DE3207786C2

DE3207786C2 -

Info

Publication number: DE3207786C2
Application number: DE3207786A
Authority: DE
Inventors: Johannes Otto Eindhoven Nl Voorman
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1981-03-09
Filing date: 1982-03-04
Publication date: 1992-04-16
Also published as: IT1198356B; GB2095492A; FR2501441A1; JPS6348464B2; CA1188758A; DE3207786A1; JPS57159156A; GB2095492B; IT8220004A0; US4485357A; NL8101109A; FR2501441B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Modulator zum Erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Ein derartiger Modulator ist bekannt aus der US 40 79 204. Der wichtigste Vorteil auf diese Weise modulierter Signale gegenüber ausschließlich amplituden-, phasen- oder frequenzmodulierten Signalen liegt in der Tatsache, daß die Bandbreite, die zur Übertragung derselben Informationsmenge bei amplituden- und phasenmodulierten Signalen erforderlich ist, kleiner ist als für nur amplituden-, phasen- oder frequenzmodulierte Signale. So weist ein durch ein Informationssignal amplituden- und phasenmoduliertes Trägersignal wie ein Einseitenbandsignal bzw. ein 4-phasenmoduliertes Signal mit beschränkter Bandbreite oder ein OQPSK-moduliertes Signal die halbe Bandbreite eines durch dasselbe Informationssignal amplitudenmodulierten Trägersignals wie eines Doppelseitenbandsignals bzw. eine kleinere Bandbreite auf als ein durch dasselbe Informationssignal 4-phasenmoduliertes Trägersignal ohne Bandbeschränkung, wie ein sogenanntes "Fast Frequenzy shift Keying"-Signal (FFSK) oder ein sogenanntes "Minimum Shift Keying"-Signal (MSK).

In Systemen, die ausschließlich mit Phasen- bzw. Frequenzmodulation arbeiten, liegen die Verzerrungen von nicht linearen, wirtschaftlichen Leistungsverstärkern ausschließlich bei Vielfachen der Trägerfrequenz und können hinterher auf einfache Weise ausgefiltert werden. Erfolgt jedoch außerdem Amplitudenmodulation, so entstehen auch Verzerrungen in dem Informationsband. Ein niedriger Verzerrungspegel erfordert dann äußerst lineare Verstärker, jedoch sind diese teuer und weisen einen geringen Wirkungsgrad auf.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, einen Modulator für ein amplituden- und phasenmoduliertes Signal anzugeben, der mit einfachen Schaltungen und insbesondere mit wirtschaftlichen Leistungsverstärkern ein möglichst verzerrungsarmes modulitertes Signal erzeugen kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Hauptanspruchs angegebenen Merkmale gelöst.

Die Verwendung zweier Hilfssignale in Form ausschließlich phasenmodulierter Signale bietet den Vorteil, daß die Verwendung einer nicht linearen Verstärkung für jedes der phasenmodulierten Signale möglich ist, weil die Information in den Nulldurchgängen des Signals liegt, wobei die Lage durch nicht lineare Verstärkung nicht beeinträchtigt wird, so daß bei Verstärkung ein sehr hoher Wirkungsgrad erhalten werden kann. Weiterhin bietet es den Vorteil, daß zum Unterdrücken der bei der Verstärkung erzeugten Signale höherer Ordnung nur ein einfaches Tiefpaßfilter notwendig ist. Außerdem können Hilfssignale mit diskreten Werten verwendet werden, wodurch der Modulator zum großen Teil in integrierter Form verwirklicht werden kann.

Die Verwendung nahezug gleicher Amplituden für die phasenmodulierten Signale bietet den Vorteil einer großen Einfachkeit für die phasenmodulierten Signale selbst sowie für die Schaltungen zum Erzeugen dieser Signale und zum Zusammenfügen dieser Signale zu dem amplituden- und phasenmodulierten Signal.

Die Tatsache, daß durch Addition bzw. Subtraktion dieser Hilfssignale mit diskreten Werten mit Ausnahme einer Tiefpaßfilterwirkung das in der Amplitude und in der Phase modulierte Signal erhalten wird, macht es zusammen mit der Anwendung nicht linearer Verstärkung außerdem möglich, eine äußerst einfache Leistungsendstufe zu realisieren.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Figuren näher erläutert, wobei entsprechende Elemente mit demselben Bezugszeichen bezeichnet sind. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer elektronischen Anordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der Phasenmodulationsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes,

Fig. 3 ein anderes Ausführungsbeispiel der Phasenmodulationsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes mit dynamischer Modulatoranpassung,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes für analoge Signale,

Fig. 5a ein Diagramm, in dem das amplituden- und phasenmodulierte Ausgangssignal des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes als Dreipegelsignal dargestellt wird,

Fig. 5b ein Diagramm, daß das Frequenzspektrum des in Fig. 5a dargestellten Signals zeigt,

Fig. 5c ein Diagramm des nach Filterung durch ein Tiefpaßfilter erhaltenen in Fig. 5a dargestellten Signals,

Fig. 5d ein Diagramm des Frequenzspektrums des in Fig. 5c dargestellten Signals,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des Blockschaltbildes aus Fig. 1 geeignet zum Erzeugen des in Fig. 5a dargestellten Signals mit Hilfe einer Spannungsquelle,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des Blockschaltbildes nach Fig. 1, das zu dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel dual ist,

Fig. 8 ein anderes Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des Blockschaltbildes nach Fig. 1, das zum Erzeugen des in Fig. 5a dargestellten Signals mit Hilfe von Stromquellen geeignet ist,

Fig. 9a bis 9i eine Anzahl Diagramme von Signalen, die in den in den Fig. 10 und 11 dargestellten Ausführungsbeispielen auftreten können.

Fig. 10 ein anderes Ausführungsbeispiel der Phasenmodulationsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes, geeignet für Signale mit einem hart begrenzten Pegel.

Fig. 11 ein anderes Ausführungsbeispiel des Signalwandlers des in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiels.

Fig. 12 ein anderes Ausführungsbeispiel des Phasenmodulators und des Trägergenerators des in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiels,

Fig. 13 ein Diagramm der Charakteristik der Phasenfaltanordnung des in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiels.

Das in Fig. 1 dargestellte Blockschaltbild einer elektronischen Anordnung nach der Erfindung enthält eine Phasenmodulationsstufe 1 und eine daran angeschlossene Ausgangsstufe 2 zum Erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten Ausgangssignals.

Dazu wird einem ersten Eingang 3 der Phasenmodulationsstufe ein erstes Modulationssignal x₁(t) und einem zweiten Eingang 4 der Modulationsstufe 1 ein zweites Modulationssignal x₂(t) zugeführt. In der Modulationsstufe 1 werden mit Hilfe der Modulationssignale auf noch näher zu beschreibende Art und Weise zwei phasenmodulierte Signale

Z₁(t) = a cos (ω₀t + ψ(t)) (1)

und Z₂(t) = b cos (ω₀t + χ(t)) (2)

mit derselben Trägerfrequenz erzeugt. Die Amplitude dieser phasenmodulierten Signale sind zunächst noch verschieden gewählt worden, um einen der Vorteile der erfindungsgemäßen Anordnung zu erläutern. Diese phasenmodulierten Signale werden über die Ausgänge 5 und 6 der Modulationsstufe 1 der Ausgangsstufe 2 zugeführt. Diese Ausgangsstufe enthält eine erste Summieranordnung 7, die die phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) durch Addition oder Subtraktion überlagern. Das auf diese Weise erhaltene Summensignal S(t)=Z₁(t)+η Z₂(t) mit η=±1 wird einer Ausgangsklemme 8 zugeführt. Dieses Summensignal S(t) ist ein amplituden- und phasenmoduliertes Signal mit derselben Trägerfrequenz wie die phasenmodulierten Signale und wird durch die folgende Formel dargestellt:

S(t) = r(t) cos (ω₀t + ϕ(t)) (3)

Aus dem durch Addition bzw. Subtraktion erhaltenen Signal S′(t)=Z₁(t)±Z₂(t) folgt, daß

und

wobei η=+1 für S(t)=Z₁(t)+Z₂(t) und η=-1 für S′(t)=Z₁(t)-Z₂(t) und wobei R=±1 ein Freiheitsgrad ist und daher frei gewählt werden darf, (-1)^k+1=Vorzeichen von r(t) ist und k und l ganze Zahlen sind. Die Ausdrücke (4) und (5) sind sehr komplex.

