DE3736380C2

DE3736380C2 - Verstärker

Info

Publication number: DE3736380C2
Application number: DE3736380A
Authority: DE
Inventors: James B Wieser
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1986-11-14
Filing date: 1987-10-27
Publication date: 1999-10-14
Anticipated expiration: 2007-10-28
Also published as: GB8726331D0; GB2198005A; GB2198005B; US4736117A; DE3736380A1

Description

Die Erfindung betrifft komplementäre Metalloxyd-Halbleiter- Schaltungselemente (CMOS-Schaltungselemente) und insbesondere eine Technik zum Eliminieren der Stoßionisierung in CMOS-Schaltungs anordnungen hoher Dichte, die höhere Versorgungsspannungen erlaubt und damit einen größeren Dynamikbereich.

Der Fortschritt der CMOS-Technik hat zwar zu Prozessen mit höherer Dichte geführt, eine Hauptbeschränkung der Technik war jedoch die zulässige Drain-Source-Spannung (V_ds) für MOS-Transistoren vom n-Typ. Die Beschränkung, typischerweise 5 V, ist auf flache/scharfe Sperrschichten und dünne Gate-Oxyde zurückzuführen, die zu Stoß ionisierung führen.

Die Stoßionisierung ist eine Erscheinung, die hauptsächlich in n-Kanal-MOS-Schaltungselementen auftritt. Wenn die Versorgungs spannung über 5 V bis zu dem Punkt erhöht wird, an dem die zulässige V_ds des Schaltungselementes überschritten wird, ist die Elektronen mobilität so groß, daß Kollisionen am Drain auftreten. Diese Kolli sionen ionisieren den Halbleiterkristall und erzeugen Elektron/Loch- Paare. Wie in Fig. 1A bis 1C illustriert ist, steigt der Drain-Substrat- Strom über den normalen Leckstrom hinaus an und trägt zum gesamten Drain-Strom bei, wenn das eintritt. Dadurch wird nicht nur das Schal tungselement geschädigt, sondern es wird auch die Ausgangsimpedanz für Anwendungen des Schaltungselementes mit Aussteuerung reduziert.

Durch dieses Problem sind Versorgungsspannungen auf 5 V beschränkt und damit ist der maximal mögliche Dynamikbereich für CMOS-Analog schaltungen reduziert. Wenn dieser Effekt beseitigt werden kann, können höhere Dynamikbereiche erreicht werden. Das würde es erlauben, die CMOS-Prozesse höherer Dichte, die für Digitalanwendungen erfor derlich sind, mit CMOS-Analogschaltungen mit großem Dynamikbereich zu integrieren, so daß die Fortschritte der Technik voll ausge nutzt werden können.

Durch die Erfindung wird eine einfache, jedoch wirksame Lösung des oben beschriebenen Stoßionisierungsproblems bei Verstärkern verfügbar gemacht. Nach der Erfindung wird ein zweites MOS-Schaltungselement mit fester Gate-Spannung in Reihe mit dem betroffenen MOS-Schaltungselement hinzugefügt, derart, daß V_ds gleich über die beiden Schaltungs elemente verteilt wird. Diese Konfiguration eliminiert die Stoß ionisierung, so daß höhere Spannungs-Swings zulässig werden und eine hohe Ausgangsimpedanz beibehalten wird, so daß eine hohe Verstärkung für einen Verstärker oder eine hohe Impedanz für eine Stromquelle möglich werden. Das Klemmen von V_ds auf die Mitte der Versorgungsspannung hat einen minimalen Einfluß auf das Betriebs verhalten der Schaltung bei niedrigem V_ds und ist sehr billig zu implementieren. Die Technik erlaubt den doppelten Dynamikbereich, der normalerweise möglich wäre, wenn die Technik nicht verwendet würde. Die Erfindung gilt für jeden CMOS-Prozess bei jeder Spannung und kann auf jede beliebige Anzahl von Unterteilungen der Versorgungs spannung erweitert werden. Die Erfindung ist sowohl auf analoge als auch auf digitale Schaltungen anwendbar.

Weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit der Zeichnung; es zeigen:

Fig. 1A ein einfaches Schemaschaltbild zur Illustration eines üblichen n-Kanal-Schaltungselementes mit 10 V Versorgung;

Fig. 1B graphisch den Drain-Source-Strom des konventionellen n-Kanal-Schaltungselementes gemäß Fig. 1A für steigende Versorgungsspannung;

Fig. 1C graphisch die Beziehung zwischen Ausgangsimpedanz und Drain-Source-Spannung für ein konventionelles n-Kanal- Schaltungselement;

Fig. 2A ein einfaches Schaltschema zur Veranschaulichung der V_ds-Klemmtechnik;

Fig. 2B graphisch den Drain-Source-Strom der Schaltung nach Fig. 2A für wachsende Versorgungsspannung;

Fig. 3 ein einfaches Schaltschema zur Veranschaulichung von mehrfachen Unterteilungen von V_ds;

Fig. 4 einen Kondensator-Filter- Schaltverstärker nach der Erfindung;

Fig. 5 graphisch den Zusammenhang zwischen Ausgangsimpedanz und Versorgungsspannung für den Kondensator-Filter- Schaltverstärker nach Fig. 4;

Fig. 6 ein Schaltschema zur Veranschaulichung einer alterna tiven Ausführung der V_ds-Klemmtechnik; und

Fig. 7 ein einfaches Schaltschema zur Veranschaulichung einer Digital-Schaltung-Ausführungsform der V_ds-Klemmtechnik.

Fig. 2A illustriert das allgemeine Konzept der V_ds-Klemmtechnik. Ein erstes n-Kanal-Schaltungselement 10 mit einer Gate-Spannung V_N ist in Reihe mit einem zweiten n-Kanal-Schaltungselement 12 konfiguriert. Die Gate-Spannung V_G des n-Kanal-Schaltungselementes 12 ist derart fixiert, daß

wobei V_T die Schwellwertspannung des Schaltungselementes 12 ist. Wie in Fig. 2A gezeigt, ist die Versorgungsspannung 10 V.

Die Gate-Spannung V_G des Schaltungselementes 12 ist also derart fixiert, daß für hohe Swings der Versorgungsspannung V_ds gleich mäßig zwischen den Schaltungselementen 10 und 12 aufgeteilt wird. Das erlaubt einen Betrieb bei 10 V, während V_ds für jedes Schaltungs element auf maximal 5 V begrenzt ist. Wenn V_ds unter 5 V fällt, ist Schaltungselement 12 im linearen Betrieb und arbeitet einfach als Reihenwiderstand mit minimalem Effekt auf den Schaltungsbetrieb. Wenn V_ds größer ist als 5 V, ist Schaltungselement 12 im ausge steuerten Bereich und arbeitet als typische Cascode-Stromquelle, klemmt jedoch V_ds auf 5 V.

Wie in Fig. 3 dargestellt ist, kann dieses Konzept erweitert werden, um die Versorgungsspannung weiter zu unterteilen. Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltung ist ein n-Kanal-Schaltungselement 100 mit einer Gate-Spannung V_N in Reihe mit einer Vielzahl von MOS-Schal tungselementen 1 bis n konfiguriert. Jeweils an das Gate jedes der Schaltungselemente 1 bis n ist eine feste Spannung gelegt, derart, daß die Drain-Source-Spannungen des Schaltungselementes 100 und jedes der Schaltungselemente 1 bis n im wesentlichen gleich sind, d. h. V_ds1 = V_ds2 = V_ds3 = V_dsn. Das erfordert jedoch höhere Kosten und hat einen stärkeren Einfluß auf das Betriebsverhalten der Schaltung. Der Grad, bis zu dem die Spannungsversorgung unterteilt werden kann, wird letztlich durch andere Zusammenbruchmechanismen des Prozesses begrenzt.

Eine wichtige Anwendung besteht darin, 10 V-Betrieb eines geschalteten Kondensator-Filters integriert mit hoch dichter Digitallogik in einem CMOS-Prozess hoher Dichte zu ermöglichen.

