DE3836805C2

DE3836805C2 - Isolationsverstärker mit genauem Spannungs/Arbeitszyklus-Konverter, niedriger Brummspannung, großer Bandbreite und ladungsabgeglichenem Demodulator

Info

Publication number: DE3836805C2
Application number: DE3836805A
Authority: DE
Inventors: Rodney T Burt; Robert Mark Stitt
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1987-10-28
Filing date: 1988-10-28
Publication date: 1999-07-15
Anticipated expiration: 2008-10-29
Also published as: GB2211687A; JPH01129607A; US4843339A; DE3836805A1; JPH0760979B2; FR2622751A1; GB8813750D0; GB2211687B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Isolationsverstärker und auf Modulations- und Demodulationstechniken zum Einsatz in Isolationsverstärkern, die Schaltungseinrichtungen zur Um wandlung einer Spannung in eine Frequenz, eine Phase oder in eine Pulsbreite aufweisen. Ferner bezieht sich die Er findung auf eine Schaltungseinrichtung zur Rückwandlung einer derartigen Größe in ein Spannungs- oder Stromsignal, das repräsentativ für die ursprüngliche Analogspannung ist. Darüber hinaus ist die Erfindung auf eine hochgenaue Spannungs-/Arbeitszyklus-Umwandlungstechnik zur Rückwand lung der genannten Größen in ein Analogsignal gerichtet, das die ursprüngliche Eingangsspannung repräsentiert, wo bei besonderes Gewicht auf geringes Brummen und eine hohe Bandbreite gelegt ist.

Techniken zur Umwandlung einer Spannung in einen Arbeits zyklus oder zur Umwandlung einer Spannung in eine Fre quenz kommen bei verschiedenen Anwendungen zum Einsatz. Die Zurückgewinnung einer analogen Eingangsspannung er folgt häufig mit Hilfe von Arbeitszyklus/Spannungs-Demodu latoren oder mit Hilfe von Frequenz/Spannungs-Demodulato ren. Beispiele sind Schaltungen zur Leistungsversorgungs umschaltung, Gleichspannungs/Gleichspannungs-Konverter und Isolationsverstärker. Üblicherweise wird eine Spannungs- Arbeitszyklus-Umwandlung so ausgeführt, daß eine lineare Spannung mit dreieckiger Wellenform mit einem analogen Eingangsspannungspegel verglichen wird. Dabei wird ein "1"-Pegel erzeugt, wenn die dreieckförmige Spannungswel lenform die analoge Eingangsspannung überschreitet, wäh rend ein "0"-Pegel erzeugt wird, wenn die dreieckige Span nungswellenform kleiner als die analoge Eingangsspannung ist. Steigt die analoge Eingangsspannung an, so vermindert sich der Arbeitszyklus der digitalen Ausgangswellenform proportional dazu. Die Genauigkeit der Spannungs/Arbeits zyklus-Übertragungsfunktion hängt in großem Maße von der Linearität der dreieckförmigen Wellenform und von der Ge nauigkeit des verwendeten Komparators ab, wobei ein Teil der Information innerhalb der analogen Eingangsspannung verlorengeht. Die Genauigkeit der herkömmlichen Spannungs/ Arbeitszyklus-Umwandlungsschaltungen wird darüber hinaus auch durch Eingangsoffsetfehler beeinflußt, also durch Fehler in der Beziehung zwischen einem Nullwert der analo gen Eingangsspannung und den entsprechenden 50% Arbeits zyklus der arbeitszyklusmodulierten (DCM), digitalen Aus gangswellenform.

US-4,504,793 offenbart eine Modulatorschaltung mit einem Operationsverstärker, einem Vergleicher und einer Rück kopplungsschaltung. Ein Ausgangssignal des Operationsverstär kers ist über einen Kondensator an dessen invertierenden Eingang zurückgekoppelt und wird ausserdem durch den Verglei cher mit einem Trägersignal, beispielsweise einem Sinus-, Dreieck-, oder Sägezahnsignal, verglichen. Das Ausgangssignal des Vergleichers ist ebenfalls an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers zurückgekoppelt.

US-4,408,166 zeigt einen Decoder für pulsbreitenmodulierte Signale mit einem Integrator und einer Abtast-/Halteschaltung, deren Ausgangssignal an den Eingang des Integrators zurückgekoppelt ist.

US-3,876,949 offenbart eine Phasenverschiebungszelle und einen aperiodischen Pulssignalgenerator mit mehreren solchen Zellen.

Der Anmelderin sind ferner ladungsabgeglichene Demodulatoren bekannt, bei denen eine Frequenz in eine Spannung oder ein Arbeitszyklus in eine Spannung umgewandelt werden. Diese Schaltungen empfangen ein frequenzmoduliertes oder ein ar beitszykluscodiertes Eingangspulssignal. Dieses Signal wird typischerweise zunächst einem Hochpaßfilter zugeführt und dann zum Eingang einer geeigneten Demodulations-Inter faceschaltung geliefert, die z. B. eine monostabile (one- shot) Schaltung für einen Frequenz/Spannungs-Wandler oder eine kanten- bzw. flankengetriggerte Halteschaltung für einen Arbeitszyklus/Spannungs-Wandler sein kann. Der Aus gang der Demodulations-Interfaceschaltung steuert einen Schalter, über den ein Konstantreferenzstrom zu einem in vertierenden Eingang eines Operationsverstärkers fließt. Der nichtinvertierende Eingang ist mit Erde verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist über eine integrie rende Schaltung mit einem integrierenden Rückkopplungskon densator und einen parallelgeschalteten Rückkopplungswi derstand mit dem invertierenden Eingang verbunden. Der mittlere Strom durch den Rückkopplungskondensator muß Null sein, wobei die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers einen Wert annimmt, der erforderlich ist, um den invertie renden Eingang auf einer virtuellen Erdspannung zu halten. Die Übertragungscharakteristik der Ausgangsspannung zur modulierten Eingangssignalfrequenz oder zum Arbeitszyklus ist sehr genau, wobei jedoch die Ausgangsspannung eine sehr starke Brummspannung (Welligkeit) enthält. Zwar läßt sich die Brummspannung durch Vergrößerung der Rückkopp lungskapazität vermindern, jedoch wird dann die Bandbreite ebenfalls verringert. Der Kompromiß zwischen der Bandbrei te und der Brummspannung kann bei vielen Systemen nicht eingegangen werden, beispielsweise in Regelschleifen, bei denen einerseits das Brummen klein sein muß, andererseits eine geringe Bandbreite aber eine Schleifeninstabilität verursachen würde.

Neuere Techniken zur Minimierung der Brummspannung ohne Beeinflussung der Bandbreite sind wenig zufriedenstellend, da sie den Bereich der Trägerfrequenzen begrenzen, bei de nen der Demodulator arbeiten kann, oder weil sie die Ge nauigkeit der Übertragungscharakteristik vermindern. Wird z. B. ein Tiefpaßfilter in Reihe mit einem Ausgang verwen det, so ist dies nicht effektiv, wenn ein großer Betriebs frequenzbereich erforderlich ist. Filter dieser Art sind darüber hinaus teuer. Eine andere Technik besteht darin, einen ladungsabgeglichenen Demodulator als Rückkopplungs komponente in einer phasenstarren Schleife zu verwenden. Diese Technik ist jedoch nicht vielseitig einsetzbar und darüber hinaus komplex und teuer. Nach einer anderen Tech nik wird eine Abtast- und Halteschaltung am Demodulator ausgang verwendet, wobei sie den Ausgang zu einer bestimm ten Zeit während des Demodulationszyklus abtastet. Durch diese Technik entstehen häufig noch größere Fehler in der Schaltung als sie bereits ohnehin schon durch Offsets und Abtastzeitfehler in der Abtast- und Halteschaltung erzeugt werden.

Isolationsverstärker sind gemeinsame Anwendungen von Span nungs/Arbeitszyklus-Umwandlungsschaltungen und ladungsab geglichenen Demodulatoren. Die analoge Eingangsspannung wird in ein digitales Signal umgewandelt, dessen Arbeits zyklus die Amplitude der analogen Eingangsspannung reprä sentiert. Dieses digitale Signal läßt sich genau über eine Standardisolationssperre bzw. Standardisolationswand über tragen (standard isolation barrier), die beispielsweise eine optisch gekoppelte Einrichtung oder ein Transformator sein kann. Nach Übertragung über die Isolationssperre wird das Eingangsspannungssignal mit Hilfe eines Arbeitszyklus/ Spannungs-Demodulators rekonstruiert. Die Genauigkeit ei nes solchen Isolationsverstärkers ist jedoch durch die oben beschriebenen Fehler begrenzt, die in den herkömmli chen Spannungs/Arbeitszyklus-Konvertern und in den her kömmlichen ladungsabgeglichenen Demodulatoren auftreten.

