DE3902834C2

DE3902834C2 - Schaltungsanordnung zum Ansteuern von matrixförmig in Zeilen und Spalten angeordneten Bildwiedergabe-Elementen

Info

Publication number: DE3902834C2
Application number: DE3902834A
Authority: DE
Inventors: Roger Green Stewart
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1988-02-01
Filing date: 1989-01-31
Publication date: 2000-03-02
Anticipated expiration: 2009-02-01
Also published as: IT1228074B; FR2626705B1; FI94294C; US4963860A; JPH01217499A; JP2556576B2; FI890364A0; FR2626705A1; KR890013508A; GB2215102A; FI890364A; CA1320601C; IT8919258A0; KR0143417B1; GB2215102B; FI94294B; DE3902834A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Viele Bildwiedergabeeinrichtungen wie z. B. Flüssigkristall anzeigen bestehen aus einer Matrix aktiver Bild- oder Anzeige elemente (sogenannte "Pixels"), die in vertikalen Spalten und in horizontalen Zeilen oder Reihen angeordnet sind. Die wieder zugebenden Daten werden als Treiberspannungen an Datenleitungen gelegt, die den einzelnen Spalten aktiver Elemente individuell zugeordnet sind. Die Zeilen der aktiven Elemente werden nach einander abgetastet, so daß diese entsprechend der Amplitude der an die betreffende Spalte angelegten Datenspannung auf leuchten.

Typischerweise besteht eine Flachbau-Bildwiedergabematrix aus einigen hundert Zeilen und Spalten. Um die Anzahl der zum Bild wiedergabeteil führenden Verbindungen möglichst gering zu hal ten, ist es zweckmäßig, die Zeilen- und Spaltenabtastschaltung zusammen mit dem Bildschirm in einer integrierten Anordnung aufzubauen, wie dies aus der DE 33 14 778 C2 bekannt ist.

Zur Zeit werden von mehreren Firmen Schaltungen mit Dünnfilm transistoren (TFT) verwendet, um den Bildwiedergabeteil und die adressierenden Schaltungen auf einem gemeinsamen Substrat zu integrieren. Die zur Herstellung der Dünnfilmtransistorschal tungen verwendeten Materialien sind Kadmiumselenid (CdSe), polykristallines Silizium (Poly-Si) und amorphes Silizium (A-Si).

Der Vorteil polykristallinen Siliziums ist seine hohe Träger beweglichkeit; seine Nachteile sind u. a. eine geringere Auswahl möglicher Substratmaterialien, relativ hohe Leckströme und eine übermäßig hohe Bearbeitungstemperatur.

Kadmiumselenid hat eine relativ hohe Trägerbeweglichkeit und benötigt geringere Temperaturen zur Herstellung (Tmax < 400°C). Andererseits hat sich jedoch gezeigt, daß es schwierig ist, aus diesem Material Bauelemente mit gleichmäßigen Parametereigen schaften über eine Bildwiedergabeeinrichtung herzustellen.

Amorphes Silizium ist für die Fabrikation bei niedrigen Tempera turen (Tmax < 350°C) auf verschiedenen billigen Substratmateria lien geeignet. Transistoren aus amorphem Silizium können in ein facher Weise mit gleichmäßigen Parametereigenschaften über ein ganzes Matrixfeld hergestellt werden. Jedoch liegt hier die Trägerbeweglichkeit (µ < 1 cm²/VS) um mindestens eine Größen ordnung niedriger als bei Kadmiumselenid und polykristallinem Silizium. Die Trägerbeweglichkeit von amorphem Silizium ist zu gering, um den Bau von Abtastschaltungen herkömmlicher Konstruk tion zu erlauben.

Bei dem gegenwärtigen Stand der Technik auf dem Gebiet inte grierter Flachbau-Anzeigeeinrichtungen wäre amorphes Silizium, hätte seine geringe Trägerbeweglichkeit nichts zu sagen, wahr scheinlich das auszuwählende Material zur Herstellung von Bild wiedergabeeinrichtungen.

Abtastschaltungen für Flachbau-Bildwiedergabegeräte sind bereits mit amorphem Silizium unter Verwendung herkömmlicher Schaltungskonstruktionen hergestellt worden. Ein Beispiel für eine Abtastschaltung dieses Typs aus amorphem Silizium wurde von M. Akiyama u. a. in ihrer Arbeit "An Active-Matrix LCD With Integrated Driver Circuits using A-Si TFTs" beschrieben (ver öffentlicht in Japan Display '86, Proceedings of the 6th International Display Research Conference, September 1986, Seiten 212 bis 215). Dort ist ein Flüssigkristall-Bildschirm beschrieben, in den ein angezapftes Schieberegister aus amorphem Silizium mit Puffertreibern integriert ist, um die Zeilen in der Wiedergabematrix abzutasten. Die Matrixspalten werden durch eine außerhalb des Bildschirms befindliche Schal tung angesteuert. Diese Veröffentlichung berichtet auch über vorläufige Testergebnisse einschließlich ausgangsseitiger Wel lenformen des A-Si-Zeilenabtasters. Die Testdaten zeigen zum einen, daß die maximale Betriebsfrequenz bei etwa 30 kHz liegt und daß zum anderen die Abklingzeit (d. h. die Ausschaltzeit) des Schieberegister-Abtasters auf 20 Mikrosekunden kommt, selbst für Wiedergabeeinrichtungen relativ kleiner Fläche.

Die Abklingzeit von 20 Mikrosekunden für den Zeilenabtaster mag zwar für die Erzeugung von Bildern annehmbar sein, es wäre jedoch eine kürzere Abklingzeit zu wünschen, um schärfere Bil der zu erhalten. Zweitens zeigt die Frequenzgrenze von 30 kHz, daß eine Abtasteinrichtung mit Schieberegister nicht in der Lage ist, einen schnellen Datenmultiplexbetrieb für die Spalten leitungen der Wiedergabe durchzuführen.

Eine mit Dünnfilmtransistoren gebaute Abtasteinrichtung zum kommutierten Anlegen des wiederzugebenden Bildsignals an die Spaltenleitungen der Bildmatrix ist von I. De Rycke, A. Van Calster, J. Vanfleteren und A. DeClercq in ihrer Arbeit "The Design and Simulation of Poly-CdSe TFT Driving Circuits for High Resolution LC Displays" beschrieben (veröffentlicht in Japan Display '86, Proceedings of the 6th International Display Research Conference, September 1986, Seiten 304 bis 307). Diese Abtasteinrichtung, von der die Erfindung ausgeht, wurde mit dem die relativ hohe Trägerbeweg lichkeit aufweisenden Kadmiumselenid hergestellt und enthält ein Datenschieberegister mit Serieneingang und Parallelausgang, eine Vielzahl von Daten-Latchschaltungen, die jeweils mit einem der Parallelausgänge des Schieberegisters verbun den sind und jeweils einer Spaltenleitung der Matrix zugeordnet sind, eine Vielzahl von Pufferverstärkern, deren jeder eingangs seitig mit dem Ausgang einer jeweils zugeordneten Latchschal tung verbunden ist und einen Ausgang zur Ansteuerung einer Spaltenleitung hat. Bei dieser Anordnung ist das Schiebe register mit den Latchschaltungen über eine erste Gruppe von Verknüpfungsgliedern verbunden, und die Latchschaltungen sind mit den Pufferverstärkern über eine zweite Gruppe von Ver knüpfungsgliedern verbunden.

Während einer Zeilenperiode werden die in den Latchschaltungen gespeicherten Daten über die Pufferverstärker an die jeweiligen Spaltenleitungen gelegt. Gleichzeitig werden Daten bzw. das Bild- oder Videosignal für die nächste Wiedergabezeile seriell mit einer Taktfrequenz von ungefähr 6 MHz in das Schiebe register geladen. Am Ende der Zeilenperiode werden die im Schieberegister enthaltenen Daten in Parallelform an die Viel zahl der Latchschaltungen übergeben. Diese Daten werden dann während des nächstfolgenden Zeilenintervalls auf die Spalten leitungen gekoppelt. Eine ähnliche Anordnung mit Latchschal tungen zur Ansteuerung von Treibern für die Spaltenleitungen ist auch aus der DE 34 31 299 A1 bekannt. Die Matrixansteuerung über Zwischenspeicher ist ferner aus der DE 36 21 524 A1 bekannt, und gemäß der US 46 33 242 werden die Matrixzeilen bzw. Spalten direkt aus Schieberegistern über Verknüpfungsglieder beauf schlagt, ohne daß Speicher oder Latchschaltungen verwendet würden.

Angesichts der von M. Akiyama u. a. für Schieberegister aus amorphem Silizium angegebenen Arbeitsgeschwindigkeiten ist an zunehmen, daß die Kommutierungsschaltung des von I. De Rycke u. a. vorgestellten Typs nicht mit amorphem Silizium hergestellt wer den kann und kaum mit denjenigen Abtastgeschwindigkeiten arbei ten könnte, die zur Ansteuerung der vertikalen Spalten einer Flachbau-Bildwiedergabeeinrichtung erforderlich sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung anzu geben, welche auch bei Realisierung mit amorphem Silizium ge ringer Trägerbeweglichkeit die für eine Bildwiedergabe mit einer Matrix erwünschte Arbeitsgeschwindigkeit erlaubt.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprü chen gekennzeichnet.

Die erfindungsgemäße Einstellung der Vorspannung (d. h. der Differenz zwischen den Betriebspotentialen) der Latchschaltun gen während des Abtastzyklus konditioniert die Latchschaltungen so, daß ein Datenimpuls die jeweils zu bewirkende Zustands änderung nicht voll durchführen läßt, sondern lediglich "latent" in der betreffenden Latchschaltung macht. Das heißt, die Bereit schaft zur Zustandsänderung "schlummert" gleichsam nach Anlegen des Datenimpulses in der Latchschaltung als ein Zwischenzustand (in welchem z. B. beide Komplementärausgänge der Latchschaltung "niedrig" sind). Für den ansteuernden Transistor der Abtast schaltung bedeutet dies, daß die notwendige Amplitude des von ihm aufzubringenden Datensignals geringer sein kann und daß die Abtastschaltung daher schneller arbeiten kann, auch wenn die gesamte Anordnung unter Verwendung von Material geringer Trägerbeweglichkeit hergestellt ist.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert:

Fig. 1A ist ein Blockschaltbild eines Bildwiedergabegerätes in Flachbauweise mit einer als integrierter Bestand teil ausgebildeten Datenabtasteinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 1B ist ein Blockschaltbild einer Taktgeberschaltung, die im Gerät nach Fig. 1A verwendet werden kann;

Fig. 2 und 3 zeigen, teilweise in Blockform und teilweise als Schaltplan, eine Demultiplexschaltung, die im Gerät nach Fig. 3 verwendet werden kann;

Fig. 4 ist das Schaltbild einer Latchschaltung zum Ansteuern einer Spaltenleitung des Wiedergabegerätes;

Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm der Arbeitsfolge der Datenabtast einrichtung;

Fig. 6 ist ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Latchschaltung zum Ansteuern einer Spaltenleitung des Wiedergabegerätes;

Fig. 7 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 6;

Fig. 8 ist ein Schaltbild von Zeilenwähl-Demultiplexern einer Latch-Ansteuerschaltung;

Fig. 9 ist ein Zeitdiagramm der Arbeitsfolge der Zeilenwähl einrichtung; und

Fig. 10 ist das Schaltbild einer anderen Last variabler Impedanz.

Die Erfindung wird nachstehend in Verbindung mit einem selbst abtastenden Flüssigkristall-Bildwiedergabegerät beschrieben, bei dem die aktiven Elemente unter Verwendung von amorphem Siliziummaterial hergestellt sind. Es sei jedoch darauf hinge wiesen, daß die erfindungsgemäßen Prinzipien auch auf andere Gerätetypen anwendbar sind, die eine nachfolgend auch als Kommutierungsschaltung bezeichnete Abtastschaltung erfordern, welche in herkömmlicher Bauweise nicht in der Lage wäre, mit der gewünschten Arbeitsgeschwindigkeit zu funktionieren.

