augenblicklichen Stromwerte der Erreger-Wechselsignale I sinwt und Icosojt darstellen, so daß

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Nib, -Nia und -Nib die von den Primärspulen 2A bis 2D der Pole A bis D erzeugten magnetischen Kräfte angeben. P , P , P und P geben die durch die Luftspalte zwischen dem Rotor 3 und den Polen A,B,C und D gebildeten magnetischen Leitwerte an. Wenn der Rotor 3 derart ausgebildet ist, daß die Reluktanzänderung der Pole für den Zyklus einer jeden Drehung des Rotors 3 nach einer trigonometrischen Funktion erfolgt, kann man die magnetischen Leit-0 werte Ρ_Λ bis P-, gemäß den unten angegebenen Gleichungen (1) schreiben. Mit anderen Worten: Der Rotor 3 ist so ausgebildet und. angeordnet, daß er in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel θ Änderungen der magnetischen Leitfähigkeit gemäß den Gleichungen

(1) erzeugt. Diese Forderung kann durch Verwendung eines exzentrisch angeordneten Rotors leicht erfüllt werden.

PA =	po +	P1	sxn
PB =	po -	P1	cos
pc =	po -	P1	sin
P =	P +	P1	cos

P_n und P sind Konstante , die von der Größe und Permeabilität, z.B. des Rotors 3, abhängen. In den Gleichungen (1) bemißt sich der Rotationswinkel θ zu 0°, wenn der Luftspalt zwischen dem Rotor 3 und dem Pol D am kleinsten ist, wie in Fig. 1 b dargestellt ist. φ , φ ,φ ,und φ geben jeweils die Werte

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re -

des durch die Luftspalte zwischen dem Rotor 3 und den Polen A, B, C, und D hindurchgehenden Magnetflusses an. Aus der Äquivalenzschaltung ergibt sich, daß die Magnetflüsse in der folgenden Beziehung zueinander stehen:

Das magnetische Potential U der gesamten Äquivalenzschaltung kann wie folgt ausgedrückt Werdens

U = Nia + &- = Nib +

A B

₌ - _{Nia +} |2_ = _ _{Nib +} |1_ . ... (3) C D

Für die Flußwerte φ_Λ bis φ_η ergibt sich daher folgendes:

Φ_Α = (U- Nia ) P_A

φ_η = ( U - Nib ) P_

(41 φ_α = ( U + Nia ) P_c ° · .·ΐ*ι

Φ_ο = ( U + Nib ).P_D

Die Spannungen e_a, e_ß, e_, und, e_D, die in den Sekundärspulen 7A, 7b, 7C und 7D entsprechend den Luftspalten zwischen Rotor 3 und den Polen A bis D erzeugt werden, können gemäß Gleichungen (5 )ausgedrückt werden, wobei N„ die Wicklungszahl der Sekundärspulen

7A bis 7D angibt:

^{= N}2

^eB ⁼ -^N2 5Έ

^eC ^{= N}2 df

(5)

^eC ^{= N}2 dt<»D

Das zusammengesetzte Ausgangssignal E der Sekundärspulen 7 (7A bis 7D) kann unter Benutzung der Gleichungen (5,4,3,1) sowie der Beziehungen i = I sinojt und i, = I cosojt wie folgt ausgedrückt werden:

E = e. + e_D + e_ + e_

N2	d dt	(φΑ - ΦΒ	+ »c - *p	)	P
N2	dt	(U-Ni3) P	- (U-Ni	b>	ΡΌ]
		-(0+Ni3) Ρ α.	c * (Ü+Ni
N2	d dt	(u(PA-PB+	P -P) c d'		<PB
		■ Nia (PA	- Pc) +N		COS0
N2	dt	(-2Ni P3 α. et	• b'	P1

= 2N₂NP. ~ (-Isinωtsin -Icosωtcos0)

= 2Ν-ΝΡ..Χ (-cosωtsinθ + sinωtcosθ)

= 2N₂NP₁IsIn (ot - θ) (6)

Aus den Gleichungen (1) ist bekannt, daß P_ - P_ß + P_c - P = O ist. Setzt man für den Koeffizienten 2N₂NP₁I, der eine Konstante ist, den Wert K, so er gibt sich die folgende Gleichung:

E = K sin dot -φ) (7)

Wie die Gleichung (7) zeigt, ist das Ausgangssignal E um einen dem Rotationswinkel θ entsprechenden Phasenwinkel in Bezug auf die Phase des Referenzsignals I sincot phasenverschoben.

Fig. 3 a und 3 b zeigen ein Ausführungsbeispiel, bei dem der Stator 1 in gleicher Weise aufgebaut ist wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1, während der Rotor 8 von dem Rotor 3 der Fig. 1 dadurch abweicht, daß der zylindrische Rotor 8 koaxial an der Welle 4 befestigt ist und daß seine freie Stirnseite abgeschrägt ist. Die Spalte zwischen dem Rotor 8 und den Enden der Pole A bis D verändern sich hierbei nicht, jedoch ändert sich die Polfläche, mit der der Rotor 8 den Enden der Pole gegenüberliegt,mit dem Rotationswinkel θ des Rotors 8. Der Rotor 8 in Fig. 3 vermag also, ebenso wie der Rotor 3 in Fig. 1, die von den Luftspalten zwischen dem Rotor 8 und den Polen A bis

bis D verursachte Reluktanz entsprechend dem Rotationswinkel θ zu verändern. Mit anderen Worten: Der magnetische Leitwert kann in der gleichen Weise verändert werden wie in den Gleichungen (1) angegeben ist.

Fig. 4 a, 4 b und Fig. 5 a, 5 b zeigen Ausführungsbeispiele, bei denen die Statoren 9 und 9¹ gegenüber dem Stator 1 der Fig. 1 und 3 verändert sind. Der Stator 9 in Fig. 4 hat vier Pole 9A, 9B, 9C und 9D, die jeweils in Winkelabständen von 90° zueinander in Umfangsrichtung verteilt angeordnet sind ,und einen Ausgangspol· 9E,der entlang der verlängerten Achse der Welle 4 am Stator angebracht ist. In gleicher Weise wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 trägt das Polpaar 9A und 9C die Primärspulen 2A und 2C und dieses Polpaar wird durch das Sinussignal i = I

sincot erregt, während das andere Polpaar 9B, 9D die Primärspulen 2B und 2D trägt und von dem Kosinuswellensignal i, = I costot erregt wird. Auf den Ausgangspolen 9E ist die Sekundärwicklung gewickelt, die das Kombinationssignal E der von den Polen 9A bis 9D induzierten Spannungen sammelt. Während bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 1 und 3 die Pole A bis D radial angeordnet sind, sind bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 4 und 5 die Pole 9A bis 9E parallel zur Rotorachse angeordnet. Gemäß Fig. 4 ist der Rotor 10 eine exzentrisch an der Welle 4 befestigte Scheibe. Der Abstand zwischen dem Rotor 10 und den freien Stirnseiten der Pole 9A bis 9D bleibt während der

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IS

Rotation des Rotors 10 konstant, jedoch ändert sich die Größe der Fläche,mit der der Rotor 10 jedem Pol gegenüberliegt,entsprechend dem Rotationswinkel Θ, so daß die magnetische Leitfähigkeit des Luftspaltes gemäß den Gleichungen (1) periodisch verändert wird.

Der Stator 9¹ der Fig. 5 hat den gleichen Aufbau wie der Stator 9 in Fig. 4, mit der Ausnahme, daß der Ausgangspol 9E¹ ein wenig langer ist als die anderen Pole 9A bis 9D. Der Rotor 11 ist ein Zylinder, dessen freie Stirnfläche abgeschrägt ist, so daß die Luftspalte zwischen dem Rotor 11 und den Polen 9A bis 9D sich entsprechend dem Rotationswinkel θ verändern. Der magnetische Leitwert kann daher bei diesem Ausführungsbeispiel ebenfalls in der durch Gleichung (1) angegebenen Weise verändert werden.

Die Wechselstromsignale zur Erregung der Polpaare A,C (9A,9C) sowie B,D (9B, 9D) sind nicht auf Sinusoder Kosinussignale beschränkt,, sondern sie können auch aus einer Kombination eines Sinussignals mit einem invertierten Kosinussignal (-cosoot) oder der Kombination eines Kosinussignals mit einem invertierten Sinussignal (- siniot) bestehen, unter der Voraussetzung, daß ein Wechselspannungssignal gegenüber dem anderen um 9 0° verschoben ist. Die Fig. 6 bis zeigen Ausführungsbeispiele zur Gewinnung der Daten

Ib

über den Rotationswinkel des Rotors auf der Basis des Ausgangssignals des Detektorkopfes der Fig. 1, 3,4 oder 5. Der in Fig. 6 dargestellte Detektorkopf 12 weist einen Stator 1 (9,9') und einen Rotor 3 (8,10,11) auf, wie sie in den Fig. 1,3,4 oder 5 dargestellt sind. Von dem Detektorkopf 12 sind jeweils nur die Primärspulen 2A, 2C und 2B, 2D sowie die Sekundärspule 7 schematisch dargestellt, während die anderen Teile fortgelassen sind. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 6 besteht in erster Linie aus dem Wechselstromgenerator 13 und dem Phasendifferenzdetektor 14 zur Ermittlung des Wertes des Rotationswinkels auf der Basis einer Phasenverschiebung. Der Oszillator 15 liefert Taktimpulse CP mit hoher Folgefrequenz. In der Frequenzteilerschaltung 16 wird die Taktfrequenz durch M geteilt, so daß Ausgangsimpulse Pb mit einem Tastverhältnis von ungefähr 50% sowie zu den Impulsen Pb invertierte Impulse Pa entstehen (M ist eine vorgegebene beliebige ganze Zahl). Im einzelnen enthält die Frequenzteilerschaltung einen ^-Frequenzteiler 17'dem ein die Frequenz halbierendes Flip-Flop 18 nachgeschaltet ist. Der Frequenzteiler liefert an das Flip-Flop 18 die Impulsfolge Pc, deren

Frequenz das —-fache derjenigen des Impulstaktes Pb beträgt. Die Impulsfolge Pc wird anschließend durch das Flip-Flop 18 durch zwei geteilt. Als Folge hiervon erzeugt das Flip-Flop 18 eine rechteckförmige Impulsfolge Pb mit einem Tastverhältnis von 50 % und

3?

- 7ft -

einer Frequenz, die der Frequenz des Impulstaktes CP geteilt durch M entspricht, am Ausgang Q. Außerdem wird die rechteckwellenförmige Impulsfolge Pa am Inversionsausgang Q des Flip-Flops 18 erzeugt. Diese ist gegenüber der Impulsfolge Pb um 180° phasenverschoben. Die Impulsfolgen Pb und Pa werden jeweils einem die Frequenz halbierenden Flip-Flop 19 bzw. 20 zugeführt, so. daß ihre Frequenzen halbiert werden

1 1
und die Impulsfolgen ~· Pb und ■=■ Pa entstehen. Fig. 7 1 1 zeigt die Impulsfolgen CP, Pc, Pb, Pa,^ Pb und ^- Pa zum Vergleich. Die jeweils von den Flip-Flops 19 und

1 1

20 ausgegebenen Impulsfolgen ·=■ Pb und j Pa haben jeweils zwei M-tel der Frequenz des Impulstaktes CP und sind um 90° gegeneinander phasenverschoben. Die Impulsfolgen y Pb und ■=■ Pa werden jeweils einem Tiefpaßfilter 21 bzw. 22 zugeführt, um die Grundwellenanteile zu erhalten. Wenn man davon ausgeht, daß das Tiefpaßfilter 21 die Kosinuswelle cosojt ausgibt, dann gibt das Tiefpaßfilter 22 notwendigerweise die zugehörige Sinuswelle siniot aus. Das Signal coscot des Tiefpaßfilters 21 wird mit einem Verstärker 23 verstärkt, so daß das Signal I cosiot entspricht, das wiederum den auf das Polpaar B,D (9B, 9D) gewickelten Primärspulen 2B,2D zugeführt wird. Das Ausgangssignal sincot des Tiefpaßfilters 22 wird in dem Verstärker 24 verstärkt und das hierdurch entstehende Signal I sintot wird an die auf das andere Polpaar A,C (9A, 9C) gewickelte Primärspulenpaar 2A, 2C gelegt.

