DE3604158C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft ein mit Abgriffen versehenes Widerstandsnetzwerk
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und betrifft
insbesondere eine Einrichtung zur Erzeugung abgestufter
Teilwerte einer Referenzspannung, wie man sie insbesondere
in A/D-Wandlern brauchen kann.
Aus der DE-OS 29 05 116 ist ein Widerstandsnetzwerk bekannt,
das aus einem groben Teilnetzwerk und einem feinen Teilnetzwerk
besteht. Bei der bekannten Schaltung sind die beiden
Teilnetzwerke in Serie geschaltet, wobei das grobe Netzwerk
große und das feine Netzwerk kleine Widerstände aufweist.
Durch diese Schaltung soll die Anzahl der zum Verbinden der
Abgriffe des Netzwerks mit der übrigen Schaltung benötigten
Schaltelemente vermindert werden.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für
die Verwendung in einem Analog/Digital-Wandler ein für die
Herstellung als integriertes Bauteil geeignetes Widerstandsnetzwerk
anzugeben, bei dem die Spannungsstufen genau einstellbar
und gegenüber Veränderungen des Belastungszustands
innerhalb des Widerstandsnetzwerks unempfindlich sind.
Ferner liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen für
die Herstellung als integriertes Bauteil geeigneten Analog/Digital-Wandler
anzugeben, der insbesondere auch für höhere
Verarbeitungsgeschwindigkeiten geeignet ist.
Die Aufgabe wird durch die Schaltungen mit den Merkmalen der
Ansprüche 1 bzw. 6 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Schaltungen
sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Nachstehend werden der Stand der Technik und Ausführungsbeispiele
der Erfindung an Hand der Zeichnung erläutert, wobei
zur Bezeichnung gleicher oder gleichartiger Bauteile gleiche
Bezugszeichen verwendet werden.
Fig. 1 zeigt teils als Schaltbild und teils in Blockform
einen A/D-Wandler gemäß dem Stand der Technik.
Fig. 2 zeigt teils als Schaltbild und teils in Blockform
einen A/D-Wandler gemäß der Erfindung.
Fig. 3 ist ein ausführliches Schaltbild eines Widerstands-Grobsegmentes
in Parallelschaltung mit einem feinteilenden
Widerstandselement gemäß der Erfindung.
Fig. 4 ist eine Draufsicht auf ein langgestrecktes Diffusionsgebiet,
das zur Bildung eines feingeteilten
("feinen") Widerstandselementes gemäß der Erfindung
verwendet wird.
Fig. 5 ist ein detailliertes Schaltbild eines integrierten
"feinen" Widerstandselementes gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung.
Fig. 6 ist ein Schaltbild einer Vergleicherschaltung, die
sich zur Realisierung der Erfindung eignet.
Fig. 7 ist ein Schaltbild eines Abschnitts eines Widerstandsnetzwerkes
zur Erzeugung von Bruchteilwerten
gefühlter Spannungen.
Der in Fig. 1 dargestellte A/D-Wandler ist eine bekannte
Ausführungsform eines mit 8 Bits arbeitenden Blitzwandlers,
bei dem ein weiter Bereich von Referenzspannungsstufen dadurch
erhalten wird, daß ein mit Abgriffen versehenes Widerstandsnetzwerk
an eine Referenzspannung angeschlossen
wird und an bekannten ohmschen Teilungen längs des Widerstandsnetzwerkes
Kontakte (Abgriffe) vorgesehen werden.
Die Anzahl der Teilungen oder "Schritte" und somit die Anzahl
der Abgriffe längs des Widerstandsnetzwerkes hängt
davon ab, mit welcher Anzahl von Bits die Auflösung erfolgen
soll. Im allgemeinen werden für ein "n"-Bit-System
2 n -Referenzspannungs-Teilschritte erzeugt. In einem mit
8 Bits auflösenden A/D-Wandler, d. h. wenn "n" gleich 8
ist, wird als die Referenzspannung des Systems in 256
im wesentlichen gleiche Spannungsschritte unterteilt, was
mit Hilfe von Abgriffen erfolgt, die an Punkten gleicher
Widerstandsabstufung entlang eines Widerstandsnetzwerkes
angeschlossen sind, das zwischen V REF ⁺ und V REF ⁻ geschaltet
ist. Jeder Abgriff ist über ein zugeordnetes Schaltglied
(Torschaltung), das selektiv durch ein Referenz-Taktsignal
(CL REF ) aktiviert wird, mit einem zugeordneten Vergleicher
verbunden. In der Schaltung nach Fig. 1 sind also 256
Vergleicher notwendig. Diese große Anzahl von Vergleichern
erfordert viel Platz und verbraucht beträchtliche Leistung.
In erfindungsgemäßen Schaltungen ist die Anzahl von Vergleichern
wesentlich vermindert.
Die Herstellung des bekannten Widerstandsnetzwerkes mit
einer großen Anzahl von Abgriffen bringt verschiedene
Probleme:
Ein erstes Problem besteht darin, daß zum einwandfreien
Betrieb die Gesamtimpedanz des Widerstandsnetzwerkes relativ
klein gemacht werden muß, um zu verhindern, daß
sich die Referenzspannungen an den verschiedenen Abgriffen
merklich ändern, wenn die Abgriffe über die jeweils
zugeordneten Schaltglieder mit den Eingängen ihrer zugeordneten
Vergleicher gekoppelt werden. Wenn das Widerstandsnetzwerk
auf einer integrierten Schaltung gebildet
wird und eine niedrige Impedanz haben soll, dann wird es
sehr großflächig und belegt einen wesentlichen Teil des
Halbleiterplättchens.
Ein zweites Problem ist, daß es die große Anzahl (z. B.
256) von Unterteilungen einer relativ kleinen Impedanz
erfordert, jeden Teilbereich mit einer proportional kleineren
Impedanz auszulegen. Wenn solche kleinen ohmischen
Teilungen in der Größenordnung von einigen Ohm oder darunter
liegen, können ihre Werte nicht mehr genau kontrolliert
werden.