Die Haupt-Baugruppe eines geschalteten Kondensator-Filters ist ein Integrator, der einen Operationsverstärker verwendet, dessen gemein samer Anschluß immer in der Nähe der Mitte der Versorgungsspannung liegt. Diese gemeinsame Quelle für das Differenzpaar des Operations verstärkers kann gemäß der Erfindung dazu verwendet werden, die feste Gate-Spannung V_G für das V_ds-Klemm-Schaltungselement zur Verfügung zu stellen.

Fig. 4 zeigt eine Kondensator-Filter-Schaltverstärker-CMOS-Schaltung gemäß der Erfindung.

Gemäß Fig. 4 ist eine Stromversorgung zwischen die Anschlüsse V_SS und V_CC geschaltet. Es sind zwei Stufen dargestellt. Die Eingangs stufe 14 besteht aus einem Differenz-Transistor-Paar von p-Kanal- Schaltungselementen 16 und 18, Stromspiegel-Last-n-Kanal-Transistoren 20 und 22, und einer p-Kanal-Tail-Stromsenke 24. Der Transistor 24 ist in üblicher Weise auf ein Potential V_B1 vorgespannt, das an Klemme 26 angelegt ist, wo V_B1 normalerweise etwas über eine p-Kanal- Transistor-Schwelle unterhalb von V_CC vorgespannt wird.

Die Eingangsstufe 14 ist eine Cascode-Konstruktion. Die p-Kanal- Last-Transistoren 28 und 30 mit gemeinsamem Gate sind in Reihe mit den Drains der Transistoren 16 bzw. 18 gekoppelt. Die Gates der Tran sistoren 28 und 30 werden an Klemme 32 auf Potential V_B2 zurückgeführt. V_B2 ist auf einen Wert zwischen V_SS und Masse gelegt, so daß die Tran sistoren 28 und 30 normalerweise in ihren Aussteuerungs-Betriebsbereich vorgespannt sind, so daß ihre kombinierte Leitung gleich dem Tail- Strom ist, der im Transistor 24 fließt.

Die Eingangsstufe sorgt für einen einpoligen Ausgang an Knoten 34, der direkt mit der invertierenden Verstärkerstufe 15 gekoppelt ist. Diese Stufe ist aus einem n-Kanal-Treiber 36 und einer p-Kanal-Stromsenke 38 zusammengesetzt, die zusammen einen invertierenden Verstärker bilden. Die Stromsenke 38 ist parallel zur Tail-Stromsenke 24 vorgespannt. Unter Verwendung der dargestellten Konfiguration spricht die Ausgangs klemme 40 bei hoher Verstärkung auf Differenz-Eingangssignale an, die über die invertierende Eingangsklemme 42 und die nicht invertierende Eingangsklemme 44 gelegt sind.

Der Frequenzkompensationskondensator 46 ist zwischen Ausgangsklemme 40 und die Source des Transistors 30 gekoppelt, der als Verstärker in Gate-Schaltung den Kondensator zum Knoten 34 zurückkoppelt. Der Tran sistor 28 dient dazu, die Kennlinien der Eingangsstufe 14 zu balancieren.

Der Transistor 30 wirkt als spannungsgesteuerte Stromquelle, die einen frequenzabhängigen Strom zum Knoten 34 rückkoppelt, wobei der Knoten isoliert und nicht belastet wird.

Der gemeinsame Source-Knoten 48 des Differenzpaars aus Transistoren 16 und 18 ist immer nahe der Mitte der Versorgungsspannung plus eine p-Kanal-Schwelle. Demzufolge ist gemäß der Erfindung der Knoten 48 so geschaltet, daß er eine im wesentlichen feste Gate-Spannung für das Klemm-Schaltungselement 50 zur Verfügung stellt. Damit ist V_ds gleichmäßig über die Schaltungselemente 50 und 36 verteilt, wie oben beschrieben.

Der Klemm-Transistor 50 ist das einzige zusätzliche Schaltungselement, das zu einem konventionellen Kondensator-Filter-Schaltverstärker gemäß US 4 484 148 hin zugefügt werden muß, um Betrieb bei höherer Spannung zu erlauben. Für bestes Betriebsverhalten sollte das Schaltungselement 50 ein höheres Verhältnis W/L haben als Transistor 36. Das wird im Layout leicht dadurch erreicht, daß die W's gleich gemacht werden und L₅₀ kleiner als L₃₆. Vom Standpunkt des Layouts wird für das extra Schaltungs element wenig zusätzliche Fläche benötigt.

Das Klemm-Schaltungselement 50 hat einen minimalen Effekt auf das Betriebsverhalten der Schaltung bei niedrigen V_ds und ist sehr billig zu implementieren. Es erlaubt den doppelten Dynamikbereich gegenüber dem normalerweise möglichen, wenn die Technik der Erfin dung nicht verwendet würde.

Fig. 5 illustriert die Ausgangsimpedanz in Abhängigkeit von der Ver sorgungsspannung für den oben beschriebenen Kondensator-Filter- Schaltverstärker.

Fig. 6 zeigt eine alternative Implementierung mit weitem gemeinsamen Eingangsbereich (common-mode range input) und großem Swing am Ausgang. Soweit gleiche Teile benutzt werden, werden die Bezugs zeichen nach Fig. 4 verwendet. Bei dieser Ausführungsform ist der Transistor mit einer festen Spannung vorgespannt, die durch eine zusätzliche Vorspannungskette aus Schaltungselementen 52 und 54 zur Verfügung gestellt wird, da zugelassen wird, daß der gemeinsame Source-Knoten schwingt. Diese Ausführungsform sorgt für die beste Vorspannung, da sie maßgeschneidert werden kann, um die Versorgungs spannung aufzuspalten; sie führt jedoch zu höheren Kosten, Leistung und Fläche.

Die Erfindung ist bisher im Zusammenhang mit Analogschaltungen be schrieben worden, sie ist jedoch auch auf Digitalschaltungen an wendbar. Fig. 7 zeigt eine einfache Digitalschaltung, bei der eine feste Vorspannung V_G an das Gate eines Klemm-Transistors 200 ange legt ist, der in Reihe mit zwei Transistoren 202, 204 geschaltet ist, die einen Inverter bilden. Auf diese Weise wird die Drain-Source- Spannung V_ds jedes der drei Transistoren 200, 202, 204 im wesent lichen gleich gehalten.

Wenn auch die Stoßionisierung normalerweise bei p-Kanal-Schaltungs elementen nicht beobachtet wird, dank der geringeren Elektronen mobilität, so könnte doch die Technik der Erfindung auch bei p-Kanal- Schaltungselementen verwendet werden.

Claims

1. Verstärker mit:

1. einer Stromversorgung, die eine erste (VCC) und eine zweite (VSS) Versorgungsspannung bereitstellt,
2. einer Eingangsstufe (14) mit
- 1. einem Differenz-Transistorpaar (16, 18) mit Sourceelementen, die mit einem gemeinsamen Knoten (48) verbunden sind, der eine feste Spannung hat,
- 2. einem Stromspiegel (20, 22),
- 3. einer ersten Stromsenke (24), die zwischen die erste Versorgungsspannung (VCC) und den gemeinsamen Knoten (48) des Differenz-Transistorpaars (16, 18) geschaltet ist und an der eine erste Vorspannung (VB1) anliegt, und
- 4. einem Paar Last-Transistoren (28, 30) mit gemeinsamen Gate, die zwischen die Drains des Differenz-Transistorpaars und den Stromspiegel geschaltet sind, wobei an den Gates der Last- Transistoren eine zweite Vorspannung (VB2) anliegt, und
3. einer invertierenden Verstärkerstufe (15), die ein unsymmetrisches Ausgangssignal von der Eingangsstufe (14) erhält, mit
- 1. einem Treibertransistor (36), der zwischen die erste und zweite Versorgungsspannung geschaltet ist,
- 2. einer zweiten Stromsenke (38), die parallel zu der ersten Stromsenke (24) an der ersten Vorspannung (VB1) liegt, und
- 3. einem Klemm-Transistor (50), der in Reihe mit dem Treibertransistor (36) angeordnet ist und dessen Gate mit dem gemeinsamen Knoten (48) des Differenz-Transistorpaars (16, 18) verbunden ist, wobei die Drain-Source-Spannungen des Treiber- Transistors (36) und des Klemm-Transistors (50) im wesentlichen gleich sind.

2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei die feste Spannung die Hälfte der Versorgungsspannung ist.