An der Ausgangsspule 7 erhält man das Wechselspannungssignal E = K sin (cot - Θ) , das in Bezug auf das Signal K sinmt um einen dem Rotationswinkel θ entsprechenden Phasenwinkel verschoben ist. Das Ausgangssignal E wird über einen Verstärker 25 einem Polaritätsdiskriminator 26 zugeführt. Einem anderen Polaritätsdiskriminator 27 wird eines der Erreger-Wechselsignale I siniüt, nämlich das Ausgangssignal des Verstärkers 24, zugeführt. Die Polaritätsdiskriminatoren 26 und 27 bestehen aus Komparatoren/ die ein Ausgangssignal "1" liefern, wenn die Amplitude des Eingangssignals (K sin (üit Θ), I sinwt) positiv ist, und ein "O"-Signal liefern, wenn das Eingangssignal negativ ist.

Die Ausgangssignale der Polaritätsdiskriminatoren • 26 und 27 werden jeweils einem Anstiegsdetektor 28 bzw. 29 zugeführt, nämlich einer monostabilen Kippstufe, die einen kurzen Impuls ausgibt, wenn ihr Eingangssignal auf "1" geht. Wenn der Phasenwinkel (ü)t - Θ) des Rotationswinkel-Erkennungssignals E 0° beträgt, gibt daher gemäß Fig. 8 der Anstiegsdetektor 28 einen Anstiegserkennungsimpuls Ts aus, während dann, wenn der Phasenwinkel rnt des Erregersignals I sinwt 0° ist, der Anstiegsdetektor 29 einen Anstiegserkennungsimpuls To erzeugt. Das Rotationswinkel-Erkennungssignal E = K sin (cot - Θ) läuft dem Erregersignal sinuit um eine dem Rotationswinkel N3 entsprechende Phasenverschiebung nach. Daher folgt der Anstiegserkennungsimpuls Ts dem Anstiegser-

19

ν* -

kennun.gsim.puls To mit einer de¹*· Phasendifferenz θ entsprechenden Zeitverschiebung.

Ma,n kann nun die Phasendifferenz θ (den Rotationswinkel) durch Zählen des Zeitintervals zwischen, den Anstiegserkennungsimpulsen To und Ts mit einem Zähler 30 ermitteln, dem der Impulstakt CP des Oszillators 15 zugeführt wird. Die Erregersignale I sintut und I coscot haben ein M-tel der Frequenz des Impulstaktes CP, so daß ein Zyklus des Impulstaktes 2 TT ir CP dem absoluten Phasenwinkel von --zr- = jr~ (in Bogeneinheiten) entspricht. Ein von dem Zähler 30 gelieferter Zählwert "1" entspricht daher dem absoluten Phasenwinkel von ^ (in Bogeneinheiten). Der Zähler 30 zählt modulo 2M und sollte vorzugsweise so bemessen sein, daß er imstande ist, den Wert (2π τ I = 2M), der der größten Phasendifferenz (dem größten Rotationswinkel) von 360° (2π) entspricht, zu z-ählen. Dem Zähler 30 wird als Rücksetzsignal die Impulsfolge To zugeführt, die den Phasenwinkel 0 des Erregersignals I öinojt definiert. Der Zähler 30 wird daher jedesmal dann rückgesetzt, wenn das Erregersignal I sinwt die Phase null hat.

Das Ausgangssignal des Zählers 30 wird einem Pufferregister 31 zugeführt, dessem Äbtast-Takteingang die die Phase tot - θ = 0 'des Rotationswinkel^Erkennungssignals K sin (ojt - Θ) kennzeichnenden Impulse Ts zugeführt werden. Der von dem Zähler 31 ausgegebene

Zählwert wird dem Pufferregister 31 jedesmal dann zugeführt, wenn der Impuls Ts erzeugt wird, so daß das Pufferregister 31 denjenigen Zählwert empfängt, der der Phasendifferenz und somit dem Rotationswinkel θ entspricht. Dieser in das Pufferregister 31 eingegebene Zählwert ist der den Rotationswinkel· θ bezeichnende Absolutwert D„. Da der Zählwert "1" dem absoluten Phasenwinkel von ^ (im Bogenmaß) entspricht, ist der dem Rotationswinkel θ (im Bogenmaß) ent-

sprechende Zählwert D_Q der-Absolutwert —M.

Auf diese Weise ist es möglich, einen Absolutwert-Rotationskodierer unter Verwendung eines Signals , das mit dem die Frequenz des Erregersignals bestimmenden Impulstakt CP identisch ist, zur Berechnung der Phasendifferenz θ zu schaffen. Ferner kann die Auflösung des Kodierers in der jeweils gewünschten Weise durch freie Festlegung des Wertes M gewählt werden. Der Aufbau der Schaltungen 13 und - 14 ist nicht auf das in Fig. 6 dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern kann frei gewählt werden. Als Kodierer 30 muß nicht notwendigerweise ein Binärzähler benutzt werden, sondern es kann auch ein binärkodierter Dezimalzähler oder ein anderer Zähler» der nach einem geeigneten Kode zählt _t benutzt werden. Durch freie Wahl der Form des zu verwendenden Zählers kann man den Absolutwert des Rotationswinkels D_Q in der jeweils gewünschten Form (als Binärzahl, binärkodierte Dezimalzahl o.dgl.) erhalten.

¥4

Wenn ein Zähler und ein Pufferregister benutzt werden _f die jeweils durch die Impulsflanken getriggert werden, kann der Zähler auch ohne die Anstiegsdetektoren 28 und 29 durch die Anstiegsflanken der Ausgangsimpulse der Schaltungen 26 und 27 angesteuert werden.

Fig.9 zeigt ein Ausführungsbeispiel/bei dem der

^-Frequenzteiler 17 aus Fig. 6 fortgelassen ist,

während der modulo-2M zählende Zähler 30 von dem ein Wechselsignal liefernden Signalgenerator 13A und der Phasendifferenz-Detektorschaltung 14 gemeinsam benutzt wird. In Fig. 9 sind zur Bezeichnung von Schaltungen, die die gleichen Funktionen ausführen wie in Fig.6,dieselben Bezugszeichen verwendet. Das Bit von einem Viertel der Wertigkeit des höchstwertigen

Bits, nämlich das Eingangssignal der rr -Frequenzteilerstufe, wird dem Flip-Flop 18 als Impulsfolge Pc zugeführt. Auf der Basis dieser Impulsfolge Pc werden das Sinuswellensignal I sin tot und das Kosinuswellensignal I-cosuit durch die Schaltungen 18 bis 24 wie bei dein Ausführungsbeispiel der Fig. 6 erzeugt. Das Ausgangssignal E = K sin (cot - Θ) des Detektorkopfes 12 wird von den Schaltungen 25, 26 und 28 wie im Falle von Fig. 6 erzeugt und als Folge hiervon wird der dem Ausgangssignal E in der Phase 0 entsprechende Impuls T.s dem Abtaststeuereingang des Registers 31 zugeführt. Dem Dateneingang des Registers 31 wird der jeweilige 'Zählerstand des.Zählers

30 zugeführt. Der der Phasendifferenz θ entsprechende digitale Wert'D- wird auf diese Weise von dem Register 31 wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 6 gespeichert.

Während gemäß Fig. 6 und 9 der Winkelwert D- durch

die Phasendifferenz-Detektorschaltungen 14,14a erhalten wird, kann er gemäß Fig. 10 und 12 auch in analoger Form erhalten werden.

In Fig. 10 werden der Phasendifferenz-Detektorschaltung 14B das Referenzsignal I sinoit und das Ausgangssignal E des Detektorkopfes zugeführt. Unter der Annahme, daß das Ausgangssignal E die in Fig. 11 a dargestellte Wellenform hat, gibt der PoIaritätsdiskriminator 36 ein "1"-Signal bei jeder positiven Halbwelle und ein "0"-Signal bei jeder negativen Halbwelle aus, wie in Fig. 11b dargestellt ist. Der Anstiegsdetektor 37 erzeugt gemäß Fig. 11c zum Zeitpunkt des Anstiegs des Ausgangssignales des Polaritätsdiskriminators 36 einen kurzen Impuls.

Das Referenzsignal I sinort wird von dem Polaritätsdiskriminator 38 in eine Rechteckform umgesetzt (Fig. 11 d und 11 e) und dann dem Frequenzhalbierer 39 zugeführt, der das Ausgangssignal der Fig. 11 f erzeugt, das jeweils während eines Zyklus des Referenzsignals I sinout den Wert "1" oder den Wert "0" annimmt. Das Ausgangssignal des Frequenzhalbierers 39 (Fig. 11 f) wird einer Integrationsschaltung 40 zugeführt, die eine Analogspannung (Fig. 11 g) er-0 zeugt, die in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal

3U1015

Hi

der Frequenzteilerschaltung abwechselnd linear ansteigt und linear abfällt. Das Ausgangssignal (Fig. 11 g) der Integrationsschaltung 40 wird einer Abtast- und Halteschaltung 41 zugeführt und immer dann abgetastet, wenn der Phasenwinkel des in Fig. 8 dargestellten Signals EO⁰ ist. Der Steuereingang der Abtast- und Halteschaltung 41 empfängt das Ausgangssignal des Anstiegsdetektors 37 über ein Tor 42, das geöffnet wird ,um der Abtast- und Halteschaltung 41 das Ausgangssignal des Anstiegsdetektors 37 immer dann zuzuführen, wenn das Ausgangssignal (Fig. 11 f) des Frequenzhalbierers 39 "1" ist. Ist dieses Ausgangssignal jedoch "0", so wird das Signal der Fig. 11" c von dem Steuereingang der Abtast- und Halteschaltung 41 ferngehalten. Das Tor 42 verhindert die Abtastung der negativen Flanke des Signals der Fig. 11 g, das von der Integrationsschaltung 40 erzeugt wird, wenn das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung 39 "0" ist. Der Abtast- und Halteschaltung 41 wird daher über das Tor 42 ein Abtastimpuls (Fig. 11 h) nur dann zugeführt, wenn das Ausgangssignal der Integrationsschaltung 40 ansteigt. Die Abtast- und Halteschaltung 41 führt auf diese Weise bei jedem zweiten Zyklus die Abtastung durch und gibt ein der Phasendifferenz θ (der zu ermittelnden Maschinenposition) entsprechendes Gleichspannungs-

3U10T5

HH

Analogsignal V_Q aus. Dieses 'Signal entspricht der Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal I sinojt und dem Ausgangssignal E des Detektorkopfes.

Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Phasendifferenzdetektors 14C, der die

Phasendifferenz θ als Analogwert ermittelt und der einen Polaritätsdiskriminator 43 enthält, welchem ' das Referenzsignal I sin<dt zugeführt wird. Der Frequenzhalbierer 44 und die Integrationsschaltung 45 arbeiten jeweils in gleicher Weise wie die Schaltungen 38, 39 und 40 der Fig. 10. Das Ausgangssignal E des Detektorkopfes wird dem Polaritätsdiskriminator 46 zugeführt, dessen Ausgangssignal einerseits einem D-Flip-Flopr und andererseits einem UND-Tor 48 Zugeführt wird. Dem D-Eingang des D-Flip-Flops 47 wird das Ausgangssignal des Frequenzhalbierers 44 zugeführt. Das Ausgangssignal des Flip-Flops 47 wird an den AbtastSteuereingang einer Abtast- und Halteschaltung 50 gelegt und gleichzeitig nach Invertierung durch einen Inverter 49 der UND-Schaltung 48 zugeführt. Die Ausgangsspannung der Integrationsschaltung 45 wird dem Dateneingang der Abtast- und Halteschaltung 50 zugeführt, deren Ausgangssignal an den Dateneingang einer Abtast- und Halteschaltung 51 gelegt wird. Dem Abtaststeuereingang der Abtast- und Halteschaltung 51 wird das Ausgangssignal der UND-Schaltung 48 zugeführt.