Ein weiteres Problem ergibt sich dadurch, daß die Kopplung
der Abgriffe des Widerstandsnetzwerkes mit den kapazitiven
Eingängen der Vergleicher zu beträchtlicher Belastung
und Verschiebung der Referenzspannungen führen,
die entlang dem Widerstandsnetzwerk nicht gleichmäßig ist.
Der Belastungseffekt ändert sich entlang der Länge des
Widerstandsnetzwerkes und ist typischerweise an den extremen
Enden des Netzwerkes am meisten ausgeprägt und in
der Mitte des Netzwerkes am wenigsten ausgeprägt. Wenn
z. B. die Eingangsspannung (V IN ) abgefragt wird, werden
die 256 Vergleichereingänge auf den Wert von V IN geladen.
Wenn die Referenzspannungsabgriffe anschließend mit den
Vergleichereingängen gekoppelt werden, entladen sich die
256 kapazitiven Vergleichereingänge entweder in das Widerstandsnetzwerk,
oder sie ziehen Ladung aus diesem Netzwerk.
Das größte Mißverhältnis ergibt sich natürlich, wenn
die Spannung V IN beim Extremwert ihres Bereiches liegt,
z. B. bei oder nahe 0 Volt oder bei oder nahe 5 Volt, und
die Störung am Widerstandsnetzwerk ist am meisten ausgeprägt
an seinem oberen Ende für V IN nahe oder gleich Null
und an seinem unteren Ende für V IN nahe V REF ⁺.
Die vorstehend beschriebenen Probleme werden verschlimmert,
wenn die Schaltung mit relativ hohen Geschwindigkeiten betrieben
wird. In diesem Fall muß eine Kapazität am Eingang
jedes Vergleichers schnell auf die ihr zugeordnete Referenzspannungsstufe
aufgeladen werden (z. B. innerhalb 25
Nanosekunden). Um die Kapazität schnell aufzuladen oder
zu entladen, muß die Impedanz des Widerstandsnetzwerks
niedrig gehalten werden.
Die erwähnten Schwierigkeiten werden mit Schaltungen, die
gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet sind, wesentlich
reduziert oder überwunden. Die grundlegenden Merkmale
der Erfindung sind im Patentanspruch 1 aufgeführt. Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet.
In einem erfindungsgemäßen n-Bit-A/D-Wandler enthält das
angezapfte Widerstandsnetzwerk ein "grobes", relativ niederohmiges
Widerstandsnetzwerk, das an eine erste und eine
zweite Klemme angeschlossen ist, zwischen die eine Quelle
einer Bezugsspannung geschaltet ist. Das grobe Netzwerk
ist in 2 x Grobsegmente unterteilt, um im wesentlichen
gleiche Widerstands-Abstufungen zu erhalten. Dementsprechend
fallen an den einzelnen Grobsegmenten insgesamt 2 x
Grob-Teilbeträge der Referenzspannung ab, die im wesentlichen
gleich groß sind. Das angezapfte Widerstandsnetzwerk
enthält außerdem ein hochohmiges Netzwerk aus 2 x
feingeteilten Widerstandselementen. Jedes Element dieses
feinen Netzwerkes ist mit einem zugeordneten Exemplar der
Grobsegmente parallelgeschaltet und seinerseits in 2 (n-x)
feine Untersegmente unterteilt. Die Untersegmente jedes
Elementes des feinen Netzwerkes teilen jede der 2 x groben
Spannungsschritte in 2 (n-x) feine Spannungsschritte. Innerhalb
des A/D-Wandlers kann der Wert einer Eingangsspannung
bestimmt werden, indem zunächst gefühlt wird, welches der
Grobnetzwerksegmente die Eingangsspannung einklammert, und
indem anschließend die Eingangsspannung mit den feinen Referenzspannungsstufen
in demjenigen feinen Widerstandselement
verglichen wird, das dem speziellen einklammernden
Grobnetzwerksegment parallelgeschaltet ist.
Die Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen
A/D-Blitzwandlers für 8 Bits. Der Wortbestandteil
"Blitz" weist normalerweise darauf hin, daß die Analog/Digital-Umwandlung
bzw. der Vergleichsvorgang in einem
Schritt während einer Taktperiode erfolgt. Wie weiter unten
ausführlicher erläutert, läßt sich die Schaltung nach
Fig. 2 als "Zweischritt-Blitzwandler" bezeichnen, bei welcher
ein Schritt dazu dient, den "groben" Wert einer Eingangsspannung
(V IN ) mit den vier höchstwertigen Bits (HWB)
zu bestimmen, während der zweite Schritt benutzt wird, um
den "feinen" Wert von V IN mit den vier niedrigstwertigen
Bits (NWB) zu bestimmen. Der Wandler ist in zwei 4-Bit-Abschnitte
unterteilt, deren Ausgänge später wiedervereinigt
werden, um die gewünschte 8-Bit-Information zu erhalten.
Der eine 4-Bit-Abschnitt wird als "Grobabschnitt" und der
andere 4-Bit-Abschnitt als "Feinabschnitt" bezeichnet.
Der Grobabschnitt enthält Einrichtungen zur Unterteilung
der Referenzspannung in 2⁴ "Grobsegmente" und zum Fühlen,
welches Grobsegment die gerade abgefragte (oder gemessene)
unbekannte Eingangsspannung einklammert. Der Feinabschnitt
enthält Einrichtungen zur Unterteilung jedes der 2⁴ Grobsegmente
in 2⁴ feine Untersegmente und zum Fühlen, welches
feine Untersegment die abgefragte unbekannte Eingangsspannung
einklammert. Der Grobabschnitt enthält eine grobe Widerstandskette
22 mit 2⁴ Grobabgriffen (TCi), die in Abständen
gleicher Schrittweite entlang der Kette angeordnet
sind, ferner 2⁴ als Torschaltungen wirkende Schaltglieder
(TGCi) zur Kopplung der 2⁴ Abgriffe mit 2⁴ "Grob"-Vergleichern
und schließlich eine einen "Grob"-Codierer
bildende Logikanordnung 28. Der Feinabschnitt enthält eine
feine Widerstandskette 24, bestehend aus 2⁴ Segmenten, deren
jedes seinerseits in 2⁴ feine Untersegmente unterteilt
ist, zwischen denen 2⁴ - 1 Abgriffe gebildet sind. Der Feinabschnitt
enthält außerdem 2⁴ - 1 Torschaltglieder pro Segment,
um die 2⁴ - 1 Abgriffe eines Segmentes mit 2⁴ - 1 zugeordneten
Fein-Vergleichern zu koppeln, sowie eine einen
"Fein"-Codierer bildende Logikanordnung 30.
