DE3212451C2 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines auf einen Pegel eines Eingangssignals bezogenen Ausgangssignals - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Ausgangssignals aus dem Pegel des der Schaltungsanordnung zugeführten Eingangssignals nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine Schaltungsanordnung der genannten Art ist aus der DE 3 01 09 431 A1 bekannt. Bei dieser bekannten Schaltung wirkt der erste Signalweg auf das Eingangssignal mit einer ersten Übertragungsfunktion zum Komprimieren des zugeführten Eingangssignals in logarithmischer Weise und der zweite Signalweg auf das Eingangssignal mit einer zweiten Übertragungsfunktion zum Übertragen des Eingangssignals mit im wesentlichen Einheitsverstärkung ein. Die über beide Signalwege übertragenen Signale werden in einer Addierschaltung addiert, wobei das addierte Signal das Ausgangssignal bildet.

Aus der DE 28 13 792 B2 ist eine Schaltungsanordnung zur Signalkompression bekannt, die einen Hauptsignalweg aufweist, mit dem in Rückwärts- und Vorwärtskopplung ein Hilfssignalweg verbindbar ist, welcher eine Verstärkereinrichtung, einen an dessen Ausgang geschalteten Gewichtsfunktionsverstärker mit einer an seinem Ausgang angeschlossenen Detektor-Schaltung, einen spannungsgesteuerten Schaltkreis mit veränderbarer Verstärkung und einen Integrator aufweist.

Aus der US 43 75 038 ist eine Schaltungsanordnung zum Messen des quadratischen Mittelwertes eines elektrischen Signals bekannt, bei der das Ausgangssignal logarithmisch sein kann. Die Schaltungsanordnung verwendet Einrichtungen mit logarithmischen Spannungs/Strom-Charakteristiken, üblicherweise Transistoren, wobei diese logarithmischen Einrichtungen ohne Operationsverstärker zusammengeschaltet werden können. In ihrer einfachsten Form besteht die Schaltung aus einem Gleichrichterschaltkreis, vier Transistoren und einem Kondensator.

Rauschminderungsschaltungen zum Vermindern des Rauschens und der Verzerrung, die ein wiedergegebenes Informationssignal begleiten, sind aus dem Stand der Technik bekannt. Solche Rauschminderungsschaltungen sind dazu bestimmt, den Dynamikbereich des Signals, das von einem Aufzeichnungsmedium, beispielsweise einem Magnetband, aufgezeichnet und wiedergegeben werden kann, zu erhöhen. Solche Rauschminderungsschaltungen führen im allgemeinen einen Kompressionsvorgang, der den Pegel des Informationssignals vor dem Aufzeichnen des Signals auf dem Aufzeichnungsmedium komprimiert, und einen Dekompressionsvorgang, der den Pegel des Informationssignals während des Wiedergabevorgangs mit einer Charakteristik expandiert, die zu der Kompressionscharakteristik komplementär ist, aus. Als Ergebnis können verschiedene Einschränkungen des dynamischen Bereiches des Informationssignals durch die Signalübertragungswege und das Aufzeichnungsmedium eliminiert werden.

Eine der Rauschminderungsschaltungen der genannten Art benutzt eine Übertragungsschaltung, die eine variable Kompressions/Expansions-Charakteristik hat, die von dem Pegel und/oder der Frequenz des Eingangsinformationssignals abhängt. Eine derartige Übertragungsschaltung hat einen Regelverstärker, beispielsweise einen spannungsgesteuerten Verstärker, der die zuvor erläuterten Kompressions- und Expansionsvorgänge bewirkt, und eine Pegelerfassungsschaltung, die eine Steuerspannung in Übereinstimmung mit dem Eingangsinformationssignal an den spannungsgesteuerten Verstärker zum Steuern der variablen Kompressions/Expansions-Charakteristik liefert.

In derartigen Systemen hat, wenn der Pegel des Eingangsinformationssignals plötzlich angehoben wird, das sich ergebende wiedergegebene Ausgangssignal einen korrespondierenden Überschwingbereich, der wesentlich größer als der gewünschte Pegel des Ausgangssignals ist. Die Zeit, in die dieser Überschwingbereich auf den gewünschten Pegel zurückfällt, ist durch die Einregelzeit oder durch die Anstiegszeitkonstante begrenzt. Es ist indessen schwierig, eine korrekte Einschwingzeit auszuwählen, da eine Einschwingzeit, die zu lang ist, den Ton verzerrt, der eventuell wiedergegeben wird, und eine Einschwingzeit, die zu kurz ist, zu Knackgeräuschen in dem wiedergegebenen Ton führt. Auf gleiche Weise tritt, wenn der Eingangssignalpegel von einem hohen Wert auf einen niedrigen Wert absinkt, ein negatives Überschwingen auf, und die Zeit, in der der Pegel das Signal von dem Überschwingpegel zu dem gewünschten Pegel zurückführt, ist durch die Erholungszeit oder Absinkzeitkonstante begrenzt. Dementsprechend wird ein hochentwickelter "Vorwärtsmaskeneffekt" benutzt, um die entsprechenden optimalen Zeitkonstanten zu bestimmen. Eine optimale Einschwingzeit wird daher in dem Bereich von ungefähr 100 µs bis 10 ms festgelegt. Die Wiederholzeit wird optimal auf eine vergleichsweise lange Zeit, beispielsweise in dem Bereich von einigen zehn ms bis einigen hundert ms festgelegt, d. h. auf zumindest das 100fache der Einschwingzeit.

Wenn ein Eingangsinformationssignal an die Rauschminderungsschaltung geliefert wird, wird ein Rauschen, das von dem Magnetband erzeugt wird und das bemerkbar ist, dem Ausgangssignal des Systems überlagert. Da der Pegel des erzeugten Rauschens im allgemeinen sehr viel niedriger als der des Eingangsinformationssignals ist, wird das Rauschen durch das Eingangssignal zugedeckt. Im einem Fall indessen, in dem ein Signal, beispielsweise ein Tonfrequenzburstsignal, konstant der Rauschminderungsschaltung zugeführt wird und dann plötzlich zu einem vorbestimmten Zeitpunkt abgesenkt wird, wird das Eingangsinformationssignal, das der Schaltung zugeführt wird, drastisch gedämpft oder blockiert.

Andererseits wird das erzeugte Rauschen nicht augenblicklich gedämpft. Vielmehr wird es mit einer endlichen Zeitkonstante, die durch die Absenkzeitkonstante der Pegelerfassungsschaltung bestimmt ist, gedämpft. Dementsprechend ist dieser Bereich des Rauschens nicht direkt durch das Eingangsinformationssignal zugedeckt. Im allgemeinen gilt indessen, daß dann, wenn ein Signal mit einem hohen Pegel blockiert oder drastisch zu solch einem vorbestimmten Zeitpunkt gedämpft wird, das menschliche Ohr nicht seine Empfindungskapazität für ein Signal mit einem niedrigen Pegel, wie dem des zuvor erläuterten Rauschsignals zurückgewinnt, bis eine vorbestimmte Zeitdauer verstrichen ist. In einem solchen Fall wird, falls die Dämpfung des Rauschens, die mit der plötzlichen Dämpfung oder Blockierung des Eingangsinformationssignals einhergeht, während der Vorwärtsmaskierungsperiode, d. i. typisch 100 ms bis 200 ms, das einhergehende Rauschen nicht durch das menschliche Ohr wahrgenommen. Dieses Phänomen wird allgemein als "Rauschmodulations"-Phänomen bezeichnet. Es ist dementsprechend wünschenswert, die Abfallzeitkonstante der Pegelerfassungsschaltung auf ungefähr 100 ms festzusetzen.

