DE3836805A1 - Isolationsverstaerker mit genauem spannungs/arbeitszyklus-konverter, niedriger brummspannung, grosser bandbreite und ladungsabgeglichenem demodulator - Google Patents
Isolationsverstaerker mit genauem spannungs/arbeitszyklus-konverter, niedriger brummspannung, grosser bandbreite und ladungsabgeglichenem demodulatorInfo
- Publication number
- DE3836805A1 DE3836805A1 DE3836805A DE3836805A DE3836805A1 DE 3836805 A1 DE3836805 A1 DE 3836805A1 DE 3836805 A DE3836805 A DE 3836805A DE 3836805 A DE3836805 A DE 3836805A DE 3836805 A1 DE3836805 A1 DE 3836805A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- output
- input
- operational amplifier
- conductor
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000009413 insulation Methods 0.000 title claims description 8
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 159
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 65
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 51
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 28
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 21
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 claims description 7
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims description 5
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 9
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 6
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 229910001120 nichrome Inorganic materials 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 235000013599 spices Nutrition 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C08—ORGANIC MACROMOLECULAR COMPOUNDS; THEIR PREPARATION OR CHEMICAL WORKING-UP; COMPOSITIONS BASED THEREON
- C08F—MACROMOLECULAR COMPOUNDS OBTAINED BY REACTIONS ONLY INVOLVING CARBON-TO-CARBON UNSATURATED BONDS
- C08F220/00—Copolymers of compounds having one or more unsaturated aliphatic radicals, each having only one carbon-to-carbon double bond, and only one being terminated by only one carboxyl radical or a salt, anhydride ester, amide, imide or nitrile thereof
- C08F220/02—Monocarboxylic acids having less than ten carbon atoms; Derivatives thereof
- C08F220/04—Acids; Metal salts or ammonium salts thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/38—Dc amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers
- H03F3/387—Dc amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
Description
Die Erfindung bezieht sich auf Isolationsverstärker und
auf Modulations- und Demodulationstechniken zum Einsatz in
Isolationsverstärkern, die Schaltungseinrichtungen zur Umwandlung
einer Spannung in eine Frequenz, eine Phase oder
in eine Pulsbreite aufweisen. Ferner bezieht sich die Erfindung
auf eine Schaltungseinrichtung zur Rückwandlung
einer derartigen Größe in ein Spannungs- oder Stromsignal,
das repräsentativ für die ursprüngliche Analogspannung
ist. Darüber hinaus ist die Erfindung auf eine hochgenaue
Spannungs-/Arbeitszyklus-Umwandlungstechnik zur Rückwandlung
der genannten Größen in ein Analogsignal gerichtet,
das die ursprüngliche Eingangsspannung repräsentiert, wobei
besonderes Gewicht auf geringes Brummen und eine hohe
Bandbreite gelegt ist.
Techniken zur Umwandlung einer Spannung in einen Arbeitszyklus
oder zur Umwandlung einer Spannung in eine Frequenz
kommen bei verschiedenen Anwendungen zum Einsatz.
Die Zurückgewinnung einer analogen Eingangsspannung erfolgt
häufig mit Hilfe von Arbeitszyklus/Spannungs-Demodulatoren
oder mit Hilfe von Frequenz/Spannungs-Demodulatoren.
Beispiele sind Schaltungen zur Leistungsversorgungsumschaltung,
Gleichspannungs/Gleichspannungs-Konverter und
Isolationsverstärker. Üblicherweise wird eine Spannungs-
Arbeitszyklus-Umwandlung so ausgeführt, daß eine lineare
Spannung mit dreieckiger Wellenform mit einem analogen
Eingangsspannungspegel verglichen wird. Dabei wird ein
"1"-Pegel erzeugt, wenn die dreieckförmige Spannungswellenform
die analoge Eingangsspannung überschreitet, während
ein "0"-Pegel erzeugt wird, wenn die dreieckige Spannungswellenform
kleiner als die analoge Eingangsspannung
ist. Steigt die analoge Eingangsspannung an, so vermindert
sich der Arbeitszyklus der digitalen Ausgangswellenform
proportional dazu. Die Genauigkeit der Spannungs/Arbeitszyklus-
Übertragungsfunktion hängt in großem Maße von der
Linearität der dreieckförmigen Wellenform und von der Genauigkeit
des verwendeten Komparators ab, wobei ein Teil
der Information innerhalb der analogen Eingangsspannung
verlorengeht. Die Genauigkeit der herkömmlichen Spannungs/
Arbeitszyklus-Umwandlungsschaltungen wird darüber hinaus
auch durch Eingangsoffsetfehler beeinflußt, also durch
Fehler in der Beziehung zwischen einem Nullwert der analogen
Eingangsspannung und den entsprechenden 50% Arbeitszyklus
der arbeitszyklusmodulierten (DCM), digitalen Ausgangswellenform.
Es sind ferner ladungsabgeglichene Demodulatoren allgemein
bekannt, bei denen eine Frequenz in eine Spannung oder ein
Arbeitszyklus in eine Spannung umgewandelt werden. Diese
Schaltungen empfangen ein frequenzmoduliertes oder ein arbeitszykluscodiertes
Eingangspulssignal. Dieses Signal
wird typischerweise zunächst einem Hochpaßfilter zugeführt
und dann zum Eingang einer geeigneten Demodulations-Interfaceschaltung
geliefert, die z. B. eine monostabile (one-
shot) Schaltung für einen Frequenz/Spannungs-Wandler oder
eine kanten- bzw. flankengetriggerte Halteschaltung für
einen Arbeitszyklus/Spannungs-Wandler sein kann. Der Ausgang
der Demodulations-Interfaceschaltung steuert einen
Schalter, über den ein Konstantenreferenzstrom zu einem invertierenden
Eingang eines Operationsverstärkers fließt.
Der nichtinvertierende Eingang ist mit Erde verbunden. Der
Ausgang des Operationsverstärkers ist über eine integrierende
Schaltung mit einem integrierenden Rückkopplungskondensator
und einen parallelgeschalteten Rückkopplungswiderstand
mit dem invertierenden Eingang verbunden. Der
mittlere Strom durch den Rückkopplungskondensator muß Null
sein, wobei die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
einen Wert annimmt, der erforderlich ist, um den invertierenden
Eingang auf einer virtuellen Erdspannung zu halten.
Die Übertragungscharakteristik der Ausgangsspannung zur
modulierten Eingangssignalfrequenz oder zum Arbeitszyklus
ist sehr genau, wobei jedoch die Ausgangsspannung eine
sehr starke Brummspannung (Welligkeit) enthält. Zwar läßt
sich die Brummspannung durch Vergrößerung der Rückkopplungskapazität
vermindern, jedoch wird dann die Bandbreite
ebenfalls verringert. Der Kompromiß zwischen der Bandbreite
und der Brummspannung kann bei vielen Systemen nicht
eingegangen werden, beispielsweise in Regelschleifen, bei
denen einerseits das Brummen klein sein muß, andererseits
eine geringe Bandbreite aber eine Schleifeninstabilität
verursachen würde.
Neuere Techniken zur Minimierung der Brummspannung ohne
Beeinflussung der Bandbreite sind wenig zufriedenstellend,
da sie den Bereich der Trägerfrequenzen begrenzen, bei denen
der Demodulator arbeiten kann, oder weil sie die Genauigkeit
der Übertragungscharakteristik vermindern. Wird
z. B. ein Tiefpaßfilter in Reihe mit einem Ausgang verwendet,
so ist dies nicht effektiv, wenn ein großer Betriebsfrequenzbereich
erforderlich ist. Filter dieser Art sind
darüber hinaus teuer. Eine andere Technik besteht darin,
einen ladungsabgeglichenen Demodulator als Rückkopplungskomponente
in einer phasenstarren Schleife zu verwenden.
Diese Technik ist jedoch nicht vielseitig einsetzbar und
darüber hinaus komplex und teuer. Nach einer anderen Technik
wird eine Abtast- und Halteschaltung am Demodulatorausgang
verwendet, wobei sie den Ausgang zu einer bestimmten
Zeit während des Demodulationszyklus abtastet. Durch
diese Technik entstehen häufig noch größere Fehler in der
Schaltung als sie bereits ohnehin schon durch Offsets und
Abtastzeitfehler in der Abtast- und Halteschaltung erzeugt
werden.
Isolationsverstärker sind gemeinsame Anwendungen von Spannungs/
Arbeitszyklus-Umwandlungsschaltungen und ladungsabgeglichenen
Demodulatoren. Die analoge Eingangsspannung
wird in ein digitales Signal umgewandelt, dessen Arbeitszyklus
die Amplitude der analogen Eingangsspannung repräsentiert.
Dieses digitale Signal läßt sich genau über eine
Standardisolationssperre bzw. Standardisolationswand übertragen
(standard isolation barrier), die beispielsweise
eine optisch gekoppelte Einrichtung oder ein Transformator
sein kann. Nach Übertragung über die Isolationssperre wird
das Eingangssignal mit Hilfe eines Arbeitszyklus/
Spannungs-Demodulators rekonstruiert. Die Genauigkeit eines
solchen Isolationsverstärkers ist jedoch durch die
oben beschriebenen Fehler begrenzt, die in den herkömmlichen
Spannungs/Arbeitszyklus-Konvertern und in den herkömmlichen
ladungsabgeglichenen Demodulatoren auftreten.
Problematisch bei Demodulatoren in Schaltungen, wie z. B.
Isolationsverstärkern, ist, daß Rauschsignale sehr dicht
bei der Modulator/Demodulator-Trägersignalfrequenz liegen
können. In diesem Fall erzeugt der Modulator ein Differenzsignal
mit relativ niedriger Frequenz, das Trägersignal
selbst sowie ein Summensignal mit einer Frequenz
gleich der Summe aus dem Rauschsignal und dem Trägersignal.
Im allgemeinen ist es einfach, das Trägersignal und
das Summensignal herauszufiltern. Es ist jedoch schwierig,
das Differenzsignal aufgrund seiner niedrigen Frequenz allein
herauszufiltern, ohne gleichzeitig auch das gewünschte,
niederfrequente Modulationssignal herauszufiltern.
Ein anderes Problem bei herkömmlichen Isolationsverstärkern
besteht darin, eine genaue Übertragungsfunktion zu
realisieren, die weitgehend unabhängig von der Temperatur
und von Veränderungen der Betriebsparameter ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannungs/
Arbeitszyklus-Wandlerschaltung zu schaffen, deren Genauigkeit
von Nichtlinearitäten in einer dreieckigen Eingangsspannungswellenform
unabhängig ist.
Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, einen ladungsabgeglichenen
Demodulator zu schaffen, der eine niedrige Welligkeit
bzw. ein niedriges Brummen und eine hohe Bandbreite
aufweist, ohne daß dadurch die Genauigkeit der Übertragungscharakteristik
leidet.
Ein weiteres Ziel der Erfindung liegt darin, einen kostengünstigen
und zuverlässigen Isolationsverstärker zu schaffen,
der sehr große und schnelle Änderungen in der Differenz
zwischen den Grundspannungen (Erdspannungen) an verschiedenen
Seiten der Isoaltionssperre verarbeiten kann,
und zwar ohne einen Verlust von Information oder Daten,
wie dies bei herkömmlichen Isolationsverstärkern der Fall
ist.
Nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält ein
Modulator/Demodulatorsystem eine Modulatorschaltung mit
einer ersten Stromschalteinrichtung zur Erzeugung eines
ersten Stroms, der in Antwort auf ein arbeitszyklusmoduliertes
Signal zwischen positiven und negativen Werten
hin- und hergeschaltet wird, wobei das arbeitszyklusmodulierte
Signal von der Modulatorschaltung in Antwort auf
eine analoge Eingangsspannung erzeugt wird, und eine Isolationssperre
bzw. Isolationswand (isolation barrier) zur
Übertragung des arbeitszyklusmodulierten Signals zu einer
Demodulatorschaltung innerhalb des Isolationsverstärkers,
wobei die Demodulatorschaltung eine zweite Stromschalteinrichtung
zur Erzeugung eines zweiten Stroms aufweist, der
in Antwort auf das arbeitszyklusmodulierte Signal, das
über die Isolationssperre übertragen worden ist, zwischen
positiven und negativen Werten hin- und hergeschaltet
wird.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Demodulator
ein ladungsabgeglichener Demodulator (charge
balanced demodulator), bei dem eine Abtast- und Halteschaltung
einen Analogeingang aufweist, der mit einem Ausgang
einer integrierenden Schaltung verbunden ist, die den
zweiten Strom integriert, um einen Ausgang der Abtast- und
Halteschaltung und eine analoge Ausgangsspannung zu erzeugen,
die die analoge Eingangsspannung genau repräsentiert.
Die analoge Ausgangsspannung wird über einen Rückkopplungswiderstand
zum Eingang eines Operationsverstärkers
zurückgekoppelt, der sich innerhalb der integrierenden
Schaltung befindet. Ein Ladungsabgleichskondensator der
integrierenden Schaltung liegt zwischen dem Ausgang des
Operationsverstärkers und dem Eingang des Operationsverstärkers.
Im beschriebenen Auführungsbeispiel stimmen die
erste und die zweite Stromschalteinrichtung präzise überein,
um dieselben Verhältnisse von positiven zu negativen
Werten in Antworten auf das arbeitszyklusmodulierte Signal
zu erzeugen. Sowohl die Demodulatorschaltung als auch die
Modulatorschaltung werden in getrennten Bereichen eines
einzelnen, großen Halbleiterchips hergestellt. Trimmbare
Komponenten werden präzise getrimmt, um eine genaue Übereinstimmung
zu erzielen. Der Halbleiterbaustein (Chip)
wird dann in zwei separate Stücke zerteilt, um einen Modulatorbaustein
und einen Demodulatorbaustein zu erhalten,
die beide auf einer einzigen Unterlage bzw. in einem einzigen
Gehäuse angeordnet und mit Anschlüssen kleiner Kondensatoren
verbunden werden, die die Isolationssperre bilden.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel enthält der
Modulator eine integrierte Schaltung, die die algebraische
Summe aus dem Eingangsstrom und dem ersten Strom integriert.
Der Ausgang dieser integrierenden Schaltung ist
mit einem Eingang eines Hysterese-Komparators verbunden,
dessen Ausgang die erste Stromschalteinrichtung treibt.
Ein mit einem bekannten Rauschsignal synchronisiertes Signal
wird an den anderen Eingang des Hysterese-Komparators
gelegt, um die Modulator-Trägerfrequenz mit dem Rauschsignal
zu synchronisieren. Hierdurch wird verhindert, daß
der Modulator ein niedrigfrequentes Schwebungs- bzw. Überlagerungssignal
erzeugt, das nur schwer wieder herausgefiltert
werden kann. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel
ist die Abtast- und Halteschaltung durch eine sogenannte
"Eimerketten"-Abtast- und Halteschaltung realisiert
(bucket brigade sample and holt circuit), die zwei Abtast-
und Halteschaltungen aufweist, welche kaskadenartig zusammengeschaltet
sind, um die Brummspannung (voltage ripple)
in der analogen Ausgangsspannung weiter zu reduzieren.
Die Zeichnung stellt neben dem Stand der Technik Ausführungsbeispiele
der Erfindung dar. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines ladungsabgeglichenen
Demodulators nach der Erfindung,
Fig. 2 ein Signal-Zeit-Diagramm zur Erläuterung der Betriebsweise
des ladungsabgeglichenen Demodulators
nach Fig. 1,
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Isolationsverstärkers
mit einem Spannungs/Arbeitszyklus-
Modulator und einem Arbeitszyklus/Spannungs-
Demodulator,
Fig. 4A ein Blockdiagramm eines Spannungs/Arbeitszyklus-
Modulators zur Rückkopplung positiver und negativer
Ströme sowie mit einem freilaufenden Oszillator,
Fig. 4B einen Spannungs/Arbeitszyklus-Modulator zur Rückkopplung
positiver und negativer Ströme sowie mit
einem Hysterese-Komparator zur Einstellung einer
internen Oszillatorfrequenz,
Fig. 4C ein Blockdiagramm eines Isolationsverstärkers mit
einem Spannungs/Arbeitszyklus-Modulator nach Fig. 4B
sowie mit einem Arbeitszyklus/Spannungs-Demodulator,
Fig. 4D einen Isolationsverstärker mit einem Spannungs/
Arbeitszyklus-Modulator und einem Arbeitszyklus/
Spannungs-Demodulator, der eine Abtast- und Halteschaltung
innerhalb einer integrierten Rückkopplungsschleife
aufweist, um die ausgangsseitige
Brummspannung zu reduzieren,
Fig. 5 ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Isolationsverstärkers
nach Fig. 4D,
Fig. 6 ein Zeitablaufdiagramm für die Schaltung nach
Fig. 5,
Fig. 7 eine sogenannte Eimeketten-Abtast- und Halteschaltung,
die innerhalb der Schaltung nach Fig. 5
zum Einsatz kommen kann,
Fig. 8 ein Zeitdiagramm für die Abtast- und Halteschaltung
nach Fig. 7,
Fig. 9 ein Diagramm zur Erläuterung der Herstellung von
Modulator- und Demodulatorabschnitten eines Isolationsverstärkers
auf einem einzelnen Halbleiterchip,
der in zwei Hälften unterteilt wird, um
einen separaten Modulator- und Demodulatorchip zu
erhalten,
die auf einer gemeinsamen Unterlage
oder in einem gemeinsamen Gehäuse angeordnet werden,
und zwar zu beiden Seiten einer Isolationstrennkomponente,
und
Fig. 10 ein Schaltdiagramm einer Stromquellenschaltung,
die in den Schaltungen nach den Fig. 1, 4A bis 4D
und zum Einsatz kommen kann.
Gemäß Fig. 1 empfängt eine ladungabgeglichene Demodulatorschaltung
1 eine digitale Eingangsspannung V EIN an einem
Leiter 2, der mit einem Anschluß eines Kondensators 3
verbunden ist. Der andere Anschluß des Kondensators 3 ist
über einen Leiter 6 mit einem Anschluß eines Widerstands 4
verbunden, dessen anderer Anschluß mit einem Demodulator-
Erdleiter 5 verbunden ist. Ferner ist der genannte andere
Anschluß des Kondensators 3 mit einem Anschluß eines Widerstands
7 verbunden, dessen anderer Anschluß an einer
positiven Versorgungsspannung +V liegt. Der Leiter 6 ist
außerdem mit einem Abtaststeuereingang einer Abtast- und
Halteschaltung 22 sowie mit einer Demodulations-Interface-
Schaltung 8 verbunden. Die Demodulations-Interface-Schaltung
8 kann einen kanten- bzw. flankengesteuerten Flip-
Flop zum Einschalten eines Schalters 12 in Antwort auf einen
positiven Puls sowie zum Ausschalten des Schalters 12
in Antwort auf einen negativen Puls aufweisen, um einen
Arbeitszyklus (duty-cycle) in eine Spannung umzuwandeln.
Der Ausgang der Demodulations-Interface-Schaltung 8 ist
über einen Leiter 11 mit einem Steuereingang des Schalters
12 verbunden, der z. B. ein JFET (Junction-Feldeffekt-
Transistor) sein kann. Die stromführenden Anschlüsse des
Schalters 12 sind mit einer als Referenzstromquelle arbeitenden
Konstantstromquelle 13 verbunden, die einen Referenzstrom
I REFERENZ liefert. Der andere stromführende Anschluß
des Schalters 12, der nicht mit der Referenzstromquelle
13 verbunden ist, ist über einen Leiter 14 mit einem
invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 15
verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers
15 ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden.
Ferner ist der Leiter 14 mit einer zweiten Konstantstromquelle
16 verbunden, durch die hindurch ein konstanter
Offsetstrom I OFFSET fließt. Der Ausgang 17 des Operationsverstärkers 15
ist mit einem Anschluß eines Ladungsabgleichkondensators
18 verbunden, dessen anderer Anschluß
mit dem Leiter 14 verbunden ist. Außerdem ist der
Leiter 17 mit einem Analogspannungseingang der Abtast- und
Halteschaltung 22 verbunden, deren Ausgang mit einem Leiter
23 verbunden ist, auf dem die Ausgangsspannung V AUS
erscheint. Ein Rückkopplungswiderstand 21 mit einem Widerstandswert
R 1 liegt zwischen den Leitern 14 und 23.
Entsprechend Fig. 2 stellt V EIN(DCM) eine Wellenform 2 einer
arbeitszyklusmodulierten Spannung dar, wobei diese
Wellenform 2 ein analoges Eingangssignal repräsentiert.
Die ins Positive gehende Flanke von V EIN(DCM) steuert eine
Differenzierschaltung oder ein Hochpaßfilter mit einem
Kondensator 3 sowie den Widerständen 4 und 7 derart an,
daß eine Wellenform 6 auf dem Leiter 6 erzeugt wird. Statt
der Schaltung mit den Elementen 3, 4 und 7 kann auch eine
monostabile Schaltung (one-shot circuit) zum Einsatz kommen.
Die gestrichelt eingezeichnete Linie 22 A in der Wellenform
6 gibt die Abtastschwellenspannung der Abtast- und
Halteschaltung 22 an. Die Demodulations-Interface-Schaltung
8 spricht auf die ins Positive gehenden Kanten bzw.
Flanken der positiven Spitzen in der Wellenform 6 an, um
den Schalter 12 einzuschalten, wie durch den Knotenpunkt
11 veranschaulicht ist. Die ins Negative gehende Kanten
bzw. Flanken der negativen Pulse der Wellenform 6 schalten
den Schalter 12 aus. Die Abtastzeit 24 wird durch diejenigen
Zeitpunkte bestimmt, zu denen die ins Positive gehenden
Flanken und die ins Negative gehende Flanken der
positiven Pulse der Wellenform 6 die Abtastschwellenspannung
22 A schneiden.
Liegt die Spannung auf dem Leiter 6 oberhalb des Schwellenpegels
22 A, so folgt die Ausgangsspannung V AUS auf dem
Leiter 23 präzise derjenigen Spannung, die auf dem Leiter
17 über den Ausgang des Operationsverstärkers 15 erhalten
wird. Fällt dagegen die Spannung auf dem Leiter 6 unter
den Abtastschwellenpegel 22 A, so wird die Spannung V AUS
auf dem Leiter 23 präzise auf ihrem momentanen Wert gehalten,
bis die Spannung der Wellenform 6 wieder den Abtastschwellenpegel
22 A übersteigt. Verschiedene und kommerziell
erhältliche Schaltungen lassen sich zu diesem Zweck
verwenden, bei denen z. B. eine neue Abtast- und Haltetechnik
zur Anwendung gelangt, wie in den Fig. 7 und 8 gezeigt
ist.