Problematisch bei Demodulatoren in Schaltungen, wie z. B. Isolationsverstärkern, ist, daß Rauschsignale sehr dicht bei der Modulator/Demodulator-Trägersignalfrequenz liegen können. In diesem Fall erzeugt der Modulator ein Diffe renzsignal mit relativ niedriger Frequenz, das Trägersi gnal selbst sowie ein Summensignal mit einer Frequenz gleich der Summe aus dem Rauschsignal und dem Trägersi gnal. Im allgemeinen ist es einfach, das Trägersignal und das Summensignal herauszufiltern. Es ist jedoch schwierig, das Differenzsignal aufgrund seiner niedrigen Frequenz al lein herauszufiltern, ohne gleichzeitig auch das gewünsch te, niederfrequente Modulationssignal herauszufiltern.

Ein anderes Problem bei herkömmlichen Isolationsverstär kern besteht darin, eine genaue Übertragungsfunktion zu realisieren, die weitgehend unabhängig von der Temperatur und von Veränderungen der Betriebsparameter ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannungs/ Arbeitszyklus-Wandlerschaltung zu schaffen, deren Genauig keit von Nichtlinearitäten in einer dreieckigen Eingangs spannungswellenform unabhängig ist.

Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, einen ladungsabgegli chenen Demodulator zu schaffen, der eine niedrige Wellig keit bzw. ein niedriges Brummen und eine hohe Bandbreite aufweist, ohne daß dadurch die Genauigkeit der Übertra gungscharakteristik leidet.

Ein weiteres Ziel der Erfindung liegt darin, einen kosten günstigen und zuverlässigen Isolationsverstärker zu schaf fen, der sehr große und schnelle Änderungen in der Diffe renz zwischen den Grundspannungen (Erdspannungen) an ver schiedenen Seiten der Isolationssperre verarbeiten kann, und zwar ohne einen Verlust von Information oder Daten, wie dies bei herkömmlichen Isolationsverstärkern der Fall ist.

Die Erfindung ist durch Anspruch 1 definiert. Der erfindungsgemäße Isolationsverstärker enthält unter anderem eine Modulatorschaltung mit einer ersten Stromschalteinrichtung zur Erzeugung eines ersten Stroms, der in Antwort auf ein arbeitszyklusmodu liertes Signal zwischen positiven und negativen Werten hin- und hergeschaltet wird, wobei das arbeitszyklusmodu lierte Signal von der Modulatorschaltung in Antwort auf eine analoge Eingangsspannung erzeugt wird, und eine Iso lationssperre bzw. Isolationswand (isolation barrier) zur Übertragung des arbeitszyklusmodulierten Signals zu einer Demodulatorschaltung innerhalb des Isolationsverstärkers, wobei die Demodulatorschaltung eine zweite Stromschaltein richtung zur Erzeugung eines zweiten Stroms aufweist, der in Antwort auf das arbeitszyklusmodulierte Signal, das über die Isolationssperre übertragen worden ist, zwischen positiven und negativen Werten hin- und hergeschaltet wird.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der De modulator ein ladungsabgeglichener Demodulator (charge balanced demodulator), bei dem eine Abtast- und Halte schaltung einen Analogeingang aufweist, der mit einem Aus gang einer integrierenden Schaltung verbunden ist, die den zweiten Strom integriert, um einen Ausgang der Abtast- und Halteschaltung und eine analoge Ausgangsspannung zu erzeu gen, die die analoge Eingangsspannung genau repräsentiert. Die analoge Ausgangsspannung wird über einen Rückkopp lungswiderstand zum Eingang eines erfindungsgemäß vorgesehenen Operationsverstärkers zurückgekoppelt, der sich innerhalb der integrierenden Schaltung befindet. Ein Ladungsabgleichskondensator der integrierenden Schaltung liegt zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem Eingang des Operationsver stärkers. Im beschriebenen Ausführungsbeispiel stimmen die erste und die zweite Stromschalteinrichtung präzise über ein, um dieselben Verhältnisse von positiven zu negativen Werten in Antwort auf das arbeitszyklusmodulierte Signal zu erzeugen. Sowohl die Demodulatorschaltung als auch die Modulatorschaltung werden in getrennten Bereichen eines einzelnen, großen Halbleiterchips hergestellt. Trimmbare Komponenten werden präzise getrimmt, um eine genaue Über einstimmung zu erzielen. Der Halbleiterbaustein (Chip) wird dann in zwei separate Stücke zerteilt, um einen Modu latorbaustein und einen Demodulatorbaustein zu erhalten, die beide auf einer einzigen Unterlage bzw. in einem ein zigen Gehäuse angeordnet und mit Anschlüssen kleiner Kon densatoren verbunden werden, die die Isolationssperre bil den. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel enthält der Modulator eine integrierende Schaltung, die die algebrai sche Summe aus dem Eingangsstrom und dem ersten Strom in tegriert. Der Ausgang dieser integrierenden Schaltung ist mit einem Eingang eines Hysterese-Komparators verbunden, dessen Ausgang die erste Stromschalteinrichtung treibt.

Ein mit einem bekannten Rauschsignal synchronisiertes Si gnal wird an den anderen Eingang des Hysterese-Komparators gelegt, um die Modulator-Trägerfrequenz mit dem Rauschsi gnal zu synchronisieren. Hierdurch wird verhindert, daß der Modulator ein niedrigfrequentes Schwebungs- bzw. Über lagerungssignal erzeugt, das nur schwer wieder herausge filtert werden kann. Gemäß einem weiteren Ausführungsbei spiel ist die Abtast- und Halteschaltung durch eine soge nannte "Eimerketten"-Abtast- und Halteschaltung realisiert (bucket brigade sample and hold circuit), die zwei Abtast- und Halteschaltungen aufweist, welche kaskadenartig zusam mengeschaltet sind, um die Brummspannung (voltage ripple) in der analogen Ausgangsspannung weiter zu reduzieren.

Die Zeichnung stellt neben dem Stand der Technik Ausfüh rungsbeispiele der Erfindung dar. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines ladungsabgeglichenen Demodulators nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Signal-Zeit-Diagramm zur Erläuterung der Be triebsweise des ladungsabgeglichenen Demodulators nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Isola tionsverstärkers mit einem Spannungs/Arbeitszy klus-Modulator und einem Arbeitszyklus/Spannungs- Demodulator,

Fig. 4A ein Blockdiagramm eines Spannungs/Arbeitszyklus- Modulators zur Rückkopplung positiver und nega tiver Ströme sowie mit einem freilaufenden Oszil lator,

Fig. 4B einen Spannungs/Arbeitszyklus-Modulator zur Rück kopplung positiver und negativer Ströme sowie mit einem Hysterese-Komparator zur Einstellung einer internen Oszillatorfrequenz,

Fig. 4C ein Blockdiagramm eines Isolationsverstärkers mit einem Spannungs/Arbeitszyklus-Modulator nach Fig. 4B sowie mit einem Arbeitszyklus/Spannungs-Demo dulator,

Fig. 4D einen Isolationsverstärker mit einem Spannungs/ Arbeitszyklus-Modulator und einem Arbeitszyklus/ Spannungs-Demodulator, der eine Abtast- und Hal teschaltung innerhalb einer integrierenden Rück kopplungsschleife aufweist, um die ausgangsseiti ge Brummspannung zu reduzieren,

Fig. 5 ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Isola tionsverstärkers nach Fig. 4D,

Fig. 6 ein Zeitablaufdiagramm für die Schaltung nach Fig. 5,

Fig. 7 eine sogenannte Eimerketten-Abtast- und Halte schaltung, die innerhalb der Schaltung nach Fig. 5 zum Einsatz kommen kann,

Fig. 8 ein Zeitdiagramm für die Abtast- und Halteschal tung nach Fig. 7,

Fig. 9 ein Diagramm zur Erläuterung der Herstellung von Modulator- und Demodulatorabschnitten eines Iso lationsverstärkers auf einem einzelnen Halblei terchip, der in zwei Hälften unterteilt wird, um einen separaten Modulator- und Demodulatorchip zu erhalten, die auf einer gemeinsamen Unterlage oder in einem gemeinsamen Gehäuse angeordnet wer den, und zwar zu beiden Seiten einer Isolations trennkomponente, und

Fig. 10 ein Schaltdiagramm einer Stromquellenschaltung, die in den Schaltungen nach den Fig. 1, 4A bis 4D und 5 zum Einsatz kommen kann.