Die grobe Widerstandskette (Grobwiderstandsnetzwerk) 22
kann dadurch gebildet werden, daß man diskrete ohmsche
Elemente gleichen Widerstandswertes, die in Reihe zueinander
zwischen V REF ⁺ und V REF ⁻ geschaltet sind, mit Abgriffen
verbindet, die an den Verbindungsstellen zwischen den Widerstandselementen
gebildet oder dort angeschlossen sind.
Außerdem kann ein Abgriff (z. B. TC 16) an das Ende des
mit V REF ⁺ verbundenen Widerstandes (z. B. R 16) angeschlossen
sein. Alternativ läßt sich das Grobwiderstandsnetzwerk
22 auch mittels eines einzigen Widerstandselementes
bilden, das zwischen die negative Referenzspannung V REF ⁻
und die positive Referenzspannung V REF ⁺ geschaltet ist.
Die Abgriffe werden entlang dem Grobwiderstandselement
22 an Stellen gebildet oder angeschlossen, die im wesentlichen
gleich großen ohmischen Teilschritten entsprechen,
so daß im wesentlichen gleiche Spannungs-Teilbeträge an
den zwischen den Grobabgriffen liegenden Grobsegmenten
abfallen. Infolgedessen ergibt sich ein monotoner Spannungsanstieg,
wenn man entlang dem Grobwiderstandselement
vom Abgriff, der am nächsten an V REF ⁻ liegt, zum Abgriff,
der am nächsten an V REF ⁺ liegt, fortschreitet.
Das Grobwiderstandsnetzwerk 22 ist ein relativ niederohmiger
Wirkwiderstand. Bei der in Fig. 2 dargestellten
Ausführungsform sei die Gesamtimpedanz des Netzwerkes 22
zwischen V REF ⁺ und V REF ⁻ ungefähr gleich 500 Ohm. Das Netzwerk
22 ist in 16 (d. h. 2⁴) Grobsegmente unterteilt, deren
Widerstandswerte im wesentlichen einander gleich sind (z. B.
jeweils ungefähr 30 Ohm), um 16 im wesentlichen gleiche
Referenzspannungsstufen zu erhalten, die durch 4 Bits dargestellt
werden können. In der nachstehenden Beschreibung
sei der Einfachheit halber vorausgesetzt, daß V REF ⁻ dem
Massepotential entspricht und V REF ⁺ gleich 6,4 Volt ist.
Somit ist der Spannungsabfall ( Δ VC) an jedem Grobsegment
gleich 400 Millivolt, und die Spannung an einem nächstfolgenden
Abgriff entlang der Kette ist um 400 Millivolt größer
als die Spannung am vorhergehenden Abgriff.
Es sind 16 "Grob"-Vergleicher (CCi) vorgesehen, jeweils
ein Exemplar für jeden Grobabgriff entlang dem Widerstandsnetzwerk
22 und ein sechzehnter Vergleicher für den
Abgriff, an den die Spannung V REF ⁺ gelegt ist. Der sechzehnte
Vergleicher fühlt eine Überlaufbedingung, d. h. wenn
V IN größer ist als V REF ⁺. In Fällen, in denen das Fühlen
einer Überlaufbedingung nicht nötig ist, kann der sechzehnte
Vergleicher weggelassen werden.
Zu jedem Grobabgriff (TCi) am Grobwiderstandsnetzwerk 22
ist ein Grob-Torschaltglied (TGCi) vorgesehen, um den betreffenden
Grobabgriff (TCi) wahlweise mit dem Referenzeingang
des jeweils zugeordneten Grobvergleichers (CCi)
zu koppeln. Die Grobvergleicher und die Feinvergleicher
können vom gleichen Typ wie der in Fig. 6 gezeigte Vergleicher
sein. Es können jedoch statt dessen auch andere
geeignete Vergleicher verwendet werden.
Die Ausgangsgrößen (OCCi) der Grobvergleicher werden auf
eine Logikanordnung 28 gegeben, die einen Grob-Decoder/Codierer
darstellt und folgendes liefert:
- 1. eine Grobanzeige des Wertes von V IN , und
- 2. Steuersignale, die anzeigen, welches Grobsegment die gerade abgefragte Eingangsspannung einklammert.
Der Decoder/Codierer 28 kann
von einem Typ sein, wie er in den integrierten Schaltungen
CA3300 und CA3308 des Herstellers RCA Corporation verwendet
wird und in einem entsprechenden Datenblatt der RCA
Corporation beschrieben ist. Alternativ kann der Decoder/Codierer
28 irgendeine Ausführungsform bekannter Decoder/Codierer-Anordnungen
sein, welche die vorstehend genannten
Funktionen 1. und 2. erfüllen können.
Das Feinwiderstandsnetzwerk 24 ist ein relativ hochohmiges
Widerstandsgebilde, das parallel zu dem relativ niederohmigen
Grobwiderstandsnetzwerk 22 zwischen V REF ⁻ und
V REF ⁺ geschaltet ist. Das Widerstandsnetzwerk 24 ist in
16 (d. h. 2⁴) feine Widerstandselemente oder "Feinsegente"
unterteilt, deren jedes parallel zu einem zugeordneten
Grobsegment geschaltet ist, wie es die Fig. 3 zeigt. Jedes
Feinwiderstandselement ist seinerseits wiederum in 2⁴ (bzw.