Die Länge der Abtastzeit 24 wird durch das Ansprechverhalten
der Hochpaß-Filterschaltung 3, 4, 7 auf die arbeitszyklusmodulierte
Eingangsspannung V EIN(DCM) bestimmt. Infolge
der Rückkopplungsschleife vom Leiter 23 über den Widerstand
21 zum Leiter 14 wird der Strom durch den Widerstand
21 exakt gleich der Summe aus I OFFSET und dem mittleren
geschalteten Referenzstrom I REFERENZ . Der Wert von I OFFSET
kann zur Einstellung von V AUS verändert werden, ohne daß
dadurch die Übertragungsfunktion zwischen V EIN(DCM) und
V AUS beeinflußt wird. Aufgrund des Ladungsabgleichs des
Kondensators 18 und aufgrund der Tatsache, daß der Strom
durch den Widerstand 21 nur proportional zu V AUS ist, ist
die Genauigkeit des Demodulators 1 unabhängig von der Genauigkeit
der Abtast- und Halteschaltung 22, die nur die
Welligkeitseigenschaften der Wellenform 17 verändert. Die
Abtastzeit 24 wird durch den Pegel der Abtastschwellenspannung
22 A und die Abfallzeit des Hochpaßfilters 3, 4, 7
bestimmt. Die Rückkopplungsschleife mit dem Kondensator 18
und dem Widerstand 21 hält den Leiter 14 auf einer virtuellen
Erdspannung, die gleich der Spannung des Demodulator-
Erdleiters 5 ist. Die Wellenform 17 ist eine dreieckige
Wellenform, die sich aufgrund der Aufladung und Entladung
des Kondensators 18 mit konstanten Strömen über den
Widerstand 21 sowie infolge des Differenzstroms zwischen
I OFFSET und dem geschalteten Strom I REFERENZ ergibt, welcher
vom Schaltzustand des Schalters 12 abhängt. Der durch
die Wellenform 23 angegebene Wert von V AUS ist ein Abtastwert
der Wellenform 17 während der Abtastzeit 24, wobei
der letzte abgetastete Wert während der Abtastzeit 24 nach
Ablauf der Abtastzeit 24 konstant gehalten wird. Kann ein
langsames Abfallen von V AUS während der gesamten Periode
vernachlässigt werden, so ist die Welligkeit gegenüber
derjenigen der Wellenform 17 um den Faktor
1/[2f · (Abtastzeit 24)]
reduziert. Diese Schaltung liefert somit eine Welligkeitsverminderung
um einen Faktor, der etwa 100- bis 1000-mal
oberhalb desjenigen liegt, der ohne Abtast- und Halteschaltung
22 erhalten wird.
Es sei darauf hingewiesen, daß der ladungsabgeglichene Demodulator
nach Fig. 1 nicht uneingeschränkt stabil ist,
jedoch uneingeschränkt stabil für alle Eingangsfrequenzen
oberhalb der kritischen kompensierten Frequenz von
1/R 1 · C 1, wobei R 1 der Widerstandswert des Widerstands 21
und C 1 die Kapazität des Kondensators 18 sind. Tatsächlich
verwendete phasenmodulierte Träger weisen üblicherweise
eine Minimumfrequenz auf, die oberhalb dieses Werts liegt.
Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 3 ein herkömmlicher
Isolationsverstärker näher beschrieben. Der
Isolationsverstärker enthält eine Modulationsschaltung zur
Umwandlung einer Spannung in einen Arbeitszyklus (voltage-
to-duty-cycle modulation circuit), die einen Komparator 46
sowie einen Generator 58 zur Erzeugung einer hochgenauen
Dreieck-Wellenform aufweist, der zwischen einem Modulator-
Erdleiter 36 und einem invertierenden Eingang des Komparators
46 liegt. Eine analoge Eingangsspannung V EIN wird
über einen Leiter 32 zum nichtinvertierenden Eingang des
Komparators 46 geliefert. Der Ausgang des Komparators 46
ist mit einem Anschluß eines Isolationstrennkondensators
131 oder einer anderen Einrichtung zur Signalkopplung verbunden,
dessen anderer Anschluß mit einem Eingang einer
Schalteinrichtung 54 verbunden ist. Die Schalteinrichtung
54 koppelt eine "2I-Stromquelle" 43 A mit einer Stromquelle
103, die einen Konstantstrom I erzeugt. Die Schalteinrichtung
43 A, 54, 103 wird auch als "I-2I Stromschalter" bezeichnet,
welche in Abhängigkeit des Zustands der Schalteinrichtung
54 einen positiven oder negativen Strom I in
den Leiter 164 treibt oder aus diesem zieht.
Eine Integrationsschaltung enthält einen Widerstand 57,
der zwischen dem Leiter 164 und dem Demodulator-Erdleiter
5 liegt, sowie einen Kondensator 56 zwischen dem Leiter
164 und dem Demodulator-Erdleiter 5. Diese Integrationsschaltung
integriert das arbeitszyklusmodulierte Signal,
das am Ausgang des Komparators 46 erhalten und über den
Isolationstrennkondensator 131 übertragen wird. Der I-2I
Stromschalter 54 bildet somit in Kombination mit der Integrationsschaltung
56, 57 einen Arbeitszyklus/Spannungs-Demodulator.
Die Ausgangswelligkeitsspannungskomponente von
V AUS läßt sich durch Erhöhung der Kapazität des Kondensators
56 vermindern, jedoch wird dabei die Bandbreite des
Isolationsverstärkers entsprechend reduziert. Die Linearität
dieses Isolationsverstärkers hängt direkt von der Linearität
der vom Generator 58 erzeugten Dreieck-Wellenform
ab.
In Übereinstimmung mit der Erfindung enthält die in Fig. 4A
gezeigte Arbeitszyklus-Modulationsschaltung eine Rückkopplungsschleife,
die den Ausgang des Komparators 46 über
einen Leiter 47, einen I-2I Stromschalter 91, 92, 93 und
einen Leiter 34 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers
35 verbindet. Der Ausgangsleiter 37 des
Operationsverstärkers 35 ist über einen Rückkopplungskondensator
38 mit dem Leiter 34 verbunden. Der Leiter 34 ist
ferner über einen Eingangswiderstand 33 mit einem Widerstandswert
R EIN mit einem Eingangsleiter 32 verbunden, der
eine analoge Spannung V EIN empfängt, die einen Eingangsstrom
I EIN gleich V EIN/R EIN durch den Widerstand 33 fließen
läßt. Der Modulator-Erdleiter 36 ist mit dem nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 35 verbunden.
Der Verstärkerausgangsleiter 37 ist mit dem nichtinvertierenden
Eingang des Komparators 46 verbunden.
Diese Schaltung arbeitet so, daß über dem Leiter 34 entweder
+I oder -I zum Strom I EIN hinzuaddiert werden. Hierdurch
wird die Integrationseinrichtung mit dem Widerstand
33, dem Operationsverstärker 35 und dem Kondensator 38 so
angesteuert, daß sie die Schwellenspannung variiert, die
über den Leiter 37 zum nichtinvertierenden Eingang des
Komparators 46 geliefert wird, um auf diese Weise die
Schwelle des Komparators 46 auf jeweils einen Wert einzustellen,
der benötigt wird, um anhand des abtastzyklusmodulierten
Signals V AUS(DCM) auf dem Leiter 47 einen Mittelwert
durch Rückkopplung der Ströme +I und -I zum Knotenpunkt
34 zu erzeugen, der gleich V EIN ist. Der Vorteil
dieses Betriebs liegt darin, daß das auf dem Leiter 47 erzeugte
abtastzyklusmodulierte Signal im wesentlichen unabhängig
von der Linearität der freilaufenden Oszillatorschaltung
58 ist. Das auf dem Leiter 47 erzeugte abtastzyklusmodulierte
Signal repräsentiert genau die analoge Eingangsspannung
V EIN, und zwar unabhängig davon, ob der
freilaufende Oszillator 58 eine präzise, lineare und dreieckige
Wellenform oder z. B. eine sinusförmige Wellenform
erzeugt.
Die Fig. 4B zeigt eine Abwandlung der in Fig. 4A gezeigten
Schaltung ohne freilaufenden Oszillator 58, wobei der Komparator
46 eine Hysterese aufweist. Bei dieser Schaltung
ist der invertierende Eingang des Hysterese-Komparators 46
mit dem Modulator-Erdleiter 36 verbunden. Der Anteil der
Brummspannung (ripple voltage) des Integratorausgangs auf
dem Leiter 37 und die Hysteresespannung zwischen den Triggerpegeln
des nichtinvertierenden Eingangs des Hysterese-
Komparators 46 sind proportional zur Oszillatorfrequenz.
Bei dem in Fig. 4C gezeigten Isolationsverstärkers wird die
abtastzyklusmodulierte Ausgangsspannung auf dem Leiter 47
(insoweit entspricht die Schaltung nach Fig. 4C derjenigen
in Fig. 4B) zu einem Anschluß eines Isolationskondensators
133 geliefert, dessen anderer Anschluß 131 mit einem Abeitszyklus/
Spannungs-Konverter zur Umwandlung des Arbeitszyklus
in eine Spannung verbunden ist. Auf diese Weise
wird der Isolationsverstärker erhalten. Ein Operationsverstärker
153 liegt mit seinem invertierenden Eingang an
einem Leiter 176. Ein Kondensator 151 und ein Ausgangswiderstand
158 liegen parallel zueinander, wobei diese Parallelschaltung
zwischen einem Ausgangsleiter 164 des Operationsverstärkers
153 und dem Leiter 176 liegt. Der Operationsverstärker
153 arbeitet daher als Integrator. Der
nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 153
ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden. Die Stromschalter
91 und 54 stimmen präzise überein. Das Verhältnis
der "2I" Stromquellen 92 und 43 A ist genau an das Verhältnis
der "I" Stromquellen 93 und 103 angepaßt. Die
Übertragungsfunktion des Isolationsverstärkers nach Fig. 4C
ergibt sich zu:
V AUS = (R AUS/R EIN) · V EIN .
Der Isolationsverstärker nach Fig. 4C weist eine Brummspannung
von
V BRUMM = V HYSTERESE (R AUS/R EIN)(CEIN/C AUS)
auf, wobei V HYSTERESE die Differenz zwischen den Auslöse-
bzw. Schaltpunkten (trip points) des Hysterese-Komparators
46 ist. Um den größten Teil dieser Brummspannung zu eliminieren,
ist die Schaltung nach Fig. 4D vorgesehen, die wie
die Schaltung in Fig. 1 eine Abtast- und Halteschaltung
152 in der Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang des
Integrators 153 und seinem invertierenden Eingang aufweist.
Der Leiter 131 ist dabei zusätzlich zur Schaltung nach
Fig. 4C mit dem Steuereingang der Abtast- und Halteschaltung
152 verbunden, deren Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers
153 und mit dem Kondensator 151 verbunden
ist. Der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung 152
ist mit dem Leiter 164 und dem Rückkopplungswiderstand 158
verbunden.
Entsprechend der Fig. 5 enthält ein Isolationsverstärker
99 eine kapazitive Isolationstrennung mit Kondensatoren
133 und 134. Eine Konverterschaltung 95 ähnlich einer der
in den Fig. 4B bis 4D gezeigten Konverterschaltungen zur
Umwandlung einer Spannung in einen Arbeitszyklus erzeugt
arbeitszyklusmodulierte Ausgangssignale, die logische Komplemente
sind, und zwar auf den Leitern 131 und 132. Diese
logisch komplementären Signale werden jeweils an die linken
Eingangsanschlüsse der Isolationstrennkondensatoren
133 und 134 geliefert. Ein ladungsabgeglichener Demodulator
96 zur Umwandlung eines Arbeitszyklus in eine Spannung
liegt mit seinem logisch komplementären Eingängen jeweils
an den rechten Ausgangsanschlüssen der Isolationstrennkondensatoren
133 und 134.
Das analoge Eingangsspannungssignal V EIN wird an einen
Leiter 32 geliefert. Der Leiter 32 ist über einen Eingangswiderstand
33 mit einem Leiter 34 verbunden, der mit
dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 35,
einem Anschluß eines Rückkopplungskondensators 38, mit der
Drainelektrode eines P-Kanal-JFET 41 A und mit einer Konstantsstromquelle
93 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers
35 ist über einen Leiter 37 mit dem anderen
Anschluß des Kondensators 38, mit der Drainelektrode
eines P-Kanal-JFET 44 A und mit dem invertierenden Eingang
eines Hysterese-Komparators 46 verbunden. Der Hysterese-
Komparator 46 kann ein konventioneller Komparator mit positiver
Rückkopplung sein, wie in Fig. 5 anhand der Bezugszeichen
46, 118 und 119 gezeigt ist. Der Ausgang des
Hysterese-Komparator 46 ist über einen Leiter 47 und den
Rückkopplungswiderstand 118 mit seinem nichtinvertierenden
Eingang verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Hysterese-
Komparators 46 ist ferner über den Widerstand 119
entweder mit dem modulierten Erdleiter 36 oder wahlweise
mit einem Leiter 120 verbunden, an den ein Rauschsynchronisationssignal
V Rausch angelegt wird. Der Ausgang des Hysterese-
Komparators 46 ist mit einem nichtinvertierenden
Eingang eines Differentialkomparators 130 verbunden, dessen
invertierender Eingang mit dem Erdleiter 36 verbunden
ist. Der Differentialkomparator 130 erzeugt logisch komplementäre
arbeitszykluscodierte Signale auf den Leitern
131 und 132, wobei diese Signale über die oben erwähnten
Isolationstrennkondensatoren 133 und 134 zu Leitern 170
und 172 geliefert werden.
