DE4126080C2 - Mischersystem für einen Direktumsetzungsempfänger - Google Patents
Mischersystem für einen DirektumsetzungsempfängerInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Mischeranordnung zur
Effizienzmaximierung bei Signalverzerrungs- und Rausch
minimierung, und die Erfindung ist gedacht zur Anwen
dung bei der Direktumwandlung oder Direktumsetzung eines
empfangenen Funksignals in Quadratur-I- und Q-Grundband
signale unter Verwendung eines abgestimmten örtlichen
Oszillators oder Empfängeroszillators.
Superhet- oder Uberlagerungsempfang ist das gebräuch
lichste Funkempfangssystem. Wie es aus Fig. 2 hervorgeht,
werden zwei lokale Oszillatoren oder Empfangsoszilla
toren LO zum Empfangen benötigt, und ein drittes
Empfängeroszillator- oder LO-Signal (TX LO) wird noch
zum Senden in einem Sendeempfangssystem gebraucht. Das
erste Empfängeroszillator- oder LO-Signal wird höchst
wahrscheinlich von einem spannungsgesteuerten Oszillator,
der von einem Synthesizer (Normalfrequenzgenerator mit
Frequenzsynthese) angesteuert wird, erzeugt, wohingegen
das Sender-Empfängeroszillator-Signal oder TX-LO-Signal
von einem zweiten Frequenzsynthesizer erzeugt wird oder
durch Mischen des ersten und zweiten LO-Signals gewonnen
wird. Ein Hochfrequenzfilter wird zum Sperren uner
wünschter Funksignale benötigt und zum Entfernen von
Spiegelfrequenzen, die sonst vom ersten Mischer in eine
Im-Band-ZF-Frequenz umgesetzt würden. Ein zweites Hoch
frequenzfilter wird benötigt, um unerwünschte Seitentöne
zu entfernen, die durch nichtlineare Einwirkung des ersten
Mischers erzeugt werden.
Direktumsetzung kann man erreichen mittels eines Homodynsystems,
wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Das System ist durch das Erfordernis
nach nur einem Empfängeroszillator- oder LO-Signal, das man auch
direkt zum Senden in einem Senderempfänger verwenden kann,
einfach ausgestaltet. Das Filtern ist ebenfalls einfacher auszuführen,
da das Hochfrequenz-Filter nur eine Sperrfunktion auszuüben braucht
und die gesamte Nachmischerfilterung durch Tiefpaß-Grundbandfilter
vorgenommen wird. Der Vorteil dieser Grundbandfilter besteht darin,
dass sie vollkommen innerhalb einer integrierten Schaltung
ausgebildet werden können. Automatische Verstärkungsregelung AVR
ist erforderlich, die vorgesehen sein kann durch eine HF-AVR-1-Stufe
oder durch die kombinierte Wirkung einer AVR-1-Stufe und von
Grundband-AVR-2-Stufen, wie es gezeigt ist.
Der Nachteil dieses Direktumsetzungssystems ist, dass der
Empfängeroszillator LO ein Signal ausstrahlen kann, das, wenn es vom
Frontende oder Eingangskreis erfasst oder aufgenommen wird, nach
unten umgesetzt wird und in den Mischerausgängen einen
Gleichsignal-Versatz (DC Offset) erzeugt. Da dieses Signal, wenn es
empfangen wird, ein Vielweg-Reflexionssignal sein kann, hat es sehr
wahrscheinlich eine sich ändernde Amplitude und Phase, und, wenn es
nach unten umgesetzt wird, könnte es sich ändernde Versätze (Offsets)
erzeugen, d. h. unerwünschte Grundbandsignale. Dieses Problem wird
vermindert durch Minimierung des erzeugten LO-Signalpegels, was
jedoch zu einem verminderten Verstärkungs- und Rausch-Verhalten in
den Mischern führen kann.