3U1015

-vi-

Es sei angenommen, daß in Fig. 12 das Referenzsignal I sinwt und das Ausgangssignal E des Detektorkopfös die in Fig. 13 bei a dargestellten WeIlenformen haben und daß an den mit b bis h bezeichneten Ausgängen der Schaltungen 43, 44, 46, 47, 45, 50 und 48 jeweils die in den Fig. 13 b bis h dargestellten Wellenformen auftreten. Wie aus Fig. 13 hervorgeht, wird von der Abtast- und Halteschaltung 51 letztlich die Ausgangsspannung der Integrationsschaltung festgehalten, die dem Ausgangssignal E des Detektorkopfes in der Phase Wt - θ = 180° entspricht. Da die Integrationsschaltung 45 die Integration ausführt, wenn das Referenzsignal I sincot sich in der Phase ujt = 180° befindet, wird schließlich von der Abtast- und Halteschaltung 51 eine Analogspannung V„ festgehalten, die dem Phasenwinkel θ entspricht. Die Schaltung 14C enthält eine Halteschaltung 52 für positive Spitzenwerte und eine Halteschaltung 53 für negative Spitzenwerte, die jeweils die positiven Spitzenspannungen + MAX und die negativen Spitzenspannungen - MAX der Aufgangsspannung der Integrationsschaltung 45 festhalten. Die Spitzenspannungen MAX und - MAX der Schaltungen 52 und können als Referenzspannungen zur Berechnung des Winkels θ aus der Größe der Winkelspannung V_Q benutzt werden, da die negative Spitzenspannung - MAX dem Phasenwinkel θ = 0° und die positive Spitzenspannung MAX <$em Phasenwinkel θ = 360° entspricht.

3U1015

♦ί

Bei dem Ausfiihrungsbeispiel der Fig. 14 a und 14 b sind die Polpaare nicht entlang desselben Umfangs angeordnet, sondern entlang konzentrischer, axial gegeneinander versetzter Umfangsflachen. Der Stator besteht daher aus zwei Teilen 1A und 1B, die axial gegeneinander versetzt sind. Das Statorteil 1A trägt die-einander diametral gegenüberliegenden Pole A und C mit den Primärspulen 2A und 2C, die in Reihe geschaltet sind, so daß der Magnetfluß in einem Pol und der Magnetfluß in dem anderen Pol in entgegengesetzte Richtungen fließen. Die Pole A und C werden von dem Sinuswellensignal I sincot erregt. Der Stator 1B. weist in gleicher Weise zwei diametral gegenüberliegende Pole B und D mit den in Reihe geschalteten Primärspulen 2B und 2D auf, so daß der Fluß in dem einen Pol und der Fluß, in dem anderen Pol in entgegengesetzte Richtungen gerichtet sind. Die Pole B und D werden von dem Kosinuswellensignal I cosojt erregt. Die Statorteile 1A und 1B sind relativ zueinander so angeordnet, daß die durch das Polpaar A,C hindurchgehende Achse rechtwinklig zu der durch das Polpaar B,D hindurchgehenden Achse verläuft. Die Ausgangssignale der Sekundärspulen 7A bis 7D sind in der gleichen Weise zusammengefaßt wie in Fig. 1. Der Rotor 32 besteht aus einem zylindrischen Kern, der exzentrisch an der Welle 4 befestigt ist, in gleicher Weise wie der Rotor 3 in Fig. 1.

3 H 1 O 1

HI

Fig. 15 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel mit einem E-förmigen Stator 33, dessen endseitige Pole 33A und 33B die Primärspulen 34A und 34B tragen. Die Pole 33A und 33B werden jeweils von dem Sinuswellensignal I sinwt bzw. dem Kosinuswellensignal I cosoot erregt. Mittig zwischen den genannten Polen ist an dem Stator 33 ein Pol 33E angebracht, der die Sekundärspule 7 trägt. Der Rotor 35 besteht aus einem zylindrischen Kern, dessen beide Enden schräg abgeschnitten sind und der koaxial an der Welle 4 befestigt ist. Die beiden schrägen Stirnflächen des Rotors 35 sind nicht parallel zueinander, sondern die eine schräge Stirnfläche ist um 90° gegenüber der anderen schrägen Stirnfläche verdreht. Derjenige Teil der Umfangsflache des Rotors 35, der den freien Enden der Pole 33A und 33B gegenüberliegt, variiert auf diese Weise in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel θ des Rotors 35, so daß man die dem Rotationswinkel θ entsprechende Reluktanzänderung erhält. Die 90"-Verdrehung zwischen den beiden Stirnseiten des Rotors 35 führt dazu, daß die Reluktanzänderung am Pol 33A um 90° phasenverschoben ist gegenüber derjenigen am Pol 33B. Auf diese Weise erhält man den gleichen Effekt wie in dem Fall, daß der von dem Sinuswellensignal erregte Pol 33A um 90° gegenüber dem Von dem Kosinuswellen·= signal erregten Pol 33B versetzt ist. Wie im Falle ■-: der Ausführungsformen der Fig. 1,3,4 und 5 kann man von der Sekundärspule 7 am Pol 33E das Wechsel-

Ht

spannungssignal abnehmen, das entsprechend dem Rotationswinkel θ des Rotors 35 phasenverschoben ist. Schließlich kann es zweckmäßig sein, einen zweiten E-förmigen Stator 33' vorzusehen, der in den.Fig. 15 a und 15 b strichpunktiert angedeutet ist und der zusammen mit dem Stator 33 den Rotor einschließt, während die von dem Sinuswellensignal erregten Primärspulen diffeifentialmäßig auf die Pole 33A und 33C gewickelt sind und die von dem Kosinuswellensignal erregten Primärspulen in g-leicher Weise auf die Pole 33B und 3-3D gewickelt sind. In diesem Fall' wird die Summe der Ausgangssignale der Sekundärspulen auf den Zwischenpolen 33E und 33E¹ der Statorteile 33 und 33' das Signal K sin (tot - Θ), das phasenmäßig um den Rotationswinkel θ verschoben ist.

Wie sich aus Gleichung (7) ergibt, ändert.sich die Phasendifferenz θ nicht mit der Zeit, was bedeutet, daß die Welle 4 bei einem bestimmten Rotationswinkel θ auch stillstehen kann. Wenn die Welle 4 mit einer bestimmten Winkelgeschwindigkeit oder Winkelbeschleunigung, rotiert, ergibt sich die Phasendifferenz θ (der Rotationswinkel) in Gleichung (7) als Funktion der Zeit (t) zu

- 3* -E=K sin (cat - θ (t) ) (8) .

Das Vorzeichen (±) für die Phasendifferenzfunktion 9(t) gibt die Richtung der Phasendifferenz (Voreilung oder Nachlauf) an und entspricht der Drehrichtung der Welle 4. Bei der nachfolgenden Beschreibung sei angenommen, daß diese Richtung der Phasendifferenz auf einen voreilenden Phasenwinkel beschränkt ist (d.h. + θ (t)). Die Phasendifferenzfunktion θ (t) enthält das Element der Winkelgeschwindigkeit oder Winkelbeschleunigung der Welle 4.

Wenn die Welle 4 mit einer Winkelgeschwindigkeit ω_Μ rotiert, gilt

dt ^θ

Das Integral der Winkelgeschwindigkeit ül. entspricht der Phasendifferenz θ (t) , so daß Gleichung (8) geschrieben werden kann als

E = K sin (ω+ω_Μ)ΐ+θ (10),

wobei θ die Anfangsphase angibt.

Wenn andererseits die Welle 4 mit einer Winkelbe= schleunigkeit a_M rotiert, gilt

3U1015

ίο

dt^{e(t) =} «Μ*

und somit

θ (t) = o_Mtdt = ~ t² + θ_ο (12) .

Gleichung (8) kann daher wie folgt geschrieben werden:

E = K sin { (ω + ψ' t)t + θ_ο } (13).

Wie aus Gleichung (10) oder (13) hervorgeht, enthält die Phasendifferenz des Rotationswinkel-Erkennungssignals E/das von dem Detektorkopf 12 aüsgegeben wird, das Element der Rotationswinkelgeschwindigkeit ω oder der Rotationswinkelbeschleunigung α /So daß die Rotationsgeschwindigkeit oder Rotationsbeschleunigung durch Analyse der Phasenverschiebung θ - genauer: θ (t)-gefunden werden kann. Die Erfindung erlaubt somit nicht nur die Ermittlung des Rotationswinkels sondern auch die der Rotationsgeschwindigkeit sowie der Rotationsbeschleunigung. Das Pufferregister 31 der Fig. 6 oder 9 tastet die Rotationswinkelwerte D_Q für jeden einzelnen Zyklus des Signals E ab. Wenn die Welle 4 mit einem bestimmten Rotationswinkel θ stillsteht, behält der Rotationswinkelwert D_Q einen dem Rotationswinkel θ entsprechenden konstanten Wert bei. Rotiert die Welle 4 mit einer Geschwindigkeit ω_Μ oder einer Beschleunigung ct_M, ändert sich der

Si

>β -

Rotationswinkelwert D_fl zu jedem Abtastzeitpunkt.. Man kann daher die Winkelgeschwindigkeit ω_Μ oder die Winkelbeschleunigung a_M auf der Basis der Änderung des Rotationswinkelwertes D_n ermitteln.

Im folgenden wird genauer beschrieben, wie die Winkelgeschwindigkeit ω_Μ oder die Winkelbeschleunigung a_M ermittelt werden kann. In Fig. 16 ist strichpunktiert ein Rotationswinkel-Erkennungssignal Es dargestellt, bei dem es sich um das Rotationswinkel-Erkennungssignal E handelt, während die Welle 4 »it der Winkelgeschwindigkeit ω_Μ rotiert. Die durchgezogene Linie bezeichnet das Referenzsignal I sinuit, während die gestrichelte Linie das Rotationswinkel-Erkennungssignal EO bezeichnet, nämlieh das Rotationswinkel-Erkennungssignal E, das man erhält, wenn der Rotor bei einem bestimmten Rotationswinkel θ stillsteht. Die Anfangsphase der Rotation des Signa-ls Es ist Θ. In der Zeichnung bezeichnet t ein.en Zyklus des Rotationswinkel-Erkennungssignals EO. Der Wert t ist gleich der Zyklusdauer des

Erregersignais I sinovt, auf dem die Phasenerkennung . basiert, t bezeichnet einen Zyklus des Rotationswinkel-Erkennungssignals Es. Aus Fig. 16 geht hervor, daß bei rotierender Welle 4 die Frequenz des Rotationswinkel-Erkennungssignals E (d.h. Es) von der Referenzfrequenz ω abweicht. Dies ergibt sich auch

3U1015

si

- ΊΑ -

aus Gleichung (10) und insbesondere entspricht die Frequenzabweichung der Winkelgeschwindigkeit ω . Wenn die Winkelfrequenz des Rotationswinkel-Erkennungssignals Es ω ist, kann Es aus Gleichung (10) ausgedrückt werden als

Es = K¹ sin (ω t + θ )

S O

= K¹ sin { (ω +ü).,)t + B_n > (14) .