Die Sourceelektroden der JFETs 41 A und 44 A sind gemeinsam
über einen Leiter 42 mit einer "2I"-Konstant-Referenzstromquelle
92 verbunden. Die Gateelektrode vom JFET 41 A
ist mit der Gateelektrode eines anderen P-Kanal-JFET 107
und mit einem Leiter 101 verbunden. Der Leiter 101 ist mit
dem nichtinvertierten Ausgang eines Differentialkomparators
121 verbunden, dessen nichtinvertierender Eingang
über einen Leiter 166 mit einem Anschluß eines Kondensators
128 sowie mit einem Anschluß eines Widerstands 123
verbunden ist. Der andere Anschluß des Widerstands 123 ist
mit dem Modulator-Erdleiter 36 verbunden.
Der Differentialkomparator 121 liegt mit seinem invertierenden
Eingang über einen Leiter 167 an einem Anschluß
eines Kondensators 129 und weiterhin an einem Anschluß eines
Widerstands 126, dessen anderer Anschluß mit dem Modulator-
Erdleiter 36 verbunden ist. Ein Rückkopplungswiderstand
125 liegt zwischen dem Leiter 167 und einem invertierten
Ausgang des Verstärkers 121, wobei dieser invertierte
Ausgang mit einem Leiter 168 verbunden ist. Der
Leiter 168 ist mit der Gateelektrode des JFETs 44 A und
ferner mit der Gateelektrode eines P-Kanal-JFETs 114 verbunden.
Die Sourceelektroden der JFETs 107 und 114 sind
gemeinsam über einen Leiter 169 mit einer "2I"-Konstantstromquelle
111 verbunden.
Die Drainelektrode vom JFET 107 ist mit einem Widerstand
110 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem Modulator-
Erdleiter 36 verbunden ist. Die Drainelektrode vom JFET
114 liegt über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand
115 und einem Kondensator 116 am Modulator-Erdleiter 36.
Die beiden Leiter 101 und 166 sind über einen Rückkopplungswiderstand
122 miteinander verbunden, der parallel
zum Verstärker 121 liegt.
Der rechtsseitige Anschluß des Isolationstrennkondensators
133 ist über den Leiter 170 mit dem nichtinvertierenden
Eingang eines Differentialkomparators 137, einem Anschluß
eines Widerstands 139 und einem Anschluß eines Rückkopplungswiderstands
140 verbunden. Der nichtinvertierte Ausgang
des Differentialkomparators 137 ist mit dem anderen
Anschluß des Widerstands 140 und ferner über einen Leiter
171 mit den Gateelektroden von p-Kanal-JFETs 147 und 148
verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 139 ist mit
der Demodulator-Erdleitung 5 verbunden. Der rechtsseitige
Anschluß des Isolationstrennkondensators 134 ist über einen
Leiter 172 mit dem invertierenden Eingang des Differentialkomparators
137, mit einem Anschluß eines Widerstands
142 und mit einem Anschluß eines Widerstands 141
verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 141 ist mit
dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden. Der invertierte
Ausgang des Differentialkomparators 137 ist über eine
Leiter 173 mit dem anderen Anschluß des Widerstands 142
und ferner mit den Gateelektroden von P-Kanal-JFETs 143
und 144 verbunden.
Die Sourceelektroden der JFETs 144 und 147 sind gemeinsam
über einen Leiter 175 mit einer "2I"-Konstantstromquelle
43 A verbunden. Die Drainelektrode des JFETs 144 ist über
einen Leiter 161 mit einem Anschluß eines Kondensators 151
und mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 153 verbunden.
Der Leiter 161 ist ferner mit dem Eingang einer
Abtast- und Halteschaltung 152 verbunden, die z. B. die
Abtast- und Halteschaltung SHC5320 von Burr-Brown sein
kann. Der Abtaststeuereingang dieser Abtast- und Halteschaltung
152 ist mit einem Anschluß eines Kondensators
149 verbunden, dessen anderer Anschluß mit einem Anschluß
eines Widerstands 150 sowie mit der Drainelektrode des
JFETs 143 verbunden ist. Der andere Anschluß des Widerstands
150 ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden.
Die Drainelektrode von JFET 147 ist mit dem anderen Anschluß
des Kondensators 151 sowie mit dem invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 153 verbunden. Der
nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 153
ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden. Der invertierende
Eingang des Operationsverstärkers 153 ist ferner
über einen Leiter 176 mit einer "I"-Konstantstromquelle
103 und ferner mit einem Anschluß eines Widerstands 158
verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 158 ist mit
einem Leiter 164 verbunden, auf dem eine analoge Ausgangsspannung
V AUS erzeugt wird, die genau die analoge Eingangsspannung
V EIN repräsentiert.
Die Sourceelektroden der JFETs 143 und 148 sind gemeinsam
über eine Leitung 175 A mit einer "2I"-Stromquelle 146 verbunden.
Die Drainelektrode vom JFET 148 ist mit einem Anschluß
des Widerstands 156 verbunden, dessen anderer Anschluß
mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden ist.
Der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung 152 ist über
einen Leiter 160 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines
Operationsverstärkers 178 verbunden, dessen Ausgang mit
dem Leiter 164 und ferner mit einem Anschluß eines Rückkopplungswiderstands
163 verbunden ist. Der andere Anschluß
des Rückkopplungswiderstands 163 ist mit dem invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 178 und mit
einem Anschluß eines Widerstands 162 verbunden, dessen anderer
Anschluß mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden
ist.
Der Leiter 161 liegt, wie erwähnt, am Eingang der Abtast-
und Halteschaltung 152 an.
Die Fig. 10 zeigt eine Schaltung zur Realisierung der verschiedenen
"2I"- und "I"-Konstantstromquellen in den Fig. 1,
4 A bis 4 D und 5. Eine Konstantreferenzstromquelle 94
(Konstantstromquelle zur Lieferung eines konstanten Referenzstroms)
befindet sich innerhalb dieser Schaltung, wobei
Widerstände 196 bis 199 zur Einstellung der Ströme 2I
und I dienen. Diese Widerstände 196 bis 199 können lasergetrimmte
Nichrom-Widerstände sein.
Im Betrieb treibt die an den Leiter 32 angelegte, analoge
Eingangsspannung V EIN den Strom I EIN durch den Eingangswiderstand
33 hindurch, wobei der Eingangswiderstand 33 den
Widerstandswert R EIN aufweist, da der Operationsverstärker
35 seinen invertierenden Eingang auf der Spannung der virtuellen
Modulatorerde 36 hält. Die Amplitude des Stroms I
ist größer als die Amplitude des Stroms I EIN. Zum Wert
I EIN wird entweder der Wert +I oder der Wert -I im Kondensator
38 hinzuaddiert, und zwar abhängig davon, ob der
Ausgangsleiter 37 des Operationsverstärkers rampenförmig
nach oben oder unten läuft. Der Ausgang des Komparators 46
wird auf dem Leiter 47 erzeugt und zum Eingang des Differentialkomparators
130 übertragen, dessen invertierter und
nichtinvertierter differentieller Ausgang jeweils mit den
Leitern 132 und 131 verbunden sind. Die auf den Leitern
131 und 132 erzeugten logischen Komplementärsignale werden
zu Eingängen zweier identischer Differentialzellen 190 und
191 geliefert. Die Differentialzelle 190 ist innerhalb des
Demodulators 96 vorhanden, während sich die Differentialzelle
191 innerhalb des Modulators 95 befindet. Die komplementären
arbeitszyklusmodulierten Signale auf den Leitern
131 und 132 werden daher präzise auf den Leitern 101
und 168 im Modulator 95 reproduziert, während identisch
Abbilder der Signale auf den Leitern 131 und 132 auch auf
den Leitern 171 und 173 des Demodulators 96 gebildet werden.
In jeder der Differentialzellen 190 und 191 werden die Abbildungen
bzw. Kopien der arbeitszyklusmodulierten Signale
auf den Leitern 131 und 132 zum Schalten der "2I"-Stromquellen
43 A und 92 verwendet, um den Transistor 41 A ein-
und den Transistor 44 A auszuschalten, so daß auf diese
Weise die "2I"-Stromquelle 92 in den Leitern 34 geschaltet
wird, wenn I EIN mit dem Rückkopplungsstrom +I (wie in den
Fig. 4B bis 4D) zu vergleichen ist, um den Ausgang des
Operationsverstärkers 35 rampenförmig nach unten laufen zu
lassen. Wird die negative Schwelle des Hysterese-Komparators
46 erreicht, so wird die Spannung auf dem Leiter 47
umgeschaltet, so daß sich die Polarität der Signale auf
den Ausgangsleitern 131 und 132 des Differentialkomparators
130 umkehrt, was zur Folge hat, daß nunmehr I EIN mit
dem Strom -I verglichen wird, so daß der Ausgang des Operationsverstärkers
35 rampenförmig nach oben läuft, bis
die positive Schwelle des Hysterese-Komparators 46 erreicht
ist.
Eine Anlaufschaltung 188 stellt sicher, daß ein Gleichstrom
zwischen den Leitern 167 und 47 fließt, wenn anfangs
Energie zum Modulator 95 geliefert wird, um einen einwandfreien
Anlauf des Modulators 95 zu gewährleisten.
Beim Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5 sind die Isolationstrennkondensatoren
133 und 134 und die Kondensatoren
128 und 129 alle gleich und weisen jeweils einen kleinen
Wert von 1 Picofarad auf. Diese kleine Kapazität hat zur
Folge, daß sich die Spannungsmodulatorerde 36 und die Demodulatorerde
5 sehr schnell zueinander verändern lassen (z. B.
in Antwort auf Leitungsspannungspulse, die in Abhängigkeit
statischer Entladungen erzeugt werden), ohne die Übertragungsfunktion
des Isolationsverstärkers zu beeinflussen.
Da die Differentialzellen 190 und 191 präzise einander
entsprechen bzw. genau aneinander angepaßt sind, und da ferner
die P-Kanal-JFETs 147 und 144 genau den P-Kanal-JFETs
41 A und 44 A entsprechen, wobei außerdem der Widerstandswert
R EIN des Eingangswiderstands 33 und der Widerstandswert R AUS
des Ausgangswiderstands 158 präzise übereinstimmen, ist der
Schaltbetrieb zum Zuschalten der "2I"-Stromquelle 43 A und
der "I"-Stromquelle 103 zum Knotenpunkt 176 praktisch
identisch dem Schaltbetrieb zum Zuschalten der "2I"-Stromquelle
92 und der "I"-Stromquelle 93 zum Knotenpunkt 34. Die
JFETs 148 und 143 sowie der Widerstand 150 erzeugen ein Abtastsignal
für die Abtast- und Halteschaltung 152 zur Durchführung
einer geeigneten Abtastung, wie bereits zuvor im Zusammenhang
mit den Fig. 1 und 2 beschrieben worden ist. Dieses
synchronisiert die Abtastperiode mit dem arbeitszyklusmodulierten
Signal auf den Leitern 131 und 132, die Größe
des Brummens auf dem Leiter 160 bzw. die Welligkeit auf ihm
zu reduzieren.