Gemäß Fig. 1 empfängt eine ladungsabgeglichene Demodula torschaltung 1 eine digitale Eingangsspannung V_EIN an ei nem Leiter 2, der mit einem Anschluß eines Kondensators 3 verbunden ist. Der andere Anschluß des Kondensators 3 ist über einen Leiter 6 mit einem Anschluß eines Widerstands 4 verbunden, dessen anderer Anschluß mit einem Demodulator- Erdleiter 5 verbunden ist. Ferner ist der genannte andere Anschluß des Kondensators 3 mit einem Anschluß eines Wi derstands 7 verbunden, dessen anderer Anschluß an einer positiven Versorgungsspannung +V liegt. Der Leiter 6 ist außerdem mit einem Abtaststeuereingang einer Abtast- und Halteschaltung 22 sowie mit einer Demodulations-Interface- Schaltung 8 verbunden. Die Demodulations-Interface-Schal tung 8 kann einen kanten- bzw. flankengesteuerten Flip- Flop zum Einschalten eines Schalters 12 in Antwort auf ei nen positiven Puls sowie zum Ausschalten des Schalters 12 in Antwort auf einen negativen Puls aufweisen, um einen Arbeitszyklus (duty-cycle) in eine Spannung umzuwandeln. Der Ausgang der Demodulations-Interface-Schaltung 8 ist über einen Leiter 11 mit einem Steuereingang des Schalters 12 verbunden, der z. B. ein JFET (Junction-Feldeffekt- Transistor) sein kann. Die stromführenden Anschlüsse des Schalters 12 sind mit einer als Referenzstromquelle arbei tenden Konstantstromquelle 13 verbunden, die einen Refe renzstrom I_REFERENZ liefert. Der andere stromführende An schluß des Schalters 12, der nicht mit der Referenzstrom quelle 13 verbunden ist, ist über einen Leiter 14 mit ei nem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 15 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Operations verstärkers 15 ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbun den. Ferner ist der Leiter 14 mit einer zweiten Konstant stromquelle 16 verbunden, durch die hindurch ein konstan ter Offsetstrom I_OFFSET fließt. Der Ausgang 17 des Opera tionsverstärkers 15 ist mit einem Anschluß eines Ladungs abgleichskondensators 18 verbunden, dessen anderer An schluß mit dem Leiter 14 verbunden ist. Außerdem ist der Leiter 17 mit einem Analogspannungseingang der Abtast- und Halteschaltung 22 verbunden, deren Ausgang mit einem Lei ter 23 verbunden ist, auf dem die Ausgangsspannung V_AUS erscheint. Ein Rückkopplungswiderstand 21 mit einem Wider standswert R1 liegt zwischen den Leitern 14 und 23.

Entsprechend Fig. 2 stellt V_EIN(DCM) eine Wellenform 2 ei ner arbeitszyklusmodulierten Spannung dar, wobei diese Wellenform 2 ein analoges Eingangssignal repräsentiert. Die ins Positive gehende Flanke von V_EIN(DCM) steuert eine Differenzierschaltung oder ein Hochpaßfilter mit einem Kondensator 3 sowie den Widerständen 4 und 7 derart an, daß eine Wellenform 6 auf dem Leiter 6 erzeugt wird. Statt der Schaltung mit den Elementen 3, 4 und 7 kann auch eine monostabile Schaltung (one-shot circuit) zum Einsatz kom men. Die gestrichelt eingezeichnete Linie 22A in der Wel lenform 6 gibt die Abtastschwellenspannung der Abtast- und Halteschaltung 22 an. Die Demodulations-Interface-Schal tung 8 spricht auf die ins Positive gehenden Kanten bzw. Flanken der positiven Spitzen in der Wellenform 6 an, um den Schalter 12 einzuschalten, wie durch den Knotenpunkt 11 veranschaulicht ist. Die ins Negative gehenden Kanten bzw. Flanken der negativen Pulse der Wellenform 6 schalten den Schalter 12 aus. Die Abtastzeit 24 wird durch diejeni gen Zeitpunkte bestimmt, zu denen die ins Positive ge henden Flanken und die ins Negative gehenden Flanken der positiven Pulse der Wellenform 6 die Abtastschwellenspan nung 22A schneiden.

Liegt die Spannung auf dem Leiter 6 oberhalb des Schwel lenpegels 22A, so folgt die Ausgangsspannung V_AUS auf dem Leiter 23 präzise derjenigen Spannung, die auf dem Leiter 17 über den Ausgang des Operationsverstärkers 15 erhalten wird. Fällt dagegen die Spannung auf dem Leiter 6 unter den Abtastschwellenpegel 22A, so wird die Spannung V_AUS auf dem Leiter 23 präzise auf ihrem momentanen Wert gehal ten, bis die Spannung der Wellenform 6 wieder den Abtast schwellenpegel 22A übersteigt. Verschiedene und kommer ziell erhältliche Schaltungen lassen sich zu diesem Zweck verwenden, bei denen z. B. eine neue Abtast- und Halte technik zur Anwendung gelangt, wie in den Fig. 7 und 8 ge zeigt ist.

Die Länge der Abtastzeit 24 wird durch das Ansprechverhal ten der Hochpaß-Filterschaltung 3, 4, 7 auf die arbeitszy klusmodulierte Eingangsspannung V_EIN(DCM) bestimmt. Infol ge der Rückkopplungsschleife vom Leiter 23 über den Wider stand 21 zum Leiter 14 wird der Strom durch den Widerstand 21 exakt gleich der Summe aus I_OFFSET und dem mittleren geschalteten Referenzstrom I_REFERENZ. Der Wert von I_OFFSET kann zur Einstellung von V_AUS verändert werden, ohne daß dadurch die Übertragungsfunktion zwischen V_EIN(DCM) und V_AUS beeinflußt wird. Aufgrund des Ladungsabgleichs des Kondensators 18 und aufgrund der Tatsache, daß der Strom durch den Widerstand 21 nur proportional zu V_AUS ist, ist die Genauigkeit des Demodulators 1 unabhängig von der Ge nauigkeit der Abtast- und Halteschaltung 22, die nur die Welligkeitseigenschaften der Wellenform 17 verändert. Die Abtastzeit 24 wird durch den Pegel der Abtastschwellen spannung 22A und die Abfallzeit des Hochpaßfilters 3, 4, 7 bestimmt. Die Rückkopplungsschleife mit dem Kondensator 18 und dem Widerstand 21 hält den Leiter 14 auf einer vir tuellen Erdspannung, die gleich der Spannung des Demodula tor-Erdleiters 5 ist. Die Wellenform 17 ist eine dreiecki ge Wellenform, die sich aufgrund der Aufladung und Entla dung des Kondensators 18 mit konstanten Strömen über den Widerstand 21 sowie infolge des Differenzstroms zwischen I_OFFSET und dem geschalteten Strom I_REFERENZ ergibt, wel cher vom Schaltzustand des Schalters 12 abhängt. Der durch die Wellenform 23 angegebene Wert von V_AUS ist ein Abtast wert der Wellenform 17 während der Abtastzeit 24, wobei der letzte abgetastete Wert während der Abtastzeit 24 nach Ablauf der Abtastzeit 24 konstant gehalten wird. Kann ein langsames Abfallen von V_AUS wahrend der gesamten Periode vernachlässigt werden, so ist die Welligkeit gegenüber derjenigen der Wellenform 17 um den Faktor

1/[2f . (Abtastzeit 24)]

reduziert. Diese Schaltung liefert somit eine Welligkeits verminderung um einen Faktor, der etwa 100- bis 1000-mal oberhalb desjenigen liegt, der ohne Abtast- und Halte schaltung 22 erhalten wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß der ladungsabgeglichene De modulator nach Fig. 1 nicht uneingeschränkt stabil ist, jedoch uneingeschränkt stabil für alle Eingangsfrequenzen oberhalb der kritischen kompensierten Frequenz von 1/R1 . C1, wobei R1 der Widerstandswert des Widerstands 21 und C1 die Kapazität des Kondensators 18 sind. Tatsächlich verwendete phasenmodulierte Träger weisen üblicherweise eine Minimumfrequenz auf, die oberhalb dieses Werts liegt.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 3 ein her kömmlicher Isolationsverstärker näher beschrieben. Der Isolationsverstärker enthält eine Modulationsschaltung zur Umwandlung einer Spannung in einen Arbeitszyklus (voltage- to-duty-cycle modulation circuit), die einen Komparator 46 sowie einen Generator 58 zur Erzeugung einer hochgenauen Dreieck-Wellenform aufweist, der zwischen einem Modulator- Erdleiter 36 und einem invertierenden Eingang des Kompara tors 46 liegt. Eine analoge Eingangsspannung V_EIN wird über einen Leiter 32 zum nichtinvertierenden Eingang des Komparators 46 geliefert. Der Ausgang des Komparators 46 ist mit einem Anschluß eines Isolationstrennkondensators 131 oder einer anderen Einrichtung zur Signalkopplung ver bunden, dessen anderer Anschluß mit einem Eingang einer Schalteinrichtung 54 verbunden ist. Die Schalteinrichtung 54 koppelt eine "2I-Stromquelle" 43A mit einer Stromquelle 103, die einen Konstantstrom I erzeugt. Die Schalteinrich tung 43A, 54, 103 wird auch als "I-2I Stromschalter" be zeichnet, welche in Abhängigkeit des Zustands der Schalt einrichtung 54 einen positiven oder negativen Strom I in den Leiter 164 treibt oder aus diesem zieht.