In der Fig. 1 ist ein selbstabtastendes Flüssigkristall-Wieder gabesystem in Blockform dargestellt. Dieses System enthält eine selbstabtastende "Bilderzeugungseinheit", die in der Zeichnung mit der gestrichelten Linie 10 umrahmt ist, und eine Zusatz elektronik mit einem Datensignal-Formatierer 24, einer nach folgend als Hauptsteuereinheit 26 bezeichneten Laststeuerein richtung und einem Taktsignalgeber (Taktgeber) 28. Der Bilderzeugungsteil 10 enthält eine Bild- oder Anzeigematrix 12, eine Horizontal abtastschaltung 14 und eine Datenkommutierungs- oder Abtast schaltung 18.

Die Bildmatrix 12 enthält eine Vielzahl von P mal Q mal R horizontalen Schienen und eine Vielzahl von M mal N vertikalen Datenleitungen, wobei M, N, P, Q und R ganze Zahlen sind. An jedem Schnittpunkt einer horizontalen Schiene und einer veri kalen Datenleitung befindet sich jeweils ein Transistorschalter und ein mit Flüssigkristall arbeitendes Anzeige- oder Bildelement, im folgenden auch kurz als "Pixel" bezeichnet. Die Steuerelektroden der einzelnen Transistoren sind mit den horizontalen Schienen (Zeilenleitungen) gekoppelt. Die Stromleitungsstrecke eines jeden Transistors ist zwi schen ein Flüssigkristall-Bildelement und eine Spalten schiene (Spaltenleitung) geschaltet. Die Flüssigkristall-Bildelemente sind kapazitive Elemente und fähig zur Speicherung von Ladung, d. h. sie speichern effektiv ein Potential. Beim Betrieb des Systems wird ein Potential nacheinander an die Hori zontalschienen gelegt, um jeweils alle Transistoren einer Matrixzeile auf einmal einzuschalten. Gleichzeitig mit der Einschaltung einer Zeile von Transistoren werden Daten für die betreffende Zeile von Bildelementen an die Spalten schienen gelegt. Diese Bilddaten werden über die Matrix transistoren auf die jeweiligen Bildelement-Kapazitäten gekoppelt, und dann werden die Transistoren in der Zeile ausgeschaltet. Die Bilddaten werden für eine Vollbildperio de an den Bildelementen gespeichert, und während dieser Zeit bestimmen die jeweiligen Datenpotentiale den Erleuch tungszustand bzw. die lichtdurchlässigkeit der betreffen den Bildelemente. Nach einer Vollbildperiode (diejenige Zeit, die zur Adressierung aller Horizontalzeilen benötigt wird) wird die horizontale Zeile aufs Neue adressiert, und neue Bilddaten werden an die Zeile der Bildelemente gelegt.

Die an die Matrix zu legenden Bilddaten werden in Serien form an einem Anschluß 40 zugeführt. Die Daten werden dann in M parallele Signale formatiert, um an den Demultiplexer 19 der Bilderzeugungseinheit gelegt zu werden. Während je des Zeilenintervalls wandelt der Demultiplexer 19 die M parallelen Signale in M . N parallele Signale um, entspre chend den M . N Spaltenschienen. Da der Demultiplexer M Signale in M . N Signale umwandelt, muß der Multiplexer in der Lage sein, in schnellstens einer Zeit gleich 1/N einer Zeilenperiode umzuschalten. Die M . N parallelen Sig nale werden auf eine Vielzahl von M . N Eingangs-Latch schaltungen 20 gekoppelt. Diese Latchschaltungen werden so betrieben, daß die Ansprechzeit des Demultiplexers mi nimiert wird.

Die Demultiplexierung der M parallelen Signale, die eine Zeile von Daten darstellen, und die Eingabe dieser Daten in die Eingangs-Latchschaltungen 20 benötigt den größten Teil einer Zeilenperiode.

Die in die Eingangs-Latchschaltungen 20 gegebenen Daten werden über Verknüpfungsglieder (Torschaltungen) 21 auf eine zweite Vielzahl von M . N Ausgangs-Latchschaltungen 22 übertragen. Diese Übertragung wird innerhalb eines relativ kleinen Teils einer Zeilenperiode durchgeführt. Die Daten werden in den Ausgangs-Latchschaltungen 22 über annähernd die nächstfolgende Zeilenperiode gespeichert, dann an die Spaltenschienen gelegt, um eine Zeile von Bild elementen der Matrix zu beaufschlagen. Die Matrix-Bild elemente in der jeweils adressierten Zeile haben ungefähr eine volle Zeilenperiode zur Verfügung, um die zugeführten Daten aufzunehmen. Drei Hauptmerkmale dieser Datenkommu tierungsanordnung sind: erstens ist die Anzahl der Daten zeilen, die von der selbstabtastenden Bilderzeugungseinheit genommen werden müssen, von M . N auf M reduziert; zweitens steht eine Periode von ungefähr einer Zeilenzeit zur Ver fügung, um das Datenpotential eines jeden Bildelementes einzustellen; drittens kann, wie weiter unten nachgewiesen, die Schaltungsanordnung unter Verwendung von Dünnfilmtran sistoren aus einem Material relativ geringer Trägerbeweg lichkeit hergestellt werden und dennoch die relativ schnel le Eingangsgeschwindigkeit der Daten verarbeiten.

Der Horizontalabtaster 14 enthält einen Zweiebenen-Demul tiplexer 15, 16 und eine Latch/Treiber-Anordnung 17, die für jede Horizontalschiene eine Latch- und Treiberschaltung enthält. An den Demultiplexer 15 werden P parallele Abtast signale gelegt. In der einfachsten Form des Betriebs liefern die P Abtastsignale jeweils einen Abtastimpuls mit einer Dauer von 1/P eines aktiven Vollbildintervalls, jeweils innerhalb getrennter, einander ausschließender Zeitperio den. Diese P Abtastsignale werden im Demultiplexer 15 in P . R parallele Abtastsignale umgesetzt, von denen jedes einen Abtastimpuls liefert, dessen Dauer gleich dem Bruch teil 1/(P . R) eines aktiven Vollbildintervalls ist, wobei diese Impulse in getrennten, einander ausschließenden Zeit perioden erscheinen. Die P . R Parallelsignale werden auf den Demultiplexer 16 gegeben, der P . R . Q parallele Ab tastsignale liefert. Die P . R . Q parallelen Abtastsigna le bestehen jeweils aus einem Abtastimpuls einer Dauer von ungefähr einem Horizontalzeilenintervall. Diese Impulse können so begrenzt werden, daß sie in getrennten, einander ausschließenden Zeitperioden erscheinen, oder die an auf einanderfolgende Horizontalzeilen gelegten Abtastimpulse können sich überlappen, wie weiter unten erläutert.

Die P . Q . R Abtastimpulse werden auf P . Q . R parallele Latch- und Treiberschaltungen gekoppelt. Die parallelen Latch- und Treiberschaltungen erregen die Horizontalschie nen im Gegentakt und sind speziell so ausgelegt, daß sie die Horizontalschienen schnell ausschalten können.

Die Hauptsteuereinheit 26 liefert Multiplexer-Steuersignale und Übertragungs-Steuersignale an die Spaltenschienen-Kommu tierungsschaltung 18 und die Horizontalabtastschaltung 14. Außerdem liefert die Hauptsteuereinheit Steuersignale an den Taktsignalgeber 28, der Taktsignale für die Erregung der Latchschaltungen 20, 22 und 17 entwickelt. Die Haupt steuereinheit kann einen Oszillator enthalten und eine Lo gikschhaltung aufweisen (z. B. einen Mikroprozessor), um unter Abzählung der vom Oszillator gelieferten Impulse die erforderlichen Steuersignale in passender zeitlicher Be ziehung zu erzeugen.

Bei dem zu beschreibenden System werden die Latchschaltun gen während bestimmter Zeitintervalle durch Taktsignale variablen Tastverhältnisses taktgesteuert. Der Taktgeber 28 ist so ausgestaltet, daß er Taktsignale sowohl mit kon stantem Tastverhältnis als auch mit variablem Tastverhält nis liefert.

Die Fig. 1B zeigt eine exemplarische Schaltungsanordnung zur Realisierung des Taktgebers 28. Diese Schaltungsanord nung enthält einen Oszillator 31, der ein Signal konstanter Frequenz von z. B. 10 MHz erzeugt. Der Oszillator 31 ist mit einer Zählschaltung 30 verbunden, die von Periode zu Periode des Oszillatorsignals aufsteigende Binärwerte lie fert, z. B. die Wertefolge 0 bis 127. Diese Werte werden an den Adresseneingang eines Festwertspeichers (ROM) 32 ge legt, der 128 Speicherplätze aufweist, die mit Logikwerten 1 und 0 vorprogrammiert sind. Der Festwertspeicher 32 lie fert daher alle 100 Nanosekunden einen Wert 1 oder 0. Ge nauer gesagt ist der Festwertspeicher 32 so programmiert, daß er eine Ausgangswellenform von beispielsweise 1 MHz liefert, worin sich das Tastverhältnis im Verlauf einer von 1 bis 127 gehenden Adressenfolge von 10% auf 100% und wieder zurück auf 10% ändert. Die allgemeine Gestalt die ser Wellenform ist in der Fig. 5 als Signal Ic' gezeigt. Natürlich können auch andere Wellenformen im Festwertspei cher programmiert sein. Außerdem können zusätzliche Adres senbits eingefügt werden, so daß von der Hauptsteuerein heit verschiedene Ausgangsfolgen aus dem Festwertspeicher gewählt werden können. Dies ist durch die mit MC bezeich nete Verbindung zwischen der Hauptsteuereinheit 26 und dem Adresseneingang des Festwertspeichers 32 angedeutet. Immer wenn eine Taktwellenform mit variablem Tastverhältnis ge wünscht ist, wird ein Rücksetzimpuls an die Hauptsteuer einheit gelegt, um den Eingang des Zählers 30 zurückzu setzen, so daß er die Folge an einem bekannten Punkt be ginnt.

Der Ausgang des Festwertspeichers 32 ist mit einem Verzö gerungselement 34 gekoppelt, das beim hier beschriebenen Beispiel eine Verzögerung von 500 Nanosekunden bringt. Die Ausgangssignale des Verzögerungselementes 34 und des Festwertspeichers 32 bilden zwei Phasen von Taktsignalen, die sich zumindest während der Zeiten, in denen das Tast verhältnis kleiner ist als 50%, nicht überlappen. Diese beiden Taktsignale werden auf jeweils einen ersten Ein gang dreier Multiplexer 36, 37 und 38 gegeben. Ein zweites Phasenpaar von Taktsignalen, die ein konstantes Tastver hältnis haben, werden auf jeweils einen zweiten Eingang der Multiplexer 36, 3% und 38 gekoppelt.

Die Multiplexer 36, 37 und 38 werden durch die Hauptsteuer einheit 26 so gesteuert, daß sie an ihren Ausgangsanschlüs sen entweder Taktsignale mit konstantem Tastverhältnis oder Taktsignale mit variablem Tastverhältnis liefern. Die Ausgangsanschlüsse der Multiplexer sind mit Treiberverstär kern verbunden, welche die jeweiligen Taktsignale auf die passenden Potentialwerte verstärken.

Die mit konstantem Tastverhältnis auftretenden Taktsignale werden erzeugt, indem das Ausgangssignal des Oszillators 31 auf einen Frequenzteiler 33 gegeben wird, der das 10- MHz-Signal beispielsweise durch 10 teilt und damit ein 1-MHz-Taktsignal liefert. Dieses Signal wird auf ein Ver zögerungselement 35 gegeben, welches das Taktsignal z. B. um 500 Nanosekunden verzögert. Die vom Frequenzteiler 33 und vom Verzögerungselement 35 gelieferten Ausgangssignale sind also zwei Phasen eines Taktsignals.