Andererseits steigen, falls die Abfallzeitkonstante auf etwa 100 ms festgelegt ist, Welligkeits-Komponenten, die in dem erfaßten Ausgangssignal enthalten sind, an, was in einem Ansteigen in der harmonischen Verzerrung resultiert. Insbesondere enthält das erfaßte Ausgangssignal der Rauschminderungsschaltung Welligkeits-Komponenten, die hauptsächlich aus den Grundwellen in dem Eingangsinformationssignal, wo eine Halbwellen-Gleichrichtung ausgeführt wird, und aus den zweiten harmonischen Wellen des Eingangsinformationssignals in dem Fall, wo eine Vollweg-Gleichrichtung durchgeführt wird, bestehen. In solch einem Fall ist der Pegel der Welligkeits-Komponenten im wesentlichen umgekehrt proportional zu der Abfallzeitkonstante und Frequenz. Mit der oben beschriebenen Rauschminderungsschaltung fungiert der Verstärker, der durch die Pegelerfassungsschaltung gesteuert wird, als ein Multiplizierer in der Weise, daß eine zweite harmonische Welle in Abhängigkeit von der Grundkomponente der Welligkeit und eine dritte harmonische Welle in Abhängigkeit von der zweiten harmonischen Komponente der Welligkeit erzeugt wird, was dadurch zu einer harmonischen Verzerrung führt.

Obwohl sich eine harmonische Verzerrung nicht als ein Problem in einer vereinfachten Rauschminderungsschaltung, die die zuvor genannten Kompressions- und Expansionsvorgänge über einen nur hohen Frequenzbereich bewirkt, darstellt, stellen sich merkbare Probleme mit einer Hochleistungs-Rauschminderungsschaltung ein, die zusätzlich einen Rauschminderungsvorgang über einen niedrigen Frequenzbereich bewirken. In diesem letzteren Fall ist es deshalb notwendig, die zuvor erläuterte Abfallzeitkonstante auszudehnen, was es in der Folge unmöglich macht, eine optimale Abfallzeitkonstante für das zuvor erläuterte Rauschmodulations-Phänomen festzulegen.

Um mit diesem Problem fertig zu werden, kann eine Regelschaltung verwendet werden, die durch eine Rechtecksignal-Erfassungsschaltung gesteuert wird, wie dies in der US 4422049 und in der US 4521738 desselben Anmelders vollständig beschrieben ist. In der zuletzt genannten Schaltung ist jedoch der Dynamikbereich der Rechtecksignal-Erfassungsschaltung durch die Versorgungsspannung und die Offset-Spannung der Schaltung bestimmt und hat dadurch eine theoretische obere Grenze für den Dynamikbereich von ungefähr 60 dB. Dementsprechend ist es dort, wo gefordert ist, daß der Dynamikbereich, der für eine Rauschminderungsschaltung benutzt wird, 40-50 dB übersteigt, praktischer, eine Umsetzungsschaltung mit der Funktion "exponential-zu-logarithmisch" oder eine logarithmische Kompressionsschaltung, die einen Dynamikbereich größer als 60 dB hat, für die Pegelerfassungsschaltung zu verwenden, die die Steuerschaltung für den Regelverstärker erzeugt. Eine Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, ist in der US 4433254 beschrieben, die von denselben Erfindern stammt und für dieselbe Anmelderin angemeldet ist. Indessen sind selbst in der zuvor genannten Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, keine Mittel zum Steuern der Abfallzeitkonstante vorgesehen, um sowohl der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung als auch des zuvor erwähnten Rauschmodulations-Phänomens Rechnung zu tragen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so zu gestalten, daß sie unter Anwendung einer logarithmischen Kompression und unter Ausübung einer Haltewirkung für die Signalpegel-Abfallzeitkonstante einen weiten Dynamikbereich hat und in der Lage ist, eine optimale Abfallzeit einzustellen, um niederfrequente harmonische Bandverzerrungen zu eliminieren oder wesentlich herabzusetzen; ferner soll sie einen hohen Rauschminderungseffekt aufweisen.

Gelöst wird die Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale.

Vorteilhafterweise kann die Erfindung in einem Hochleistungs-Rauschminderungssystem verwendet werden und kann niederfrequente harmonische Bandverzerrungen beseitigen oder wesentlich reduzieren, die sich aus dem Anwachsen der Welligkeits-Komponente des erfaßten Ausgangssignals dann ergeben, wenn die Abfallzeitkonstante auf einen reduzierten Wert eingestellt wird.

Bevorzugte und vorteilhafte Ausgestaltungen der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung gehen aus den Ansprüchen 2 bis 16 hervor.

Einzelheiten der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung zu mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren ersichtlich.

Fig. 1 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung.

Fig. 2 zeigt ein Impuls/Zeit-Diagramm verschiedener Signale zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung gemäß Fig. 1.

Fig. 3 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung.

Fig. 4-Fig. 6 zeigen Wellenform-Diagramme, die zur Erklärung der Vorteile der Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung gegenüber den Pegelerfassungsschaltungen nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 8-Fig. 10 und gegenüber der zuvor vorgeschlagenen Pegelerfassungsschaltung gemäß Fig. 11 verwendet werden.

Fig. 7 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Teils der Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung.

Fig. 8 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Pegelerfassungsschaltung nach dem Stand der Technik.

Fig. 9 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, gemäß dem Stand der Technik.

Fig. 10 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Absolutwertschaltung, die in einer Pegelerfassungsschaltung nach Fig. 2 verwendet werden kann.

Fig. 11 zeigt ein Prinzipschaltbild einer zuvor vorgeschlagenen Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet.

Fig. 8 zeigt eine lineare Pegelerfassungsschaltung des Typs, der in der US 4422049 und der US 4521738 beschrieben ist. Dieser Schaltung wird ein Wechselstrom-Eingangssignal an einer Eingangsklemme 1 zugeführt. Das Wechselstrom-Eingangssignal wird von der Eingangsklemme 1 an eine erste Erfassungsschaltung 3 und eine zweite Erfassungsschaltung 4 geliefert. Im einzelnen wird das Wechselstrom-Eingangssignal von der Eingangsklemme 1 über eine Diode der ersten Erfassungsschaltung 3 an eine Ausgangsklemme 2 der Pegelerfassungsschaltung geliefert. Zwischen die Ausgangsklemme 2 und Erde ist ein Integrationskondensator 5 gelegt, und ein Widerstand 6 ist zwischen die Ausgangsklemme 2 und einen Widerstand 8 der zweiten Erfassungsschaltung 4 gelegt, wobei das andere Ende des Widerstandes 8 an Erde gelegt ist. Auf die gleiche Weise wird das Wechselstrom-Eingangssignal von der Eingangsklemme 1 über eine Diode der zweiten Erfassungsschaltung 4 an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 6 und 8 geführt, und ein zweiter Integrationskondensator 7 ist zwischen diesen Verbindungspunkt und Erde gelegt. Mit dieser Anordnung ist die Abfallzeitkonstante durch den Integrationskondensator 5 und den Widerstand 6 bestimmt, wobei der letztere als ein erster Entladewiderstand fungiert. Eine Haltezeitkonstante ist durch die zweite Erfassungsschaltung 4 bestimmt, und zwar im einzelnen durch den zweiten Integrationskondensator 7 und den Widerstand 8, wobei der letztere Widerstand als ein zweiter Entladewiderstand fungiert. Die Haltezeitkonstante der zweiten Erfassungsschaltung 4 ist typischerweise in einen Bereich von 10-20% der Abfallzeitkonstante der ersten Erfassungsschaltung 3 gelegt.

