DE3509713A1 - Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselben - Google Patents

Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselben

Info

Publication number
DE3509713A1
DE3509713A1 DE19853509713 DE3509713A DE3509713A1 DE 3509713 A1 DE3509713 A1 DE 3509713A1 DE 19853509713 DE19853509713 DE 19853509713 DE 3509713 A DE3509713 A DE 3509713A DE 3509713 A1 DE3509713 A1 DE 3509713A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
output
circuit
input
sawtooth
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE19853509713
Other languages
English (en)
Inventor
Vincent George Bello
Charles William Norwalk Conn. Sweeting
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Raytheon Technologies Corp
Original Assignee
United Technologies Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by United Technologies Corp filed Critical United Technologies Corp
Publication of DE3509713A1 publication Critical patent/DE3509713A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Description

Mitkopplungsschaltung und Verfahren zum Bilden derselben
Die Erfindung betrifft eine Mitkopplungsschaltung und ein Verfahren zum Bilden derselben der im Oberbegriff der Patentansprüche 1 bzw. 2 angegebenen Art.
Die Erfindung ist auf Mitkopplungs(feedforward)-Schaltungen und insbesondere auf Mitkopplungsschaltungen für pulsbreitenmodulierte Regler in Gleichstromnetzteilen gerichtet.
Die Pulsbreitenmodulation ist eine bekannte Technik zur
Gleichspannungsregelung, bei der eine konstante Ausgangsspannung trotz großer Änderung der Eingangsspannung und des Ausgangsstroms wirksam aufrechterhalten wird. Spannungsregler, bei denen die Pulsbreitenmodulationstechnik benutzt wird, werden umfangreich in Netzteilen verwendet,· welche komplexe elektronische Systeme speisen.
Es gibt verschiedene Arten von Pulsbreitenmodulatoren, im allgemeinen werden in ihnen aber Halbleiter umgeschaltet, um Ausgangsrechteckspannungs- und -stromimpulse zu erzeugen, welche durch eine Spule-Kondensator-Filterschaltung effektiv geschaltet werden, um einen konstanten Ausgangsgleichspannungswert zu erzeugen. Die Größe der Ausgangsspannung wird durch das Schaltverhältnis (relative Einschaltdauer) des Halbleiterschalters gesteuert.
Zum Konstanthalten dieses Ausgangsspannungswertes wird üblicherweise eine Gegenkopplungsanordnung benutzt. Das verlangt, daß ein fester Bruchteil der Ausgangsspannung mit einer stabilen Referenzspannung verglichen und ein Fehler-oder Regelabweichungssignal gebildet wird, welches dann effektiv das Schaltverhältnis des Halbleiterschalters steuert.
Die herkömmliche Schaltleistungsstufe betätigt einen Transistor zwischen EIN- und AUS-Zuständen und glättet Ausgangsimpulse aus dem Transistor auf einen mittleren Gleichstromwert, der eine Funktion der EIN- oder AUS-Zeit ist. Das Glätten der Ausgangsimpulse erfolgt durch eine herkömmliche Filterschaltungsanordnung, welche die Amplituden der Schaltimpulse herausmittelt, um eine konstante Ausgangsspannung zu erzeugen.
Das Rückführen eines Regelabweichungssignals erfolgt durch einen Regelabweichungsverstärker und -komparator, welche
-v
mit einer nominellen Schaltfrequenz arbeiten, die ein Vielfaches der Netzfrequenz ist und beispielsweise in der Nähe von 20 kHz bis 200 kHz liegt. Der Regelabweichungsverstärker bringt das Regelabweichungssignal auf null und das Ausgangssignal des Schalters (z.B. rückgekoppelt über einen Widerstand) auf den gleichen Wert wie eine Referenzspannung. Wenn die Ausgangsspannung des Schalters zu stark absinkt, schaltet der Regelabweichungsverstärker den Schalttransistor ein, und, wenn die Ausgangsspannung zu weit ansteigt, schaltet er den Transistor aus.
Zuverlässiges Schwingen und Regeln werden in diesen Schaltungen erreicht, indem entweder die Impulsfrequenz des Schalters konstant gehalten und nur der Impulsbreite (der "EIN"-Zeit) sich zu verändern gestattet wird, oder indem die Impulsbreite konstant gehalten und nur der Impulsfrequenz sich zu verändern gestattet wird.
Schaltregler, wie sie oben dargelegt sind, können implementiert werden, indem auf übliche Weise ein Reihen- oder Parallelschaltelement benutzt wird.
Eine Möglichkeit zum Erzielen einer variablen Impulsbreite besteht darin, das Ausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers mit einer Dreieckschwingung zu vergleichen, wobei die Schalttransistor-EIN-Zeit durch die Zeit bestimmt wird, während welcher die Dreieckschwingung kleiner als das Ausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers ist.
Diese bekannten Schaltungen sind zwar für viele Verwendungszwecke geeignet, die Zeit für das Ansprechen auf Veränderungen der Eingangsspannung ist jedoch zu lang. In vielen Fällen ist das Schaltverhältnis, d.h. der Arbeitszyklus des Schalttransistors daher zu langsam, um die Änderung der Eingangsspannung wirksam kompensieren
zu können.
Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine Schaltreglerschaltungsanordnung zu schaffen, die in der Lage ist, auf EingangsspannungsSchwankungen schnell anzusprechen.
Weiter soll durch die Erfindung die Auswirkung einer Eingangsspannungsänderung in einer Schaltreglerschaltungsanordnung beseitigt werden.
Gemäß der Erfindung wird ein Teil der Eingangsspannung in einer Schaltreglerschaltungsanordnung mitgekoppelt, um das Schaltverhältnis des Schalttransistors der Anordnung so zu beeinflussen, daß ein schnelleres Ansprechen auf Änderungen der Eingangsspannung erfolgt.
Die Erfindung ergibt ein schnelleres Schalteransprechen
auf:Eingangsspannungsänderungen durch Mitkoppeln eines
Teils der Eingangsspannung auf einen kritischen Punkt in
dem.Rückkopplungskreis, welcher das Schaltverhältnis des
Schalttransistors steuert.
Die EingangsSpannung wird zu einem Punkt jenseits des Ausgangs des Fehler- oder Regelabweichungsverstärkers vorgekoppelt. Das Ausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers geht über einen gewählten Widerstand, und die Eingangsspannung liegt an einem weiteren gewählten Widerstand an, was gestattet, beide an einer gemeinsamen Eingangsklemme an dem Komparator zu verknüpfen und dadurch die Steuerspannung zu bilden. Der Komparator vergleicht das Steuereingangssignal aus den beiden Widerständen mit einem Sägezahnspannungswert und gibt ein Signal zum Ändern des Zustands des Schalttransistors immer dann ab, wenn der Wert der Sägezahnwellenform die Steuerspannung übersteigt oder unterschreitet. Wenn sich die Steuerspannung, mit der der Sägezahn verglichen wird, ändert, ändert sich die "EIN"-Zeit des Schalttransistors, wodurch die Länge seiner relativen Einschaltdauer effektiv verändert wird, um die Ausgangsspannung konstant zu halten.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen
die Fig. 1A und 1B eine bekannte Absetzmitkopp
lung sschaltung bzw. zugeordnete Spannungswellenformen ,
die Fig. 2A und 2B eine Zusetzmitkopplungs-
schaltung gemäß einer bevorzugten Version der Erfindung bzw. zugeordnete Spannungswellenformen und
die Fig. 3A und 3B eine Zusetzmitkopplungs-
schaltung gemäß einer weiteren bevorzugten Version der Erfindung bzw. dieser zugeordnete Spannungswellenformen.
-Jo-
Fig. 1 zeigt eine zum Stand der Technik gehörende herkömmliche Absetz (buck)-Mitkopplurigssclialtung zur Abwärtsspannungsregelung zwischen Eingangs- und Ausgangsklemmen 12 bzw. 13. Die Schaltung enthält einen Eingangskondensator 17 zum Herausfiltern von Eingangsrauschen, der mit einem Schalttransistor 23 verbunden ist.
Der Schalttransistor 23 arbeitet mit einem weiter unten beschriebenen Schaltverhältnis, indem er gemäß einem Signal an seiner Basis oder Steuerseite 23(1) zwischen "EIN"- und "AUS"-Zuständen umgeschaltet wird. Der Emitterausgang des Schalttransistors 23, bei welchem es sich in diesem Fall um einen npn-Transistor handelt, ist mit einer Spule 31 verbunden, die ihrerseits mit einem Kondensator 39 verbunden ist, welcher andererseits mit Masse verbunden ist. Der Ausgang des Schalttransistors 23 isb außerdem mit der Katode einer Diode 41 verbunden, deren Anode an Masse liegt.
Wenn der Schalttransistor 23 "EIN" ist und leitet, wird die Diode 41 in Sperrichtung betrieben und leitet nicht. Der Strom aus dem Transistor 23 geht daher durch die Spule 31 hindurch, lädt den Kondensator 39 auf und geht zum Ausgang 13.
Wenn der Transistor 23 ausschaltet, hält die Spule 31 den Stromwert aufrecht, der vorhanden war, als der Transistor 23 "EIN" war. Die Spule 31 nimmt dabei Strom von Masse her über die nun in Durchlaßrichtung betriebene Diode 41 auf. Wenn dann der Strom in der Spule 31 abzunehmen beginnt, greift der Kondensator 39 ein und beginnt, den Ausgang 13 mit einem Kompensationsstrom zu versorgen, um das Ausgangssignal im wesentlichen auf demselben Wert zu halten.
Der Wert der Ausgangsspannung an der Klemme 13 wird
durch eine Abtast- oder Spannungsteilerschaltung überwacht, welche in Serie an Masse Widerstände 63 und 67 mit einer zwischen denselben angeordneten Ausgangsanzapfung 69 enthält. Ein gewählter Teil der Ausgangsspannung wird so einem Fehler- oder Regelabweichungsverstärker zugeführt, welcher diesen Spannungsteil mit einem Referenz spannungswert vergleicht.
Das Steuerspannungsausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers 71 wird an einen Komparator 83 angelegt, der das Umschalten des Transistors 23 mit Hilfe der Regelabweichungsverstärkersteuerspannung V aus dem Regelabweichungsverstärker 71 und einer Sägezahnspannungswellenform steuert, die durch einen Sägezahngenerator 94 erzeugt wird, welcher einen Transistor 95 mit an Masse liegendem Emitter, einen Widerstand 96 an einem Eingangsspannungsanschluß 98 und einen eine Rampe erzeugenden Kondensator 99 enthält. Die Sägezahnspannung wird durch den Sägezahngenerator 94 erzeugt, welcher auf ein Impulsmuster einwirkt, das durch einen Oszillator 101 gebildet wird, welcher die Basis des Transistors 95 speist.