Als nächstes sei die Fig. 2 betrachtet, die ein Ausführungs beispiel eines Datenformatierers zeigt, der als Formatierer 24 in Fig. 1 verwendet werden kann. Der gezeigte Formatie rer enthält ein Schieberegister 50 mit Serieneingang und Parallelausgang und M Schieberegister 52-62 mit Parallel eingang und Serienausgang. Videodaten, von denen angenommen sei, daß sie in Form einzelner Abfrageproben vorliegen und eine Zweipegel-Bildinformation für "Hell" oder "Dunkel" darstellen, werden in Serienform an den Anschluß 40 ge legt. Eine Zeile der Videoinformation besteht aus M . N Proben, wobei M und N ganze Zahlen sind. Diese Videodaten werden, jeweils eine Zeile auf einmal, mit der Videodaten rate unter Steuerung durch ein Taktsignal CL_Ain das Re gister 50 getaktet. Das Taktsignal CL_A ist mit der Video datenrate synchronisiert. Nachdem eine Horizontalzeile von Videodaten in das Register 50 eingegeben ist, wird die Zeile von Videodaten unter dem Einfluß eines Übertragungs- Steuersignals CL_B in Parallelform in die Paralleleingang/ Serienausgang-Register 52-62 übertragen. Die Operation der Parallelübertragung erfolgt innerhalb eines relativ kleinen Teils eines Zeilenintervalls, d. h. innerhalb einer oder zwei Perioden der Videodatenrate. Nach der Parallelüber tragung wird das Register 50 bereitgemacht, die als näch stes erscheinende Horizontalzeile von Videodaten auf zuneh men.

Während der Zeit, in der das Register 50 die nächstfolgende Zeile von Videodaten aufnimmt, geben die M Paralleleingang/ Serienausgang-Register 52-62 die darin enthaltenen laufen den Videodaten an den Demultiplexer 19' aus. Dabei erfolgt unter Steuerung durch ein Taktsignal CL_C die Datenauslesung an jedem der einzelnen Register 52-62 jeweils in Serienform, wobei die Register zueinander parallel betrieben werden. Da M parallel zueinander ausgelesene Register vorhanden sind und die Videodaten in höchstens einer Horizontalzeilenzeit ausgelesen werden müssen, beträgt die Mindest-Ausleserate der Register 52-62 ungefähr N/TH, wobei TH eine Zeilenperio de ist, angenommen, die Demultiplexierung findet währen d einer ganzen Zeilenperiode statt. Die Mindestrate des Takt signals CL_C ist N/TH, jedoch beträgt die Rate bzw. Frequenz des Taktsignals CL_C in Wirklichkeit ungefähr das Doppelte von N/TH, wie weiter unten gezeigt.

Die jeweiligen Serienausgänge der Register 52-62 sind mit jeweils zugeordneten Serieneingängen von M einzelnen 1-auf- N-Demultiplexern MUX (M) bis MUX (1) gekoppelt, die den Multiplexer 19' bilden. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 sei angenommen, daß die Videodaten für eine Hori zontalzeile so angeordnet sind, daß das zuerst erscheinen de Datenexemplar für die Wiedergabe auf der linken Seite des Bildes und das zuletzt erscheinende Datenexemplar für die Wiedergabe auf der rechten Seite des Bildes gilt. Nach dem eine Zeile von Daten in das Register 50 eingegeben ist, liegen die zuerst erscheinenden Daten am rechten Ende und die zuletzt erscheinenden Daten am linken Ende des Re gisters 50, und somit werden die zuerst erscheinenden Videodaten in das Register 62 und die zuletzt erscheinden Videodaten in das Register 52 übertragen. Die Demultiplexer MUX (1) bis MUX (M) sind, wie gezeigt, so angeordnet, daß die Daten von links nach rechts an die Spaltenschienen der Wiedergabeeinrichtung gelegt werden. Deswegen sind die Ver bindungen zwischen der Registergruppe und der Demultiplexer gruppe so geführt, daß die Demultiplexer MUX (1)... MUX (M) Daten von den Registern 62... 52 empfangen, um die Daten richtig für die Bilddarstellung zu orientieren. Wenn es jedoch belanglos ist, ob die Information um eine vertikale Achse gespiegelt wird, oder wenn die Videodaten in umge kehrter Reihenfolge am Eingang eingegeben werden, dann können die Verbindungen zwischen der Registergruppe und der Demultiplexergruppe auch von den Registern 52... 62 zu den Demultiplexern MUX (1)... MUX (M) laufen.

Die Fig. 3 zeigt in Form eines Schaltbildes die Konfigura tion eines der in Fig. 2 als Blöcke dargestellten Demulti plexer. Der gezeigte Demultiplexer enthält eine Vielzahl von Dünnfilm-Feldeffekttransistoren (abgekürzt TFFET) von ein und demselben Leitfähigkeitstyp, die aus einem Material geringer Trägerbeweglichkeit hergestellt sind (z. B. aus amorphem Silizium). Die Gateelektroden der TFFETs sind mit zugeordneten Steuerleitungen verbunden, an die logische Steuerpotentiale gelegt werden, um jeweils einzelne Exem plare der Transistoren unter Ausschluß der übrigen Exemplare leitend zu machen. Die Steuerpotentiale können beispiels weise für aufeinanderfolgende Abtastung der Transistoren geliefert werden, so daß jeder Transistor exklusiv (einmal pro Zeilenintervall) unter Ausschluß der übrigen Transisto ren leitet. Die eine Elektrode der Hauptstromstrecke eines jeden TFFET ist mit der Dateneingangsklemme 70 des Demul tiplexers verbunden, und die andere Elektrode der Haupt stromstrecke des betreffenden TFFET ist mit einem zugeord neten Exemplar von Ausgangsklemmen 1 bis N des Demultiple xers verbunden. Jeweils derjenige TFFET, der im Augenblick leitend gemacht ist, koppelt die gleichzeitig an die Ein gangsklemme 70 gelegten Videodaten auf die ihm zugeordnete Ausgangsklemme. Die Konditionierung der einzelnen TFFETs in ihren Leitzustand erfolgt mit einer Schaltrate oder Fre quenz, die im Einklang mit der Rate des Anlegens der Video daten an die Klemme 70 steht, d. h. die Steuerpotentiale wechseln mit der Rate, mit der die Register 52-62 Video daten auslesen.

Um die selbstabtastende Bilderzeugungseinheit mit der Er wartung einer vernünftigen Ausbeute herzustellen und um den Spaltenschienen und somit den Bildelementen (Pixels) eine wünschenswerte Teilung zu geben, ist es notwendig, die Anzahl von Transistoren und Verbindungsleitungen der Einheit minimal zu halten. Zu diesem Zweck sind die Multi plexer so konstruiert, daß sie nur eine Eintaktsignal- Ansteuerung der Eingangs-Latchschaltungen bringen. Da die Latch-Schaltungen eintaktmäßig angesteuert werden und da die Demultiplexer und die Latchschaltungs-Transistoren aus Material geringer Trägerbeweglichkeit hergestellt sind, ist ferner die zur Zustandsänderung der Latch-Schaltung erforderliche Zeit relativ lang. Um die Umschaltzeit der Eingangs-Latchschaltung zu reduzieren, ist diese Schaltung mit einem Rücksetztransistor versehen, um sie vor dem An legen der Videodaten in einen bevorzugten Zustand zurückzu setzen. Der Rücksetztransistor ist so an geordnet, daß der Ausgangsanschluß, an den Videodaten für die Latch-Schaltung gelegt werden, in einem hohen Zustand ist. Wenn also die Videoinformation einen hohen Zustand repräsentiert, braucht der Zustand der Latchschaltung nicht geändert zu werden. Wenn umgekehrt die Videoinformation einen niedrigen Zustand repräsentiert, dann muß der Zustand der Latchschaltung ge ändert werden.

Diese Anordnung führt aus folgenden Gründen zur schnellst möglichen Zustandsänderung der Latchschaltung. Der Rück setztransistor ist mit der Latchschaltung in einer solchen Konfiguration gekoppelt, daß er in Sourceschaltung arbeitet, um das Potential eines Ausgangsanschlusses der Eingangs- Latchschaltung herunterzuziehen, anstatt in einem Source folgerbetrieb das Potential eines Eingangsanschlusses der Eingangs-Latchschaltung hochzuziehen. Durch den Betrieb in Sourceschaltung zum Herunterziehen des Potentials des Aus gangsanschlusses bleibt die Gate-Source-Spannung des Tran sistors konstant, und daher ist auch der vom Rücksetztran sistor geleitete Strom zur Entladung des Ausgangsanschlusses im wesentlichen konstant. Würde umgekehrt der Rücksetztran sistor als Sourcefolger arbeiten (Verstärker in Drainschal tung), um das Potential eines Ausgangsanschlusses der Ein gangs-Latchschaltung hochzuziehen, dann würde bei höher werdendem Potential des Ausgangsanschlusses die Gate-Source- Spannung des Rücksetztransistors zunehmen, was eine zeit abhängige Abnahme des Stroms zur Folge hätte, der zur Ent ladung des Ausgangsanschlusses über den Rücksetztransistor geleitet wird. Vergleicht man also einen in Sourceschaltung betriebenen Rücksetztransistor mit einem als Sourcefolger betriebenen Rücksetztransistor, dann gilt für gleiche Steuerpotentiale an den Gateelektroden, daß der in Source schaltung arbeitende Transistor die Latchschaltung schnel ler zurücksetzt, und zwar wegen seines Betriebs mit konstan tem Strom.

Der Demultiplexer-Transistor ist mit demjenigen Ausgangs anschluß der Eingangs-Latchschaltung verbunden, der dem Ausgangsanschluß, an dem der Rücksetztransistor liegt, ent gegengesetzt ist. Vor dem Anlegen von Videodaten an die Demultiplexer werden alle Eingangs-Latchschaltungen auf denjenigen Zustand zurückgesetzt, bei welchem die mit den Demultiplexer-Transistoren verbundenen Ausgangsanschlüsse in einem hohen Zustand sind. Somit brauchen die Demultiple xer-Transistoren die Eingangs-Latchschaltungen niemals auf einen hohen Zustand aufzuladen, d. h. die Demultiplexer- Transistoren arbeiten nicht im Sourcefolgerbetrieb. Die Demultiplexer-Transistoren brauchen nur den Ausgangsan schluß der Eingangs-Latchschaltung beim Erscheinen von Vi deodaten niedrigen Zustandes zu entladen, und diese Ent ladung erfolgt in der Sourceschaltungs-Betriebsart, die schneller ist. Wäre die Eingangs-Latchschaltung nicht auf den vorhergehenden bevorzugten Zustand zurückgesetzt, müß ten die Demultiplexer-Transistoren für Videosignale niedri gen und hohen Zustandes abwechselnd in Sourceschaltung und als Sourcefolger arbeiten. Unter diesen Bedingungen wäre die Demultiplexerrate durch den langsameren Sourcefolger betrieb begrenzt. Dies wiederum würde eine höhere Anzahl von Demultiplexern und Eingangsdatenleitungen der selbst abtastenden Bildwiedergabeeinheit erfordern.