Eine Integrationsschaltung enthält einen Widerstand 57, der zwischen dem Leiter 164 und dem Demodulator-Erdleiter 5 liegt, sowie einen Kondensator 56 zwischen dem Leiter 164 und dem Demodulator-Erdleiter 5. Diese Integrations schaltung integriert das arbeitszyklusmodulierte Signal, das am Ausgang des Komparators 46 erhalten und über den Isolationstrennkondensator 131 übertragen wird. Der I-2I Stromschalter 54 bildet somit in Kombination mit der Inte grationsschaltung 56, 57 einen Arbeitszyklus/Spannungs-De modulator. Die Ausgangswelligkeitsspannungskomponente von V_AUS läßt sich durch Erhöhung der Kapazität des Kondensa tors 56 vermindern, jedoch wird dabei die Bandbreite des Isolationsverstärkers entsprechend reduziert. Die Lineari tät dieses Isolationsverstärkers hängt direkt von der Li nearität der vom Generator 58 erzeugten Dreieck-Wellenform ab.

In Übereinstimmung mit der Erfindung enthält die in Fig. 4A gezeigte Arbeitszyklus-Modulationsschaltung eine Rück kopplungsschleife, die den Ausgang des Komparators 46 über einen Leiter 47, einen I-2I Stromschalter 91, 92, 93 und einen Leiter 34 mit dem invertierenden Eingang eines Ope rationsverstärkers 35 verbindet. Der Ausgangsleiter 37 des Operationsverstärkers 35 ist über einen Rückkopplungskon densator 38 mit dem Leiter 34 verbunden. Der Leiter 34 ist ferner über einen Eingangswiderstand 33 mit einem Wider standswert R_EIN mit einem Eingangsleiter 32 verbunden, der eine analoge Spannung V_EIN empfängt, die einen Eingangs strom I_EIN gleich V_EIN/R_EIN durch den Widerstand 33 flie ßen läßt. Der Modulator-Erdleiter 36 ist mit dem nichtin vertierenden Eingang des Operationsverstärkers 35 verbun den. Der Verstärkerausgangsleiter 37 ist mit dem nichtin vertierenden Eingang des Komparators 46 verbunden.

Diese Schaltung arbeitet so, daß über dem Leiter 34 entwe der +I oder -I zum Strom I_EIN hinzuaddiert werden. Hier durch wird die Integrationseinrichtung mit dem Widerstand 33, dem Operationsverstärker 35 und dem Kondensator 38 so angesteuert, daß sie die Schwellenspannung variiert, die über den Leiter 37 zum nichtinvertierenden Eingang des Komparators 46 geliefert wird, um auf diese Weise die Schwelle des Komparators 46 auf jeweils einen Wert einzu stellen, der benötigt wird, um anhand des abtastzyklusmo dulierten Signals V_AUS(DCM) auf dem Leiter 47 einen Mit telwert durch Rückkopplung der Ströme +I und -I zum Kno tenpunkt 34 zu erzeugen der gleich V_EIN ist. Der Vorteil dieses Betriebs liegt darin, daß das auf dem Leiter 47 er zeugte abtastzyklusmodulierte Signal im wesentlichen unab hängig von der Linearität der freilaufenden Oszillator schaltung 58 ist. Das auf dem Leiter 47 erzeugte abtastzy klusmodulierte Signal repräsentiert genau die analoge Ein gangsspannung V_EIN, und zwar unabhängig davon, ob der freilaufende Oszillator 58 eine präzise, lineare und drei eckige Wellenform oder z. B. eine sinusförmige Wellenform erzeugt.

Die Fig. 4B zeigt eine Abwandlung der in Fig. 4A gezeigten Schaltung ohne freilaufenden Oszillator 58, wobei der Kom parator 46 eine Hysterese aufweist. Bei dieser Schaltung ist der invertierende Eingang des Hysterese-Komparators 46 mit dem Modulator-Erdleiter 36 verbunden. Der Anteil der Brummspannung (ripple voltage) des Integratorausgangs auf dem Leiter 37 und die Hysteresespannung zwischen den Trig gerpegeln des nichtinvertierenden Eingangs des Hysterese- Komparators 46 sind proportional zur Oszillatorfrequenz.

Bei dem in Fig. 4C gezeigten Isolationsverstärker wird die abtastzyklusmodulierte Ausgangsspannung auf dem Leiter 47 (insoweit entspricht die Schaltung nach Fig. 4C derjenigen in Fig. 4B) zu einem Anschluß eines Isolationskondensators 133 geliefert, dessen anderer Anschluß 131 mit einem Ar beitszyklus/Spannungs-Konverter zur Umwandlung des Ar beitszyklus in eine Spannung verbunden ist. Auf diese Wei se wird der Isolationsverstärker erhalten. Ein Operations verstärker 153 liegt mit seinem invertierenden Eingang an einem Leiter 176. Ein Kondensator 151 und ein Ausgangswi derstand 158 liegen parallel zueinander, wobei diese Par allelschaltung zwischen einem Ausgangsleiter 164 des Ope rationsverstärkers 153 und dem Leiter 176 liegt. Der Ope rationsverstärker 153 arbeitet daher als Integrator. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 153 ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden. Die Strom schalter 91 und 54 stimmen präzise überein. Das Verhältnis der "2I" Stromquellen 92 und 43A ist genau an das Ver hältnis der "I" Stromquellen 93 und 103 angepaßt. Die Übertragungsfunktion des Isolationsverstärkers nach Fig. 4C ergibt sich zu:

V_AUS = (R_AUS/R_EIN) . V_EIN.

Der Isolationsverstärker nach Fig. 4C weist eine Brumm spannung von

V_BRUMM = V_HYSTERESE (R_AUS/R_EIN)(C_EIN/C_AUS)

auf, wobei V_HYSTERESE die Differenz zwischen den Auslöse- bzw. Schaltpunkten (trip points) des Hysterese-Komparators 46 ist. Um den größten Teil dieser Brummspannung zu elimi nieren, ist die Schaltung nach Fig. 4D vorgesehen, die wie die Schaltung in Fig. 1 eine Abtast- und Halteschaltung 152 in der Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang des Integrators 153 und seinem invertierenden Eingang auf weist.

Der Leiter 131 ist dabei zusätzlich zur Schaltung nach Fig. 4C mit dem Steuereingang der Abtast- und Halteschal tung 152 verbunden, deren Eingang mit dem Ausgang des Ope rationsverstärkers 153 und mit dem Kondensator 151 verbun den ist. Der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung 152 ist mit dem Leiter 164 und dem Rückkopplungswiderstand 158 verbunden.

Entsprechend der Fig. 5 enthält ein Isolationsverstärker 99 eine kapazitive Isolationstrennung mit Kondensatoren 133 und 134. Eine Konverterschaltung 95 ähnlich einer der in den Fig. 4B bis 4D gezeigten Konverterschaltungen zur Umwandlung einer Spannung in einen Arbeitszyklus erzeugt arbeitszyklusmodulierte Ausgangssignale, die logische Kom plemente sind, und zwar auf den Leitern 131 und 132. Diese logisch komplementären Signale werden jeweils an die lin ken Eingangsanschlüsse der Isolationstrennkondensatoren 133 und 134 geliefert. Ein ladungsabgeglichener Demodula tor 96 zur Umwandlung eines Arbeitszyklus in eine Spannung liegt mit seinem logisch komplementären Eingängen jeweils an den rechten Ausgangsanschlüssen der Isolationstrennkon densatoren 133 und 134.

Das analoge Eingangsspannungssignal V_EIN wird an einen Leiter 32 geliefert. Der Leiter 32 ist über einen Ein gangswiderstand 33 mit einem Leiter 34 verbunden, der mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 35, einem Anschluß eines Rückkopplungskondensators 38, mit der Drainelektrode eines P-Kanal-JFET 41A und mit einer Kon stantstromquelle 93 verbunden ist. Der Ausgang des Opera tionsverstärkers 35 ist über einen Leiter 37 mit dem ande ren Anschluß des Kondensators 38, mit der Drainelektrode eines P-Kanal-JFET 44A und mit dem invertierenden Eingang eines Hysterese-Komparators 46 verbunden. Der Hysterese- Komparator 46 kann ein konventioneller Komparator mit po sitiver Rückkopplung sein, wie in Fig. 5 anhand der Be zugszeichen 46, 118 und 119 gezeigt ist. Der Ausgang des Hysterese-Komparators 46 ist über einen Leiter 47 und den Rückkopplungswiderstand 118 mit seinem nichtinvertierenden Eingang verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Hy sterese-Komparators 46 ist ferner über den Widerstand 119 entweder mit dem modulierten Erdleiter 36 oder wahlweise mit einem Leiter 120 verbunden, an den ein Rauschsynchro nisationssignal V_Rausch angelegt wird. Der Ausgang des Hy sterese-Komparators 46 ist mit einem nichtinvertierenden Eingang eines Differentialkomparators 130 verbunden, des sen invertierender Eingang mit dem Erdleiter 36 verbunden ist. Der Differentialkomparator 130 erzeugt logisch kom plementäre arbeitszykluscodierte Signale auf den Leitern 131 und 132, wobei diese Signale über die oben erwähnten Isolationstrennkondensatoren 133 und 134 zu Leitern 170 und 172 geliefert werden.