Eine ähnliche Vorrichtung ist aus DE 30 24 277 A1 bekannt. Sie
ergänzt die in Fig. 3 dargestellte Schaltung dahingehend, dass die an
I- und Q-Ausgang anliegenden Grundbandsignale eine Hochpass-
Filterstufe und eine Phasenverschiebung um insgesamt 90° relativ
zueinander durchlaufen, sodass in einer nachfolgenden
Kombiniererstufe zwei gleiche Signale addiert und als
Modulationssignal dem Ausgangssignal eines Sendeoszillators
aufgeprägt werden können. Auch bei dieser Vorrichtung besteht das
zuvor geschilderte Problem.
Eine verbesserte Vorrichtung zur homodynen Demodulation für FM-
modulierte HF-Signale mit automatischer Frequenzsteuerung ist aus
US 4,476,585 A bekannt. Die Schaltung entspricht weitgehend dem
Empfängerteil des oben im Zusammenhang mit Fig. 3 erläuterten
Direktumsetzers. US 4,476,585 A betrifft vor allem die
Weiterbehandlung der erzeugten I- und Q-Grundbandsignale, die
jeweils mit Referenzsignalen gemischt werden. Die Referenzsignale
entstehen ihrerseits durch Mischung eines VCO-Signals einer
Frequenz, die in etwa der Frequenz des lokalen Oszillators (LO)
entspricht. Ebenso wie die I- und Q-Zweige des HF-Eingangssignals
wird das VCO-Signal mit den in Phasenquadratur zueinander
stehenden LO-Signalen zur Erzeugung zweier Referenzsignale
gemischt. Durch Mischung der I- und Q-Grundbandsignale mit jeweils
demjenigen Referenzsignal, zu dessen Erzeugung das jeweils in
Phasenquadratur stehende LO-Signal (Q oder I) beigetragen hat,
ergeben sich zwei Signale, deren Differenz zum einen als Fehlersignal
in einem die Frequenz steuernden Regelkreis genutzt werden kann und
zum anderen ein Maß für das Modulationssignal enthält, sodass sich
eine gesonderte Demodulationsstufe erübrigt. Aufgrund ihrer
Komplexität ist diese Vorrichtung jedoch technisch aufwendig und
wird durch das festgelegte Zusammenspiel aller Komponenten auch
unflexibel. Zudem werden die oben genannten Probleme beim Einsatz
homodyner Mischersysteme in Direktumsetzern nicht gelöst.
Aus US 4,394,626 A ist eine ebenfalls im Homodyn-Modus arbeitende,
phasensynchronosierte Schaltung (PLL: phase locked loop) bekannt
mit der Fähigkeit, auch schnellen Änderungen der Eingangsfrequenz
zu folgen. Hierzu ist eine zweifache Mischung des Eingangssignals
mit demselben Referenzsignal vorgesehen, wobei zwischen den
Mischstufen eine Tiefpassfilterung erfolgt. Da die erste Mischung
homodyn erfolgt, bewirkt die nachfolgende Tiefpassfilterung eine
Rauschunterdrückung. Die nachfolgende, zweite Mischstufe geschieht
zum Zwecke der Rücktransformation auf die Trägerfrequenz. Die
zweifache Mischung wird in Phasenquadratur parallel auf jeweils
einen Teil des Eingangssignals angewendet, wobei beide Teile nach
der jeweils zweiten Mischung wieder kombiniert werden. Die gleiche
Schaltung in Anwendung in einem Funkempfänger ist aus
DE 35 16 492 C2 bekannt.
Ein anderer Einsatz eines PLL in einer Empfängerschaltung ist aus
DE 34 12 191 C2 bekannt. Auch hier erfolgt zunächst eine homodyne
Mischung des Eingangssignals mit zwei in Phasenquadratur stehenden
Ausgangssignalen eines LO (I- und Q-Zweig). Nach anschließender,
selektiver Zwischenfrequenzverstärkung werden die verstärkten
Grundbandsignal mit wiederum in Phasenquadratur stehenden
Ausgangssignalen eines zweiten LO gemischt, der im Sinne eines PLL
von dem Ausgangssignal eines nachgeschalteten Summierers
angesteuert wird.