Ausgangs-Latchschaltungen sind aus folgenden Grün den vor gesehen. Die Spaltenpuffer oder -treiber sind relativ große Bauelemente und stellen relativ große kapazitive Lasten für die sie ansteuernde Schaltungsanordnung dar. Würden die Spaltentreiber von den Eingangs-Latchschaltungen über Tor schaltungen betrieben, dann würden die Torschaltungen ab wechselnd in Sourceschaltung und als Sourcefolger arbeiten. Die von den Torschaltungen benötigte Zeit, um die Spalten puffer im Sourcefolgerbetrieb zu erregen, ist zu lang zur Erzielung einer annehmbaren Qualität. Andererseits kann eine Latchschaltung, die mit Lasten variabler Impedanz betrieben wird, die Eingangskapazität des Spaltenpuffers relativ schnell ansteuern. Außerdem läßt sich die Latchschaltung so auslegen, daß sie eine relativ kleine Eingangsimpedanz hat und daher relativ leicht über die Torschaltungen an gesteuert werden kann (es sei bemerkt, daß an irgendeiner Stelle in der Kommutierungsschaltung Torschaltungen vor gesehen sein müssen, um die Spaltenschienen während der relativ langen Intervalle, in denen eine neue Zeile von Daten an die Bilderzeugungseinheit gelegt wird, abzukoppeln.)

Die Fig. 4 zeigt die Struktur der Eingangs-Latchschaltungen, der Torschaltungen und der ausgangsseitigen Latch- und Trei berschaltung für eine einzige Vertikalschiene der Daten wiedergabe. Es sei angenommen, daß alle Transistoren in der Struktur Dünnfilm - Feldeffekttransistoren aus Material geringer Trägerbeweglichkeit (z. B. amorphem Silizium) sind, nachstehend einfach als FETs bezeichnet. Außerdem sei zum Zwecke der Erläuterung angenommen, daß die Transistoren n- leitende Elemente vom Anreicherungstyp sind. Die Prinzipien der Arbeitsweise der Schaltung sind jedoch nicht auf Feld effekttransistoren beschränkt, sondern gelten allgemein auch für Strukturen, die z. B. bipolare Bauelemente verwenden.

Die Eingangs-Latchschaltung enthält über Kreuz gekoppelte FETs 104 und 106, deren Sourceelektroden an eine Schiene 100 angeschlossen sind und deren Drainelektroden an jeweils einem zugeordneten Ausgangsanschluß 108 bzw. 110 liegen und deren Gateelektroden mit dem Ausgangsanschluß 110 bzw. 108 verbunden sind. Ein Rücksetz-FET 102 liegt mit seiner Source elektrode an der Schiene 100 und mit seiner Drainelektrode am Ausgangsanschluß 108, während seine Gateelektrode mit einer Rücksetzschiene 126 verbunden ist. Die FETs 108 und 110 haben geschaltete Kondensatorlastschaltungen 111 bzw. 117, die mit dem betreffenden Ausgangsanschluß 108 bzw. 110 verbunden sind.

Die geschaltete Kondensatorlastschaltung 111 (bzw. 117) enthält zwei FETs 112, 114 (118, 120) in Reihenschaltung zwischen einer Gleichspannungsschiene 126 und dem zugeord neten Ausgangsanschluß 108 (110). Ein Kondensator 116 (122) ist zwischen den Verbindungspunkt der Transistoren 112, 114 (118, 120) und einen auf Gleichspannungspotential liegen den Punkt geschaltet, der in der Zeichnung zur Vereinfachung der Darstellung als ein Punkt der Schiene 126 gezeigt ist. Die Eingangsdaten werden über einen Multiplexer-FET 90 (der z. B. einem der in Fig. 3 dargestellten Transistoren ent spricht) auf den Ausgangsanschluß 110 der Latchschaltung gekoppelt und bestimmen den Zustand der Schaltung. Die Ein gangs-Latchschaltung liefert an ihren Ausgangsanschlüssen 108 und 110 komplementäre Ausgangs-Logikzustände, die durch den Logikzustand der Eingangsdaten oder durch ein an die Rücksetzschiene 124 gelegtes Potential des Logikwertes 1 bestimmt werden. Das heißt, ein Rücksetzimpuls bringt den FET 102 in einen leitenden Zustand, was den Ausgangsan schluß 108 auf einen niedrigen Zustand zieht und bewirkt, daß der Ausgangsanschluß 110 einen hohen Zustand erreicht. Der hohe Zustand am Ausgangsanschluß 110 wirkt als Rück kopplung auf den FET 104 im Sinne einer Leitendmachung und verriegelt oder "hält" die Schaltung damit in diesem Zu stand. Wenn anschließend eine Videosignalprobe entsprechend einem hohen Zustand über den FET 90 an den Ausgangsanschluß 110 gelegt wird, ändert sich der Zustand der Latchschaltung nicht. Wird andererseits eine Videosignalprobe entsprechend einem niedrigen Zustand an den Ausgangsanschluß 110 gelegt, dann tendiert dieser niedrige Zustand zur Ausschaltung des FET 104.

Die geschalteten Kondensatorlastschaltungen 111 und 117 sind eingefügt, um eine Änderung der Verstärkung der Latch schaltung zu erlauben. Die hintereinandergeschalteten FETs 112, 114 (118, 120) werden abwechselnd zum Leiten gebracht, und zwar durch Taktsignale Ic an den Gateelektroden der FETs 112 und 120 und durch ein Taktsignal Ic an den Gateelektro den der FETs 114 und 118. Wenn die FETs 112 und 120 leiten, laden sie die Kondensatoren 116 und 122 in Richtung auf das an der Schiene 126 liegende Gleichspannungspotential +V2 auf. Anschließend werden die FETs 112 und 120 ausgeschaltet, und die FETs 114 und 118 werden leitend gemacht. Während dieses Zeitintervalls werden die in den Kondensatoren 116 und 122 gespeicherten Ladungen zu den Ausgangsanschlüssen 108 und 110 geleitet, als Betriebsströme für die über Kreuz gekoppel ten FETs 104 und 106.

Die aus Lehrbüchern zu entnehmende Theorie geschalteter Kondensatoren besagt, daß die effektive Impedanz einer geschalteten Kondensatoranordnung ähnlich der Schaltung aus den FETs 112 und 114 und dem Kondensator 116 annähernd der Impedanz eines Widerstandes mit dem Wert 1/Cf_c Ohm ist, wobei f_c die Taktfrequenz und C der Wert der Kapazität ist. Die FETs 112 und 114 in der Schaltung nach Fig. 4 haben nicht die idealen Schaltcharakteristiken, wie sie bei der Theorie geschalteter Kondensatoren vorausgesetzt werden, dennoch bildet die Anordnung eine ohmsche Impedanz, wenn auch mit einem anderen Wert als 1/Cf_c. Für eine konstante Frequenz der Taktsignale Ic und Ic kann der Widerstands wert und damit die Verstärkung der Latchschaltung auf höhe re und niedrigere Werte geändert werden, indem man das Tast verhältnis der Taktwellenformen verkleinert bzw. vergrößert. Der Vorteil einer Änderung der Verstärkung der Latchschal tung wird weiter unten beschrieben, nach der Beschreibung des restlichen Teils der Fig. 4.

Die komplementären Ausgangssignale an den Anschlüssen 108 und 110 werden an jeweils eine Torschaltung 134 bzw. 136 gelegt. Die Torschaltungen 134 und 136 werden durch einen Übertragungs-Steuerimpuls TC gesteuert, der den Gateelektro den der Torschaltungen über eine Schiene 132 angelegt wird. Sobald eine vollständige Zeile von Videodaten auf einmal ("im Multiplex") in die Eingangs-Latchschaltungen 20 über tragen worden ist, werden die Torschaltungen in den leiten den Zustand gebracht, so daß sie die jeweiligen Ausgangs potentiale an die Gateelektroden von FETs 139A und 139B legen, die den Eingangskreis der Ausgangs-Latchschaltungen 22' bilden. Die Torschaltungen 134 und 136 werden dann bis zum nächsten Zeilenintervall ausgeschaltet. Diese Ausschal tung kann erfolgen, bevor die Ausgangs-Latchschaltung ih ren Zustand vollständig geändert hat, vorausgesetzt, es ist eine genügende Zeit verstrichen, um die von der Ein gangs-Latchschaltung erzeugten Ausgangspotentiale in den parasitären Eigenkapazitäten der Gateelektroden der FETs 139A und 139B zu speichern. Danach bewirkt trotz Nicht leitung der Torschaltung 134 und 136 das gespeicherte Po tential an den Gateelektroden der FETs 139A und 139B wei terhin eine Zustandsänderung der Ausgangs-Latchschaltung 22'.

Die Ausgangs-Latchschaltung 22' enthält die Eingangs-FETs 139A und 139B, ferner über Kreuz gekoppelte FETs 142 und 144 und geschaltete Kondensatorlastschaltungen 155 und 161. Die Sourceelektroden der FETs 139A, 139B, 140 und 142 sind mit der Gleichspannungsschiene 138 verbunden. Die Drainelektroden der FETs 139B und 142 liegen an einem Ausgangsanschluß 148, und die Drainelektroden der FETs 139A und 140 sind mit einem Ausgangsanschluß 146 verbunden. Die geschalteten Kondensatorlastschaltungen 155 und 161 liegen an den Ausgangsanschlüssen 148 bzw. 146. Die ge schaltete Kondensatorlastschaltung 155 (bzw. 161) enthält hintereinandergeschaltete FETs 152, 156 (162, 158) und einen Kondensator 154 (160), der zwischen dem Verbindungs punkt der hintereinandergeschalteten FETs und einem Punkt festen Potentials angeordnet ist. Die Gateelektroden der FETs 152, 156 (162, 158) sind mit jeweils einer Taktschiene 166 bzw. 164 verbunden, an die ein zugehöriges Taktsignal Dc bzw. Dc angelegt wird, um die Verstärkung der Ausgangs- Latchschaltung zu ändern.

Das an die Ausgangs-Latchschaltung angelegte Eingangssignal ist gegentaktartig, d. h. einer der FETs 139A und 139B wird leitend gemacht, während der jeweils andere nichtleitend gemacht wird. Die FETs 139A und 139B sind so angeordnet, daß sie im leitenden Zustand den jeweiligen Ausgangsknoten, an des ihre jeweilige Drainelektrode angeschlossen ist, potentialmäßig nach unten ziehen. Somit arbeiten die FETs 139A und 139B nur im schnelleren Sourceschaltungs-Betrieb. Wegen des gegentaktartigen Eingangssignals ist die Aus gangs-Latchschaltung 22' symmetrisch und braucht daher vor dem Anlegen von Eingangsdaten nicht zurückgesetzt zu werden.

Die Ausgangs-Latchschaltung 22' liefert komplementäre Aus gangssignale an den Anschlüssen 148 und 146, die jeweils mit der Gateelektrode eines zugeordneten Exemplars zweier FETs 168 und 170 gekoppelt sind, welche als Gegentakttrei ber angeordnet sind. Die FETs 168 und 170 liegen in Reihe zueinander zwischen einem relativ positiven und einem re lativ negativen Gleichspannungspotential. Der Verbindungs punkt 172 zwischen den FETs 168 und 170 ist an eine ver tikale Spaltenschiene in der Bildmatrix angeschlossen.

Die Schienen 100, 124, 126, 128, 130, 132, 138, 150, 164 und 166 sind allen M . N Schaltungen der Bilderzeugungs einheit gemeinsam.

Die Systemtaktsteuerung ist in Fig. 5 veranschaulicht und basiert auf den nachfolgenden, als Beispiel gewählten Vor aussetzungen. Ein Horizontalzeilenintervall dauert 64 Mikro sekunden, wovon die aktive Videoinformation 60 Mikrosekun den belegt. Pro Zeilenintervall gibt es als Daten 1024 Abfragewerte (Proben) der Videoinformation, und die Bild matrix weist eine entsprechende Anzahl von Spaltenschienen auf. Die Anzahl M der Multiplexer und der Paralleleingang/ Serienausgang-Register ist gleich 32. Die Anzahl N von Aus gängen pro Multiplexer beträgt 32, und die Anzahl von Pro ben, die an jedes der Register 62-52 gelegt werden, ist ebenfalls 32.