Entsprechend der Fig. 6 ist V EIN diejenige analoge Eingangssignalwellenform,
die an den Leiter 32 angelegt wird. Die
durch den Operationsverstärker 35 auf dem Leiter 37 erzeugte
Spannung ist die Wellenform 37. Die Wellenform 37 A ist
gleich der Differenz zwischen den Spannungen an den Hysterese-
Komparatoreingängen 37 und 39. Das durch den Modulator 95
erzeugte arbeitszyklusmodulierte Signal ist die Wellenform
194, die die Differenz zwischen den Spannungen auf den Isolationssperr-
Eingangsleitern 131 und 132 ist. Die Eingangsspannungen
V₁₇₁ und V₁₇₃, die über die Isolationssperrkondensatoren
auf die Leiter 171 und 173 des Demodulators 96
gekoppelt werden, dienen zur Bildung der Wellenform 195, die
die Differenz zwischen diesen Spannungen V₁₇₁ und V₁₇₃ ist.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 153 des Demodulators
96 wird durch die Wellenform 161 beschrieben. Die Wellenform
164 gibt den resultierenden Wert von V AUS auf dem Leiter 164
an. Die Wellenformen nach Fig. 6 werden durch Simulation der
in Fig. 5 gezeigten Schaltung mit Hilfe des allgemein bekannten
Schaltungsanalyseprogramms SPICE gebildet.
Wie in Fig. 5 zu erkennen ist, ist das untere Ende des Widerstands
119 statt mit dem Modulator-Erdleiter 36 auch mit
einem Rauschsynchronisationsleiter 120 verbindbar. Es ist
allgemein bekannt, daß Schwebungs- bzw. Überlagerungsfrequenzen
durch Summation oder Differenzbildung von Frequenzen
durch vorhandenes Rauschen bei Frequenzen in der Nähe des
Modulatorträgers erzeugt werden können. Diese Differenzfrequenzkomponenten
können dann im Signalfrequenzspektrum erscheinen.
Entsprechend der Fig. 9 sind ein Modulatorabschnitt 95 und
ein Demodulatorabschnitt 96 auf einem einzelnen Halbleiterwafer
hergestellt, vorzugsweise auf benachbarten Chips in
einem Bereich 97. Die verschiedenen Nichrom-Widerstände zur
Bildung der Widerstände R EIN und R AUS sind präzise lasergetrimmt.
Die Komponenten der beiden I-2I-Stromschalter und
bestimmte andere Komponenten im Modulator- und Demodulatorabschnitt
liegen hinreichend dicht zusammen und stimmen präzise
überein. Nach dem Lasertrimmen der verschiedenen Nichrom-Widerstände,
einschließlich der in Fig. 10 gezeigten
Stromquellenwiderstände 196 bis 199, wird der Bereich 97
entlang der gestrichelten Linie 113 in zwei Bausteine bzw.
Chips getrennt, wobei ein Baustein den Modulator 95 und der
andere Baustein den Demodulator 96 trägt. Die beiden Bausteine
bzw. Chips werden dann auf einer geeigneten Unterlage
98 angeordnet, wobei der Ausgang des Modulators 95 und der
Eingang des Demodulators 96 über eine Isoaltionssperre miteinander
verbunden werden, die die beiden Kondensatoren 133
und 134 enthält. Der Modulatorbaustein 95 kann auch entfernt
von Demodulatorbaustein 96 angeordnet sein, wobei die Isolationssperre
dann durch lange optische Fasern oder dergleichen
realisiert wird.
Wird eine bekannte Rauschquelle V Rausch in einem System verwendet,
um den Betrieb der Modulatorschaltung 95 mit der
Rauschquelle zu synchronisieren, so wird der Modulator 96
keine Schwebungs- bzw. Überlagerungsfrequenz erzeugen. Es
ist daher nur erforderlich, die Komponenten aus dem Ausgangssignal,
herauszufiltern, die eine Frequenz gleich der
Trägerfrequenz haben. Diese Filterung wird durch die Demodulation
ausgeführt. Existiert daher eine dominante Rauschfrequenz,
beispielsweise ein Versorgungsleitungsrauschen,
ein Maschinenrauschen und dergleichen, so wird das Rauschsignal
unterdrückt, wenn der Modulator mit der Rauschfrequenz
synchronisiert ist oder mit einer harmonischen Unterschwingung
der Rauschfrequenz. Im synchronisierten Betrieb ist die
Trägerfrequenz fest und nicht länger eine Funktion der Eingangsspannung.
Die Unterdrückung der Signale bei ganzzahlig
Vielfachen des Trägers wird durch die systeminterne Integration
des Eingangs über jeden Zyklus des Trägers ausgeführt.
Dies läßt sich mathematisch wie folgt darstellen:
Es sei angenommen, daß V EIN = A · cosinus ( ω i t) ist. Dann gilt
wobei T gleich 2π/ω c und ω c die Trägerfrequenz sind. Es ergibt sich somit
V AUS ist somit gleich 0, wenn ω i gleich N · ω c ist, wobei N
eine ganze Zahl ist.
Ist also die Eingangsfrequenz ω i die Harmonische der Trägerfrequenz
l c , so ist der Modulatorträger mit einer Unterharmonischen
eines Rauschsignals synchronisiert. Das Signal wird
dann eine Amplitude von Null aufweisen.
Wie bereits zuvor erwähnt, wird bei vielen Anwendungen ein
Rauschen durch allgemein bekannte, externe Quellen erzeugt.
Solche Rauschsignale können größer sein als der Signalpegel,
der über die Isolationssperre eines Isolationsverstärkers
übertragen werden muß. Ein derartiges Rauschen kann aber
durch die sogenannte "N-Zyklusintegration" ausgelöscht werden.
Die Fähigkeit zur Unterdrückung des resultierenden Signals
durch Synchronisation der Modulatorträgerfrequenz mit
einem solchen Rauschsignal ermöglicht es, eine schwierige,
niedrigfrequente Filterung zu vermeiden, die ebenfalls durch
Demodulation des gewünschten Signals gestört werden und zu
einer Verringerung der Bandbreite des Isolationsverstärkers
führen würde.
Die Abtast- und Halteschaltung 152 in Fig. 5, die unter Bezugnahme
auf die Fig. 1 und 2 genauer beschrieben worden ist,
führt zu einer wesentlichen Verringerung der Brummspannung,
wenn die Abtastzeit nur einen sehr kleinen Prozentsatz des
Abtastzyklus beträgt. Beim Isolationsverstärker nach Fig. 5,
der bei einer Bandbreite bis herauf zu etwa 50 kHz arbeitet,
machen es interne Schaltungsverzögerungen erforderlich, daß
die in Fig. 2 dargestellte Abtastzeit 24 etwa bei einem Zehntel
des Abtastzyklus liegt. Die Verwendung nur einer einzigen
Abtast- und Halteschaltung 152 und der Filterschaltung 178
nach Fig. 5 führen somit zu einem nicht akzeptablen und großen
Brummanteil.
Um dies zu vermeiden, werden die Abtast- und Halteschaltung
152 sowie die Schaltung 178 in Fig. 5 durch eine sogenannte
Eimerketten-Abtast- und Halteschaltung 152 A ersetzt, wie sie
in Fig. 7 gezeigt ist. Die Eimerketten-Abtast- und Halteschaltung
152 A enthält eine erste Abtast- und Halteschaltung
mit zwei Operationsverstärkern 60 und 66. Der invertierende
Eingang des Operationsverstärkers 60 ist mit dem Leiter 161
in Fig. 5 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers
60 ist mit dem Leiter 71 verbunden, der seinerseits
mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 66 und mit einem
Anschluß eines Kondensators 67 verbunden ist. Der andere Anschluß
des Kondensators 67 ist mit dem invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers 66 verbunden. Der nichtinvertierte
Ausgang 61 des Verstärkers 60 ist mit einem Eingang
einer Schalteinrichtung 63 verbunden, die den Leiter 61 mit
dem invertierenden Eingang 64 des Operationsverstärkers 66
verbindet, wenn die erste Abtast- und Halteschaltung den Abtastbetrieb
durchführt. Die Schalteinrichtung 63 kann z. B.,
ähnlich der Schalteinrichtung DG 183 von Siliconix sein,
kann aber auch durch eine konventionelle Diodenbrückenstrom-
Steuerschaltung realisiert werden. Der invertierende Ausgang
des Verstärkers 60 ist über einen Leiter 62 mit einem Eingang
der Schalteinrichtung 63 verbunden, die den Leiter 62
zum nichtinvertierenden Eingang 65 des Operationsverstärkers
66 koppelt, wenn die erste Abtast- und Halteschaltung den
Abtastbetrieb ausführt. Ein Kondensator 68 liegt zwischen
der Demodulatorerde 5 und dem Leiter 65. Befindet sich die
erste Abtast- und Halteschaltung in der Haltebetriebsart, so
sind die Ausgänge des Verstärkers 60 von den Eingängen des
Operationsverstärkers 66 getrennt.
Eine zweite Abtast- und Halteschaltung innerhalb der Eimerketten-
Abtast- und Halteschaltung 152 A enthält einen Verstärker
72 und einen Operationsverstärker 81. Der invertierende
Eingang des Verstärkers 72 ist mit dem Leiter 71 verbunden.
Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 72
ist über einen Leiter 75 mit einem Anschluß eines Widerstands
76 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem Demodulator-
Erdleiter 5 verbunden ist. Der Leiter 75 ist ferner
über einen Widerstand 77 sowie über den Leiter 164 mit dem
Ausgang des Operationsverstärkers 81 verbunden. Der invertierte
Ausgang 79 des Verstärkers 72 ist mit einem Eingang
einer Schalteinrichtung 63 verbunden, die das Signal auf dem
Leiter 79 zum nichtinvertierenden Eingang 82 des Operationsverstärkers
81 überträgt. Der Leiter 82 ist mit einem Anschluß
eines Kondensators 84 verbunden, dessen anderer Anschluß
mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden ist. Der
nichtinvertierter Ausgang des Verstärkers 72 ist über einen
Leiter 74 mit einem anderen Eingang der Schalteinrichtung 63
verbunden, die das Signal auf dem Leiter 74 zum invertierenden
Eingang 83 des Operationsverstärkers 81 überträgt. Ein
Kondensator 85 liegt zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers
81 und seinem invertierenden Eingang 83. Der Ausgang
des Operationsverstärkers 81 ist mit dem Ausgangsleiter
164 verbunden.
Die Schalteinrichtung 63 enthält zwei Paare von Kontakten
180 und 181 bzw. Schaltern, wobei über jeweils ein Schalterpaar
180, 181 die Ausgangsleitungen des Verstärkers 60 mit
den Eingangsleitungen des Verstärkers 66 und die Ausgangsleitungen
des Verstärkers 72 mit den Eingangsleitungen des
Verstärkers 81 verbunden sind.
Der Betrieb der Eimerketten-Abtast- und Halteschaltung 152 A
besteht einfach darin, daß durch die logischen, komplementären
Signale auf den Leitern 171 und 173 (die genaue Abbildungen
der komplementären, arbeitszyklusmodulierten Signale
sind, welche über die Isolationstrennkondensatoren 133 und
134 übertragen werden) jede der oben erwähnten Abtast- und
Halteschaltungen in der Schaltung 152 A so angesteuert wird,
daß die eine abtastet, während die andere sich im Haltebetriebszustand
befindet, mit Ausnahme während der Signalübergänge.
Die Schalter innerhalb der Schalteinrichtung 63 sind
solche, die zuerst unterbrechen, bevor sie einen Kontakt
herstellen. Mit anderen Worten unterbrechen die Schalter 180
in der Schalteinrichtung 63 zunächst die Leitungsverbindung,
so daß die erste Abtast- und Halteschaltung 60, 66 die Eingangsspannung
auf dem Leiter 161 halten kann, bevor die
Schalter 181 schließen, um den Wert auf dem Leiter 71 zu
übernehmen und diesen Wert am Ausgangsleiter 164 auszugeben.
