DE3305478C2

DE3305478C2 -

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Publication number: DE3305478C2
Application number: DE3305478A
Authority: DE
Inventors: Charles C. Prof. Belmont Mass. Us Counselman Iii
Original assignee: Western Atlas International Inc
Current assignee: Western Atlas International Inc
Priority date: 1982-03-01
Filing date: 1983-02-17
Publication date: 1991-07-11
Also published as: CH664442A5; SE8301066D0; AU7842787A; DK85983A; JPS6276475A; FI830619L; JPS58158570A; JPH0786529B2; SE8802377D0; DE3305478A1; FI82556B; GB2120489B; FR2522413B1; SE8802377L; FI830619A0; AU568289B2; CA1226355A; GB2120489A; JP2727306B2; JPH08146111A

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bestimmen der Posi tion eines Erdpunktes nach dem Oberbegriff des Patentanspruches. Es wird mit Hilfe von Funk signalen, die von erdumkreisenden Satelliten gesendet werden, durchgeführt. Derartige Satelliten senden unterschiedlichste Signale. Am einfachsten auszuwerten sind Signale, bei denen der Träger mitgesendet wird und bei denen der Modulationskode bekannt ist. Am schwierigsten ist dagegen die Standortbestimmung unter Ausnutzung von Funksignalen, bei denen der Träger unterdrückt ist und bei denen die Modulationsart unbekannt ist. Derartige Signale sind z. B. die, die im NAVSTAR Global Positioning System (GPS) gesendet werden. Bei diesen Signalen ändert sich der Modulationskode in nicht bekannter Weise.

Ein Stand der Technik, von dem das eingangs genannte Verfahren ausgeht, ist in Bull. Geod. 53, 1979, Seiten 117-138, beschrieben.

Einige Systeme zur Standortbestimmung durch Funk machen Ge brauch von der Richtcharakteristik des Strahlungsdiagramms einer Sende- oder Empfangsantenne. Andere Systeme, einschließ lich die Erfindung, stützen sich nicht auf die Richtcharak teristik irgendeiner Antenne. Die Erfindung gehört zu der allgemeinen Kategorie von Systemen, bei denen der Standort einer Empfangsantenne durch Messen des Unterschieds zwischen den Phasen oder den Gruppenlaufzeiten oder beiden von Sig nalen bestimmt werden kann, die von zwei oder mehr unter schiedlichen Sendeantennen, dessen Standort schon bekannt ist, eintreffen. Falls zwei Sendequellen synchronisiert sind oder falls die Synchronisationsabweichung der zwei Sen der unabhängig bekannt ist, wird dann durch Messung des Gruppenlaufzeitunterschieds der von den beiden Quellen an kommenden Signale der Empfänger lokalisiert, und zwar drei dimensional auf einem besonderen Rotations-Hyperboloid, des sen Brennpunkte die Standorte der Sender darstellen. Falls ähnliche, am gleichen Empfangsort vorgenommene Messungen von Signalen mehrerer unterschiedlicher, geeignet aufge stellter Sender kombiniert werden, kann der Empfangsort eindeutig anhand des Schnittpunktes der entsprechenden Hyper bolioden bestimmt werden.

Techniken zur Bestimmung der relativen Lage von unterschied lichen Orten, und zwar einer in bezug auf den anderen, durch Messung der Phasen- oder der Gruppenlaufzeitunterschiede zwischen Funksignalen, die gleichzeitig an diesen Orten empfangen werden, sind ebenso im Stand der Technik bekannt und werden insgesamt als Techniken der Geodäsie durch Funk interferometrie erwähnt. Die Antennen an den einzelnen Orten bilden ein Interferometer, und der relative Lagevektor, der sich von einer Antenne zu der anderen erstreckt, wird als Basisvektor des Interferometers bezeichnet. Der Basis- oder Relativlagevektor zwischen zwei Antennen kann gewöhnlich mit geringerer Unsicherheit als die Lage jeder einzelnen Antenne bestimmt werden, da viele potentielle Fehlerquellen die Nei gung zeigen, auf die Messungen an beiden Antennen fast gleich einzuwirken und demzufolge, wenn die Differenz zwischen bei den Antennen gebildet wird, sich aufheben. Die Geodäsietech nik mittels Mikrowellenfunkinterferometrie ist bekannt für ihre unerreichte Kombination aus Genauigkeit, Geschwindig keit und Reichweite zur Bestimmung von Relativlage- oder Interferometerbasisvektoren. Eine derartige Bestimmung kann entweder auf Messungen des Grundlaufzeitunterschieds oder auf Messungen des Phasenunterschieds, oder beiden Unterschie den der Signale gegründet werden, die an den beiden Enden des Basisvektors empfangen werden. Phasenmessungen sind von Natur aus genauer als Gruppenlaufzeitmessungen, jedoch ist die Interpretation der Phasenmessungen weitaus schwieriger infolge ihrer innewohnenden, ganzperiodischen Mehrdeutigkeit. Eine allgemeine Diskussion über Interferometermeßtechniken und den damit verbundenen Problemen der Interpretation wird in einem Artikel "Radio Astrometry", in Annual Reviews of Astronomy and Astrophysics, Vol. 14 (1976), pp. 197-214, von Charles C. Counselman III diskutiert. Eine große Sammlung von relavan ten technischen Abhandlungen erscheint in Conference Publication 2115 der National Aeronautics und Space Administration, mit dem Titel "Radio Interferometry Techniques for Geodesy". Geodäsie durch Radiointerferometrie wurde mit Radiosignalen praktiziert, die von verschiedenen Quellen einschließlich natürlicher, wie z. B. Quasare, und künstlicher, wie z. B. Satelliten des NAVSTAR Global Positioning System (GPS), stammen.

Wie bekannt, gibt es gegenwärtig etwa sechs erdumkreisende GPS-Satelliten. Die Umlaufbahnen der Satelliten können mit einer Genaugkeit von etwa 2 Metern bestimmt werden. Diese Satelliten emittieren Funksignale mit Wellenlängen in der Nähe von 19,0 Zentimetern und ebenso 24,4 Zentimetern. Geht man davon aus, daß die ganzperiodischen Mehrdeutigkeiten der interferometrischen Phasenbeobachtungen dieser Signale einwandfrei ausgelöst werden, kann der Basisvektor, der sich von einer Antenne zur anderen erstreckt, interferometrisch mit einem Unsicherheitsfaktor bestimmt werden, der viel klei ner als die Wellenlängen der GPS-Übertragungen ist. Durch Be stimmung von drei Basislinien, wobei jede Basis eine Länge in der Größenordnung von 100 Metern aufweist, mit Hilfe der interferometrischen Phasenmessungen von GPS-Signalen wurde gezeigt, daß man eine Genauigkeit innerhalb etwa 1 Zenti meters erzielen kann, und zwar gemäß eines Berichtes, ver öffentlicht in Eos (Transaction of the American Geophysical Union), Vol. 62, Seite 260, 28. April 1981, von Charles C. Counselman III, S. A. Gourevitch, R. W. King, T. A. Herring, I. I. Shapiro, R. L. Greenspan, A. E. E. Rogers, A. R. Whitney, und R. J. Cappallo. Das bei diesen interferome trischen Basisbestimmungen verwendeten Verfahren gründete auf der bekannten Technik der direkten, an einer zentralen Stelle vorgenommenen Kreuzkorrelation der Signale, die ge trennt, aber gleichzeitig an den beiden Enden jeder Basis empfangen werden.

In der US-PS 41 70 776 wird ein System zum Messen von Ände rungen eines Basisvektors zwischen zwei Orten auf der Erde unter Verwendung von Signalen beschrieben, die von den GPS- Satelliten gesendet werden, bei dem die an jedem Ort empfange nen Funksignale genau zeitmarkiert und anschließend über Tele fonleitungen zu einer zentralen Stelle übertragen werden, wo ein naher Echtzeit-Phasenvergleich durch Kreuzkorrelation beider Signalreihen durchgeführt wird. Das in diesem Patent beschriebene System beinhaltet Parabolreflektor-Empfangsan tennen. Da die Funkflußdichte eines GPS-Signals relativ zu dem Hintergrundrauschpegel gering ist und da die Bandbreite eines GPS-Signals bei weitem die Bandbreite einer Telefon leitung überschreitet, ist das Signal-Rauschverhältnis der über die Telefonleitung von jedem Ort übertragene Leistung gering. Es ist daher zur Anhebung dieses Signal-Rauschver hältnisses auf einen sinnvollen Pegel wesentlich, daß Para bolantennen mit großen Sammelflächen bei diesem System ver wendet werden. Ein anderer wichtiger Grund für die Verwendung derartiger Antennen ist darin zu sehen, daß diese eine Richt wirkung aufweisen, so daß Signale, die die Antennen anders als direkt von der gewünschten Quelle erreichen, abgewiesen werden.

Systeme zum Messen von Basisvektoren, die andere Arten von Signalen von erdumkreisenden Satelliten verwenden, sind eben so bekannt.

In einem Artikel "Miniature Interferometer Terminals for Earth Surveying" (MITES), in Bulletin Geodesique, Vol. 53 (1979), Seiten 139-163, von Charles C. Counselman III und Irwin I. Shapiro wird ein vorgeschlagenes System zum Mes sen von Basisvektoren beschrieben, das vielfrequente Funk signale verwendet, die von erdumkreisenden Satelliten ge sendet werden würden, wobei in diesem System die Phasen der empfangenen Signale getrennt an jedem Ende der Basis bestimmt werden. D. h. das an einer Stelle empfangene Signal wird nicht kreuzkorreliert mit dem an der anderen Stelle empfangenen Signal, um die Phasendifferenz zwischen den bei den Signalen zu bestimmen. Um die Phasenmehrdeutigkeit zu lösen, stützt sich das MITES-System auf die Kombination von Messungen an einen Satz von bis zu zehn Frequenzen, die geeignet zwischen 1 und 2 GHz verteilt sind. Jedoch gibt es, soweit bekannt, keine gegenwärtig die Erde umkreisende Satel liten, die derartige Signale aussenden.

Systeme zum Messen der Relativlage unter Verwendung von Sig nalen, die von anderen Quellen als künstlichen Satelliten ge sendet werden, sind ebenso bekannt. Ein Beispiel für ein der artiges System, das eine auf den Mond basierende Übertragung verwendet, ist ebenso in der US-PS 41 70 776 offenbart.

Systeme zum Messen entweder einer einzelnen Lage oder einer Relativlage unter Verwendung von Signalen von Quellen, die nicht von erdumkreisenden Satelliten stammen, sind ebenso bekannt. Z. B. wird in einem Artikel von W. O. Henry, "Some Developments in Loran", in Journal of Geophysical Research, Vol. 65, Seiten 506-513, Febr. 1960, ein System zur Bestim mung einer Lage bzw. eines Standorts (z. B. eines Schiffes auf See) beschrieben, und zwar unter Verwendung von Signalen, die von auf dem Erdboden stationierten Sendern stammen. Dieses System, bekannt als Loran-C-Navigationssystem, weist mehrere tausend Kilometer lange Ketten von synchronisierten Sendern auf, die auf der Erdoberfläche stationiert sind, wobei alle Sender die gleiche Trägerfrequenz, 100 Kilohertz, verwenden, und wobei jeder Sender durch ein eindeutiges, periodisches Impulsmuster amplitudenmoduliert wird. Dieses Muster, das Vorzeichenumkehrungen der Amplitude einschließt, ermöglicht dem Empfänger, die Signale von verschiedenen Sendern zu unter scheiden. Eine geeignete Kombination von Beobachtungen von mehr als einem Paar von Sendern kann eine Bestimmung der Empfängerlage auf der Erdoberfläche liefern.

Ein anderes Beispiel eines derartigen Systems stellt das Omegasystem dar, das in einem Artikel von Pierce mit dem Titel "Omega", in IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Vol. AES-1, no. 3, Seiten 206-215, Dez. 1965, beschrieben wird. Beim Omegasystem werden die Phasendifferenzen der empfangenen Signale im Prinzip fast wie die Gruppenlaufzeiten in dem Loran-C-System gemessen. Da die verwendeten Frequenzen sowohl in dem Loran-C- und dem Omegasystem sehr niedrig sind, sind die Genauigkeiten der Lagemessungen mit diesen Systemen im Vergleich zu den erwähnten Satellitensystemen ziemlich schlecht.