Da 1024 Videoproben innerhalb 60 Mikrosekunden erscheinen, wird das Register mit einer Frequenz von 17 MHz durch das Taktsignal CLA taktgesteuert. 32 Mikrosekunden werden für Kommutierung der Videodaten über 32 Kanäle reserviert, so daß die Kommutierungsfrequenz und damit die Taktfre quenz der Register 52-62 (Signal CL_C) gleich 1 MHz ist.

Die oberste Wellenform in Fig. 5, als "serieller Video eingang" bezeichnet, stellt das Zeilenformat der seriellen Videodaten dar und zeigt zwei aufeinanderfolgende Zeilen. Am Ende einer Zeilenperiode wird eine Zeile von Videoda ten in das Register 50 geladen, und die zugehörigen Pro ben stehen an den parallelen Ausgangsanschlüssen zur Ver fügung. Durch einen vom Taktsignal CL_B gelieferten Impuls werden die im Register 50 enthaltenen Videodaten in die Register 52-62 übertragen. Nach dieser Übertragung werden die Register 52-62 parallel zueinander taktgesteuert und zwar durch das Taktsignal CL_C, das einen 32 Mikrosekunden dauernden Burst von 32 Impulsen der 1-MHz-Taktfrequenz liefert. Während dieser 32 Mikrosekunden werden an jeden der 32 Multiplexer 32 Videoproben seriell mit der 1-MHz- Rate geliefert, und die Multiplexer-Steuersignale tasten die Multiplexer mit der 1-MHz-Rate ab, um ihre jeweiligen 32 Videoproben auf 32 verschiedene Eingangs-Latchschal tungen zu koppeln. Etwa 9 Mikrosekunden nach dem Kommu tierungsintervall liefert ein Übertragungs-Taktsignal TC einen Impuls von etwa 9 Mikrosekunden Dauer, währenddessen eine Übertragung der Daten aus den Eingangs-Latchschaltun gen in die Ausgangs-Latchschaltungen erfolgt.

Wie weiter oben beschrieben, sind die Eingangs- und Aus gangs-Latchschaltungen mit geschalteten Kondensatorlasten versehen, so daß die Verstärkung der Latch-Schaltungen verändert werden kann. Eine solche Verstärkungsänderung erfolgt zweimal pro Zeilenintervall bei den Eingangs- Latchschaltungen und einmal pro Zeilenintervall bei den Ausgangs-Latchschaltungen. Nachdem die Daten aus den Ein gangs- in die Ausgangs-Latchschaltungen übertragen worden sind (Zeitintervalle TI1, TI11, TI21), werden die Eingangs- Latchschaltungen zurückgesetzt und auf einen bevorzugten Zustand aufgeladen. Die Rücksetz- oder Ladezeit wird durch Ändern der Verstärkung der Latchschaltung verbessert. Die Latchschaltungs-Verstärkung wird dadurch geändert, daß die Frequenz oder das Tastverhältnis des Taktes der geschalte ten Kondensatorlasten verändert wird. Das mit Ic, Ic be zeichnete, in Blöcken dargestellte Diagramm zeigt die Takt signale für die Eingangs-Latchschaltungen, d. h. die Takt signale für die geschalteten Kondensatorlasten. Die mit VDC bezeichneten Zeitintervalle bedeuten Perioden mit variabler Verstärkung, und die mit CDC bezeichneten Zeit intervalle bedeuten Perioden konstanter Verstärkung. Die Verstärkung der Eingangs-Latchschaltungen wird auch während Intervallen TI3 und TI13 unmittelbar nach den Kommutierungs intervallen TI2, TI12 verändert. Zwischen den Intervallen variabler Verstärkung werden die Taktsignale Ic, Ic so betrieben, daß sie hohe Verstärkung bringen, d. h. die Sig nale werden mit niedriger Frequenz oder kleinem Tastver hältnis betrieben, sie können aber auch ganz angehalten werden, wenn die Schaltungen niedrige Leckströme haben.

Die Taktsignale Dc, Dc für die geschalteten Kondensator lasten der Ausgangs-Latchschaltungen werden so betrieben, daß sie während der Zeitintervalle TI1, TI11, TI21, usw. unmittelbar nach den Übertragungsintervallen TI4, TI14 variable Verstärkung bringen. Zwischen diesen Intervallen variabler Verstärkung werden die Taktsignale Dc, Dc für eine konstante hohe Verstärkung betrieben, oder sie werden allesamt angehalten, wenn es der Pegel der Leckströme er laubt.

Die in Fig. 5 dargestellte Wellenform SC zeigt das auf die Schiene 100 der Schaltung nach Fig. 4 gegebene Potential, welches das Sourcepotential für die über Kreuz gekoppelten FETs 104 und 106 bildet. Das Potential S^C variiert zwischen ungefähr -2 Volt und -5 Volt. Während der Vorladungsinter valle TI1, TI11, usw. wird das Potential SC auf -2 Volt an gehoben, um die Leitfähigkeit des Transistors 106 zu ver mindern und damit die mittlere Vorladung oder Rücksetz zeit der Eingangs-Latchschaltung zu verringern. Es hat sich gezeigt, daß die Verstärkung der Latchschaltung ver bessert oder die Schaltzeit der Latchschaltung verkürzt werden kann, indem man das Sourcepotential rampenartig herunterfährt. Es ist am vorteilhaftesten, dies nach der Probenkommutierung und während der Intervalle TI3, TI13 zu tun, daß die Eingangs-Latchschaltungen mit Ladung ge pumpt werden.

Der Betrieb der Latch-Schaltungen läuft wie folgt ab. Während der Rücksetzung wird das Potential SC von seinem Betriebswert von -5 Volt auf -2 Volt gestellt, und dieser Wechsel vermindert die Leitfähigkeit der beiden FETs 104 und 106. Das Rücksetz-Taktsignal R geht impulsartig auf hohen Pegel, wodurch der FET 102 eingeschaltet wird. Das Potential dieses Rücksetzimpulses ist hoch genug gewählt, damit der FET 102 über den Einfluß der FETs 104 und 106 dominieren kann. Wenn der Ausgangsanschluß 108 in einem niedrigen Zustand ist, bleibt er niedrig. Ist andererseits der Ausgangsanschluß 108 hoch, dann wird er auf das -2 V- Potential der Schiene 100 gezogen. Gleichzeitig wirkt die Rückkopplung der Latchschaltung im Sinne eines Hoch ziehens des Ausgangsanschlusses 110. Zu diesem Zeitpunkt, wenn die Lastimpedanz der Latchschaltung hoch ist, d. h. wenn der effektive Widerstand der geschalteten Kondensator last 111 groß ist, steht nur wenig Strom zur Verfügung, um das hohe Potential am Ausgangsanschluß 108 zu erhalten, wodurch der Rücksetztransistor 102 das Potential schnell nach unten ziehen kann. Gleichzeitig ist der effektive Widerstand der geschalteten Kondensatorlast 111 ebenfalls hoch und liefert infolgedessen geringen Strom, um den Aus gangsanschluß 110 mit angemessener Geschwindigkeit hochzu ziehen. Es ist also vorteilhaft, sobald genügend Zeit für das Herunterziehen des Ausgangsanschlusses 108 verstrichen ist, die geschalteten Kondensatorlasten in einen solchen Zustand zu bringen, daß sie weniger Widerstand haben bzw. mehr Steuerstrom liefern, um den Ausgangsanschluß hoch zuziehen. Anschließend können die geschalteten Kondensa torlasten 111 und 117 in den Zustand hoher Impedanz zu rückgebracht werden, oder sie können, falls die Leckströme der Schaltung genügend klein sind, in einen Zustand prak tisch unendlich hoher Impedanz gebracht werden, indem die Taktsignale Ic bzw. Ic in niedrigem Zustand angehalten werden. Die bevorzugte Betriebsart besteht darin, die Takt signale während dieses Intervalls, d. h. wenn die Kommu tierung des Videosignals durchgeführt wird, anzuhalten. Die mit Ic', Ic' bezeichneten Wellenformen sind zeitlich gedehnte Darstellungen der Taktsignale Ic, Ic während der Intervalle variabler Impedanz.

Nach dem Rücksetzintervall beginnt die Kommutierung des Videosignals. Als Beispiel sei angenommen, daß das an die Dateneingangsklemme 70 gelegte Videosignal im hohen Zu stand einen Potentialwert von positiven 5 Volt und in niedrigem Zustand einen Potentialwert von negativen 5 Volt hat. Während der Kommutierungsperiode wird der FET 90 für eine Mikrosekunde leitend gemacht. Ist das Videosignal hoch, dann bleibt die Latchschaltung im rückgesetzten Zustand. Ist das Videosignal niedrig, dann wird der Aus gangsanschluß 110 in Richtung auf -5 Volt gezogen, jedoch erreicht das Potential am Anschluß 110 in der einen Mikro sekunde des Kommutierungsintervalls nicht einen wesentlich unter -2 Volt liegenden Wert. Zunächst sei der Fall betrach tet, daß die geschalteten Kondensatorlasten 111 und 117 im Zustand hohen Widerstandes arbeiten. Wenn der Anschluß 110 potentialmäßig nach unten geht, wird der Ausgangsanschluß 108 in Richtung auf den hohen Zustand gezogen. Die Kommu tierungszeit von einer Mikrosekunde genügt, um die Rück kopplung der Latchschaltung wirksam zu machen, so daß sie mit ihrer Zustandsänderung auch nach Ausschaltung des FET 90 fortfährt. Als nächstes sei die bevorzugte Betriebs art betrachtet, bei welcher die geschalteten Kondensator lasten 111 und 117 im Zustand unendlich hoher Impedanz sind, d. h. die Taktsignale Ic und Ic sind im niedrigen Zustand angehalten. Ist das Videoeingangssignal niedrig, dann wird der Ausgangsanschluß 110 über den FET 90 in Richtung auf -5 Volt gezogen. Bei unendlicher Impedanz der Lasten III und 11% existiert kein Steuerstrom zum Stützen eines hohen Potentials am Ausgangsanschluß 110, und deswegen kann dieser Anschluß relativ schnell nach unten gezogen werden wodurch die erforderliche Kommu tierungszeit verkürzt wird. Da jedoch kein Steuerstrom geliefert wird, kann der Ausgangsanschluß 108 nicht hoch gezogen werden. Die Ausgangsanschlüsse 108 und 110 sind beide niedrig, jedoch liegt der Anschluß 110 auf einem tieferen Potential als der Anschluß 108, weil der An schluß 108 auf das bei -2 Volt liegende Potential SC ge klemmt wird, der Anschluß 110 aber in Richtung auf -5 Volt gezogen wird. Es ist nicht notwendig, daß der An schluß 110 ganz auf -5 Volt gezogen wird. Eine Einstellung des Anschlusses 110 auf -2,3 Volt genügt, um sicherzustel len, daß die Latchschaltung den gewünschten Zustand er reicht, wenn wieder Laststrom über die Lastschaltungen 111 und 117 zugeführt wird.

Unabhängig davon, ob die geschalteten Kondensatorlasten im Zustand hoher Impedanz oder im Zustand unendlicher Im pedanz arbeiten, erreicht während des Intervalls von einer Mikrosekunde, in welchem ein Videosignal von -5 Volt auf die Latchschaltung gekoppelt wird, keiner der Ausgänge der Latchschaltung ein Ausgangspotential, das wesentlich po sitiver als 0 Volt ist. Dies stellt einen Leistungsverlust zwischen dem Demultiplexer-Eingang und den Ausgangsan schlüssen der Eingangs-Latchschaltung dar. Der besagte Leistungsverlust ist akzeptierbar, weil er im Effekt durch eine Verbesserung der Bandbreite aufgewogen wird.