Sind die Schalter 181 geschlossen, so daß die Spannung am
Leiter 164 eine am Leiter 71 gehaltene Spannung abtastet, so
werden zunächst die Schalter 181 geöffnet, bevor die Schalter
180 geschlossen werden. Die Abtast- und Halteoperationen
der beiden Abtast- und Halteschaltungen 60, 66 und 72, 81
überlappen sich daher, ausgenommen während der Signalübergänge.
In Fig. 8 stellt die Wellenform 171 die Spannung auf dem
Leiter 171 dar, die die Schalteinrichtung 63 steuert. Die
Wellenformen 71 und 164 sind solche, die auf dem Leiter 71
und auf dem V AUS-Leiter 164 erscheinen. Während des Pulses
171 A der Wellenform 171 wird am Ausgang des Operationsverstärkers
153 ein schräg hochlaufendes Signal 161 A auf dem
Leiter 161 erzeugt. Die erste Abtast- und Halteschaltung 60,
66 bewirkt daher, daß die Spannung auf dem Leiter 71 dem
schräg hochlaufenden Signal 161 A exakt folgt, wie durch das
Bezugszeichen 71 A angegeben ist. Wechselt die Wellenform 171
auf den Pegel 171 B, so hält die erste Abtast- und Halteschaltung
60, 66 den Pegel des schräg hochlaufenden Signals
71 A, entsprechend dem Bezugszeichen 71 B. In der Zwischenzeit
tastet die zweite Abtast- und Halteschaltung 72, 81, die den
vorhergehenden Wert während des Pulses 171 A gehalten hat,
den Pegel 71 B ab. Dies dauert so lange an, bis das Ende des
schräg nach unten laufenden Signals 161 B erreicht ist, das
umgekehrt wird, um das schräg nach oben laufende Signal 161 C
zu erzeugen, wenn die Wellenform 171 vom Pegel 171 B auf den
Pegel 171 C springt. Hierdurch wird die erste Abtast- und
Halteschaltung 60, 66 so angesteuert, daß sie nunmehr der
Spannung zu folgen beginnt, und zwar vom untersten Teil des
schräg verlaufenden Signals 161 B. In der Zwischenzeit hält
die zweite Abtast- und Halteschaltung 72, 81 den Pegel 71 B
auf dem Leiter 164. Während des Pulses 171 C folgt die Wellenform
71 dem schräg hochlaufenden Teil 161 C, so daß das
schräg hochlaufende Signal 71 C erhalten wird. Daher weist
die V AUS-Wellenform 164 praktisch keine Welligkeit bzw.
Brummspannung auf.
Der kombinierte Isolationsverstärker, bei dem innerhalb der
Schaltung nach Fig. 5 die Abtast- und Halteschaltung 152 und
das Filter 178 durch die Eimerketten-Abtast- und Halteschaltung
152 A ersetzt sind, weist sehr gute Betriebseigenschaften,
keine Brummspannung und eine hohe Bandbreite auf. Die
sehr kleinen (1 Picofarad) Isolationstrennkondensatoren sind
außerordentlich kostengünstig und erlauben extrem schnelle
Übergänge der modulierten Erde 36 und der demodulierten Erde
5 ohne Beeinflussung der Übertragungscharakteristik des Isolationsverstärkers.
Die Trägerfrequenz des oben beschriebenen Systems kann in
einfacher Weise dadurch verändert werden, daß der Wert des
Integrationskondensators verändert wird, was leicht bewerkstelligt
werden kann. Das beschriebene System ist relativ
kostengünstig und arbeitet mit sehr kleinen Eingangsoffsetfehlern
bei etwa 50% Modulationspegel des Trägers (der eine
analoge Eingangsspannung V EIN = 0V repräsentiert), da der
Eingangsoffset im wesentlichen durch die Integrität bzw.
Ganzzahligkeit des digitalen Signals und durch die präzise
Anpassung der Stromquellen an gegenüberliegenden Seiten der
Isolationstrennung bestimmt ist. Die Genauigkeit des Demodulators
ist relativ unabhängig von Ungenauigkeiten in der Abtast-
und Halteschaltung. Ferner ist die Genauigkeit der Modulation
praktisch unabhängig von der Linearität irgendeiner
externen Synchronisationsquelle.
Claims (13)
1. Modulator/Demodulatorschaltung, gekennzeichnet durch
die Kombination folgender Merkmale:
- (a) eine Modulatorschaltung mit
- i. einer Einrichtung zum Empfang eines analogen Eingangsstroms,
- ii. einer ersten Schalteinrichtung (91, 92, 93) zur Erzeugung eines ersten Stroms, der in Antwort auf ein Signal auf einem ersten Leiter (47) zwischen positiven und negativen Werten geschaltet wird,
- iii. einer ersten, integrierten Schaltungseinrichtung (35, 38) zum Integrieren einer algebraischen Summe aus dem analogen Eingangsstrom und dem ersten Strom zwecks Erzeugung einer Ausgangsspannung, die in Abhängigkeit davon, ob die algebraische Summe aus dem Eingangsstrom und dem ersten Strom positiv oder negativ ist, ansteigt oder abfällt, und
- iv. einer Einrichtung (46) zur Erzeugung eines arbeitszyklusmodulierten Signals auf dem ersten Leiter (47) mit einem ersten Pegel, wenn die Ausgangsspannung eine Schwellenspannung überschreitet, und mit einem zweiten Pegel, wenn die Differenz kleiner als eine andere Schwellenspannung ist,
- (b) eine Einrichtung (133) zur Kopplung des ersten Leiters (47) mit einem zweiten Leiter (131),
- (c) einem Demodulator mit
- i. einer zweiten Schalteinrichtung zur Erzeugung eines zweiten Stroms, der in Antwort auf das arbeitszyklusmodulierte Signal auf dem zweiten Leiter zwischen positiven und negativen Pegeln geschaltet wird, und
- ii. einer zweiten integrierenden Einrichtung zum Integrieren des zweiten Stroms zwecks Erzeugung eines analogen Ausgangssignals, das den analogen Eingangsstrom genau repräsentiert.
2. Isolationsverstärker, gekennzeichnet durch die Kombination
folgender Merkmale:
- (a) eine Modulatorschaltung mit
- i. einer Einrichtung zur Erzeugung eines analogen Eingangsstroms in Antwort auf eine analoge Eingangsspannung,
- ii. einer ersten Stromschalteinrichtung (91, 92, 93) zur Erzeugung eines ersten Stroms, der in Antwort auf ein Signal auf einem ersten Leiter (47) zwischen positiven und negativen Werten geschaltet wird,
- iii. einer ersten integrierten Schaltungseinrichtung (35, 38) zum Integrieren einer algebraischen Summe aus dem analogen Eingangsstrom und dem ersten Strom zwecks Erzeugung einer Ausgangsspannung, die in Abhängigkeit davon, ob die algebraische Summe aus dem analogen Eingangsstrom und dem ersten Strom positiv oder negativ ist, ansteigt oder abfällt, und
- iv. einer Einrichtung (46) zur Erzeugung eines arbeitszyklusmodulierten, digitalen Signals auf dem ersten Leiter (47) mit einem ersten Pegel, wenn die Ausgangsspannung der ersten integrierenden Schaltungseinrichtung eine Schwellenspannung überschreitet, und mit einem zweiten Pegel, wenn die Ausgangsspannung der ersten integrierenden Schaltungseinrichtung kleiner als eine andere Schwellenspannung ist,
- (b) eine nichtgalvanische Trennwand bzw. Isolationssperre (133) mit einem Eingang, der mit dem ersten Leiter gekoppelt ist, und mit einem Ausgang, der mit einem zweiten Leiter (131) gekoppelt ist,
- (c) einen Demodulator mit
- i. einer zweiten Schalteinrichtung (43 A, 54, 103) zur Erzeugung eines zweiten Stroms, der in Antwort auf ein arbeitszyklusmoduliertes, digitales Signal auf dem zweiten Leiter zwischen positiven und negativen Pegeln geschaltet wird, und
- ii. einer zweiten integrierten Schaltungseinrichtung (153, 151) zum Integrieren des zweiten Stroms zwecks Erzeugung einer analogen Ausgangsspannung, die die analoge Eingangsspannung genau repräsentiert.
3. Isolationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste integrierende Schaltungseinrichtung
einen ersten Operationsverstärker (35) aufweist,
der an seinem ersten Eingang den analogen Eingangsstrom
empfängt, wobei der erste Eingang mit einem ersten Anschluß
eines ersten Kondensators (38) verbunden ist, dessen
zweiter Anschluß mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers
(35) verbunden ist.
4. Isolationsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Einrichtung zur Erzeugung des arbeitszyklusmodulierten
Signals einen Komparator (46) enthält,
dessen Ausgang mit dem ersten Leiter (47) verbunden
ist, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers
(35) verbunden ist, und dessen zweiter
Eingang eine Referenzspannung empfängt.
5. Isolationsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Komparator ein Hysterese-Komparator
ist.
6. Isolationsverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Referenzspannung ein periodisches
Rauschsignal enthält, und daß der Komparator auf das
Rauschsignal anspricht, um die Trägerfrequenz des Modulators
mit dem periodischen Rauschsignal zu synchronisieren,
um zu verhindern, daß der Modulator ein niedrigfrequentes
Schwebungssignal erzeugt.
7. Isolationsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite integrierende Schaltungseinrichtung
(153, 151) einen zweiten Operationsverstärker
aufweist, dessen erster Eingang ein arbeitszyklusmoduliertes,
digitales Signal empfängt und über die Isolationstrennung
auf den zweiten Leiter (131) gekoppelt ist, und
dessen zweiter Eingang eine Demodulator-Erdreferenzspannung
empfängt, einen zweiten Kondensator (151), dessen einer
Anschluß mit dem ersten Eingang des zweiten Operationsverstärkers
(153) und dessen zweiter Anschluß mit dem
Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (153) verbunden
ist, sowie eine Abtast- und Halteschaltung (152) besitzt,
deren analoger Eingang mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers
und deren analoger Ausgang mit einem ersten
Anschluß eines Ausgangswiderstands (158) verbunden
sind, dessen zweiter Anschluß mit dem ersten Eingang des
zweiten Operationsverstärkers (153) verbunden ist, wobei
die analoge Ausgangsspannung auf dem Analogausgangsleiter
(164) der Abtast- und Halteschaltung (152) erzeugt wird
und die Abtast- und Halteschaltung einen Abtaststeuereingang
aufweist, der mit dem zweiten Leiter (131) verbunden
ist.
8. Isolationsverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Abtast- und Halteschaltung eine Eimerketten-
Abtast- und -Halteschaltung ist.
9. Isolationsverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eimerketten-Abtast- und -Halteschaltung
folgende Einrichtungen enthält:
- (a) eine erste Abtast- und Halteschaltung (60, 66) mit
- i. einem dritten Operationsverstärker (60) mit einem ersten Eingang (161) zum Empfang eines analogen Eingangssignals, und mit einem ersten Ausgang (62),
- ii. einem vierten Operationsverstärker (66) mit einem ersten Eingang (65) und einem Ausgang (71), und
- iii. einer ersten Schalteinrichtung (180) zum Verbinden des ersten Ausgangs (62) des dritten Operationsverstärkers (60) mit dem ersten Eingang (65) des vierten Operationsverstärkers (66) in Antwort auf ein erstes Abtaststeuersignal (173),
- (b) eine zweite Abtast- und Halteschaltung (72, 81) mit
- i. einem fünften Operationsverstärker (72) mit einem ersten Eingang (71), der mit dem Ausgang des vierten Operationsverstärkers verbunden ist und mit einem ersten Ausgang (79),
- ii. einem sechsten Operationsverstärker (81) mit einem ersten Eingang (82) und einem Ausgang (164) und
- iii. einer zweiten Schalteinrichtung (181) zum Verbinden des ersten Ausgangs (79) des fünften Operationsverstärkers (72) mit dem ersten Eingang (82) des sechsten Operationsverstärkers (81) in Antwort auf das erste Abtaststeuersignal (173).
10. Isolationsverstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eimerketten-Abtast- und Halteschaltung
Einrichtungen enthält, die in Antwort auf einen ersten
Pegel des ersten Abtaststeuersignals wiederholt die
folgende Sequenz von Operationen durchführen:
- (1) die erste Schalteinrichtung (180) wird so angesteuert, daß sie den ersten Ausgang (62) des dritten Operationsverstärkers (60) mit dem ersten Eingang (65) des vierten Operationsverstärkers (66) verbindet, um das analoge Eingangssignal (161) zum vierten Operationsverstärker (66) zu liefern und am Ausgang (71) des vierten Operationsverstärkers (66) zu halten,
- (2) die erste Schalteinrichtung (180) wird so angesteuert, daß sie den ersten Ausgang (62) des dritten Operationsverstärkers (60) vom ersten Eingang (65) des vierten Operationsverstärkers (66) in Antwort auf einen zweiten Pegel des ersten Abtaststeuersignals (173) trennt, so daß ein erster Wert des analogen Eingangssignals (161), der unmittelbar vor der Trennung erhalten worden ist, am Ausgang (71) des vierten Operationsverstärkers (66) und am ersten Eingang des fünften Operationsverstärkers (72) gehalten wird,
- (3) die zweite Schalteinrichtung (181) wird so angesteuert, daß sie den ersten Ausgang (79) des fünften Operationsverstärkers (72) mit dem ersten Eingang (82) des sechsten Operationsverstärkers (81) verbindet, um den ersten Wert zum sechsten Operationsverstärker (81) zu liefern und während des zweiten Pegels am Ausgang (164) des sechsten Operationsverstärkers (81) zu halten.
11. Arbeitszyklus-Modulatorschaltung, gekennzeichnet
durch die Kombination folgender Merkmale:
- (a) eine Einrichtung zum Empfang eines analogen Eingangsstroms,
- (b) eine erste Schalteinrichtung (91, 92, 93) zur Erzeugung eines ersten Stroms, der in Antwort auf ein Signal auf einem ersten Leiter (47) zwischen positiven und negativen Werten geschaltet wird,
- (c) eine erste integrierte Schaltungseinrichtung (35, 38) zum Integrieren einer algebraischen Summe aus dem analogen Eingangsstrom und dem ersten Strom zwecks Erzeugung einer Ausgangsspannung, die in Abhängigkeit davon, ob die algebraische Summe aus dem analogen Eingangsstrom und dem ersten Strom positiv oder negativ ist, ansteigt oder abfällt,
- (d) eine Einrichtung (46) zur Erzeugung eines arbeitszyklusmodulierten Signals auf dem ersten Leiter (47) mit einem ersten Pegel, wenn die Ausgangsspannung eine erste Schwellenspannung überschreitet, und mit einem zweiten Pegel, wenn die Ausgangsspannung kleiner als eine zweite Schwellenspannung ist, und
- (e) eine Einrichtung zur Steuerung der Frequenz der ersten Schalteinrichtung.
12. Demodulatorschaltung, gekennzeichnet durch die Kombination
folgender Merkmale:
- (a) eine erste Schaltungseinrichtung zum Empfang eines digitalen Eingangssignals, das zur Repräsentation eines analogen Eingangssignals (V EIN) moduliert ist, wobei die erste Schaltungseinrichtung in Antwort darauf ein Schaltsteuersignal (131) erzeugt, das eine Sequenz von Pulsen enthält,
- (b) eine erste Stromquelle (43 A),
- (c) eine Schalteinrichtung (54) zur elektrischen Verbindung der ersten Stromquelle mit einem ersten Summationsknotenpunkt (176) während der Pulse des Schaltsteuersignals,
- (d) eine integrierende Schaltungseinrichtung mit einem ersten Eingang, der mit dem ersten Summationsknotenpunkt verbunden ist, und mit einem Ausgang zum Integrieren eines Stroms, der vom ersten Summationsknotenpunkt zum ersten Eingang fließt,
- (e) eine Abtast- und Halteschaltung mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der integrierenden Schaltungseinrichtung verbunden ist, sowie mit einem Ausgang, wobei die Abtast- und Halteschaltung einen Abtaststeuereingang aufweist, der auf das digitale Eingangssignal anspricht, und
- (f) einen Rückkopplungswiderstand zwischen dem Ausgang der Abtast- und Halteschaltung und dem ersten Summationsknotenpunkt, wobei auf dem Ausgang der Abtast- und Halteschaltung ein analoges Ausgangssignal (V AUS) erscheint, das genau das analoge Eingangssignal repräsentiert, und wobei die Abtast- und Halteschaltung so betrieben wird, daß die Brummspannung im analogen Ausgangssignal wesentlich reduziert ist.
13. Abtast- und Halteschaltung, gekennzeichnet durch die
Kombination folgender Merkmale:
- (a) eine erste Abtast- und Halteschaltung (60, 66) mit
- i. einem ersten Operationsverstärker (60) mit einem ersten Eingang (161) zum Empfang eines analogen Eingangssignals, und mit einem ersten Ausgang (62),
- ii. einem zweiten Operationsverstärker (66) mit einem ersten Eingang (65) und einem Ausgang (71), und
- iii. einer ersten Schalteinrichtung (180) zum Verbinden des ersten Ausgangs (62) des ersten Operationsverstärkers (60) mit dem ersten Eingang (65) des zweiten Operationsverstärkers (66) in Antwort auf ein erstes Abtaststeuersignal (173), und
- (b) eine zweite Abtast- und Halteschaltung (72, 81) mit
- i. einem dritten Operationsverstärker (72) mit einem ersten Eingang (71), der mit dem Ausgang des Abtast- Operationsverstärkers (66) verbunden ist, und mit einem ersten Ausgang (79),
- ii. einem vierten Operationsverstärker (81) mit einem ersten Eingang (82) und einem Ausgang (164), und
- iii. einer zweiten Schalteinrichtung (181) zur Verbindung des ersten Ausgangs (79) des dritten Operationsverstärkers (72) mit dem ersten Eingang (82) des vierten Operationsverstärkers (81) in Antwort auf das erste Abtaststeuersignal (173).
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/114,654 US4843339A (en) | 1987-10-28 | 1987-10-28 | Isolation amplifier including precision voltage-to-duty-cycle converter and low ripple, high bandwidth charge balance demodulator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3836805A1 true DE3836805A1 (de) | 1989-05-11 |
DE3836805C2 DE3836805C2 (de) | 1999-07-15 |
Family
ID=22356593
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3836805A Expired - Fee Related DE3836805C2 (de) | 1987-10-28 | 1988-10-28 | Isolationsverstärker mit genauem Spannungs/Arbeitszyklus-Konverter, niedriger Brummspannung, großer Bandbreite und ladungsabgeglichenem Demodulator |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4843339A (de) |
JP (1) | JPH0760979B2 (de) |
DE (1) | DE3836805C2 (de) |
FR (1) | FR2622751A1 (de) |
GB (1) | GB2211687B (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8345779B2 (en) | 2008-04-01 | 2013-01-01 | Microsemi Corporation | Pulse transformer driver |
US9293997B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-03-22 | Analog Devices Global | Isolated error amplifier for isolated power supplies |
Families Citing this family (63)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0724370B2 (ja) * | 1989-10-06 | 1995-03-15 | 株式会社東芝 | Fm復調回路 |
US5287107A (en) * | 1992-06-05 | 1994-02-15 | Hewlett-Packard Company | Optical isolation amplifier with sigma-delta modulation |
US5654984A (en) * | 1993-12-03 | 1997-08-05 | Silicon Systems, Inc. | Signal modulation across capacitors |
ATE265119T1 (de) * | 1995-10-20 | 2004-05-15 | Silicon Labs Isolation Inc | Telefontrennungsvorrichtung |
US5777512A (en) * | 1996-06-20 | 1998-07-07 | Tripath Technology, Inc. | Method and apparatus for oversampled, noise-shaping, mixed-signal processing |
US6054918A (en) * | 1996-09-30 | 2000-04-25 | Advanced Micro Devices, Inc. | Self-timed differential comparator |
US6084450A (en) * | 1997-01-14 | 2000-07-04 | The Regents Of The University Of California | PWM controller with one cycle response |
US6222922B1 (en) | 1997-04-22 | 2001-04-24 | Silicon Laboratories, Inc. | Loop current monitor circuitry and method for a communication system |
US6298133B1 (en) | 1997-04-22 | 2001-10-02 | Silicon Laboratories, Inc. | Telephone line interface architecture using ringer inputs for caller ID data |
US6498825B1 (en) * | 1997-04-22 | 2002-12-24 | Silicon Laboratories Inc. | Digital access arrangement circuitry and method for connecting to phone lines having a DC holding circuit with programmable current limiting |
US6137827A (en) | 1997-04-22 | 2000-10-24 | Silicon Laboratories, Inc. | Isolation system with digital communication across a capacitive barrier |
US6456712B1 (en) | 1997-04-22 | 2002-09-24 | Silicon Laboratories Inc. | Separation of ring detection functions across isolation barrier for minimum power |
US6167132A (en) * | 1997-04-22 | 2000-12-26 | Silicon Laboratories, Inc. | Analog successive approximation (SAR) analog-to-digital converter (ADC) |
US6385235B1 (en) | 1997-04-22 | 2002-05-07 | Silicon Laboratories, Inc. | Direct digital access arrangement circuitry and method for connecting to phone lines |
US6307891B1 (en) | 1997-04-22 | 2001-10-23 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for freezing a communication link during a disruptive event |
US6442271B1 (en) | 1997-04-22 | 2002-08-27 | Silicon Laboratories, Inc. | Digital isolation system with low power mode |
US6522745B1 (en) | 1997-04-22 | 2003-02-18 | Silicon Laboratories Inc. | Digital access arrangement circuitry and method having a synthesized ringer impedance for connecting to phone lines |
US6823066B1 (en) * | 1997-04-22 | 2004-11-23 | Silicon Laboratories Inc. | Digital access arrangement circuitry and method having current ramping control of the hookswitch |
US6201865B1 (en) | 1997-04-22 | 2001-03-13 | Silicon Laboratories, Inc. | Digital access arrangement circuitry and method for connecting to phone lines having a DC holding circuit with switchable time constants |
US6430229B1 (en) | 1997-04-22 | 2002-08-06 | Silicon Laboratories Inc. | Capacitive isolation system with digital communication and power transfer |
US6339048B1 (en) * | 1999-12-23 | 2002-01-15 | Elementis Specialties, Inc. | Oil and oil invert emulsion drilling fluids with improved anti-settling properties |
US6167134A (en) * | 1997-04-22 | 2000-12-26 | Silicon Laboratories, Inc. | External resistor and method to minimize power dissipation in DC holding circuitry for a communication system |
US6442213B1 (en) | 1997-04-22 | 2002-08-27 | Silicon Laboratories Inc. | Digital isolation system with hybrid circuit in ADC calibration loop |
US6160885A (en) * | 1997-04-22 | 2000-12-12 | Silicon Laboratories, Inc. | Caller ID circuit powered through hookswitch devices |
US6516024B1 (en) | 1997-04-22 | 2003-02-04 | Silicon Laboratories Inc. | Digital access arrangement circuitry and method for connecting to phone lines having a DC holding circuit with low distortion and current limiting |
US6587560B1 (en) * | 1997-04-22 | 2003-07-01 | Silicon Laboratories Inc. | Low voltage circuits powered by the phone line |