Der Stand der Technik beinhaltet auch andere Verfahren zur Bestimmung des Standorts und der relativen Lage mit Hilfe des Globalpositionssystems (GPS). Das Standardver fahren, beschrieben z. B. in einem Artikel von J. J. Spilker, Jr., in einem Artikel in Navigation, Vol. 25, no. 2 (1978), Seiten 121-146, und weiterhin beschrieben in mehreren anderen in der gleichen Ausgabe dieses Jour nals erscheinenden Artikeln, basiert auf Messungen der Unterschiede zwischen den Gruppenlaufzeiten oder den "Zeiten" des Empfangs der codierten Modulation der GPS- Signale. Im Prinzip stellt dieses Verfahren ein hyper bolisches Positionsverfahren dar und ist im wesentlichen ähnlich dem von Loran. Die Bandbreite von etwa 10 MHz der GPS-Modulation begrenzt die Genauigkeit der Gruppenlauf zeitmessung und folglich der Lagebestimmung durch das Stan dardverfahren auf mehrere Dezimeter. Eine Genauigkeit in der Größenordnung von einem Zentimeter ist möglicherweise durch Verwendung von Trägerphasenmessungen erreichbar, wie dies z. B. in einem Artikel von J. D. Bossler, C. M. Goad und P. L. Bender mit dem Titel "Using the Global Positioning System for Geodetic Positioning", in Bulletin Geodesique, Vol. 54, no. 4, Seite 553 (1980), beschrieben wird. Jedoch hat jedes veröffentlichte Verfahren den Nachteil, daß die Kenntnis und die Verwendung der Codemodulation, die chiffriert werden kann, erforderlich ist, oder daß eine Kreuzkorrelation der an verschiedenen Orten empfangenen Signale erforderlich ist, oder daß die Verwendung großer Antennen erforderlich ist, um den empfangenen Rausch- bzw. Störabstand anzuheben und die Interferenz von reflektierten Signalen zu unterdrücken, oder das Verfahren weist mehr als einen dieser Nachteile auf.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Standortbestimmung mittels GPS-Signalen anzugeben, also Funk signalen, bei denen der Träger unterdrückt und der Modula tionskode nicht bekannt ist.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist durch die Merkmale des Pa tentanspruchs gegeben.

Von besonderer Bedeutung für das erfindungsgemäße Verfahren ist, daß es mit einer einzigen Antenne gleichzeitig die Signale von mehreren Satelliten mißt, daß es für diese Signale Vorhersagen für Doppelverschiebungen macht und daß es die Signale mit sich selbst korreliert, was vorzugsweise durch Korrelieren der Seitenbänder eines jeweiligen Signals erfolgt.

Das erfindungsgemäße Verfahren weist keinen der Nachteile be kannter Verfahren zum Auswerten von GPS-Signalen auf, d. h. es muß keine große oder stark bündelnde Empfangsantenne verwendet werden, das am Standort empfangene Signal muß nicht mit einem an einer anderen Stelle empfangenen Signal kreuzkorreliert werden, und es ist keine Kenntnis des Kodes erforderlich, die die Trägersignale modulieren.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Vorrichtung zur Bestimmung eines Basisvektors durch Funkinterferometrie mittels GPS-Satelliten gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines der in Fig. 1 gezeigten Interferometer-Feldterminals;

Fig. 3 ein Blockdiagramm der in Fig. 2 gezeigten Antennen anordnung;

Fig. 4 ein Blockdiagramm der in Fig. 2 gezeigten Empfänger einheit;

Fig. 5 ein Blockdiagramm der in Fig. 2 gezeigten Digital elektronikeinheit;

Fig. 6 ein Blockdiagramm des in Fig. 5 gezeigten Signal umsetzers;

Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Korrelatormoduls der in Fig. 5 gezeigten Korrelationsanordnung;

Fig. 8 ein Blockdiagramm eines numerischen Oszillator moduls der in Fig. 5 gezeigten numerischen Oszilla toranordnung und

Fig. 9 ein Blockdiagramm des in Fig. 2 gezeigten Feld terminal-Rechners.

Die Erfindung ist auf eine Technik zum Messen des Basisvektors zwischen zwei Punkten, wie z. B. Vermessungsmarken, auf der Erde durch Funkinterferometrie unter Verwendung von Doppel seitenbandfunksignalen mit unterdrücktem Träger, die von erdumkreisenden Satelliten des NAVSTAR Globalpositionssystems (GPS) stammen, gerichtet. Diese Technik schließt das Messen der Phasen der Trägerwellen, die in den an jedem Ort empfangenen Signalen enthalten sind, und anschließend das Bearbeiten der Phasenin formation, die an beiden Stellen erhalten wird, zur Bestimmung des Basisvektors ein. Ein Vorteil dieser Technik besteht dar in, daß man die Trägerphasen ohne Bezug auf die Kenntnis der codierten Signale mißt, die in den Satelliten zur Modulation der Träger verwendet werden. Ein anderer Vorteil besteht dar in, daß es nicht erforderlich ist, die empfangenen Signale, entweder in Echtzeit oder durch Transport der Aufzeichnungen, von den zwei Orten zu einem gemeinsamen Ort zu transportieren. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Verwendung von großen oder eine starke Richtwirkung aufweisenden Antennen nicht erforderlich ist. Noch ein weiterer Vorteil besteht darin, daß diese Technik relativ immun gegen Fehler ist, die durch Streuung und Reflexionen der Funkwellen in der Nähe der Empfangsantennen hervorgerufen werden.

Obwohl die Erfindung anschließend speziell für die Verwendung mit GPS-Satelliten beschrieben wird, ist verständlich, daß gewisse Aspekte hiervon nicht allein auf die Verwendung mit derartigen Satelliten begrenzt sind und in Verbindung mit Signalen, die von anderen Quellen empfangen werden, gut ver wendbar sein können.

Wie bekannt, umkreisen Satelliten des NAVSTAR Globalposi tionssystems (GPS) die Erde in einer Höhe von etwa 20 000 Kilometern und übertragen Signale in einem Frequenzband, das bei 1575,42 MHz zentriert ist, bekannt als das "L1"-Band, sowie Signale in einem zweiten Band, das bei 1227,60 MHz zentriert ist, bekannt als das "L2"-Band. Die Signale wer den derart moduliert, daß nahezu symmetrische Ober- und Unterseitenbänder erzeugt werden, wobei der Träger voll ständig unterdrückt wird.

Für jedes Band kann das Signal von einem bestimmten Satel liten, das an einer bestimmten Stelle empfangen wird, als eine Funktion der Zeit in folgender Form dargestellt wer den:

s(t) = m(t) cos (2 πf₀t + Φ) + n(t) sin (2 πf₀t + Φ)

wobei m(t) und n(t) Modulationsfunktionen darstellen, und zwar jeweils eine reelwertige Zeitfunktion: f₀ stellt die Trägersollfrequenz dar, die gleich 1575,42 MHz für L1 und 1227,60 MHz für das L2-Band ist; Φ stellt die empfangene Trägerphase in Radian dar, die unbekannt ist und bestimmt werden soll. Jede der Modulationsfunktionen m(t) und n(t) stellt eine pseudofällige Zeitfunktion mit einem Mittel wert von Null dar. Die beiden Funktionen sind gegenseitig rechtwinklig bzw. orthogonal. Jede der Funktionen, die zur Modulation des L1-Trägers für irgendeinen Satelliten verwen det wird, ist auch rechtwinklig zu der entsprechenden Funk tion, die für jeden anderen Satelliten verwendet wird, ob wohl für einen bestimmten Satelliten die gleiche m(t)- oder n(t)-Funktion oder beide verwendet werden können, um sowohl die L1- und die L2-Träger zu modulieren.

Die Bandbreiten der beiden Funktionen m(t) und n(t) unter scheiden sich durch einen Faktor von genau 10, wobei m(t) die engere und n(t) die breitere Bandbreite aufweist. Ge wöhnlich sind bei L1 sowohl m(t)- und n(t)-Signalkomponenten vorhanden, und bei L2 ist nur die n(t)-Komponente vorhanden, die m(t)-Funktion wird auf Null gesetzt oder "ausgeschaltet". Die Leistungsspektraldichte von m(t), die dem Modulations signal entspricht, das in der GPS-Literatur als "clear/acqui sition"-Code bekannt ist, ist proportional zu der Funktion

wobei F die Modulationsfrequenz darstellt. Diese Funktion hat eine Halbwertsbreite bei halbem Maximum von etwa 450 kHz. D. h. der Funktionswert ist etwa 0,5 für F=±450 kHz, wohin gegen der Wert für F=0 Eins ist. Die Leistungsspektral dichte von n(t), die dem Modulationssignal entspricht, das in der GPS-Literatur als "precise code" oder "p code" bekannt ist, ist proportional zu

Somit beträgt die Halbwertbreite bei halbem Maximum der Leistungsspektraldichte von n(t) etwa 4,5 MHz.

Für das L1-Signal von 1575,42 MHz ist der mittlere Quadrat wert von n(t) gewöhnlich gleich ein Halb dem von m(t); d. h.

<n²(t)< = 0,5 <m²(t)<.

(Es ist möglich, einen GPS-Satelliten in außerordentlichen Betriebsarten zu betreiben, bei denen das Verhältnis der mittleren Quadratwerte oder das Leistungsverhältnis sich von Wert 0,5 unterscheidet, insbesondere ist ein Wert von Null möglich.) Demzufolge entspricht das Verhältnis der Leistungsspektraldichte von n(t) zu der von m(t) gewöhnlich etwa 0,5÷10=0,05 für einen Wert von F nahe Null, so daß, falls ein an das Spektrum m(t) angepaßtes Bandpaßfil ter bei der L1-Trägerfrequenz zentriert ist, etwa 90 Prozent der Leistung, die in dem Ausgang dieses Filters enthalten ist, von der m(t)-Signalkomponente stammen wird und weniger als 10 Prozent von der n(t)-Komponente. Zur Ver einfachung wird in der übrigen Beschreibung davon ausgegan gen, daß das GPS-L1-Signal keine n(t)-Komponente aufweist und die folgende einfachere Form aufweist:

s(t)=m(t) cos (2 πf₀t+Φ).

Im allgemeinen ist die empfangene Trägerphase Φ eine sich langsam ändernde Zeitfunktion, so daß die tatsächlich empfan gene Trägerfrequenz durch die folgende algebraische Summe gegeben ist:

f = f₀ + (2π)^-1 (dΦ/dt),

wobei f₀ die Trägersollfrequenz und dΦ/dt die Zeitableitung von Φ darstellt. Durch den Ausdruck "sich langsam ändernde" ist gemeint, daß (2π)^-1 (dΦ/dt) sehr klein im Vergleich zu f₀ und zur Bandbreite von m(t) ist. Der Hauptgrund für die zeitliche Änderung von Φ ist in der Dopplerverschiebung zu sehen, wodurch f von f₀ bis zu etwa plus oder minus 4,5 kHz abweichen kann.

Das empfangene Signal s(t) enthält keine diskrete spektrale Leistungskomponente bei der Trägerfrequenz, da der Mittel wert von m(t) Null ist. Somit wird der Träger vollständig unterdrückt, und die Leistungsspektraldichtefunktion des L1- Signals s(t) ist gleich der Leistungsspektraldichtefunktion der Modulation m(t), übertragen vom Basisband auf die empfan gene Trägerfrequenz f. Da m(t) eine reellwertige Zeitfunktion darstellt, ist dessen Leistungsspektraldichte eine gerade symmetrische Funktion der Frequenz. Somit hat die Leistungs spektraldichte von s(t) eine gerade Symmetrie bezüglich der Trägerfrequenz f und wird als Doppelseitenbandspektrum be zeichnet. Der Teil dieses Leistungsspektrums, der den Frequenzen größer als f entspricht, wird oberes Seitenband genannt; der Teil, der den unteren Frequenzen entspricht, wird als unteres Seitenband bezeichnet. (Die leichte Aym metrie, bestenfalls etwa 3 Teile von 10⁶ zwischen dem oberen und dem unteren Seitenband infolge der Doppler-"Deh nung" des Signals ist hier nicht von Bedeutung.)

Gemäß der Erfindung wird eine Antenne an jedem Ende eines Basisvektors aufgestellt. Die Signale, die durch jede Antenne empfangen werden, werden in obere und untere Seitenbandkom ponenten getrennt. Diese getrennten Komponenten werden gefil tert, in Ein-Bit-Digitalform umgewandelt und anschließend zu sammen multipliziert. Ihr Produkt wird digital durch Korre lation mit Quadraturausgängen eines Emfänger- bzw. Über lagerungsoszillators analysiert, um die Leistung und die zu diesem Überlagerungsoszillator relative Phase der Träger welle zu bestimmen, die in dem von jedem Satelliten empfan genen Doppelseitenbandsignal enthalten ist. Unterschiede in der Dopplerverschiebung werden verwendet, um die Träger der unterschiedlichen Satelliten zu unterscheiden. Somit werden die Leistungen und Trägerphasen der Signale mehrerer Satelliten gleichzeitig gemessen, und an jeder Vermessungs marke werden numerische Daten erhalten, die die Meßergeb nisse repräsentieren. Die Messungen werden bei jeder Marke in Echtzeit durchgeführt, und zwar ohne Bezug auf die Sig nale, die an irgendeinem anderen Ort empfangen werden und ohne Kenntnis irgendeines der codierten Signale, die die GPS-Träger modulieren. Die Daten der gleichzeitig, aber un abhängig an den beiden Vermessungsmarken durchgeführten Messungen - und zwar einmal pro Sekunde für eine Zeitspanne von ausreichender Dauer, wie z. B. von etwa 5000 Sekunden - werden dann zusammen verarbeitet, um den sich von einer Marke zu anderen erstreckenden Basisvektor zu bestimmen. Zwei Verarbeitungsverfahren werden offenbart. Bei dem einen Verfahren wird eine "Mehrdeutigkeitsfunktion" berechnet, die eine Funktion der Meßdaten und eines Ausgangs- bzw. Versuchs vektors des Basisvektors ist. Der Vektorraum von wird systematisch abgesucht, um den eindeutigen Wert von zu finden, der die berechnete Funktion maximiert. Dieser Wert von wird als erwünschte Bestimmung des unbekannten Basis vektors genommen.