Die Verbesserung der Bandbreite ergibt sich zum Teil des wegen, weil die Sourcepotentiale der über Kreuz gekoppel ten Transistoren auf -2 Volt gehoben werden, denn dadurch verringert sich der am Anschluß 110 notwendige Ausschlag des Ausgangspotentials, der über den Demultiplexer-Tran sistor aufgebracht werden muß, um eine Änderung des Zu standes der Latchschaltung zu bewirken. Zweitens wird die Bandbreite verbessert, weil wenig Laststrom vorhanden ist, der dem Herunterziehen des Anschlusses 110 über den De multiplexer-Transistor 90 entgegenwirkt. Drittens sind zumindest in der bevorzugten Betriebsart während der Kommu tierung die über Kreuz gekoppelten FETs durch die tragen den Bedingungen effektiv aus der Schaltung herausgenommen, so daß der Demultiplexer-Transistor nicht irgendwelche Rückkopplungsbestrebungen der Latchschaltung ankämpfen muß.

Nach Beendigung des Kommutierungsintervalls TI2 treten die Eingangs-Latchschaltungen in die Ladungspumpphase TI3 ein, und der Leistungsverlust wird zurückgewonnen. Am Be ginn dieses Intervalls werden die geschalteten Kondensa torlasten 111 und 117 in den Zustand hoher Verstärkung ge bracht, in welchem sie Ladestrom über hohe effektive Wi derstände liefern. Zur gleichen Zeit wird das Sourcepoten tial SC für die über Kreuz gekoppelten FETs 104 und 106 von -2 Volt auf -5 Volt geändert.

Durch Herunterziehen des Potentials an den Sourceelektroden der FETs 104 und 106 auf -5 Volt, werden die FETs 104 und 106 in den leitenden Zustand gebracht. Der FET mit dem jeweils höheren Gatepotential zieht sein Drainpotential schnell nach unten (und schaltet den jeweils anderen FET aus), und zwar wegen des begrenzten Laststroms über die Lastschaltungen 111 und 117. Alternativ, wenn der das höhere Gatepotential aufweisende FET sein Drainpotential nicht ausreichend weit zur vollständigen Ausschaltung des anderen FET herunterziehen kann, wird er es immer noch ge nügend tief ziehen, um den Endzustand der Latchschaltung herzustellen. Ungefähr 2 Mikrosekunden sind für diesen Fühlvorgang bewilligt. Dann werden die Taktsignale Ic und Ic für die geschalteten Kondensatoren moduliert, um eine niedrige Lastimpedanz und hohen Steuerstrom herzustellen. Der für hohen Zustand konditionierte Ausgangsanschluß lädt sich während dieses Intervalls relativ schnell auf, jedoch wird er aus folgenden Gründen daran gehindert, sein Maximalpotential zu erreichen. Es sei hierzu auf die Fig. 4 verwiesen und angenommen, daß der Ausgangsanschluß 108 in den hohen Zustand gehen soll, d. h. daß der FET 104 nicht leitend und der FET 106 leitend sein soll. Wenn die Last schaltungen 111 und 117 so konditioniert sind, daß sie niedrigen Lastwiderstand bieten ist das Verhältnis des effektiven Lastwiderstandes zum Ausgangswiderstand des FET 106 zu klein, um das Potential am Ausgangsanschluß 110 so tief zu stellen, daß der FET 104 am Leiten gehindert würde. Der von ihm geleitete Strom hindert den Anschluß 108 am Erreichen des verfügbaren Maximalpotentials. Nach dem die Lastschaltungen 111 und 117 für einige Mikrose kunden im Zustand geringen Widerstandes oder geringer Ver stärkung gewesen sind und somit genügend Zeit hatten, die jeweiligen Ausgänge auf ein relativ hohes Potential auf zuladen, werden die Lastschaltungen 111 und 117 wieder auf hohen Widerstand (hohe Verstärkung) gebracht. In die sem Zustand ist das Verhältnis der Impedanz der geschalte ten Kondensatorlast zur Ausgangsimpedanz des FET 106 aus reichend hoch, damit das an der Gateelektrode des FET 104 hergestellte Potential genügend niedrig ist, um sicherzu stellen, daß der FET 104 nicht leitet und sich seine Drain elektrode auf das maximal verfügbare Potential aufladen kann.

Am Ende des Intervalls TI3 haben die komplementären Aus gangsspannungen der Eingangs-Latchschaltungen im wesentli chen ihre vorletzten Potentiale erreicht. Diese Ausgangs potentiale werden während des Intervalls TI4 über die Tor schaltungen 134, 136 auf die Ausgangs-Latchschaltungen gekoppelt. Anschließend werden die Torschaltungen 134 und 136 ausgeschaltet, womit sie die Eingangs- von den Ausgangs- Latchschaltungen isolieren, und die Eingangs-Latchschaltun gen erfahren die Rücksetzoperation in Vorbereitung auf den Empfang von Videodaten aus der nächsten Horizontalzeile der Wiedergabedaten.

Die Ausgangs-Latchschaltungen 22' arbeiten während der Intervalle TI1, TI11, TI21, usw. in einem Fühlbetrieb und in den Zeiten zwischen diesen Intervallen in einem Halte betrieb. Die Fühlintervalle dauern jeweils etwa 14 Mikro sekunden, in denen die Ausgangszustände der Ausgangs-Latch schaltungen im Übergang sein können. Die Halteintervalle dauern ungefähr 50 Mikrosekunden, in denen gültige Daten an die Bildmatrix gelegt werden. Somit haben die Bildele mente ungefähr 50 Mikrosekunden Zeit, um die neuen Bild daten anzunehmen und zu speichern.

In den Fühlintervallen werden die geschalteten Kondensator lasten 155 und 161 der Ausgangs-Latchschaltungen moduliert, um nacheinander hohe Lastimpedanzen, niedrige Lastimpedan zen und dann wieder hohe Lastimpedanzen zu bilden und da durch schnelle Zustandsänderungen der Latchschaltungen in einer ähnlichen Weise zu bewirken, wie sie oben für die Eingangs-Latchschaltungen beschrieben wurde. Es ist jedoch nicht notwendig, die Sourcepotentiale der über Kreuz ge koppelten FETs 140 und 142 der Ausgangs-Latchschaltung rampenmäßig zu verändern. Am Ende des Fühlintervalls und während des Halteintervalls werden die geschalteten Kon densatorlasten der Ausgangs-Latchschaltung im Zustand hoher Impedanz gehalten, oder im Zustand unendlicher Impedanz im Falle genügend kleiner Leckströme, da die Ausgangs-Latch schaltung eine rein kapazitive Last (die Gateelektroden der Puffertreiber) ansteuert.

Die Fig. 6 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Daten eingangsanordnung. Die erforderlichen Steuerwellenformen für die Schaltung nach Fig. 6 sind in Fig. 7 dargestellt. Diese Wellenformen können leicht von einem Fachmann der Schaltungstechnik realisiert werden, so daß Einzelheiten ihrer Erzeugung hier nicht beschrieben zu werden brauchen.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 6 enthält eine Datenein gangsklemme 70 und einen Multiplexer-FET 90 wie im Falle der Fig. 4. Der FET 90 ist mit einer Eingangs-Zatchschal tung verbunden, die aus FETs 601-604 und Kondensatoren C1 und C2 besteht. Die FETs 90 und 601-604 haben Kanal breiten von z. B. 50 Mikrometern. Die FETs 602 und 603 bil den ein über Kreuz gekoppeltes, sich verriegelndes Paar ("Latch") und sind mit ihren Sourceelektroden an die Schie ne VSS1 angeschlossen. Die Drainelektrode des FET 602 und die Gateelektrode des FET 603 sind mit einem Ausgangsan schluß 606 verbunden, und die Drainelektrode des FET 603 und die Gateelektrode des FET 602 liegen an einem zweiten Ausgangsanschluß 608. Die Kondensatoren C1 und C2 sind zwischen eine Schiene BOOST1 und jeweils einen der An schlüsse 606 bzw. 608 geschaltet. Der FET 601 liegt mit seiner Stromleitungsstrecke zwischen einer Versorgungs gleichspannung von z. B. 10 V und dem Ausgangsanschluß 606, und seine Gateelektrode ist mit einer Schiene PRCH1 verbunden. Der FET 604 liegt mit seiner Stromleitungs strecke zwischen der Schiene VSS1 und dem Ausgangsanschluß 608, und seine Gateelektrode ist an die Schiene PRCH1 an geschlossen.

Die Eingangs-Latchschaltung arbeitet wie folgt. Kurz vor dem Anlegen der Videoeingangsdaten an die Dateneingangs klemme 70, dargestellt durch den aktiven Teil des Taktsig nals CLC in Fig. 7, werden die Ausgangsanschlüsse 606 und 608 auf z. B. 10 Volt bzw. % Volt vorgeladen. Dies geschieht durch Anlegen eines 15-Volt-Impulses an die Schiene PRCH1 und eines 7-Volt-Impulses an die Schiene VSS1. Der Impuls auf der Schiene PRCH1 schaltet die FETs 601 und 604 ein, wodurch ein Potential von 10 Volt auf den Anschluß 606 und ein Potential von 7 Volt auf den Anschluß 608 gekoppelt wird. Der FET 602 bleibt ausgeschaltet, weil seine Gate- Source-Spannung zu dieser Zeit gleich 0 ist. Der FET 603 ist eingeschaltet, da er eine Gate-Source-Spannung von 3 Volt hat. Da jedoch die Potentiale an Source und Drain des FET 603 beide gleich 7 Volt sind, ist der FET 603 nichtleitend. Nach ungefähr 2 bis 3 Mikrosekunden wird das Potential der Schiene PRCH1 auf 0 Volt zurückgestellt, wodurch die FETs 601 und 604 ausgeschaltet werden. Die Po tentiale von 10 und % Volt an den Anschlüssen 606 und 608 bleiben infolge der in den Kondensatoren C1 und C2 gespei cherten Ladungen erhalten. Das Potential der Schiene VSS1 wird auf 7 Volt gehalten, wodurch die FETs 602 und 603 im Effekt aus der Schaltung herausgetrennt sind. Nach dem Ausschalten der FETs 601 und 604 werden Videodaten mit der Rate 1 MHz an die Dateneingangsklemme gelegt, und einzel ne Multiplexer-FETs 90 werden eingeschaltet. Wenn die zum Anschluß 606 gekoppelten Videodaten einen hohen Wert haben, ändert sich der Zustand der Latchschaltung nicht. Wenn um gekehrt die Videodaten einen niedrigen Wert haben, wird das Potential am Anschluß 606 über den FET 90, der in Sourceschaltung arbeitet, entladen. Wünschenswerterweise sollte sich der Anschluß 606 auf 0 Volt entladen, es ist aber lediglich notwendig, daß sich das Potential am An schluß 606 nur auf etwa 1 oder 2 Volt unterhalb des Poten tials des Ausgangsanschlusses 608 entlädt. In Wirklichkeit, wenn die Schaltung unter Verwendung der sogenannten MIS- Technologie (Metall-Isolator-Silizium-Aufbau) realisiert ist, wird der FET 602 zwischen seiner Drainelektrode und der Schiene VSS1 leiten und weiterer Entladung des Anschlus ses 606 widerstehen, sobald das Potential an der Drain elektrode des FET 602 auf einen Wert heruntergezogen ist, der um den Wert der Schwellenspannung kleiner ist als das Gatepotential dieses Transistors. Es hat sich als vorteil haft herausgestellt, den Anschluß 606 auf 4 Volt entladen zu lassen, wenn die Videodaten niedrig sind. Somit wird, ob die Videodaten hoch oder niedrig sind, zwischen den Gateelektroden der FETs 602 und 603 eine Potentialdifferenz von 3 Volt herrschen. Diese Potentialdifferenz genügt, um den Rückkopplungsvorgang in der Latchschaltung herbeizu führen.

Nachdem alle Latchschaltungen mit Eingangsdaten versehen worden sind (32 Mikrosekunden nach Rückstellung der Schiene PRCH1 auf 0 Volt) wird die Schiene VSS1 wieder auf 0 ge bracht (vgl. Fig. 7). An diesem Punkt stellt der das jeweils höhere Drainpotential aufweisende FET 602 oder 603 die Gate elektrode des jeweils anderen FET so ein, daß sich sein Aus gangsanschluß zu entladen beginnt.