US6408034B1 (en) | 1997-04-22 | 2002-06-18 | Silicon Laboratories, Inc. | Framed delta sigma data with unlikely delta sigma data patterns |
US5870046A (en) | 1997-04-22 | 1999-02-09 | Silicon Laboratories Inc. | Analog isolation system with digital communication across a capacitive barrier |
US6144326A (en) | 1997-04-22 | 2000-11-07 | Silicon Laboratories, Inc. | Digital isolation system with ADC offset calibration |
US6104794A (en) * | 1997-04-22 | 2000-08-15 | Silicon Laboratories, Inc. | Architecture for minimum loop current during ringing and caller ID |
US6289070B1 (en) | 1997-04-22 | 2001-09-11 | Silicon Laboratories, Inc. | Digital isolation system with ADC offset calibration including coarse offset |
US5974089A (en) * | 1997-07-22 | 1999-10-26 | Tripath Technology, Inc. | Method and apparatus for performance improvement by qualifying pulses in an oversampled noise-shaping signal processor |
US5909153A (en) * | 1998-02-05 | 1999-06-01 | Tripath Technology, Inc. | Method and apparatus for compensating for delays in modulator loops |
US6169801B1 (en) | 1998-03-16 | 2001-01-02 | Midcom, Inc. | Digital isolation apparatus and method |
EP1085413B1 (de) * | 1999-09-14 | 2003-08-20 | STMicroelectronics S.r.l. | Elektronische integrierte Schaltung mit Trimmmittel und Verfahren dafür |
WO2001061863A1 (en) * | 2000-02-17 | 2001-08-23 | Analog Devices, Inc. | Isolation system with analog communication across an isolation barrier |
US6414560B2 (en) | 2000-03-03 | 2002-07-02 | Tripath Technology, Inc. | Loop delay compensation for a digital power amplifier |
US6970503B1 (en) | 2000-04-21 | 2005-11-29 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for converting analog signal to pulse-width-modulated signal |
WO2002035724A1 (en) * | 2000-10-23 | 2002-05-02 | Motorola, Inc. | Apparatus for full duplex communications over a single wire |
CA2362104A1 (en) * | 2000-10-30 | 2002-04-30 | Simon Fraser University | High efficiency power amplifier systems and methods |
GB0110340D0 (en) * | 2001-04-27 | 2001-06-20 | Watts Robert D | A signal processing circuit |
EP1394972B1 (de) * | 2002-09-02 | 2006-03-01 | STMicroelectronics S.r.l. | Hochgeschwindigkeitschnittstelle für Funkanlagen |
US7023267B2 (en) * | 2004-02-17 | 2006-04-04 | Prophesi Technologies, Inc. | Switching power amplifier using a frequency translating delta sigma modulator |
US7623990B2 (en) * | 2004-11-03 | 2009-11-24 | Draeger Medical Systems, Inc. | System for reducing signal interference in modulated signal communication |
US7142047B2 (en) * | 2004-11-29 | 2006-11-28 | Tripath Technology, Inc. | Offset cancellation in a switching amplifier |
US7474149B2 (en) * | 2005-03-25 | 2009-01-06 | Pulsewave Rf, Inc. | Radio frequency power amplifier and method using a controlled supply |
US7352237B2 (en) * | 2005-03-25 | 2008-04-01 | Pulsewave Rf, Inc. | Radio frequency power amplifier and corresponding method |
CN101512910A (zh) * | 2005-04-28 | 2009-08-19 | 脉波Rf公司 | 射频功率放大器及采用多个反馈系统的方法 |
US7283001B2 (en) * | 2005-05-12 | 2007-10-16 | Cirrus Logic, Inc. | Noise-shaping amplifier with waveform lock |
US8279312B2 (en) * | 2005-11-24 | 2012-10-02 | Stmicroelectronics S.A. | Image sensor element with multiple outputs |
US7432697B2 (en) | 2006-02-21 | 2008-10-07 | Abb Technology Ltd. | Universal input device for a tap changer |
KR100871828B1 (ko) * | 2007-01-29 | 2008-12-03 | 삼성전자주식회사 | 히스테리시스 특성을 이용한 싱글 슬로프 adc와 그 변환 방법, 및 상기 싱글 슬로프 adc를 구비하는 cmos 이미지 센서 |
JP4553395B2 (ja) * | 2007-06-15 | 2010-09-29 | シャープ株式会社 | オシロスコープおよびそれを用いた半導体評価装置 |
US7429850B1 (en) | 2008-03-31 | 2008-09-30 | International Business Machines Corporation | Bias voltage converter |
JP2011160096A (ja) * | 2010-01-29 | 2011-08-18 | Toshiba Corp | 光送信回路、光受信回路及び光結合型絶縁回路 |
TWI465011B (zh) * | 2011-06-02 | 2014-12-11 | Richtek Technology Corp | Pwm電壓調節器的控制電路及方法 |
DK3178165T3 (da) * | 2014-08-08 | 2022-05-02 | Pr Electronics As | System og metode til modulering og demodulering |
CN106888011B (zh) * | 2017-01-09 | 2023-06-13 | 四川埃姆克伺服科技有限公司 | 一种用于伺服控制器的电阻型模拟量输入接口电路 |
US10361684B2 (en) * | 2017-07-19 | 2019-07-23 | Invecas, Inc. | Duty cycle detection |
CN108469775B (zh) * | 2018-06-29 | 2023-11-28 | 赵明 | 一种4~20mA信号隔离电路及多功能隔离变送器 |
US11519754B2 (en) * | 2020-05-29 | 2022-12-06 | Analog Devices International Unlimited Company | Isolation amplifier with reference signal transfer |
CN112019173B (zh) * | 2020-10-23 | 2021-03-19 | 上海川土微电子有限公司 | 一种隔离放大器 |
CN115955221B (zh) * | 2023-03-14 | 2023-07-21 | 昂赛微电子(上海)有限公司 | 高侧电压比较电路及其控制方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3876949A (en) * | 1971-10-05 | 1975-04-08 | Commissariat Energie Atomique | Phase-shift cell and a phase shifter for the application of said cell |
US4408166A (en) * | 1980-12-29 | 1983-10-04 | Altex Scientific, Inc. | Pulse width modulation decoder |
US4504793A (en) * | 1982-01-29 | 1985-03-12 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Pulse-width modulation circuit |
Family Cites Families (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1161112A (en) * | 1965-06-14 | 1969-08-13 | Hawker Siddeley Dynamics Ltd | Improvements in or relating to Pulse-Width Modulators |
GB1239922A (en) * | 1967-04-27 | 1971-07-21 | K D G Instr Ltd | Modulated pulse computing circuits |
US3537022A (en) * | 1968-01-10 | 1970-10-27 | Hewlett Packard Co | Signal translating circuit |
US3636458A (en) * | 1968-10-16 | 1972-01-18 | Yokogawa Electric Works Ltd | Periodic averaging circuit |
US3596191A (en) * | 1969-06-30 | 1971-07-27 | Ibm | Sampling circuit |
US3740586A (en) * | 1971-12-13 | 1973-06-19 | Electro Dev Corp | Pulse width - dc converter compensating for pulse repetition rate changes |
FR2255750A1 (de) * | 1973-12-21 | 1975-07-18 | Siemens Ag | |
US3936674A (en) * | 1974-03-05 | 1976-02-03 | Sandoz, Inc. | Rate signal generator circuit |
JPS5375839A (en) * | 1976-12-17 | 1978-07-05 | Roland Corp | Electronic delay circuit |
JPS548353U (de) * | 1977-06-20 | 1979-01-19 | ||
JPS548354U (de) * | 1977-06-20 | 1979-01-19 | ||
US4156923A (en) * | 1977-10-17 | 1979-05-29 | Westinghouse Electric Corp. | Method and apparatus for performing matrix multiplication or analog signal correlation |
US4166248A (en) * | 1977-11-25 | 1979-08-28 | Ford Motor Company | Sample and hold frequency to voltage converter circuit |
JPS6017167B2 (ja) * | 1978-05-23 | 1985-05-01 | ソニー株式会社 | パルス巾変調信号増幅回路 |
DE2928371C2 (de) * | 1979-07-13 | 1982-07-01 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur Synchronisation von Zeitperioden zur Behandlung von Meßsignalen |
US4302689A (en) * | 1979-08-02 | 1981-11-24 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | Sample and hold circuit |
US4415863A (en) * | 1981-03-24 | 1983-11-15 | Pioneer Electronic Corporation | Pulse width modulation amplifier |
GB2119084B (en) * | 1982-04-13 | 1985-06-05 | Rolls Royce | Pyrometer signal processing |
GB2157519A (en) * | 1984-04-14 | 1985-10-23 | Coorosh Sabet | A sample and hold circuit |
JPS6121100U (ja) * | 1984-07-06 | 1986-02-06 | 株式会社東芝 | サンプリングアンドホ−ルド回路 |
-
1987
- 1987-10-28 US US07/114,654 patent/US4843339A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-06-10 GB GB8813750A patent/GB2211687B/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-07-12 JP JP63173623A patent/JPH0760979B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-10 FR FR8810790A patent/FR2622751A1/fr active Pending
- 1988-10-28 DE DE3836805A patent/DE3836805C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3876949A (en) * | 1971-10-05 | 1975-04-08 | Commissariat Energie Atomique | Phase-shift cell and a phase shifter for the application of said cell |
US4408166A (en) * | 1980-12-29 | 1983-10-04 | Altex Scientific, Inc. | Pulse width modulation decoder |
US4504793A (en) * | 1982-01-29 | 1985-03-12 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Pulse-width modulation circuit |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8345779B2 (en) | 2008-04-01 | 2013-01-01 | Microsemi Corporation | Pulse transformer driver |
US8599937B2 (en) | 2008-04-01 | 2013-12-03 | Microsemi Corporation | Pulse transformer driver |
US9293997B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-03-22 | Analog Devices Global | Isolated error amplifier for isolated power supplies |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2211687A (en) | 1989-07-05 |
JPH0760979B2 (ja) | 1995-06-28 |
JPH01129607A (ja) | 1989-05-22 |
DE3836805C2 (de) | 1999-07-15 |
FR2622751A1 (fr) | 1989-05-05 |
GB8813750D0 (en) | 1988-07-13 |
GB2211687B (en) | 1992-07-01 |
US4843339A (en) | 1989-06-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3836805C2 (de) | Isolationsverstärker mit genauem Spannungs/Arbeitszyklus-Konverter, niedriger Brummspannung, großer Bandbreite und ladungsabgeglichenem Demodulator | |
DE2926900C2 (de) | ||
DE2949461A1 (de) | Elektronisches energieverbrauchsmessgeraet | |
DE2430652C3 (de) | Analog-Digital-Wandler | |
DE2601789A1 (de) | Analog/digital-umsetzer | |
DE3623136C2 (de) | ||
DE2815671A1 (de) | Abstimmbares bandpassfilter und signalprozessor, welcher das abstimmbare bandpassfilter enthaelt | |
DE1762972B2 (de) | Steuerbare spannungsquelle | |
EP0014833B1 (de) | Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung eines Eintakt-Durchflussumrichters | |
DE2508850C2 (de) | Spannungsverstärker | |
DE2713443A1 (de) | Analog-digital-wandler, der ein pulsdichtemoduliertes ausgangssignal liefert | |
EP0540906B1 (de) | Phasenempfindliche Gleichrichteranordnung mit Integrationswirkung | |
DE2953968C2 (de) | Integrierende Analog-/Digital-Wandlerschaltung | |
DE3237386C2 (de) | ||
EP0250028A2 (de) | Schaltungsanordnung zur Kompensation von temperatur- und nichttemperatur-bedingtem Driften eines kapazitiven Sensors | |
DE2222182C2 (de) | Isolierter Digital-Analog-Wandler | |
DE2461576A1 (de) | Analog-digital-konverter | |
EP0134001B1 (de) | Elektronischer Elektrizitätszähler mit automatischem Offsetgrössen-Abgleich | |
DE1806905A1 (de) | Impulsformerschaltung | |
DE2800878A1 (de) | Programmierbares frequenzumsetzungsfilter | |
DE2933840C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Überprüfung und Steuerung der Koeffizienten eines analogen adaptiven Entzerrers | |
DE3401944A1 (de) | 1 bit/1 bit-digitalkorrelator | |
DE2847214C2 (de) | Bezugsspannungsquelle für Wechselspannungen | |
DE2800931A1 (de) | Frequenzumsetzungsfilter | |
EP0533964B1 (de) | Anordnung zum Bilden von Produktsignalen |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8125 | Change of the main classification |
Ipc: H03K 7/00 |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |