DE4217222A1

DE4217222A1 - In Zu- und Absetzbetriebsarten kontinuierlich Betreibbarer Leistungsstromrichter

Info

Publication number: DE4217222A1
Application number: DE4217222A
Authority: DE
Inventors: Sandor Mentler
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1991-05-30
Filing date: 1992-05-24
Publication date: 1993-11-25
Also published as: US5162982A; FR2677191B1; JPH05191981A; FR2677191A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Leistungswechselrichter und Gleichstromleistungsumrichter, in denen aufgrund von unter schiedlichen Kombinationen von Eingangs- und Ausgangsspan nung oder -strom der Betrieb kontinuierlich über Zu- und Absetz (boost and buck)-Betriebsarten reichen kann.

Verwendungszwecke, wie sie in einem Raumschiff auftreten, verlangen, daß Gleichstromleistungsumrichter zum Umwandeln von Batteriespannung in eine Bus- oder Lastbetriebsspannung ein geringes Gewicht haben, äußerst zuverlässig und äußerst wirksam sind. Zahllose Schaltungen zur Leistungsumformung oder -umrichtung sind bekannt, und es ist gerade ihre Zahl, die es schwierig macht, eine Entscheidung über das beste Betriebssystem zu treffen. Zu den Problemen, die mit dem Raumschiffbetrieb verbunden sind, zählen die große Verän derlichkeit der verfügbaren Gleichspannung wegen Variatio nen bei der Erzeugung durch Solarzellen und die große Ver änderung der elektrischen Belastung, die zu versorgen ist. Weitere Probleme beinhalten das relativ geringe Ausmaß an Energie, das aus Solarzellen, Batterien und dgl. verfügbar ist und von einigen hundert bis zu einigen tausend Watt im heutigen Stand der Technik reichen kann, und die Schwierig keit der Unterdrückung von Wärme, was einen hohen Wirkungs grad zum Reduzieren der Wärmerzeugung verlangt.

Ein Leistungswechselrichter wandelt eine Gleichspannung in eine Wechselspannung um. Der Leistungswechselrichter ent hält einen Transformator mit einer Primärwicklung mit Mit telanzapfung und einer Sekundärwicklung. Eine erste Induk tivitätsanordnung führt von der Mittelanzapfung zu einem ersten Pol der Gleichspannungsquelle. Ein erster und ein zweiter steuerbarer Schalter sind mit denjenigen Enden der beiden Hälften der mit Mittelanzapfung versehenen Primär wicklung verbunden, die von der Anzapfung entfernt sind, und mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle. Während derjenigen Intervalle, in denen der eine oder der andere Schalter leitend ist, fließt Strom durch die erste Induk tivitätsanordnung und eine Hälfte der Primärwicklung, um eine Spannung an der Sekundärwicklung zu erzeugen. Während derjenigen Intervalle, in denen beide Schalter nichtleitend sind, ist der Stromfluß durch die Induktivitätsanordnung im wesentlichen null, und der Stromfluß in der Primärwicklung ist der, der auf Schwingkreise zurückzuführen ist. Während derjenigen Intervalle, in denen beide Schalter leitend sind, ist die Primärwicklung kurzgeschlossen, wodurch die gesamte Gleichspannung an der Induktivitätsanordnung an liegt. Eine Kapazität und eine zweite Induktivität sind in Reihe geschaltet, um eine Reihenschaltung zu bilden, und die Reihenschaltung ist parallel an die Sekundärwicklung angeschlossen, um einen Pfad für den Stromfluß zu bilden. Als ein Ergebnis des Fließens von Wechselstrom durch die Reihenschaltung wird eine Spannung an der Kapazität er zeugt, die die Ausgangswechselspannung des Wechselrichters darstellt. Eine Gleichrichteranordnung kann an die Kapazi tät angeschlossen werden, um die Wechselspannung gleich zurichten und eine Ausgangsgleichspannung zu erzeugen, wo raufhin die Vorrichtung ein Gleichstromumrichter oder -um former ist. Eine Steueranordnung ist an die Schalter ange schlossen zum zyklischen Betreiben der Schalter in einer ersten, einer zweiten und einer dritten Betriebsart. Wäh rend jedes Betriebszyklus hat jeder Schalter eine leitende Periode und eine nichtleitende Periode. In der ersten Be triebsart haben die leitende und die nichtleitende Periode jedes Schalters die gleiche Dauer, wodurch der erste und der zweite Schalter in ihren leitenden Zuständen abwechseln und Strom kontinuierlich durch die erste Induktivitätsan ordnung fließt. In der zweiten Betriebsart haben die lei tenden Perioden von beiden Schaltern eine größere Dauer als die nichtleitende Periode, wodurch Leitungsperioden jedes Schalters mit Leitungsperioden beider Schalter abwechseln, welche die Primärwicklung kurzschließen, um dadurch zu ver suchen, den Stromfluß durch die erste Induktivitätsanord nung zu vergrößern. Der vergrößerte Strom führt dazu, daß eine Wechselspannung an einer Sekundärwicklung erzeugt wird, die dazu tendiert, größer zu sein, als die in der er sten Betriebsart, und zwar für dieselbe Eingangsgleichspan nung. In der dritten Betriebsart haben die nichtleitenden Perioden jedes Schalters eine größere Dauer als die leiten den Perioden, wodurch Leitungsperioden jeweils des ersten und des zweiten Schalters mit Nichtleitungsperioden von beiden Schaltern abwechseln, welche den Stromkreis an der Primärwicklung öffnen und dadurch bestrebt sind, den Strom fluß durch die erste Induktivitätsanordnung zu verringern. Der verringerte Strom führt zu einer verringerten Spannung an der Sekundärwicklung bei derselben Eingangsgleichspan nung. In einer besonderen Ausführungsform der Erfindung ist eine Gleichrichteranordnung wie beispielsweise eine Brückenschaltung parallel an den Kondensator angeschlossen, um die Wechselspannung gleichzurichten und eine Ausgangsgleichspannung zu erzeugen. In einer weiteren Aus führungsform der Erfindung sind entweder die zweite Induk tivität oder die zweite Kapazität oder beide Leck- oder Streureaktanzen. In einer Ausführungsform der Erfindung kann die Ausgangsspannung verändert oder eingestellt wer den, indem die Betriebs- oder Folgefrequenz in der zweiten oder dritten Betriebsart gesteuert wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden un ter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Wechselrichters nach der Erfindung, wo bei eine zusätzliche Schaltungsanord nung zum Bilden eines Gleichstromum richters dargestellt ist,

Fig. 2 ein vereinfachtes Schaltbild einer An ordnung ähnlich der in Fig. 1 mit einer Einrichtung zum Rückleiten von Energie zu der Gleichspannungsquelle während gewissen Intervallen,

Fig. 3a-3n und 4a-4k idealisierte Diagramme der Spannung oder des Stroms über der Zeit an ver schiedenen Stellen in den Anordnungen nach Fig. 1 oder 2 in verschiedenen Be triebsarten, wobei die Fig. 3a-3n und 4a-4k zusammen als Fig. 3 bzw. 4 be zeichnet werden,

Fig. 5 ein vereinfachtes Schaltbild einer wei teren Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 6 ein vereinfachtes Schaltbild von noch einer weiteren Ausführungsform der Er findung,

Fig. 7a-7m, 8a-8m und 9a-9m Diagramme der Spannung und des Stroms, die in der Anordnung nach Fig. 6 in der Zu- bzw. Absetzbetriebsart bei 50% Schaltverhältnis oder relativer Ein schaltdauer auftreten,

Fig. 10 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Steueranordnung zum Steuern der Schal ter der Anordnungen nach den Fig. 1, 3, 5 oder 6 gemäß der Erfindung, und

Fig. 11a und 11b Seitenansichten von Transformatoren mit U-I-Kernen mit Wicklungen, die so ange ordnet sind, daß sich eine Streuinduk tivität ergibt, und

Fig. 11c eine Ersatzschaltung.

Allgemein arbeiten Leistungsstromrichter nach der Erfindung mit hohem Wirkungsgrad aufgrund der Verwendung von Schwing kreisen, die parasitäre Reaktanzen aufweisen können, und ergeben außerdem geringes Gewicht und hohe Zuverlässigkeit durch die Verwendung von nur zwei Halbleiterschaltern. In Fig. 1 sind der positive (+) und der negative (-) Anschluß oder Pol 10 bzw. 12 einer Gleichspannungsquelle (nicht dar gestellt) mit einem Leistungswechselrichter verbunden, der insgesamt mit 6 bezeichnet ist. Der Wechselrichter 6 weist einen insgesamt mit 14 bezeichneten Transformator auf, der seinerseits eine Primärwicklung hat, die Teile 16a und 16b und dazwischen eine Anzapfung 16c aufweist, und außerdem eine Sekundärwicklung 18, die durch einen Magnetkern 17 mit der Primärwicklung gekoppelt ist.