Sobald die Schiene VSS1 auf 0 Volt zurückgestellt ist, wird die Schiene BOOST1 mit einer rampenförmig verlaufenden Span nung erregt, deren Steigung ungefähr 3 Volt pro Mikrosekun de beträgt und deren Endwert bei ungefähr 10 Volt liegt. Diese Spannung wird über die Kondensatoren C1 und C2 auf die Anschlüsse 606 und 608 gekoppelt. Hierdurch wird auf die Ausgangsanschlüsse der Latchschaltung ein praktisch konstanter Laststrom CΔV/Δt gegeben, der den gewünschten Ausgangsanschluß auf ein hohes Potential bringt, wobei ΔV/Δt die Änderungsgeschwindigkeit des Potentials an der Schiene BOOST1 ist. Der andere Ausgangsanschluß wird durch den rückgekoppelten Betrieb der sich verriegelnden Latch- FETs 602 und 603 entladen. Die Schiene BOOST1 wird auf ihrer hohen Endspannung gehalten, bis die Eingangs-Latchschaltung wieder neu vorgeladen wird, um neue Daten für die nachfol gende Videozeile anzunehmen.

Die Ausgangsanschlüsse 606 und 608 sind mit den Eingängen zugeordneter Torschaltungen bzw. Verknüpfungsglieder 640 und 642 gekoppelt, bei denen es sich im vorliegenden Fall jeweils um eine Art NAND-Glied handelt. Das Glied 640 (wie auch 642) besteht aus hintereinandergeschalteten FETs 610 und 612 (614 und 616), die zwischen Massepotential und ei nem Ausgangsanschluß 626 (628) der Ausgangs-Latchschaltung 600 angeordnet sind. Die Gateelektroden der FETs 612 und 614 sind mit den Ausgangsanschlüssen 606 und 608 verbunden. Die Gateelektroden der FETs 610 und 616 sind an eine Schiene TC angeschlossen. Wenn die Schiene TC auf hohen Wert ge pulst wird, koppeln die FETs 610 und 616 die Sourceelektro den der FETs 612 und 614 mit Massepotential. Da die Aus gangsanschlüsse 606 und 608 komplementäre Ausgangspotentiale liefern, wird einer der FETs 612 und 614 in den leitenden Zustand gebracht und stellt den Zustand der Ausgangs-Latch schaltung 600 ein.

Die Ausgangs-Latchschaltung 600 enthält ein über Kreuz gekoppeltes FET-Paar 618 und 620, deren Sourceelektroden an einer Schiene VSS2 liegen und deren Drainelektroden mit jeweils einem der Ausgangsanschlüsse 626 und 628 ver bunden sind. Zwei weitere FETs 622 und 624 sind zwischen einen Punkt positiven Potentials (z. B. 10 Volt) und je weils einen der Ausgangsanschlüsse 626 und 628 geschaltet, ihre Gateelektroden sind mit einer Schiene PRGH2 verbunden. Die FETs 610-624 haben Kanalbreiten von z. B. 100 Mikro metern. Außerdem sind noch zwei Kondensatoren C3 und C4 zwischen einer Schiene BOOST2 und den Ausgangsanschlüssen 626 und 628 vorgesehen. Im Betrieb wird die Ausgangs-Latch schaltung 600 zunächst vorgeladen, und dann werden Daten angelegt. Das Vorladen erfolgt zu einer solchen Zeit, daß die Ausgangs-Latchschaltung kurz nachdem die neuen Daten in der Eingangs-tatchschaltung stabilisiert sind, zur Auf nahme neuer Daten bereit ist. Das Vorladen wird ausgelöst durch Anlegen eines Impulses (z. B. 15 Volt) an die Schiene PRCH2 und Einschalten der FETs 622 und 624. Außerdem wird ein Impuls von 10 Volt an die Schiene VSS2 gelegt. Wie in Fig. 7 gezeigt, geschieht dies kurz nachdem die rampen förmige Potentialänderung der Schiene BOOST1 ihren End wert erreicht hat.

Die FETs 622 und 624 laden die Ausgangsanschlüsse 626 und 628 innerhalb von annähernd 2 Mikrosekunden auf 10 Volt auf. Anschließend wird die Schiene PRCH2 auf Massepotential zurückgesetzt. Die FETs 618 und 620 sind nichtleitend, da ihre Gate-, Drain- und Sourcepotentiale alle auf 10 Volt sind. Nachdem die Schiene PRCH2 auf Massepotential zurück gestellt ist, wird die Schiene TC für etwa 2 bis 3 Mikro sekunden gepulst, und einer der FETs 612 und 614 endlädt ganz oder teilweise den Ausgangsanschluß 626 oder 628, je nach dem Zustand der Ausgangsanschlüsse 606 und 608 der Eingangs-Latchschaltung. Da kein Laststrom zu den Ausgangs anschlüssen 626 und 628 geliefert wird können sie schnell entladen werden. Das Potential der Schiene TC wird dann auf Masse zurückgesetzt, wonach die Schiene VSS2 auf Masse zurückgestellt wird was einen der FETs 618 und 620 in den leitenden Zustand spannt und den Rückkopplungsvorgang in der Ausgangs-Latchschaltung 600 auslöst. An diesem Punkt wird eine sich rampenförmig ändernde Spannung an die Schie ne BOOST2 gelegt, um effektive Lastströme an die Ausgangs anschlüsse der Latchschaltung zu liefern und das Ausgangs potential des jeweils in den hohen Zustand zu bringenden Anschlusses anzuheben. Das an die Schiene BOOST2 gelegte Potential hat ähnliche Änderungsgeschwindigkeit und ähnli chen Endwert wie das an die Schiene BOOST1 gelegte Poten tial. Das Potential der Schiene BOOST2 wird auf diesem End wert (100) gehalten, bis der Vorladezyklus wieder neu be gonnen wird; an diesem Punkt wird es auf Massepotential zu rückgestellt.

Die Zeit τ0, die zum Vorladen der Ausgangs-Latchschaltung und zur vollständigen Durchführung einer Zustandsänderung dieser Schaltung erforderlich ist, beträgt ungefähr 10 Mikrosekunden. Stabile Ausgangsdaten stehen somit für 54 Mikrosekunden pro Zeile zur Verfügung.

Die Ausgangsanschlüsse 626 und 628 sind mit Gatelektroden von FETs 630 und 632 verbunden, die eine Gegentakt-Trei berstufe bilden. Die Kanalbreiten der FETs 630 und 632 betragen z. B. 800 Mikrometer.

Die in Fig. 6 gezeigte Schaltungsanordnung ist so konfi guriert, daß sie das Videosignal invertiert. Diese Inver tierung kann eliminiert werden, indem man die relativ ne gativen und die relativ positiven Schienen in ihrer An schlußweise an die FETs 630 und 632 vertauscht.

Die hier beschriebene Ausführungsform des Kommutierungs systems ist darauf beschränkt, an die Bildwiedergabeein richtung Video-Helligkeitssignale zu legen, die nur zwei mögliche Pegel haben. Dieses System kann in integrierten Bildwiedergabeeinrichtungen verwendet werden, die eine Grauwertabstufung zumindest im nachfolgend erwähnten Um feld ermöglichen. In einer Arbeit von T. Gielow, R. Hally, D. Lanzinger und T. Ng mit dem Titel "Multiplex Drive of a Thin-Film EL Panel", veröffentlicht im May 1986 SID International Symposium, Digest of Technical Papers, Seiten 242-244, ist eine Ansteuerschaltung für ein Matrix-Bildwiedergabegerät beschrieben, das einen Zähler für jede Spalte der Bildwiedergabe enthält. Die Zähler werden mit Helligkeits-Zählwerten eingestellt, um Grau wert-Potentiale für die Bildpunkte (Pixels) festzusetzen. Diese Zähler sind mit Übertragungsgliedern verbunden, die jeweils eine analoge Sägezahn- oder Rampenspannung an alle Spaltenschienen legen. Die einzelnen Zähler schalten die ihnen jeweils zugeordneten Übertragungsglieder aus, wenn die Rampenspannung dem im betreffenden Zähler enthaltenen Wert entspricht. Diese Analogwerte werden in den Schienen- Kapazitäten für die Dauer des Zeilenintervalls gespeichert und stehen für die Einstellung des Potentials der Bild elemente der Matrix zur Verfügung. Die hier beschriebene Kommutierungsschaltung kann eingesetzt werden, um die be nötigten binären Helligkeits-Zählwerte, die dem Videosig nal entsprechen, an die Zählschaltungen zu legen.

Die Fig. 8 zeigt die Zeilen-Wählschaltung für eine Zeilen schiene. Diese Schaltung enthält einen Teil des 1-auf-R- Demultiplexers 15' und des 1-auf-Q-Demultiplexers 16', die beide in ähnlicher Weise wie der Demultiplexer nach Fig. 3 aufgebaut sind. Beträgt die Anzahl der Zeilenschienen an genommenerweise 512, dann kann der Demultiplexer 15' der ersten Ebene aus acht 1-auf-8-Demultiplexern bestehen, und der Demultiplexer 16' der zweiten Ebene kann aus vierund sechzig 1-auf-8-Demultiplexern bestehen. Mit dieser Anord nung sind zur Adressierung der 512 Zeilenschienen 24 Adres senanschlüsse notwendig (d. h. 3 . 8). Wenn die Systemge schwindigkeit keine kritische Größe ist, dann kann der Zweiebenen-Demultiplexer durch einen Schieberegister- Abtaster ersetzt werden. Aber selbst wenn die Geschwindig keit nicht kritisch ist, hat ein Zweiebenen-Demultiplexer gegenüber einem Schieberegister-Abtaster den Vorteil, daß er eine Adressierung der Zeilenschienen in jeder beliebigen Folge erlaubt, während dies bei einem Schieberegister-Ab taster nicht der Fall ist.

In der Fig. 8 stellt der mit 15' bezeichnete umrahmte Block einen Teil eines der acht 1-auf-8-Demultiplexer der ersten Demultiplexerebene 15 dar. Der mit 16' bezeichnete Block stellt einen Teil eines der vierundsechzig 1-auf- 8-Demultiplexer der zweiten Demultiplexerebene 16 dar. Im Demultiplexer 16' sind drei der acht Schalter gezeigt, die mit drei aufeinanderfolgenden Latch/Treibern 17', 17" und 17''' gekoppelt sind. Die Einzelheiten des Latch/Treibers 17" sind als Detailschaltbild dargestellt, und man erkennt die Ähnlichkeit mit den Eingangs-Latchschaltungen, nur daß die Ausgangsanschlüsse 208 und 210 des Latch/Treibers 17" direkt mit den Gateelektroden von Treiber-FETs 268 und 270 gekoppelt sind.

Die grundlegende Arbeitsweise des Latch/Treibers 17" sei in Verbindung mit den Wellenformen der Fig. 9 beschrieben, worin das mit TI bezeichnete oberste Diagramm die auch in Fig. 5 dargestellten Zeitsteuerintervalle zeigt.

Eine wünschenswerte Betriebseigenschaft ist, daß die Bild elementen- oder "Pixel"-FETs am Ende eines Zeileninter valls schnell ausgeschaltet werden, d. h. bevor sich die Daten an den Spaltenschienen ändern. Diese schnelle Aus schaltung geschieht dadurch, daß ein Rücksetz-FET 202 da zu gebracht wird, den Latch/Treiber schnell vom Ein-Zu stand in den Aus-Zustand umzuschalten, in Übereinstimmung mit der Änderung der Lastimpedanz der Latchschaltung. Der Rücksetz-FET 202 wird durch einen Rücksetzimpuls einge schaltet, entweder unmittelbar vor dem Zeitintervall TI4, wenn Videodaten von den Eingangs- zu den Ausgangs-Latch schaltungen übertragen werden, oder während des frühen Teils des Intervalls TI4, bevor irgendeine signifikante Datenübertragung stattgefunden hat.