Die Ausgangsspannung dieser herkömmlichen Schaltungsanordnung ist derjenige Teil der Eingangsspannung, der durch das Verhältnis der Zeit, während welcher der Schalttransistor 23 "EIN" ist, zu der Periode der durch den Oszillator 101 gebildeten Sägezahnwellenform festgelegt wird. Der Komparator 83 bewirkt, daß der Transistor 23 immer dann "EIN" ist, wenn die Ausgangs- oder Steuerspannung des Regelabweichungsverstärkers 71 den Wert der Sägezahnspannungswellenform übersteigt.
Eine Korrektur von Änderungen der Eingangsspannung an dem Eingangsspannungsanschluß 98 erfolgt in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 durch Verbinden des Integratorwiderstands 96 mit der Eingangsspannung statt mit einer konstanten Vorspannung. Bei einem Absetzregler (buck
regulator) ergibt das eine im wesentlichen perfekte Korrektur von Eingangsspannungsänderungen. Bei einem solchen Absetzregler ist die Ausgangsspannung proportional zu dem Produkt aus der Eingangsspannung und der EIN-Zeit bei Verwendung eines Oszillators mit konstanter Periode. Durch Verbinden des Widerstands 96 mit der Eingangsspannung werden die Amplitude und die Steigung des Sägezahns zu der Eingangsspannung proportional gemacht, wodurch zwangsläufig die EIN-Zeit bei einer konstanten Steuerspannung umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ist. Da die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Eingangsspannung mal der EIN-Zeit ist, die nun umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ist, wird jede Veränderung der Eingangsspannung vollständig und sofort unwirksam gemacht und dadurch die Ausgangsspannung konstant gehalten. Diese Mitkopplungskorrekturtechnik ist bekannt und wird nicht als Teil der Erfindung beansprucht.
Die Mitkopplungs- oder Vorwärtskorrektur von Änderungen der Eingangsspannung an dem Anschluß 98 erfolgt in der Absetzreglerschaltung durch Verbinden des Sägezahngeneratorwiderstahds 96 mit der Eingangsspannung. Bei einem Absetzregler mit einem Oszillator mit konstanter Periode ist die Ausgangsspannung proportional zu dem Produkt aus der Eingangsspannung und der EIN-Zeit, d.h.
Vaus = Vein W7 (1)
wobei V die Ausgangsspannung an der Klemme 13, V . aus ein
die Eingangsspannung an dem Anschluß 98, t_IN die EIN-Zeit des Transistors 23 und T die Periode des Oszillators 101 ist, wie es in Fig. 1B gezeigt ist. Zur exakten Mitkopplung ergibt sich die erforderliche EIN-Zeit aus der Gleichung (1):
fcEIN = T Vaus/Vein
Durch Verbinden des Widerstands 96 mit der Eingangsspannung werden die Amplitude und die Steigung des Sägezahns zu der Eingangsspannung proportional gemacht, so daß bei einer konstanten Steuerspannung V die EIN-Zeit umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ist. Aufgrund der in Fig. 1B gezeigten Steuersignalwellenformen ist die EIN-Zeit gegeben durch:
Sn = vc T/Vsä9. <3>
und die Spitzensägezahnamplitude V „ ist gegeben durch: Vsäg. - Vein T/(RT CT> <4)
Die EIN-Zeit ist dann:
1TSlN- Vc <RTCT>/Vein
welche in der durch die Gleichung (2) verlangten Form ist, d.h. die EIN-Zeit ist umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung. Das Auflösen für die Konstanten ergibt:
Vc RT CT * T V
aus
Für eine gewünschte Periode, Ausgangsspannung und Steuerspannung ist die erforderliche Sägezahngeneratorzeitkonstante R„, C-, durch die Gleichung (6) gegeben. Da die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Eingangsspannung mal der EIN-Zeit ist (Gleichung(1)) und da die EIN-Zeit nun umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ist (Gleichung(5)), wird jede Veränderung der Eingangsspannung vollständig und sofort unwirksam gemacht und dadurch die Ausgangsspannung konstant gehalten. Diese Vorwärts- oder Mitkopplungskorrekturtechnik ist bekannt und wird nicht als Teil der Erfindung beansprucht.
Fig, 2Α zeigt eine erfindungsgemäße Zusetzmitkopplungsschaltung mit invertierter Ansteuerung, die dazu dient, den Eingangsgleichspannungswert auf einen höheren geregelten Gleichspannungswert zu erhöhen. Wie in Fig. 1A wird in der Schaltung ein Schalttransistor 23 mit einem EIN/AUS-Verhältnis benutzt, welches durch ein Steuersignal an seiner Steuerseite oder Basis 23(1) bestimmt wird. Während der "EIN"-Zeitspanne leitet der Transistor 23 Strom von dem Eingang über die Spule 31 zur Masse. Wenn der Transistor 23 ausgeschaltet ist, bewegt sich der in der Spule 31 fließende Strom durch die Diode 41 und lädt den Kondensator 39 auf.