In Fig. 16 ist ΔΘ der Unterschied z-wisphen der Phasendifferenz θ , um die das Referenzsignal· I sintot zu einer bestimmten Zeit von dem Rotationswinkel-Erkennungssignal E (d.h. Es) abweicht, einerseits und einer Phasendifferenz θ , um die das Referenzsignal I sintot sich t Sekunden später von dem Rotationswinkel-Erkennungssignal E unterscheidet, andererseits. Wenn die Welle 4 stationär ist, ist θ = θ und ΔΘ = 0, während bei rotierender Welle 4 ΔΘ der Winkelgeschwindigkeit ω., der Welle 4 entspricht. Im einzelnen beträgt der der Zeit t entsprechende Phasenwinkel, wenn man die Periode t_Q des Referenzsignals I sinut zu 2π (im Bogenmaß) macht, wie aus Fig. 16 hervorgeht, f^smdt und Δθ wird ausgedrückt als

ΔΘ = 2ιτ - / ^Süidt (15)

Wie sich aus Gleichung (14) ergibt, ist

3H1015

ω = ω₃ - ω_Μ (16)

Substituiert man dies in Gleichung (15), so ergibt sich

ΔΘ = 2π / £s u>_gdt + / ^s ω_Mdt

= /^fc scodt . . . (17)

Da ω = 2 ir ~ ist, gilt /^t sωdt = 2π. Wie sich aus

S u-S O

Gleichung (17) ergibt, ist ΔΘ eine Funktion der Winkelgeschwindigkeit ω_Μ· Durch Auflösung von Gleichung (17) nach ω_Μ ergibt sich

ΔΘ■- ω_Μ - t_s

ΔΘ (18)

Die Winkelgeschwindigkeit ω_Μ kann auf der Basis von ΔΘ und t gefunden werden. Im einzelnen erhält man t durch Zählen eines Zyklus des Rotationserkennungs-

Signals E (d.h. Es) durch den Impulstakt CP. Wenn der dem Wert t entsprechende Zählwert η ist und wenn ein Zyklus des Impulstaktes CP mit φ (sec.) bezeichnet wird-, gilt

t " = n_s . φ ..... (19)

Den Wert ΑΘ kann man auch auf der Basis des Zählwertes η erhalten. Wenn die Anzahl der Zählungen des Impulstaktes CPfder einem.Zyklus t des Referenzsignals I sinuit entspricht, η ist, kann die Winkelfrequenz ω ausgedrückt werden als

^ω ^ t ^/7T η . φ
s ο

Bei Substitution von Gleichung (20) in Gleichung (15) und Auflösung des Integrationsausdrucks ergibt sich

ίο δθ = 2π -

ⁿo ⁿo

⁽²¹⁾·

Durch Substitution der Gleichungen (21) und (19) in Gleichung (18) ergibt sich

wobei η eine Konstante ist, die einem Frequenzteiler verhältnis ^m entspricht, und η = 2M. Die Periode φ des Impulstaktes CP ist eine bekannte Konstante. Wie sich aus Fig. 22 ergibt, kann daher die Winkelgeschwindigkeit ω_Μ durch Zählen eines Zyklus des Rotationswinkel-Erkennungssignals E ermittelt werden um den 2ählwert η zu erhalten. Somit braucht nur

SS

Gleichung (22) aufgelöst zu werden. Da aus Gleichung (16) ω = ω - ω ist, kann die Lösung altei nativ auch durch folgende Auflösung erhalten werden;

ω,. - ω - ω
M s

£— — 2ττ -τ—

S O

Zwischen der Winkelbeschleunigung cl. und der Winkelgeschwindigkeit ω besteht die folgende Beziehung

d -. ΔωΜ

d .
^aM " dt ^ωΜ " ΔΓ

worin Δω_Μ der Betrag der Änderung der Winkelgeschwindigkeit ω_Μ während des Zeitintervalls At ist. Die* Winkelgeschwindigkeit zur Zeit t₁ sei u>_M1 und die Winkelgeschwindigkeit zu einer um t_Q Sekunden späteren Zeit t₂ sei ω . Dann gilts

1-5 ^At = ^ts' ^ΔωΜ ^{= ω}Μ2 - ^ωΜΓ

Da aus Gleichung (19) .gilt t = η "φ, kann Gleichung (23) in die folgende Form umgeschrieben werden:

rs

UM -	ωΜ2	- ωΜ1
	ωΜ2	- ωΜ1
ns	• Φ

(24) .

Die Winkelbeschleunigung α kann daher berechnet werden, indem die Winkelgeschwindigkeit ω für jeden einzelnen Zyklus t des Rotatiönswinkel-Erkennungssignals E (d.h. Es) ermittelt wird, um die Differenz zwischen der Winkelgeschwindigkeit ω ₂ und der Winkelgeschwindigkeit ω .. zu ermitteln und diese Differenz durch das Produkt der Zählung η und di Periodendauer φ des Impulstaktes CP zu teilen.

Im folgenden wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 17 bis 23 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung erläutert, bei der die Geschwindigkeiten und Beschleunigungen unter Durchführung der obigen Operationen ermittelt werden;

In Fig. 17 sind die Schaltungen 25 bis 24 zur Versorgung der Primärspulen 2A, 2C, 2B und 2D des Detektorkopfes 12 mit dem Sinuswellensignal I sinuit und dem Kosinuswellensignal I costot jeweils in gleicher Weise ausgebildet und geschaltet wie die entsprechenden Teile, die in der in Fig. 6 dargestellten Schaltung 13 enthalten sind, mit der Ausnahme, daß in Fig. 17 die Ausgangssignale ■=■ Pa und

•j Pa¹ am Ausgangsanschluß Q und dem inversen Ausgang Q des Flip-Flops 20 einer Schaltung 54 zugeführt werden, die eines dieser Ausgangssignale *

selektiert und dem Tiefpaßfilter 22 zuführt, so daß die Erregersignale in Abhängigkeit von der Drehrichtung in ihrer Phase um 180° umgeschaltet werden können, wie nachfolgend noch erläutert wird.

Von, der Sekundärspule 7 des Detektorkopfes erhält man das Wechselspannungssignal E = Es = K¹ sin

(ω t + θ ), dessen Frequenz um den der Rotationss ο

geschwindigkeit entsprechenden Wert ω_Μ abweicht. Während die Richtung der Frequenzabweichung ω_Μ in Bezug auf die Referenzfrequenz ω von der Drehrichtung der Welle 4 abhängt, erfolgt die nachfolgende Beschreibung unter der Annahme, daß die Welle 4 in einer positiven Richtung rotiert, nämlich in einer solchen Richtung, daß die Frequenz io_g größer ist als die Referenzfrequenz ω. Diese positive Drehrichtung wird im folgenden als im Uhrzeigersinn bezeichnet.

Der Geschwindigkeitsdetektor 55 dient zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit auf der Basis des Aus» gangssignals E (Es) des Detektorkopfes 12 und enthält eine Periodenrechenschaltung 56, eine Rechenschaltung 57 und eine Halteschaltung 58. Die Periodenrechenschaltung 56 dient zur Ermittlung der Periode t des Ausgangssignals E (Es) des Detektorkopfes 12.

Sie gibt den dem Wert t entsprechenden Zählwert η aus, indem-die Impulse des Impulstaktes CP über einen Zyklus eles Signals Es gewählt werden» Das Aus-

gangssignal E (Es) wird einem Komparator 59 zugeführt, der in Abhängigkeit ν'ψχ der Polarität des Eingangssignals E ein "1"-Signal oder "O"-Signal ausgibt. Ein monostabiler Multivibrator 60 gibt bei der Anstiegsflanke des Ausgangssignals einen kurzen Impuls G ab, der beispielsweise eine Dauer von etwa 100 ns hat. Der monostabile Multivibrator 61 gibt bei der Abfallflanke des Impulses G einen kurzen Impuls H ab (s. Fig. 18). Der Impuls G wird daher mit der Periode t des Ausgangssignals E (Es) schritthaltend erzeugt, d.h. am Anfang dieser Periode t ). während der Impuls H ein wenig hinter dem Impuls G erzeugt wird'. Die Frequenzteilerschaltung 62 teilt die Frequenz des Impulstaktes CP durch zwei und ein Zähler 63 zählt die Ausgangsimpulse der Schaltung Dem Rücksetzeingang des Zählers 63 wird der Impuls H zugeführt. Der Zählerstand des Zählers 63 wir.d einem Register 64 zugeführt, dessen Ladesteuereingang mit dem Impuls G beaufschlagt wird. Der Zähler 63 wird daher rückgesetzt/unmittelbar nachdem durch den Impuls G ein Zählwert in das Register 64 eingegeben worden ist. Weil der Zähler 63 von dem Impuls H in jedem Zyklus t des Ausgangssignals E (Es) rückgesetzt wird, erhält der Zähler 63 den der Zyklusdauer t entsprechenden Zählwert η im Zeitpunkt des Impulses G unmittelbar vor dem Impuls H bei. Dieser Wert η wird daher in das Register 64 eingespeichert.

Die Rechensehaltung 5.7 führt die Operation der Gleichung (22) aus. Da 2π, η , φ bekannte Kons sind, kann die Operation, wenn der Zählwert η

4t€ -

in dem Register 64 gespeichert wird, in der folgenden Reihenfolge ausgeführt werden:

no -	2π	η S
R1	η · i
ns
- x R2

^R1 R₃.

Hierin sind R-, R₂ und R- die Ergebnisse der oben beschriebenen Rechenschritte. Da bei diesem Ausführungsbeispiel der Zähler 63 frequenzKalbierte Taktimpulse CP zählt, bezeichnet φ in der obigen Formel die doppelte Periodendauer des Impulstaktes CP. Mit anderen Worten: Der Impulstakt CP hat bei diesem Beispiel eine Periodendauer von %. Die anderen Konstanten sind die folgendens Die Periode t des Referenzsignals I sinoat, das durch Frequenzteilung des Impulstaktes CP durch 2M entstanden ist, beträgt φΜ, nämlich 2M-mal die Zykluszeit des Impulstaktes CP. Der der Periodendauer t entsprechende Zählwert η errechnet sich zu η = τ— ~ M. Wenn der Frequenzteilerfaktor M der Frequenzteilerschaltung 16 den Wert 9766 hat, ist n_Q = 9766. Wenn die Frequenz des Impulstaktes CP 3,2 Mlz beträgt, ist

^φ " 1600000*

Die Anzahl der Umdrehungen pro Sekunde kann man erhalten, indem die durch Gleichung (22) berechnete Winkelgeschwindigkeit ω., durch¹ Null geteilt wird.

$0

*r -

Im allgemeinen wird die Rotationsgeschwindii§keit durch die Drehzahl ausgedrückt und nicht diirch ; die Winkelgeschwindigkeit ω... In der Rechenschaltung 57 wird daher bei der Multiplikation in der Operationsstufe (3) Vorzugsweise der Wert —— benutzt, der durch "Peilen des Koeffizienten

durch 2tt entstanden ist. Der Rechenschritt (3) wird daher wie folgt modifiziert:

C "ii ■■* 13 ^m ■» TO

^{W n}o ^{φ 2 3}

Das so erhaltene Ergebnis R., ( -~- ) , das die Rotationsgeschwindigkeit der Welle 4 angibt, wird von der Halteschaltung 58 festgehalten. Der Wert wird zum Zeitpunkt des Impulses G in die Halteschaltung eingegeben, so daß der die Rotationsgeschwindigkeit angebende und in der Halteschaltung 58 festgehaltene Wert X in jedem Zyklus t des Ausgangssignals E neu geschrieben wird. Der Rechenschaltung 57 werden der Impulstakt CP und die Impulse G zur Zeitsteuerung der Operation zugeführt.

Der Rechenschritt (3) kann natürlich als solcher durchgeführt werden, um die Winkelgeschwindigkeit ω_Μ zu erhalten.

Zur Ermittlung der Drehrichtung der Welle 4 durch Vergleichen des von dem Register 64 ausgegebenen Ausgangssighals η mit dem Referenzzählwert η

S O

dient ein digitaler Komparator 65. Dieser gibt zum Zeitpunkt des Impulses G ein "1"-Signal aus, wenn η > η ist,und ein "0"-Signal in den anderen

31Λ101

Fällen. Das Ausgangssignal des !Comparators 65 wird dem Umschalter 54 zugeführt, der die von ihm

1 1 selektierte Impulsfolge von -j Pa auf ■·=· Pa¹ oder umgekehrt jedesmal dann umschaltet, wenn ihm von dem Komparator 65 ein "1"-Signal zugeführt wird.