Im Betrieb wird, wenn ein Eingangssignal mit einem konstanten Pegel an die Eingangsklemme 1 gelegt wird, eine Ruhezustandsbedingung derart erreicht, daß die Ausgangsspannung V₀ an der Ausgangsklemme 2 im wesentlichen gleich einer Haltespannung V_H an dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Entladewiderstand 6 und dem zweiten Entladewiderstand 8 ist. In einem derartigen Fall ist der konstante Strom durch den ersten Entladewiderstand 6 im wesentlichen gleich Null. Wenn indessen das Signal an der Eingangsklemme 1 in Übereinstimmung mit dem zuvor Ausgeführten blockiert wird, würde der Strom durch den Widerstand 6 normalerweise rapide seinen Wert ändern, wenn nicht die zweite Erfassungsschaltung 4 vorgesehen wäre. Dementsprechend schafft die zweite Erfassungsschaltung 4 einen Halteeffekt, durch den, wenn das Eingangssignal blockiert wird, der Strom durch den ersten Entladewiderstand 6 im wesentlichen auf seinem Pegel Null gehalten wird, bis eine vorbestimmte Zeitperiode unmittelbar, nachdem das Eingangsstromsignal blockiert ist, abgelaufen ist. In diesem Zustand, d. h. während dieser Halteperiode, wird die Spannung durch den ersten Integrationskondensator 5 gehalten, ohne daß dieser entladen wird, wodurch sich die Ausgangsspannung V₀ nicht ändert. Wenn die Halteperiode, die durch die Haltezeitkonstante der zweiten Erfassungsschaltung 4 bestimmt ist, abgelaufen ist, beginnt die Spannung über dem zweiten Integrationskondensator 7, sich abzubauen, um den Wert der Haltespannung V_H zu reduzieren, was in der Folge in einem Strom resultiert, der durch den ersten Entladewiderstand derart fließt, daß er den ersten Integrationskondensator 5 entlädt. Auf diese Weise kann ein Entladen des ersten Integrationskondensators 5 während der vorbestimmten Halteperiode verhindert werden, um so im wesentlichen die Welligkeits-Komponenten, die innerhalb der Halteperiode auftreten, zu eliminieren und um dadurch niederfrequente harmonische Bandverzerrungen zu unterdrücken, und zwar selbst in dem Fall, in dem eine kleine Abfallzeitkonstante eingestellt ist.

Es sei indessen angemerkt, daß die theoretischen Grenzen des Dynamikbereiches dieser Schaltung durch die Spannung der Stromversorgung und die Offset-Spannung der Schaltung festgelegt sind. Das bedeutet, daß mit einer derartigen Schaltung ein typischer Wert der oberen Grenze des Dynamikbereichs, der mit der Schaltung gemäß Fig. 8 erzielt werden kann, etwa bei 60 dB liegt. Wenn indessen der gewünschte Dynamikbereich der Pegelerfassungsschaltung 60 dB übersteigt, ist es vorzuziehen, eine Pegelerfassungsschaltung des Umsetzungstyps "exponential-zu-logarithmisch" oder des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, zu benutzen. Praktisch ausgedrückt heißt dies, daß wenn ein Dynamikbereich größer als 40-50 dB gefordert ist, Pegelerfassungsschaltungen des Umsetzungstyps "exponential-zu-logarithmisch" oder des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, benutzt werden.

Fig. 9 zeigt eine bekannte Pegelerfassungsschaltung 10 des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet. Diese Schaltung wird an einer Eingangsklemme 1 mit einem Eingangssignalstrom i_in aus einer Eingangssignal-Stromquelle 11 versorgt. Der Eingangssignalstrom wird von der Eingangsklemme 1 an eine Absolutwertschaltung 12 geliefert, die als ein hochgenauer Vollweggleichrichter fungiert und die in der Folge ein vollweg-gleichgerichtetes Signal an eine Klemme 13 abgibt. Ein Ausführungsbeispiel für eine Absolutwertschaltung 12, die in der Pegelerfassungsschaltung 10 verwendet werden kann, ist in Fig. 10 gezeigt. Diese Schaltung enthält einen Operationsverstärker 22, dessen invertierender Eingang mit der Eingangsklemme 1 verbunden ist und dessen nichtinvertierender Eingang geerdet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 22 ist mit der Basis eines pnp-Transistors 24 und den Emittern von zwei pnp-Transistoren 23a und 23b verbunden, welche letzteren beiden Transistoren eine Stromspiegelschaltung 23 bilden. Im einzelnen sind die Basisanschlüsse der Transistoren 23a und 23b gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors 23a mit der Eingangsklemme 1 und dem Emitter des Transistors 24 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 23b und 24 sind gemeinsam mit dem Kollektor eines npn-Transistors 25a verbunden, der zusammen mit einem anderen npn-Transistor 25b eine zweite Stromspiegelschaltung 25 bildet. Auf dieselbe Weise wie bei der Stromspiegelschaltung 23 sind die Basisanschlüsse der Transistoren 25a und 25b gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors 25a verbunden, und die Emitter der Transistoren 25a und 25b sind gemeinsam mit einer negativen Spannungsversorgungsklemme 21 verbunden. Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 12 wird an den Kollektor des Transistors 25b erzeugt und der Klemme 13 zugeführt.

Im Betrieb wird Strom in positiver Richtung oder Vorwärtsrichtung, d. h. wie mit einem durchgehend gezeichneten Pfeil angedeutet, über die Eingangsklemme 1 zu dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 22 geliefert, der dahingehend fungiert, daß er den Strom invertiert oder reversiert. Dementsprechend wird der Transistor 24 in seinen Schaltzustand "EIN" versetzt, so daß der Strom in der Vorwärtsrichtung von der Eingangsklemme 1 über die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 24, wie durch den ausgezogen gezeichneten Pfeil neben dem Transistor 24 gezeigt, fließt. Zu dieser Zeit werden die Transistoren 23a und 23b in ihren jeweiligen Schaltzustand "AUS" versetzt. Der Vorwärtsstrom, der durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 24 fließt, fließt dabei durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 25a der zweiten Stromspiegelschaltung 25, wodurch ein Strom in der Richtung des ausgezogen gezeichneten Pfeils verursacht wird, der an der Ausgangsklemme 13 auftritt. Andererseits wird ein Strom, der in negativer Richtung oder Rückwärtsrichtung über die Eingangsklemme 1 fließt, wie dies durch den gestrichelt gezeichneten Pfeil angedeutet ist, durch den Operationsverstärker 22 invertiert, der seinerseits einen in positiver Richtung fließenden Strom erzeugt. Dementsprechend wird in dieser Zeit der Transistor 24 in seinen Schaltzustand "AUS" versetzt. Zu dieser Zeit fließt indessen ein Strom durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 23a der Stromspiegelschaltung 23, wie dies durch einen unterbrochen gezeichneten Pfeil angedeutet ist, wobei ein Strom verursacht wird, der durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 23b in Vorwärtsrichtung, wie dies durch einen unterbrochen gezeichneten Pfeil angedeutet ist, fließt. Dieser zuletzt genannte Strom fließt durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 25a. Es ist ersichtlich, daß die Richtung des Stromflusses durch den Transistor 25a deshalb die gleiche ist, und zwar ohne Rücksicht auf die Richtung des Stromflusses in der Anschlußklemme 1. Deshalb fließt ungeachtet der Richtung des Stromflusses an der Eingangsklemme 1 ein Strom in derselben Richtung durch die Anschlußklemme 13, wie dies durch einen ausgezogen gezeichneten und durch einen unterbrochen gezeichneten Pfeil angedeutet ist.