Die Latch/Treiber-Schaltungen werden ähnlich wie die Ein gangs-Latchschaltungen der Daten betrieben. Es ist zweck mäßig, die Latch/Treiber während der Intervalle TI3, TI13 zurückzusetzen, damit für die Steuerung der variablen Last die gleichen Steuertaktsignale I₀, I0 wie bei den Daten- Latchschaltungen verwendet werden können. Die Rücksetz impulse, in Fig. 9 mit RR bezeichnet, sind aus diesem Grund so gelegt, daß sie mit den Intervallen TI3, TI13 zusammenfallen.

Der Rücksetz-FET ist mit dem Ausgangsanschluß 210 verbun den und arbeitet zweckmäßigerweise in Sourceschaltung, um das Potential des Anschlusses 210 herunterzuziehen. Wenn dies zur Ausschaltung der Treiberstufe (268, 270) geschieht, dann wird der Drainanschluß des FET 270 mit einem relativ positiven Potential VV2 gekoppelt, und der Sourceanschluß des FET 268 wird mit einem relativ negativen Potential VV1 verbunden.

Der Rücksetzimpuls RR wird während jedes Zeilenintervalls gleichzeitig an alle Latch/Treiber-Schaltungen gelegt. Da her ist der Latch-Ausgangsanschluß 208 einer jeden Latch/ Treiber-Schaltung am Beginn eines jeden Zeilenintervalls hoch. Ein Latch/Treiber wird dadurch in den eingeschalte ten Zustand gebracht, daß der Latch-Ausgangsanschluß 208 auf niedriges Potential wird. Dies geschieht durch gleich zeitige Leitendmachung von FETs SQ_n+1 und SR_n+1 und durch Versetzen der Wählleitung P_K in einen niedrigen Zustand. Die hierzu dienenden Impulse sind in der Fig. 9 als Wellen formen Q_n+1, R_n+1 und P_K dargestellt. Die Ausgangswellen formen für die Latch/Treiber 17', 17" und 17''' sind unter den Bezeichnungen RB_n bzw. RB_n+1 bzw. RB_n+2 dargestellt.

Bei dieser Betriebsart werden die Wählimpulse Q, R und P so angelegt, daß sie in der adressierten Latch/Treiber- Schaltung eine Zustandsänderung nach der Rücksetzung be wirken. Zu dieser Zeit (TI4, TI14) sind die Lasten 211 und 222 der Latchschaltungen im Zustand hoher Impedanz, so daß die Demultiplexer-FETs den Ausgsanschluß 208 schnell auf niedriges Potential ziehen können. Die Lastschaltungen wer den anschließend (TI1, TI11) durch Taktsignale variabler Frequenz so konditioniert, daß sie den Ausgangsanschluß 210 schnell auf sein maximales Ausgangs-Ansteuerpotential aufladen. Die Wählimpulse Q_i, R_i und P_i brauchen nicht über das gesamte Zeilenintervall, sondern nur so lange angelegt zu werden, um eine Zustandsänderung herbeizu führen.

Wenn die Latch/Treiber-Schaltung anschließend durch den Rücksetztransistor 202 zurückgesetzt wird, werden die va riablen Lastimpedanzen in ähnlicher Weise von hohe auf niedrige Impedanz gesteuert, um die Rücksetzzeit der Latch/ Treiber-Schaltungen zu reduzieren.

Der vorstehend beschriebene Betrieb der Zeilenwahl erfor dert es, daß die im Augenblick adressierten Latch/Treiber- Schaltungen in einem Zeilenintervall von niedrigem auf ho hen und dann von hohem auf niedrigen Zustand umschalten. Die für diese beiden Zustandswechsel benötigte Zeit be grenzt diejenige Zeitdauer, die zur Durchführung einer Da tenänderung an den Bildelementen zur Verfügung steht. Es ist möglich, mit nur geringer merklicher Beeinträchtigung der wiedergegebenen Information, eine Zeilenwahl um eine (oder mehrere) Zeilenperioden vor der normalen Zeilenwahl vorzunehmen und die Zeilenschiene für die Dauer von zwei (oder mehr) Zeilenintervallen anstatt für die Dauer eines Zeilenintervalls in hohem Zustand zu halten. (Es sei er wähnt, daß die resultierenden Daten in einer Zeile von Bildelementen in dem Augenblick bestimmt sind, zu dem die Zeilenschiene ausgeschaltet wird.) Diese Betriebsart gibt den Bildelementen (Pixels) Zeit von praktisch einem vollen Zeilenintervall für die Annahme neuer Daten.

Bei der beschriebenen Betriebsart können die Rücksetz transistoren nicht verwendet werden, und die Latch/Treiber müssen beide über die Demultiplexer gesetzt und zurückge setzt werden. Da die Rücksetzung (Ausschaltung) der Latch/ Treiber kritischer als das Setzen (Einschalten) der Latch/ Treiber ist, arbeiten die Demultiplexer-FETs für das Setzen der Latch/Treiber im Sourcefvlgerbetrieb und für das Rück setzen in einem Betrieb als Sourceschaltung. Während der Setz- und Rücksetzintervalle werden die Lastimpedanzen wie beim vorangegangenen Beispiel moduliert. Die einzige notwendige Änderung für die Schaltung besteht darin, dem Potential VV1 den positiveren Wert und dem Potential VV2 den negativeren Wert zu geben. Außerdem müssen die Wählim pulse Q_i und R_i während des Setzintervalls und dann wieder während des Rücksetzintervalls angelegt werden, und die Wählimpulse P_i müssen zwischen einem Setzpotential (posi tiv) und einem Rücksetzpotential (negativer) abwechseln. Wellenformen, die diesen Betrieb veranschaulichen, sind in der Fig. 9 jeweils mit einem zusätzlichen Apostroph bezeichnet. Beim dargestellten Beispiel wird jede Zeile für etwa zwei Zeilenintervalle auf eine "Ein"-Spannung ge bracht. Dies kann auch auf eine größere Anzahl von Zeilen intervallen erweitert werden, mit passen der Wahl der Adres sensignale P, Q und R.

Falls 512 Zeilen in einer verschachtelten Weise von 256 Zeilen je Teilbild verwendet werden, können die Daten in einer pseudo-unverschachtelten Form wiedergegeben werden (pseudo-fortlaufende Abtastung), indem man jede Daten zeile auf zwei Zeilen von Bildwiedergabeelementen gibt. So können z. B. während der ungeraden Teilbilder die Zeilen 1 und 2 gleichzeitig erregt werden, ebenso wie die Zeilen 3 und 4, die Zeilen 5 und 6, usw.. Während der geraden Teilbilder werden dann Zeilen 1, 2 und 3, die Zeilen 4 und 5, die Zeilen 6 und 7, usw., jeweils gleichzeitig erregt.

Die in den Fig. 4 und 8 gezeigten Schaltungsbeispiele enthalten geschaltete Kondensatorschaltungen als variable Lasten, jedoch können stattdessen auch andere variable Lastschaltungen verwendet werden. So kann z. B. ein ein ziger FET an die Stelle der geschalteten Kondensatorschal tung gesetzt werden, dessen Gatepotential verändert wird. Dieser FET wäre so zu bemessen, daß für ein Gatepotential, welches genügend hoch zur Herstellung des gewünschten vor letzten Ausgangspotentials der Latchschaltung ist, die Source-Drain-Impedanz dem Zustand hoher Impedanz entspricht. Um den Zustand niedriger Impedanz herzustellen, wird ein größeres Gatepotential angelegt. Die Fig. 10 zeigt eine weitere Lastschaltung variabler Impedanz, die anstelle geschalteter Kondensatorschaltungen verwendet werden kann. Diese Lastschaltung besteht aus zwei parallel geschalteten FETs 300 und 202, die z. B. zwischen der Schiene 126 und dem Ausgangsanschluß 108 in Fig. 4 anzuordnen wären. Der FET 300 empfängt an seiner Gateelektrode ein konstantes Gleich spannungspotential und bietet über seine Drain-Source-Strec ke einen hochohmigen Widerstand für die Latchschaltung. Der FET 302 ist so ausgelegt, daß er einen niedrigeren Drain- Source-Widerstand hat, und er wird so gesteuert, daß er während der Intervalle, in denen niedrige Lastimpedanz ge fordert ist, parallel zum FET 30 leitet.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Ansteuern von matrixförmig in Zeilen und Spalten angeordneten Bildwiedergabeelementen, deren Zeilen- bzw. Spaltenleitungen jeweils über zugeordnete Latch schaltungen ansteuerbar sind, deren jede in Reihe mit einer Last zwischen Betriebsspannungsleitungen liegt und einen Steuer eingang zum Anlegen eines Videodatenimpulses aufweist, der von einem zugeordneten, selektiv schaltbaren Transistorschalter während eines Abtastzyklus geliefert wird und bei Erreichen eines vorbestimmten Triggerpotentials die Latchschaltung aus einem ersten in einen zweiten Zustand triggert, wobei die Schaltungsanordnung mit den Bildwiedergabeelementen in inte grierter Form aufgebaut ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Laststeuereinrichtung (26) während des Abtastzyklus (TI2) das Potential (S_c) der ersten, allen Latchschaltungen (20) zugeordneten Betriebsspannungs leitung (100; VSS1) auf einen solchen Spannungspegel (-2 V) einstellt, daß jede in ihrem ersten Zustand befindliche Latchschaltung (20) einen zwischen ihrem ersten und ihrem zweiten Zustand liegenden Zwischenzustand einnimmt, und daß die Laststeuer einrichtung (26) nach dem Abtastzyklus (TI2) das Potential (S_c) der ersten Betriebsspannungsleitung (100; VSS1) auf einen anderen Spannungs pegel (-5 V) einstellt, wodurch die im Zwischenzustand befind lichen Latchschaltungen (20) in ihren zweiten Zustand übergehen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß jeder Latchschaltung (20) eine Ausgangs-Latch schaltung (22) nachgeschaltet ist, und daß eine Rücksetzschaltung (102; 601, 604) zur Einstellung der Latchschaltungen (20) in einen vorbestimmten Zustand (+5 V) und eine Einstellschaltung (155, 161) zur Einstellung der Ausgangs- Latchschaltung (22) in einen Zwischenzustand vorgesehen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn zeichnet, daß die Rücksetzschaltung (102; 601, 604) einen Tran sistor (102; 604) enthält, der zwischen die erste Betriebs spannungsleitung (100; VSS1) und einen der komplementären Aus gänge (108; Drain von (603) der Latchschaltung (20) geschal tet ist und der eine mit einer Rücksetzleitung (124; PRCH1) gekoppelte Steuerelektrode hat.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekenn zeichnet, daß die Rücksetzschaltung (601, 604) einen weiteren Transistor (601) enthält, der zwischen eine zweite Betriebsspan nungsleitung (+10 V) und den anderen der komplementären Ausgänge (Drain von 602) der Latchschaltung (20) geschaltet ist und der eine mit der Rücksetzleitung (PRCH1) gekoppelte Steuer elektrode hat.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß jede Latchschaltung (20) über eine Torschaltung (134, 136) mit einer Ausgangs-Latchschaltung (22) gekoppelt ist, die ihrerseits über eine Treibertransistorschaltung (168, 170) mit der Spaltenleitung (172) gekoppelt ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Latchschaltung (20) eine Last mit einem Paar steuerbarer Lastimpedanzen (111, 117) enthält, welche durch die Laststeuereinrichtung (26) über Leitungen (128, 130) während des Abtastzyklus (TI2) auf einen hohen und nach dem Abtastzyklus (TI2) auf einen demgegenüber niedri gen Impedanzwert einstellbar sind.