Eine Drossel 20 verbindet gemäß Fig. 1 den positiven Pol 10 mit der Mittelanzapfung 16c. Ein steuerbarer Schalter 22, der durch das Symbol eines mechanischen Schalters darge stellt ist, verbindet das Ende des Primärwicklungsteils 16a, das von der Mittelanzapfung 16c entfernt ist, mit dem negativen Pol 12. Eine Kapazität 21 repräsentiert die Ei genkapazität des Schalters 22 oder die Kombination der durch einen tatsächlichen Kondensator ergänzten Eigenkapa zität. Ebenso verbindet ein steuerbarer Schalter 24 das Ende der Primärwicklung 16b, das von der Mittelanzapfung 16c entfernt ist, mit dem Pol 12, und 23 stellt die Eigen kapazität des Schalters 24 dar, die durch einen tatsächli chen Kondensator ergänzt sein kann. Somit können die Schal ter 22 und 24 als der "ideale" Teil der Schalter betrachtet werden, die tatsächlich eine Kapazität aufweisen. Der Fach mann weiß, daß steuerbare Schalter wie die Schalter 22 und 24 erwünschtermaßen als Festkörpervorrichtungen in Form von Bipolar- oder Feldeffekttransistoren realisiert werden. Diese Transistoren können, wenn sie als Schalter benutzt werden, unerwünschtermaßen während der Einschaltung oder Ausschaltung Energie verbrauchen, wenn ein beträchtlicher Strom fließt, während eine Spannung an ihnen auftritt, was den Wirkungsgrad reduziert.

Die Sekundärwicklung 18 nach Fig. 1 ist mit einer insgesamt mit 25 bezeichneten Reihenschaltung verbunden, die eine In duktivität 26 aufweist, welche mit einer Kapazität 28 in Reihe geschaltet ist. Die Induktivität 26 und die Kapazität 28 können zwar in dem Transformator 14 verteilt sein, eine tatsächliche Drossel und ein tatsächlicher Kondensator kön nen jedoch auch benutzt werden. Gemäß der folgenden Be schreibung führt der Betrieb der Schalter 22 und 24 zur Er zeugung einer Wechselspannung an der Sekundärwicklung 18, die ihrerseits einen Wechselstromfluß in der Reihenschal tung 25 erzeugt. Der Wechselstromfluß erzeugt seinerseits eine Wechselspannung an dem Kondensator 28, bei welcher es sich um die gewünschte Ausgangswechselspannung des Wechsel richters 6 handelt.

Der bis hierher beschriebene Wechselrichter 6 nach Fig. 1 wandelt eine an den Polen 10 und 12 erscheinende Gleich spannung in eine Wechselspannung an dem Kondensator 28 um. Der Fachmann weiß, daß durch das Anschließen einer Gleich richteranordnung wie der in Fig. 1 insgesamt mit 8 bezeich neten die Wechselspannung an dem Ausgang des Wechselrich ters 6 in eine Gleichspannung umgewandelt werden kann, wo durch die Schaltung nach Fig. 1 zu einem Gleichstromumrich ter oder -umformer wird. In Fig. 1 weist die Gleichrich teranordnung 8 eine Brückenschaltung mit Knoten 29 und 30 auf, die parallel an den Kondensator 28 anschließbar sind, wie es durch gestrichelte Verbindungslinien 48 und 50 ange deutet ist. Die Gleichrichteranordnung 8 weist außerdem zwei Ausgangsklemmen 34 und 36 auf, an die eine Last ange schlossen werden kann, wie es durch einen Widerstand 46 an gedeutet ist. Die Katoden von Gleichrichterdioden 38 und 44 sind mit der Ausgangsklemme 34 verbunden, und ihre Anoden sind mit den Eingangsklemmen 29 bzw. 30 verbunden. Die An oden der Gleichrichterdioden 40 und 42 sind mit der Aus gangsklemme 36 der Gleichrichteranordnung 8 verbunden, und ihre Katoden sind mit den Eingangsklemmen 29 bzw. 30 ver bunden. Die Wechselspannung, die an dem Kondensator 28 er scheint- spannt die Diodenpaare 38, 42; 40, 44 abwechselnd in Durchlaßrichtung vor, um dadurch einen pulsierenden Strom zu erzeugen. Ein Kondensator 32 ist zwischen die Aus gangsklemmen 34 und 36 der Gleichrichteranordnung 8 ge schaltet, um den pulsierenden Strom in eine geglättete Aus gangsgleichspannung umzuwandeln, die zum Speisen der Last 46 verfügbar ist. Daher ist die Gleichspannung an der Last 46 die gewünschte Ausgangsspannung des Gleichstromumrich ters.

Fig. 2 veranschaulicht eine modifizierte Version der Anord nung nach Fig. 1. Eine Gleichrichteranordnung 8 ist in Fig. 2 zwar nicht dargestellt, es ist jedoch klar, daß eine sol che ohne nennenswerte Änderung der Betriebsprinzipien be nutzt werden kann. Elemente von Fig. 2, die denen von Fig. 1 entsprechen, tragen gleiche Bezugszeichen. In Fig. 2 ist die Wicklung 20 die Primärwicklung eines Transformators 220, der außerdem eine Sekundärwicklung 222 aufweist, die so gepolt ist, wie es durch die herkömmliche Punktbezeich nung angegeben ist. Die Induktivität der Wicklung 20 in Fig. 2, die der Induktivität der Drossel 20 in Fig. 1 ent spricht, wird durch die magnetisierende Induktivität des Transformators 220 in Fig. 2 gebildet. Das mit Punkt verse hene Ende der Wicklung 222 ist mit dem Pol 12 der Gleich spannungsquelle (nicht dargestellt) verbunden, und das an dere Ende der Wicklung 222 ist durch die Anode-Katode- Strecke einer unidirektional leitfähigen Vorrichtung, die als eine Diode oder ein Gleichrichter 224 dargestellt ist, mit dem Pol 10 verbunden. Die Schalterkapazität ist in Fig. 2 nicht dargestellt, obgleich sie vorhanden ist, und kann wie oben erwähnt, ergänzt werden.

Gemäß der folgenden Beschreibung arbeiten die Anordnungen nach den Fig. 1 und 2 mit variabler Frequenz in einer von zwei Betriebsarten oder mit konstanter Frequenz in einer von drei Betriebsarten. In der ersten oder "50% Schaltver hältnis oder relative Einschaltdauer"-Betriebsart ist die Eingangsgleichspannung multipliziert mit dem Sekundärwick lung/Primärwicklung-Windungszahlverhältnis N2/N1 ungefähr gleich der Scheitelspannung an dem Kondensator 28. In die ser Betriebsart ist weder Zu- noch Absetzbetrieb erforder lich, und die leitenden oder EIN-Perioden der Schalter 22 und 24 sind von gleicher Dauer und wechseln mit Zwischenpe rioden ab, in welchem beide Schalter in demselben Leitungs zustand sind. Der Betrieb der Schalter 22 und 24 in Fig. 1 oder 2 in der ersten Betriebsart ist in den Fig. 3a, b, c und d dargestellt. Ein voller Betriebszyklus ist durch ein Intervall dargestellt, das sich von einer Zeit T0 bis zu der nächsten folgenden Zeit T0 (T0-T0) erstreckt. Ein Betriebshalbzyklus, der der EIN-Zeit eines Schalters ent spricht, ist T0-T11 oder T11-T0. Der Fachmann erkennt, daß, obgleich nur ein voller Betriebszyklus dargestellt ist, der Betrieb während sich wiederholenden Zyklen weitergeht.

Die Wellenformen in den Fig. 3a bis 3j repräsentieren den Betrieb der Anordnung nach Fig. 2 in der ersten Betriebsart (50% Schaltverhältnis, weder Zusetz- noch Absetzbetrieb), die gleiche, abwechselnde Schalter-EIN-Zeitdauern hat. In folgedessen geht in dem Augenblick, in welchem ein Schalter auf AUS geht (nichtleitend wird), der andere Schalter auf EIN (wird leitend), und die Amperewindungszahl in dem Transformator 220 ist im wesentlichen konstant.