Der Einsatz des Heterodyn-Prinzips zum Herabmischen eines HF-
Signals auf eine niedrigere Zwischenfrequenz ist in allgemeiner Weise
aus DE 37 34 882 C1 bekannt. Durch stufenweises Mischen des
Eingangssignals in hintereinander in Reihe geschalteten Mischern, die
jeweils mit demselben Heterodynsignal eines gemeinsamen
Überlagerungsoszillators angesteuert werden, das eine Frequenz
aufweist, die dem Quotienten aus der Differenz zwischen Eingangs-
und gewünschter Zwischenfrequenz einerseits und der Anzahl der
Mischerstufen andererseits, entspricht, kann auch bei großen
Unterschieden zwischen Eingangs- und Zwischenfrequenz auf den
Einsatz eines hochfrequenten Referenzoszillators verzichtet werden.
Das Grundkonzept der Halbfrequenzumsetzungstechnik ist in Fig. 3
dargestellt. Im wesentlichen wird das empfangene Funksignal
herabgemischt auf das Grundband
zweier direkt gekoppelter Mischer, von denen jeder durch
ein Empfängeroszillator- oder LO-Signal mit der Hälfte
der gewünschten HF-Frequenz angesteuert wird. I- und Q-
Grundband-Signale können dadurch abgeleitet werden, daß
den zweiten Mischerstufen Quadratur-LO-Ansteuersignale
zugeführt werden. Es sei bemerkt, daß eine Zwischenfilte
rung (zwischen dem ersten Mischer und den zweiten Mischern)
nicht erforderlich ist, da die vom ersten Mischer er
zeugten Seitenbänder, wenn sie durch die zweiten Misch
stufen umgesetzt werden, in den Grundband-Ausgängen keine
Störungen hervorrufen.
Fig. 5 zeigt, wie die Halbfrequenz-Umsetzungstechnik
in einem Senderempfängersystem angewendet werden kann. Die
Filter- und AVR-Anforderungen sind ähnlich wie bei dem
grundsätzlichen (Einzelmischer) Homodynsystem. Für einen
Senderempfänger kann die Sendefrequenz dadurch abgeleitet
werden, daß das LO-Signal verdoppelt wird, wie es in
Fig. 5 dargestellt ist.
Bei der Verwirklichung des Systems mit seriell ge
koppelten Mischern ist festzustellen, daß durch die
Notwendigkeit für den zweiten Mischer Rauschen und Ver
zerrungen zusätzlich erzeugt werden. Es tritt auch ein
innewohnender Signalenergieverlust (etwa 4 dB) auf, und
zwar infolge der Energieaufteilung in Seitenbänder,
wobei lediglich das Grundband-Signal verwendet wird. Der
größte Anteil des Rauschens und der Verzerrungen wird
in der Endstufe des Mischers erzeugt, die eine Eingangs
spannung in einen Strom umsetzt, der dann anschließend
von den Empfängeroszillator- oder LO-Schaltelementen
kommutiert wird.
Ziel der Erfindung ist es, die Rausch- und Ver
zerrungsprobleme zu vermindern, die in Verbindung mit
seriell gekoppelten Mischern auftreten.
Die Erfindung geht aus von einem Mischersystem für einen
Direktumsetzungsempfänger aufweisend einem HF-Eingangsweg, der
aufgeteilt ist in einen I- und Q-Weg zum Demodulieren der HF-
Signale in I- und Q-Signale, die in Phasenquadratur zueinander sind,
eine erste Mischereinrichtung und eine zweite Mischereinrichtung, die
im I-Weg seriell miteinander verbunden sind, eine dritte
Mischereinrichtung und eine vierte Mischereinrichtung, die im Q-Weg
seriell miteinander verbunden sind und einen Empfängeroszillator, der
für die Mischereinrichtungen mehrere Empfängeroszillatorsignale
vorsieht, die in Phasenquadratur zueinander sind, wie zuvor erläutert.
Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die erste Mischereinrichtung ein
Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der
zweiten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist
und dass die dritte Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal
erhält, das in Phasenquadratur zu dem der vierten Mischereinrichtung
zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist.
Bei einer Ausführungsform können vier Empfängeroszillator-Signale
vorgesehen sein, und zwar jeweils eines für eine jeweilige
Mischereinrichtung und mit beispielsweise den folgenden relativen
Phasenbeziehungen: +22,5°, +67,5°, -67,5°, -22,5°.
Bei einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel haben die I- und Q-
Eingangswege eine Quadraturphasenschiebeanordnung vor den
Mischereinrichtungen, sodass die I- und Q-Signale vor den
Mischereinrichtungen in Phasenquadratur (Phasenverschiebung von
90°) sind. Der Empfängeroszillator liefert erste und zweite Signale in
Phasenquadratur, wobei das erste Signal der ersten und der dritten
Mischereinrichtung zugeführt wird, wohingegen das zweite Signal der
zweiten und der vierten Mischereinrichtung zugeführt wird. Eine
solche Anordnung hat den Vorteil, dass sie in einfacher Weise
realisiert werden kann.
Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung
sind die erste und zweite Mischereinrichtung zu einer
symmetrischen Doppelmischeranordnung vereinigt,
gleichermaßen wie die dritte und vierte Mischereinrich
tung. Die erste Mischereinrichtung enthält somit eine
erste Transistoreinrichtung, deren Hauptstromweg in Reihe
mit dem Hauptstromweg einer zweiten Transistoreinrichtung
verbunden ist, die die zweite Mischereinrichtung bildet.
Geeignete Empfängeroszillator-Signale werden den Steuer
elektroden der ersten und zweiten Transistoreinrichtung
zugeführt. Das HF-Eingangssignal wird über eine weitere
Transistoreinrichtung in den Hauptstromweg injiziert.
Den Gesamtaufbau kann man als eine gestapelte Mischer
anordnung betrachten, wobei die weitere Transistoreinrich
tung und die erste Transistoreinrichtung einen ersten
Mischer und die weitere Transistoreinrichtung und die
zweite Transistoreinrichtung einen zweiten Mischer bilden.
Somit können die oben aufgezeigten Schwierigkeiten
größtenteils durch Verwendung gestapelter (kaskadierter)
Mischer vermindert werden, wobei die differentiellen Aus
gangsströme der ersten Mischerstufe direkt in die Zweit
mischerkommutierungselemente eingespeist werden. In der
Praxis nimmt dies die Gestalt eines doppelten symmetri
schen Mischers oder Doppelgegentaktmischers an. Eine
Folge der direkten Kopplung oder Verbindung der Mischer
in dieser Weise bedeutet, daß separate Erststufenmischer
für die I- und Q-Zweige erforderlich sind.
Bei einer genaueren Betrachtung der symmetrischen
Doppelmischeranordnung kann man zeigen, daß man eine
optimale Kommutierung des HF-Eingangs erhält, wenn die
LO-Eingänge in Phasenquadratur zueinander sind. Tatsäch
lich ist in diesem Fall die vereinigte Kommutation die
selbe wie diejenige eines Einzelmischers mit einem LO-
Eingang bei einer HF-Frequenz wie im Falle des grund
sätzlichen Direktumsetzungssystems. Hieraus kann geschlos
sen werden, daß die Gesamtmischeffizienz nicht vermindert
ist und daß die einzige Zunahme im Rauschen auf die Zweitmischerkommutierungselemente
zurückzuführen ist. Da
der Halbfrequenz-Empfängeroszillator keine Aufnahme-
oder Auffangprobleme verursacht, kann man seine Ampli
tude erhöhen und damit die effektive Mischerverstärkung
erhöhen, und zwar mit weniger Rauschbeitrag von allen
Mischerkommutierungselementen. Aufmerksamkeit soll hierbei
der Minimierung der zweiten Harmonischen der Empfänger
oszillatorfrequenz geschenkt werden, da diese bei der
gewünschten HF-Frequenz auftritt.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden
nachstehend unter Bezugnahme auf Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausfüh
rungsbeispiels der Erfindung;
Fig. 2 bis 5 Schaltbilder bekannter Senderempfänger/
Empfänger;
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausfüh
rungsbeispiels der Erfindung;
Fig. 7 ein Schaltbild des zweiten Ausführungsbei
spiels nach Fig. 6 zur Anwendung in einem Senderempfänger;
Fig. 8 ein Schaltbild der Anordnung nach Fig. 7
einbezogen in einen Direktumsetzungssenderempfänger;
Fig. 9 ein Einzelschaltbild des zweiten Ausfüh
rungsbeispiels nach Fig. 6;
Fig. 10 Schaltbilder von Phasenschiebeanordnungen
zur Verwendung in Verbindung mit der Anordnung nach
Fig. 6; und
Fig. 11 und 12 jeweils einen Direktumsetzungs
empfänger unter Einbeziehung der Anordnung nach Fig. 6
mit adaptiver Steuerung der Phasenschiebeanordnung.