Der übrige Teil der Schaltungsanordnung in Fig. 2A gleicht der Schaltungsanordnung in Fig. 1A, wobei der Komparator 83 wieder den Zustand des Transistors 23 steuert, und zwar entsprechend dem Ausmaß, in welchem der Sägezahnspannungswert den Steuerspannungswert V übersteigt (statt zu unterschreiten). Der Steuerspannungswert, mit dem der Sägezahn verglichen wird, wird jedoch durch den Wert der Eingangsspannung beeinflußt und ändert sich, wenn er über gewählte zwischengeschaltete Widerstände 201 und 208 übertragen wird, welche mit der Eingangsspannung bzw. dem Ausgang des Regelabweichungsverstärkers 71 an einem Ende und mit einem Eingang des Komparators 83 am anderen Ende verbunden sind. Der Sägezahngenerator 94, der den Transistor 95, den Widerstand 96 und den Kondensator 99 enthält, arbeitet wie zuvor in Verbindung mit dem Oszillator 101, mit der Ausnahme, daß in diesem Fall gemäß der hier beschriebenen Erfindung der Widerstand 96 mit einer gewählten konstanten Spannung V1- verbunden ist, welche den Sägezahn auf einer konstanten Steigung und auf einer festen oder festgelegten Spitzenamplitude hält.
Bei der Zusetzschaltung mit invertierter Ansteuerung, wie sie in Fig. 2A gezeigt ist, gilt für die Steuersignale:
fcAüS = Vc T/Vsäg.
Eingesetzt in die vorhergehenden Gleichungen ergibt sich die erforderliche Steuerspannung
v=v ν /v (8)
c säg.vein/vaus Vö'
Die in Fig. 2A gezeigte Mitkopplungsschaltung ergibt V in dieser Form, d.h.
V VaV(R3 + V +VeinV(R3 + V
Das Auflösen nach den Schaltungskonstanten ergibt
R4Z(R3 + R4) =Vsäg/Vaus (10)
VA = 0 (11)
Mit diesen Schaltungskonstanten wird die AUS-Zeit proportional zu der Eingangsschaltung gemacht, und jede Veränderung der Eingangsspannung wird unwirksam gemacht, wodurch die Ausgangsspannung konstant gehalten wird.
Fig. 3A zeigt eine bevorzugte Möglichkeit des Ausführens der vorstehend mit Bezug auf Fig. 2 beschriebenen Erfindung. Ein Halbleiterchip, wie beispielsweise ein SG1524, SG1525 oder SG1526, die von der Silicon General, Garden Grove, California, erhältlich sind, kann als regelnder Pulsbreitenmodulator 301 benutzt werden, um das Steuersignal zu liefern, welches den Betrieb des Transistors 23 steuert. Der Sägezahn, welchen der Chip von Silicon General liefert, hat eine konstante Amplitude und eine konstante Periode. Der Chip weist einen Inverter 301' auf, welcher die Benutzung eines Widerstands 303 erfor-
dert, um die Steuerspannung V festzulegen.
Der.Zusetzmitkopplungskonverter nach der Erfindung verlangt eine andere Art der Vorwärtskorrektur als der in Fig* 1 dargestellte bekannte Absetzkonverter, weil bei dem Zusetzkonverter die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Eingangsspannung und umgekehrt proportional zu der AUS-Zeit bei Verwendung eines Oszillators mit konstanter Periode ist, d.h.
Vaus =VeinT/tAUS <12)
wobei V die Ausgangsspannung,V . die Eingangsspannung,
allS Θ1Π
T die Periode und tAU_ die AUS-Zeit des Transistorschalters 23 in Fig. 3A ist. Demgemäß ist zur exakten Mitkopplung die erforderliche AUS-Zeit aus der Gleichung (12)
*ΑΟ8 = Vein T/Vaus (13)
Um Veränderungen in der Eingangsspannung im wesentlichen vollkommen unwirksam zu machen, muß die Vorwärtskorrektur gemäß der Erfindung eine AUS-Zeit festlegen, die proportional zu der Eingangsspannung ist.
Das wird bei dem Zusetzkonverter nach der Erfindung erreicht, indem ein Widerstand 201 benutzt wird, der mit der Eingangsspannung verbunden ist, um die Eingangsspannung mit der Steuerspannung V zu summieren. Wenn die Eingangsspannung ansteigt, nimmt daher die Steuerspannung im Verhältnis zu der Eingangsspannung bei einer konstanten Regelabweichungsverstärkerausgangsspannung V ab, was bewirkt, daß die AUS-Zeit in direktem Verhältnis zu der Eingangsspannung zunimmt. Anhand der Steuersignalwellenformen, die in Fig. 3B gezeigt sind, ist die EIN-Zeit wieder gegeben durch
t = V T/V (14)
rEIN c ' säg. l '
= τ - t = T (1-V /V ) (15> l rEIN u c' säg.' ll '
Durch Einsetzen in die Gleichung (13) und Auflösen nach der erforderlichen Steuerspannung ergibt sich
V=V.. (1-V . /V ) (16)
c säg. ein' aus
Die Mitkopplungsschaltung, die in Fig. 3 gezeigt ist, ergibt V in genau dieser Form, d.h.
pe
Vc = -VA R5/R4 -Veia VR + V (
c = -VA R5/R4 Veia VR3 + |r5 V* (17)
Wenn die Gleichung (17) gleich der Gleichung (16) gesetzt und nach den Schaltungskonstanten aufgelöst wird, ergibt sich
VR3 = Vsäg./Vaus
ν - _v — + .... ν (ig)
vsäg. VA R4 R3I |R4| JR5 R liy)
Mit diesen Schaltungskonstanten wird dann die AUS-Zeit proportional zu der Eingangsspannung gemacht, d.h.
^US * Vein T/Vaus (20)
Da die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Eingangsspannung dividiert durch die AUS-Zeit ist und die AUS-Zeit direkt proportional zu der Eingangsspannung ist, wird jede Veränderung der Eingangsspannung im wesentlichen vollständig und sofort unwirksam gemacht, wodurch die Ausgangsspannung konstant gehalten wird. Diese Vor- oder Mitkopplungstechnik für Zusetzkonverter wird als neu angesehen und ist hier beansprucht. Im Gegensatz zu» Stand der
Technik, wo die Sägezahnamplitude sich auf vorgeschriebene Weise verändern mußte, sollte hier die Sägezahnamplitude konstant gehalten und die Steuerspannung sollte verändert werden.