In Fig. 3 wird zur Zeit T0 der Schalter 22 nichtleitend ge macht (geht auf AUS), und der Schalter 24 wird leitend ge macht (geht auf EIN), so daß die Spannung an dem Schalter 22 (V22) ansteigt, wie es zur Zeit T0 durch die Kurve 322 in Fig. 3a dargestellt ist. Die Kurve 352 in Fig. 3b reprä sentiert den Stromfluß durch den Schalter 22 (I22) in Fig. 2.

Gemäß der Darstellung in Fig. 3b nimmt der Stromfluß durch den Schalter 22 zur Zeit T0 auf null ab. Die Kurve 324 in Fig. 3c repräsentiert die Spannung an dem Schalter 24 in Fig. 2 (V24), und die Kurve 354 in Fig. 3d repräsen tiert den Strom durch den Schalter 24 (I24). Zur Zeit T0 bewirkt der EIN-Zustand des Schalters 24, daß die Spannung V24 auf null abnimmt, wie es durch die Kurve 324 in Fig. 3c dargestellt ist. Der Schalter 24 führt einen endlichen Strom zur Zeit T0, wie es durch die Kurve 354 in Fig. 3d dargestellt ist. Der Stromfluß in dem Schalter 24 zur Zeit T0 ist gleich dem Strom, der dann in der Drossel 20 fließt, wie es ein Vergleich der Kurve 354 in Fig. 3d mit der Kurve 356 in Fig. 3e zeigt. Die dargestellten Polaritäten resul tieren aus den gewählten Referenzpolaritäten und sind etwas willkürlich. Der im wesentlichen augenblickliche Anstieg der Spannung gemäß der Kurve 322 zur Zeit T0 setzt voraus, daß die Schalterkapazität klein ist. Die entsprechende Kurve 322a in Fig. 3k repräsentiert die Spannung, wenn die Schalterkapazität groß ist oder durch einen externen Kon densator wie den Kondensator 21 in Fig. 1 ergänzt ist. Das Öffnen des Schalters 22 und das Schließen des Schalters 24 in Fig. 2 zur Zeit T0 tendieren dazu, die Spannung umzukeh ren, die an der Sekundärwicklung 18 des Transformators 14 erzeugt wird, was dazu tendiert, der Richtung des Strom flusses in der Drossel 26 entgegenzuwirken und diese umzu kehren. Der Strom durch die Drossel 26 ist ähnlich dem Strom durch die Primärwicklung 18 und ist als Kurve 362 in Fig. 3h dargestellt. Der Strom, der in der Drossel 26 zur Zeit T0 fließt, kann durch Umkehrung der Spannung an der Sekundärwicklung 18 nicht augenblicklich umgekehrt werden. Statt dessen klingt der Strom in dem Intervall T0-T1 auf null ab, wie es die Kurve 362 in Fig. 3h dargestellt ist. Dieser reduzierte Strom führt zu einer Reduktion des Stroms in dem leitenden Schalter 24, wie es durch die Kurve 354 in Fig. 3d in dem Intervall T0-T1 dargestellt ist.

Während des Zeitintervalls T0-T1, in welchem der Strom in der Drossel 26 nach Fig. 2 abnimmt, fließt der Strom, der der Primärwicklung 16 des Transformators 14 dargeboten wird, von dem Knoten 12 über den Schalter 24 in den Primär wicklungsteil 16b und über die Mittelanzapfung 16c hinaus. Wenn der Schalter 22 auf AUS ist, muß der Strom der Drossel 26, der der Primärwicklung 16 dargeboten wird, durch die Wicklung 20 zurück zu dem Quellenknoten 10 fließen. Die Ge samtamperewindungszahl der Wicklungen 20 und 222 kann sich in dem Intervall T0-T3 nicht augenblicklich ändern, weshalb die Diode 224 in Durchlaßrichtung betrieben wird und Strom leitet, was gestattet, einen Teil der in der Drossel 26 ge speicherten Energie zu der Quelle zurückzuleiten. Der Stromfluß durch die Reihenschaltung aus der Wicklung 222 und der Diode 224 ist als Kurve 358 in Fig. 3f dargestellt.

Während des Zeitintervalls T1-T3, in welchem die Diode 224 in Durchlaßrichtung betrieben wird, hat der Transformator 220 von Fig. 2 im wesentlichen die Versorgungsgleichspan nung (minus dem Diodenspannungsabfall) an seinen Klemmen, und diese Spannung wird als Funktion des Windungszahlver hältnisses der Wicklungen 20 und 222 auf die Primärwicklung 20 transformiert. Die Spannung an der Drossel 20 wird in dem Intervall T0-T3 zu der Quellenspannung addiert, so daß die Spannung an der Mittelanzapfung 16c (v16) die Quellen spannung übersteigt, wie es durch die Kurve 360 in Fig. 3g dargestellt ist. Die sich ergebende hohe Spannung an dem Knoten 16 ist durch die Kurve 360 in Fig. 3g dargestellt. Außerdem kehrt sich in dem Intervall T1-T3 der Strom in der Drossel 26 von Fig. 2 um und stellt sich auf einen kurzfri stigen stationären Wert ein, wie es die Kurve 362 in Fig. 3h zeigt.

Zur Zeit T2 erreicht die Energie, die zuvor in der Drossel 26 von Fig. 2 gespeichert wurde, den Wert null, wenn sie über den Transformator 220, die Diode 224 und den Knoten 10 teilweise zu der Quelle zurückgeleitet und teilweise zu der Last 46 übertragen wird. Zur Zeit T3 speichert die Drossel 26 wieder Energie, die ihr durch die Quelle 10 über die Drossel 20, die Wicklungen 16c-16b des Transformators 14 und den Schalter 24 übertragen wird. Zu dieser Zeit wird die Diode 224 nichtleitend. Wenn die Diode 224 nichtleitend ist, ist die Wicklung 222 von der Quelle entkoppelt, und es ist keine weitere Spannung mit der Drossel 20 gekoppelt. Infolgedessen fällt die Spannung an der Anzapfung 16c zur Zeit T3 auf die Versorgungsspannung ab, wie es durch die Kurve 360 in Fig. 3g dargestellt ist. Die Spannung an dem offenen Schalter 22 erfährt ebenfalls diesen Abfall, wie es zur Zeit T3 in der Kurve 322 in Fig. 3a dargestellt ist.

In dem Intervall zwischen den Zeiten T3 und T11 bleibt der Schalter 24 auf EIN, und der Schalter 22 bleibt auf AUS. Der Schalter 24 leitet einen im wesentlichen konstanten Strom während dieses Intervalls, wie es durch die Wellen form 354 in Fig. 3d dargestellt ist. Der Strom, der durch den Schalter 24 fließt, ist gleich dem Strom, der durch die Drossel 20 fließt, was durch die Kurve 356 in Fig. 3e dar gestellt ist. Der im wesentlichen konstante Strom durch die Drossel 20 in dem Intervall T3-T11 ist ein Ergebnis des na hezu null betragenden Spannungsabfalls an der Drossel, und die Spannung an der Mittelanzapfung 16c ist deshalb im we sentlichen gleich der Spannung an dem Knoten 10, wie es durch die Kurve 360 in Fig. 3g dargestellt ist. Die im we sentlichen konstante Spannung an der Wicklung 16b in dem Intervall T3-T11, die aus der im wesentlichen konstanten Spannung an der Mittelanzapfung 16c und dem EIN-Zustand des Schalters 24 resultiert, führt zu einem Strom in der Wick lung 16b und in der Last 46, wie es durch die Kurven 362 und 366 in den Fig. 3h-3j dargestellt ist, und zu einer konstanten transformierten Spannung an der Sekundärwicklung 18. Da die Sekundärwicklung in dem Intervall T3-T11 kon stant ist, ist kein Strom bestrebt, in dem Kondensator 28 zu fließen, wie es durch die Kurve 364 in Fig. 3i darge stellt ist.