16) Untersegmente unterteilt, um 2⁴ (bzw. 16) feine Referenzspannung-Abstufungen
zwischen jedem Paar von Grobabgriffen
(TCi und TCi + 1) zu schaffen. Immer zwischen jeweils
zwei feinen Untersegmenten jedes Widerstandselementes
ist ein Feinabgriff (Tfi) angeschlossen oder gebildet,
so daß sich zwischen jedem Paar von Grobabgriffen jeweils
15 Feinabgriffe (Tf 1 bis Tf 15) ergeben, an denen 15 verschiedene
feine Referenzspannungspegel (V f 1 bis V f 15) geliefert
werden. Wie in Fig. 3 gezeigt, gibt es also für
jedes Grobsegment eine Gruppe oder Menge von 15 Feinabgriffen
(Tfi), die in aufsteigender Folge von Tf 1 bis
Tf 15 bezeichnet sind, wenn man längs dem Widerstandsnetzwerk
vom Knoten i zum nächstfolgenden "höheren" Knoten
(i + 1) fortschreitet. Wie im Falle des Grobwiderstandsnetzwerkes
kann jedes feine Widerstandselement ein einziger
Widerstandsstrang sein, der zwischen zwei Grobabgriffe geschaltet
ist und an Stellen, die im wesentlichen gleiche
ohmische Teilschritte entlang dem Strang definieren, mit
Abgriffen ausgebildet oder verbunden sind. Alternativ kann
das Feinwiderstandselement auch aus im wesentlichen gleichen
"diskreten" Widerständen gebildet sein, die in Reihe
geschaltet sind.
Der gesamte Widerstandswert des Feinwiderstandselementes
zwischen einem Paar von Grobabgriffen ist typischerweise
hundertmal so groß wie der Widerstandswert des zwischen
diese beiden Abgriffe geschalteten Grobwiderstandes (Rc).
Wenn z. B. der Wert eines Grobwiderstandes ungefähr gleich
30 Ohm ist, dann hat das Feinwiderstandselement einen Widerstandswert
von 3200 Ohm, und die Impedanz zwischen jeweils
zwei Feinabgriffen ist ungefähr gleich 200 Ohm. Somit
ist der Spannungspegel an jedem Grobabgriff hauptsächlich
durch den Grobwiderstandswert bestimmt.
Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung
besteht darin, daß das Feinwiderstandsnetzwerk 24 aus
relativ hochohmigen Abschnitten gebildet werden kann. Das
Feinwiderstandsnetzwerk kann also auf einer integrierten
Schaltung unter Beanspruchung von relativ wenig Platz gebildet
werden und verbraucht beträchtlich weniger Leistung
als die Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik.
Eine Gestaltungsskizze eines Teils eines Feinwiderstandselementes
zeigt die Fig. 4. In der erfindungsgemäßen Schaltung
ist jedes Feinwiderstandselement aus einer langgestreckten
N-Diffusion und einer langgestreckten P-Diffusion
gebildet, die im wesentlichen parallel zueinander
geschaltet sind und die geforderten Ohmabstufungen mit
extrem hoher Packungsdichte liefern. Entlang der langgestreckten
Diffusion sind P- und N-Transistoren gebildet,
um die Diffusion in einzelne, im wesentlichen gleiche
Ohmteilschritte zu unterteilen. Die Skizze zeigt einzelne,
von den Diffusionen wegstehende Lappen. Diese Lappen
bilden die Abgriffe entlang den Diffusionen und wirken
außerdem als Source/Drain-Gebiete der die Fein-Torschaltglieder
bildenden Transistoren, welche die jeweils zugeordneten
Abgriffe mit dem Referenzeingang ihres jeweils
zugeordneten Feinvergleichers koppeln.
Die Verwendung parallelgeschalteter N- und P-Diffusionen
bringt einige wesentliche Vorteile. Als Beispiel sei angenommen,
daß die Eingangsspannung V IN einen Dynamikbereich
zwischen 0 und 6,4 Volt umfaßt. Würde man ein Torschaltglied
mit einem einzigen MOS-Transistor verwenden,
um einen Abgriff mit einem Vergleicher zu verbinden, dann
könnte der Transistor dieses Gliedes in manchen Fällen in
der Sourcefolger-Betriebsart leiten und dadurch einen Offset
hervorrufen. Da außerdem die Glieder durch gegenphasige
Taktsignale angesteuert werden, wird Ladungsinjektion
beim Schalten nahezu neutralisiert, was zu einer kürzeren
Beruhigungszeit führt.
Wenn man also zur Bildung des Widerstandselementes nur
eine einzige N-Diffusion oder nur eine einzige P-Diffusion
verwenden würde, müßte man ein vollausgebildetes (d. h.
komplementäres) Torschaltglied benutzen, um die vollen
Feinabgriffspannungen auf die Vergleicher zu koppeln. Dies
würde eine weitere Metallverbindung zwischen dem Torschaltglied
und der N- oder der P-Diffusion erfordern, was die
Verdrahtung sehr schwierig machen würde. Durch Parallelschaltung
gleicher N- und P-Diffusionen liegen die Source/Drain-Gebiete
der Torschaltglied-Transistoren an jedem
einzelnen Abgriff auf demselben Potential. Die Folge ist,
daß der Verdrahtungsaufwand minimal gehalten wird und der
Dynamikbereich der Referenzspannung und der Eingangsspannung
ganz ausgenutzt werden kann.
Die das Feinwiderstandselement bildenden langgestreckten
N- und P-Diffusionen bilden auch die Source/Drain-Gebiete
der Torschaltglied-Transistoren, die verwendet werden, um
die "Abgreif"-Punkte des Feinwiderstandselementes mit den
entsprechenden Feinvergleichern zu koppeln.
Das Schaltbild der in Fig. 4 als Gestaltungsskizze gezeigten
Anordnung ist in Fig. 5 dargestellt. Wenn das Signal
hoch und das Signal fsci niedrig wird, dann werden
jedes Untersegment (z. B. R FN 1) der N-Diffusion und das
entsprechende Untersegment der P-Diffusion (z. B. R FP 1)
parallel zueinander über die jeweils zugeordneten Torschaltungstransistoren
(TGfN 1 und TGfP 1) mit dem Eingang
des jeweils zugeordneten Feinvergleichers (z. B. Fc 1) verbunden.
Die Analyse der Gestaltungsskizze und des resultierenden
Schaltbildes offenbart, daß es sich um eine sehr
kompakte, mit geringen parasitären Erscheinungen behaftete
und effiziente Ausführungsform handelt.