Der Ausgangssignalstrom an der Klemme 13 wird dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 14 zugeführt, dessen nichtinvertierender Eingang geerdet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 14 ist mit dessen Eingang über eine Vielzahl von N in Reihe geschalteten Dioden 15 verbunden, wobei der Operationsverstärker 14 und die Dioden 15 derart wirken, daß das Eingangssignal, das von der Klemme 13 zugeführt wird, logarithmisch verstärkt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers 14 ist außerdem über eine Diode 16 und einen Kondensator 17 mit Erde verbunden, und die Verbindung oder der Verbindungspunkt zwischen der Diode 16 und dem Kondensator 17 ist mit einer Referenzstromquelle 19 über eine Vielzahl von (N-1) in Reihe geschalteten Dioden 18 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den (N-1) Dioden 18 und der Referenzstromquelle 19 ist mit einer Ausgangsklemme 2 verbunden, an der ein pegelerfaßtes Ausgangssignal erzeugt wird.

Falls der Eingangssignalstrom, der durch die Eingangssignalstromquelle 11 ohne Rücksicht auf die Richtung desselben erzeugt wird, mit i_in bezeichnet ist, der Ausgangsstrom von der Absolutwertschaltung 12 mit |i_in| bezeichnet ist, der den absoluten Wert des Stroms aus der Eingangssignalstromquelle 11 repräsentiert, und der Sättigungsstrom jeder der Dioden 15, 16 u. 18 mit I_S bezeichnet ist, kann die Ausgangsspannung v aus dem Operationsverstärker 14 erhalten werden. Im einzelnen lautet der allgemeine Ausdruck für die Spannungs/Strom-Beziehung einer Diode wie folgt:

i=I_S[exp(-V/V_T)-1] . . . (1).

Falls die Gleichung (1) umgestellt wird, um die Spannung V über jeder Diode 15 zu erhalten, kann die Ausgangsspannung v an dem Ausgang des Operationsverstärkers 14 unter Berücksichtigung der N Dioden 15 wie folgt ausgedrückt werden:

wobei der Strom, der durch die Dioden 15 fließt, gleich dem absoluten Wert des Stroms aus der Eingangssignalstromquelle 11 ist, N die Anzahl der Dioden 15 repräsentiert, V_T die Boltzmann'sche Konstante ist, die gleich kT/q ist, T die absolute Temperatur und q die Elementarladung ist. In dem Übergangszustand des Betriebes kann, wenn der Augenblickswert der Spannung V_C über dem Kondensator 17 als fest betrachtet wird, der Strom i_d durch die Diode 16 wie folgt ausgedrückt werden:

Wenn die Spannung v aus dem Operationsverstärker 14, wie sie durch die Gleichung (2) repräsentiert wird, in die Gleichung (3) eingesetzt wird, kann der Strom i_d durch die Diode 16 wie folgt ausgedrückt werden:

Andererseits kann der Ruhezustandsstrom während der Ruhezustandsbedingungen wie folgt ausgedrückt werden:

Wenn der Diodenstrom i_d aus Gleichung (4) in Gleichung (5) eingesetzt wird, ergibt sich die folgende Gleichung:

Daraus ist zu erkennen, daß während der Ruhezustandsbedingungen

ist. Wenn die Gleichungen (6) und (7) kombiniert werden, um den Ausdruck i_d zu eliminieren, und wenn sie dann nach der Spannung V_C über dem Kondensator 17 aufgelöst wird, kann die folgende Ruhezustands-Gleichung für die Kondensatorspannung V_C zu

ausgedrückt werden. Aus Fig. 2 ist leicht zu erkennen, daß die Ruhezustandsspannung V₀ an der Ausgangsklemme 2 gleich der Ruhezustands-Kondensatorspannung V_C abzüglich des Spannungsabfalls über den (N-1) Dioden 18 ist. In anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß die Ruhezustands-Ausgangsspannung V₀ wie folgt ausgedrückt werden kann:

Wenn die Ruhezustands-Kondensatorspannung V_C aus Gleichung (8) in Gleichung (9) eingesetzt wird, kann die Gleichung für die Ruhezustands-Ausgangsspannung V₀ wie folgt neu geschrieben werden:

Indessen sind während der Ruhezustandsbedingungen |i_in| und I₀»I_S, so daß die Ruhezustands-Ausgangsspannung V₀ wie folgt angenähert ausgedrückt werden kann:

Um die Gleichung (11) zu vereinfachen, wird die folgende Identität definiert:

Wenn Gleichung (12) in Gleichung (11) eingesetzt wird, kann der genäherte Ruhezustandswert für die Ausgangsspannung V₀ wie folgt ausgedrückt werden:

Es ist aus Gleichung (13) ersichtlich, daß die Ausgangsspannung V₀ der Pegelerfassungsschaltung 10, die des Typs ist, der eine logarithmische Kompression verwendet, als eine Funktion der N-ten Ordnung des Absolutwertes des Eingangssignalstroms i_in ist. Das heißt, daß die Pegelerfassungsschaltung 10 gemäß Fig. 2 dazu bestimmt ist, eine Pegelerfassungsoperation für dynamische Bereiche von 80 dB oder mehr auszuführen. Indessen sieht die Pegelerfassungsschaltung 10 keinen Halteeffekt vor, um die Welligkeits-Komponenten zu eliminieren, was zu einer niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung führt.

Im folgenden wird das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 30 beschrieben, wobei Elemente, die mit solchen übereinstimmen, welche bereits anhand von Fig. 9 beschrieben wurden, durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet sind, und wobei eine ins einzelne gehende Beschreibung dieser Elemente aus Gründen der Kürze fortgelassen ist. Im einzelnen stellt die Schaltungsanordnung 30 gemäß Fig. 1 eine Modifikation der Pegelerfassungsschaltung 10 gemäß Fig. 9 dar. Sie enthält einen ersten Signalweg, der aus einer Diode 31 besteht, die als ein erstes Halbleiterelement mit pn-Übergang fungiert, und aus einer Diode 32, die als ein zweites Halbleiterelement mit pn-Übergang fungiert, wobei diese beiden Dioden in ihren Vorwärtsrichtungen zwischen den Ausgang eines Operationsverstärkers 14 und eine erste Bezugsstromquelle 36 in Reihe geschaltet sind. Ein zweiter Signalweg, der aus einem dritten Halbleiterelement 33 mit pn-Übergang gebildet ist, welches aus zwei in Reihe geschalteten Dioden 33a, 33b besteht, ist parallel zu der Reihenschaltung der Dioden 31 und 32 angeordnet. Es ist ersichtlich, daß die Anzahl der pn-Übergänge, die durch die ersten und zweiten Halbleiterelemente, d. h. die Dioden 31 und 32 geschaffen sind, gleich der Anzahl der pn-Übergänge ist, die durch das dritte Halbleiterelement 33, d. h. die Dioden 33a und 33b vorgesehen sind. Des weiteren gilt, daß obwohl Dioden als Halbleiterelemente mit pn-Übergang benutzt werden, jede andere geeignete halbleitende Einrichtung benutzt werden kann. Beispielsweise kann jede Diode durch einen Transistor ersetzt werden, dessen Kollektor mit dessen Basis verbunden ist. Ein erstes elektrostatisches Kapazitätselement, das aus einem Integrationskondensator 34 besteht, ist zwischen den Verbindungspunkt der in Reihe geschalteten Dioden 31 und 32 und Erde gelegt, und ein zweites elektrostatisches Kapazitätselement, das aus einem Integrationskondensator 35 besteht, ist zwischen den Verbindungspunkt der Dioden 32 und 33b und Erde gelegt. Die Spannung über dem zweiten Integrationskondensator 35 wird in einem Pegelverschiebeabschnitt, der durch einen npn-Transistor 37, welcher als ein Emitter-Folger angeschaltet ist, und eine Vielzahl von (N-2) Dioden 38 realisiert ist, umgesetzt, um eine Ausgangsspannung V₀ an der Ausgangsklemme 2 zu erzeugen. Eine Anschlußklemme 39 zum Zuführen einer positiven Spannung ist mit dem Kollektor des Transistors 37 verbunden, und eine zweite Referenzstromquelle in Form eines weiteren Transistors 40 liefert einen Vorspannstrom an die (N-2) Dioden 38 und den Transistor 37.