Zur Zeit T11 geht der Schalter 24 von Fig. 2 auf AUS, und der Schalter 22 geht auf EIN. Die Spannung an dem Schalter 22 fällt zur Zeit T11 auf etwa null ab, wie es durch die Kurve 322 in Fig. 3a dargestellt ist. Das Anlegen von Span nung an die Primärwicklung 16a führt wieder zur Umkehrung der Spannung an der Sekundärwicklung 18 von Fig. 2, und diese umgekehrte Spannung ist bestrebt, den Strom in der Induktivität 26 auf null zu reduzieren und einen Stromfluß in der entgegengesetzten Richtung hervorzurufen. Die in der Induktivität 26 gespeicherte Energie ist in Resonanz mit der Kapazität 28, um einen Resonanzstromfluß hervorzurufen, der auf die Primärwicklung 16a transformiert wird. Der Schalter 22 führt einen halben Zyklus des Resonanzstrom flusses in dem Intervall T11-T15 und erreicht zur Zeit T15 einen kurzfristigen stabilen Zustand. Außerdem wird in dem Intervall T11-T15 Energie über die Drossel 20, die Wicklung 222, die Diode 224 und den Knoten 10 zu der Quelle zurück geleitet. Das führt zu einer Spannung an der Drossel 20, die sich zu der Spannung an dem Knoten 10 addiert, so daß die Spannung an der Anzapfung 16c und an dem offenen Schal ter 24 größer ist als die Quellenspannung, wie es durch die Kurve 324 in Fig. 3c in dem Intervall T11-T15 dargestellt ist. In dem Intervall T15-T0 ist der Strom in der Sekundär wicklung 18 und der Induktivität 26 in einer Richtung, die zu dem in dem Intervall T3-T11 geführten Strom entgegenge setzt ist. Zur Zeit T0 geht der Schalter 22 auf AUS, und der Schalter 24 geht auf EIN, und der Zustand der Schaltung ist derselbe wie zu der früheren Zeit T0, bereit für das Beginnen eines weiteren Betriebszyklus. Die Anordnung nach Fig. 2 arbeitet, wie in Verbindung mit Fig. 3 beschrieben, in einer ersten Betriebsart, in welcher der leitende Zu stand des Schalters 50% relative Einschaltdauer hat und wechselt, und zwar ohne Zwischenperioden gleichzeitigen Leitens oder Nichtleitens der Schalter.

Das Vorhandensein der zusätzlichen Kapazität an den Schal tern 22 und 24, beispielsweise durch Verwendung von Schal tern mit hoher Kapazität oder durch Parallelschalten von zusätzlichen Kondensatoren, vergrößert, wie erwähnt, die Anstiegszeiten der Spannungen an den Schaltern in Fig. 1 oder 2, was durch Vergleichen der Wellenform 322a in Fig. 3k mit der Wellenform 322 in Fig. 3a zu erkennen ist. Das beeinflußt außerdem den Schalterstrom nahe der Zeit, zu der der Schalter zu leiten beginnt, was ein Vergleich der Kurve 352a in Fig. 3m in dem Zeitintervall T11-T13 mit dem ent sprechenden Teil der Kurve 352 in Fig. 3b zeigt. Der Strom in dem zusätzlichen Kondensator, welcher dem Kondensator 21 in Fig. 1 entspricht und dem parallel geschalteten Schalter 22 in Fig. 2, ist als Kurve 368 in Fig. 3n gezeigt.

Die Zusetzbetriebsart der Anordnung nach Fig. 2 ist in den Fig. 4a-4k dargestellt. In der Zusetzbetriebsart ist die gewünschte Ausgangsspannung an dem Kondensator 28 und des halb an der Sekundärwicklung 18 größer als die verfügbare Eingangsgleichspannung, die durch die externe Quelle an die Klemmen 10 und 12 angelegt wird, multipliziert mit dem Ver hältnis, das durch die Windungszahl der Sekundärwicklung 18 dividiert durch die Windungszahl der Primärwicklung 16a oder 16b gebildet wird. Die Wellenformen von Fig. 4 ergeben sich, wenn die Schaltungsparameter von Fig. 4 in Verbindung mit den Betriebsfrequenzen und den Zyklusdauern so gewählt werden, daß das Überlappungsintervall (T6-T12; T16-T0) drei Halbzyklen des Nachschwingens der LC-Schaltung darstellt, die aus der Induktivität 26 und der Kapazität 28 besteht. Außerdem zeigen die Fig. 4i, 4j und 4k das, was sich er gibt, wenn eine Gleichrichteranordnung wie die Anordnung 8 mit einem Glättungskondensator 32 wie dem Kondensator in Fig. 1 benutzt wird.

Fig. 4a zeigt als eine Kurve 422 die Spannung an dem Schal ter 22 von Fig. 2, wobei sich der Nullspannungszustand von der Zeit T6 bis zu der nächsten folgenden Zeit T0 er streckt, was diejenigen Zeiten darstellt, während welchen der Schalter in der Zusetzbetriebsart zum Leiten gebracht wird, und wobei die Zeiten T0-T6 diejenigen sind, in denen der Schalter 22 in einen nichtleitenden oder AUS-Zustand gesteuert ist. Die Kurve 452 in Fig. 4b repräsentiert den Strom in dem Schalter 22 als Ergebnis seiner Wechselwirkung mit der übrigen Schaltung. Während seiner AUS-Intervalle T0-T6 ist der durch ihn hindurchfließende Strom null. Die Kurve 424 in Fig. 4c repräsentiert die Spannung an dem Schalter 24 von Fig. 2 während des Betriebes in der Zusetzbetriebsart. Die leitende Periode erstreckt sich, wie dargestellt, von der Zeit T0 bis zur Zeit T12, und die nichtleitende Periode erstreckt sich von der Zeit T12 bis zur nächsten folgenden Zeit T0. Der Stromfluß in dem Schal ter 24 ist durch die Kurve 454 in Fig. 4d dargestellt. Wäh rend des Intervalls T6-T12 sind beide Schalter 22 und 24 leitend, wie es durch die Nullspannungsteile der Kurven 422 und 424 während dieser Periode gezeigt ist.

Durch das Leiten der beiden Schalter 22 und 24 in Fig. 2 in dem Zeitintervall T6-T12 wird gemäß der Darstellung in Fig. 4 die Primärwicklung 16 kurzgeschlossen, was zur Folge hat, daß die Impedanz der Wicklung auf nahezu null abfällt. Die Kurve 460 in Fig. 4g zeigt die Spannung an der Anzapfung 16c. Als Ergebnis des Kurzschließens wird die Mittelanzap fung 16c effektiv mit dem Pol 12 über die Kurzschlußwick lungen 16a und 16b und die auf EIN befindlichen Schalter 22 und 24 verbunden. An der Wicklung 20 ist während des Zei tintervalls T6-T12 effektiv die volle Eingangsgleichspan nung eingeprägt (d. h. die von einer externen Quelle an die Pole 10 und 12 angelegte Spannung). Das hat wiederum einen Anstieg der Größe des Stroms in der Wicklung 20 während des Intervalls T6-T12 zur Folge, was durch die Kurve 456 in Fig. 4e dargestellt ist. Der Strom in der Wicklung 20 steigt weiterhin an, und zusätzliche Energie wird in ihrer Induktivität bis zur Zeit T12 gespeichert.

Zur Zeit T12 wird der Schalter 24 in einen nichtleitenden Zustand gesteuert, woraufhin die Primärwicklung 16 nicht länger kurzgeschlossen ist. Wenn der Schalter 24 zur Zeit T12 auf AUS geht, kehrt sich die in der Induktivität, wel che der Wicklung 20 zugeordnet ist, gespeicherte Energie um und vergrößert die Wicklungsspannung in einem "induktiven Absetzbetrieb", um zu versuchen, den Stromfluß aufrechtzu erhalten, wie es bestens bekannt ist, wobei aber der Strom in der Primärwicklung 16a aufgrund der Induktivität der Drossel 26 nicht augenblicklich ansteigen kann. Die Ener gie, der die Wicklung 20 zugeordnet ist, erzeugt, wie eben falls bekannt, eine Spannung an der Wicklung 222 des Trans formators 220, die die Diode 224 in Durchlaßrichtung vor spannt, und ein Teil der Energie der Wicklung 20 wird zu der Gleichspannungsquelle zurückgeleitet, die mit den Polen 10 und 12 verbunden ist. Der größte Teil der überschüssigen Energie drückt sich jedoch als eine Spannung an der Primär wicklung 16a während des folgenden Intervalls T12-T0 aus, wobei diese Spannung größer als die Quellenspannung ist. Infolgedessen wird die Gleichspannung, die an die Primär wicklung 16a angelegt wird, nach der Zeit T12 durch die in der Wicklung 20 während dieser Periode T6-T12, in welcher beide Schalter 22 und 24 leiten, "verstärkt". Als Ergebnis der verstärkten Spannung an der Wicklung 16a während des Intervalls T12-T16 wird in der Sekundärwicklung 18 eine re lativ größere transformierte Spannung induziert.