Es sind insgesamt 16 Gruppen (TGfi) von Fein-Torschaltgliedern
vorgesehen, wobei jede Gruppe aus 15 Torschaltgliedern
besteht. Jede Gruppe von Fein-Torschaltgliedern
wird durch ein Steuersignal (fsci) aktiviert, das durch
die Grob-Logikanordnung 28 erzeugt wird. Während des Betriebs
des A/D-Wandlers ist zu jeder beliebigen Zeit jeweils
nur eine Gruppe von Fein-Torschaltgliedern aktiviert.
Wenn die Gruppe vgon Torschaltgliedern aktiviert wird, werden
die zu dieser Gruppe gehörenden 15 Fein-Torschaltglieder
mit den Eingängen der zugeordneten Feinvergleicher gekoppelt.
Die Fig. 2 und 3 sollten zeigen, daß immer, wenn ein
Grobsegment eine Eingangsspannung einklammert, die 15
Exemplare der innerhalb dieses einklammernden Grobsegmentes
enthaltenen Gruppe von Feinabgriffen (Tfi) über 15
zugehörige Torschaltglieder TGfj (1-15) mit den Referenzeingängen
von einzelnen Vergleichern gekoppelt werden, und
zwar in einer derartigen Zuordnung, daß die Ordnungszahl
eines Abgriffs innerhalb der betreffenden Gruppe immer der
Ordnungszahl des damit gekoppelten Vergleichers entspricht.
Es sind 15 Feinvergleicher (FC 1 bis FC 15) vorgesehen, die
von dem in Fig. 6 gezeigten Typ sein können oder durch irgendeine
andere von mehreren bekannten Vergleicherschaltungen
gebildet sein können, deren Ausgänge mit einer Speichereinrichtung
zum Halten und Speichern gekoppelt werden können.
Die Feinvergleicher haben zwei Eingänge. Der eine Eingang
empfängt das gerade abgefragte Eingangssignal V IN .
Der andere Eingang empfängt eine "ausgewählte" Fein-Referenzspannung.
Wie in Fig. 6 gezeigt, ist dieses Referenz-Eingangssignal
eines Vergleichers (i) irgendeine der 16
Feinspannungen V fi . Beispielsweise werden die Feinspannungen
(V f 1) vom ersten Feinabgriff (T f 1) eines jeden der
16 Grobsegmente über die jeweils zugehörigen Fein-Torschaltglieder
TGfj 1 im Multiplex auf den ersten Feinvergleicher
FC 1 gegeben. In ähnlicher Weise werden die Feinspannungen
(V f 15) vom 15ten Feinabgriff (T f 15) eines jeden
der 16 Grobsegmente über die ihnen zugeordneten Fein-Torschaltglieder
TGfj 15 an den Vergleicher FC 15 gelegt.
Im einzelnen gelangen die am Signaleingang und am Referenzeingang
angelegten Größen über jeweils ein Schaltglied
(TGS bzw. TGR) auf einen Eingangskondensator C 1, wo ihre
Werte verglichen werden. Eine eventuell sich ergebende
Differenz wird über Inverter I 1 und I 2 verstärkt, die
zwei Stufen von Verstärkungen bilden. Das verstärkte Ausgangssignal
von I 2 wird auf eine Halteschaltung (Zwischenspeicher
oder "Latch") gegeben, die das Signal
speichert, für eine nachfolgende Verarbeitung in der Decoder/Codierer-Logikanordnung
30.
Die Ausgangssignale (Ofci) der Vergleicher gelangen also
zu der "feinen" Decoder/Codierer-Logikschaltung 30 (Fig. 2),
die nachstehend auch als Fein-Logikschaltung bezeichnet
wird. Die Schaltung 30 liefert eine Ausgangsgröße, die den
Wert der abgefragten Eingangsspannung innerhalb ihrer vier
niedrigstwertigen Bits (NWB) anzeigt.
Der Betrieb des erfindungsgemäßen A/D-Wandlers läßt sich
am besten an Hand der Fig. 2 und 3 erläutern. Wie bisher
sei auch hier angenommen, daß
- a) V REF ⁺ bei 6,4 Volt liegt,
- b) V REF ⁻ das Massepotential ist,
- c) die Spannung an jedem Grobsegment dann gleich 400 Millivolt beträgt und in Teilschritten von jeweils 400 Millivolt entlang dem Grobnetzwerk 22 ansteigt, und
- d) die Spannung an jedem feinen Untersegment dann gleich 25 Millivolt ist und in Teilschritten von jeweils 25 Millivolt entlang dem Feinnetzwerk ansteigt.
Die abzufragende Eingangsspannung (V IN ) wird über die abfragenden
Schaltglieder TGS, die kurzzeitig aktiviert werden,
auf die Eingänge der 16 Grobvergleicher und der 15
Feinvergleicher gegeben. Dies unterscheidet sich von der
Schaltung nach dem Stand der Technik, wo 256 Vergleicher
geladen oder entladen werden mußten. Nachdem das Eingangssignal
"eingegeben" ist, werden die Abfrage-Schaltglieder
gesperrt. Jedoch bleibt der Wert von V IN an den Eingängen
der Vergleicher gespeichert. Nach der Abfrage von V IN wird
ein Referenz-Steuersignal CL REF angelegt, um alle Grob-Torschaltglieder
(TGCi) gleichzeitig zu aktivieren.
Die an allen Grobabgriffen (TCi) vorhandenen Referenzspannungen
werden dann über ihre jeweils zugeordneten Grob-Torschaltglieder
(TGCi) auf den Referenzeingang des jeweils
zugeordneten Grobvergleichers (CCi) gegeben.
Die Ausgänge (OCCi) aller Grobvergleicher liefern dann jeweils
ein Signal, das anzeigt, ob die an den betreffenden
Vergleicher angelegte Grob-Referenzspannung (VCi) größer
oder kleiner ist als der Wert von V IN , der zuvor an den
Vergleichereingang gelegt wurde.