Mit Bezug auf Fig. 1 wird nun eine Vorrichtung 11 zum Be stimmen eines Basisvektors gemäß der Erfindung verdeut licht. Der Basisvektor , der manchmal auch anschließend als "Basislinie" bezeichnet wird, stellt den Relativlagevektor von einer Vermessungsmarke SM-1 in bezug auf die andere Ver messungsmarke SM-2 dar. Die Basis erstreckt sich von der Ver messungsmarke SM-1, die sich an dem Ursprung oder einem Ende der Basislinie befindet, zu der Vermessungsmarke SM-2, die sich an dem Endpunkt oder dem anderen Ende der Basis linie befindet. Die Vorrichtung 11 umfaßt zwei intelligente Interferometer-Feldterminals 13-1 und 13-2, und zwar eines an jedem Ende der Basislinie, sowie einen Rechner, der struk turell und funktionell in eines der Terminals 13 eingebaut und Teil davon sein kann oder der, wie gezeigt, eine ge trennte Einheit 15 darstellen kann.

Die Vorrichtung erfordert zum normalen Betrieb gewisse numerische Daten von externen Quellen und ebenso einige Ein richtungen zur Übertragung numerischer Daten zwischen dem Rechner 15 und jedem Terminal 13, und zwar vor und nach oder (fakultativ) während der Durchführung der Basismessungen.

Ehe mit den Messungen zur Bestimmung der Basis begonnen wird, werden Daten von einem ersten Datenspeicher 17, und zwar stellvertretend für die Umlaufbahnen mehrerer GPS-Satelliten - von denen zwei mit GPS-1 und GPS-2 bezeichnet zu Illu strationszwecken gezeigt werden - in den Rechner 15 einge geben, und zwar zusammen mit Approximationsdaten, die stell vertretend für die Orte der Vermessungsmarken SM-1 und SM-2 sind, und die von einem zweiten Datenspeicher 19 erhalten werden. Die letzteren Daten können z. B. die Vermessungs markenorte innerhalb einer Genauigkeit von einigen Kilo metern repräsentieren. Von diesen Satellitenbahn- und Meßort daten erzeugt der Rechner 15, in Tabellenform als Funktion der Zeit, eine Voraussage der Dopplerfrequenzverschiebung, die das von jedem GPS-Satelliten gesendete 1575,42-MHz-Sig nal beim Empfang an jeder Vermessungsmarke haben wird. Der Rechner 15 erzeugt ebenso eine tabellenförmige Voraussage des Leistungspegels des Signals, das von jedem Satelliten an jeder Marke empfangen wird. Die vorausgesagte Leistung ist Null, falls der Satellit sich unterhalb des Horizonts be findet. Die vorausgesagte Leistung stellt eine Funktion des vorausgesagten Höhenwinkels des Satelliten über dem Hori zont dar infolge der Winkelabhängigkeit des Gewinns einer Empfangsantenne (bei der Vermessungsmarke) und, gewöhnlich in geringerem Ausmaß, einer Sendeantenne (am Satelliten). Die Tabellen mit den vorausgesagten Frequenzverschiebungen und -leistungen werden - für eine Zeitspanne, die die Zeit für die erwarteten Messungen umfaßt - für alle GPS-Satel liten, die nach aller Erwartung bei jeder Meßmarke sichtbar sind, durch irgendeine bekannte Einrichtung, wie z. B. durch eine Telefon- oder Funktelefonzwischenleitung zu einem Speicher eines kleineren Rechners übertragen und eingegeben, der in dem besonderen Interferometer-Feldter minal 13, das an dieser Vermessungsmarke aufgestellt wird oder bereits aufgestellt wurde, enthalten ist. Alternativ können die Frequenz- und Leistungsvorhersagetabellen durch den im Interferometer-Terminal enthaltenen Rechner erzeugt werden.

Die Dopplerfrequenzvorhersagen werden nach Formeln berech net, die im Stand der Technik gut bekannt sind. Die Fehler größen bei solchen Vorhersagen sind in der Größenordnung von 1 Hertz pro Fehlerkilometer in bezug auf den angenom menen Ort der Vermessungsmarke. Der zusätzliche Fehler bei der Frequenzvorhersage infolge eines Fehlers bei der Extra polation der Satellitenbahn liegt normalerweise in der Größenordnung von 1 Hertz oder weniger für wenigstens einen Tag vorher gemachte Vorhersagen. Frequenzvorhersagefehler bis zu mehreren Hertz sind im Zusammenhang mit der Erfin dung zulässig. Die Vorhersagen über die empfangene Leistung brauchen nicht sehr genau zu sein; Fehler von mehreren Dezi bel sind zulässig, da diese Voraussagen nicht für einen sehr kritischen Zweck verwendet werden. Sie dienen in der Hauptsache dem Feldterminalrechner dazu, zu prüfen, ob das gewünschte Signal, und nicht irgendein Störsignal empfangen wird. Unter möglicherweise einem gewissen Verzicht an Zuver lässigkeit könnten die Leistungsvorhersagetabellen eliminiert werden.

Ein Interferometer-Feldterminal 13, das an einer Vermessungs marke aufgestellt wurde, empfängt nun gleichzeitig die 1575,42-MHz-Signale von einer Vielzahl von Satelliten, und zwar bis zu sieben, aber keinesfalls weniger als zwei Satel liten. Für eine genaue Bestimmung der zu erlangenden Basis ist es für die Terminals an beiden Enden der Basis wesent lich, die Satelliten gleichlaufend zu beobachten.

Elektronikschaltkreise (nachfolgend beschrieben) innerhalb jedes Terminals trennen die empfangenen Signale in obere und untere Seitenbandkomponenten auf und analysieren unter Verwendung der Vorhersage der Dopplerfrequenzverschiebung diese Seitenbandkomponenten, um die Leistung und die Phase der Trägerwelle zu bestimmen, die in dem von jedem Satel liten empfangenen Signal enthalten ist. Die Daten von die sen Leistungs- und Phasenbestimmungen werden innerhalb des Feldterminals gespeichert und evtl. durch irgendeine bekann te Einrichtung an den zentralen Rechner 15 wieder zurückge geben.

Die Daten von den beiden Interferometer-Feldterminals 13-1 und 13-2 müssen zusammen verarbeitet werden, um eine genaue Bestimmung des Basisvektors zu erhalten.

Es ist zu bemerken, daß für den Betrieb dieses Systems keine Einrichtung für eine Fernübermittlung oder Übertragung der Daten erforderlich ist. Die Terminals 13-1 und 13-2 kön nen körperlich zu der gleichen Stelle wie der Rechner 15 transportiert werden, und dort können die vorhergesagten Tabellen vom Rechner 15 zu den Terminals 13 übertragen wer den. Anschließend können die Terminals 13, die die Tabellen in ihren Speichern enthalten, zu den Vermessungsmarken SM-1 und SM-2 befördert werden, wo die Satelliten beobachtet wer den. Nach Beendigung dieser Beobachtungen können die Termi nals 13 zu der Stelle des Rechners 15 zurückbefördert werden, wo die Trägerphasendaten von beiden Terminals zu dem Rechner zur Bearbeitung übertragen werden können.

Mit Bezug auf Fig. 2 werden die Hauptkomponenten eines Inter ferometerterminals 13, auch als "Feldterminal" bezeichnet, verdeutlicht. Jedes Feldterminal 13 weist eine Antennenan ordnung 21 auf, die mit einer Elektronikanordnung 23 mit Hilfe eines Koaxialkabels 25 verbunden ist.

Jede Antennenanordnung 21 weist eine Antenne 27 und eine Vorverstärkeranordnung 29 auf. Die Antenne ist auf der Ver messungsmarke SM positioniert und kann in Art der Antenne, die in der US-Patentanmeldung 3 23 328, eingereicht am 20. November 1981, beschrieben ist, aufgebaut sein. Ohne Rücksicht auf die Art der Konstruktion muß der Ort des Phasenzentrums die Antenne 27 bezüglich der Vermessungs marke SM genau bekannt sein. Die Antenne, die in dieser Patentanmeldung beschrieben ist, ist in dieser Hinsicht ausreichend. Die Ungenauigkeit in der Positionierung ihres Phasenzentrums beträgt bestenfalls einige Millimeter.

Die Antenne 27 empfängt die 1575,42-MHz-Funksignale, die von den GPS-Satelliten gesendet werden. Die empfangenen Signale werden durch den Vorverstärker 29 verstärkt und über das Koaxialkabel einer Empfängereinheit 31 zugeführt, die in der Elektronikanordnung 23 enthalten ist, wobei die Empfängereinheit 31 einen Seitenbandseparator 33, einen Empfängerarbeitsstromkreis 34 und einen Oszillatorschalt kreis 35 einschließt.

In dem Seitenbandseparator 33 wird der obere Seitenband teil der Signale, die denjenigen Teil der von allen kombi nierten Satelliten empfangenen Signale enthalten, der einen Bereich von Funkfrequenzen innehat, der sich von 1575,42 MHz nach oben erstreckt, von dem unteren Seiten bandteil getrennt, der Funkfrequenzen unterhalb 1575,42 MHz entspricht. Zur Durchführung dieser Trennung verwendet der Seitenbandseparator 33 ein 1575,42-MHz-Bezugsssignal, das von dem Oszillatorschaltkreis 35 geliefert wird.

Die Empfängereinheit 31 liefert drei Signale in analoger Form zu einer Digitalelektronikeinheit 37. Ein analoges Sig nal, bezeichnet mit u(t), repräsentiert die obere Seitenband komponente der empfangenen Funkfrequenzsignale, die ins Basis band übertragen wurde. Das zweite analoge Signal, gekenn zeichnet mit e(t), repräsentiert die untere Seitenbandkompo nente, die ebenso ins Basisband übertragen wurde. Jedes die ser beiden Signale enthält Beiträge von allen sichtbaren Satelliten. Das dritte, an die Digitalelektronikeinheit 37 gelieferte Signal ist ein sinusförmiges Signal mit einer Frequenz von 5,115 MHz, das die Ausgangsgröße eines frei schwingenden, stabilen Quarzkristalloszillators in dem Os zillatorschaltkreis 35 darstellt. Die Ausgangsgröße dieses gleichen Oszillator wird hinsichtlich der Frequenz mit einem festen ganzen Faktor von 308 innerhalb der Oszillator anordnung multipliziert, um die Bezugsfrequenz von 1575,42 MHz zu erhalten, die von dem Seitenbandseparator verwendet wird. Die Genauigkeit der Frequenzen, die durch die Oszil latoranordnung 35 erzeugt werden, beträgt in der Regel etwa ein Teil von 10⁹, obwohl eine Genauigkeit von ein Teil von 10⁸ zulässig wäre.

In der Digitalelektronikeinheit 37 wird jede der drei ana logen Eingangsgrößen in ein digital-logisches Signal über geführt. Die Digitalsignale werden unter der Steuerung eines Feldterminalrechners 39 verarbeitet, um die Träger leistungs- und Phasendaten zu erzeugen. Die Digitalelek tronikeinheit 37 ist mit dem Feldterminalrechner 39 mit Hilfe eines bidirektionalen Datenbusses 41 verbunden. Der Feldterminalrechner 39 kann ein Digital Equipment Corporation (DEC)-Modell LSI-11/2 Microcomputer sein; in diesem Fall kann der Datenbus 41 ein DEC-"Q"-Bus sein.

Die Trägerphasendaten werden in dem Speicher des Feldtermi nalrechners 39 gespeichert, bis diese Daten zu dem zentra len Rechner 15 zur Verarbeitung übertragen werden. Wie be reits bemerkt, kann der zentrale Rechner 15 eliminiert wer den und die Verarbeitung in einem der Feldterminalrechner 39 durchgeführt werden. Die Phasendaten können ebenso durch den Feldterminalrechner 39 auf ein Datenspeichermedium, wie z. B. eine Magnetbandkassette oder eine Magnetplatte (nicht dargestellt), herausgeschrieben werden. Die Daten können ebenso über eine direkte elektrische Verbindung oder über ein Modem und eine Telefonverbindung oder durch viele an dere übliche Einrichtungen übertragen werden.