Der Strom in der Sekundärwicklung 18 von Fig. 1 oder 2 ist durch die Kurve 462 in Fig. 4h dargestellt. Die Kurve 464 in Fig. 4i zeigt den Stromfluß in dem Kondensator 28 von Fig. 2. Der Kondensator 28 kann, wie oben erwähnt, in der Praxis die Wicklungskapazität des Transformators sein, und die Drossel 26 kann eine Streuinduktivität sein, und infolgedessen kann der als Kurve 464 in Fig. 4i darge stellte Strom in dem Transformator 14 auf verteilte Weise auftreten und kann für die Messung unzugänglich sein. Des halb steht dieser Teil des Transformatorstroms, der durch die Kurve 462 in Fig. 4h dargestellt ist, welcher durch den Kondensator 28 fließt, nämlich der Strom 464 in Fig. 4i, für die Zufuhr zu der Last 46 nicht zur Verfügung. Statt dessen sind nur die relativ flachen Stromteile, die durch die Kurve 462 in den Intervallen T0-T6 und T12-T16 darge stellt sind, für die Last direkt verfügbar. Es sei außerdem beachtet, daß die Resonanzschwingungen, die als Kurve 464 in Fig. 4i dargestellt sind, gedämpft werden, wenn ein Glättungskondensator 32 nicht benutzt wird. Wenn ein Glät tungskondensator 32 vorhanden ist, ist der Laststrom kon stant, wie es durch die Kurve 466 in Fig. 4j gezeigt ist. Infolgedessen liefert der Kondensator 32 den Laststrom wäh rend der Intervalle T6-T12 und T16-T0 und wird während der Intervalle T0-T4 und T12-T14 wieder ergänzt, wie es durch die Kurve 468 in Fig. 4k dargestellt ist.

Somit ist die Verstärkungs- oder Zusetzbetriebsart vor handen, wenn die Schalter 22 und 24 veranlaßt werden, gleichzeitig zu leiten. Aufgrund der Resonanzwirkung der Drossel 26 und des Kondensators 28 in den Fig. 1 und 2 wer den die Anstiegs- und Abfallzeiten der Spannungs- und Stromwellenformen vergrößert oder verlangsamt, was zu nied rigeren Energieverlusten und deshalb zu einem höheren Wir kungsgrad führt als bei den bekannten Anordnungen ohne der artige Resonanzen.

Die Schaltungen nach den Fig. 1 und 2 treten in die Ver stärkungs- oder Zusetzbetriebsart aus der symmetrischen Be triebsart ein, sobald auch nur ein geringes Ausmaß an gleichzeitigem Leiten der Schalter eingestellt wird. Das Ausmaß der Verstärkung hängt von der relativen Dauer der Periode des gleichzeitigen Leitens ab, so daß, wenn die transformierte Ausgangsspannung zum Absinken tendiert oder wenn die Eingangsgleichspannung zum Absinken tendiert, ein proportionales Ansprechen durch einen Regler (unten be schrieben) bewirkt werden kann.

Es kann jedoch sein, daß die transformierte Ausgangsspan nung zu hoch ist oder daß die Eingangsgleichspannung über mäßig groß ist, so daß eine Absetz- oder Gegenschaltbe triebsart erwünscht sein kann. Im allgemeinen trifft in der Absetzbetriebsart der in der Drossel 26 von Fig. 1 oder 2 fließende Strom, welcher der Primärwicklung 16 des Trans formators 14 dargeboten wird, auf einen offenen Stromkreis, wenn beide idealen Schalter 22 und 24 gleichzeitig auf AUS sind. Praktische Schalter haben eine Eigenkapazität zwi schen ihren Elektroden, wie es oben beschrieben worden ist.

Die Zwischenelektrodenkapazität gestattet, daß Strom in der Primärwicklung 16 in Resonanz fließt, wenn der ideale Schalter auf AUS ist, und macht die dritte oder Absetzbe triebsart in der Anordnung nach den Fig. 1 und 2 möglich. Die Zwischenelektrodenkapazität allein mag jedoch nicht ausreichen, um einen breiten Betriebsbereich zu gestatten, d. h. große Absetzspannungen, und/oder eine breite Steuer frequenz mag nicht möglich sein. Zusätzliche Kondensatoren wie die Kondensatoren 21 und 23 in Fig. 1 können den Be triebsbereich vergrößern, führen aber dazu, daß sich wäh rend des Betriebes der Schalter (Einschalten oder Ausschal ten) größere Verluste ergeben, die unerwünscht sein können. Die Wellenformen für die Absetzbetriebsart der Anordnung nach Fig. 1 oder 2 gleichen denjenigen, die unten in Ver bindung mit Fig. 9 beschrieben werden.

Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Elemente von Fig. 5, welche denen von Fig. 1 oder 2 ent sprechen, tragen gleiche Bezugszeichen. In Fig. 5 ist der Transformator 14 auf bekannte Weise so gewickelt, daß seine Magnetisierungsinduktivität verringert ist, welche in den Fig. 1 und 2 mit 26 bezeichnet ist. Daher hat die Anordnung nach Fig. 5 eine kleine Induktivität in Reihe mit der Se kundärwicklung 18. Eine Ersatzinduktivität ist an die Pri märwicklungen 16a und 16b in Form einer gekoppelten Dros selgruppe 526 angeschlossen, die Wicklungen 526a, 526b und 526c aufweist; die Windungen sind wie in einem Trans formator gekoppelt, aber jede Windung verhält sich wie eine Induktivität, und der Kern ist mit Luftspalt versehen, um Sättigung zu verhindern. Ein Knoten 598 ist für einige Zwecke der Mittelanzapfung 16c äquivalent. Wenn Strom von der Drossel 20 zu dem Knoten 598 fließt, teilt er sich und fließt gleichermaßen durch die Wicklungen 526a und 526b, deren Windungspolung, die durch Punkte angegeben ist, so ist, daß sich die Magnetfelder aufheben und die Induktivi tät effektiv null wird. Wenn jedoch Strom nur in der Wick lung 526a oder 526b fließt oder wenn es eine Differenz in der Stromstärke gibt oder wenn Kreisströme sowohl in der Wicklung 526a als auch in der Wicklung 526b fließen, wird die Induktivität wegen der Differenz nicht aufgehoben. Die Wicklung 526c ist so geschaltet, daß sie Energie über einen Brückengleichrichter 524 zurück zu der Quelle leitet. Die Wickelrichtung der Wicklung 526c spielt keine Rolle, weil der Brückengleichrichter die Wicklung 526c mit der Quelle ungeachtet der Polarität der Spannung verbinden wird. Wenn entweder der Schalter 22 oder der Schalter 24 öffnet, be wirkt die in der Drosselgruppe 526 gespeicherte Energie einen Stromfluß durch die Wicklung 526c, den Brüc kengleichrichter 524 und die Wicklung 222 zurück zu der Quelle. Zu diesen Zeiten ist die an der Wicklung 526c ein geprägte Spannung die Quellenspannung minus dem Spannungs abfall an dem Gleichrichter und der Spannung an der Wick lung 222. Diese Beschränkung der maximalen Spannung an der Wicklung 526c begrenzt die Spannung an den gekoppelten Wicklungen 526a und 526b und begrenzt dadurch die Spannung, die an dem Schalter 22 oder 24 beim Ausschalten erscheint.

Elemente von Fig. 6, welche denen von Fig. 1 und 2 entspre chen, tragen gleiche Bezugszeichen. In Fig. 6 hat eine Drossel 626, die aus Wicklungen 626a, 626b und 626c be steht, welche auf einen Kern gewickelt sind, einen Effekt, der dem der in Fig. 5 gezeigten Drossel 526 äquivalent ist. In Fig. 6 sind die Drosseln 626a und 626b zwischen die Pri märwicklung 16a und einem Knoten 694a an dem Schalter 22 und zwischen die Primärwicklung 16b und einen Knoten 694b an dem Schalter 24 geschaltet. Ein Überspannungsschutzele ment (d. h. ein sogenannter Snubber) 696a, das die Reihen schaltung aus einer Drossel 692a und der leitfähigen Anode- Katode-Strecke einer Diode 694a aufweist, ist zwischen den Knoten 12 und einen Knoten 690a geschaltet. Ein ähnliches Überspannungsschutzelement 696b, das eine gleiche Reihen schaltung aus einer Drossel 692b und der Anode-Katode- Strecke einer Diode 694b aufweist, ist zwischen den Knoten 12 und einen weiteren Knoten 690b geschaltet. Ein Kondensa tor 621 verbindet den Knoten 690a mit dem Knoten 694a, und ein Kondensator 623 verbindet den Knoten 690b mit dem Kno ten 694b. Die Anode-Katode-Strecken der Dioden 698a und 698b verbinden die Knoten 690a bzw. 690b mit dem Knoten 10.