Zur Erleichterung der Beschreibung sei angenommen, daß
der Ausgang OCCi eines Vergleichers "niedrig" bzw. gleich
dem Logikwert "0" wird, wenn V IN größer ist als die dort
angelegte Referenzgröße VCi, und daß der Ausgang OCCi
"hoch" bzw. gleich dem Logikwert "1" wird, wenn V IN kleiner
ist als VCi.
Als Beispiel sei nun angenommen, daß an die Vergleicher
ein Eingangssignal V IN mit einer Amplitude von 612,5 Millivolt
gelegt wird. Anschließend wird, wenn die betreffenden
"lokalen" Referenzspannungen (VCi) angelegt werden, der
Ausgang OCC 1 niedrig, während die Ausgänge der übrigen Grobvergleicher
hoch werden. Die Ausgangsgrößen aller Grobvergleicher
werden auf die Decoder/Codierer-Logikanordnung
28 gegeben, die auf einer Signalleitung fsc 2 ein
Aktivierungssignal liefert und auf allen übrigen Leitungen
fsci ein Sperrsignal aufrechterhält. Das heißt, die
Anordnung 28 ist so ausgelegt, daß sie ein Aktivierungssignal
auf der Leitung fsc 2 und ein Sperrsignal auf den
anderen Leitungen fsci erzeugt, wenn OCC 1 niedrig ist und
OCC 2 (und jeder der übrigen Ausgänge OCCi) hoch ist. Die
Aktivierung von fsc 2 zeigt an, daß V IN in einem Bereich
zwischen VC 1 und VC 2 liegt und daß diejenigen Feinsegmente
ausgewählt werden müssen, die über das Grobsegment R 2
geschaltet sind. Die Anordnung 28 codiert außerdem die von
den Grobvergleichern empfangene Information und liefert
die vier höchstwertigen Bits (HWB) der die Eingangsspannung
V IN betreffenden Information. Unter der Voraussetzung,
daß dem Spannungsbereich zwischen 0 Volt und VC 1 (oder
TC 1) ein Binärwert von 0000 zugeordnet ist, wird eine
zwischen VC 1 und VC 2 liegende Ausgangsgröße als Binärwert
0001 ausgelesen (d. h. größer als 0,4 Volt und kleiner als
0,8 Volt).
Nun schließt sich der zweite Schritt zur Bestimmung des
Wertes von V IN an. Das aktivierende Signal auf der Leitung
fsc 2 aktiviert die 15 Fein-Torschaltglieder TGf 2
(1-15), wodurch alle diejenigen Fein-Referenzspannungen
(Vfi), die entlang dem Grobsegment R 2 erzeugt werden, auf
die zugeordneten Feinvergleicher FC 1 bis FC 15 gegeben werden.
Wie oben sei angenommen, daß der Ausgang (Ofci) eines Feinvergleichers
niedrig wird, wenn V IN größer ist als die an
den Vergleichereingang gelegte örtliche Referenzspannung
(Vfi), und daß Ofi hoch wird, wenn V IN kleiner ist als
Vfi.
Für einen angenommenen Wert von 612,5 Millivolt fühlen
die Feinvergleicher FC 1 bis FC 8 einen V IN -Wert, der größer
ist als die örtlichen Referenzspannungen Vfi. Somit werden
die Ausgänge (Ofc 1 bis Ofc 8) der Vergleicher FC 1 bis FC 8
niedrig.
Die Ausgänge Ofc 9 bis Ofc 15 der Vergleicher FC 9 bis FC 15
haben "hohen" Wert, was anzeigt, daß V IN kleiner ist als
Vf 9 bis Vf 15. Die Ausgangssignale der Feinvergleicher werden
auf die Logikanordnung 30 (Fein-Codierer) gegeben.
Der Codierer 30 ist so ausgelegt, daß er, wenn Of 1 bis
Of 8 niedrig ist und Of 9 bis Of 15 hoch ist, einen 4-Bit-Code
liefert, der den Wert von V IN innerhalb seiner vier
niedrigstwertigen Bits (NWB) darstellt. Die vier erzeugten
NWB-Werte wären 1000. Durch Kombination der während
des ersten Schrittes gelieferten höchstwertigen Bits mit
den während des zweiten Schrittes gelieferten niedrigstwertigen
Bits erhält man also für den Fall, daß V IN gleich
612,5 Millivolt ist, eine binäre Auslesung in folgender
Form:
HWB |
NWB |
0001 |
1000 |
Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform sind
die Grob- und Feinwiderstandsnetzwerke in gleiche Abstufungen
unterteilt. Es sei erwähnt, daß die Verwendung eines
Grob- und eines Feinwiderstandsnetzwerkes den weiteren
Vorteil hat, daß auf recht einfache Weise die Erzeugung
von Referenzspannungen möglich ist, die anders als
die oben bechriebenen Spannungen sind. So kann z. B., wie
in Fig. 7 gezeigt, der erste Abgriff (Tf 1) entlang dem
Feinnetzwerk an einen Punkt gelegt werden, der eine Spannung
V 1 liefert, die gleich der Hälfte (½) des Wertes
jedes Fein-Teilschrittes ( Δ V f ) ist. Die nachfolgenden Abgriffe
entlang dem Feinnetzwerk können in Abständen von
jeweils einem vollen Fein-Teilabschnitt angeordnet werden.
Die Spannung an einem beliebigen Abgriff (Tfi) drückt
sich dann jedoch folgendermaßen aus:
[i · Δ V - ½Δ V f ]
wobei i die Nummer (Ordnungszahl) des Abgriffes entlang
dem Feinnetzwerk ist. Durch dieses Merkmal ist es möglich,
einen Vegleicherpunkt auf ½ des niedrigstwertigen
Bits einzustellen, was auf dem hier in Rede stehenden
Gebiet der Technik wünschenswert ist.
Die an einem bestimmten Grobsegment abfallende Spannung
kann auch in einfacher Weise gesteuert oder verändert
werden. Gemäß der Fig. 7 kann z. B. ein Widerstand Rx,
der parallel zum Widerstand Rc geschaltet ist und dessen
Widerstandswert 16mal so hoch wie derjenige von Rc ist,
verwendet werden, um die Spannung am Knotenpunkt TC 1 auf
einen Wert zu stellen, der um ein Sechzehntel kleiner ist
als im Falle des Fehlens von Rx. Dieses Merkmal kann benutzt
werden in Verbindung mit der Einstellung des ersten
Feinabgriffs auf ½ NWB, um Referenzspannungsvergleiche
an Punkten durchzuführen, die halben Werten der niedrigstwertigen
Bits entsprechen.