Es sei angenommen, daß der Umschalter 54 gegenwärtig die Impulsfolge j Pa selektiert und daß die Drehung im Uhrzeigersinn erfolgt, während die Frequenz ω des Ausgangssignales E (Es) größer ist

als die Referenz frequenz (ω., > ω). Dann gilt η < η und der Komparator 65 gibt ein "O"-Signal

S O

aus, so daß die Schaltung 54 weiterhin die Impulsfolge j Pa selektiert. Wenn in diesem Zustand die Drehrichtung wechselt und die Drehung nun im Gegenuhrzeigersinn erfolgt, nimmt die Winkelgeschwindigkeit u>_M den negativen Wert - ω an und es gilt ω_Μ < ω, während η > η ist. Das Ausgangssignal des Komparators wechselt daher auf "1", mit dem Ergebnis, daß der Umschalter 54 von der Impuls-

1 1

folge ■=■ Pa auf die Impulsfolge ·~ Pa" umschaltet. Dies bedeutet, daß i in Gleichung (6) auf - I sin

a .j

o)t wechselt, wenn das der Impulsfolge ■* Pa¹ entsprechende Ausgangssignal des Filters 22 (- sincot) ist. Die Substitution von - I sinojt für i in Gleichung (6) zeigt, daß die Polarität des Ausgangs.signals E lediglich-umgekehrt worden ist,

$Z

während andererseits die Richtung der Phasenverschiebung a].s Ergebnis der Änderung der Drehrichtung der Welle 4 die Gleiche bleibt. Mit anderen Worten: Während eine Änderung der Drehrichtung zu einer Umkehr der Richtung der Phasendifferenz θ des Ausgangssignals E von positiv nach negativ oder umgekehrt führt, wenn die Richtung der Phasendifferenz, der die Primärspulen erregenden

Signale i , i, die Gleiche bleibt, kann man die a υ

Phasendifferenz 0 des Ausgangssignals E jederzeit in derselben Richtung halten, indem die Phasen der die Primärspulen erregenden Signale i , i, bei

a ώ

einer Drehrichtungsumkehr umgekehrt werden. Die Beziehung η < η ist auf diese Weise für die Drehung

S O

im Gegenuhrzeigersinn erfüllt, indem die Erregersignale umgeschaltet werden/ und das Ausgangssignal des Komparators 65 wechselt daher unverzüglich auf "0". Bei Umkehr der Drehrichtung vom Gegenuhrzeigersinn in den Uhrzeigersinn ist, wenn von dem Umschalter 54 die Impulsfolge -= Pa¹ selektiert wird, die Beziehung η > η erfüllt und der Komparator 65 gibt ein "1"-Signal aus. Die Folge hiervon ist, daß der Umschalter 54 betätigt wird und nunmetir die Impulsfolge y ?^a selektiert. Daher wird für die Drehung im Gegenuhrzeigersinn unverzüglich die Beziehung

η < η aufgestellt,
so

Der Komparator 65 und der Umschalter 54 dienen auf diese Weise zur Realisierung der Beziehung η < η Als Folge hiervon kann die Rechenschaltung 57 besonders einfach ausgebildet werden (weil η - η

ο s

stets positiv ist). Ferner kann der von der Halteschaltung 58 ausgegebene Wert X der Rotationsgeschwindigkeit auf einfache Weise verarbeitet werden, weil eine zusätzliche Schaltung zur Ermittlung des Absolutwertes der von der Halteschaltung 58 ausgegebenen Rotationsgeschwindigkeit X, die in Abhängigkeit von der Drehrichtung positiv oder negativ sein könnte, falls der Komparator 65 und der Umschalter 54 nicht vorhanden wären, nicht erforderlich ist.

Die Erfindung kann jedoch auch ohne Komparator 65 und Umschalter 54 realisiert werden. Die Beschleunigungsrechenschaltung 66 führt die Operation von Gleichung (24) auf der Basis der von der Geschwindigkeitserkennungsschaltung 55 gelieferten Geschwindigkeitsdaten aus und ermittelt daraus die Beschleunigung α... Der Beschleunigungs-Rechenschaltung 66 werden außerdem zugeführt: der in der Halteschaltung 58 als Wert X₁ festgehaltene Wert der vorhergehenden Rotationsgeschwindigkeit, das von der Rechenschaltung 57 als Wert X₂ der gegenwärtigen Rotationsgeschwindigkeit ausgegebene Resultat R₃ des obigen Rechenschrittes (5) und der in dem Register 64 gespeicherte Zählwert η der Periodendauer t des Signals E, der die Zeit angibt,

die zwischen der vorhergehenden Erkennung der gegenwärtigen Erkennung vergangen ist.

Auf der Basis dieser Daten wird

3U1015

X₂ -

n_s · φ (25)

berechnet vim die Rotationsgeschwindigkeit zu ermitteln. Wenn X₂ = -~ und X₁ = .-4~ ist, reduziert sich die obige Formel auf

^ωΜ2 ~ ^ωΜΐ oM .'

2π · η . φ 2

Diese Rechnung erweist sich als derjenigen der Gleichung (24) insoweit ähnlich, als man durch Gleichung (24) die Winkelbeschleunigung a„ enthält, während durch die Rechenoperation des' Ausdrucks

(25) das Maß der Änderung der Rotationsgeschwindigkeit pro Sekunde bzw. die Beschleunigung y- direkt gefunden wird. Wenn X₁, X₂ jeweils die Winkelgeschwindigkeit ω_Μΐ, ω ρ angeben, erhält man die Winkelbeschleunigung a_M nach Gleichung (24), in der Rechenschaltung 66. Der die Beschleunigung 2~ angebende Wert, den die Rechenschaltung 66 liefert, wird zum Zeitpunkt des Impulses G der Halteschaltung 67 zugeführt. Von der Halteschaltung 67 wird auf diese Weise der Wert der Rotationsbeschleunigung ausgegeben. Dieser Wert wird in jedem Zyklus des Ausgangssignals E neu geschrieben.

Während bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 17 die Rotationsgeschwindigkeit auf der Basis der Periodendauern t , t (η , η ) ermittelt wird, kann die ο s ο s

Rotationswinkelgeschwindigkeit ω auch durch direkte Messung der Frequenz ω des Ausgangssignals E (Es) gemäß Fig. 19 erhalten werden. Die Schaltung in Fig.

19 enthält die Baugruppen 18 bis 24, die jeweils die gleiche Funktion ausführen wie die gleichnummerierten Schaltungen in Fig. 17. Diese Schaltungen erzeugen ein Sinuswellensignal I sinoüt und ein Kosinussignal I cosuit auf der Basis des oszillierenden Ausgangssignals der Oszillatorschaltung 68. Das Ausgangssignal E (Es) des Detektorkopfes 12 wird dem Komparator 69 zugeführt, der die gleiche Funktion ausübt wie der Komparator 59 in Fig. 17 und ein Impulssignal F ausgibt, das die gleiche Frequenz hat wie das Ausgangssignal E. Eine Frequenzmesschaltung 70 mißt die Frequenz

ω des Impulssignals F und gibt einen entsprechenden s

Ausgangswert X₂ aus, der die gegenwärtige Dreh-Winkelgeschwindigkeit ü>_m angibt. Der Grund liegt darin, daß aus Gleichung (13) gilt: ω = ω - ω,

M S

und daß ω_Μ durch Messung der Frequenz ω des Signals F (d.h. des Ausgangssignals E) berechnet werden kann.

Fig. 20 zeigt ein Beispiel der Frequenzmeßschaltung 70, in der ein Frequenz/Spannungs-Umsetzer 7OA benutzt wird, um eine die Drehwinkelgeschwindigkeit ü>_M anzeigende Analogspannung V (ω.,) zu erzeugen. Die Rotationsgeschwindigkeit kann man bei diesem Ausführungsbeispiel sehr einfach erhalten, da die dem Eingangssignal F entsprechende Ausgangsspannung V (ω ) in proportionaler Beziehung zu der Differenz ω - ω zwischen der Eingangsfrequenz ω

5 . S

und der versetzten Frequenz ω steht, nämlich zur Rotationsgeschwindigkeit ω_Μ, indem die versetzte

. -\ :":.;.:- -. ' 3H1015 66

Frequenz des Frequenz/Spannungs-Umsetzers 7OA auf die Referenzfrequenz ω voreingestellt wird.

Fig. 21 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Frequenzmeßschaltung 70, wobei ein Frequenzzähler 7OB zur Ausgabe eines die Rotationsgeschwindigkeit angebenden Digitalwertes C (ω_Μ) benutzt wird. Der Der Wert C ( ω ), der die gezählte Frequenz ω an-

S S

gibt,und der Wert C (ω), der die Referenzfrequenz ω angibt, werden einem Subtrahierer 7OC zugeführt,um den Geschwindigkeitswert C (ω_Μ) zu erhalten.

Die direkte Frequenzmessung gemäß Fig. 19 ist vorteilhaft, wenn ein Detektorkopf mit besonders hoher Auflösung, wie er weiter unten noch beschrieben wird, benutzt wird, weil die Genauigkeit der Frequ,enzenmessung vergrößert wird, wenn die der Drehwinkelgeschwindigkeit entsprechende Frequenzdifferenz von einem derartigen Detektorkopf stark vergrößert wird. Der von der Frequenzmeßschaltung 70 ausgegebene Wert wird jeweils zu bestimmten Zeitpunkten von einer Speicherschaltung 71 festgehalten. Der Beschleunigungsrechenschaltung 66 werden das Ausgangssignal der Speicherschaltung 71 als vorhergehender Geschwindigkeitswert X und das Ausgangssignal der Frequenzmeßschaltung 70 als gegenwärtiger Geschwindigkeitswert X₂ zugeführt, um daraus die Beschleunigung auf der Basis der Änderung (X₂ - X₁) zu berechnen.

3Η10Ί5

tr

Wenn die Geschwindigkeit ω und die Beschleunigung a_M als Analogwerte ermittelt werden sollen, kann als Frequenzmeßschaltung der Frequenz/Spannungs-Umsetzer 7OA, wie er in Fig. 20 dargestellt ist, benutzt werden. Im allgemeinen haben Frequenz/ Spannungs-Umsetzer jedoch eine relativ hohe Zeitkonstante, so daß sie nur begrenzt auf eine Geschwindigkeitsänderung reagieren.

Zur Verbesserung der Reaktion auf eine Geschwindig-0 keitsänderung kann statt dessen ein Zyklus/Spannungs-Umsetzer gemäß Fig. 22 benutzt werden. Das Signal F vom Komparator 69 wird einem Referenzzeitgenerator 72 sowie einem Torsignalgenerator 73 zugeführt. Die Wellenform des Signals F ist in Fig. 23 a dargestellt.

Der Referenzzeitgenerator 72 wird durch die Abfallflanke des Signals F getriggert und erzeugt Impulse mit einer Referenzzeitdauer t (Fig. 23 b), die einem Zyklus des Referenzsignals I sincot entspricht. Ein Rampenspannungsgenerator 74 erzeugt eine Rampenspannung mit einem bestimmten Gefälle, bei der jeder Rampenabfall bei der Abfallflanke des Referenzzeitimpulses beginnt, wie aus Fig. 23 c hervorgeht. Die Ranpenspannungwird einer Abtast- und Halteschaltung 75 zugeführt. Der Torsignalgenerator 7 3 gibt einen in Fig. 23 d dargestellten Abtastimpuls aus, wenn das Signal F abfällt. Dieser Abtastimpuls wird dem Abtaststeuereingang der Abtast- und Halteschaltung 75 zugeführt. Ein zum Zeitpunkt der Anstiegsflanke des Signals F erzeugter Rücksetzimpuls wird von dem Torsignalgenerator 73 dem Rampenspannungsgenerator 74 zugeführt, um die Rampenspannung gemäß Fig» 23 c

auf den Maximalwert rückzusetzen.

Wie oben schon erwähnt, ist'der Zyklus des Signals F gleich demjenigen des Ausgangssignals E des Detektorkopfes 12 (Fig. 19) und er ändert sich entsprechend der Drehgeschwindigkeit. Wenn die Drehgeschwindigkeit 0 ist, (im stationären Fall) ist ein Zyklus des Signals F gleich der Referenzzeit t . Da jeder Impuls der von dem Rampenspannungsgenerator 74 erzeugten Rampenspannung mit der Abfallflanke des Referenzzeitimpulses t beginnt, kann man die der Rotationsgeschwindigkeit ω_Μ entsprechende Gleichspannung V (ω ) durch Abtasten und Festhalten der Rampenspannung am Ende eines jeden Zyklus des Signals F mit der Abtast- und Halteschaltung 75 ermitteln. Eine Zyklus/Spannungs-Umwandlungsschaltung, der oben erwähnten Art, bei der eine der Rotationsgeschwindigkeit entsprechende Spannung V (üi„) für jeden Zyklus geliefert wird, reagiert schnell und erkennt sogar extrem kleine Unterschiede der Zyklusdauer mit hohem Auflösungsvermögen.

Durch die Kombination der Schaltungen nach den Fig. 9, 10 oder 12 mit den Schaltungen der Fig. 17 oder 19 ist es möglich, mit nur einem Detektorkopf 12 den Drehwinkel θ und die Rotationsgeschwindigkeit ω , nämlich die Drehzahl X (U/s), sowie die Rotationsbeschleunigung a_M, nämlich die Änderung der

aM
Drehzahl -γ- , gemeinsam zu ermitteln.