Um den gewünschten Halteeffekt in bezug auf die Abfallzeitkonstante, wie zuvor anhand von Fig. 8 beschrieben, zu erreichen, wird der Sättigungsstrom durch das dritte Halbleiterelement 33 auf das etwa Zehnfache des Sättigungsstroms durch die Dioden 31 und 32 gesetzt. Auf diese Weise wird vom Standpunkt eines Ruhezustandsstroms aus der Strom aus der ersten Referenzstromquelle 36 in Übereinstimmung mit dem Verhältnis zwischen dem Sättigungsstrom durch die Dioden 31 und 32 und dem Sättigungsstrom durch die Dioden 33a und 33b aufgeteilt. Zusätzlich wird die Kapazität des zweiten Integrationskondensators 35 auf einen Bruchteil der Kapazität des ersten Integrationskondensators 34 festgelegt, obwohl die erstere Kapazität abhängig von der gewünschten Halteperiode variiert werden kann.

Im Betrieb ist der Strom i_c, der durch die Diode 32 fließt, gleich Δi₀, welcher Wert einerseits gleich dem abgeteilten Teil des Stroms i₀ aus der ersten Referenzstromquelle 36 vor einer Zeit t₀, der mit dem Abfallen oder Blockieren des Eingangssignalstroms i_in aus der Eingangssignalstromquelle 11 korrespondiert, ist. Es ist ersichtlich, daß der Strom Δi₀ von der Größenordnung 1/10 des Wertes I₀ in Übereinstimmung mit dem zuvor erläuterten Sättigungsstrom-Verhältnis ist. Wenn der Eingangssignalstrom i_in von seinem hohen Wert auf einen niedrigen Wert zu einem Zeitpunkt t₀ abfällt, ändern sich die Klemmspannungen V_C und V_H über den betreffenden Integrationskondensatoren 34 und 35 nicht augenblicklich. Dementsprechend ist der Strom i_c durch die Diode 32 zu einem solchen Zeitpunkt gleich dem zuvor erwähnten Strom Δi₀. Zu dieser Zeit wird der erste Integrationskondensator 34 mit einem Strom Δi₀ entladen und der Integrationskondensator 35 wird mit einem Strom (I₀-i₀=I₀′) entladen. Es ist ersichtlich, daß die Änderungsrate der Ausgangsspannung V_C über dem ersten Integrationskondensator 34 als Ergebnis der Kapazität des ersten Integrationskondensators 34, der größer als die des zweiten Integrationskondensators 35 ist, extrem klein und wegen des zuvor erläuterten Entladestroms Δi₀ niedrig ist. Der zweite Integrationskondensator 35 wird andererseits in einer kurzen Zeitperiode von seiner Klemmspannung V_H wegen seiner niedrigen Kapazität und wegen des relativ hohen Entladestroms von etwa I₀ entladen, wie in Fig. 2 gezeigt. Auf diese Weise wird, wenn die Klemmspannung V_H auf einen vorbestimmten Wert abgesenkt ist, die Potentialdifferenz über der Diode 32 erhöht, beispielsweise zu einem Zeitpunkt t₁, was zu einem Ansteigen des Stroms i_C durch die Diode 32 von seinem anfänglichen Wert Δi₀ aus führt, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Es ist ersichtlich, daß der Strom durch die Diode 32 eventuell gleich dem Strom I₀ aus der ersten Referenzstromquelle 36 wird, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist, und daß dieser Strom der Entladestrom zum Entladen des ersten Integrationskondensators 34 ist. Zu einem Zeitpunkt t₂, wenn der Entladevorgang bezüglich der Integrationskondensatoren 34 und 35 im wesentlichen vollendet ist, wird der Strom I₀ wiederum zwischen der Reihenschaltung der Dioden 33a und 33b und der Reihenschaltung der Dioden 31 und 32 aufgeteilt, wodurch der Strom durch die Diode 32 zu seinem anfänglichen Stromwert i_c zurückkehrt. Es ist aus der zuvor gegebenen Beschreibung der Arbeitsweise der Pegelerfassungsschaltung 30 gemäß Fig. 1 ebenfalls ersichtlich, daß das Entladen des ersten Integrationskondensators 34 von seiner Klemmspannung V_C zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ nur durch den Strom Δi₀ verursacht wird, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. In anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der Pegel der Klemmspannung V_C auf seinem anfänglichen Wert zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ gehalten wird, um einen sog. Halteeffekt zum Zwecke der Lösung der Probleme, die zuvor in bezug auf die Welligkeits-Komponenten betrachtet worden sind, zu erzielen. Für die Zeitperiode zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₂ ist die Arbeitsweise ähnlich der der Schaltung gemäß Fig. 9, und die kleine Abfallzeitkonstante kann auf einen optimalen Wert gesetzt werden, um das zuvor erläuterte Rauschmodulations-Phänomen zu umgehen. Dementsprechend ist einzusehen, daß die vorliegende Erfindung eine Schaltungsanordnung des Typs schafft, der eine logarithmische Kompression verwendet, welche die Nachteile der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung vermeidet, während sie gleichzeitig in der Lage ist, eine optimale Abfallzeitkonstante festzulegen, um das Rauschmodulations-Phänomen zu vermeiden.

In Fig. 11 ist eine Pegelerfassungsschaltung des Typs gezeigt, der eine logarithmische Kompression verwendet, wie sie zuvor durch die Anmelderin dieser Erfindung vorgeschlagen und in der US-Anmeldung Serial No. 06/325,207, eingereicht am 27. November 1981, beschrieben ist, und auf deren Offenbarung hier Bezug genommen wird. Im einzelnen ist die Pegelerfassungsschaltung 50 gemäß Fig. 11 dazu bestimmt, optimale Anstiegs- und Abfallzeitkonstanten in Abhängigkeit sowohl von dem Pegel als auch der Frequenz eines Eingangssignals, das der Schaltung zugeführt wird, zu erzeugen. In Übereinstimmung damit wird nun anhand von Fig. 11 die Pegelerfassungsschaltung 50 beschrieben, wobei Elemente, die mit solchen korrespondieren, die bereits anhand der Schaltung nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 9 beschrieben sind, durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet sind und wobei eine ins einzelne gehende Beschreibung dieser Elemente aus Gründen der Kürze hier fortgelassen ist.

Im einzelnen ist eine Eingangssignalstromquelle 11 vorgesehen, die einen Eingangssignalstrom i_in über eine Eingangsklemme 1 an eine Absolutwertschaltung 12 liefert, die ihrerseits ein Signal |i_in| entsprechend dem Absolutwert des Eingangssignalstroms i_in über eine Klemme 13 an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 51 liefert. Die Absolutwertschaltung gemäß Fig. 10 kann hier als Absolutwertschaltung 12 verwendet werden. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 51 ist geerdet, und der Ausgang des Operationsverstärkers 51 ist mit seinem invertierenden Eingang über eine einzige logarithmisch konvertierende Diode 52 verbunden. Es ist ersichtlich, daß diese Schaltung nur die Verwendung einer einzigen logarithmisch konvertierenden Diode, anders als die Vielzahl N von Dioden 15 in der Pegelerfassungsschaltung 10 gemäß Fig. 9, benötigt. Eine Ausgangsspannung V₁ des Operationsverstärkers 51 wird dem nichtinvertierenden Eingang eines weiteren Operationsverstärkers 53 zugeführt, der als eine Differenzfehlerschaltung fungiert, die die Differenz zwischen der Spannung v₁, die dem nichtinvertierenden Eingang zugeführt wird, und einer anderen Spannung, die dem invertierenden Eingang zugeführt wird, verstärkt.

Die Ausgangsspannung des weiteren Operationsverstärkers 53 wird über eine Diode 54 an einen integrierenden Kondensator 17 abgegeben, welch letzterer zwischen Erde und eine Diode 54 geschaltet ist. Des weiteren ist eine Stromquelle, die einen Referenzstrom I₀ liefert, zwischen Erde und die Verbindung zwischen der Diode 54 und dem Kondensator 17 gelegt. Die Kondensatorspannung V_C des Kondensators 17 wird dann dem nichtinvertierenden Eingang eines weiteren Operationsverstärkers 55 zugeführt, der als eine Spannungsfolgerschaltung fungiert und dessen Ausgang mit seinem invertierenden Eingang verbunden ist. Dementsprechend wird eine Kondensatorspannung V_C an dem Ausgang des Operationsverstärkers 55 erzeugt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 55 ist über eine Diode 61 mit einer Referenzstromquelle 62 verbunden, die einen Referenzstrom I₀ liefert, und der Verbindungspunkt zwischen der Diode 61 und der Referenzstromquelle 62 ist mit einer Ausgangsklemme 2 verbunden, an der die Ausgangsspannung V₀ der Pegelerfassungsschaltung 50 erzeugt wird.

Als Merkmal dieser Schaltung ist eine Spannungsteilerschaltung 66 zum Erzeugen einer durch eine Spannungsteilung erzielten Rückkopplungsspannnung v₄ vorgesehen, die auf die Kondensatorspannung V_C an dem Ausgang des Operationsverstärkers 55 und auf die Spannung v₂ an dem Ausgang des Operationsverstärkers 53 bezogen ist und auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 53 rückgekoppelt ist. Im einzelnen wird die Ausgangsspannung v₂ aus dem Operationsverstärker 53 über eine Diode 56, die den Ruhezustands-Spannungsabfall über der Diode 54 kompensiert, zugeführt, und die Ausgangsspannung v₃ von der Diode 56 wird dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 58 zugeführt, der als eine Spannungsfolgerschaltung fungiert. Eine Referenzstromquelle 57, die einen Referenzstrom I₀ erzeugt, ist ebenfalls mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 58 verbunden, und der Ausgang des Operationsverstärkers 58 ist mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Es ist einzusehen, daß die als Spannungsfolgerschaltungen fungierenden Operationsverstärker 55 u. 58 vorgesehen sind, um jeden schädlichen Einfluß der direkten Verwendung der Kondensatorspannung V_C des Kondensators 17 und der Spannung v₃ von der Diode 56 zu vermeiden.

Die Spannungsteilerschaltung 66 besteht aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen 59 und 60, die zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 58 bzw. den Ausgang des Operationsverstärkers 55 geschaltet sind, wobei der Widerstandswert des Widerstands 59 als das (N-1)-fache des Widerstandswertes des Widerstandes 60 gewählt ist. Dementsprechend werden die Eingangsspannungen v₃ und V_C, die der Spannungsteilerschaltung 66 zugeführt werden, in ihrer Spannung in einem Verhältnis von zwischen 1/N für V_C = 0 und (N-1)/N für v₃ = 0 geteilt.

Mit der Pegelerfassungsschaltung 50 kann die logarithmisch kovertierte Spannung v₁ an dem Ausgang des Operationsverstärkers 51 auf die gleiche Weise wie die Spannung v, die mit der Schaltung gemäß Fig. 9, wie sie durch die Gleichung (2) ausgedrückt ist, gewonnen werden kann, auch hier gewonnen werden und kann wie folgt ausgedrückt werden:

Ferner ist die in der Spannung geteilte Rückkopplungsspannung v₄ aus der Spannungsteilerschaltung 66 auf die beiden Eingangsspannungen v₃ und V_C wie folgt bezogen und wird zur Verfügung gestellt:

Es ist indessen ersichtlich, daß, wie zuvor erläutert, der Operationsverstärker 53 als eine Differenzfehlerschaltung fungiert, und dementsprechend wird wegen des Rückkopplungsweges von der Spannungsteilerschaltung 66 zu dem invertierenden Eingang dieses Operationsverstärkers die in der Spannung geteilte Rückkopplungsspannung v₄ aus der Spannungsteilerschaltung 66 gleich der Spannung v₁, die dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 53 zugeführt wird. Dementsprechend wird durch Einsetzen der Spannung v₁ für die Spannung v₄ in Gleichung (15) und Umstellen der Ausdrücke in dieser letzteren Gleichung die folgende Gleichung für die Spannung v₃ gewonnen:

v₃ = N · v₁-V_C (N-1) . . . (16).

Wenn die Spannung v₁ aus Gleichung (14) in die Gleichung (16) eingesetzt wird, ergibt sich folgende Gleichung:

Es ist ersichtlich, daß die Ausgangsspannung v₂ aus dem Operationsverstärker 53 gleich der Spannung v₃ zuzüglich den Spannungsabfall über der Diode 56 ist. In anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß die Spannung v₂ durch die folgende Gleichung repräsentiert ist:

In genau der gleichen Weise, wie Gleichung (3) gewonnen wurde, kann der Strom i_d durch die Diode 54 wie folgt ausgedrückt werden:

Wenn die Spannung v₂ aus Gleichung (18) in die Gleichung (19) eingesetzt wird, kann die letztere Gleichung wie folgt neu geschrieben werden:

Wie zuvor anhand von Gleichung (5) und (7) erläutert, wird der Ruhezustands-Diodenstrom wie folgt ausgedrückt:

Wenn der Diodenstrom i_d aus Gleichung (20) in die Gleichung (21) eingesetzt wird, wird die folgende neue Gleichung erhalten:

Wenn der Referenzstrom I₀ für den Ruhezustands-Diodenstrom i_d in Gleichung (22) eingesetzt wird, und die letztere Gleichung umgestellt wird, um sie nach der Kondensatorspannung V_C aufzulösen, wird folgende Gleichung erhalten:

Da die Ausgangsspannung V₀ an der Ausgangsklemme 2 gleich der Kondensatorspannung V_C verringert um den Spannungsabfall an der Diode 61 ist, kann die Ausgangsspannung V₀ wie folgt ausgedrückt werden:

Wenn die Kondensatorspannung V_C aus Gleichung (23) in die Gleichung (24) eingesetzt wird, ergibt sich folgende neue Gleichung:

Wie zuvor bezüglich der Schaltung gemäß der Schaltung gemäß Fig. 9 erläutert, ist während der Ruhezustands-Bedingungen der Absolutwert und der Eingangssignalstrom i_in, und der Strom I₀ » I_S, so daß für die Gleichung (25) in Näherung folgender Ausdruck angegeben werden kann:

Diese Gleichung kann wie folgt vereinfacht ausgedrückt werden:

Um diese Gleichung (27) weiter zu vereinfachen, kann folgende Definition verwendet werden:

so daß sich die Gleichung (27) zu

reduziert. Es ist einzusehen, daß die zuvor erläuterte Wandlung des Eingangssignals durch die Pegelerfassungsschaltung 50 des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, unabhängig von Änderungen in dem Wert von N ist. Auf diese Weise kann eine kleinere Anstiegszeitkonstante oder kürzere Einschwingzeit mittels des Teilungsverhältnisses der Widerstände 59 und 60 ohne Verschlechterung der anderen Charakteristika der Schaltung zur Verwendung in Hochleistungs-Rauschminderungsschaltungen erzielt werden.