Dadurch, daß die Amplituden der phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) einander entsprechend gewählt werden, beispielsweise gleich 1/2 η=+1 und r(t) 0, lassen sich die Andrücke (4) und (5) vereinfachen zu

ψ(t) = ϕ(t) + R arccos (r(t)/2a) + 2mπ (6)

und

χ(t) = ϕ(t) - R arccos (r(t)/2a) + 2nπ (7)

worin m und n ganze Zahlen sind.

Ähnliche Ausdrücke lassen sich ebenfalls für η=-1 ableiten. In der nachfolgenden Beschreibung wird diese Möglichkeit weiter ausgearbeitet, aber sie kann von jedem Fachmann auf identische Weise wie für η=+1 auf einfache Weise bewirkt werden.

Aus dem obenstehenden folgt, daß ein amplituden- und phasenmoduliertes Trägersignal mit einer bestimmten Trägerfrequenz in einer sehr einfachen elektronischen Anordnung durch Überlagerung zweier phasenmodulierter Trägersignale mit derselben Amplitude und Trägerfrequenz erhalten werden kann. Eine Subtraktion des Ausdrucks (7) von dem Ausdruck (6) ergibt, daß die Amplitudenmodulation des amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals eine Funktion des relativen Phasenunterschieds (ψ(t)-χ(t)) der phasenmodulierten Signale ist. Eine Addition des Ausdrucks (7) zu dem Ausdruck (6) ergibt, daß die Phasenmodulation des amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals eine Funktion der Summe der Phasen (ψ(t)+χ(t)) der phasenmodulierten Signale ist.

In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel dargestellt, wodurch die Erzeugung der phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) mit Hilfe der Modulationssignale x₁(t) und x₂(t) näher erläutert wird.

Als Modulationssignal wird für das Signal x₁(t) ein Signal r(t) gewählt und für das Signal x₂(t) ein Signal ϕ(t), wobei r(t) und ϕ(t) die Koordinaten eines Vektors in einem Polarkoordinatensystem darstellen. Die Phasenmodulationsstufe 1 weist einen Signalwandler 1-1 und einen Phasenmodulator 1-2 auf. Das Modulationssignal r(t) wird über die Eingangsklemme 3 einem Arccosinus-Generator 9 des Signalwandlers 1-1 zugeführt zum Bilden eines Ausgangssignals

π/2 + R arccos r(t).

Ein derartiger Generator zum Erzeugen von arcsin r(t) ist beispielsweise aus dem Buch "Electronic Analog and Hybrid Computers" von G. A. Korn und T. M. Korn, und zwar aus den Fig. 8-29 b), bekannt. arccos r(t) wird daraus dadurch erhalten, daß π/2 dazu addiert wird. Das Ausgangssignal des Generators 9 und das Signal ϕ(t) werden beide einer zweiten Summieranordnung 11 und einer dritten Summieranordnung 12 zugeführt zum Ermitteln des Summensignals ψ(t) in der zweiten Summieranordnung 11:

ψ(t) = ϕ(t) + R arccos (r(t))

und zum Ermitteln des Differenzsignals χ(t) in der dritten Summieranordnung 12:

χ(t) = ϕ(t) - R arccos (r(t)).

Die Ausgangssignale des Signalwandlers 1-1 werden dem Phasenmodulator 1-2 zugeführt. Insbesondere wird das Ausgangssignal der Summieranordnung 11 bzw. 12 einem Phasenmodulator 13 bzw. 14 zugeführt, an welche Phasenmodulatoren ein Trägergenerator 15 angeschlossen ist zum Bilden der phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t). Die Phasenmodulatoren 13 und 14 zusammen können beispielsweise einen Quadratmodulator bilden, der seine Ausgangssignale an den Ausgangsklemmen 5 und 6 abgibt. Bisher wurde von einem Modulationssignal ausgegangen, das die Vektorkomponenten eines Vektors in einem polaren Koordinatensystem bildet. Wenn die Modulationssignale x₁(t) und x₂(t) die Signalkomponenten eines Signalvektors in einem karthesischen Koordinatensystem ausgedrückt sind, ist zwischen den Eingangsklemmen 3 und 4 und den Eingängen des Generators 9 und der Anordnung 12 ein nicht dargestellter Koordinatenwandler notwendig, der auf bekannte Weise einerseits die Modulationsumhüllende

der Modulationssignale bestimmt und diese Umhüllende dem Arccosinus-Generator zuführt und andererseits das Argument ϕ(t)= arctg (x₂(t)/x₁(t)) bestimmt und dieses der Anordnung 10 zuführt.

Ein Beispiel eines von dem elektronischen Schaltungskreis zu erzeugenden amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals ist ein Einseitenbandsignal.

Ein derartiges Signal läßt sich wie folgt darstellen:

Re (a(t) + jâ(t)) e^j ^ω ^₀t (8)

worin e^j ^l ^₀t das Trägersignal darstellt und a(t) das Basisbandsignal ist und â(t) die Hilbert-Transformierte des Basisbandsignals a(t) ist. Zwischen einem Signal a(t) und der Hilbert-Transformierten â(t) gibt es die folgende Beziehung:

mit S=+1 für das obere Seitenbandsignal und S=-1 für das untere Seitenbandsignal, wobei ω₀ die Kreisfrequenz des Trägersignals darstellt.

Das in dem Ausdruck (3) dargestellte Summensignal S(t) läßt sie wie folgt schreiben:

Re [r(t) e^j ^ϕ ^(t) · e^j ^l ^₀t] (10)

Ein Vergleich des Ausdrucks (10) mit dem Ausdruck (8) ergibt:

und

ϕ(t) = arctan (â(t)/a(t)) (12)

Aus den Ausdrücken (11) und (12) folgt, daß durch das Zuführen des Basisbandsignals a(t) zu der Eingangsklemme 3 als erstes Modulationssignal x₁(t) und durch das Zuführen der Hilbert-Transformierten â(t) des Basisbandsignals a(t) zu der Eingangsklemme 4 als zweites Modulationssignal x₂(t) des in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiels, wobei zwischen den Eingangsklemmen 3 und 4 einerseits und dem Generator 9 und der Anordnung 12 andererseits der genannte Koordinatenwandler vorhanden ist, das einseitenbandmodulierte Signal durch Summierung in der Ausgangsstufe 2 der an den Anschlußklemmen 5 und 6 vorhandenen phasenmodulierten Signale erhalten wird.

Es sei bemerkt, daß die Hilbert-Transformierte â(t) des Basisbandsignals a(t) in einer Vorstufe dadurch erhalten werden kann, daß jeder Frequenzanteil des Basisbandsignals a(t) um 90° in der Phase gedreht wird, wie an sich aus dem linken Teil der Fig. 4-3 (a) und (b) des Buches "Single sideband principle and circuits" von Pappenfus e. a. 1964 bekannt ist.

Die Phasenmodulatoren 13 und 14 erzeugen phasenmodulierte Signale mit einem Spektrum, das größer ist als das des durch Summierung erhaltenen Einseitenbandsignals. Die außerhalb des Bandes liegenden Spektren der zwei phasenmodulierten Signale sollen einander genau aufheben, was an die in Fig. 2 dargestellte Modulationsstufe 1 hohe Anforderungen stellt. Eine zum Zusammensetzen eines Einseitenbandsignals gut geeignete Ausbildung einer Modulationsstufe ist in Fig. 3 dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel wird von einem in karthesischen Koordinaten dargestellten Signal mit x₁(t)=x(t) und x₂(t)=y(t) ausgegangen. Der Signalwandler 1-1 dieser Modulationsstufe 1 enthält einen zwischen den Eingangsklemmen 3 und 4 liegenden Funktionsgenerator 16, der aus den Modulationssignalen x(t) und y(t) das Signal

bildet. Dieses Signal wird zwei Multiplizieranordnungen 17 und 18 zugeführt. Der Multiplizieranordnungen 17 wird das erste Modulationssignal x₁(t)=x(t) zum Bilden des Produktsignals R x(t)E(t) zugeführt, und der zweiten Multiplizieranordnung 18 wird das zweite Modulationssignal x₂(t)=y(t) zum Bilden des Produktsignals R y(t)E(t) zugeführt.