Vorstehend wurde die Erfindung an Hand eines 8-Bit-Wandlers
erläutert. Natürlich ist die Erfindung genauso gut auf
A/D-Wandler anwendbar, die mit einer größeren oder mit
einer kleineren Anzahl von Bits auflösen. Allgemein wird
vorgeschlagen, die "n" Bits in zwei Abschnitte zu unterteilen.
Beim vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel
werden die "n" Bits in zwei Abschnitte jeweils gleicher Anzahl
von Bits aufgeteilt. Die Aufteilung braucht jedoch
nicht zu gleichen Teilen erfolgen, obwohl dies normalerweise
am vorteilhaftesten ist. So kann ein Abschnitt x
Bits und der andere Abschnitt n-x Bits enthalten. Der eine
Abschnitt (angenommenerweise der Grob-Abschnitt) erfordert
dann 2 x Grobsegmente, und der andere Abschnitt (z. B. der
feine Abschnitt) benötigt 2 (n-x) feine Untersegmente pro
Grobsegment. Außerdem wird der eine (z. B. der grobe) Abschnitt
im allgemeinen bis zu 2 x Abgriffe haben, während
der andere (z. B. der feine) Abschnitt im allgemeinen 2 (n-x) - 1
Abgriffe haben wird.
Die Unterteilung des Widerstandsnetzwerkes in zwei Abschnitte
bringt folgende wesentliche Vorteile:
- 1. Die Gesamtimpedanz ist vergleichbar mit derjenigen beim Stand der Technik, jedoch brauchen nur ¹/₁₆ der Anzahl von Vergleichern geladen oder entladen zu werden.
- 2. Die Geschwindigkeit der Vergleicher ist schneller, weil die vernetzte Leiter der codierten NWB mit weniger Kapazität behaftet ist und der Schaltweg nur durch eines der Torschaltglieder geht.
Obwohl die Gesamtimpedanz des Grobwiderstandnetzwerkes
vergleichbar mit der Gesamtimpedanz bekannter Netzwerke ist,
sind weniger Metallkontakte entlang dem Grobwiderstandsnetzwerk
vorhanden. Was das feine oder hochohmige Netzwerk betrifft,
so ist der Widerstandswert zwischen Abgriffen wesentlich
höher als beim Stand der Technik, wodurch Kontaktwiderstandsvariable
minimal sind. Der Gesamtwiderstand ist
somit günstiger verteilt.
Die Anzahl der Vergleicher vermindert sich von 256 auf
31, so daß die in die Widerstandsleiter injizierte Ladung
auf den achten Teil vermindert ist.
Claims (7)
1. Mit Abgriffen versehenes Widerstandsnetzwerk, das
zwischen eine erste und eine zweite Klemme (V REF ⁺, V REF ⁻)
geschaltet ist, um an seinen Abgriffen (TC 1 usw.) 2 n Stufenwerte
einer an die Klemmen gelegten Referenzspannung zu
liefern für die Verwendung in einem Analog/Digital-Wandler
mit n Bit-Ausgang, bei dem die 2 n Spannungsstufenwerte und
ein Analogsignal (V IN ) einem Decoder (28, 30) zugeführt
werden, um an einem Ausgang des Decoders n Bit (MSB′s, LSB′s)
eines die Amplitude des Analogsignals repräsentierenden
Digitalwortes zu erzeugen, wobei n eine ganze Zahl größer
als 2 ist, dadurch gekennzeichnet,
daß das Netzwerk folgendes aufweist:
ein grobes, relativ niederohmiges Widerstandsnetzwerk (22), das zwischen die erste und die zweite Klemme (V REF ⁺, V REF ⁻) geschaltet ist und in 2 x Grobsegmente unterteilt ist, um 2 x im wesentlichen gleiche ohmsche Teilwiderstände (R 1 usw.) zu bilden, wobei x eine ganze Zahl (z. B. 4) kleiner als n (z. B. 8) ist;
ein feines, relativ hochohmiges Netzwerk (24), das 2 x Widerstandselemente aufweist, deren jedes mit einem jeweils zugeordneten Grobsegment parallelgeschaltet ist und in 2 (n-x) feine Untersegmente unterteilt ist,
wobei jedes der Widerstandselemente des feinen Netzwerkes (24) eine Impedanz hat, die größer ist als die Impedanz des jeweils mit ihm verbundenen Exemplars der Grobsegmente.
ein grobes, relativ niederohmiges Widerstandsnetzwerk (22), das zwischen die erste und die zweite Klemme (V REF ⁺, V REF ⁻) geschaltet ist und in 2 x Grobsegmente unterteilt ist, um 2 x im wesentlichen gleiche ohmsche Teilwiderstände (R 1 usw.) zu bilden, wobei x eine ganze Zahl (z. B. 4) kleiner als n (z. B. 8) ist;
ein feines, relativ hochohmiges Netzwerk (24), das 2 x Widerstandselemente aufweist, deren jedes mit einem jeweils zugeordneten Grobsegment parallelgeschaltet ist und in 2 (n-x) feine Untersegmente unterteilt ist,
wobei jedes der Widerstandselemente des feinen Netzwerkes (24) eine Impedanz hat, die größer ist als die Impedanz des jeweils mit ihm verbundenen Exemplars der Grobsegmente.
2. Widerstandsnetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß entlang dem groben Netzwerk 2 x Grobabgriffe
(TC 1-TC 16) gebildet sind, von denen 2 x - 1 Exemplare
(TC 1-TC 15) an Verbindungspunkten zwischen benachbarten
Grobsegmenten gebildet sind und das restliche Exemplar
(TC 16) an einem Ende (V REF ⁺) des groben Netzwerkes gebildet
ist.