Im folgenden wird das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung beschrieben, wobei Elemente, die mit solchen korrespondieren, die zuvor anhand der Pegelerfassungsschaltung 50 gemäß Fig. 11 beschrieben worden sind, mit gleichen Bezugszeichen versehen sind und wobei eine Beschreibung solcher Elemente aus Gründen der Kürze fortgelassen ist. Im einzelnen stellt die Schaltungsanordnung 70 eine Verbesserung gegenüber der Pegelerfassungsschaltung 50 dar, und sie enthält anstelle der Diode 54 und des Kondensators 17 einen Stromkreis ähnlich dem des zuvor anhand von Fig. 1 beschriebenen Stromkreises. Auf diese Weise besteht ein erster Signalweg aus in Reihe geschalteten Dioden 31 und 32, die ein erstes und ein zweites Halbleiterelement mit pn-Übergang darstellen. Diese Dioden sind zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 53 und der Bezugsstromquelle 36 geschaltet. Ein zweiter Signalweg besteht aus einem dritten Halbleiterelement 33 mit pn-Übergang, das aus einer Reihenschaltung aus einer ersten und einer zweiten Diode 33a bzw. 33b besteht. Diese Reihenschaltung von Dioden ist mit der Reihenschaltung der ersten und zweiten Diode 31 bzw. 32 parallelgeschaltet. Ein erstes elektrostatisches Kapazitätselement, das als Integrationskondensator 34 ausgebildet ist, ist zwischen den Verbindungspunkt zwischen der ersten und der zweiten Diode 31 bzw. 32 und Erde gelegt, und ein zweites elektrostatisches Kapazitätselement, das aus einem Integrationskondensator 35 gebildet ist, ist zwischen den Verbindungspunkt zwischen den Dioden 32 und 33b und Erde gelegt. Es ist ersichtlich, daß die oben beschriebenen Elemente mit den gleichen Bezugszeichen wie die damit korrespondierenden Elemente in Fig. 1 bezeichnet sind, um die Wirkungsweise der oben beschriebenen Schaltung, die durch die Dioden 31, 32, 33a und 33b und die Integrationskondensatoren 34 und 35 dargestellt ist, klar zu machen. Da die Schaltungsanordnung 70 auf diese Weise identisch mit der Schaltung ist, die zuvor anhand von Fig. 1 beschrieben wurde, wird deren Arbeitsweise hier nicht mehr erklärt. Der Rest der Schaltungsanordnung 70 gemäß Fig. 3 hat den gleichen Aufbau wie die Pegelerfassungsschaltung 50 gemäß Fig. 11 und wird ebenfalls hierin nicht weiter erklärt.

Die Vorteile der vorliegenden Erfindung werden leicht aus einer Betrachtung der Diagramme in den Fig. 4 bis 6 ersichtlich. In Fig. 4 wird die Ausgangssignalspannung V₀ dann, wenn ein Eingangssignalstrom i_in blockiert oder plötzlich gedämpft wird, ebenfalls zu einem derartigen Zeitpunkt mit einer vorbekannten Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, abfallen, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 4 gezeigt ist. Indessen wird in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung eine vorbestimmte Halteperiode von dem Zeitpunkt an, zu dem der Eingangssignalstrom i_in fällt, vorgesehen, in welcher vorbestimmten Zeit der Pegel der Ausgangsschaltung V₀ auf seinem hohen Wert gehalten wird, und nur nach einer derartigen vorbestimmten Zeit fängt die Ausgangsspannung V₀ an, abzufallen. Wie zuvor erläutert, sind während der Halteperiode Welligkeits-Komponenten, die zu einer niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung führen, vorhanden. Aus diesem Grunde ist, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist, obwohl die Abfallzeitkonstante für bekannte Pegelerfassungsschaltungen des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, dieselbe wie die Abfallzeitkonstante für die Schaltungsanordnung 70 gemäß der vorliegenden Erfindung ist, die Welligkeits-Komponente Δv, die sich aus niederfrequenten Signalen nach der vorliegenden Erfindung ergibt, wie dies durch eine ausgezogene Linie für V₀ in Fig. 5 gezeigt ist, viel kleiner als die Welligkeits-Komponente Δv′, die sich aus zuvor bekannten Pegelerfassungsschaltungen des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, ergibt, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 5 gezeigt ist. Diese große Welligkeits-Komponente Δv′ führt, wie dies zuvor erläutert wurde, zu niederfrequenten harmonischen Bandverzerrungen während der zuvor erläuterten Halteperiode. Im einzelnen ist der harmonische Verzerrungsfaktor, wie in Fig. 6 gezeigt, bei vorbekannten Pegelerfassungsschaltungen des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, in bezug auf niederfrequente Signale viel größer als der der Schaltungsanordnung 70 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 7 zeigt einen wesentlichen Bestandteil der Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung. Dieser wesentliche Bestandteil enthält eine Eingangsklemme 77, die entweder mit der Spannung v₁ aus dem Ausgang des Operationsverstärkers 14 in der Pegelerfassungsschaltung 30 gemäß Fig. 1 oder mit der Spannung v₂ an dem Ausgang des Operationsverstärkers 53 in der Pegelerfassungsschaltung 70 gemäß Fig. 3 versorgt wird. Die Spannung v₁ oder v₂, die durch die Umwandlung des Absolutwertes des Wechselstrom-Eingangssignalstroms i_in gewonnen wird, wird über die Eingangsklemme 77 an die Basis eines NPN-Transistors 73a und an die Basis eines weiteren NPN-Transistors 71 gelegt. Der npn-Transistor 71 ist mit seiner Kollektor/Emitter-Strecke mit einer Diode 72 zwischen eine Referenzspannungs-Versorgungsklemme 79, die eine Referenzspannung V_CC zuführt, und eine Stromquelle 76 geschaltet.

Es ist deshalb ersichtlich, daß die Basis/Emitter-Strecke des Transistors 71 das zuvor erläuterte erste Halbleiterelement mit pn-Übergang und die Diode 72 das zweite Halbleiterelement mit pn-Übergang darstellen. Auf die gleiche Weise ist die Reihenschaltung der Kollektor/Emitter-Strecke des npn-Transistors 73a und einer Diode 73b mit der Reihenschaltung des npn-Transistors 71 und der Diode 72 parallelgeschaltet. Es ist zu erkennen, daß die Basis/Emitter-Strecke des npn-Transistors 73a und die Diode 73b ein drittes Halbleiterelement 73 mit pn-Übergang darstellen. Des weiteren ist auf ähnliche Weise, wie bei den Anordnungen gemäß Fig. 1 und Fig. 3, die zuvor beschrieben wurden, ein erster Integrationskondensator 74 zwischen Erde und den Verbindungspunkt zwischen dem npn-Transistor 71 und der Diode 72 gelegt und bildet das zuvor erläuterte erste elektrostatische Kapazitätselement, und ein zweiter Integrationskondensator 75 ist zwischen Erde und den Verbindungspunkt zwischen den Dioden 72 und 73b gelegt und stellt das zuvor erläuterte zweite elektrostatische Kapazitätselement dar. Die Ausgangsspannung V_C, die entweder der Basis des npn-Transistors 37 in der Schaltung gemäß Fig. 1 oder dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 55 in der Schaltung gemäß Fig. 3 zugeführt wird, wird über den Integrationskondensator 74 erzeugt und einer Ausgangsklemme 78 zugeführt. Es ist ersichtlich, daß die grundsätzliche Wirkungsweise der Schaltung, die in Fig. 7 gezeigt ist, im wesentlichen identisch mit den korrespondierenden Schaltungen gemäß Fig. 1 und Fig. 3 ist. Es besteht indessen ein Vorteil, der sich aus der Schaltung gemäß Fig. 7 ergibt, derart, daß der Operationsverstärker 14 gemäß Fig. 1 oder der Operationsverstärker 53 gemäß Fig. 3 eine kleine Stromversorgungskapazität haben können.