Claims (7)

Patentansprüche :
1. Mitkopplungsschaltung mit einem Schaltungseingang und einem -ausgang in einem pulsbreitenmodulierten Netzteil, gekennzeichnet durch:
eine Schalteinrichtung (23) mit einer Eingangs-, einer Ausgangs- und einer Steuerseite (23(1)) zum übertragen von Leistung in aufeinanderfolgenden EIN- und AUS-Zuständen; eine induktive Einrichtung (31) mit einer Eingangs- und einer Ausgangsseite zum Aufrechterhalten eines Stroms zwischen dem Schaltungseingang (12) und dem Schaltungsausgang (13) ;
eine Diodeneinrichtung (41) zum übertragen von Strom in bezug auf die induktive Einrichtung (31), wobei die Dioden- und die induktive Einrichtung elektrisch in Reihe geschaltet sind und wobei die Diodeneinrichtung während der EIN-Zustände der Schalteinrichtung (23) in Sperrichtung betrieben wird; eine Kondensatoreinrichtung (39) zum Speichern von Ladung,
die eine Ausgangsseite und eine an Masse liegende Seite hat, wobei die Ausgangsseite der induktiven und der Kondensatoreinrichtung mit dem Schaltungsausgang (13) elektrisch verbunden ist;
eine Abtasteinrichtung (63, 67, 69) zum Abtasten eines gewählten Teils der Ausgangsspannung an dem Schaltungsausgang (13);
eine Regelabweichungseinrichtung (71) mit einem Regelabweichungsausgang zum Bestimmen einer Regelabweichung zwischen dem gewählten Teil der Ausgangsspannung und einer gewählten Referenzspannung (V REF)Ί
eine Sägezahneinrichtung (94) zum Bilden einer Sägezahnwellenform mit charakteristischer Steigung und Spitzenamplitude; eine Komparatoreinrichtung (83) mit einem Sägezahn- und einem Regelabweichungseingang sowie einem Ausgang zum Festlegen der EIN- und AUS-Zeiten der Schalteinrichtung (23) in bezug auf die Differenz zwischen den Werten an dem Sägezahn- und dem Regelabweichungseingang; und
eine Mitkopplungseinrichtung (96, 201, 208) zum Modifizieren des Wertestes Regelabweichungsausgangssignals in Form von Änderungen des Wertes an dem Schaltungseingang (12), wodurch die Mitkopplungseinrichtung das Schaltverhältnis der Schalteinrichtung (23) modifiziert, ohne die Steigung und die Spitzenamplitude der Sägezahnwellenform zu beeinflussen.
2. Verfahren zum Bilden einer Mitkopplungsschaltung mit einem Schaltungseingang und einem -ausgang in einem pulsbreitenmodulierten Netzteil, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
a) periodisches Umschalten zwischen EIN- und AUS-Zuständen einer Schalteinrichtung zum übertragen von Leistung, die eine Eingangs-, eine Ausgangs- und eine Steuerseite hat ;
b) elektrisches Korrigieren einer induktiven Einrichtung, die eine Eingangs- und eine Ausgangsseite hat, zum Aufrechterhalten eines Stroms zwischen dem Schaltungseingang und dem Schaltungsausgang;
c) elektrisches Anschließen einer Diodeneinrichtung zum
Liefern von Strom in bezug auf die induktive Einrichtung, wobei die Dioden- und die induktive Einrichtung elektrisch in Reihe geschaltet werden und wobei die Diodeneinrichtung während der EIN-Zustände der Schalteinrichtung in Sperrichtung betrieben wird;
d) elektrisches Anschließen einer Kondensatoreinrichtung zum Speichern von Ladung, die eine Ausgangsseite und eine an Masse liegende Seite hat, wobei die Ausgangsseite der Kondensatoreinrichtung mit dem Schaltungsausgang elektrisch verbunden wird;
e) elektrisches Anschließen einer Abtasteinrichtung an den Schaltungsausgang zum Abtasten eines gewählten Teils der Ausgangsspannung an dem Schaltungsausgang;
f) Bereitstellen einer Regelabweichungseinrichtung mit einem Regelabweichungsausgang zum Bilden einer Regelabweichung zwischen dem gewählten Teil der Ausgangsspannung und einer gewählten Referenzspannung;
g) Bereitstellen einer Sägezahneinrichtung zum Bilden einer Sägeζahnwellenform mit charakteristischer Steigung und Spitzenamplitude, die einen Oszillator zum Festlegen einer Schaltperiode enthält;
h) Bereitstellen einer Komparatoreinrichtung, die einen Sägezahn- und einen Regelabweichungseingang sowie einen Ausgang aufweist, zum Festlegen der EIN- und AUS-Zeiten der Schalteinrichtung in bezug auf die Differenz zwischen den Werten an dem Sägezahn- und dem Regelabweichungseingang;
i) elektrisches Anschließen einer Mitkopplungseinrichtung zum Modifizieren des Wertes des Regelabweichungsausgangssignals in Form von Änderungen im Wert an dem Schaltungseingang, wodurch die Mitkopplungseinrichtung das Schaltverhältnis der Schalteinrichtung effektiv modifiziert, ohne die Steigung und die Spitzenamplitude der Sägezahnwellenform zu beeinflussen.
3. Schaltung bzw. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Komparatoreinrichtung (83) mit
der Steuerseite (23(1)) der Schalteinrichtung (23) elektrisch verbunden ist.
4. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung (63, 67, 69) eine Spannungsteilerschaltung (63, 67) zum Festlegen des gewählten Teils der abzutastenden Ausgangsspannung enthält.
5. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mitkopplungseinrichtung ein erstes und ein zweites ohmsches Element (201, 208) enthält zum Bilden eines modifizierten Regelabweichungsausgangssignalwertes, die mit dem Schaltungseingang (12) bzw. dem Regelabweichungsausgang auf einer Seite und mit dem Regelabweichungseingang auf der anderen Seite elektrisch verbunden sind.
6. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
5, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahneinrichtung (94) einen Oszillator (101) zum Festlegen einer Schaltperiode enthält.
7. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
6, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahneinrichtung (94) ein als Halbleiterchip (301) ausgebildetes Sägezahngeneratorelement enthält.
DE19853509713 1984-03-28 1985-03-18 Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselben Withdrawn DE3509713A1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/594,137 US4536700A (en) 1984-03-28 1984-03-28 Boost feedforward pulse width modulation regulator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE3509713A1 true DE3509713A1 (de) 1985-10-10