Mit Bezug auf Fig. 3 werden weitere Einzelheiten der Kom ponenten der Antennenanordnung 21 gezeigt. Die Antennenan ordnung 21 beinhaltet eine Antenne 27, die - wie erwähnt - derart aufgebaut ist, daß ihr Phasenzentrum genau bezüglich der Vermessungsmarke positioniert werden kann. Die 1575,42- MHz-Funksignale, die durch die Antenne 27 empfangen werden, werden der Vorverstärkerschaltung 29 zugeführt, dessen Funktion es ist, ihren Leistungspegel ausreichend anzuhe ben, um die Dämpfung des Koaxialkabels 25, das die Antennen anordnung 21 mit der Empfängereinheit 31 verbindet, und das Hintergrundrauschen, das in dem Eingangsverstärker in der Empfängereinheit 31 erzeugt wird, zu beseitigen.

In der Vorverstärkerschaltung 29 werden die von der Antenne 27 empfangenen Signale zuerst durch ein Bandpaßfilter 43 von etwa 50 MHz Bandbreite, zentriert bei 1575,42 MHz, ge filtert. Die Funktion des Filters 43 besteht darin, eine Überlastung der Empfängereinheit 31 durch starke Störsig nale zu verhindern, die außerhalb des GPS-Signalbandes vor handen sein können. Die Ausgangsgröße des Bandpaßfilters 43 wird einem passiven Diodenbegrenzer 45 zugeführt, der zum Schutze des Durchbrennens eines rauscharmen Verstärkers 47 dient, und zwar infolge von irgendwelchen, sehr starken Signalen, wie z. B. Signale, die von in der Nähe befindlichen Hochleistungsradaranlagen abgestrahlt werden könnten. Der rauscharme Verstärker 47 stellt einen normalen Gallium- arsenid-Feldeffekttransistor (FET)-Verstärker mit einer Rauschzahl von etwa 2 db dar.

Die Gleichstromleistung für den rauscharmen Verstärker wird über das Koaxialkabel 25, das mit der Vorverstärkerschaltung 29 verbunden ist, von der Empfängereinheit 31 zugeführt, und zwar über eine Funkfrequenzdrossel 49 und einen Span nungsregler 51. Ein Kondensator 53 koppelt die Funkfrequenz ausgangsgröße des rauscharmen Verstärkers 47 mit dem Kabel 25, während es den Gleitstrom von dem Verstärker abhält.

Mit Bezug auf Fig. 4 werden detaillierter die Komponenten der Empfängereinheit 31 dargestellt. Die Empfängereinheit 31 schließt einen Empfängerarbeitsstromkreis 34, einen Seitenbandseparator 33 und einen Oszillatorschaltkreis 35 ein. Der Empfängerarbeitsstromkreis liefert Gleichstrom für den Betrieb des Oszillatorschaltkreises 35, des Seiten bandseparators 33 und über das Koaxialkabel 25 zum Betrieb des rauscharmen Verstärkers 47 in der Antennenanordnung 21. Der Oszillatorschaltkreis 35 liefert eine Bezugsfrequenz von 1575,42 MHz zu dem Seitenbandseparator 33 sowie eine Bezugsfrequenz von 5,115 MHz an die Digitalelektronikein heit 37. Der Seitenbandseparator 33 trennt die Signale, die in einem Funkfrequenzband empfangen werden, das bei 1575,42 MHz zentriert ist und sich von dieser Frequenz nach oben und unten erstreckt, in getrennte obere und untere Seiten bandkomponenten im Basisband.

Der Empfängerarbeitsstromkreis 34 enthält geregelte Gleich spannungsnetzgeräte 61 und zusätzlich eine Akkumulator batterie 63. Die Batterie 63 ermöglicht es, das dem Kristall oszillator 65 in dem Oszillatorschaltkreis 35, der Echtzeit uhr in der Digitalelektronikeinheit 37 und dem Datenspei cher des Feldterminalrechners 39 ohne Unterbrechung Leistung zugeführt werden kann, und zwar ungeachtet von Unterbrechun gen des externen Hauptstromversorgungsnetzes, die auftreten können; somit wird die Frequenzstabilität des Oszillators erhalten, und die Uhrzeiteinstellung sowie die in dem Rech nerspeicher gespeicherten Daten gehen nicht verloren.

Der Oszillator 65 in dem Oszillatorschaltkreis 35 stellt einen Quarzkristalloszillator dar, wie z. B. ein Frequency and Time Systems (FTS)-Modell 1001 dar, das eine Ausgangs frequenz von 5,115 MHz innerhalb eines Bruchteils von 10⁸ oder weniger liefert. Das FTS-Modell 1001 besitzt eine Stabilität von etwa einem Teil von 10¹⁰ pro Tag und einem Teil von 10¹² über Zeitintervalle von 1 bis 100 Sekunden, und ist demzufolge für diese Anwendung mehr als geeignet.

Der Oszillator 65 liefert zwei identische Ausgangsgrößen, und zwar eine an die Digitalelektronikeinheit 37 und die andere an einen 1575,42-MHz-Normalfrequenzgenerator 67 in dem Oszillatorschaltkreis 35.

Der 1575,42-MHz-Normalfrequenzgenerator 67 enthält einen spannungsgesteuerten Transistoroszillator (VCO) 69, der bei einer Frequenz von 393,855 MHz schwingt; d. h. 77×5,115 MHz. Die Phase des Oszillators wird bezüglich der Phase des 5,115-MHz-Bezugssignals durch die Wirkung einer Phasenverkettungsschleife stabilisiert, die aus dem VCO 69, einem Koppler 71, einer Divisionsschaltung 73, einem Phasenfrequenzfehlerdetektor 75 und einem Schleifenfilter 77 besteht. Ein Teil der Ausgangsleistung des VCO 69 wird mit Hilfe des Kopplers 71 an den Eingang der Frequenzdivisionsschaltung bzw. Frequenzteilerschaltung 73 gekoppelt, die aus standardisierten emittergekoppelten Logik-IC-Schaltungen besteht, die eine Division durch 11 und anschließend durch 7 vornehmen. Der Ausgang der Frequenzteilerschaltung 73 stellt die "variable" Eingangsgröße und der 5,115-MHz-Ausgang des Oszillators 65 stellt den "Bezugs"-Eingang für den standardisierten ECL-IC-Phasenfrequenzdetektor 75, wie z. B. Motorola-Typennummer MC 12 040, dar. Der Ausgang des Detektors 75 wird in dem Schleifenfilter 77 tiefpaßgefiltert, um die Steuerspannung zu erhalten, die die Eingangsgröße des VCO 69 darstellt. Der Ausgang des VCO 69 wird vervierfacht hinsichtlich der Frequenz durch eine Folge von zwei standardisierten, symmetrischen Diodenfrequenzverdopplern 79 und durch einen Verstärker 81 verstärkt, um die 1575,42-MHz-Ausgangsfrequenz zu erhalten, die den Seitenbandseparator 33 ansteuert.

Die in einem bei 1575,42 MHz zentrierten Frequenzband enthaltenen Signale, die über das Koaxialkabel 25 von der Antennenanordnung 21 an dem Eingang 83 des Seitenbandseparators 33 empfangen werden, werden durch einen Gleichstrom- Sperrkondensator 85 an ein Bandpaßfilter 87 angekoppelt und mittels eines Eingangsverstärkers 89 verstärkt. Die Gleichstromleistung für den Vorverstärker 29 (in der Antennenanordnung) wird über eine Funkfrequenzdrossel 91 und dem Empfängerarbeitsstromkreis 34 auf das Koaxialkabel 25 gekoppelt.

Der HF-Leistungsverteiler oder die "Verzweigung" 93, die 1575,42-MHz-Überlagerungsoszillator-Quadraturgabelschaltung 95, die beiden Ringmischer 97 und 99 und die Breitbandvideofrequenzquadraturgabelschaltung 101 in dem Seitenbandseparator 33 umfassen einen dualen Funkfrequenz-Basisbandumformer für ein Einseitenband oder einen "Demodulator" vom bekannten "Phasenabgleich"-Typ. Ein derartiger Demodulator wurde beispielsweise in einem Artikel von Alan E. E. Rogers in Proceedings of the IEEE, vol. 59 (1971), Seiten 1617-1618 beschrieben. Seine Arbeitsweise wird hier nachfolgend beschrieben.

Man bezeichnet mit f₀ die Frequenz des Bezugssignals, das durch den Oszillatorschaltkreis zu dem Seitenbandseparator 33 geliefert wird. Die Frequenz f₀ entspricht nominell 1575,42 MHz, was der Trägersollfrequenz der GPS-Satelliten- "L1"-Übertragungen entspricht, und zwar vor der Dopplerverschiebung (erster Ordnung). Dann können die Ausgangsgrößen 102 und 103 der Quadraturgabelschaltung 95 als sin 2 πf₀t bzw. cos 2 πf₀t geschrieben werden. Die Ausgangsgrößen, die um 90° phasenverschoben sind, stellen die "Überlagerungsoszillator (local oscillator)"-Eingangsgrößen für die Mischer 97 bzw. 99 dar. Die Hochfrequenzeingangsgrößen für die beiden Mischer sind identisch. Die Basisbandausgangsgrößen der Mischer sind demzufolge identisch mit Ausnahme einer Phasenverschiebung von π/2 Radian. (Mit "Basisband" ist der näher bei Null, als bei f₀ gelegene Frequenzbereich gemeint, der dem Unterschied zwischen der Eingangsfrequenz und f₀ entspricht.) Die Richtung dieser Phasenverschiebung, Phasenvoreilung oder -nacheilung, ist davon abhängig, ob die Eingangssignalfrequenz oberhalb oder unterhalb von f₀ liegt. Somit ist es möglich, entweder die Oberseitenband-(Eigenfrequenz höher) oder die Unterseitenbandeingänge auszuwählen und das gegenüberliegende Seitenband durch Verschiebung der Phase eines Mischerausgangs um zusätzlich π/2 Radian auszuscheiden und dann die beiden Mischerausgänge entweder zu addieren oder zu subtrahieren (abhängig davon, welches Seitenband gewünscht ist).

Die Quadratur- bzw. 90°-Phasenverschiebungsgabelschaltung 101, die zwei Eingänge 109 und 111 sowie zwei Ausgänge 105 und 107 hat, führt diese π/2-Phasenverschiebung und diese Addition/Subtraktion durch. Der obere Ausgang 105 der Gabelschaltung 101 ist gegeben durch die arithmetische Summe des oberen Eingangs 109 plus des unteren Eingangs 111, wobei beide Eingänge in der Phase um einen von der Frequenz abhängigen Betrag verzögert wurden, jedoch mit einer in bezug auf den oberen Eingang, um konstant π/2 Radian größeren Phasenverschiebung des unteren Eingangs, und zwar abhängig von der Frequenz. Der untere Ausgang 107 ist durch die arithmetische Differenz der gleichen beiden, unterschiedlich phasenverschobenen Eingänge 109 und 111 gegeben, wobei die Differenz im Sinne von oben minus unten genommen wird. Der festgesetzte, π/2 Radian (eine Viertel Periode), Phasenunterschied wird genau für alle Frequenzen zwischen f_HP und wenigstens f_LP eingehalten, wobei f_HP≃10 kHz viel geringer als f_LP≃450 kHz und f_LP etwa gleich der einseitigen Bandbreite der GPS-"C/A"-Modulation m(t) ist, wie vorstehend diskutiert wurde. Der Aufbau einer Quadraturgabelschaltung, die diese Eigenschaften aufweist, ist in dem zitierten Artikel von Rogers dargestellt.

Nun werden die Ausgänge der Quadraturgabelschaltung 101 getrennt durch identische Videoverstärker 113 und 115 verstärkt, durch Hochpaßfilter 117 und 119 sowie Tiefpaßfilter 121 und 123 gefiltert. Die Filter 117 und 119 sind identische Hochpaßfilter mit einer Niederfrequenzsperre bei f_HP. Der Zweck dieser Hochpaßfilter 117 und 119 besteht darin, Gleichstromkomponenten und irgendwelche Niederfrequenzspektralkomponenten der Mischerausgänge zu eliminieren, und zwar bezüglich Frequenzen, die annähernd gleich oder niedriger als die maximal mögliche Größe der Dopplerverschiebung, die ein GPS-Satellitsignal haben kann, sind.

Es ist erwünscht, derartige Komponenten auszuschließen, da andererseits diese die nachfolgende Bestimmung der empfangenen, dopplerverschobenen Trägerphase in der Digitalelektronikeinheit und dem Rechner des Feldterminals behindern könnten. Solche potentiellen Interferenz- bzw. Störsignale können niederfrequentes Funkelrauschen enthalten, das in den Mischern selbst erzeugt wird, oder können von einer Kombination aus einer Unausgeglichenheit der Mischer und (unerwünschten) niederfrequenten Amplituden- oder Phasenschwankungen des 1575,42-MHz-Bezugssignals oder des Verstärkungsfaktors irgendwelcher Funkfrequenzsignalverstärker herrühren, die den Mischern vorangehen. Eine andere potentielle Quelle einer niederfrequenten Interfrequenz bzw. Störung stellt das Brummen oder die Welligkeit der Ausgangsspannungen bzw. -ströme des Netzgerätes dar. Eine weitere Quelle könnte ein störendes Dauer (CW)-Signal sein, dessen Frequenz Nahe bei f₀ liegt.