Das Modulationssignal x₁(t) wird zusammen mit dem Produktsignal R y(t)E(t) einer vierten Summieranordnung zugeführt, die das Differenzsignal

1/2(x(t) - R Y(t)E(t) = cos ψ(t) (13)

bildet. Weiterhin wird das Modulationssignal y(t) zusammen mit dem Produktsignal R x(t)E(t) einer fünften Summieranordnung 22 zugeführt, die das Summensignal

1/2 (y(t) + R x(t)E(t) = sin ψ(t) (14)

bildet.

Auf gleiche Weise wird das Modulationssignal x(t) zusammen mit dem Produktsignal R Y(t)E(t) einer sechsten Summieranordnung 23 zugeführt, die das Summensignal

1/2 (x(t) + R y(t)E(t) = cos χ(t) (15)

bildet, und das Modulationssignal Y(t) wird zusammen mit dem Produktsignal R x(t)E(t) einer siebten Summieranordnung 24 zugeführt, die das Differenzsignal

1/2 (y(t) - R x(t)E(t) = sin ψ(t) (16)

bildet. Die Summieranordnung 21 bis 24 gebildeten Signale cos ψ(t), sin χ(t) und cos χ(t) und sin χ(t) werden als Ausgangssignale des Signalwandlers 1-1 einzelnen Phasenquadraturmodulatoren 25 und 26 der Phasenmodulationsanordnung 1-2 zugeführt. Der Quadraturmodulator 25 enthält zwei Multiplizierer 27 und 28, denen die Signale cos ψ(t), sin ψ(t) und das von einem Trägergenerator 29 erzeugte Trägersignal cos ω₀t und das über ein 90°-phasendrehendes Netzwerk 30 erhaltene Trägersignal sin ω₀t zugeführt werden zum Bilden der Produktsignale cos ψ(t) · cos ω₀t und sin ψ(t) · sin ω₀t. Diese Signale werden in einer achten Summieranordnung 31 subtrahiert, was das phasenmodulierte Signal

Z₁(t) = 1/2 cos (ω₀t + ψ(t))

an der Ausgangsklemme 5 ergibt.

Auf gleiche Weise enthält der Quadraturmodulator 26 zwei Multiplizierer 32 und 33, denen die Signale cos χ(t), sin χ(t) und cos ω₀t und sin ω₀t zugeführt werden zum Bilden der Produktsignale cos χ(t) · cos ω₀t und sin χ(t) · sin ω₀t.

Diese Produktsignale werden einer neunten Summieranordnung 34 zugeführt, wo das phasenmodulierte Signal

Z₂(t) = 1/2 cos (ω₀t + χ(t))

gebildet und an einer Ausgangsklemme 6 abgegeben wird.

Damit die außerhalb des Bandes liegenden Spektren der zwei phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z²(t) sich einander genau auslöschen, wird die Tatsache benutzt, daß in den Ausdrücken (4) und (5) R plus eins oder minus eins gewählt werden darf und daß keiner der Zweige der Modulationsstufe 1 eine Speicherfunktion hat. Um dies zu erreichen, ist an den Signalwandler 1-1 der Modulationsstufe 1 ein Impulssignalgenerator 35 mit einer Impulswiederholungsfrequenz, die mindestens zweimal größer ist als die höchste Frequenz der Modulationssignale, angeschlossen. Dieser Generator 35 ist insbesondere an einem dritten Signaleingang der Multiplizieranordnungen 17 und 18 angeschlossen. Unter Ansteuerung des von dem Generator 35 abgegebenen Impulssignals wird der Wert der Größe im Rhythmus der Impulswiederholungsfrequenz abwechselnd +1 und -1.

Dies bedeutet, daß die Ausgangssignale der Multiplizieranordnungen 17 und 18 im Rhythmus der Impulswiederholungsfrequenz das Vorzeichen ändert. Dies kann beispielsweise mit Hilfe invertierender Verstärker erhalten werden, die unter Ansteuerung des Impulssignals abwechselnd von nicht dargestellten Signalausgangskreisen der Multiplizierer 17 und 18 ein- bzw. ausgeschaltet werden.

Wie aus den Ausdrücken (13), (14), (15) und (16) folgt, wechseln die Ausgangssignale der Addieranordnungen 21 bis 24 infolge des Wechsels des Wertes des Signals zwischen den Werten +1 und -1 sich gegenseitig ihren Platz.

So folgt aus den Formeln (13) und (15), daß das Ausgangssignal der Summieranordnung 21 für R=+1 dasselbe ist wie das Ausgangssignal der Summieranordnung 23 für R=-1 und umgekehrt.

Auf gleiche Weise folgt aus den Formeln (14) und (16), daß das Ausgangssignal der Summieranordnung 22 R=+1 dasselbe ist wie das Ausgangssignal der Summieranordnung 24 für R=-1 und umgekehrt.

Dies ergibt, daß jeder der Quadraturmodulatoren 25 und 26 die beiden phasenmodulierten Signalen Z₁(t) und Z₂(t) abgibt, und zwar abwechselnd im Rhythmus der Impulsfrequenz des Generators 35 in dem Sinne, daß wenn der Modulator 25 das Signal Z₁(t) abgibt, der Modulator 26 das Signal Z₂(t) abgibt und umgekehrt. Durch die auf diese Weise erhaltene dynamische Modulatoranordnung gleichen sich alle von den Modulatoren 25 und 26 erzeugten unerwünschten Spektren in der an die Modulationsstufe 1 angeschlossenen Ausgangsstufe durch Subtraktion im Mittel einander aus.

Eine für die elektronische Anordnung für analoge Signale günstige Ausgangsstufe 2 mit Leistungsverstärkung ist in Fig. 4 dargestellt.

Diese Ausgangsstufe 2 enthält zwei Leistungsverstärker 36 und 37 und eine daran angeschlossene Gabelschaltung 38, an die einerseits die Ausgangsbelastung in Form einer Antenne 39 und andererseits eine Anpaßimpedanz 40 entsprechend der Antennenimpedanz angeschlossen ist.

Die phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) werden in den Verstärkern 36 und 37 in der Leistung verstärkt. Weil diese Signale eine konstante Amplitude aufweisen, fällt die durch nicht lineare Verzerrung bei der Verstärkung erhaltene höhere Harmonische der Trägerfrequenz aus dem Band.

In der Gabelschaltung wird aus den verstärkten Signalen Z₁(t) und Z₂(t) das amplituden- und phasenmodulierte Signal

S(t) = r(t) · cos (ω₀t + ϕ(t))

gebildet, worin r(t) das erste Modulationssignal x₁(t) und ϕ(t) das zweite Modulationssignal x₂(t) ist. Dieses Signal S(t) wird vollständig der Antenne 39 zugeführt. Die Gabel sorgt bei genauer Anpassung dafür, daß die nicht linearen Verstärker einander nicht beeinflussen. Dies vermeidet Kreuzmodulation der zwei phasenmodulierten Signale.

Es ist auch möglich, statt der Anordnungen 16 bis 24 sogenannte "loop up tables" zu verwenden, die Speicher enthalten, in denen die Werte der Ausgangssignale der Addieranordnungen 21 bis 24 gespeichert sind für eine Vielzahl diskreter Werte dieser Eingangssignale x₁(t) und x₂(t). Die Werte dieser Eingangssignale bilden die Adressen für die zu diesen Eingangssignalen gehörenden Ausgangssignale der Addieranordnungen 21 bis 24. Die Speicheranordnung ist weiterhin mit einer Adressieranordnung versehen, die unter Ansteuerung der Modulationssignale die entsprechenden den Phasensignalen ψ(t) und χ(t) proportionalen Signale ausliest. Dies kann zu einem verringerten Schaltungsaufwand führen.