Die Sourceelektroden der JFETs 41A und 44A sind gemeinsam über einen Leiter 42 mit einer "2I"-Konstant-Referenz stromquelle 92 verbunden. Die Gateelektrode vom JFET 41A ist mit der Gateelektrode eines anderen P-Kanal-JFET 107 und mit einem Leiter 101 verbunden. Der Leiter 101 ist mit dem nichtinvertierten Ausgang eines Differentialkompara tors 121 verbunden, dessen nichtinvertierender Eingang über einen Leiter 166 mit einem Anschluß eines Kondensa tors 128 sowie mit einem Anschluß eines Widerstands 123 verbunden ist. Der andere Anschluß des Widerstands 123 ist mit dem Modulator-Erdleiter 36 verbunden.

Der Differentialkomparator 121 liegt mit seinem invertie renden Eingang über einen Leiter 167 an einem Anschluß eines Kondensators 129 und weiterhin an einem Anschluß ei nes Widerstands 126, dessen anderer Anschluß mit dem Modu lator-Erdleiter 36 verbunden ist. Ein Rückkopplungswider stand 125 liegt zwischen dem Leiter 167 und einem inver tierten Ausgang des Verstärkers 121, wobei dieser inver tierte Ausgang mit einem Leiter 168 verbunden ist. Der Leiter 168 ist mit der Gateelektrode des JFETs 44A und ferner mit der Gateelektrode eines P-Kanal-JFETs 114 ver bunden. Die Sourceelektroden der JFETs 107 und 114 sind gemeinsam über einen Leiter 169 mit einer "2I"-Konstant stromquelle 111 verbunden.

Die Drainelektrode vom JFET 107 ist mit einem Widerstand 110 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem Modulator- Erdleiter 36 verbunden ist. Die Drainelektrode vom JFET 114 liegt über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 115 und einem Kondensator 116 am Modulator-Erdleiter 36.

Die beiden Leiter 101 und 166 sind über einen Rückkopp lungswiderstand 122 miteinander verbunden, der parallel zum Verstärker 121 liegt.

Der rechtsseitige Anschluß des Isolationstrennkondensators 133 ist über den Leiter 170 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Differentialkomparators 137, einem Anschluß eines Widerstands 139 und einem Anschluß eines Rückkopp lungswiderstands 140 verbunden. Der nichtinvertierte Aus gang des Differentialkomparators 137 ist mit dem anderen Anschluß des Widerstands 140 und ferner über einen Leiter 171 mit den Gateelektroden von P-Kanal-JFETs 147 und 148 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 139 ist mit der Demodulator-Erdleitung 5 verbunden. Der rechtsseitige Anschluß des Isolationstrennkondensators 134 ist über ei nen Leiter 172 mit dem invertierenden Eingang des Diffe rentialkomparators 137, mit einem Anschluß eines Wider stands 142 und mit einem Anschluß eines Widerstands 141 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 141 ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden. Der invertierte Ausgang des Differentialkomparators 137 ist über einen Leiter 173 mit dem anderen Anschluß des Widerstands 142 und ferner mit den Gateelektroden von P-Kanal-JFETs 143 und 144 verbunden.

Die Sourceelektroden der JFETs 144 und 147 sind gemeinsam über einen Leiter 175 mit einer "2I"-Konstantstromquelle 43A verbunden. Die Drainelektrode des JFETs 144 ist über einen Leiter 161 mit einem Anschluß eines Kondensators 151 und mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 153 ver bunden. Der Leiter 161 ist ferner mit dem Eingang einer Abtast- und Halteschaltung 152 verbunden, die z. B. die Abtast- und Halteschaltung SHC5320 von Burr-Brown sein kann. Der Abtaststeuereingang dieser Abtast- und Halte schaltung 152 ist mit einem Anschluß eines Kondensators 149 verbunden, dessen anderer Anschluß mit einem Anschluß eines Widerstands 150 sowie mit der Drainelektrode des JFETs 143 verbunden ist. Der andere Anschluß des Wider stands 150 ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden.

Die Drainelektrode vom JFET 147 ist mit dem anderen An schluß des Kondensators 151 sowie mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 153 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 153 ist mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden. Der inver tierende Eingang des Operationsverstärkers 153 ist ferner über einen Leiter 176 mit einer "I"-Konstantstromquelle 103 und ferner mit einem Anschluß eines Widerstands 158 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 158 ist mit einem Leiter 164 verbunden, auf dem eine analoge Ausgangs spannung V_AUS erzeugt wird, die genau die analoge Ein gangsspannung V_EIN repräsentiert.

Die Sourceelektroden der JFETs 143 und 148 sind gemeinsam über eine Leitung 175A mit einer "2I"-Stromquelle 146 ver bunden. Die Drainelektrode vom JFET 148 ist mit einem An schluß des Widerstands 156 verbunden, dessen anderer An schluß mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden ist.

Der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung 152 ist über einen Leiter 160 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 178 verbunden, dessen Ausgang mit dem Leiter 164 und ferner mit einem Anschluß eines Rück kopplungswiderstands 163 verbunden ist. Der andere An schluß des Rückkopplungswiderstands 163 ist mit dem inver tierenden Eingang des Operationsverstärkers 178 und mit einem Anschluß eines Widerstands 162 verbunden, dessen an derer Anschluß mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden ist.

Der Leiter 161 liegt, wie erwähnt, am Eingang der Abtast- und Halteschaltung 152 an.

Die Fig. 10 zeigt eine Schaltung zur Realisierung der ver schiedenen "2I"- und "I"-Konstantstromquellen in den Fig. 1, 4A bis 4D und 5. Eine Konstantreferenzstromquelle 94 (Konstantstromquelle zur Lieferung eines konstanten Refe renzstroms) befindet sich innerhalb dieser Schaltung, wo bei Widerstände 196 bis 199 zur Einstellung der Ströme 2I und I dienen. Diese Widerstände 196 bis 199 können laser getrimmte Nichrom-Widerstände sein.

Im Betrieb treibt die an den Leiter 32 angelegte, analoge Eingangsspannung V_EIN den Strom I_EIN durch den Eingangswi derstand 33 hindurch, wobei der Eingangswiderstand 33 den Widerstandswert R_EIN aufweist, da der Operationsverstärker 35 seinen invertierenden Eingang auf der Spannung der vir tuellen Modulatorerde 36 hält. Die Amplitude des Stroms I ist größer als die Amplitude des Stroms I_EIN. Zum Wert I_EIN wird entweder der Wert +I oder der Wert -I im Konden sator 38 hinzuaddiert, und zwar abhängig davon, ob der Ausgangsleiter 37 des Operationsverstärkers rampenförmig nach oben oder unten läuft. Der Ausgang des Komparators 46 wird auf dem Leiter 47 erzeugt und zum Eingang des Diffe rentialkomparators 130 übertragen, dessen invertierter und nichtinvertierter differentieller Ausgang jeweils mit den Leitern 132 und 131 verbunden sind. Die auf den Leitern 131 und 132 erzeugten logischen Komplementärsignale werden zu Eingängen zweier identischer Differentialzellen 190 und 191 geliefert. Die Differentialzelle 190 ist innerhalb des Demodulators 96 vorhanden, während sich die Differential zelle 191 innerhalb des Modulators 95 befindet. Die kom plementären arbeitszyklusmodulierten Signale auf den Lei tern 131 und 132 werden daher präzise auf den Leitern 101 und 168 im Modulator 95 reproduziert, während identisch Abbilder der Signale auf den Leitern 131 und 132 auch auf den Leitern 171 und 173 des Demodulators 96 gebildet wer den.

In jeder der Differentialzellen 190 und 191 werden die Ab bildungen bzw. Kopien der arbeitszyklusmodulierten Signale auf den Leitern 131 und 132 zum Schalten der "2I"-Strom quellen 43A und 92 verwendet, um den Transistor 41A ein- und den Transistor 44A auszuschalten, so daß auf diese Weise die "2I"-Stromquelle 92 in den Leiter 34 geschaltet wird, wenn I_EIN mit dem Rückkopplungsstrom +I (wie in den Fig. 4B bis 4D) zu vergleichen ist, um den Ausgang des Operationsverstärkers 35 rampenförmig nach unten laufen zu lassen. Wird die negative Schwelle des Hysterese-Kompara tors 46 erreicht, so wird die Spannung auf dem Leiter 47 umgeschaltet, so daß sich die Polarität der Signale auf den Ausgangsleitern 131 und 132 des Differentialkompara tors 130 umkehrt, was zur Folge hat, daß nunmehr I_EIN mit dem Strom -I verglichen wird, so daß der Ausgang des Ope rationsverstärkers 35 rampenförmig nach oben läuft, bis die positive Schwelle des Hysterese-Komparators 46 er reicht ist.

Eine Anlaufschaltung 188 stellt sicher, daß ein Gleich strom zwischen den Leitern 167 und 47 fließt, wenn anfangs Energie zum Modulator 95 geliefert wird, um einen einwand freien Anlauf des Modulators 95 zu gewährleisten.

Beim Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5 sind die Isola tionstrennkondensatoren 133 und 134 und die Kondensatoren 128 und 129 alle gleich und weisen jeweils einen kleinen Wert von 1 Picofarad auf. Diese kleine Kapazität hat zur Folge, daß sich die Spannungsmodulatorerde 36 und die Demo dulatorerde 5 sehr schnell zueinander verändern lassen (z. B. in Antwort auf Leitungsspannungspulse, die in Abhängig keit statischer Entladungen erzeugt werden), ohne die Über tragungsfunktion des Isolationsverstärkers zu beeinflussen.

Da die Differentialzellen 190 und 191 präzise einander entsprechen bzw. genau aneinander angepaßt sind, und da fer ner die P-Kanal-JFETs 147 und 144 genau den P-Kanal-JFETs 41A und 44A entsprechen, wobei außerdem der Widerstandswert R_EIN des Eingangswiderstands 33 und der Widerstandswert R_AUS des Ausgangswiderstands 158 präzise übereinstimmen, ist der Schaltbetrieb zum Zuschalten der "2I"-Stromquelle 43A und der "I"-Stromquelle 103 zum Knotenpunkt 176 praktisch identisch dem Schaltbetrieb zum Zuschalten der "2I"-Strom quelle 92 und der "I"-Stromquelle 93 zum Knotenpunkt 34. Die JFETs 148 und 143 sowie der Widerstand 150 erzeugen ein Ab tastsignal für die Abtast- und Halteschaltung 152 zur Durch führung einer geeigneten Abtastung, wie bereits zuvor im Zu sammenhang mit den Fig. 1 und 2 beschrieben worden ist. Die ses synchronisiert die Abtastperiode mit dem arbeitszyklus modulierten Signal auf den Leitern 131 und 132, um die Größe des Brummens auf dem Leiter 160 bzw. die Welligkeit auf ihm zu reduzieren.

Entsprechend der Fig. 6 ist V_EIN diejenige analoge Eingangs signalwellenform, die an den Leiter 32 angelegt wird. Die durch den Operationsverstärker 35 auf dem Leiter 37 erzeugte Spannung ist die Wellenform 37. Die Wellenform 37A ist gleich der Differenz zwischen den Spannungen an den Hystere se-Komparatoreingängen 37 und 39. Das durch den Modulator 95 erzeugte arbeitszyklusmodulierte Signal ist die Wellenform 194, die die Differenz zwischen den Spannungen auf den Iso lationssperr-Eingangsleitern 131 und 132 ist. Die Eingangs spannungen V₁₇₁ und V₁₇₃, die über die Isolationssperrkon densatoren auf die Leiter 171 und 173 des Demodulators 96 gekoppelt werden, dienen zur Bildung der Wellenform 195, die die Differenz zwischen diesen Spannungen V₁₇₁ und V₁₇₃ ist.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 153 des Demodulators 96 wird durch die Wellenform 161 beschrieben. Die Wellenform 164 gibt den resultierenden Wert von V_AUS auf dem Leiter 164 an. Die Wellenformen nach Fig. 6 werden durch Simulation der in Fig. 5 gezeigten Schaltung mit Hilfe des allgemein be kannten Schaltungsanalyseprogramms SPICE gebildet.

Wie in Fig. 5 zu erkennen ist, ist das untere Ende des Wi derstands 119 statt mit dem Modulator-Erdleiter 36 auch mit einem Rauschsynchronisationsleiter 120 verbindbar. Es ist allgemein bekannt, daß Schwebungs- bzw. Überlagerungsfre quenzen durch Summation oder Differenzbildung von Frequenzen durch vorhandenes Rauschen bei Frequenzen in der Nähe des Modulatorträgers erzeugt werden können. Diese Differenzfre quenzkomponenten können dann im Signalfrequenzspektrum er scheinen.

Entsprechend der Fig. 9 sind ein Modulatorabschnitt 95 und ein Demodulatorabschnitt 96 auf einem einzelnen Halbleiter wafer hergestellt, vorzugsweise auf benachbarten Chips in einem Bereich 97. Die verschiedenen Nichrom-Widerstände zur Bildung der Widerstände R_EIN und R_AUS sind präzise laserge trimmt. Die Komponenten der beiden I-2I-Stromschalter und bestimmte andere Komponenten im Modulator- und Demodulator abschnitt liegen hinreichend dicht zusammen und stimmen prä zise überein. Nach dem Lasertrimmen der verschiedenen Ni chrom-Widerstände, einschließlich der in Fig. 10 gezeigten Stromquellenwiderstände 196 bis 199, wird der Bereich 97 entlang der gestrichelten Linie 113 in zwei Bausteine bzw. Chips getrennt, wobei ein Baustein den Modulator 95 und der andere Baustein den Demodulator 96 trägt. Die beiden Bau steine bzw. Chips werden dann auf einer geeigneten Unterlage 98 angeordnet, wobei der Ausgang des Modulators 95 und der Eingang des Demodulators 96 über eine Isolationssperre mit einander verbunden werden, die die beiden Kondensatoren 133 und 134 enthält. Der Modulatorbaustein 95 kann auch entfernt vom Demodulatorbaustein 96 angeordnet sein, wobei die Isola tionssperre dann durch lange optische Fasern oder derglei chen realisiert wird.

Wird eine bekannte Rauschquelle V_Rausch in einem System ver wendet, um den Betrieb der Modulatorschaltung 95 mit der Rauschquelle zu synchronisieren, so wird der Modulator 96 keine Schwebungs- bzw. Überlagerungsfrequenz erzeugen. Es ist daher nur erforderlich, die Komponenten aus dem Aus gangssignal herauszufiltern, die eine Frequenz gleich der Trägerfrequenz haben. Diese Filterung wird durch die Demo dulation ausgeführt. Existiert daher eine dominante Rausch frequenz, beispielsweise ein Versorgungsleitungsrauschen, ein Maschinenrauschen und dergleichen, so wird das Rauschsi gnal unterdrückt, wenn der Modulator mit der Rauschfrequenz synchronisiert ist oder mit einer harmonischen Unterschwin gung der Rauschfrequenz. Im synchronisierten Betrieb ist die Trägerfrequenz fest und nicht länger eine Funktion der Ein gangsspannung. Die Unterdrückung der Signale bei ganzzahlig Vielfachen des Trägers wird durch die systeminterne Integra tion des Eingangs über jeden Zyklus des Trägers ausgeführt. Dies läßt sich mathematisch wie folgt darstellen:

Es sei angenommen, daß V_EIN = A . cosinus (ω_it) ist. Dann gilt

wobei T gleich 2π/ω_c und ω_c die Trägerfrequenz sind. Es er gibt sich somit

V_AUS ist somit gleich 0, wenn ω_i gleich N . ω_c ist, wobei N eine ganze Zahl ist.

Ist also die Eingangsfrequenz ω_i die Harmonische der Träger frequenz ω_c, so ist der Modulatorträger mit einer Unterharmo nischen eines Rauschsignals synchronisiert. Das Signal wird dann eine Amplitude von Null aufweisen.

Wie bereits zuvor erwähnt, wird bei vielen Anwendungen ein Rauschen durch allgemein bekannte, externe Quellen erzeugt. Solche Rauschsignale können größer sein als der Signalpegel, der über die Isolationssperre eines Isolationsverstärkers übertragen werden muß. Ein derartiges Rauschen kann aber durch die sogenannte "N-Zyklusintegration" ausgelöscht wer den. Die Fähigkeit zur Unterdrückung des resultierenden Si gnals durch Synchronisation der Modulatorträgerfrequenz mit einem solchen Rauschsignal ermöglicht es, eine schwierige, niedrigfrequente Filterung zu vermeiden, die ebenfalls durch Demodulation des gewünschten Signals gestört werden und zu einer Verringerung der Bandbreite des Isolationsverstärkers führen würde.

Die Abtast- und Halteschaltung 152 in Fig. 5, die unter Be zugnahme auf die Fig. 1 und 2 genauer beschrieben worden ist, führt zu einer wesentlichen Verringerung der Brummspannung, wenn die Abtastzeit nur einen sehr kleinen Prozentsatz des Abtastzyklus beträgt. Beim Isolationsverstärker nach Fig. 5, der bei einer Bandbreite bis herauf zu etwa 50 kHz arbeitet, machen es interne Schaltungsverzögerungen erforderlich, daß die in Fig. 2 dargestellte Abtastzeit 24 etwa bei einem Zehn tel des Abtastzyklus liegt. Die Verwendung nur einer einzigen Abtast- und Halteschaltung 152 und der Filterschaltung 178 nach Fig. 5 führen somit zu einem nicht akzeptablen und gro ßen Brummanteil.

Um dies zu vermeiden, werden die Abtast- und Halteschaltung 152 sowie die Schaltung 178 in Fig. 5 durch eine sogenannte Eimerketten-Abtast- und Halteschaltung 152A ersetzt, wie sie in Fig. 7 gezeigt ist. Die Eimerketten-Abtast- und Halte schaltung 152A enthält eine erste Abtast- und Halteschaltung mit zwei Operationsverstärkern 60 und 66. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 60 ist mit dem Leiter 161 in Fig. 5 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Ver stärkers 60 ist mit dem Leiter 71 verbunden, der seinerseits mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 66 und mit einem Anschluß eines Kondensators 67 verbunden ist. Der andere An schluß des Kondensators 67 ist mit dem invertierenden Ein gang des Operationsverstärkers 66 verbunden. Der nichtinver tierte Ausgang 61 des Verstärkers 60 ist mit einem Eingang einer Schalteinrichtung 63 verbunden, die den Leiter 61 mit dem invertierenden Eingang 64 des Operationsverstärkers 66 verbindet, wenn die erste Abtast- und Halteschaltung den Ab tastbetrieb durchführt. Die Schalteinrichtung 63 kann z. B. ähnlich der Schalteinrichtung DG 183 von Siliconix sein, kann aber auch durch eine konventionelle Diodenbrückenstrom- Steuerschaltung realisiert werden. Der invertierte Ausgang des Verstärkers 60 ist über einen Leiter 62 mit einem Ein gang der Schalteinrichtung 63 verbunden, die den Leiter 62 zum nichtinvertierenden Eingang 65 des Operationsverstärkers 66 koppelt, wenn die erste Abtast- und Halteschaltung den Abtastbetrieb ausführt. Ein Kondensator 68 liegt zwischen der Demodulatorerde 5 und dem Leiter 65. Befindet sich die erste Abtast- und Halteschaltung in der Haltebetriebsart, so sind die Ausgänge des Verstärkers 60 von den Eingängen des Operationsverstärkers 66 getrennt.

Eine zweite Abtast- und Halteschaltung innerhalb der Eimer ketten-Abtast- und Halteschaltung 152A enthält einen Ver stärker 72 und einen Operationsverstärker 81. Der invertie rende Eingang des Verstärkers 72 ist mit dem Leiter 71 ver bunden. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 72 ist über einen Leiter 75 mit einem Anschluß eines Wider stands 76 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem Demodu lator-Erdleiter 5 verbunden ist. Der Leiter 75 ist ferner über einen Widerstand 77 sowie über den Leiter 164 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 81 verbunden. Der inver tierte Ausgang 79 des Verstärkers 72 ist mit einem Eingang einer Schalteinrichtung 63 verbunden, die das Signal auf dem Leiter 79 zum nichtinvertierenden Eingang 82 des Operations verstärkers 81 überträgt. Der Leiter 82 ist mit einem An schluß eines Kondensators 84 verbunden, dessen anderer An schluß mit dem Demodulator-Erdleiter 5 verbunden ist. Der nichtinvertierter Ausgang des Verstärkers 72 ist über einen Leiter 74 mit einem anderen Eingang der Schalteinrichtung 63 verbunden, die das Signal auf dem Leiter 74 zum invertieren den Eingang 83 des Operationsverstärkers 81 überträgt. Ein Kondensator 85 liegt zwischen dem Ausgang des Operationsver stärkers 81 und seinem invertierenden Eingang 83. Der Aus gang des Operationsverstärkers 81 ist mit dem Ausgangsleiter 164 verbunden.

Die Schalteinrichtung 63 enthält zwei Paare von Kontakten 180 und 181 bzw. Schaltern, wobei über jeweils ein Schalter paar 180, 181 die Ausgangsleitungen des Verstärkers 60 mit den Eingangsleitungen des Verstärkers 66 und die Ausgangs leitungen des Verstärkers 72 mit den Eingangsleitungen des Verstärkers 81 verbunden sind.

Der Betrieb der Eimerketten-Abtast- und Halteschaltung 152A besteht einfach darin, daß durch die logischen, komplementä ren Signale auf den Leitern 171 und 173 (die genaue Abbil dungen der komplementären, arbeitszyklusmodulierten Signale sind, welche über die Isolationstrennkondensatoren 133 und 134 übertragen werden) jede der oben erwähnten Abtast- und Halteschaltungen in der Schaltung 152A so angesteuert wird, daß die eine abtastet, während die andere sich im Haltebe triebszustand befindet, mit Ausnahme während der Signalüber gänge. Die Schalter innerhalb der Schalteinrichtung 63 sind solche, die zuerst unterbrechen, bevor sie einen Kontakt herstellen. Mit anderen Worten unterbrechen die Schalter 180 in der Schalteinrichtung 63 zunächst die Leitungsverbindung, so daß die erste Abtast- und Halteschaltung 60, 66 die Ein gangsspannung auf dem Leiter 161 halten kann, bevor die Schalter 181 schließen, um den Wert auf dem Leiter 71 zu übernehmen und diesen Wert am Ausgangsleiter 164 auszugeben. Sind die Schalter 181 geschlossen, so daß die Spannung am Leiter 164 eine am Leiter 71 gehaltene Spannung abtastet, so werden zunächst die Schalter 181 geöffnet, bevor die Schal ter 180 geschlossen werden. Die Abtast- und Halteoperationen der beiden Abtast- und Halteschaltungen 60, 66 und 72, 81 überlappen sich daher, ausgenommen während der Signalüber gänge.

In Fig. 8 stellt die Wellenform 171 die Spannung auf dem Leiter 171 dar, die die Schalteinrichtung 63 steuert. Die Wellenformen 71 und 164 sind solche, die auf dem Leiter 71 und auf dem V_AUS-Leiter 164 erscheinen. Während des Pulses 171A der Wellenform 171 wird am Ausgang des Operationsver stärkers 153 ein schräg hochlaufendes Signal 161A auf dem Leiter 161 erzeugt. Die erste Abtast- und Halteschaltung 60, 66 bewirkt daher, daß die Spannung auf dem Leiter 71 dem schräg hochlaufenden Signal 161A exakt folgt, wie durch das Bezugszeichen 71A angegeben ist. Wechselt die Wellenform 171 auf den Pegel 171B, so hält die erste Abtast- und Halte schaltung 60, 66 den Pegel des schräg hochlaufenden Signals 71A, entsprechend dem Bezugszeichen 71B. In der Zwischenzeit tastet die zweite Abtast- und Halteschaltung 72, 81, die den vorhergehenden Wert während des Pulses 171A gehalten hat, den Pegel 71B ab. Dies dauert so lange an, bis das Ende des schräg nach unten laufenden Signals 161B erreicht ist, das umgekehrt wird, um das schräg nach oben laufende Signal 161C zu erzeugen, wenn die Wellenform 171 vom Pegel 171B auf den Pegel 171C springt. Hierdurch wird die erste Abtast- und Halteschaltung 60, 66 so angesteuert, daß sie nunmehr der Spannung zu folgen beginnt, und zwar vom untersten Teil des schräg verlaufenden Signals 161B. In der Zwischenzeit hält die zweite Abtast- und Halteschaltung 72, 81 den Pegel 71B auf dem Leiter 164. Während des Pulses 171C folgt die Wel lenform 71 dem schräg hochlaufenden Teil 161C, so daß das schräg hochlaufende Signal 71C erhalten wird. Daher weist die V_AUS-Wellenform 164 praktisch keine Welligkeit bzw. Brummspannung auf.

Der kombinierte Isolationsverstärker, bei dem innerhalb der Schaltung nach Fig. 5 die Abtast- und Halteschaltung 152 und das Filter 178 durch die Eimerketten-Abtast- und Halteschal tung 152A ersetzt sind, weist sehr gute Betriebseigenschaf ten, keine Brummspannung und eine hohe Bandbreite auf. Die sehr kleinen (1 Picofarad) Isolationstrennkondensatoren sind außerordentlich kostengünstig und erlauben extrem schnelle Übergänge der modulierten Erde 36 und der demodulierten Erde 5 ohne Beeinflussung der Übertragungscharakteristik des Iso lationsverstärkers.