Die Tiefpaßfilter 121 und 123 stellen identische Tiefpaßfilter mit einer Bandbreite gleich f_LP, gleich der einseitigen Bandbreite von m(t), dar. Das Ansprechverhalten jedes Filters, als Funktion der Frequenz, ist derart zugeschnitten, daß diese mit der Leistungsspektraldichte von m(t) zusammenpaßt. Der Zweck dieser Filter besteht darin, Rauschen und Interferenz außerhalb der Bandbreite von m(t) auszuschließen. Es ist zu bemerken, daß GPS-"P code"-Modulationssignale n(t) mit großer Bandbreite hier normalerweise eine Interferenz- bzw. Störquelle darstellen würden. Zumeist wird etwa 80 Prozent der von dem Signal n(t) stammenden Leistung durch diese Tiefpaßfilter abgehalten. Dieser Abweisungsgrad ist ausreichend, um sicherzustellen, daß die "P code"- Interferenz eine vernachlässigbare Wirkung hat. Wir möchten jedoch bemerken, daß für den Fall, daß die Schmalband-m(t)- Modulation in den GPS-Satelliten abgeschaltet würde, dann die Breitband-n(t)-Modulation nicht länger ein unerwünschtes Störsignal darstellen würde; es würde das gewünschte Signal werden. Ein derartiger Schalter könnte in der GPS-Signalstruktur durch Vergrößerung der Bandbreiten der Tiefpaßfilter 35 um einen Faktor von 10 untergebracht werden, um diese an das neue "Signal" anzupassen.

Die Ausgangsgröße u(t) des Tiefpaßfilters 121 repräsentiert die nach unten umgesetzte und gefilterte obere Seitenbandkomponente des Ursprungssignals s(t). Die Ausgangsgröße l(t) des Tiefpaßfilters 123 repräsentiert das untere Seitenband. Es sollte bemerkt werden, daß das Spektrum von u(t) in bezug auf die Frequenz nach oben verschoben wird und das Spektrum von l(t) bezüglich der Frequenz nach unten verschoben wird, und zwar relativ zu dem Spektrum der ursprünglichen Modulation m(t) um einen Betrag gleich (f-f₀), d. h. dem Unterschied zwischen der aktuell empfangenen Trägerfrequenz f und der Überlagerungsoszillatorfrequenz f₀. [Falls die Dopplerverschiebung des Trägers (f-f₀) negativ ist, wird dann das u(t)-Spektrum nach unten und das l(t)-Spektrum nach oben verschoben.] Man nimmt an, daß die Größe dieser Verschiebung kleiner als f_HP und sehr viel kleiner als f_LP sein soll. Dieser Annahme wird genügt, falls die Frequenzverschiebung primär von der Dopplerverschiebung herrührt, die niemals die Größe von 5 Kilohertz überschreiten kann, vorausgesetzt, daß f_HP etwa gleich 10 kHz gesetzt wird. Irgendeine Absetzung der Frequenz des Bezugskristalloszillators 65 von der gewünschten 5,115-MHz-Frequenz wird auch eine (308mal größere) Verschiebung der u(t)- und l(t)- Spektra hervorrufen. Normalerweise wird jedoch eine derartige Verschiebung sehr viel kleiner als f_HP sein.

Zusätzlich zu der Frequenzverschiebung der oberen und unteren Seitenbandausgänge u(t) und l(t) entsteht eine frequenzabhängige, disvergierende Phasenverschiebung jedes Ausgangs infolge der Quadraturgabelschaltung 101. Jedoch ist für den speziellen Quadraturgabelschaltungsaufbau von Rogers (oben zitiert) diese Phasenverschiebung zu gering, um wichtig zu sein. Ähnlich werden die zusätzlichen Phasenverschiebungen, die durch das Bandpaßfilter 87 und die Hoch- und Tiefpaßfilter 117, 119, 121 und 123 hervorgerufen werden, unbedeutend sein, falls Standardfilterkonstruktionen verwendet werden. Jeder dieser Effekte neigt zur Aufhebung, wenn die Differenz zwischen den Terminals in der nachfolgenden Datenverarbeitung gebildet wird. Diese Aufhebung ist nicht exakt, da zwei Filter niemals genau gleich sind. Ebenso sind die Dopplerverschiebungen an unterschiedlichen Orten zu irgendeiner gegebenen Zeit unterschiedlich. Jedoch sind diese Resteffekte vernachlässigbar, wie dies durch eine direkte Berechnung und durch aktuelle Experimente bestätigt wurde.

In Fig. 5 ist ein Blockdiagramm der Digitalelektronikeinheit 37 dargestellt. Diese Digitalelektronikeinheit 37 beinhaltet einen Signalumsetzer 125, eine Korrelatoranordnung 127 mit einer Reihe von sieben identischen Korrelatoren, eine numerische Oszillatoranordnung 129 mit einem entsprechenden Satz aus sieben identischen, numerischen Oszillatoren und eine Echtzeituhr 131, wobei die Korrelatoranordnung 127, die numerische Oszillatoranordnung 129 und die Echtzeituhr 131 über einen Datenbus 133 miteinander und mit dem Feldterminalrechner 39 verbunden sind. Die erste Funktion des Signalumsetzers 125 besteht darin, das analoge Oberseitenbandsignal u(t), das analoge Unterseitenbandsignal l(t) und das analoge, sinusförmige 5,115-MHz- Signal jeweils in ein binärwertiges "Digital"- oder "Logik"-Signal umzusetzen, das zur Bearbeitung durch übliche Transistor-Logik-(TTL)-Schaltkreise geeignet ist.

Der Signalumsetzer 125 erzeugt genau zwei Ausgangsgrößen. Eine dieser Ausgangsgrößen stellt eine binärwertige, TTL, periodische Rechteckwellenform mit einer Frequenz von 10,23 MHz dar, die durch Frequenzverdopplung der 5,115-MHz- Eingangsgröße erzeugt wird. Dieses 10,23-MHz-Ausgangssignal dient als ein Taktsignal zur Zeitsteuerung aller digitalen Schaltungen. Dieses Taktsignal wird durch 1023 (=3×11×31) in der Echtzeituhr 131 dividiert, um einen Takt pro 100 Mikrosekunden zu erhalten. Weitere Divisionen mit aufeinanderfolgenden Faktoren von 10 erzeugen dann eine vollständige Dezimaldarstellung der Zeit in Sekunden, wobei das niedrigstwertige Bit Einheiten von 10^-4 Sekunden repräsentiert. Die Zeit kann in dieser Form über den Datenbus 133 immer abgelesen werden. Die Operationen der Korrelatoranordnung 127, der numerischen Oszillatoranordnung 129 und des Feldterminalrechners 39 werden alle durch die Echtzeituhr 131 über den Datenbus 133 geregelt.

Die zweite "Digital"-Ausgangsgröße des Signalumsetzers 125 wird von den analogen u(t)- und l(t)-Eingangsgrößen abgeleitet und stellt eine binärwertige, TTL-pegelige, unperiodische Wellenform dar. Diese Ausgangsgröße wird durch ein exklusives-TTL-NOR-Glied erzeugt, das zwei Eingänge aufweist: ein Eingang verdeutlicht das Vorzeichen der u(t)-Eingangsgröße und der andere das Vorzeichen von l(t). Somit ist die Gatterausgangsgröße "Wahr" (T oder binäre 1) falls, und nur falls die analogen u(t)- und l(t)-Signale das gleiche Vorzeichen aufweisen.

In Fig. 6 ist ein Blockdiagramm des Signalumsetzers 125 dargestellt. Das analoge Singal u(t) stellt eine Eingangsgröße für einen Komparator 135 dar, an dessen Ausgang ein TTL-Logikpegel erscheint, und zwar "Wahr", falls u(t) positiv ist und "Falsch", falls u(t) negativ ist. Dieses TTL- Logiksignal wird als eine Eingangsgröße für ein exklusives TTL-NOR-Glied 137 verwendet. Das analoge Signal l(t) wird auf ähnliche Weise einem Komparator 139 zugeführt, dessen Ausgangsgröße als die andere Eingangsgröße des exklusiven NOR-Glieds 137 verwendet wird. Das sinusförmige 5,115-MHz- Signal, das von dem Kristalloszillator 65 erhalten wird, stellt eine Eingangsgröße für eine übliche analoge Frequenzverdopplungsschaltung 141 dar, deren Ausgangsgröße einem dritten Komparator 143 zugeführt wird, um eine 10,23-MHz-, rechteckwellenförmige, TTL-pegelige Ausgangsgröße zu erzeugen. Die 10,23-MHz-Ausgangsgröße wird ebenso als "Takt"- Eingangsgröße für ein Flip-Flop 145 verwendet, das die Ausgangsgröße des Gatters 137 abtastet und hält; somit stellt die Ausgangsgröße des Flip-Flops 145 die exklusive NOR- Funktion der Vorzeichen von u(t) und l(t) dar, die mit einer gleichmäßigen Geschwindigkeit von 10,23×10⁶ mal pro Sekunde abgetastet und während der Abtastzeiten gehalten wird. Es ist im Stand der Technik der Funkinterferometrie allgemein bekannt, wie beschrieben z. B. von J. M. Moran in einem Artikel in Methods of Experimental Physics, vol. 12, Teil C, Seiten 228-260, daß die binärwertige Zeitfunktion U⊗L eine Fourier-Transformation oder -"Spektrum" aufweist, das eine gute Approximation sowohl hinsichtlich der Phase als auch hinsichtlich der relativen Amplitude zu dem Fourier-Spektrum des analogen Produkts von u(t)l(t) darstellt. Die Genauigkeit der Approximation ist von den Analogsignalen abhängig, die Zufallscharakter oder Gaußschen Charakter aufweisen. Ebenso muß der Korrelationskoeffizient zwischen den beiden Eingängen in bezug auf seine Größe viel kleiner als 1 sein. (Praktisch "zittert" das Rauschen die Nichtlinearitäten der Komparatoren heraus. Das exklusive NOR-Glied 137 kann als eine Multiplizierschaltung angesehen werden, wobei jeder der Eingänge Werte von +1 und -1 aufweist.) Diese Bedingungen werden in dem vorliegenden System gut erfüllt. Somit wird im folgenden der Logikpegel vom Flip-Flop 145 einfach als Darstellung des Produkts u(t)l(t) betrachtet.

Das U⊗L-"Produkt" des Signalumsetzers 125 wird jedem der sieben identischen Korrelatoren in der Korrelatoranordnung 127 parallel eingegeben.

Ehe eine Beschriebung des Aufbaus der Korrelatoranordnung 127 gegeben wird, werden seine Arbeitsprinzipien kurz erklärt.

In jedem Korrelator wird das u(t)l(t)-Produkt mit binären Annäherungen an Sinus- und Cosinus-Zeitfunktionen korreliert, die durch einen entsprechenden der sieben numerischen Oszillatoren erzeugt werden. Die Frequenz des Oszillators wird durch den Feldterminalrechner 39 gemäß der Zeit, die von der Echtzeituhr 131 angezeigt wird, gesteuert. Zu irgendeinem gegebenen Zeitpunkt wird die Oszillatorfrequenz auf das zweifache der vorausgesagten Dopplerfrequenzverschiebung der 1575,42-MHz-Trägerwelle gesetzt, die von einem der Satelliten übertragen wird. Jeweils ein Oszillator und ein Korrelator sind mit jedem der in Sicht befindlichen Satelliten, und zwar bis zu maximal sieben Satelliten, verbunden. (Falls mehr als sieben Satelliten immer in Sicht sind, können mehr numerische Oszillatoren und Korrelatoren in diesem System verwendet werden. In der Praxis sind jedoch sieben ausreichend.) Falls die vorausgesagte Dopplerverschiebung ausreichend nahe an die aktuelle Dopplerverschiebung heranreicht, werden dann die Ausgangsgrößen des Korrelators die Leistung und die Phase des Signals von dem speziellen Satelliten, für den die Voraussage gemacht wurde, genau bestimmen und durch die Anwesenheit von Signalen von anderen Satelliten, die unterschiedliche Dopplerverschiebungen aufweisen, nicht nennenswert beeinflußt.