Es sei bemerkt, daß außer SSB auch andere Formen amplituden- und phasenmodulierter Signale wie VSP auf die obenstehend beschriebene Art und Weise erzeugt werden können. Der einzige Unterschied von VSP im Vergleich zu SSB ist, daß auf dem Basisbandpegel etwas andere Filter benutzt werden müssen, um die zwei Modulationssignale zu erzeugen, die für VSB notwendig sind.

Wie erwähnt, wird durch Erzeugung eines amplituden- und phasenmodulierten Signals aus zwei Modulationssignalen durch zwei Hilfssignale in Form phasenmodulierter Signale der große Vorteil erhalten, daß nicht lineare Verzerrungen in den Leistungsverstärkern auf die Lage der Nulldurchgänge dieser phasenmodulierten Signale keinen Einfluß haben. Dies ermöglicht es, jeden Verstärkertyp zu benutzen.

Werden zwei phasenmodulierte Signale Z₁(t) und Z₂(t) durch sogenannte harte Begrenzerschaltungen geführt, so werden aus diesen Signalen Rechtecksignale sign Z₁(t) und sign Z₂(t) erhalten, die in diesem Beispiel in der Ausgangsstufe zu einem Differenzsignal

sign S′(t) = sign (cos ω₀t + ϕ(t) + R arccos (r(t))) + sign (cos ω₀t + ϕ(t) - R arccos (r(t))) (17)

zusammengesetzt werden, und zwar entsprechend dem Ausdruck:

r cos (ω₀t + ϕ(t) = 1/2 cos (ω₀t + ψ(t)) + 1/2 cos (ω₀t + χ(t))

was eine andere Möglichkeit zeigt, ein phasen- und amplitudenmoduliertes Signal aus zwei phasenmodulierten Signalen zu erzeugen.

Dieses Signal sign S(t) ist wegen der harten Begrenzung der Teilsignale ein Dreipegelsignal, wie dies in Fig. 5a dargestellt ist.

Das ursprüngliche amplituden- und phasenmodulierte Signal kann daraus durch ein Tiefpaßfilter zurückgewonnen werden, was in der folgenden Berechnung dargelegt wird. Nun gilt:

und

In der Endstufe wird das Signal dadurch dargestellt, daß der Ausdruck (19) beispielsweise zu dem durch den Ausdruck (18) dargestellten Signal addiert wird, was folgendes ergibt:

Das Ausschreiben dieser Summe in einzelnen Termen ergibt:

In Fig. 5b ist das Frequenzspektrum dieses Signals dargestellt.

Die Verwendung eines Tiefpaßfilters ergibt dann, daß

S(t)=r(t) cos (ω₀t+ϕ(t))

welches Signal mit zugehörendem Frequenzspektrum in den Fig. 5c und 5d dargestellt ist.

Dabei wird vorausgesetzt, daß ω₀ hoch genug ist, um sogenannte Faltungsverzerrung zu vermeiden.

Es ist also möglich, zum Erhalten eines sehr hohen Wirkungsgrades Klasse-"D"-Verstärker zu verwenden in Kombination mit einem Tiefpaßfilter in der Antennenleitung.

Eine sehr geeignete Ausgangsstufe mit Leistungsverstärkung ist in Fig. 6 dargestellt. Das durch harte Begrenzung des Signals Z₁(t) erhaltene Rechtecksignal sign Z₁(t) wird einer Steuerklemme 41 und das mittels harter Begrenzung des Signals Z₂(t) erhaltene Rechtecksignal sign Z₂(t) wird einer Steuerklemme 43 der Wechselschalter 42 bzw. 44 zugeführt. Von jedem Wechselschalter 42 bzw. 44 ist einer der Wechselkontakte 42-1 bzw. 42-2 an eine erste Klemme +E einer Spannungsquelle mit dem Wert +E Volt und der andere der Wechselkontakte 42-2 bzw. 44-1 an eine zweite Klemme -E der Spannungsquelle angeschlossen. Die Schaltarme 42-3 und 44-3 der Wechselschalter 42 und 44 sind über eine Primärwicklung 45-1 eines Ausgangstransformators 45 miteinander verbunden. An die Anschlußklemme 46 und 47 einer Sekundärwicklung 45-2 des Transformators 45 kann eine Antenne angeschlossen werden.

Die Wirkungsweise dieser Ausgangsstufe 2 ist wie folgt.

Wird ein Wert "1" den Steuerklemmen 41 und 43 zugeführt, so befinden sich die beiden Wechselschalter 42 und 44 in der nicht dargestellten Lage, und von +E fließt über den Kontakt 42-1, den Schaltarm 42-3, die Primärwicklung 45-1, den Schaltarm 44-3, den Kontakt 44-1 Strom zu -E. Dieser Strom induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung 45-2, die zwischen den Klemmen 46 und 47 entnommen werden kann.

Wird der Wert "0" den beiden Steuerklemmen 41 und 43 zugeführt, so stehen die Wechselschalter in der dargestellten Stellung, wodurch ein Strom von +E, über den Kontakt 44-2, den Schaltarm 44-3, die Primärwicklung 45-1, den Schaltarm 42-3, den Kontakt 42-2 zu -E fließt. Die Spannung zwischen den Klemmen 46 und 47 wird daher im Vorzeichen umgekehrt. Wird einer der Steuerklemmen 41 oder 43 der Wert "1" zugeführt und der anderen Klemme der Wert "0" oder umgekehrt, so sind die beiden Schaltarme 42-3 und 44-3 mit entweder der Klemme +E oder der Klemme -E verbunden, und an der Primärwicklung gibt es keine Spannung. Die Spannung zwischen den Klemmen 46 und 47 ist dann Null Volt. Eine duale Ausgangsstufe ist in Fig. 7 dargestellt, wo statt einer Spannungsquelle eine Stromquelle 10 verwendet ist. Bei dieser Ausgangsstufe ist ein Ende der Primärwicklung des Transformators 45 an einen Kontakt des Wechselschalters 42 sowie des Wechselschalters 44 angeschlossen, das andere Ende der Primärwicklung ist an den anderen Kontakt der Wechselschalter 42 und 44 angeschlossen, und die Stromquelle 10 ist zwischen die Schaltarme der Wechselschalter 42 und 44 angeschlossen. Die Wirkungsweise dieser Ausgangsstufe entspricht der des in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiels mit der Ausnahme, daß der durch die Primärwicklung des Transformators 45 fließende Strom von der Stromquelle 10 statt von einer Spannungsquelle geliefert wird.

Die Wechselschalter 42 und 44 der Ausgangsstufen in den Fig. 6 und 7 sind beispielsweise mit Hilfe von MES- oder MOSFETS ausgeführt.

Eine andere mit Hilfe von Stromquellen ausgebildete Ausgangsstufe ist in Fig. 8 dargestellt. Die von der Modulationsstufe 1 der Endstufe abgegebenen hart begrenzten phasenmodulierten Signale sign Z₁(t) und sign Z₂(t) werden drei logische Torschaltungen, und zwar einer ersten UND-Torschaltung 48, einer EXKLUSIV-NICHT-ODER-Torschaltung 49 und einer zweiten UND-Torschaltung 50 mit zwei invertierenden Eingängen zugeführt, die das Signal

sign Z₁(t) · sign Z₂(t);

das Signal

bzw. das Signal

erzeugen.

Diese positiven Flanken dieser Signale werden als Setzsignale einer Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 zugeführt, die an die Ausgänge 60-1 und 60-2 angeschlossene Stromquellen 61 und 62 enthält. Diese Stromquellen 61 und 62 sind an eine Antenne 63 angeschlossen. Bei einer positiven Flanke des von der logischen Schaltung 48 abgegebenen Ausgangssignals werden durch die Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 die Stromquellen 61 und 62 eingeschaltet, die dann der Antenne 63 einen Strom zur Größe von 2I zuführen.

Bei einer positiven Flanke des von der logischen Schaltung 49 abgegebenen Ausgangssignals wird durch die Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 nur die Stromquelle 61 oder 62 eingeschaltet, wodurch ein Strom der Größe I der Antenne 63 zugeführt wird. Bei einer positiven Flanke des von der logischen Schaltung 50 abgegebenen Ausgangssignals werden durch die Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 die beiden Stromquellen 61 und 62 ausgeschaltet, wodurch der Antenne kein Strom zugeführt wird.