Die Trägerfrequenz des oben beschriebenen Systems kann in einfacher Weise dadurch verändert werden, daß der Wert des Integrationskondensators verändert wird, was leicht bewerk stelligt werden kann. Das beschriebene System ist relativ kostengünstig und arbeitet mit sehr kleinen Eingangsoffset fehlern bei etwa 50% Modulationspegel des Trägers (der eine analoge Eingangsspannung V_EIN = 0V repräsentiert), da der Eingangsoffset im wesentlichen durch die Integrität bzw. Ganzzahligkeit des digitalen Signals und durch die präzise Anpassung der Stromquellen an gegenüberliegenden Seiten der Isolationstrennung bestimmt ist. Die Genauigkeit des Demodu lators ist relativ unabhängig von Ungenauigkeiten in der Ab tast- und Halteschaltung. Ferner ist die Genauigkeit der Mo dulation praktisch unabhängig von der Linearität irgendeiner externen Synchronisationsquelle.

Claims

1. Isolationsverstärker, gekennzeichnet durch die Kom bination folgender Merkmale:

a) eine Modulatorschaltung mit
- a) einer Einrichtung zur Erzeugung eines analogen Eingangsstroms in Antwort auf eine analoge Eingangs spannung,
- b) einer ersten Stromschalteinrichtung (91, 92, 93) zur Erzeugung eines ersten Stroms, der in Antwort auf ein Signal auf einem ersten Leiter (47) zwischen posi tiven und negativen Werten geschaltet wird,
- c) einer ersten integrierenden Schaltungseinrichtung (35, 38) zum Integrieren einer algebraischen Summe aus dem analogen Eingangsstrom und dem ersten Strom zwecks Erzeugung einer Ausgangsspannung, die in Abhängigkeit davon, ob die algebraische Summe aus dem analogen Ein gangsstrom und dem ersten Strom positiv oder negativ ist, ansteigt oder abfällt, wobei die erste integrierende Schaltungsein richtung einen ersten Operationsverstärker (35) aufweist, der an seinem ersten Eingang den analogen Eingangsstrom empfängt, wobei der erste Eingang mit einem ersten An schluß eines ersten Kondensators (38) verbunden ist, des sen zweiter Anschluß mit dem Ausgang des ersten Opera tionsverstärkers (35) verbunden ist, und
- d) einer Einrichtung (46) zur Erzeugung eines ar beitszyklusmodulierten, digitalen Signals auf dem er sten Leiter (47) mit einem ersten Pegel, wenn die Aus gangsspannung der ersten integrierenden Schaltungsein richtung eine Schwellenspannung überschreitet, und mit einem zweiten Pegel, wenn die Ausgangsspannung der er sten integrierenden Schaltungseinrichtung kleiner als eine andere Schwellenspannung ist,
b) eine Isolationssperre (133) mit einem Eingang, der mit dem ersten Leiter ge koppelt ist, und mit einem Ausgang, der mit einem zweiten Leiter (131) gekoppelt ist,
c) einen Demodulator mit
- a) einer zweiten Schalteinrichtung (43A, 54, 103) zur Erzeugung eines zweiten Stroms, der in Antwort auf ein arbeitszyklusmoduliertes, digitales Signal auf dem zweiten Leiter zwischen positiven und negativen Pegeln geschaltet wird, und
- b) einer zweiten integrierenden Schaltungseinrich tung (153, 151) zum Integrieren des zweiten Stroms zwecks Erzeugung einer analogen Ausgangsspannung, die die analoge Eingangsspannung genau repräsentiert.

2. Isolationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des ar beitszyklusmodulierten Signals einen Komparator (46) ent hält, dessen Ausgang mit dem ersten Leiter (47) verbunden ist, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des ersten Ope rationsverstärkers (35) verbunden ist, und dessen zweiter Eingang eine Referenzspannung empfängt.

3. Isolationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß der Komparator ein Hysterese-Komparator ist.

4. Isolationsverstärker nach Anspruch 3, dadurch ge kennzeichnet, daß die Referenzspannung ein periodisches Rauschsignal enthält, und daß der Komparator auf das Rauschsignal anspricht, um die Trägerfrequenz des Modula tors mit dem periodischen Rauschsignal zu synchronisieren, um zu verhindern, daß der Modulator ein niedrigfrequentes Schwebungssignal erzeugt.

5. Isolationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die zweite integrierende Schaltungsein richtung (153, 151) einen zweiten Operationsverstärker aufweist, dessen erster Eingang ein arbeitszyklusmodulier tes, digitales Signal empfängt und über die Isolations trennung auf den zweiten Leiter (131) gekoppelt ist, und dessen zweiter Eingang eine Demodulator-Erdreferenzspan nung empfängt, einen zweiten Kondensator (151), dessen ei ner Anschluß mit dem ersten Eingang des zweiten Opera tionsverstärkers (153) und dessen zweiter Anschluß mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (153) verbunden ist, sowie eine Abtast- und Halteschaltung (152) besitzt, deren analoger Eingang mit dem Ausgang des zweiten Opera tionsverstärkers und deren analoger Ausgang mit einem er sten Anschluß eines Ausgangswiderstands (158) verbunden sind, dessen zweiter Anschluß mit dem ersten Eingang des zweiten Operationsverstärkers (153) verbunden ist, wobei die analoge Ausgangsspannung auf dem Analogausgangsleiter (164) der Abtast- und Halteschaltung (152) erzeugt wird und die Abtast- und Halteschaltung einen Abtaststeuerein gang aufweist, der mit dem zweiten Leiter (131) verbunden ist.

6. Isolationsverstärker nach Anspruch 5, dadurch ge kennzeichnet, daß die Abtast- und Halteschaltung eine Ei merketten-Abtast- und -Halteschaltung ist.

7. Isolationsverstärker nach Anspruch 6, dadurch ge kennzeichnet, daß die Eimerketten-Abtast- und -Halteschal tung folgende Einrichtungen enthält:

a) eine erste Abtast- und Halteschaltung (60, 66) mit
- a) einem dritten Operationsverstärker (60) mit einem ersten Eingang (161) zum Empfang eines analogen Ein gangssignals, und mit einem ersten Ausgang (62),
- b) einem vierten Operationsverstärker (66) mit einem ersten Eingang (65) und einem Ausgang (71), und
- c) einer ersten Schalteinrichtung (180) zum Verbin den des ersten Ausgangs (62) des dritten Operations verstärkers (60) mit dem ersten Eingang (65) des vier ten Operationsverstärkers (66) in Antwort auf ein er stes Abtaststeuersignal (173),
b) eine zweite Abtast- und Halteschaltung (72, 81) mit
- a) einem fünften Operationsverstärker (72) mit einem ersten Eingang (71), der mit dem Ausgang des vierten Operationsverstärkers verbunden ist und mit einem er sten Ausgang (79),
- b) einem sechsten Operationsverstärker (81) mit ei nem ersten Eingang (82) und einem Ausgang (164) und
- c) einer zweiten Schalteinrichtung (181) zum Verbin den des ersten Ausgangs (79) des fünften Operations verstärkers (72) mit dem ersten Eingang (82) des sech sten Operationsverstärkers (81) in Antwort auf das er ste Abtaststeuersignal (173).

8. Isolationsverstärker nach Anspruch 6, dadurch ge kennzeichnet, daß die Eimerketten-Abtast- und Halteschal tung Einrichtungen enthält, die in Antwort auf einen er sten Pegel des ersten Abtaststeuersignals wiederholt die folgende Sequenz von Operationen durchführen:

1. die erste Schalteinrichtung (180) wird so angesteuert, daß sie den ersten Ausgang (62) des dritten Opera tionsverstärkers (60) mit dem ersten Eingang (65) des vierten Operationsverstärkers (66) verbindet, um das analoge Eingangssignal (161) zum vierten Operations verstärker (66) zu liefern und am Ausgang (71) des vierten Operationsverstärkers (66) zu halten,
2. die erste Schalteinrichtung (180) wird so angesteuert, daß sie den ersten Ausgang (62) des dritten Opera tionsverstärkers (60) vom ersten Eingang (65) des vierten Operationsverstärkers (66) in Antwort auf ei nen zweiten Pegel des ersten Abtaststeuersignals (173) trennt, so daß ein erster Wert des analogen Eingangs signals (161), der unmittelbar vor der Trennung erhal ten worden ist, am Ausgang (71) des vierten Opera tionsverstärkers (66) und am ersten Eingang des fünf ten Operationsverstärkers (72) gehalten wird,
3. die zweite Schalteinrichtung (181) wird so angesteu ert, daß sie den ersten Ausgang (79) des fünften Ope rationsverstärkers (72) mit dem ersten Eingang (82) des sechsten Operationsverstärkers (81) verbindet, um den ersten Wert zum sechsten Operationsverstärker (81) zu liefern und während des zweiten Pegels am Ausgang (164) des sechsten Operationsverstärkers (81) zu hal ten.