Nachfolgend wird in mathematischen Ausdrücken die Arbeitsweise eines der numerischen Oszillatoren und seines zugehörigen Korrelators beschrieben: Als Funktion der Zeit t, die durch die Echtzeituhr 131 angezeigt wird, ist die vorausgesagte Dopplerfrequenzverschiebung des Trägers des Satelliten durch den Ausdruck f_p(t) gegeben. Der Wert von f_p(t) wird aus der Tabelle aus vorberechneten Werten interpoliert, die früher in dem Speicher des Feldterminalrechners gespeichert wurden. Der numerische Oszillator erzeugt zwei Zeitfunktionen: cos [2 Φ_p(t)] und sin [2 Φ_p(t)], mit 90°- Phasenverschiebung, wobei Φ_p(t) eine vorausgesagte Phase repräsentiert, die eine Zeitfunktion darstellt. Die Funktion Φ_p(t) ist zu Anfang der Zeit t₀ gleich Null, wenn der numerische Oszillator zu schwingen beginnt und an irgendeinem nachfolgenden Zeitpunkt Φ_p(t) durch das Integral

gegeben, wobei f_p(t′) den Augenblick von f_p zu einer Zwischenzeit t′ verdeutlicht. Der Faktor von 2 π ist erforderlich, da - wie üblich - die Frequenz f_p in Einheiten von Schwingungen pro Zeiteinheit und die Phase Φ_p in Einheiten von Radian und nicht in Perioden gemessen wird.

Nun bildet der Korrelator, der zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ arbeitet, Größen a und b aus seinen Eingangswerten [u(t)l(t)], cos [2 Φ_p(t)] und sin [2 Φ_p(t)], und zwar gemäß den Formeln

und

Das Integrationszeitintervall t₁-t₀ ist gleich einer Sekunde, und die angezeigten Integrationen werden jede Sekunde durchgeführt. Bei jedem Einsekundentakt seitens der Echtzeituhr werden die Werte der Integrale in die Speicherregister "strobiskopiert", die Intergrationen werden auf Null zurückgesetzt, der numerische Oszillator läuft wieder an, und eine neue Integrationsperiode beginnt. Somit liefert der Korrelator am Ende jeder Zeitsekunde Größen a und b, die die Zeitmittel des Produkts

u(t)l(t) cos [2 Φ_p(t)]

bzw. des Produkts

u(t)l(t) sin [2 Φ_p(t)]

über das vorangegangene Einsekundenintervall darstellt. Diese Ausgangsgrößen verdeutlichen die Korrelationen des Produkts u(t)l(t) mit den Kosinus- und Sinusfunktionen.

Während des Einsekundenintervalls wird die Oszillatorfrequenz f_p(t) jede 0,1 Sekunde durch den Rechner aktualisiert, und zwar veranlaßt durch die 0,1-Sekundentakte der Echtzeituhr. Diese Aktualisierung ist erforderlich, daß sich die Satelliten- Dopplerverschiebung ändert, und zwar infolge der Bewegung der Satelliten relativ zum Feldterminal am Erdboden sowie der sich ändernden Projektion der Relativgeschwindigkeit entlang der Sichtlinie mit einer Geschwindigkeit, die einen wesentlichen Bruchteil von 1 Hertz pro Sekunde darstellen kann.

Nun können die Korrelatorausgangsgrößen a und b kombiniert werden, um Schätzungen der Leistung und der Trägerphase des Signals für den speziellen Satelliten, für den die Vorhersage f_p(t) gemacht wurde, zu erhalten.

Man definiert eine komplexe Zahl c, dessen Realteil gleich a und dessen Imarginärteil gleich b ist, d. h.

c = a + jb,

wobei j die Quadratwurzel von minus eins ist. Daraus folgt

c ≃ C < m² < < exp [2 j (Φ - Φ_p)] <,

wobei C ein positiver, reeller, konstanter Skalenfaktor, <m²< das Zeitmittel des Quadrats der GPS-Modulationsfunktion m(t) über das Integrationsintervall von t₀ bis t₁ und <exp [2 j (Φ-Φ_p)]< das Zeitmittel der komplexen Exponentialfunktion exp [2 j (Φ-Φ_p)] darstellt. Setzt man voraus, daß der Unterschied (Φ-Φ_p) zwischen der empfangenen GPS-Trägersignalphase Φ=Φ(t) und der entsprechenden Voraussage Φ_p=Φ_p(t) sich nicht um einen wesentlichen Bruchteil einer Schwingung während der Integrationszeit ändert, dann ist die Größe von c etwa proportional der durchschnittlich empfangenen Leistung:

|c| ≡ (a² + b²)^1/2 ≃ C < m² <

und der Winkel von c entspricht etwa zweimal der durchschnittlichen Phasendifferenz (Φ-Φ_p):

c ≡ tan^-1 (b/a) ≃ 2 < (Φ-Φ_p) <.

Es ist zu bemerken, daß aus b und a der Winkel von c eindeutig modulo 2 π Radian bestimmt werden kann. Somit wird die Differenz (Φ-Φ_p) modulo π Radian bestimmt.

Damit die empfangene Signalleistung und die Trägerphase (modulo π) exakt aus a und b entspechend diesen Formeln bestimmt werden können, müssen zwei Bedingungen eingehalten werden: Erstens, wie bereits erwähnt, muß sich die aktuelle Phase Φ(t) von der vorausgesagten Phase Φ_p(t) um einen Betrag unterscheiden, der sich um viel weniger ändert, als eine Schwingungsperiode während der Integrationszeit von einer Sekunde. Zweitens, der Rauschabstand des Korrelatorausgangs, gegeben durch

SNR_c = (2/π)(π/4)(B_effT_int)^1/2F
= (1/2)(B_effT_int)^1/2F

muß viel größer als Eins sein, wobei B_eff die effektive Bandbreite der Signale u(t) und l(t) ist, etwa 5×10⁵ Hz; T_int stellt die Integrationszeit dar, gleich 1 Sekunde, und F stellt den Bruchteil der in u(t) und l(t) vorhandenen Leistung dar, der von dem GPS m(t)-Signal, und nicht vom Rauschen stammt. Der Faktor (2/π) erklärt sich aus dem Korrelationsverlust zwischen u(t) und l(t), der durch die Analog-Digital-Umwandlung dieser Signale durch die Komparatoren in dem Signalumsetzer hervorgerufen wird. Der Faktor (π/4) erklärt sich aus dem Verlust, der mit der Verwendung von Rechteckwellenapproximationen der Sinus- und Kosinusfunktionen in dem Korrelator zusammenhängt. Die Wurzel aus dem Produkt von B_effT_int entspricht etwa 700. Demzufolge gilt die Relation:

SNR_c ≃ 350 · F.

Der Bruchteil F irgendeiner Seitenbandleistung, die von dem GPS-Satelliten abstammt, ist von dem Empfangsantennengewinn und der Rauschzahl des Empfangssystems abhängig. Für die "MITES"-Antenne und das oben beschriebene Empfangssystem sowie für einen Satellitenhöhenwinkel von etwa 20° ist aus einem Experiment bekannt, daß der Wert F etwa 0,03 übersteigt. Demzufolge ergibt sich

SNR_c ≳ 10,

was für genaue Leistungs- und Phasenmessungen ausreichend ist. Die Standardabweichung des Rauschens in jedem Teil der komplexen Größe c, d. h. im Real- und Imaginärteil, ist gegeben durch

σ_c ≃ |c|/SNR_c.

Die ersterwähnte Bedingung für die Genauigkeit der Messungen der Leistung und Phase, nämlich daß (Φ-Φ_p) sich nicht um einen wesentlichen Bruchteil einer Schwingung während der Einsekundenintegrationszeit ändert, ist gleich der Bedingung, daß der Unterschied zwischen der aktuellen empfangenen Trägerfrequenz f und der Überlagerungsoszillatorfrequenz f₀ sich nicht von der vorausgesagten (numerischen Oszillator) Frequenz f_p um einen wesentlichen Bruchteil von 1 Hertz unterscheidet. Dieser Bedingung wird in dem vorliegenden System dadurch genügt, daß für die Frequenz des numerischen Oszillators eine selbstätige Regelung vorgesehen ist, um diese Frequenz nahe der aktuellen empfangenen Trägerfrequenz zu halten. Diese Regelung wird mit Hilfe eines einfachen Programms ausgeübt, das durch den Feldterminalrechner 39 ausgeführt wird. Eine Beschreibung dieses Programms folgt.

Die komplexe Zahl c, die aus den a und b Korrelatorausgängen am Ende des k-ten Einsekundenintegrationsintervalls gebildet wird, wird mit c(t_k) gekennzeichnet, wobei t_k die Zeit in der Mitte dieses Intervalls kennzeichnet. Zu der numerischen Oszillatorfrequenz für das (k+1)-Intervall wird ein Korrekturwert (corrective bias)

K · [c(t_k)c*(t_k-1)]/2π Hertz

hinzuaddiert, wobei K eine positive reelle Konstante kleiner als 1, [ ] den Winkel der komplexen Größe, die in den Klammern [ ] enthalten ist, und c*(t_k-1) die komplexe Konjugation der komplexen Zahl c des nächstvorhergehenden (k-1)- Intervalls darstellt.

Das Arbeitsprinzip dieses Programms wird anhand des folgenden Beispiels verdeutlicht: Falls die Frequenzvorhersage angenommen um 0,1 Hertz zu niedrig ist, dann wird der Winkel von c um 0,1 Schwingungsperiode in einer Sekunde voranschreiten, und die komplexe Größe c(t_k)c*(t_k-1) wird einen Winkel von (+0,1)×(2π) Radian (plus geringes Rauschen mit Mittelwert Null) aufweisen. Die Addition des Korrekturwerts, der in diesem Falle positiv ist, wird die Größe des negativen Fehlers in der Frequenzvorhersage von (0,1 Hz) auf (1-K) (0,1 Hz) verringern.

Der Wert K muß größer als 0 sein, oder keine Verringerung eines Frequenzvorhersagefehlers wird von der Rückkopplung resultieren. Der Wert muß kleiner als 1 sein, oder die Rückkopplung wird eine labile Schwingung bzw. Schwankung des Fehlers hervorrufen, und zwar infolge der Verzögerung bei der Anwendung der Korrektur. Der exakte Wert ist nicht kritisch, und der optimale Wert kann durch Experiment bestimmt werden. In dem vorliegenden System wird ein Nominalwert von 0,5 verwendet.

Ein wichtiger anderer Effekt dieser Frequenzrückkopplung besteht darin, daß die numerische Oszillatorfrequenz zu der aktuellen empfangenen Trägerfrequenz "hingezogen" wird, und zwar von einer anfänglichen Frequenz, die etwa mehrere Hertz oberhalb oder unterhalb liegen kann. Dieses "Hereinzieh"- Phänomen ist allgemein bei der Technik der Phasen- oder Frequenznachführungsrückkopplungsschleifen allgemein bekannt, wie dies z. B. von Floyd M. Gardner in dem Buch "Phaselock Techniques", veröffentlicht durch John Wiley & Sons, Inc., New York, 1966, diskutiert wird.

Die Bedeutung dieses "Hereinzieh"-Phänomens für das vorliegende System, besteht darin, daß die a priori Kenntnis der Vermessungsmarkenposition keine geringere Unsicherheit als einige Kilometer zu haben braucht.

Ein potentieller ungünstiger Nebeneffekt dieses "Hereinzieh"- Phänomens besteht bei dem vorliegenden System darin, daß der numerische Oszillator der zur Nachführung eines speziellen Satelliten vorgesehen ist, statt dessen zu der Frequenz eines anderen Satelliten hingezogen wird, falls sich die Frequenz des letzteren in der Nähe des ersteren befindet, und das Signal des letzteren im Vergleich zum ersteren stark ist. Um den Schaden in Grenzen zu halten, der von solchen Vorfällen herrühren kann, enthält das Feldterminal- Rechnerprogramm eine Vorschrift, die die Größe des angewachsenen Korrekturwerts, der zu der a priori Frequenzvorhersage addiert werden kann, auf etwa 10 Hz begrenzt. Da der Unterschied zwischen zwei Satellitenfrequenzen sich ändert, üblicherweise etwa um 1 Hz pro Sekunde, folgt daraus, daß nur etwa Meßdaten von 10 Sekunden oder weniger als etwa 1 Prozent der gesamten, an einem Meßort empfangenen Daten durch Nachführung eines falschen Satelliten hinfällig sein können. Die Erfahrung zeigt, daß dieser Prozentsatz unbeachtlich ist.

In Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines Korrelatormoduls 149 dargestellt, eines der sieben identischen Module, die in der Korrelatoranordnung 127 vorhanden sind. Alle sieben Module haben die gleiche Eingangsgröße U⊗L, die der U⊗L- Ausgangsgröße des Signalumsetzers 125 entspricht. Jedes Modul 149 empfängt ebenso eine "Kosinus"-Eingangsgröße und eine "Sinus"-Eingangsgröße von einem entsprechenden Modul der sieben numerischen Oszillatormodule. Die U⊗L-Eingangsgröße und die "Kosinus"-Eingangsgröße gelangen an ein exklusives NOR-Glied 151, dessen Ausgangsgröße die Eingangsgröße eines "getakteten" Digitalzählers 153 darstellt. Die U⊗L-Eingangsgröße und die "Sinus"-Eingangsgröße gelangen an ein weiteres exklusives NOR-Glied 155, dessen Ausgangsgröße die Eingangsgröße eines weiteren Zählers 157 darstellt. Einmal pro Sekunde werden die Inhalte der Zählerregister 153, 157 in entsprechenden Ausgangspuffern 159, 161 durch einen Impuls von der Echtzeituhr 131 in der Digitalelektronikanorndung 37 verriegelt bzw. zwischengespeichert und die Zähler werden dann auf Null zurückgesetzt. Mit einem Takt von 10,23 MHz, gesteuert durch das "Takt"-Signal vom Signalumsetzer 125, wächst jeder Zähler 153, 157 um eins, falls und nur falls seine Eingangsgröße, die von seinem zugehörigen exklusiven NOR-Glied 151 bzw. 155 abstammt, "Wahr" ist. Somit zeigen am Ende jedes Einsekundenintervalls die Inhalte der Ausgangspuffer 159, 161 an, wie oft mal, und zwar zwischen Null und 10 230 000mal, die U⊗L- und die Kosinus/Sinus-Eingangsgrößen während der vorgangegangenen 1 Sekunde übereinstimmten. Die Inhalte der Ausgangspuffer 159, 161 jedes Zählers werden mit dem Datenbus 133 verbunden, über den der Feldterminal-Rechner 39 zu jeder Sekunde die Inhalte liest. Jeder Zähler/Signalspeicher (Puffer) kann eine einzelne integrierte Schaltung darstellen, wie z. B. das 32-Bit-Bauelement, Modell Nr. LS7060, hergestellt von LSI Systems, Inc.

Die Größe a, die vorher durch die Kreuzmodulation zwischen [u(t)l(t)] und cos [2 Φ_p(t)] definiert wurde, wird in dem Feldterminal-Rechner 39 durch Subtraktion des Wertes 5 115 000 von der Ausgangsgröße des "Kosinus"-Zählers und Division des Ergebnisses durch 5 115 000 erhalten. Die Größe b wird ähnlich durch Subtraktion des Wertes 5 115 000 von der Ausgangsgröße des "Sinus"-Zählers und Division des Ergebnisses durch 5 115 000 erhalten. (Somit stellt die Einheitsgröße von a und b eine vollkommene Korrelation zwischen [u(t)l(t)] und der "Kosinus"- oder "Sinus"-Funktion dar. Ehe diese Ergebnisse im Speicher des Feldterminal-Rechners 39 gespeichert werden, kann jede Zahl auf ebenso wenige 4 Bit gekürzt werden, um Speicherplatz einzusparen.)

In Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines der sieben identischen numerischen Oszillatormodule 163 dargestellt, die in der numerischen Oszillatoranordnung 129 enthalten sind, wobei jedes numerische Oszillatormodul eine "Kosinus"- und eine "Sinus"-Eingangsgröße zu einem Korrelatormodul 149 liefert. Jeder numerische Oszillator 163 beinhaltet ein binäres Phasenregister 167 und ein binäres Frequenzregister 169, einen binären Addierer 171, ein exklusives NOR-Glied 173, einen Inverter 175 und einen Frequenzteiler 177

Das Phasenregister 167 und das Frequenzregister 169 haben jeweils 32 Bit. Der Addierer 171 ist ein 32-Bit-Addierer. Die zu irgendeinem Zeitpunkt in dem Phasenregister 167 enthaltene Binärzahl stellt die Phase der Oszillatorausgangsgröße dar, wobei das höchstwertige Bit eine halbe Periode, das nächsthöchstwertige Bit eine Viertel Periode usw. darstellt. Die in dem Frequenzregister 169 enthaltene Binärzahl stellt auf ähnliche Weise die Frequenz des Oszillators dar, wobei in diesem Fall das höchstwertige Bit einen Wert von 155 000 Hz aufweist, der gleich 1/66 der Periode des vom Signalumsetzer 125 stammenden 10,23-MHz- "Takt"-Signals entspricht. Der Addierer 171 summiert die in dem Frequenzregister 169 und dem Phasenregister 167 enthaltenen Zahlen. Diese Summe wird in das Phasenregister 167 geladen, unter Austausch der vorigen Inhalte, und zwar einmal pro Periode der Ausgangsgröße des Frequenzteilers, der das 10,23-MHz-"Takt"-Signal durch einen festen Faktor von 33 teilt. Das Phasenregister 167 wird somit mit einer Geschwindigkeit von genau 310 000mal pro Sekunde aktualisiert. Der Betrag, um den die Phase nach jeder Aktualisierung fortschreitet, ist durch die Inhalte des Frequenzregisters 169 gegeben. Das Frequenzregister 169 wird, wie bereits erwähnt, 10mal pro Sekunde über den Datenbus 133 durch den Feldterminal-Rechner 39 aktualisiert. (Negative wie auch positive Frequenzen werden durch die Inhalte des Frequenzregisters dargestellt, und zwar unter Verwendung der bekannten Zweierkomplementmethode. Gemäß dieser Übereinkunft wird das Negative einer Binärzahl durch Komplementierung jedes Bits und anschließende Addition von eins gebildet. Die größte positive Zahl wird demgemäß dann dargestellt, falls das höchstwertige Bit Null und alle anderen Bit eins sind. Falls das höchstwertige Bit eins ist, bedeutet dies, daß die Zahl negativ ist.)

Die "Sinus"-Ausgangsgröße des numerischen Oszillators 163 wird vom Inverter 175 erhalten, der das höchstwertige Bit des Phasenregisters 167 invertiert. Die "Sinus"-Ausgangsgröße weist einen Wert von Eins auf, falls die Phase zwischen Null und einer positiven halben Periode ist, und einen Wert von Null, falls die Phase zwischen einer halben und einer ganzen Periode ist (was das gleiche ist, wie wenn die Phase sich zwischen minus einer halben Periode und Null befindet). Die "Kosinus"-Ausgangsgröße des numerischen Oszillators 163 wird von dem exklusiven NOR-Glied 173 abgenommen, an dessen Eingängen das höchstwertige und das nächsthöchstwertige Bit des Phasenregisters 167 anliegen. Die "Kosinus"-Ausgangsgröße weist einen Wert von Eins auf, falls die Phase innerhalb von plus oder minus ein Viertel Periode, bezogen auf Null, ist.

In Fig. 9 ist ein Blockdiagramm des Feldterminal-Rechners 39 gezeigt. Der Rechner 39 beinhaltet eine Zentraleinheit (CPU) 181, einen Programmspeicher 183, einen Datenspeicher 185, einen externen Zweirichtungsdatenkanal 187, der mit einem Bedienungsterminal 189 verbunden ist, und einen externen Zweirichtungsdatenkanal 191, der mit einem Modulator- Demodulator (Modem) 193 verbunden ist, der weiterhin mit einer Telefonleitung, einem Funktelefon oder irgendeiner anderen Fernmeldeübertragungseinrichtung 195 in Verbindung steht. Die Teile des Rechners 39 werden mit Hilfe eines Datenbusses untereinander verbunden, der auch zur Verbindung des Rechners 39 mit anderen Baugruppen des Feldterminals (vgl. Fig. 5) dient.

Die Zentraleinheit CPU 181 kann z. B. ein Modell LSI-11/2 (Teilenummer KD11-GC) der Digital Equipment Corporation (DEC) sein. Der Programmspeicher 183 kann ein 32-K-Byte programmierbarer Festwertspeicher sein, z. B. ein DEC, Teilenummer MRV11-C. Der Datenspeicher 185 kann ein 32-K-Byte Lese/Schreibspeicher mit direktem Zugriff sein, z. B. ein DEC, Teilenummer MXV11-AC. Die beiden externen Zweirichtungsdatenkanäle (187 und 191) können die RS-232 Seriendatenkanäle sein, die in dem MXV11-AC enthalten sind. Das Bedienungsterminal 189 kann das DEC Modell VT-100 oder irgendein gleichwertiges Serien-ASCII-Terminal sein, das, wie das VT-100, mit der RS-232 Seriendatenschnittstelle des MXV11-AC oder durch irgendeine andere geeignete Datenkanaleinrichtung mit dem Rechner verbunden werden kann. Der Modem 193 kann irgendeine, RS-232 kompatible, Standardeinrichtung sein und kann vollständig eliminiert werden, falls, wie erwähnt, der Feldterminal-Rechner 39 direkt mit dem Basisrechner 15 verbunden ist. Der Datenbus 197 kann der LSI-11 Q-Bus sein. Die Echtzeituhr 131, die numerische Oszillatoranordnung 129 und die Korrelatoranordnung 127 können mit dem Bus verbunden werden, indem man sie auf Standardleiterplatten aufbaut, die direkt in den Plattenkantenverbinder der "Rückebene" eines LSI-11 Rechnersystems eingesteckt werden. Derartige Leiterplatten sind von DEC erhältlich, ausgestattet mit speziellen, integrierten Schaltungen, die die gesamte Datenkommunikation zwischen dem Q-Bus und den auf den Platten aufgebauten speziellen Interferometerterminal-Schaltkreisen durchführen können.

Die in dem Speicher 185 des Feldterminal-Rechners 39 gespeicherten Meßdaten weisen eine Zeitreihe aus komplexen Zahlen für jeden der bis zu sieben beobachteten Satelliten auf, wobei jede Sekunde eine derartige Zahl erhalten wird. Diese Daten werden für eine Zeitspanne von etwa 5000 Sekunden erworben, währenddessen wenigstens zwei Satelliten ständig beobachtet werden, wobei die Durchschnittszahl der beobachteten Satelliten wenigstens vier betragen soll. Für den i-ten Satelliten zur Zeit t wird die gegebene komplexe Größe mit A_i(t) bezeichnet, wobei die Größe dieser komplexen Zahl proportional der gemessenen Leistung des zu diesem Zeitpunkt von diesen Satelliten empfangenen Signals ist, wobei die Proportionalitätskonstante willkürlich, jedoch für alle Satelliten gleich ist, und wobei der Winkel der komplexen Zahl gleich dem Zweifachen der zu diesem Zeitpunkt für den gleichen Satelliten gemessenen Trägerphase ist, wobei die Phase jedes Satelliten auf das gleiche Überlagerungs-Bezugsoszillatorsignal, nämlich das 1575,42-MHz-Signal bezogen wird, das durch die Oszillatoranordnung 57 des Feldterminals 13-1 erzeugt wird.

Die komplexen Daten A₁(t) i=1 . . ., 7 werden durch den Feldterminal-Rechner 39 von den a und b Ausgängen der sieben Korrelatoren 149 der Korrelatoranordnung 127 wie folgt abgeleitet: Für den i-ten Korrelator gilt

A_i(t) = [a(t) + jb(t)] exp [2 jΦ_p(t)],

wobei a(t) bzw. b(t) die normierte a bzw. b Ausgangsgröße für das Einsekunden-"Integrations"- oder Zählintervall, zentriert beim Zeitpunkt t, darstellt; j ist die Wurzel aus minus Eins; und 2Φ_p(t) ist das Zweifache der vorausgesagten Trägerphase des i-ten Satelliten zum Zeitpunkt t. Es ist zu bemerken, daß die komplexe Zahl A_i(t) gleich der von dem i-ten Korrelatorausgang abgeleiteten komplexen Zahl c, multipliziert mit exp [2 jΦ_p(t)] ist. Der Winkel von A_i stellt (zweimal) die empfangene Trägerphase bezogen auf (zweimal) die Phase des 1575,42-MHz-Überlagerungsoszillatorsignals dar, wohingegen der Winkel von c auf (zweimal) die Summe der Bezugsoszillatorphase plus der Phase des numerischen Oszillators bezogen ist.

Zum Zwecke der Erläuterung wird davon ausgegangen, daß die Datenreihe {A_i(t)} von dem Feldterminal 13-1 erzeugt wird, das sich am Anfang des Basisvektors befindet. Das andere Feldterminal 13-2, das das Feldterminal am Ende des Basisvektors darstellt und die gleichen Satelliten zu den gleichen Zeitpunkten wie das erste Terminal beobachtet, erzeugt A₁(t) entsprechende Daten, die mit B_i(t) gekennzeichnet werden. Die gleichen Satelliten werden beobachtet, da beiden Terminals Vorhersagedaten vom gleichen Zentral- bzw. Basisrechner 15 zugeführt werden, der die Satelliten 1 bis 7 in genau einer Weise numeriert. Die Beobachtungen an den beiden Terminals werden effektiv gleichzeitg durchgeführt, da die beiden Terminaluhren bzw. -takte unmittelbar vor den Beobachtungen synchronisiert wurden, und die Taktfrequenzen unterscheiden sich um einen unbedeutenden Betrag. (Der prinzipielle Effekt des Taktfrequenzunterschieds zwischen den Kristalloszillatoren, die die Frequenzen der Takte liefern, besteht darin, daß die Phasendifferenz zwischen den 1575,42-MHz-Oszillatorbezugsfrequenzen sich ändert.) Es ist ohne Bedeutung, falls zu einer gegebenen Zeit ein spezieller Satellit von einem Terminal sichtbar, jedoch von einem anderen verborgen ist. In diesem Fall wird die Größe von entweder A_i(t) oder B_i(t) einfach Null oder in dessen Nähe sein.