Im folgenden wird nun ein Ausführungsbeispiel des Detektorkopfes beschrieben, der gegenüber den zuvor

-SA-

beschriebenen Detektorköpfen dahingehend verbessert ist, daß die Pole von Stator und Rotor mit Zähnen versehen sind.

Bei dem Detektorkopf der Fig. 24 a und 24 b weist der Stator 76, ähnlich wie der Stator 1 in Fig. 1·, vier Pole A,B,C und D auf, die jeweils um 90° gegeneinander versetzt sind. Die Primärspulen 2A - 2D und die Sekundärspulen 7A - 7D sind jeweils auf die Pole A,B,C und D gewickelt.

Der Rotor 77 ist zahnradförmig ausgebildet und er trägt zahlreiche in gleichmäßigen Teilungsabständen über seinen Umfang verteilte Zähne. Jeder der Zähne des Rotors 77 besteht aus einer Zahnlücke 3a und einem Vorsprung 3b. In gleicher Weise haben die Pole A,B, C und D des Stators 76 an ihren dem Rotor 77 zugewandten Endbereichen Zähne, die aus einer Ausnehmung 1a und einem Vorsprung 1b bestehen, wobei die Zahnteilung derjenigen der Zähne des Rotors 77 entspricht. Die Zähne 3a,3b des Rotors 77 entsprechen den Zähnen 1a,1b der Pole A-D in der Weise, daß zwischen den Polen, die jeweils ein Paar bilden (d.h. A und C oder B und D),jeweils eine der halben Teilung entsprechende mechanische Phasendifferenz erzeugt wird. Durch diese Anordnung variiert die magnetische Leitfähigkeit zwischen dem Pol A (oder B) und dem Rotor 77 und die magnetische Leitfähigkeit zwischen dem Pol C (oder D) und dem Rotor 77 differentialartig in Perioden, die jeweils einer Zahnteilung entsprechen. Außerdem wird zwischen den Polen eines

3 H101

- sn -

jeden Polpaars (d.h. A und C oder B und D) eine mechanische Phasendifferenz, die kleiner ist als die halbe Zahnteilung,erzeugt. Da bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel zwei Polpaare vorhanden sind (A und C und B und D), ist die Vorrichtung so konstruiert, daß eine mechanische Phasendifferenz von j Zahnteilung, also der Hälfte von -j Zahnteilung, erzeugt wird. Der Zusammenhang zwischen den Zähnen 3a,3b des Rotors 77 und den Zähnen 1a, 1b der Pole A-D des Stators 76 ist in Fig. 25 dargestellt. Dort beträgt die Anzahl der Zähne pro Umdrehung des Rotors 77 9. Hierbei handelt es sich jedoch nur um ein Ausführungsbeispiel.

Da die Stellung der Zähne 1a, 1b des Poles A des Polpaares A,C relativ zu den Z,ähnen 3a,3b des Rotors 77 um einen Zahnabstand außer Phase zu der Position der Zähne 1a,1b des Poles C in Bezug auf die Zähne 3a, 3b des Rotors 77 ist, ist der magnetische Leitwert im Spalt zwischen dem Endbereich (Zahnbereich) des Poles C und dem Zahnbereich des Rotors 77 ein Minimum, wenn der magnetische Leitwert in dem Spalt zwischen dem Endbereich des Poles A und dem Zahnbereich des Rotors 77 ein Maximum ist. Bei einem Rotationswinkel, der um j der Zahnteilung gegenüber diesem Winkel verschoben ist, ist der magnetische Leitwert des Poles A gleich demjenigen des Poles C, wogegen bei einem um -j Zahnteilung verschobenen Rotationswinkel der magnetische Leitwert des Poles A ein Minimum und derjenige des Poles C ein Maximum einnimmt. Auf diese Weise ändert sich der magnetische Leitwert des Poles A in entgegen-

gesetzter Richtung (d.h. differentialartig) zum magnetischen Leitwert des Poles C mit einer Rate von 1 Zyklus pro Zahnteilung. Das gleiche gilt für das andere Polpaar B und D. Da das Polpaar B,D gegenüber dem Polpaar A, C um 90° verschoben ist, erfolgt die Änderung des magnetischen Leitwertes an dem Polpaar A,C bei einem Drehwinkel, der um -ξ der Zahnt
schoben ist.

-ξ der Zahnteilung gegenüber dem Polpaar A, C verDie magnetischen Leitwerte P ', P ', P ' und P-" zwischen den Statorpolen A,B,C und D und dem Rotor 77 ändern sich mit dem Drehwinkel θ gemäß folgenden Gleichungen

P_A' = P₀ + P₁ sin ΝΘ

P_n ¹ = P_n - P₁ cos ΝΘ

^B 0 1 ....... (26).

^pc' ^{= p}o "" ^P1 ^{sin Νθ}

P_n ¹ = P_n + P₁ cos ΝΘ

In diesen Gleichungen sind P_n und P₁ Konstante, die in derselben Weise definiert sind wie in Gleichung (1). Wie sich aus einem Vergleich der Gleichung (1) mit den Gleichungen (26) ergibt, tritt die Änderung der Leitwerte P₇. bis P für jede Rotordrehung in dem zahnlosen Detektorkopf der Fig. 1 a, 1b, 3a, 3b, 4 a, 4b, 5 a, 5b, 14 a, 14 b, 15 a und 15 b auf (d.h. ein Zyklus pro Rotorumdrehung), wogegen bei dem gezahnten Detektorkopf die Änderung der Leitwerte P_A' bis P_D' sich für jeden —■ -Radian (d.h. ein Zyklus

2ττ
pro jj- -Radian) zyklisch wiederholt, entsprechend einer Zahnteilung der Rotorzähne 3a, 3b. In dem gezahnten Detektorkopf wird daher die dem Rotationswinkel· θ entsprechende Phasendifferenz auf das N- fache erhöht und in dem Ausgangssignal E als ΝΘ realisiert. Durch Erregung der Pole A und C des Stators 76 der Fig. 24 durch das Sinussignal I sinojt und der Pole B und D durch das Kosinussignal I cosoot in der gleichen Weise wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 entsteht aus demselben Grunde wie bei den Gleichungen (1) und (7) das Summenausgangssignal· E der Sekundärspulen 7A bis 7D wie folgt:

E = K sinCüit - ΝΘ) (27).

Als Schaltungen zur Erkennung der Phasendifferenz Νθ in Abhängigkeit von diesem Ausgangssignal E können die gleichen Schaltungen wie diejenigen der Fig. 6, 9,10 und 12 benutzt werden. Wenn beispielsweise der Detektorkopf der Fig. 1 a und 1 b als Detektorkopf 12 in Fig.6 benutzt wird, entspricht ein Zählvorgang des Zählers 30, der modulo M zähit, rr Radian, wogegen bei Verwendung des Detektorkopfes der Fig. 24 a und 24 b ein Zähivorgang einem Winkel· von r=rr Radian entspricht, was eine um das N-fache Erhöhung des Auflösungsvermögens bedeutet. Als Detektoreinheit 12 der Fig. 17 und 19 kann man auch den Detektorkopf der Fig. 24 a und 24" b mit hohem Auflösungsvermögen benutzen. In diesem Fall können die Rotationsgeschwindigkeit ω und die Rotationsbeschleunigung 2M mit hoher Aufiösung ermitte^ werden.

3U1015

Trotz der hohen Auflösung kann der Detektorkopf der Fig. 24 a und 24 b nur einen relativen Drehwinkel innerhalb einer Zahnteilung (d.h. -~ Radian) der Zähne 3a,3b ermitteln. Nötigenfalls müssen daher Vorkehrungen getroffen werden, um für jeden Zahn des Rotors 77 eine Grobmessung· des absoluten Drehwinkels durchzuführen, wobei der genaue Drehwinkel θ des Rotors 77 dann durch Kombination des Ergebnisses der Grob-Absolutwinkelmessung für jeden Zahn mit der oben beschriebenen Feinmessung des Relativwinkels erzielt wird. Fig. 26 zeigt schematisch ein Ausführungsbeispiel einer solchen Kombination. In Fig. 26 ist die Welle 4 deren Rota-tionswinkel θ gemessen werden soll, mit zwei Detektorköpfen 12A und 12B ausgestattet.

Der Detektorkopf 12B besteht gemäß Fig. 24 a und 24 b aus einem Stator 76 mit Zähnen 1a, 1b und einem Rotor 77, der Zähne 3a, 3b aufweist und den relativen Drehwinkel■für jeden Zahn mit hoher Auflösung erfaßt. Der andere Detektorkopf 12A dient zur Grobermittlung des absoluten Drehwinkels für jeden Zahn. Hierzu kann man die ungezahnten Rotationsköpfe der Fig. 1 a, 1 b, 3 a bis 5b, 14a bis 15b benutzen. Als Schaltung 13A zur Erzeugung des Referenzsignals I sincot und I cosü)t und als Schaltung 14A zur Ermittlung der Phasendifferenz θ im Ausgangssignal E der Sekundärspulen im Detektorkopf 12A können die in Fig ο 9 mit den entsprechenden Bezugszeichen versehenen Baugruppen benutzt werden. In gleicher Weise kann die bei dem Hochauflösungs-Detektorkopf 12B benutzte Schaltung 14A' zur Ermittlung der Phasendifferenz

ΝΘ im Ausgangssignal E der Sekundärspulen gleichermaßen konstruiert sein wie die oben beschriebene Schaltung 14A. Die Schaltung ist nicht auf das Ausführungsbeispiel der Fig. 9 beschränkt, sondern man kann auch eine der Schaltungen nach Fig. 6, 10 oder 12 oder eine andere Schaltung benutzen. Ein Register in der Schaltung 14A hält den das Ergebnis der Groberkennung des Absolut-Drehwinkels darstellenden Wert D_n fest. Ein Register 3\^l in der Schaltung 14A¹ hält den Wert D_NQ fest,

der das Ergebnis der relativen Hochauflösungs-Drehwinkelmessung innerhalb einer Zahnteilung der Rotorzähne darstellt. Der Zähler 30 und das Register 31 (31') der Fig. 26 üben die gleiche Funktion aus wie die mit den entsprechenden Bezugszeichen versehenen Baugruppen der Fig. 9. Eine detaillierte Darstellung der Schaltungsteile der Schaltungen 13A, 14A und 14a¹, deren Aufbau sich jeweils aus Fig. 9 ergibt, erübrigt sich. Die Schaltung 13A, die die Referenzsignale I sinwt und I cosoit erzeugt, wird für die beiden Detektorköpfe 12A und 12B gemeinsam benutzt. Die Relation zwischen den Phasendifferenzwerten D0 und D._TQ, die durch die Schaltungen 14A und Nd

14a¹ ermittelt werden,und dem Rotationswinkel θ ist in den Teilen a und b'in Fig. 27 dargestellt. Wie sich aus Fig. 27 ergibt, muß der Drehwinkel mit hohem Auflösungsvermögen ermittelt werden, indem die von den Detektorköpfen 12A und 12B gemessenen Phasendifferenzdaten V_n und V._TQ miteinander kombiniert werden. Für den Detektorkopf 12A kann eine Vorrichtung benutzt werden, die den in Teil c von Fig.

- ve -

27 dargestellten Meßwert D₀' erzeugt, der entsprechend den Stellungen der jeweiligen Zähne abgestufte Bereiche aufweist. Diese Vorrichtung kann beispielsweise aus einer Kombination von Schaltern, Sensoren und einer Vera£beitungsschaltung konstruiert sein.

Der Aufbau des Stators 76 und des Rotors 77 sind nicht auf die Ausführungsbeispiele der Fig. 24 a und 24 b beschränkt, sondern können im Rahmen der Erfindung geändert werden. Beispielsweise kann die Flußrichtung des durch den Spalt zwischen dem Stator 76 und dem Rotor 77 in durchgehenden Flusses,der in den Fig. 24 a und 24 b radial ist, auch in eine axial zur Welle laufende Richtung geändert werden, wie in Fig. 28 dargestellt ist. In Fig. 28 weist der Rotor 78 Zähne mit einer gewissen Zahnteilung auf, wie der Rotor 77 in Fig. 24. Der Stator 79 hat vier Pole A, B,C und D, die in axialer Richtung abstehen und in gleichmäßigen Abständen über den Umfang verteilt sind.

Der Stirnbereich eines jeden Poles hat Zähne, die den Zähnen des Rotors 78 gegenüberliegen. Die Pole A-D tragen Primärwicklungen 2A-2D. Ferner ist ein axial vorstehender Pol 80 im Mittelbereich des Stators 79 vorgesehen und auf diesen Pol 80 ist die Sekundärspule 7 gewickelt.

Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 24 a sind die Pole A-D des Stators 76 auf dem gleichen Umfang angeordnet. Alternativ können die Pole A und C auch gegenüber den Polen B und D axial versetzt sein, wie in den Fig. 29 a und 29 b dargestellt ist, während

3 H1 O 1

die Winkelpositionen der Fig. 24 a beibehalten werden.Diese Konstruktion ermöglicht eine Verlängerung des Rotors 76. In Fig. 29 a ist der Rotor 81 in axialer Richtung etwas langer als der Rotor 77 der Fig. 1. Der Stator 82 weist nur zwei Pole A und C auf, deren Polaritäten sich differentialartig ändern/und der Stator 83 weist ebenfalls nur ein Polpaar B,D auf, dessen Pole B und D die Polaritäten differentialartig verändern. Diese Statoren 82 und 83 sind an derselben Welle derart angeordnet, daß die Polpaare A,C und B,D in Umfangsrichtung um 90° gegeneinander versetzt sind. Jeder der Pole A,B,C und D trägt, ebenso wie die Pole der Fig. 24 a, Primärspulen 2A-2D und Sekundärspulen 7A-7D.

Alternativ können Stator und Rotor gemäß Fig. 30 a bis 31 b auch so ausgebildet sein, daß die relative Winkelstellung der Polpaare A,C und B,D die gleiche ist wie bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen, wobei den Rotoren 77A und 77B eine diesen Polpaaren entsprechende mechanische Phasendifferenz von j der Zahnteilung erteilt wird. Fig. 30 a und 30 b zeigen Statoren 84 und 85, die E-fÖrmigen Querschnitt' haben und einander radial gegenüberliegen. Jeder der Pole A bis D trägt eine Primärspule und jeder der mittleren Pole 84C und 85C trägt eine Sekundärspule. Die Fig. 31 a und 31 b zeigen kreisförmige Statoren 82 und 83, deren Polpaare A,C und B,D jeweils die oben angegebenen Winkelpositionen haben. In den Zähnen der Rotoren

3H1015

77a und 77B wird eine mechanische Phasendifferenz von j Zahnteilung erzeugt, so daß der Detektorkopf tyach Fig. 31 a und 31 b in der gleichen Weise funktioniert wie derjenige in den Fig. 29 a tind 29 b.

Bei der Befestigung des Detektorkopfes an einem mechanischen System, bei dem die Wellendrehung ermittelt werden soll, müssen der Nullpunkt des mechanischen Systems und derjenige des Detektorkopfes genau zur Übereinstimmung gebracht werden und dies erfordert Präzisionsarbeit. Um eine solche Präzisionsarbeit entbehrlich zu machen, kann eine Phasenschieberschaltung 86 zur Justierung des Nullpunktes zwischen einer Sekundärspule 7 und einer Schaltung 14 (oder 14A bis 14C) zur Ermittlung der Phasendifferenz vorgesehen werden. Die Phasenschieberschaltung 86 enthält einen Widerstand Rw einen variablen Widerstand R- und einen Kondensator C-. Sie erzeugt ein Signal E, dessen Phase durch entsprechende Verzögerung des Eingangssignals E" entsprechend der Zeitkonstante der Schaltung verschoben ist. Die Zeitkonstante der Schaltung, d.h. der Betrag der Phasenverschiebung, wird an dem variablen Widerstand R₂ eingestellt.

Der Detektorkopf 12 wird an einer Welle des mechanischen Systems, z.B. mit Schrauben, befestigt, an welchem die Erkennung durchgeführt werden soll. Wenn die Nullpunkte des Detektorkopfes und des mechanischen Systems nicht exakt miteinander übereinstimmen, tritt in dem Ausgangs-

signal E¹ eine dem Montagefehler entsprechende Phasendifferenz auf. Unter der Annahme, daß das mechanische System richtig im Nullpunkt montiert ist und daß die Größe der Phasenverschiebung in der Phasenschieberschaltung 86 null beträgt, wird die Phase des Ausgangssignals E' des Detektorkopfes 12 nicht verschoben, sondern das Signal wird direkt der Phasendifferenz-Detektorschaltung 14 zugeführt, mit dem Ergebnis, daß der Ausgangswert D_Q der Phasen-

differenzerkennungsschaltung 14 einen dem Montagefehler entsprechenden Wert annimmt. Dieser Wert D_Q wird durch eine (nicht dargestellte) Anzeigevorrichtung angezeigt und dementsprechend erfolgt die Einstellung der Phasenschieberschaltung 86 durch Verstellung des variablen Widerstandes R_. Auf diese Weise wird ein Signal E erzeugt, bei dem die durch Montagefehler hervorgerufene Phasendifferenz von der Phasenschieberschaltung 86 kompensiert ist. Auf diese Weise erfolgt eine elektrische Justierung des NuIlpunktes durch die Phasenschieberschaltung 86, so daß eine exakte Ermittlung der Phasenverschiebung (d.h. des Winkels) auf der Basis des Positionserkennungssignals E, das im Nullpunkt justiert worden ist, durchgeführt werden kann. An die Präzision der Montage des Detektorkopfes an dem mechanischen System werden daher keine hohen Anforderungen gestellt, so daß sich eine relativ einfache Montage ergibt.

Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen ist die Anzahl der Polpaare des Stators nicht auf zwei PoI-paare A,C und B,C beschränkt, sondern kann auch entsprechend erhöht werden. Die beiden Pole A und C

(oder B und. D) , die ein Polpaar bilden, _t sind einander diametral gegenüber angeordnet (d.h. mit einem Winkelabstand von 180°), jedoch ist die relative Zuordnung dieser Pole hierauf nicht be~ schränkt. Die Primärspulen 2A-2D und die Sekundärspulen 7A-7D brauchen auch nicht in Reihe geschaltet zu sein, sondern sie können so gewickelt sein, daß den jeweiligen Primärspulen Wechselstromsignale zugeführt werden und daß die Ausgangssignale von den Sekundärspulen einzeln abgenommen und anschließend addiert oder subtrahiert werden. Bei dem Detektorkopf mit hohem Auflösungsvermögen brauchen die Ausnehmungen 1a, 3a der Zähne auch nicht Leerräume zu sein, sondern sie können mit einem nicht magnetischen Material gefüllt sein»

Claims (28)

1. 3U1015

   Ansprüche

   [ 1.yDrehwinkeldetektor mit einem Stator und einem relativ zu dem Stator drehbaren oder rotatorisch verstellbaren Rotor, dadurch gekennzeichnet , daß der Stator (1;1A, * 1B; 9; 9¹; 33, 33'; 76; 79; 82; 83; 84; 85)

   Pole (A, B, C, D; 9A-9D; 33A-33D) aufweist, auf |

   die Primärspülen (2A, 2B, 2C, 2 D; 34A, 34B) bzw. Sekundärspulen (7; 7A, 7B, 7C, 7D) gewickelt sind, daß der Rotor (3; 8; 10; 11; 32; 35; 77; 78; 81; 77A, 77B) derart ausgebildet ist, daß er jeweils einem Endbereich eines jeden Poles unter Trennung durch einen Spalt gegenüberliegt, wodurch ein durch den Pol hindurchgehender Magnetkreis geschlossen wird und sich die Reluktanz des Poles in Abhängigkeit von dem Drehwinkel verändert/ und daß die Primärspulen der jeweiligen ■% Pole von ungleichphasigen Referenz-Wechselströmen & erregt sind, derart, daß in der Sekundärspule ein ^ Ausgangssignal erzeugt wird, das von der Phasenverschiebung der Referenzstromsignale und dem Drehwinkel des Rotors abhängt.
2. 2. Drehwinkeidehektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Pole als Polpaare (A,C;B, D) angeordnet sind, daß jeweils die Pole eines Polpaares gegenphasig zueinander erregt sind und daß der Rotor derart ausgebildet ist, daß die Reluktanz der beiden ein Polpaar bildenden Pole sich differentialartig verändert,

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3. 3. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polpaare derart angeordnet und der Rotor derart ausgebildet sind, daß eine Funktion eines Drehwinkels in Bezug auf die Reluktanzänderung eine Phasendifferenz von j Zyklus zwischen den jeweiligen Polpa erzeugt und daß die Erregersignale der jeweiligen Polpaar
   verschoben sind.

   _k von j Zyklus zwischen den jeweiligen Polpaaren

   ' weiligen Polpaare um 90° gegeneinander phasen
4. 4. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pole des Polpaares an dem Stator (1; 9; 9'; 1A, 1B; 76; 79; 82,83) umfangsmäßig um 180° gegeneinander versetzt angeordnet sind, daß zwei der Polpaare umfangsmäßig um etwa 90° gegeneinander versetzt sind und daß eines der Referenz-Wechselstromsignale zur Erregung eines der Polpaare ein Sinuswellensignal und das Referenzsignal zur Erregung des anderen Polpaars ein Kosinuswellensignal· ist.
5. 5. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Rotor (3;8; 10; 11; 32; 35) derart ausgebildet ist, daß die Reluktanz sich bei einem Zyklus pro Umdrehung entsprechend einer trigonometrischen Funktion ändert.
6. 6. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Endbereich eines jeden Poles des Stators (1) der Drehachse des Rotors zugewandt ist und die Primärspulen (2A-2D) und die Sekundärspulen (7A-7D) auf die jeweiligen

   Pole gewickelt sind und daß der Rotor (3) zylindrisch ausgebildet und exzentrisch zu seiner Drehachse in einem Innenraum des Stators angeordnet ist.
7. 7. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Endbereich eines jeden Poles des Stators (1) der Drehachse des Rotors zugewandt ist und daß die Primärspulen (2A-2D) und die Sekundärspulen (7A-7D) auf die jeweiligen Pole gewickelt sind und daß der im wesentlichen zylindrisch ausgebildete Rotor konzentrisch zu seiner Drehachse in einem Innenraum des Stators angeordnet ist und eine in Bezug auf die Drehachse abgeschrägte Stirnseite aufweist.
8. 8. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche

   1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Stator (9) in seinem Mittelbereich einen Ausgangspol (9E) aufweist, welcher die Sekundärspule (7) trägt, daß die Primärspulen (2A-2D) auf die umfangsmäßig verteilt angeordneten Pole gewickelt sind, daß die Endbereiche der Pole parallel zur Drehachse des Rotors (10) gerichtet sind und daß der Rotor (10) eine den Stirnseiten der Pole des Stators mit bestimmten Abständen gegenüberliegende Scheibe aufweist, die exzentrisch an der Drehachse (4) des Rotors befestigt ist.

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9. 9. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Stator (9¹) in seinem Mittelbereich einen Ausgangspol (9E) aufweist, der die Sekundärspule (7) trägt, daß die Primärspulen auf die umfangsmäßig verteilt angeordneten Pole des Polpaares gewickelt sind, daß die Stirnseiten der Pole in Richtung der Drehachse (4) des Rotors (11) gerichtet sind und daß der Rotor (11) eine Scheibe aufweist, deren den Endbereichen der Pole des Stators gegenüberliegende Stirnseite relativ zur Drehachse abgeschrägt ist.
10. 10. Drehwinkeldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche,dadurch gekennzeichnet, daß der Rotor (77; 78; 81; 77A, 77B) Zähne (3a, 3b) mit vor- ^-gegebener Zahnteilung aufweist, daß der Stator (76; 79; 82, 83; 84,85) Zähne (1a, 1b) mit einer den Zähnen des Rotors an den jeweiligen Polen entsprechenden Zahnteilung aufweist, daß die Zähne des Rotors und die Zähne des Stators so geformt sind, daß die Korrespondenz zwischen den Rotorzähnen und den Statorzähnen sich in Bezug auf die beiden ein Polpaar bildenden Pole um die halbe Zahnteilung unterscheidet, so daß Reluktanzänderungen entstehen, von denen ein Zyklus einer Zahnteilung der Rotorzähne entspricht,und daß das durch Phasenverschiebung der Referenz-Wechselstromsignale entstehende Ausgangssignal mit hohem Auflösungsvermögen in der Sekundärspule in Abhängigkeit von dem relativen Drehwinkel innerhalb einer Grundteilung der Rotorzähne erzeugt wird.