Family

ID=24377681

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19853509713 Withdrawn DE3509713A1 (de) 1984-03-28 1985-03-18 Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselben

Country Status (6)

Country Link
US (1) US4536700A (de)
JP (1) JPS60218125A (de)
CA (1) CA1246141A (de)
DE (1) DE3509713A1 (de)
FR (1) FR2562285B1 (de)
GB (1) GB2156549B (de)

Families Citing this family (59)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4652808A (en) * 1984-05-30 1987-03-24 Intersil, Inc. Efficiency switching voltage converter system
US4629970A (en) * 1985-01-30 1986-12-16 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson Switching convertor for generating a constant magnitude dc output voltage from a dc input voltage having a varying magnitude
US4624136A (en) * 1985-03-29 1986-11-25 Panex Corporation Down hole power conversion means for fully utilizing batteries
JPH0823782B2 (ja) * 1985-11-25 1996-03-06 宇宙開発事業団 デイジタル型シヤント装置
US4677367A (en) * 1985-12-18 1987-06-30 General Electric Company Current fed boost converter
US4677366A (en) * 1986-05-12 1987-06-30 Pioneer Research, Inc. Unity power factor power supply
DE3713540A1 (de) * 1987-04-22 1988-11-10 Siemens Ag Kombinierter sekundaerschalter
US4814684A (en) * 1987-09-30 1989-03-21 Trw Inc. Apparatus for extending the Vout/Vin ratio of a DC-to-DC converter
US4835454A (en) * 1987-12-15 1989-05-30 Sundstrand Corp. Advanced feed forward switch mode power suppply control
US5293077A (en) * 1988-02-29 1994-03-08 Hitachi, Ltd. Power switching circuit
DE3823778A1 (de) * 1988-07-14 1990-01-18 Bsg Schalttechnik Vorrichtung zum betrieb von an das bordnetz von mobilen einheiten angeschlossenen verbrauchern
DE3838408A1 (de) * 1988-11-12 1990-05-17 Ant Nachrichtentech Verfahren zum betreiben eines bootsreglers sowie anordnung
US4959606A (en) * 1989-01-06 1990-09-25 Uniphase Corporation Current mode switching regulator with programmed offtime
JPH0488870A (ja) * 1990-07-30 1992-03-23 Nec Corp スイッチングレギュレータ回路
US5017854A (en) * 1990-10-29 1991-05-21 Hughes Aircraft Company Variable duty cycle pulse width modulated motor control system
US5594323A (en) * 1991-02-21 1997-01-14 Siemens Aktiengesellschaft Control process for a voltage transformer with a wide input voltage range and the application of such a process
US5258903A (en) * 1991-12-16 1993-11-02 Thomson Consumer Electronics Control circuit and power supply for televisions
US5264780A (en) * 1992-08-10 1993-11-23 International Business Machines Corporation On time control and gain circuit
US5367247A (en) * 1992-08-10 1994-11-22 International Business Machines Corporation Critically continuous boost converter
US5396412A (en) * 1992-08-27 1995-03-07 Alliedsignal Inc. Synchronous rectification and adjustment of regulator output voltage
US5414342A (en) * 1993-04-29 1995-05-09 Unitrode Corporation Voltage mode pulse width modulation controller
US5359276A (en) * 1993-05-12 1994-10-25 Unitrode Corporation Automatic gain selection for high power factor
US5459392A (en) * 1993-12-27 1995-10-17 Megapower Corp. Unity power factor power supply which includes an electromagnetic interference reduction circuit
KR950024400A (ko) * 1994-01-05 1995-08-21 김광호 다중출력을 위한 직류/직류 컨버터
US5521488A (en) * 1994-01-10 1996-05-28 Motorola, Inc. Voltage regulator and method therefor
US5689176A (en) * 1996-08-07 1997-11-18 Deloy; Jeff J. Power factor/harmonics correction circuitry and method thereof
KR100206143B1 (ko) * 1996-08-28 1999-07-01 윤종용 고역률 보상회로
JPH1098875A (ja) * 1996-09-20 1998-04-14 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチングレギュレータ
US7269034B2 (en) 1997-01-24 2007-09-11 Synqor, Inc. High efficiency power converter
US5929618A (en) * 1998-06-04 1999-07-27 Lucent Technologies Inc. System and method for synchronizing and interleaving power modules