Die Operationen, die vom Zentralrechner 15 durchgeführt werden, um die Bestimmung des Basisvektors des Interferometers abzuschließen, werden anschließend diskutiert. Hierzu werden dem Rechner die Leistungs- und Phasenmeßdaten zugeführt, die von den beiden an den Enden des Basisvektors angeordneten Feldterminals 13-1 und 13-2 gesammelt wurden.

Der erste Schritt bei der Verarbeitung der A_i(t)- und B_i(t)- Daten im Zentralrechner 15 besteht darin, die komplexe Konjugation von A_i(t), gekennzeichnet durch A_i*(t), mit B_i(t) zu multiplizieren. Das Produkt
h

S_i(t) = A_i*(t) B_i(t)

hat einen Winkel S_i(t), der gleich zweimal dem Unterschied zwischen den gemessenen Phasen der Trägersignale ist, die von den i-ten Satelliten an den beiden Terminals empfangen werden, wobei jede Phase mit Bezug auf den Ortsbezug- bzw. Überlagerungsoszillator in dem jeweiligen Terminal gemessen wurde. Demzufolge ist der Winkel von S_i(t) mit der Differenz zwischen den Phasen der Überlagerungs- bzw. Ortsoszillatoren und mit dem Basisvektor zwischen den Terminals durch die theoretische Relation

S_i(t) ≃ ΔΦ_L0 + (4 π f_i/c) · _i(t)

verknüpft, wobei dieses ΔΦ_L0 die Phasendifferenz der Überlagerungsoszillatoren, f_i die empfangene Frequenz für den i-ten Satelliten, etwa 1575,42 MHz, c die Lichtgeschwindigkeit, der Basisvektor und _i(t) ein Einheitsvektor in Richtung des i-ten Satelliten, betrachtet zur Zeit t vom Mittelpunkt des Basisvektors aus, darstellt. (Diese Relation erzeugt den Winkel S_i(t) in Radian und nicht in Perioden. Da die Frequenz f_i in Perioden bzw. Schwingungen pro Sekunde und nicht in Radian bestimmt wird, muß ein Faktor 2π eingeschlossen werden. Der Grund dafür, daß 4π und nicht 2π hier erscheinen, ist darin zu sehen, daß jedes Feldterminal die empfangene Signalphase zweimal mißt.) Diese Relation stellt eine Approximation insoweit dar, als diese eine Parallaxe zweiter Ordnung, Effekte des Übertragungsmediums, relativistische Mehrwegeffekte, Rauschen usw., ignoriert. Diese geringen Effekte werden hier aus Gründen der Klarheit vernachlässigt. Der mit der Vernachlässigung dieser Effekte einhergehende Fehler entspricht einem Basislinienfehler von weniger als etwa 1 cm bei einer Basislänge von weniger als etwa 1 km. [Mit Ausnahme des Rauscheffekts, der völlig zufällig ist, ist es möglich, die oben vernachlässigten Effekte nachzubilden, um eine genauere theoretische Darstellung von S_i(t) zu erhalten. Diese Nachbildung wird z. B. in einem Artikel von I. I. Shapiro "Estimation of astrometric and geodetic parameters from VLBI observations" in Methods of Experimental Physics, vol. 12, Teil C, Seiten 261-276, 1976, beschrieben.]

Theoretisch ist die Größe von S gegeben durch

|S_i| = C · G² (cos R_i),

wobei C eine Konstante und G den (Richtvermögen-) Gewinn einer Empfangsantenne darstellt, und zwar geschrieben als eine Funktion des Kosinus des Zenitwinkels R_i des i-ten Satelliten. Man geht davon aus, daß G unabhängig vom Azimut und derart normiert ist, daß die durch einen Kugelstrahler mit entsprechender Kreispolarisation empfangene Leistung gleich 1 ist. Für den MITES-Antennenaufbau gilt

G (cos R) ≃(1,23) · (1 + cos R)² · sin² ((3π/4) cos R)

für 0°R90°;

G (cos R) ≃ 0

für 90°R.

Der Wert dieser Funktion ist etwa 2,46 am Zenit (R=0) und hat ein Maximum bei etwa 3,63 bei R≃40°, hat einen Einheitswert bei R≃72° und erreicht 0, wenn R 90° erreicht.

Der nächste Schritt bei der Bearbeitung der Meßdaten, die von den beiden Interferometerterminals erhalten werden, besteht in der Summierung der komplexen Zahlen S_i(t) über i, um eine Summe s(t) für jeden Meßzeitpunkt t zu erhalten:

wobei die Summe sich über all die Satelliten erstreckt, die zu dem Zeitpunkt t beobachtet wurden.

Der nächste Schritt bei der Bearbeitung der Meßdaten besteht darin, einen Versuchswert des Basisvektors auszuwählen und von diesem Wert eine Funktion der Zeit (t) zu berechnen, die theoretisch den Wert repräsentiert, den S(t) gehabt hätten, falls der echte Wert des Basisvektors gleich dem Versuchswert wäre:

wobei λ_i die Funkwellenlänge darstellt, die der empfangenen Trägerfrequenz entspricht. Das heißt λ_i=c/f_i. Das Verfahren zur Auswahl eines Wertes von wird unten beschrieben. Es ist zu bemerken, daß in dieser theoretischen Funktion (t), im Gegensatz zu der von Messungen abgeleiteten Funktion S(t), kein Term vorhanden ist, der die Überlagerungsoszillatorphasendifferenz repräsentiert. Ebenso ist der konstante Skalenfaktor C weggelassen.

Als nächstes wird die Größe von S(t) mit der Größe von (t) multipliziert, und das Produkt dieser Größen wird über alle Meßzeiten summiert, um einen Wert R() zu erhalten, der sowohl von als auch natürlich von den Messungen abhängig ist:

wobei t_l die l-te der Reihe von etwa 5000 Meßzeiten darstellt. R() wird als "Mehrdeutigkeitsfunktion" bezeichnet.

Der nächste Verarbeitungsschritt besteht darin, die Berechnung von R() für verschiedene Werte von zu wiederholen und den speziellen Wert von zu bestimmen, für den die Funktion von R() den größten Wert aufweist. Dieser Wert von ist die gewünschte Bestimmung des Basisvektors .

Der Versuchswert des Basisvektors wird am Anfang so gewählt, daß er der besten a priori Schätzung von - entspricht, die von einer unabhängigen Information der Lagen der Vermessungsmarken verfügbar ist, wie z. B. die Lagen bzw. Orte, die man durch Identifizierung von Landmarken auf einer Karte erhalten kann. Die Maximierung von R() mit Bezug auf wird durch Absuchen eines dreidimensionalen Raumes vorgenommen, der an diesem Versuchswert zentriert und groß genug ist, um die Unsicherheit der Anfangsschätzung einzuschließen. Bei der Suche wird jeder Punkt eines gleichmäßig verteilten, dreidimensionalen Gitters geprüft, um den einen Punkt zu lokalisieren, an dem R() maximal ist. Der Gitterabstand beträgt am Anfang 1 Meter. Dann wird der Raum, der sich 2 Meter von diesem einen Punkt des Maximums R() abgesucht, indem man ein Gitter mit einem Abstand von 20 Zentimetern prüft. Das Maximum von R() wird in diesem feiner verteilten Gitter gefunden. Dann wird der Gitterabstand und ebenso die lineare Ausdehnung des Gitters halbiert und die Suche wiederholt. Dieses Halbierungsverfahren wird so lange durchgeführt, bis der Gitterabstand unter 1 Millimeter liegt. Der Wert von , der schließlich R() maximiert, wird als gewünschte Bestimmung des Basisvektors herangezogen. Unter Verwendung einer Satellitenanzahl n gleich 5 kann eine Basisvektorbestimmung mit Hilfe des erfindungsgemäßen Verfahrens mit einer Genauigkeit von etwa 5 Millimetern pro Koordinate für eine Basislänge von etwa 100 Metern vorgenommen werden.

Das oben beschriebene Verfahren zur Verarbeitung der von zwei Interferometerterminals stammenden Meßdaten, um den Basisvektor zwischen den Terminals zu bestimmen, stellt eine Spezialisierung des allgemeinen Verfahrens dar, das in der oben erwähnten Patentanmeldung Nr. 3 05 142 beschrieben wird. Das in dieser Anmeldung offenbarte allgemeine Verfahren wird auch von Charles C. Counselman und Sergei A. Gourevitch, in "Miniature Interferometer Terminals for Earth Surveying: Ambiguity and Multipath with Global Positioning System", veröffentlicht in IEEE Transactions on Geoscience an Remote Sensing, vol. GE-19., Nr. 4, Seiten 244-252, Oktober 1981, beschrieben.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des Meßdatenverarbeitungsverfahrens gemäß der Erfindung wird auch eine Mehrdeutigkeitsfunktion R() aus den Meßdaten und einem Versuchswert der Basis gebildet; jedoch ist das Verfahren der Bildung der Funktion unterschiedlich. In diesem Ausführungsbeispiel, wie im vorhergehenden Ausführungsbeispiel, wird die komplexe Konjugierte von A_i(t) mit B_i(t) multipliziert, um ein komplexes Produkt S_i(t) zu erhalten:

S_i(t) = A_i*(t) B_i(t)

wobei A_i(t) eine komplexe Zahl darstellt, die repräsentativ für die Messungen des Signals ist, das vom i-ten Satelliten bei einem Interferometerterminal zur Zeit t empfangen wird, wobei die Größe von A_i(t) proportional der empfangenen Leistung ist, und der Winkel A_i(t) zweimal der Phase des Trägers relativ zum Überlagerungsoszillator des Terminals entspricht, und wobei B_i(t) gleich A_i(t) ist, mit der Ausnahme, daß dieser Wert von dem anderen Terminal an dem anderen Ende des Basisvektors abgeleitet wird.

Als nächstes wird S_i(t) mit einer gewissen komplexen Exponentialfunktion eines Versuchswerts des Basisvektors multipliziert, und das Produkt wird über alle zur Zeit t beobachteten Satelliten summiert, um eine Summe S(t) zu erhalten, die eine Funktion der Zeit und des Versuchswertes darstellt:

Wobei _i(t) einen Einheitsvektor in Richtung des i-ten Satelliten zur Zeit t und λ_i die Wellenlänge des vom i-ten Satelliten empfangenen Signals darstellt. (Es ist zu bemerken, daß, falls gleich ist, der Winkel jedes Terms in der Summe über i gleich ΔΦ_L0 ist, also unabhängig von i.)

Als nächstes wird die Größe von S(t) genommen und über alle Beobachtungszeiten summiert, um die Funktion R() zu erhalten:

wobei t_l die l-te der etwa 5000 Meßzeiten darstellt.

Schließlich wird der Wert von , der R() maximiert, gefunden, und zwar durch den gleichen Suchvorgang, der in Verbindung mit dem ursprünglichen Datenverarbeitungsverfahren beschrieben wurde. Dieser Wert von stellt die gewünschte Bestimmung des Basisvektors dar.

Dieses letztere Ausführungsbeispiel ist rechnerisch effektiver als das zuerst beschriebene Ausführungsbeispiel.

Claims

Verfahren zum Bestimmen der Position eines Erdpunktes mit Hilfe modulierter Radiosignale, deren Träger unterdrückt ist, und die mit unbekannten pseudozufälligen Kodes moduliert sind und von erdumkreisenden Satelliten gesendet werden, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
- (a) gleichzeitiges Empfangen der Signale von mehreren Satelliten mit einer omnidirektionalen Antenne am Erdpunkt, dessen Position zu bestimmen ist;
- (b) Vorhersagen der Dopplerverschiebungen für die von der Antenne empfangenen Signale;
- (c) Korrelieren der empfangenen Signale mit den Vorhersagen für die Dopplerverschiebungen, um diese aufzuheben;
- (d) Korrelieren der von jeder Antenne empfangenen Signale mit sich selbst, um den unbekannten pseudozufälligen Modulationskode zu quadrieren, wodurch sich die Phasenwinkel der Korrelationsprodukte aus den Schritten (c) und (d) nur langsam in bezug auf die Phasen der Trägerwellen ändern, die implizit in den empfangenen Signalen verhanden sind; und
- (e) zeitliches Mitteln der Korrelationsprodukte, wodurch Daten erhalten werden, die die Phase der implizit in dem von jedem Satelliten empfangenen Signal vorhandenen Trägerwelle anzeigen, aus welchen Phasen sich die Position des Erdpunktes berechnen läßt.