Es soll nunmehr auf Fig. 1 sowie 6 bis 12 der Zeich
nungen Bezug genommen werden. Dort werden unter Verwendung
von zwei Paaren gestapelter Mischer I- und Q-Grundband-
Signale abgeleitet wie es in Figur i dargestellt ist. Es sind
vier Phasen des LO-Signals erforderlich, so daß Quadratur
phasen zwischen ersten und zweiten Mischerstufen vorge
sehen sind und Gesamt-I- und Q-Ausgänge von dem HF-Ein
gang erzeugt werden. Die Erzeugung dieser vier Phasen aus
einem tatsächlichen Halbfrequenz-Empfängeroszillator LO
kann mühsam sein und auch wegen des erforderlichen Berei
ches der Phasenwinkel ineffizient. Wenn man jedoch einen
Empfängeroszillator LO einsetzt, dessen Frequenz doppelt
so hoch wie die HF-Frequenz ist, kann man die vier Halb
frequenz-Phasen unter Verwendung eines Teilernetzwerks
erzeugen.
Eine alternative Möglichkeit ist in Fig. 6 darge
stellt. Hier werden die I- und Q-Ausgänge durch phasen
verschobene HF-Eingänge bestimmt. Da die Empfängeroszilla
tor- oder LO-Ansteuerungen den Mischerstufen gemeinsam
sind, erhält man automatisch eine gute Anpassung zwischen
den beiden Kanälen. Die Phasendifferenz zwischen den
beiden LO-Ansteuerungen ist nicht kritisch, da dies
lediglich eine Randeinwirkung auf die Mischeffizienz
hat und eine konstante Gleichsignal-Verschiebung an den
Ausgängen hervorruft. Diese Verschiebung ist auf die
gestapelten Mischer zurückzuführen, die als Phasenver
gleicher zwischen den beiden LO-Eingängen wirken. Ein
zusätzlicher Vorteil besteht darin, daß unter Verwendung
eines weiteren gestapelten Mischers, wie es in Fig. 7
gezeigt ist, eine Sendefrequenz erzeugt werden kann, und
zwar unter Verwendung derselben beiden LO-Eingänge.
Fig. 8 zeigt einen möglichen Aufbau eines Halbfre
quenz-Direktumsetzungssenderempfängersystems. Die Halb
frequenz-Empfängermischer können unter Verwendung bi
polarer Transistoren verwirklicht werden, wie es in
Fig. 9 dargestellt ist. Quadratur-HF-Eingangssignale wer
den in gezeigte Schaltungen Q1, R1 und Q2, R2 eingespeist,
die die Schwanzströme für die beiden gestapelten Mischer
erzeugen. Der I-Kanal ist aufgebaut aus Transistoren Q5
und Q6, die die erste Mischerstufe bilden, wobei Transi
storen Q9 bis Q12 die zweite Mischerstufe bilden. Eine
Differenzen- oder Differentialausgangsstufe ist dargestellt
bei Widerständen R3 und R4, die die Mischerausgangs
ströme in Spannungen umsetzen. Eine Kaskadenstufe bestehend
aus einem Transistor Q3 ist vorgesehen, um die Verringe
rung irgendwelcher induzierter LO-Signale zu unterstützen,
die durch den HF-Eingang geführt werden. Der Q-Kanal ist
in ähnlicher Weise ausgebildet.