Der Transformator 14 kann, wie erwähnt, so gewickelt sein, daß die Induktivität 26 und/oder die Kapazität 28 relativ klein ist, so daß sie vernachlässigbar sind, oder sie kön nen beträchtlich sein. Somit können diese Elemente nach Be darf vorhanden sein oder nicht. Außerdem kann eine Gleich richteranordnung (in Fig. 6 nicht dargestellt) mit den Klemmen 690 und 692 der Anordnung nach Fig. 6 verbunden sein, um die Wechselspannung gleichzurichten und eine Gleichspannung zum Anlegen an eine Last zu erzeugen.

Im Betrieb kann die Anordnung nach Fig. 6 in einer ersten (50% relative Einschaltdauer) Betriebsart, oder einer zwei ten (Zusetz-)Betriebsart oder einer dritten (Absetz-) Be triebsart oder in allen diesen Betriebsarten arbeiten. Die Diagramme in Fig. 7 repräsentieren die Betriebsart mit 50% relativer Einschaltdauer, die in Fig. 8 repräsentieren den Betrieb in der Zusetzbetriebsart, und die in Fig. 9 re präsentieren die Absetzbetriebsart. Im allgemeinen wird in der Zusetzbetriebsart die Spannung an dem Knoten 16c auf einen Wert oberhalb der der Betriebsart mit 50% relativer Einschaltdauer während Teilen des Zyklus verstärkt, um da durch die Spannung zu erhöhen, die an der Sekundärwicklung anliegt, und in der Absetzbetriebsart wird die Spannung an dem Knoten 16c unter den Wert reduziert, der in der Be triebsart mit 50% relativer Einschaltdauer auftritt, um da durch die Spannung zu verringern, die an der Sekundärwick lung anliegt. Der Zusetzbetrieb wird durch Perioden gleich zeitigen Leitens der Schalter 22 und 24 erreicht, die den Strom in der Drossel 20 effektiv verstärkt, und der Absetz betrieb wird durch Perioden gleichzeitigen Nichtleitens der Schalter erreicht, was bestrebt ist, den Strom in der Dros sel 20 zu reduzieren.

Fig. 7 bezieht sich auf den Betrieb mit 50% relativer Ein schaltdauer während sich wiederholenden Betriebszyklen, die sich von der Zeit T0 bis zur nächsten folgenden Zeit T0 er strecken. Unmittelbar vor der Zeit T0 ist der Schalter 22 leitend oder auf EIN, der Schalter 24 ist nichtleitend oder auf AUS, und Strom fließt von dem Knoten 10 durch die Dros sel 20, die Primärwicklung 16a, die Drossel 626a und den Schalter 22 zu dem Knoten 12 (Masse oder Referenzspannung null). Der Schalter 24 von Fig. 6 wird zur Zeit T0 einge schaltet und bleibt bis zur Zeit T20 auf EIN, und seine Spannung fällt während dieses Intervalls ab, wie es durch die Kurve 724 in Fig. 7c in dem Intervall T0-T20 darge stellt ist. Der Schalter 22 geht zur Zeit T0 auf AUS und bleibt bis zur Zeit T20 auf AUS, wie es durch die endlichen Spannungen der Kurve 722 in Fig. 7a in diesem Intervall dargestellt ist. Zur Zeit T20 geht der Schalter 24 auf AUS, was durch den Anstieg der Spannung gemäß der Kurve 724 in dem Intervall T20-T0 dargestellt ist, und der Schalter 22 geht auf EIN, was durch die niedrige Spannung gemäß der Kurve 722 in Fig. 7a während der Zeit T20-T0 dargestellt ist. Während ihrer EIN-Intervalle führen die Schalter 22 und 24 einen im wesentlichen konstanten Strom, wie es durch Kurven 752 bzw. 754 in den Fig. 7b bzw. 7d dargestellt ist.

Der Strom in der Drossel 20 ist während des gesamten Zyklus im wesentlichen konstant, wie es durch die Kurve 756 in Fig. 7e dargestellt ist. Da eine Gleichspannung an einer Drossel ohne eine Änderung des diese durchfließenden Stroms nicht eingeprägt werden kann, bleibt die Spannung an dem Knoten 16c nahe der Spannung des Knotens 10. Die Kurve 760 in Fig. 7g veranschaulicht die Spannung an dem Knoten 16c und zeigt die Effekte von Streu- und Schaltungsresonanzen nahe den Schaltzeiten T0 und T20. Zur Zeit T0, wenn der Schalter 22 auf AUS geht und der Schalter 24 auf EIN geht, kann der Strom nicht sofort aufhören, in der Drossel 626a zu fließen, und ihr Strom fließt in einem Resonanzhalbzy klus über den Kondensator 621 und die Diode 698a zurück zu dem Knoten 10. Der Stromfluß in dem Kondensator 621 lädt dessen Belag an dem Knoten 694a auf eine hohe positive Spannung auf. Der zweite Resonanzhalbzyklus kann nicht auf treten, weil die Diode 698a in Sperrichtung vorgespannt wird, und der Belag des Kondensators 621 an dem Knoten 690a bleibt deshalb auf der Spannung des Knotens 10. Die Kurve 774 in Fig. 7m repräsentiert die Spannung an dem Kondensa tor 621. In dem folgenden Intervall, das sich bis zur Zeit T20 erstreckt, verursacht der Strom in der Drossel 20, der Primärwicklung 16b, der Drossel 626b und dem Schalter 24 eine Spannung an der Sekundärwicklung 18, die als Kurve 770 in Fig. 7j dargestellt ist, was bewirkt, daß ein Sekundär strom fließt, der durch die Kurve 762 in Fig. 7h darge stellt ist.

Zur Zeit T20 in der Mitte zwischen den Zeiten T0 wird der Schalter 22 von Fig. 6 leitend, und der Schalter 24 wird nichtleitend. Wenn der Schalter 22 auf EIN geht, bewirkt die Spannung an dem Kondensator 621 (Kurve 774 in Fig. 7m), daß ein Resonanzhalbzyklus des Stroms durch den Kondensator 621, den Schalter 22 und durch die Drossel 692a und die Di ode 694a des Überspannungsschutzelements 696a fließt. Der Resonanzstrom ist als Kurve 772 in Fig. 7k dargestellt. Die Ladung wird von dem Belag 694a auf die Platte nahe dem Kno ten 690a übertragen, mit dem Ergebnis, daß die Spannung an dem Kondensator 621 in dem Intervall T20-T28 umgekehrt wird, wie es in Fig. 7m gezeigt ist. Daher steigt der Strom in dem Schalter 22 nach der Zeit T20 an, wobei aber der Strom nicht aus der Drossel 626a kommt, sondern aus dem Kondensator 621, der mit der Drossel 692a in Resonanz ist. Der Strom in der Drossel 626a baut sich langsamer auf. Au ßerdem fließt in dem Intervall unmittelbar anschließend an die Zeit T20 der Strom, der dann in der Drossel 626b fließt, durch den Kondensator 623 und lädt diesen auf und durch die Diode 698b zurück zu dem Knoten 10. Der Kondensa tor 623 bleibt geladen, wenn der folgende Halbzyklus der Resonanz durch die Diode 698b blockiert wird. Stromimpulse in dem Kondensator 28 (falls vorhanden), der der Induktivi tät 26 zugeordnet ist, und die Umkehr der Sekundärspannung sind durch die Kurve 764 in Fig. 7i dargestellt. Die ge wünschte Ausgangswechselspannung, die an dem Kondensator 28 erscheint, ist als Kurve 770 in Fig. 7j dargestellt. Die Wechselspannung kann, wie erwähnt, an eine Gleichrichteran ordnung zur Umwandlung in eine Gleichspannung angelegt wer den. Kein nennenswerter Strom fließt durch die Wicklung 222 des Transformators 220 in der Betriebsart mit 50% relativer Einschaltdauer, wie es durch die Wellenform 758 in Fig. 7f dargestellt ist.