3. Widerstandsnetzwerk nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß entlang jedem der Widerstandselemente des
feinen Netzwerkes 2 (n-x) - 1 Feinabgriffe gebildet sind.
4. Widerstandsnetzwerk nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste feine Untersegment einen anderen
ohmschen Widerstandswert als die anderen feinen Untersegmente
hat.
5. Widerstandsnetzwerk nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß jedes der Widerstandselemente des feinen Netzwerkes ein erstes und ein zweites Diffusionsgebiet (P+ und N+) enthält, deren jedes in 2 (n-x) feine Untersegmente unterteilt ist (bei Tf 1 (i), usw.);
daß ein Ende jedes feinen Untersegments (z. B. Tf 1 (i)) in jedem Diffusionsgebiet über die Stromleitungsstrecke eines Transistors mit einem jeweils zugeordneten Anschluß (z. B. FC 1) aus einer Gruppe von Anschlüssen (FC 1-15) verbunden ist, die allen Widerstandselementen des feinen Netzwerkes gemeinsam ist, wobei jeder mit dem ersten Diffusionsgebiet verbundene Transistor einen Leitfähigkeitstyp hat, der entgegengesetzt dem Leitfähigkeitstyp eines mit dem zweiten Diffusionsgebiet verbundenen Transistors ist, so daß mit jedem Anschluß der erwähnten Gruppe jeweils ein Paar komplementäre Transistoren verbunden ist, das ein Torschaltglied bildet (z. B. TGf 1,1).
daß jedes der Widerstandselemente des feinen Netzwerkes ein erstes und ein zweites Diffusionsgebiet (P+ und N+) enthält, deren jedes in 2 (n-x) feine Untersegmente unterteilt ist (bei Tf 1 (i), usw.);
daß ein Ende jedes feinen Untersegments (z. B. Tf 1 (i)) in jedem Diffusionsgebiet über die Stromleitungsstrecke eines Transistors mit einem jeweils zugeordneten Anschluß (z. B. FC 1) aus einer Gruppe von Anschlüssen (FC 1-15) verbunden ist, die allen Widerstandselementen des feinen Netzwerkes gemeinsam ist, wobei jeder mit dem ersten Diffusionsgebiet verbundene Transistor einen Leitfähigkeitstyp hat, der entgegengesetzt dem Leitfähigkeitstyp eines mit dem zweiten Diffusionsgebiet verbundenen Transistors ist, so daß mit jedem Anschluß der erwähnten Gruppe jeweils ein Paar komplementäre Transistoren verbunden ist, das ein Torschaltglied bildet (z. B. TGf 1,1).
6. Analog/Digital-Wandler mit einer Auflösung von 2 n Bits,
der ein Widerstandsnetzwerk nach einem der Ansprüche 1
bis 5 aufweist und ferner folgendes enthält: eine Signaleingangsklemme
zum Empfang einer Eingangsspannung,
deren Amplitude bestimmt werden soll, und eine Vergleicheranordnung
zum Vergleichen der Spannung an der
Eingangsklemme mit Spannungen, die an dem mit Abgriffen
versehenen Widerstandsnetzwerk erzeugt werden,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Vergleicheranordnung folgendes enthält:
eine erste Vergleichereinrichtung (Grobvergleicher 1-16, 28) zum Vergleichen der Eingangsspannung mit den Spannungsstufenwerten an den Grobsegmenten, um den groben Wertebereich festzustellen, in dem die Eingangsspannung liegt, und um ein Steuersignal (fsci, usw.) zu erzeugen, welches das die Eingangsspannung einklammernde Grobsegment anzeigt;
eine zweite Vergleichereinrichtung (TGf 1-15, Feinvergleicher 1-15), die auf das Steuersignal anspricht, um die Spannung an der Eingangsklemme mit nur denjenigen Spannungsstufenwerten zu vergleichen, die an den 2 (n-x) feinen Untersegmenten desjenigen Widerstandselementes des feinen Netzwerkes erzeugt werden, das dem die Eingangsspannung einklammernden Grobsegment parallelgeschaltet ist.
eine erste Vergleichereinrichtung (Grobvergleicher 1-16, 28) zum Vergleichen der Eingangsspannung mit den Spannungsstufenwerten an den Grobsegmenten, um den groben Wertebereich festzustellen, in dem die Eingangsspannung liegt, und um ein Steuersignal (fsci, usw.) zu erzeugen, welches das die Eingangsspannung einklammernde Grobsegment anzeigt;
eine zweite Vergleichereinrichtung (TGf 1-15, Feinvergleicher 1-15), die auf das Steuersignal anspricht, um die Spannung an der Eingangsklemme mit nur denjenigen Spannungsstufenwerten zu vergleichen, die an den 2 (n-x) feinen Untersegmenten desjenigen Widerstandselementes des feinen Netzwerkes erzeugt werden, das dem die Eingangsspannung einklammernden Grobsegment parallelgeschaltet ist.
7. Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Vergleichereinrichtung nicht mehr als 2 x Vergleicher (Grobvergleicher 1-16) enthält und eine Schalteinrichtung (TGC 1-16) aufweist, um jeden dieser Vergleicher mit einem ihm zugeordneten Exemplar der 2 x Segmente entlang dem groben Widerstandsnetzwerk zu koppeln;
daß die zweite Vergleichereinrichtung nicht mehr als 2 (n-x) - 1 Vergleicher (FC #1-#15) enthält;
so daß die Gesamtanzahl von Vergleichern für die Erzeugung von 2 n Bits nicht größer ist als 2 x + 2 (n-x) - 1.
daß die erste Vergleichereinrichtung nicht mehr als 2 x Vergleicher (Grobvergleicher 1-16) enthält und eine Schalteinrichtung (TGC 1-16) aufweist, um jeden dieser Vergleicher mit einem ihm zugeordneten Exemplar der 2 x Segmente entlang dem groben Widerstandsnetzwerk zu koppeln;
daß die zweite Vergleichereinrichtung nicht mehr als 2 (n-x) - 1 Vergleicher (FC #1-#15) enthält;
so daß die Gesamtanzahl von Vergleichern für die Erzeugung von 2 n Bits nicht größer ist als 2 x + 2 (n-x) - 1.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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