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11. 11. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung der Polpaare und die Grundteilung der Rotorzähne derart bemessen sind, daß zwischen den jeweiligen PoI-paaren eine Differenz von j der Zahn-Grundteilung hinsichtlich der Zuordnung zwischen Rotorzähnen und Statorzähnen auftrittmnd daß die Erregersignale der Polpaare um 90° gegeneinander phasenverschoben sind.
12. 12. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die das Polpaar des Stators (77; 79; 82; 83) bildenden Pole umfangsmäßig um 180° gegeneinander versetzt sind, wobei die Polpaare gegeneinander um 90° versetzt sind/und daß eines der Referenzsignale der Polpaare ein Sinuswellensignal und das Referenzsignal des anderen Polpaars ein Kosinuswellensignal ist.
13. 13. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein Signalgenerator (13; 13A) zur Erzeugung zweier gegeneinander phasenverschobener Referenz-Wechselsignale diese Referenzsignale an die Primärspulender jeweiligen Pole liefert und daß ein Phasendifferenzdetektor (14;14A; 14B; 14C) zur Ermittlung der Phasendifferenz zwischen einem der Referenzsignale und dem Ausgangssignal der Sekundärspule und zur Ausgabe eines entsprechenden Drehwinkelwertes vorgesehen ist.

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14. 14. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 13', dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselsignalgenerator einen Taktimpulsoszillator (15) einen Zähler (13;·30) zur Frequenzteilung der Impulse und eine Schaltung (18 - 24) aufweist, die auf das Ausgangssignal des Zählers hin Referenz-Wechselsignale erzeugt, die gegeneinander phasenverschoben sind und eine vorbestimmte Frequenz haben,und daß der Phasendifferenzdetektor eine Schaltung (26,28, 31) zum Festhalten des Zählwertes des Zählers bei einer vorbestimmten Phase des Ausgangssignals der Sekundärspule zur Ermittlung eines digitalen Phasendifferenzwertes aufweist.
15. 15. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendifferenzdetektor eine Schaltung (38,39; 43,44) zur Erzeugung von mit einem der Referenz-Wechselsignale synchronisierten Rechteckimpulsen, eine die Rechteckimpulse integrierende Integrationsschaltung (40;45) und eine Schaltung (36, 37, 41,42; 46-51) zum Abtasten und Festhalten der Ausgangsspannung der Integrationsschaltung zu jeweils einer vorbestimmten Phase des Ausgangssignals der Sekundärspule aufweist, wobei der Phasendifferenzdetektor die Phasendifferenz in Analogform ermittelt.
16. 16. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet , daß ein Geschwindigkeitsdetektor (55) zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit des Rotors in Abhängigkeit von der Differenz der

    Frequenzen oder der Periodendauern zwischen dem Referenz-Wechselsignal und dem Ausgangssignal der Sekundärspulen vorgesehen ist.
17. 17. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß ein Beschleunigungsdetektor (66,67) zur Ermittlung der Größe der Änderung der von dem Geschwindigkeitsdetektor ermittelten Rotationsgeschwindigkeit vorgesehen ist, derart, daß die Rotationsbeschleunigung des Rotors in Abhängigkeit von der Änderung der Größe der Rotationsgeschwindigkeit ermittelt wird.
18. 18. Drehwinkeldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Positions detektor (12A) zur Ermittlung des Absolutwert eines Drehwinkels für mindestens eine Zahn-Grundteilung der Rotorzähne vorgesehen ist,
19. 19. Rotationswinkeldetektor nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch einen Phasendifferenzdetektor (14; 14A;, 14B; 14C;, 14A¹) zur Ermittlung der Phasendifferenz zwischen einem der Referenz-Wechselsignale und dem Ausgangssignal· der Sekundärspule, wobei der ermittelte Wert der Phasendifferenz als Relativwert des Drehwinkels benutzt wird und die Größe des absoluten Drehwinkels mit hohem Auflösungsvermögen durch Kombination des Relativwertes des Drehwinkels mit dem Absolutwertdetektor ausgegebenen Absolutwert der Drehposition

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    ~te -

    kombiniert wird.
20. 20. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Absolutwert-Positionsdetektor einen zweiten Stator (1; 9; 9';1A, 1B; 33 _r 33") mit zwei Polen (A, B, C und D) sowie auf die Pole gewickelten Primärspulen (2A-2D) und mindestens eine Sekundärspule (7;7A-7D) und einen zweiten Rotor (3;8;1O;11;,32;,35) aufweist, der so ausgebildet ist, daß seine jeweilige Pole den Polen des zweiten Stators unter Freilassung von Spalten gegenüberliegen, um magnetische Kreise zu schließen und in den jeweiligen Polen des zweiten Stators eine Reluktanzänderung in Form einer trigonometrischen Funktion für einen Zyklus pro Umdrehung zu erzeugen, daß ein Referenzsignalgenerator (13;13A) zur Erzeugung gegeneinander phasenverschobener Referenz-Wechselsignale separat für die Primärspulen des ersten Stators und des zweiten Stators vorgesehen ist, daß ein erster Phasendifferenzdetektor (14A¹) die Phasendifferenz zwischen einem der Referenz-Wechselsignale und dem Ausgangssignal der Sekundärspule des Stators ermittelt und einen den relativen Drehwinkel bezeichnenden Phasendifferenzwert erzeugt, daß ein zweiter Phasendifferenzdetektor (14A) die Phasendifferenz zwischen einem der Referenz-Wechselsignale und dem Ausgangssignal der Sekundärspule des zweiten Stators ermittelt und einen dem Absolutwert des Drehwinkels entsprechenden Phasendifferenzwert erzeugt und daß der Absolutwert des Drehwinkels mit hoher Auflösung durch Kombination des Relativwertes des Drehwinkels mit dem Absolutwert

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    sr

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    des Drehwinkels ermittelt wird.
21. 21. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal der Sekundärspule einer Phasenschieberschaltung (86) mit verstellbarem Phasenverschiebungswinkel zugeführt wird und daß der Phasenverschiebungswinkel so festgelegt wird, daß der Nullwinkel des Rotationswinkeldetektors mit dem Nullwinkel eines Meßobjektes zusammenfällt.
22. 22. Drehwinkeldetektor, gekennzeichnet durch die folgenden Baugruppen:

    einen Stator (1; 9; 9'; 1A, 1B; 76; 79; 82, 83), der über seinen Umfang verteilte Polpaare mit bestimmten Winkelabständen aufweist, von denen jedes aus zwei Polen (A, C; B, D) besteht, die Primärspulen (2A, 2C; 2B, 2D) tragen, wobei die Primärspulen eines Polpaares gegenphasig in Reihe geschaltet sind, und auf den Polen weiterhin mindestens eine Sekundärspule (7; 7A-7D) zur Aufnahme der von den jeweiligen Polen induzierten Spannungen angeordnet ist, und

    einen Rotor (3; 8; 10; 32; 35), der den Stirnseiten der jeweiligen Pole unter Freilassung von Spalten gegenüberliegt, die Reluktanz des die jeweiligen Pole passierenden magnetischen Weges in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel verändert und zwischen den beiden Polen eines Polpaares differentialartig eine Reluktanzänderung

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    erzeugt,

    wobei die Polpaare durch Referenz-Wechselsignale erregt werden, die entsprechend der Drehwinkelver-· Schiebung der Polpaare zueinander phasenverschoben sind, wodurch in der Sekundärspule durch die Phasenverschiebung der Referenz-Wechselsignale ein dem Drehwinkel des Rotors entsprechendes Ausgangssignal erzeugt wird.
23. 23. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pole des Polpaares in dem Stator einander diametral gegenüber angeordnet sind, daß zwei Polpaare umfangsmäßig um 90 gegeneinander versetzt angeordnet sind, daß auf jeden der Pole eine Sekundärspule gewickelt ist, daß die jeweiligen Sekundärspulen derart in Reihe geschaltet sind, daß die Pole eines Polpaares gleichphasig miteinander sind, daß die jeweiligen Polpaare zueinander gegenphasig sind und daß eines der Referenz-Wechselsignale', das einas der Polpaare erregt, ein Sinuswellensignal· und das das andere Polpaar erregende Referenz-Wechselsignal ein KosinusWe^ensignal ist.
24. 24. Rotationswinkeldetektor nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pole eines Polpaares in dem Stator einander diametral gegenüber angeordnet sind und zwei derartiger Polpaare gegeneinander umfangsmäßig um etwa 90 versetzt sind, daß ein weiterer Pol (9E; 9E'; 80) an dem Stator auf einem gemeinsamen Weg der magnetischen Kreise der jeweiligen Pole angeordnet ist und eine Sekundärspule (7) zur Lieferung eines Aus-

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    AA

    Tf -

    gangssignals trägt und daß eines der Referenz-Wechselsignale, mit dem das eine Polpaar erregt wird, ein Sinuswellensignal und-das andere Referenz-Wechselsignal zur Erregung des anderen Polpaars ein Kosinuswellensignal ist.
25. 25. Rotationsgeschwindigkeitsdetektor, gekennzeichnet durch die folgenden Baugruppen:

    einen Stator (1;9; 9'; 1A, 1B; 76; 79; 82, 83; 33, 33'; 84, 85), der jeweils aus zwei Polen (A,C;B,D) bestehende Polpaare aufweist, auf die Primärspulen (2A, 2C; 2B, 2D) aufgewickelt sind , die gegenphasig zueinander erregt sind und die ferner mindestens eine Sekundärspule (7;7A-7D) zur Sammlung der von den jeweiligen Polen induzierten Spannungen tragen,

    einen Rotor (3, 8; 10; 11; 32; 35; 77; 78; 81; 77A, 77B), der so ausgebildet ist, daß er den Endbereichen der jeweiligen Pole über Spalte gegenüberliegt, deren Weite die Reluktanz des die jeweiligen Pole entsprechenden Magnetfeldes in Abhängigkeit von dem Drehwinkel verändert, wodurch eine differentialmäßige Veränderung der Reluktanz zwischen den das Polpaar bildenden Polen in Abhängigkeit von der Drehwinkelstellung des Rotors erfolgt,

    eine erste Schaltung (15-24) zur Erzeugung von gegenr einander phasenverschobenen Referenz-Wechselsignalen, mit denen die Polpaare separat und einzeln erregt werden, wodurch infolge der Phasenmodulation der Referenz-Wechselsignale entsprechend der Drehgeschwindig-

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    - τβ -

    keit des Rotors in der Sekundärspule ein Ausgangssignal erzeugt wird,und

    eine zweite Schaltung (55) zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit des Rotors entsprechend der Frequenzdifferenz oder der Periodendifferenz zwischen den . Referenz-Wechselsignalen und dem Ausgangssignal der Sekundärspule.
26. 26. Drehgeschwindigkeitsdetektor nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß eine Speicherschaltung (58;71) zur vorübergehenden Speicherung des von der zweiten Schaltung ermittelten Drehgeschwindigkeitwertes und eine dritte Schaltung (66,67) zur Ermittlung der Drehbeschleunigung des Rotors entsprechend der Differenz zwischen dem vorübergehend gespeicherten Rotationsgeschwindigkeitswert und dem neu ermittelten Rotationsgeschwindigkeitswert vorgesehen sind.
27. 27. Rotationsgeschwindigkeitsdetektor nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung eine Schaltung (56)-zur Ermittlung einer Periode des Ausgangssignals der Sekundärspule und eine Rechenschaltung (57) zur Durchführung einer bestimmten Rechnung enthält, zur Ermittlung des Drehgeschwindigkeitswertes in Abhängigkeit von dem ermittelten Periodenwert und dem Referenzperiodenwert der Referenz-Wechselsignale.

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28. 28. Drehgeschwindigkeitsdetektor nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung eine Schaltung (69) zur Erzeugung eines mit einer Periode des Ausgangssignals der Sekundärspule synchronisierten Rechteckwellensignals und eine Perioden/Spannungs-Umwandlungsschaltung (72-75) zur Ausgabe einer der Differenz zwischen einer Periode des Rechteckwellensignals und einer Periode des Referenz-Wechselsignals entsprechenden Analogspannung aufweist.