Das Antennenkabel selbst kann eine Tiefpaßcharakteristik aufweisen, so daß in diesen Fällen ein diskretes Tiefpaßfilter nicht notwendig ist, entsprechend den Fig. 6, 7 und 8.

Für diejenigen Endstufen 2, die mit phasenmodulierten Signalen mit einem diskreten Wert gesteuert werden, sind besonders geeignete Modulationsstufen 1 in den Fig. 10 und 11 dargestellt. Zur Erläuterung dieser Modulationsstufen wird anhand der Fig. 9 gezeigt, daß es zwischen dem Produkt der hart begrenzten phasenmodulierten Signale sign Z₁(t) und sign Z₂(t) und dem Produkt zweier pulsbreitenmodulierter Signale P₁(t) und P₂(t) mit einer natürlichen Abtastung einen Zusammenhang gibt.

Das erste hart begrenzte phasenmodulierte Signal ist

sign Z₁(t) = sign (cos ω₀t + ϕ(t) + R arccos r(t)).

Wird beispielsweise R=+1 gewählt, so läßt sich dies wie folgt schreiben:

= sign (cos ω₀t + ϕ(t) + arcsin r(t) + π/2)

= -sign (sin ω₀t + ϕ(t) + arcsin r(t)),

welches Signal in Fig. 9d dargestellt ist.

Das zweite hart begrenzte phasenmodulierte Signal ist

sign Z₂(t) = sign (cos ω₀t + ϕ(t) - R arccos r(t)).

R = + 1

= sign (cos ω₀t + ϕ(t) - arcsin r(t) - π/2)

= sign (sin ω₀t + ϕ(t) - arcsin r(t)),

welches Signal in Fig. 9e dargestellt ist.

Das Produkt der hart begrenzten phasenmodulierten Signale entspricht daher:

-sign (sin (ω₀t + ϕ(t) + arcsin r(t))) · sign (sin (ω₀t + ϕ(t) - arcsin r(t))).

Dies läßt sich wie folgt schreiben:

-sign (sin (ω₀t + ϕ(t) + arcsin r(t)) · sin (ω₀t + ϕ(t) - arcsin r(t))),

was der folgenden Formel entspricht:

-sign (cos (2 arcsin r(t)) - cos 2 (ω₀t + ϕ(t)))

= -sign (1-2 sin² (arcsin² r(t)) - 1+2 sin² (ω₀t + ϕ(t)))

= -sign (sin² (ω₀t + ϕ(t)) - r²(t)) (22)

Der Ausdruck (22) läßt sich wie folgt schreiben:

sign (r(t) + sin (ω₀t + ϕ(t))) · sign (r(t) - sin (ω₀t + ϕ(t))),

womit bewiesen ist, daß

sign (Z₁(t)) · sign (Z₂(t)) = P₁(t) · P₂(t),

wobei

P₁(t) = sign (r(t) + sin (ω₀t + ϕ(t)))

und

P₂(t) = sign (r(t) - sin (ω₀t + ϕ(t))) (23)

ist.

Aus (23) folgt, daß die Nulldurchgänge des Produktes der hart begrenzten phasenmodulierten Signale sign Z₁(t) und sign Z₂(t) den Nulldurchgängen des Produktes der pulsbreitenmodulierten Signale P₁(t) · P₂(t) entsprechen.

In Fig. 9a ist die Funktion sin (ω₀t+ϕ(t)) (ausgezogene Linie) die Funktion +r(t) (strichpunktierte Linie) und die Funktion -r(t) (gestrichelte Linie) dargestellt.

In Fig. 9b ist das Vorzeichen der Funktion r(t)+sin (ω₀t+ϕ(t)), die das impulsmodulierte Signal P₁(t) darstellt, angegeben. Die Werte, für die sin (ω₀t+ϕ(t)) dem Wert -r(t) entspricht, bilden die Übergänge des impulsmodulierten Signals P₁(t) und sind in Fig. 9a durch "b" bezeichnet. Auf gleiche Weise bilden die Schnittpunkte des Signals +sin (ω₀t+ϕ(t)) mit dem Signal +r(t) die Übergänge des impulsmodulierten Signals P₂(t), das in Fig. 9c dargestellt ist, wobei die Tatsache benutzt ist, daß

r(t) - sin (ω₀t + ϕ(t)) = -(sin (ω₀t + ϕ(t)) - r(t)).

Diese Schnittpunkte sind in Fig. 9a durch "c" bezeichnet.

Wie obenstehend dargelegt, fallen die Flanken dieser Signale mit denen der impulsbreitenmodulierten Signale P₁(t) und P₂(t) zusammen. Jedoch fallen die ansteigenden Flanken des Signals sign Z₁(t) mit den ansteigenden Flanken des Signals P₂(t) und die abfallenden Flanken des Signals Z₁(t) mit den ansteigenden Flanken des Signals P₁(t) zusammen, weshalb in Fig. 9a die betreffenden Schnittpunkte mit einer zweiten Bezeichnung "d" versehen sind. Ebenso fallen die ansteigenden Flanken des Signals sign Z₂(t) mit den abfallenden Flanken des Signals P₁(t) und die abfallenden Flanken des Signals sign Z₁(t) mit den abfallenden Flanken des Signals P₁(t) zusammen. Deshalb sind in Fig. 9a die betreffenden Schnittpunkte mit einer zweiten Bezeichnung "e" versehen.

Die in den Fig. 10 und 11 dargestellten Ausführungsbeispiele einer Modulationsstufe 1 benutzen die obengenannten Eigenschaften. So zeigt Fig. 10 eine Modulationsstufe 1, in der ein der Eingangsklemme 4 zugeführten Modulationssignal ϕ(t) zunächst in einem Phasenmodulator 64 ein von einem Trägergenerator 65 abgegebenes Trägersignal phasenmoduliert. Das auf diese Weise erhaltene Signal sin (ω₀t+ϕ(t)) wird zusammen mit einem der Eingangsklemmen zugeführten Modulationssignal r(t) den Anschlußklemmen 66-2 und 66-1 eines Signalwandlers 66 zugeführt. In dem Wandler 66 werden diese Signale einerseits Signaleingängen 67-1 und 67-2 einer ersten Vergleichsschaltung 67 und andererseits Signaleingängen 68-1 und 68-2 einer zweiten Vergleichsschaltung 68 zugeführt. Diese Vergleichsschaltungen 67 und 68 weichen nur insofern voneinander ab, als der Signaleingang 68-2 der Schaltungsanordnung 68 ein invertierender Eingang ist, während der entsprechende Eingang 61-2 der Anordnung 67 ein das Signal nicht invertierender Eingang ist. Die Ausgangssignale der Vergleichsschaltungen 67 und 68 sind zweiwertig, so daß die Vergleichsschaltung 67 das in Fig. 9b dargestellte impulsmodulierte Signal P₁(t) und die Vergleichsschaltung 68 das in Fig. 9c dargestellte impulsmodulierte Signal P₂(t) abgibt.

Das Signal P₁(t) wird einer Frequenzhalbierschaltung 69 zugeführt und das Signal P₂(t) einer Frequenzhalbierschaltung 70. Das Ausgangssignal an dem Signalausgang a der Schaltung 69 ändert seinen Wert bei jeder ansteigenden Flanke des Signals P₁(t), wie dies in Fig. 9f dargestellt ist, und das Ausgangssignal des Ausgangs b dieser Schaltung ändert seinen Wert bei jeder abfallenden Flanke des Signals P₁(t), wie in Fig. 9g dargestellt.

Auf gleiche Weise ändert sich der Pegel an dem Signalausgang a der Schaltung 70 bei jeder ansteigenden Flanke des Signals P₂(t), wie in Fig. 9h dargestellt. Der Pegel an dem Signalausgang b der Schaltung 70 ändert sich bei jeder abfallenden Flanke des Signals P₂(t), wie in Fig. 9i dargestellt.

Das am Ausgang a der Schaltung 69 und das am Ausgang a der Schaltung 70 abgegebene Signal wird einer EXCLUSIV-ODER-Schaltung zugeführt, die aus diesen Signalen das Signal sign Z₁(t) aus Fig. 9d bildet, das dem Ausgang 5 entnommen werden kann.