Die Phasenverschiebungsschaltungen können in unter
schiedlicher Art in an sich bekannter Weise ausgebildet
werden. Zwei dieser Arten sind in Fig. 10 dargestellt.
Wie bereits erwähnt, können die LO-Ansteuerungen auch
unter Verwendung eines Frequenzteilernetzwerks erzeugt
werden.
Wo niedrige I- und Q-Ausgangsfrequenzen benötigt
werden, kann man die Differenzen- oder Differentialmischer
ausgänge überwachen und eine Gleichsignalsymmetrie aufrecht
erhalten, wie es durch ein in Fig. 11 dargestelltes System
verwirklicht wird. Hier wird irgendein gemeinsamer Gleich
signal-Versatz in den Mischerausgängen durch ein Fehler
signal korrigiert, das zur Steuerung der Phasenschieber
schaltung zurückgeführt wird. Eine Phasenkorrektur wird
erreicht durch Trimmen von R-Komponenten (Widerstände)
und/oder C-Komponenten (Kondensatoren) unter Verwendung
von Feldeffekttransistoren bzw. veränderliche Kapazitäts
dioden. Dies hätte den Vorteil der Ermöglichung einer zu
benutzenden Gleichsignalkopplung der Ausgänge und würde
die Anforderung an die Einstellung der LO-Ansteuerungen
vermindern.
Die Erfindung bietet den Vorteil der Schaffung eines
direkten Umsetzungssystems, das die Schwierigkeiten mit
Empfängeroszillatorstrahlung vermindert, die vom Eingangsteil
aufgefangen wird und dann in Abwärtsrichtung auf
unerwünschte Grundband-Signale umgesetzt wird. Sie
bringt auch einen beachtlichen Vorteil bei der Verminde
rung des Ziehens des spannungsgesteuerten Halbfrequenz-
Oszillators, wenn in Senderempfängersystemen gesendet
wird. Die nach der Erfindung vorgeschlagene Technik ist
in idealer Weise für Systeme geeignet, die von I- und
Q-Demodulationsschemen Gebrauch machen, wie in GSM, DECT,
CT2, PCN usw.
Die Erfindung ist gedacht für einen Betrieb bis
1 GHz. Sie ist daher insbesondere anwendbar auf dem
Gebiet des schnurlosen Telefons und kann in Zukunft
auch auf Anwendungen ausgedehnt werden, die in höheren
Frequenzbereichen arbeiten.
Claims (10)
1. Mischersystem für einen Direktumsetzungsempfänger
aufweisend einem HF-Eingangsweg, der aufgeteilt ist in einen I- und
Q-Weg zum Demodulieren der HF-Signale in I- und Q-Signale, die in
Phasenquadratur zueinander sind,
eine erste Mischereinrichtung und eine zweite Mischereinrichtung, die im I-Weg seriell miteinander verbunden sind, eine dritte Mischereinrichtung und eine vierte Mischereinrichtung, die im Q-Weg seriell miteinander verbunden sind,
und einen Empfängeroszillator, der für die Mischereinrichtungen mehrere Empfängeroszillatorsignale vorsieht, die in Phasenquadratur zueinander sind,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der zweiten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist,
und dass die dritte Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der vierten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist.
eine erste Mischereinrichtung und eine zweite Mischereinrichtung, die im I-Weg seriell miteinander verbunden sind, eine dritte Mischereinrichtung und eine vierte Mischereinrichtung, die im Q-Weg seriell miteinander verbunden sind,
und einen Empfängeroszillator, der für die Mischereinrichtungen mehrere Empfängeroszillatorsignale vorsieht, die in Phasenquadratur zueinander sind,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der zweiten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist,
und dass die dritte Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der vierten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist.