In der Verstärkungsbetriebsart der Anordnung nach Fig. 6, deren Betrieb durch die Wellenformen in Fig. 8 dargestellt ist, schaltet jeder Schalter 22 und 24 früher als T0 oder als die Zwischenzeit T50 EIN und schaltet später AUS, um ein Überlappungsintervall zu erzeugen, während welchem beide Schalter 22 und 24 leiten. Das Überlappungsintervall der Schalter 22 und 24 ist durch die Kurven 822 in Fig. 8a und 824 in Fig. 8c dargestellt, in welchem die Intervalle überlappenden Leitens T44-T56 und T64-T36 sind, eingeklam mert durch dick ausgezogene Pfeile, die den Fig. 8b und 8c zugeordnet sind. Während dieser Intervalle haben die Pri märwicklungen 16a und 16b und die gekoppelten Drosseln 626a und 626b gleiche und entgegengesetzte Ströme und tendieren dazu, einen Zustand niedriger Impedanz anzunehmen. Infolge dessen ist die Drossel 20 zu den Knoten 10 und 12 effektiv parallel geschaltet, und an ihr wird die volle Quellenspan nung eingeprägt. Infolgedessen steigt der Strom in der Drossel 20 in den Überlappungsintervallen T64-T36 und T44-T56 an, wie es durch die Kurve 856 in Fig. 8e dargestellt ist.

Unmittelbar vor der Zeit T36 werden die Schalter 22 und 24 von Fig. 6 geschlossen oder auf EIN gebracht, und ein zu nehmender Strom fließt durch die Drossel 20, weil die Span nung an dem Knoten 16c nahezu null ist. Die beiden Konden satoren 621 und 623 werden aufgeladen, wobei die Knoten 690a und 690b in bezug auf die Knoten 694a bzw. 694b posi tiv sind. Der Strom, der in der Drossel 20 zur Zeit T36 fließt, teilt sich gleichmäßig zwischen den Primärwicklun gen 16a und 16b auf. Ein Kreisstrom fließt durch den Kon densator 28 und die Sekundärwicklung 18, der einen Strom fluß in einer Schleife verursacht, die die Primärwicklungen 16a und 16b, die Drosseln 626a und 626b sowie die Schalter 22 und 24 umfaßt, was sich als ein Resonanzstromteil aus drückt, der durch die Kurve 864 in Fig. 8i dargestellt ist, sowie in Schalterstromkurven 852 von Fig. 8b und 854 von Fig. 8d.

Zur Zeit T36 geht der Schalter 22 von Fig. 6 auf AUS. Der Strom fließt weiterhin durch die Drossel 626a, den Konden sator 621 und die Diode 698a zurück zu dem Knoten 10. Da der Kondensator 621 zuvor auf die volle Versorgungsspannung aufgeladen worden ist, wird die Spannung an dem Schalter 22 durch den Kondensator 621 niedergehalten und steigt nicht sofort an. Statt dessen nimmt die Spannung an dem Schalter 22 in der Zeit, die der Zeit T36 folgt, langsam zu, was durch die Wellenform 822 in Fig. 8a in dem Intervall T36-T38 dargestellt ist, wenn die Drossel 626a Energie zu dem Kondensator überträgt. Die Spannung an dem Knoten 16c steigt im Anschluß an die Zeit T36 von null auf einen Scheitelwert an, was durch eine Kurve 860 in Fig. 8g darge stellt ist, wenn der Stromfluß durch die Drossel 20 auf eine endliche Impedanz trifft.

In dem Intervall T36-T44 bleibt der Schalter 22 von Fig. 6 auf AUS, und der Schalter 24 bleibt auf EIN, so daß Strom durch die Drossel 20, die Primärwicklung 16b, die Drossel 626b und den Schalter 24 zu dem Knoten 12 fließt. Dieser Stromfluß bewirkt, daß ein proportionaler Strom in der Wicklung 18 zur Zufuhr zu der Last fließt, dargestellt als Kurve 862 in Fig. 8h.

In dem Intervall T36-T38 hängt der Wert, auf den die Span nung an dem Schalter 22 von Fig. 6 ansteigt, von den ver schiedenen Strömen und von den Bauelementewerten sowie von der Quellenspannung ab. Die Spannung an dem Knoten 16c spricht auf die Spannung an dem Schalter 22 wegen der Wir kung der Wicklungen 16a und 16b des Transformators 14 an, der in etwa wie ein Spartransformator ausgebildet ist, und zwar aufgrund des EIN-Zustands des Schalters 24 und der Zu fuhr des Stroms zu dem Knoten 16c. Unter gewissen Bedingun gen kann der Spannungsanstieg an dem Knoten 16c, der der Spannung an dem Schalter 22 zuzuschreiben ist, ausreichend sein, um die Spannung an den Wicklungen 222 und 626c aus reichend zu erhöhen, um den Brückengleichrichter 624 in Durchlaßrichtung vorzuspannen und dadurch Energie zu der Quelle zurückzuleiten. Der Stromfluß unter dieser Bedingung ist als Kurve 858 in Fig. 8f dargestellt. Der Stromfluß in der Wicklung 222 reduziert seinerseits den Strom durch die Drossel 20, so daß die Amperewindungszahl des Transforma tors 220 konstant gehalten wird. Das führt zu einer bei 857 dargestellten Kerbe in der Stromkurve 858 in Fig. 8e. Au ßerdem reduziert nahe der Zeit T38 der in der Wicklung 626c fließende Strom ebenso den Strom in der Wicklung 626b, wo durch die Ladungsgeschwindigkeit des Kondensators 621 redu ziert wird, und begrenzt infolgedessen die Scheitelspannung an dem Schalter 22. Diese Begrenzung der Scheitelspannung drückt sich als eine Abrundung des Spitzenwertes 823 der Wellenform der Kurve 822 in Fig. 8a aus.

In dem Intervall T38-T44 ist die Spannung an dem Knoten 16c von Fig. 6 höher als an dem Knoten 10, da die Drossel 20 Energie freisetzt, die während des vorhergehenden Inter valls T64-T36 gewonnen worden ist, und diese Freisetzung drückt sich als eine Verringerung des Drosselstroms aus, was als Kurve 856 in Fig. 8e gezeigt ist, und drückt sich außerdem als eine Vergrößerung der Spannung des Knotens 16c auf einen Wert über der Spannung aus, die er sonst haben würde. Die Spannung an dem Knoten 16c ist als Kurve 860 in Fig. 8g dargestellt. Zur Zeit T44 geht der Schalter 22 auf EIN. Der Schalter 24 ist bereits zur Zeit T44 auf EIN und bleibt bis zur späteren Zeit T56 auf EIN. Infolgedessen er gibt sich eine Periode gleichzeitigen Schalterleitens, die Primärwicklungen 16a und 16b sind wieder kurzgeschlossen, und ihre Impedanz sinkt ab. Das wiederum prägt die volle Quellenspannung an der Drossel 20 ein, was bewirkt, daß der durch sie hindurchfließende Strom ansteigt, wie es durch die Kurve 856 in Fig. 8e gezeigt ist, wobei die zunehmende Gesamtenergie in der Drossel in Vorbereitung für einen wei teren Betriebszyklus gespeichert wird.

Zur Zeit T44, zu der der Schalter 22 von Fig. 6 geschlossen wird, wird durch die Spannung an dem Kondensator 621 die Diode 694a in Durchlaßrichtung vorgespannt, während die Di ode 698a in Sperrichtung vorgespannt bleibt. Ein Schwing kreis wird gebildet, der den Kondensator 621 und die Dros sel 692a des Überspannungsschutzelements 696a umfaßt. Der Schwingkreis durchläuft einen halben Resonanzzyklus. Die Kurve 872 in Fig. 8k veranschaulicht den Strom in dem Über spannungsschutzelement 696a. Dieser Resonanzhalbzyklus be wirkt das Umkehren der Spannung an dem Kondensator 621, wie es durch die Kurve 874 in Fig. 8m in dem Intervall T44-T50 gezeigt ist. Die Spannung an dem Kondensator 621 an dem Be ginn des Resonanzhalbzyklus kann größer sein als die Quel lenspannung, die dann zwischen dem Knoten 10 und 12 vorhan den ist. Wenn die oben erwähnte Spannungsumkehr vonstatten geht, kann die Spannung an dem Knoten 690a von Fig. 6 be strebt sein, über die Spannung des Knotens 10 anzusteigen, woraufhin die Diode 698a leitet und die Kondensatorspannung auf die Quellenspannung klemmt. Eine Zacke 853 in der Kurve 852 in Fig. 8b ist ein Ergebnis des Halbzyklus des Über spannungsschutzelementstroms 872 in Fig. 8h.