Auf gleiche Weise wird das Signal am Ausgang b der Schaltung 70 und das Signal am Ausgang b der Schaltung 69 einer EXCLUSIV-ODER-Schaltung 72 zugeführt, die aus diesen Signalen das Signal sign Z₂(t) aus Fig. 9e bildet, das dem Ausgang 6 entnommen werden kann.

Dieser mit Schaltungen 69 und 70 versehene Signalwandler 66 ergibt eine Ungewißheit in bezug auf das Vorzeichen des durch Summierung in der Ausgangsstufe 2 erhaltenen Ausgangssignals sign S(t), weil der Anfangszustand der Schaltungen nicht definiert ist.

Um dies zu vermeiden, ist in Fig. 11 ein anderes Ausführungsbeispiel eines Signalwandlers 66 zum Gebrauch in einer Modulationsstufe 1 nach Fig. 9 dargestellt. Dieser Wandler 66 benutzt ebenfalls pulsdauermodulierte Signale zum Erzeugen der hart begrenzten phasenmodulierten Signale, unterscheidet sich aber darin, daß er eine ausschließlich für positive Signaländerungen empfindliche Logikschaltung aufweist.

Die den Eingangsklemmen 66-1 und 66-2 zugeführten Signale r(t) und sin (ω₀t+ϕ(t)) werden zwei weiteren Vergleichsanordnungen 73 bzw. 74 zugeführt, die sich von den in Fig. 10 dargestellten Vergleichsanordnungen 68 bzw. 67 nur dadurch unterscheiden, daß diese außer mit Signalausgängen 73-1 und 74-1 auch mit das Signal invertierenden Ausgängen 73-2 und 74-2 versehen sind.

Das Ausgangssignal am Ausgang 73-1 entspricht daher dem in Fig. 9c dargestellten Signal P₂(t), und das Signal am Ausgang 73-2 entspricht der inversen Form des Signals.

Auf gleiche Weise ist das Ausgangssignal am Ausgang 74-1 das in Fig. 9b dargestellte Signal P₁(t) und das Signal am Ausgang 74-2 die inverse Form dieses Signals.

Zwischen den Ausgängen 73-1 und 74-2 liegt eine set-reset-Flip-Flop-Schltung 51, die nur für positive Flanken empfindlich ist.

Die Wirkungsweise wird anhand der Fig. 9b bis 9e näher erläutert.

Zum Zeitpunkt t₂ tritt in dem Ausgangssignal 9c am Ausgang 73-1 eine positive Flanke auf, die die Flip-Flop-Schaltung 51 in den gesetzten Zustand bringt und von dem Signalausgang q wird am Ausgang 5 ein hohes Signal (Fig. 9d) abgegeben. Zu dem Zeitpunkt t₄ tritt in dem Ausgangssignal 9b am Ausgang 74-1 eine positive Flanke auf, die die Flip-Flop-Schaltung 51 rücksetzt, und vom Signalausgang q wird ein niedriges Signal (Fig. 9d) abgegeben usw. An der Ausgangsklemme 5 erscheint daher ein hart begrenztes erstes phasenmoduliertes Signal sign Z₁(t), wie dies in Fig. 9d dargestellt ist.

Zwischen den Ausgängen 73-2 und 74-2 liegt ebenfalls eine Flip-Flop-Schaltung 52. Auf entsprechende Weise, wie für die Flip-Flop-Schaltung 51 dargelegt wurde, kann am Signalausgang q dieser Flip-Flop-Schaltung 52 aus der inversen Form der in den Fig. 9b und 9c dargestellten Signale, die von den Ausgängen 73-2 und 74-2 abgegeben werden, das hart begrenzte zweite phasenmodulierte Signal sign Z₂(t) gebildet werden, das der Ausgangsklemme 6 zugeführt wird.

Wenn die Flip-Flop-Schaltung 52 nur für negative Flanken empfindlich ist, müssen die Eingänge dieser Flip-Flop-Schaltung auch zwischen die Ausgangsklemmen 73-1 und 74-1 angeschlossen werden, um an der Ausgangsklemme 6 das Signal sign Z₂(t) zu erhalten usw.

Eine für den in Fig. 10 dargestellten Phasenmodulator 64 geeignete Ausführungsform ist in Fig. 12 dargestellt.

Das der Eingangsklemme 4 zugeführte Modulationssignal ϕ(t) wird einer Phasenfaltanordnung 77 zugeführt, die das Signal ϕ(t) in ein Signal sin Φ(t) umwandelt, und zwar auf noch näher zu beschreibende Art und Weise. Dieses Signal sin Φ(t) wird einem Multiplizierer 78 zugeführt, wo das Signal mit einem Signal sign (cos ω₀t) multipliziert wird, wobei ω₀ die Kreisfrequenz des Trägersignals darstellt. Dieses Signal sign cos (ω₀t) wird von einem Ausgang 65-2 des Trägergenerators 65 abgegeben. Dazu ist der Trägergenerator in dem Ausgangskreis mit einer nicht dargestellten hart begrenzenden Schaltungsanordnung versehen.

In dem Multiplizierer 78 wird das Vorzeichen des Signals sin Φ(t) im Takte der Trägerfrequenz durch das Signal sign cos (ω₀t) zwischen plus und minus umgeschaltet.

Das Ausgangssignal sign cos (ω₀t) · sin Φ(t) des Multiplizierers 78 wird einem Eingang 79-2 einer weiteren Vergleichsschaltung 79 zugeführt, wo einem Eingang 79-1 ein von dem Ausgang 65-1 des Trägergenerators 65 abgegebenes Trägersignal sin ω₀t zugeführt wird. Diese Vergleichschaltung 79 erzeugt aus diesen Eingangssignalen das Signal

sign (sin ω₀t + sign (cos ω₀t) · sin Φ(t))

welches Signal dem folgenden Signal entspricht:

sign (sin (ω₀t + ϕ(t)),

wie nachstehend noch dargelegt wird.

Für die Nulldurchgänge des von der Vergleichschaltung 79 abgegebenen Signals gilt, daß

sin ω₀(t) = sign (cos ω₀t) sin Φ(t).

Für die aufeinanderfolgenden Nulldurchgänge gilt daher, daß:

sin ω₀t = -sin Φ(t)

sin ω₀t = +sin Φ(t)

sin ω₀t = -sin Φ(t)

usw. was bedeutet, daß

ω₀t + Φ(t) = Kπ

mit K = (. . ., 0, 1, 2, 3 . . .).

Diese Beziehung stellt die Nulldurchgänge des Signals sign (sin ω₀t+Φ(t)) dar, so daß das Ausgangssignal der weiteren Vergleichsschaltung 79 dem Signal sign sin (ω₀t+Φ(t)) entspricht.

Nun ist das Signal sin (ω₀t+Φ(t)) dem Signal sin (ω₀t+ϕ(t)) gleich, wenn Φ(t) derart gewählt ist, daß gilt, daß -π/2Φ(t)+π/2, also begrenzt ist, während ϕ(t) unbegrenzt ist. Die Phasenfaltanordnung 77 soll daher dafür sorgen, daß das Signal ϕ(t) in das Signal Φ(t) umgewandelt wird, wobei Φ(t) innerhalb des obenstehend gegebenen Wertes begrenzt ist, um dem Multiplizierer 78 ein Signal mit endlichem Wert anzubieten, bei einem beispielsweise kontinuierlich steigenden Wert des Signals ϕ(t). Dazu weist die Phasenfaltanordnung beispielsweise eine Charakteristik auf, wie diese in Fig. 13 dargestellt ist.

Diese Figur zeigt, daß zu jedem Wert des Eingangssignals ϕ(t) ein bestimmter Wert des Ausgangssignals Φ(t) innerhalb der Grenzen -π/2 und +π/2 gehört. Zu der in Fig. 12 dargestellten sägezahnförmigen Kennlinie für die Umwandlung des Signals ϕ(t) zu Φ(t), das als Basisschwingung das Signal sin Φ(t) aufweist, gehört ein ebenfalls sägezahnförmiges Signal als Trägersignal. Dies ist in Fig. 11 für das Ausgangssignal am Ausgang 65-1 des Trägergenerators 65 dargestellt. Es ist jedoch möglich, statt der durch die sägezahnförmigen Signale dargestellten sinusförmigen Signale, sinusförmige Signale oder dafür andere Annäherungssignale zu verwenden.