US6424130B1 (en) * 1999-04-27 2002-07-23 Seiko Instruments Inc. Output voltage detecting circuit
US6580177B1 (en) 1999-06-01 2003-06-17 Continuum Control Corporation Electrical power extraction from mechanical disturbances
WO2000074224A1 (en) 1999-06-01 2000-12-07 Continuum Control Corporation Electrical power extraction from mechanical disturbances
USRE38780E1 (en) 1999-09-01 2005-08-23 Intersil Americas Inc. Current mode DC/DC converter with controlled output impedance
US6181120B1 (en) * 1999-09-01 2001-01-30 Intersil Corporation Current mode dc/dc converter with controlled output impedance
US6246220B1 (en) 1999-09-01 2001-06-12 Intersil Corporation Synchronous-rectified DC to DC converter with improved current sensing
US6462971B1 (en) * 1999-09-24 2002-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller
JP3998394B2 (ja) * 2000-02-29 2007-10-24 ローム株式会社 スイッチングレギュレータ
US6469482B1 (en) * 2000-06-30 2002-10-22 Intel Corporation Inductive charge pump circuit for providing voltages useful for flash memory and other applications
US6655035B2 (en) 2000-10-20 2003-12-02 Continuum Photonics, Inc. Piezoelectric generator
US6552919B1 (en) * 2001-09-10 2003-04-22 Douglas A. Bors Converter utilizing pulse duration modulation and ripple control
DE10226031A1 (de) * 2002-06-12 2003-12-24 Bosch Gmbh Robert Schaltregler, insbesondere Abwärtswandler, und Schaltregelverfahren
JP2004320922A (ja) * 2003-04-17 2004-11-11 Toyoda Mach Works Ltd 昇圧回路及び昇圧回路の制御方法
WO2006019328A1 (fr) * 2004-07-14 2006-02-23 Obschestvo S Ogranichennoi Otvetstvennostju 'silovaya Elektronika' Regulateur de tension par multiplication d'impulsions a courant de sortie continu
DE102004053144B4 (de) * 2004-11-03 2011-05-19 Infineon Technologies Ag Hochsetzsteller mit verbessertem dynamischem Verhalten
US8549742B2 (en) * 2007-12-19 2013-10-08 Canon Kabushiki Kaisha High-voltage power supply device and image forming apparatus having same
US7888917B2 (en) * 2008-04-23 2011-02-15 Honeywell International Inc. Systems and methods for producing a substantially constant output voltage in a power source boost system
TWI392205B (zh) * 2008-07-18 2013-04-01 Qisda Corp 一種直流電產生器及其使用之一種脈衝產生器
DE102009005615A1 (de) * 2009-01-22 2010-07-29 Continental Automotive Gmbh Gleichspannungswandler für ein Kraftfahrzeug
CN102117087B (zh) * 2009-12-31 2016-01-13 意法半导体研发(深圳)有限公司 调整信号的方法、电源、电源控制器以及系统
US8242763B2 (en) * 2010-03-12 2012-08-14 Freescale Semiconductor, Inc. DC to DC converter having ability of switching between continuous and discontinuous modes and method of operation
US8026700B1 (en) * 2010-03-12 2011-09-27 Freescale Semiconductor, Inc. DC to DC converter having switch control and method of operation
US8310222B2 (en) * 2010-04-09 2012-11-13 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a power supply controller and structure therefor
KR101233746B1 (ko) * 2011-04-08 2013-02-18 국방과학연구소 장펄스 전압 생성용 스위치 및 장펄스 전류 생성 장치
WO2014036512A1 (en) * 2012-08-31 2014-03-06 Fairchild Semiconductor Corporation Ultra low ripple boost converter
US10199950B1 (en) 2013-07-02 2019-02-05 Vlt, Inc. Power distribution architecture with series-connected bus converter
KR102611341B1 (ko) 2018-10-29 2023-12-08 삼성전자주식회사 토글 신호의 듀티 타이밍을 검출하는 듀티 타이밍 검출기, 듀티 타이밍 검출기를 포함하는 장치, 그리고 토글 신호를 수신하는 장치의 동작 방법
US11509210B1 (en) * 2021-06-14 2022-11-22 Texas Instruments Incorporated Frequency synchronization for a voltage converter
CN116131604A (zh) * 2022-12-29 2023-05-16 深圳市南霸科技有限公司 一种电源的升压控制电路及方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1069177A (en) * 1976-07-21 1980-01-01 Gte Lenkurt Electric (Canada) Ltd. Constant current series-switching regulator
US4504896A (en) * 1981-03-18 1985-03-12 Rca Corporation Switching dc-to-dc converters