Wie zuvor erläutert, erzeugt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung für eine Rauschminderungsschaltung eine Welligkeits-Komponente, die aus der Grundwelle und/oder harmonischen Wellen des Eingangssignals während des Pegelerfassungsvorganges besteht. Der Pegel der Welligkeits-Komponente ist im allgemeinen umgekehrt proportional zu der Abfallzeitkonstante und der Eingangssignalfrequenz des Eingangssignalstroms. Wenn indessen die Abfallzeitkonstante optimiert ist, um eine Verschlechterung der Tonqualität aufgrund der Rauschmodulation zu verhindern, steigt der Pegel der erzeugten Welligkeits-Komponente zu einer weiteren Verschlechterung der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung an. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird in einer Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, ein Halteeffekt erzielt, der erlaubt, daß die Abfallzeitkonstante auf einen optimalen Wert gesetzt wird, um eine Verschlechterung aufgrund der Rauschmodulation zu verhindern und um gleichzeitig ein Ansteigen des Pegels der Welligkeits-Komponente zu verhindern. Des weiteren erzeugt die Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, gemäß der vorliegenden Erfindung einen weiten Dynamikbereich ohne weitere Verschlechterung der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung. Diese Schaltung kann dadurch in Hochleistungs-Rauschminderungssystemen verwendet werden.

Claims (16)

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Ausgangssignals aus dem Pegel des der Schaltungsanordnung zugeführten Eingangssignals, insbesondere zur Verwendung in einer Rauschminderungsschaltung, bei der ein logarithmischer Kompressor, ein erster und ein dazu paralleler zweiter Signalweg für das Signal vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet,

• - daß der erste und zweite Signalweg dem logarithmischen Kompressor (14, 15; 51, 52) nachgeschaltet sind,
• - daß der erste Signalweg, durch den ein erster Sättigungsstrom fließt, ein erstes Element (31; 71) mit nichtlinearer Kennlinie und ein zweites, dazu in Reihe geschaltetes Element (32; 72) mit nichtlinearer Kennlinie aufweist,
• - daß der zweite Signalweg, durch den ein zweiter Sättigungsstrom fließt, ein drittes Element (33; 73) mit ebenfalls nichtlinearer Kennlinie aufweist, wobei der zweite Sättigungsstrom größer als der erste Sättigungsstrom ist,
• - daß eine erste Referenzstromquelle (36; 76) zum Liefern eines Gesamtreferenzstroms (I₀) an den ersten und den zweiten Signalweg vorgesehen ist,
• - daß ein erster Integrationskondensator (34; 74) vorgesehen ist, der eine erste Kapazität aufweist und der an der Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Element (31, 32) angeschlossen ist,
• - daß ein sowohl dem zweiten Element (32; 72) des ersten Signalwegs als auch dem dritten Element (33; 73) des zweiten Signalwegs nachgeschalteter zweiter Integrationskondensator (35; 75) vorgesehen ist, der eine Kapazität aufweist, die kleiner als die erste Kapazität ist, und
• - daß eine Ausgangsschaltung (37, 38, 39, 40; 61, 62) vorgesehen ist, die aus dem in dem ersten Integrationskondensator (34) integrierten Signal das Ausgangssignal erzeugt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Element (31; 71) und das zweite Element (32; 72) jeweils ein Halbleiterelement mit pn-Übergang sind, und daß das dritte Element (33; 73) zumindest ein Halbleiterelement (33a, 33b; 73a, 73b) mit pn-Übergang aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Element (71) mit nichtlinearer Kennlinie ein erster Transistor ist, daß das zweite Element (72) eine erste Diode ist, und daß das dritte Element (73) einen zweiten Transistor (73a) und eine zweite Diode (73b) aufweist, die in Reihe geschaltet sind.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Integrationskondensator (34; 74) zwischen die Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Element (31, 71; 32, 72) und ein Bezugspotential geschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Element (32; 72) und das dritte Element (33; 73) miteinander verbunden sind, und daß der zweite Integrationskondensator (35; 75) zwischen die Verbindung zwischen dem zweiten Element (32; 72) und dem dritten Element (33; 73) und ein Bezugspotential geschaltet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Element (32; 72) mit nichtlinearer Kennlinie und das dritte Element (33; 73) mit nichtlinearer Kennlinie miteinander verbunden sind und daß die erste Referenzstromquelle (36; 76) den Gesamtreferenzstrom (I₀) durch die Verbindung zwischen dem zweiten Element (32; 72) und dem dritten Element (33; 73) an den ersten und zweiten Signalweg abgibt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der logarithmische Kompressor einen Operationsverstärker (14; 51) mit einem invertierenden Eingang und einem Ausgang aufweist, und daß eine Halbleiteranordnung (15; 52) zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers (14; 51) geschaltet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiteranordnung (15; 52) zumindest eine Diode enthält.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verstärker (53) vorgesehen ist, dem das logarithmisch komprimierte Signal und wenigstens ein Rückkopplungssignal zugeführt sind, um in Abhängigkeit von diesen zugeführten Signalen ein logarithmisch verstärktes Signal zu erzeugen, das dem ersten und zweiten Signalweg zugeführt ist, und daß eine Rückkopplungsschaltung (66) zum Erzeugen des zumindest einen Rückkopplungssignals in Abhängigkeit von dem logarithmisch verstärkten Signal und dem mindestens vom ersten Integrationskondensator (34; 74) integrierten Signal vorgesehen ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (53) ein Operationsverstärker ist, der einen nicht invertierenden Eingang, dem das logarithmisch komprimierte Signal zugeführt ist und einen invertierenden Eingang, dem das mindestens eine Rückkopplungssignal zugeführt ist, aufweist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung (66) einen Spannungsteiler zum Erzeugen des mindestens einen Rückkopplungssignals in Abhängigkeit von dem logarithmisch komprimierten Signal und dem integrierten Signal, erste Zuführungsmittel (V₂, 56, 58, V₃) zum Zuführen des logarithmischen verstärkten Signals zu dem Spannungsteiler und zweite Zuführungsmittel (55, V_c) zum Zuführen des integrierten Signals zu dem Spannungsteiler aufweist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler ein erstes Widerstandselement (59) und ein zweites Widerstandselement (60) aufweist, welche Widerstandselemente (59, 60) in Reihe geschaltet zwischen die ersten und die zweiten Zuführungsmittel gelegt sind und daß das wenigstens eine Rückkopplungssignal an dem Verbindungspunkt (V_c) zwischen dem ersten Widerstandselement (59) und dem zweiten Widerstandselement (60) erzeugt wird.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Zuführungsmittel ein Halbleiterelement mit pn-Übergang (56) und ein erstes Spannungsfolgerelement (58), das zwischen den Verstärker (53) und das erste Widerstandselement (59) gelegt ist, aufweisen, und daß die zweiten Zuführungsmittel ein zweites Spannungsfolgerelement (55) aufweisen, das zwischen dem ersten Integrationskondensator (34; 74) und dem zweiten Widerstandselement (60) liegt.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Spannungsfolgerelement (58) aus einem Operationsverstärker besteht, der einen Eingang, welcher mit dem logarithmisch verstärkten Signal über das Halbleiterelement (56) der ersten Zuführungsmittel versorgt ist, und einen Ausgang zum Abgeben des logarithmisch verstärkten Signals an das erste Widerstandselement (59) aufweist, und daß das zweite Spannungsfolgerelement (55) aus einem Operationsverstärker besteht, der einen Eingang, welcher mit dem integrierten Signal versorgt ist, und einen Ausgang zum Abgeben des integrierten Signals an das zweite Widerstandselement (60) aufweist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Widerstandselement (60) einen ersten Widerstandswert (R) aufweist und daß das erste Widerstandselement (59) einen zweiten Widerstandswert (N-1R) aufweist, der das (N-1)-fache des ersten Widerstandswertes (R) beträgt.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung ein Halbleiterelement (38) mit pn-Übergang aufweist, das mit dem integrierten Signal zum Erzeugen des pegelbezogenen Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem integrierten Signal versorgt ist.