Aus dem obenstehenden folgt, daß die Beziehung in den Signalen ϕ(t) und Φ(t) eindeutig ist. Diese Faltanordnung kann daher mit Hilfe einer sognannten "look-up table" dargestellt werden. Diese enthält einen Speicher, in dem für jeden Wert des Eingangssignals ϕ(t) der zugeordnete Wert des Ausgangssignals Φ(t) gespeichert ist, wobei das Eingangssignal ϕ(t) als Adreßsignal des zugeordneten Signals Φ(t) dient.

Das Ausgangssignal der weiteren Vergleichsschaltung wird über ein Tiefpaßfilter 80 der Anschlußklemme 66-2 zugeführt, wo das phasenmodulierte Trägersignal sin (ω₀t+ϕ(t)) zur Weiterverarbeitung zur Verfügung steht.

Die Ausführungsformen der Modulationsstufe 1, wie diese in den Fig. 10 und 11 dargestellt ist, bieten den Vorteil, daß diese in integrierter Form verwirklicht werden können und beispielsweise an die in Fig. 6, 7 oder 8 dargestellte Ausgangsstufe 2 angeschlossen werden können.

Die elektronische Anordnung zum Erzeugen beispielsweise eines Hochleistungseinseitenbandsignals besteht dann aus einer integrierten Modulationsstufe 1, die an eine beispielsweise mit Hilfe von MESFET-Transistoren als Wechselschalter und eines Ausgangstransformators verwirklichte Ausgangsstufe 2 angeschlossen ist.

Aus dem obenstehenden dürfte es einleuchten, daß als Modulationssignale x₁(t) und x₂(t) jedes beliebige Signal gewählt werden kann, wie etwa zwei beliebige Datensignale. Insbesondere ist die elektronische Anordnung dazu geeignet, einen einzigen eintreffenden Bitstrom eines Datensignals codiert entsprechend der 4-Phasenmethode mit verringerter Bandbreite einem Trägersignal aufzumodulieren, wobei die x- und y-Komponente der Phasenpunkte in der Phasenebene als Modulationssignale x₁(t) und x₂(t) verwendbar sind oder die x- und die um eine halbe Periode verschobene y-Komponente der Phasenpunkte. Diese letzten Modulationssignale ergeben dann ein OQPSK-Signal.

Claims

1. Modulator zum Erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals mit zwei Eingängen (3, 4) für zwei Modulationssignale (x₁(t), x₂(t)) und einer Phasenmodulationsstufe (1), dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Eingänge (3, 4) mit der Phasenmodulationsstufe (1) verbunden sind, um darin mittels der Modulationssignale (x₁(t), x₂(t)) zwei phasenmodulierte Signale (Z₁(t), Z₂(t)) mit derselben Trägerfrequenz und mit im wesentlichen derselben Amplitude zu erzeugen, die einer Ausgangsstufe (2) zugeführt werden, um durch Addition zueinander oder Subtraktion voneinander das modulierte Trägersignal (S(t)) zu erzeugen, dessen Amplitude abhängig von der Phasendifferenz und dessen Phase abhängig von der Phasensumme der phasenmodulierten Signale (Z₁(t), Z₂(t)) moduliert sind, wobei die phasenmodulierten Signale (Z₁(t), Z₂(t)) folgenden Gleichungen genügen: Z₁ = a cos (ω₀t + ψ(t))Z₂ = a cos (ω₀t + χ(t))mit wobei
η = +1 bei der Addition Z₁(t) + Z₂(t) = S(t) und
η = -1 bei der Subtraktion Z₁(t) - Z₂(t) = S′(t)
ist und wobei die Modulationssignale x₁(t) und x₂(t) die Komponenten eines Vektors darstellen, der in ein Polarkoordinatensystem transformiert durch die Größen r(t) und ϕ(t) dargestellt ist, und Φ=±1 ist und m und n ganze Zahlen sind und das amplituden- und phasenmodulierte Signal S(t) bzw. S′(t) durchr(t) cos (ω₀t + ϕ(t))dargestellt wird.

2. Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodulationsstufe (1) einen Signalwandler (1-1) und eine daran angeschlossene Phasenmodulationsanordnung (1-2) aufweist.

3. Modulator nach Anspruch 2, daß der Signalwandler (1-1) aus den Modulationssignalen x₁(t) und x₂(t) den Phasen ψ(t) und χ(t) proportionale Signale erzeugt und
daß die Phasenmodulationsanordnung (1-2) Phasenmodulatoren (13, 14) aufweist, die aus den den Phasen ψ(t) und χ(t) proportionalen Signalen die phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) erzeugen.

4. Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalwandler (1-1) einen Generator (9), der aus dem einen Modulationssignal (r(t)) das Signal R arc cos (r(t)/2aerzeugt, und zwei Summieranordnungen (11, 12) enthält, denen das Ausgangssignal des Generators (9) und das andere Modulationssignal ϕ(t) zugeführt wird, wobei die eine Summieranordnung (11) durch Addition das Phasensignalψ(t) = ϕ(t) + R arccos (r(t)/2aund die andere Summieranordnung (12) durch Subtraktion das Phasensignalχ(t) = ϕ(t) - R arccos r(t)/2aerzeugen.

5. Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalwandler (1-1) der Phasenmodulationsstufe (1) einen Funktionsgenerator (16), der an die Eingangsklemmen (3, 4) der Phasenmodulationsstufe angeschlossen ist und aus den Modulationssignalen x₁(t) und x₂(t) das Signal mit erzeugt, zwei Multiplizieranordnungen (17, 18), von denen eine erste an eine der Eingangsklemmen (3) und eine zweite an die andere Eingangsklemme (4) angeschlossen ist und die beide an den Funktionsgenerator (16) angeschlossen sind, einen an die zwei Multiplizieranordnungen (17, 18) angeschlossenen Impulssignalgenerator (35) zum Erzeugen eines Signals R mit einer Impulswiederholungsfrequenz, die mindestens zweimal höher ist als die höchste Signalfrequenz der Modulationssignale, und zum Bilden des ProduktsignalsR · x₁(t) · E(t)in der ersten Multiplizieranordnung und zum Bilden des ProduktsignalsR · x₂(t) · E(t)in der zweiten Multiplizieranordnung, und vierte, fünfte, sechste und siebte Summieranordnungen (21 . . . 24) enthält, von denen die vierte an die erste Eingangsklemme (3) und an die zweite Multiplizieranordnung (18) angeschlossen ist zum Bilden des Differenzsignals1/2 (x₁(t) - R x₂(t) · E(t) = cos ψ(t),von denen die fünfte (22) an die zweite Eingangsklemme (4) und an die erste Multiplizieranordnung (17) angeschlossen ist zum Bilden des Summensignals1/2 (R x₁(t) · E(t) + x₂(t)) = sin ψ(t),von denen die sechste (23) an die erste Eingangsklemme (3) und an die zweite Multiplizieranordnung (18) angeschlossen ist zum Bilden des Summensignals1/2 (x₁(t) + R x₂(t) · E(t)) = cos χ(t),und von denen die siebte Summieranordnung (24) an die zweite Eingangsklemme (4) und an die erste Multiplizieranordnung (17) angeschlossen ist zum Bilden des Differenzsignals1/2 (-R · x₁(t) · E(t) + x₂(t)) = sin χ(t),und daß die Phasenmodulationsanordnung (1-2) zwei Quadraturmodulatoren (25, 26) enthält, von denen der eine (25) an die vierte und die fünfte Summieranordnung (21, 22) angeschlossen ist zum Bilden des Signals1/2 cos (ω₀t + ψ(t)) = Z₁(t)und der zweite (26) an die sechste und siebte Addieranordnung (23, 24) angeschlossen ist zum Bilden des Signals1/2 cos (ω₀t + χ(t)) = Z₂(t).(Fig. 3)

6. Modulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalwandler (1-1) einen Speicher enthält, dem Abtastwerte der Modulationssignale x₁(t) und x₂(t) als Adreßsignale zugeführt werden und daran jeder Adresse die jeder Kombination der Signale x₂(t) und x₂(t) zugeordneten, der Phasenmodulationsanordnung (1-2) zuzuführenden Signale enthält.

7. Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodulationsstufe (1) einen an eine der Eingangsklemmen angeschlossenen Phasenmodulator (64) enthält mit einem daran angeschlossenen Trägersignalgenerator (65) zum Phasenmodulieren des Trägersignals durch das an dieser Eingangsklemme anliegende Modulationssignal, daß die Phasenmodulationsstufe (1) eine erste Vergleichsschaltung (67) mit zwei Signaleingängen enthält, von denen der erste (67-2) an den Phasenmodulator (64) und der zweite (67-1) an die andere Eingangsklemme (3) angeschlossen ist zum Erzeugen eines ersten impulsdauermodulierten Signals aus dem phasenmodulierten Signal und dem anderen Modulationssignal, daß die Phasenmodulationsstufe (1) eine zweite Vergleichsschaltung (68) enthält mit einem Signaleingang und einem das Signal invertierenden Eingang, wobei der das Signal invertierende Eingang (68-2) an den Phasenmodulator (64) und der Signaleingang (68-1) an die andere Eingangsklemme (3) angeschlossen ist zum Erzeugen eines zweiten impulsdauermodulierten Signals aus dem phasenmodulierten Signal und dem anderen Modulationssignal, und daß an die Ausgänge der Vergleichsschaltungen (67, 68) ein aus Verknüpfungselementen aufgebauter Signalwandler (69-72) angeschlossen ist zum Erzeugen der zwei phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) aus den impulsdauermodulierten Signalen.

8. Modulator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Signalwandler (69-72) einen an jeden Ausgang der Vergleichsschaltung angeschlossenen Frequenzhalbierer (69, 70) enthält, die je zwei Ausgänge enthalten zum Abgeben eines der zwei möglichen durch Frequenzhalbierung erhaltenen Signals an je eines der Ausgänge,
daß eine erste EXCLUSIV-ODER-Torschaltung (71) vorgesehen ist, die an die ersten Ausgänge der beiden Frequenzhalbierer (69, 70) angeschlossen ist, und daß eine zweite EXCLUSIV-ODER-Torschaltung (72) vorgesehen ist, die an die zweiten Ausgänge der beiden Frequenzhalbierer (69, 70) angeschlossen ist, und
daß die Ausgänge der EXCLUSIV-ODER-Torschaltung an die Ausgänge (5, 6) der Phasenmodulationsstufe angeschlossen sind. (Fig. 10)

9. Modulator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste und zweite Vergleichsschaltung (73, 74) je einen Signalausgang (73-1, 74-1) und einen inversen Signalausgang (73-2, 74-2) aufweisen,
daß die logische Signalanordnung zwei Flip-Flop-Schaltungen (51, 52) enthält, die je nur für Flanken einer Polarität empfindlich sind, und
daß die Eingänge jeder der beiden Flip-Flop-Schaltungen an einander entsprechende Ausgänge (73-1, 74-1 bzw. 73-2, 74-2) der beiden Vergleichsschaltungen und die Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen an die Ausgangsklemmen (5, 6) der Modulationsstufen angeschlossen sind. (Fig. 11)

10. Modulator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Phasenmodulator (64) eine an eine Eingangsklemme (4) angeschlossene Phasenbegrenzungsanordnung (77) enthält zum Begrenzen des an dieser Eingangsklemme vorhandenen Modulationssignals innerhalb der Grenzen -π/2 und +π/2,
daß der Trägersignalgenerator (65) zwei Ausgänge hat zum Abgeben zweier um 90° gegeneinander phasenverschobener Trägersignale,
daß eine an die Phasenbegrenzungsanordnung (77) und über eine Amplituden-Begrenzungsschaltung an einen der Ausgänge des Trägersignalgenerators (65) angeschlossener weiterer Multiplizierer (78) angeschlossen ist,
daß eine an den Multiplizierer (78) und den anderen Ausgang des Trägergenerators angeschlossene weitere Vergleichsschaltung (79) vorgesehen ist und
daß an den Ausgang der weiteren Vergleichsschaltung (79) in Tiefpaßfilter (80) angeschlossen ist. (Fig. 12)

11. Modulator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsstufe (2) eine verstärkende Summieranordnung (7) enthält zum Verstärken und Summieren der der Verstärkerstufe zugeführten phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) und zum Erzeugen des amplituden- und phasenmodulierten Ausgangssignals aus diesen Signalen.

12. Modulator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkende Summieranordnung zwei Verstärker (36, 37) enthält zum getrennten Verstärken der phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t) und daß an die Ausgänge der Verstärker eine Gabelschaltung (38) angeschlossen ist zum Erzeugen des amplituden- und phasenmodulierten Signals aus den von den Verstärkern abgegebenen phasenmodulierten Signalen, und daß der Ausgang der Gabelschaltung an den Ausgang der Ausgangsstufe angeschlossen ist. (Fig. 4)

13. Modulator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkende Summieranordnung eine erste logische UND-Torschaltung (48), eine zweite logische UND-Torschaltung (50) mit zwei signalinvertierenden Eingängen und eine logische EXCLUSIV-ODER-Torschaltung (49) enthält, wobei einer der Signaleingänge der ersten UND-Torschaltung, einer der Eingänge der EXCLUSIV-NOR-Torschaltung und einer der invertierenden Signaleingänge der zweiten UND-Torschaltung an einen Eingang der Endstufe (5) angeschlossen ist und wobei der andere Signaleingang der ersten UND-Torschaltung, der andere Signaleingang der EXCLUSIV-NOR-Torschaltung und der andere signalinvertierende Eingang der zweiten UND-Torschaltung an den anderen Eingang der Endstufe (6) angeschlossen ist, daß eine an die logischen Torschaltungen angeschlossene Drei-Stellungen-Triggerschaltung (60) vorgesehen ist, daß zwei mit Steuereingängen versehene Stromquellen (61, 62) vorgesehen sind, deren Steuereingänge an Signalausgänge (60-1, 60-2) der Drei-Stellungen-Triggerschaltung (60) angeschlossen sind und wobei die Ausgänge der Stromquellen an den Ausgang der Ausgangsstufe angeschlossen sind. (Fig. 8)

14. Modulator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,
daß die verstärkende Summieranordnung zwei mit Steuereingängen (41, 43) versehene Wechselschalter (42, 44) und einen Transformator (45) enthält,
daß die Steuereingänge (41, 43) der Wechselschalter je an einen zugeordneten Eingang der zwei Eingänge (5, 6) der Ausgangsstufe angeschlossen sind,
daß einer der Kontakte der beiden Wechselschalter (42, 44) an eine erste Klemme einer Spannungsquelle angeschlossen ist,
daß der andere Kontakt der beiden Wechselschalter (42, 44) an eine zweite Klemme der Spannungsquelle angeschlossen ist, mit einer von der ersten Klemme abweichenden Spannung,
daß die Schaltarme der Wechselschalter (42, 44) über eine Primärwicklung des Transformators (45) miteinander verbunden sind, und
daß eine Sekundärwicklung des Transformators (45) zwischen den Ausgangsklemmen (46, 47) der Summieranordnung (2) liegt. (Fig. 6)

15. Modulator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,
daß die verstärkende Summieranordnung (2) zwei mit Steuereingängen versehene Wechselschalter (42, 44), einen Transformator (45) und eine Stromquelle (10) enthält,
daß einer der Kontakte der beiden Wechselschalter (42, 44) an ein Ende der Primärwicklung des Transformators (45) angeschlossen ist,
daß der andere Kontakt der beiden Wechselschalter (42, 44) an das andere Ende der Primärwicklung des Transformators (45) angeschlossen ist,
daß die Stromquelle (10) zwischen den Schaltarmen der Wechselschalter (42, 44) liegt und
daß die Steuereingänge der Wechselschalter (42, 44) je an einen zugeordneten Eingang (5, 6) der Summieranordnung (2) angeschlossen sind. (Fig. 7)

16. Modulator nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Wechselschalter (42, 44) mit Hilfe zweier FET-Transistoren ausgebildet ist.