Also Published As

Publication number Publication date
GB2156549B (en) 1987-07-01
FR2562285B1 (fr) 1986-12-19
JPS60218125A (ja) 1985-10-31
US4536700A (en) 1985-08-20
GB8506062D0 (en) 1985-04-11
GB2156549A (en) 1985-10-09
FR2562285A1 (fr) 1985-10-04
CA1246141A (en) 1988-12-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3509713A1 (de) Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselben
DE3509714A1 (de) Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselben
DE3015162C2 (de) Anordnung zum Steuern eines Asynchronmotors über einen Frequenzumrichter
DE3204840A1 (de) Gleichstromnetzgeraet mit stromkonstanthaltung, insbeondere fuer eine fernmeldeanlage
DE3015610A1 (de) Schaltung zur regelung eines gleichstroms
DE2912171A1 (de) Abgestimmte geschaltete speisespannungsschaltung
DE10225406A1 (de) Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler und Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters
EP1316138B1 (de) Current-mode-schaltregler
EP0241976A1 (de) Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Gleichspannung aus einer sinusförmigen Eingangsspannung
DE2554058C3 (de) Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangs-Gleichspannung in eine nahezu konstante Ausgangsgleichspannung
DE60101694T2 (de) Rückkopplungsschleife für Leistungsumwandler
EP0137055B1 (de) Schaltnetzteil mit Überstromschutz
DE3806228C2 (de) Stromversorgungsteil für ein Fernsehgerät
DE2317383C2 (de) Einrichtung zum Ausgleichen von Schwankungen der Speise-Wechselspannung einer Widerstansschweißmaschine
DE1513420B2 (de) Spannungsregeleinrichtung zur erzeugung einer geregelten gleichspannung mit einem schalttransistor und einem kontinuierlich gesteuerten stelltransistor
DE3727420C2 (de) Ablenkschaltung
DE2559096A1 (de) Stromquelle hoher gleichspannung mit stromstaerkeregelung
EP0118054B1 (de) Getaktetes Speisegerät mit Gleichspannungseingang
DE3310774C2 (de)
EP0590304A2 (de) Verfahren zur Vorsteuerung eines Schaltnetzteiles zum Ausgleich von Schwankungen der Speisespannung und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
DE4224202A1 (de) Gleichstromregler
DE2649306A1 (de) Spannungsregler fuer generatoren in kraftfahrzeugen
EP0111493B1 (de) Schaltung zur Regelung der Ausgangsspannung eines Durchflusswandlers
EP1058961A1 (de) Schaltregler
DE1538321B2 (de) Einrichtung zum regeln der ausgangsspannung eines mit stark wechselnden drehzahlen antreibbaren mehrphasengenerators

Legal Events

Date Code Title Description
8141 Disposal/no request for examination