2. Mischersystem nach Anspruch 1, bei dem vier
Empfängeroszillatorsignale für jeweilige Mischereinrichtungen
vorgesehen sind, bei dem Empfängeroszillatorsignale die folgenden
relativen Phasenverschiebungen haben: +22,5°, +67,5°, -67,5°, -22,5°.
3. Mischersystem nach Anspruch 1, enthaltend eine
Phasenverschiebungseinrichtung zum Verschieben des HF-Signals im
I-Weg in Phasenquadratur mit dem HF-Signal im Q-Weg, wobei der
Empfängeroszillator an die erste und die dritte Mischereinrichtung ein
erstes Signal liefert, das in Phasenquadratur mit einem zweiten
Empfängeroszillatorsignal ist, das der zweiten und der vierten
Mischereinrichtung zugeführt wird.
4. Mischersystem nach Anspruch 3, bei dem die erste
Mischereinrichtung eine erste Transistoreinrichtung mit einem
Hauptstromweg aufweist, der in Reihe mit einem Hauptstromweg einer
zweiten Transistoreinrichtung liegt, die die zweite Mischereinrichtung
bildet, wobei Empfängeroszillatorsignale angelegt werden, um die
erste und zweite Transistoreinrichtung zu steuern, und das HF-
Eingangssignal angelegt wird, um die Steuerelektrode einer weiteren
Transistoreinrichtung mit einem Hauptstromweg zu steuern, der in
Reihe mit den Hauptstromwegen der ersten und zweiten
Transistoreinrichtung liegt.
5. Mischersystem nach Anspruch 4, bei dem die dritte und vierte
Mischereinrichtung in ähnlicher Weise wie die erste und zweite
Mischereinrichtung aufgebaut sind.
6. Mischersystem nach Anspruch 4, bei dem die weitere
Transistoreinrichtung einen Einzeltransistor aufweist, die erste
Transistoreinrichtung ein erstes Differentialpaar Transistoren enthält,
deren Hauptstromwege in Reihe mit dem Einzeltransistor liegen, und
die zweite Transistoreinrichtung ein zweites und ein drittes
Differentialpaar Transistoren enthält, wobei das zweite Paar
Hauptstromwege in Reihe mit einem des ersten Differentialpaares hat
und das dritte Paar Hauptstromwege in Reihe mit dem anderen des
ersten Differentialpaares hat und wobei die Kollektoren des zweiten
und dritten Paares über Kreuz miteinander verbunden sind.
7. Mischersystem nach Anspruch 3, enthaltend eine fünfte und sechste
Mischereinrichtung, die in Reihe zueinander und so verbunden
sind, dass sie das erste und zweite Oszillatorsignal und ein
Gleichstrom-Eingangssignal erhalten, um ein Sendeausgangssignal
vorzusehen.
8. Mischersystem nach Anspruch 3, bei dem die
Phasenverschiebungseinrichtung ein resistives-kapazitives Netzwerk
oder ein kapazitives-induktives Netzwerk enthält.
9. Mischersystem nach Anspruch 3, bei dem der
Empfängeroszillator eine Phasenverschiebungseinrichtung enthält, die
ähnlich der erstgenannten Phasenverschiebungseinrichtung ist, zum
Erzeugen des ersten und zweiten Empfängeroszillatorsignals.
10. Mischersystem nach Anspruch 9, enthaltend einen
Rückführmechanismus, der auf die demodulierten Ausgangssignale im
I- und Q-Weg anspricht, um die Phasenverschiebungseinrichtung der
Empfängeroszillatoreinrichtung nachzustellen.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB909017418A GB9017418D0 (en) | 1990-08-08 | 1990-08-08 | Half frequency mixer |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4126080A1 DE4126080A1 (de) | 1992-04-16 |
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