In dem Intervall T44-T56 entlädt sich der Kondensator 28 von Fig. 6 (falls vorhanden) über die Sekundärwicklung 18 und lädt sich mit entgegengesetzter Polarität wieder auf, wie es durch die Kurve 870 in Fig. 8j dargestellt ist. Ein Teil eines Resonanzzyklus des Stromflusses durch den Kon densator 28 ist als Kurve 864 in Fig. 8i dargestellt, und die resultierende Spannungsänderung ist durch eine Kurve 870 in Fig. 8j dargestellt. Der Resonanzstromfluß in dem Kondensator 28 wird den Transformatorprimärwicklungen 16a und 16b zugeführt und ergibt Resonanzteile des Stromflusses über den Schalter 22, was als Kurve 852 in Fig. 8b unmit telbar vor der Zeit T56 dargestellt ist. Die Resonanz ist auf die Kapazität 28 und die Drosseln 26, 626a und 626b zu rückzuführen, die eine Reihen-LC-Resonanzschaltung bilden.

Zur Zeit T56 in Fig. 7 geht der Schalter 24 von Fig. 6 auf AUS, während der Schalter 22 auf EIN bleibt. Der Halbzy klus, der sich von T56 bis T64 erstreckt, wird dem entspre chen, der für das Intervall T36-T44 beschrieben worden ist, so daß sich eine weitere Beschreibung erübrigt.

Das Ergebnis der Zusetzbetriebsart besteht, darin, daß eine Wechselspannung an den Ausgangsklemmen 690 und 692 erzeugt wird, die größer ist als diejenige, die in der Betriebsart mit 50% relativer Einschaltdauer auftritt.

Es sei beachtet, daß sich die Fig. 8a-8m auf eine Über lappungsdauer beziehen, die mit einer Schwingungshalbperi ode des Kondensators 28 von Fig. 6 mit der Drossel 26 und mit anderen Elementen wie der Drossel 626 zusammenfallen. Die Schwingungshalbperiode ist als Kurve 864 in Fig. 8i dargestellt. Ein kontinuierlicher Bereich der Überlappungs dauern ist möglich, der von null bis etwa 15% der Gesamtzy klusdauer oder mehr reicht. Das Ausmaß der Überlappung be einflußt die Wellenformen, wie beispielsweise die Wellen form 870 von Fig. 8j, die in dem Intervall T44-T56 1½ Schwingungszyklen statt dem 1/2 Zyklus, wie dargestellt, haben könnte. Das beeinflußt nicht den Gesamtbetrieb des Stromrichters.

In der Absetzbetriebsart der Anordnung nach Fig. 6, deren Arbeitsweise in Verbindung mit den Fig. 9a-9m erläutert wird, sind Perioden des Leitens der Schalter 22 und 24 durch AUS- oder tote Perioden getrennt, die durch stark ausgezogene Pfeile eingeklammert sind, welche Fig. 9b zuge ordnet sind, in welcher keiner der Schalter leitet. Das führt dazu, daß der Strom in der Drossel 20 auf eine Weise reduziert wird, die die transformierte Sekundärspannung un ter den Wert reduziert, der in der Betriebsart mit 50% re lativer Einschaltdauer transformiert würde.

Vor der Zeit T0 in der Absetzbetriebsart ist der Schalter 22 von Fig. 6 auf EIN, wie es durch die endliche Größe des Schalterstroms gezeigt ist, der durch die Kurve 952 in Fig. 9b dargestellt ist, und der Schalter 24 ist auf AUS. Zuneh mender Strom fließt durch die Drossel 20, die gekoppelte Drossel 626a, die Primärwicklung 16a und den Schalter 22. Der Kondensator 621 wird aufgeladen, wobei der Knoten 690 relativ zu dem Knoten 694a positiv ist, und der Kondensator 623 hält den Knoten 694b in bezug auf den Knoten 690b posi tiv. Herkömmlicher Strom fließt an dem mit Punkt versehenen Ende der Wicklung 18 hinaus durch die Drossel 26 und die Last. Die Klemme 692 ist in bezug auf die Klemme 690 posi tiv.

In der Absetzbetriebsart geht zur Zeit T0 der Schalter 22 von Fig. 6 auf AUS, und der Schalter 24 bleibt nichtlei tend, wie es durch Kurven 922 und 924 in den Fig. 9a bzw. 9c dargestellt ist. Die Spannung an dem Schalter 22 steigt nach der Zeit T0 von null aus an, wenn der Kondensator 621 durch den Strom aufgeladen wird, der in den Drosseln 20 (Kurve 956 in Fig. 9e) und 626a fließt, und außerdem durch den Strom, der von der Energie herrührt, die durch den Stromfluß in der Drossel 26 (falls vorhanden) repräsentiert wird, gekoppelt über den Transformator 14. Die Spannung an dem Schalter 22 erreicht einen Scheitelwert, der in Fig. 9a mit 921 bezeichnet ist, zur Zeit T70. Die Spannung an dem Schalter 24, dargestellt als Kurve 924 in Fig. 9c, wird au ßerdem das Bestreben haben, in dem Intervall T0-T70 anzu steigen, wenn der Strom in der Drossel 20, 956 in Fig. 9e beginnt, sich auf zwei Zweige aufzuteilen und durch die Wicklung 16b sowie durch die Wicklung 16a zu fließen. Der jenige Teil des Stroms, der in der Wicklung 16b fließt, tendiert dazu, die Ladung auf dem Kondensator 623 zu ver größern, wenn der Strom über die Diode 698b zurück zu dem Knoten 10 fließt.

In dem Intervall T0-T70, wenn die Spannung an dem Knoten 694a von Fig. 6 aufgrund des Aufladens des Kondensators 621 ansteigt, steigt außerdem auch die Spannung an dem Knoten 16c an, was durch die Kurve 960 in Fig. 9g dargestellt ist. Der Anstieg der Spannung an dem Knoten 16c auf die Spannung an dem Knoten 10 verringert die Spannung an der Drossel 20. Ein weiterer Anstieg der Spannung an dem Knoten 16c über die Spannung an dem Knoten 10 kehrt die Spannung an der Drossel 20 um und vergrößert dann diese umgekehrte Span nung. Das führt zu einer vergrößerten Spannung an der Wick lung 222 aufgrund von Transformatorwirkung. Die vergrößerte Spannung an der Wicklung 222, die sich zu der Spannung an der Wicklung 526c addiert, spannt den Brückengleichrichter 624 in Durchlaßrichtung vor und bewirkt Leiten in dem In tervall T0-T76, welches Energie zu der Quelle zurückleitet, wie es durch eine Kurve 958 in Fig. 9f gezeigt ist. Der Strom in der Drossel 20 nimmt ab, wenn der Strom in der Wicklung 222 zunimmt, und zwar aus oben beschriebenen Grün den. Der Strom in der Drossel 20 wird für das Intervall T70-T76 aufgrund des Stroms in der Wicklung 222 auf null reduziert. Auf diese Weise wird ein Teil der in der Drossel 20 gespeicherten Energie durch die Wicklung 222 zu der Quelle in dem Intervall T0-T76 übertragen. Während des In tervalls T70-T74 nimmt die Spannung an dem Kondensator 28 von Fig. 6 (falls vorhanden) auf null in einem sinusförmi gen Halbzyklus ab, wie es als Kurve 970 in Fig. 9j darge stellt ist. Das verursacht einen Strom in der Wicklung 16b, der den Kondensator 623 auflädt, was eine Vergrößerung der Spannung an dem Schalter 24 bewirkt, dargestellt als Kurve 923 in Fig. 9c.

Die Resonanz des Kondensators 28 von Fig. 6 (falls vorhan den) mit seinen zugeordneten Drosseln in dem Intervall T0-T76 bewirkt, daß Resonanzströme auf verschiedenen Wegen fließen und die nichtleitenden Schalter umgehen. Ein sol cher Weg könnte das Überspannungsschutzelement 696a, den Kondensator 621, die Drosseln 626a und 626b, die Primär wicklungen 16a und 16b, den Kondensator 623 und die Diode 698b umfassen. Die Spannung an dem Kondensator 28 ist durch die Kurve 970 in Fig. 9j dargestellt. Die Resonanzströme bewirken eine Resonanzspitze in der Spannung an dem nicht leitenden Schalter 22, wie es durch eine Kurve 921 in Fig. 9a dargestellt ist, und eine ähnliche Resonanz an dem Schalter 24, wie es durch eine Kurve 923 in Fig. 9c darge stellt ist, und bewirken außerdem weitere Resonanzeffekte. Der Stromfluß in der Sekundärwicklung 18, dargestellt als Kurve 962 in Fig. 9h, zeigt die Resonanzeffekte.

Zur Zeit T76 von Fig. 9 geht der Schalter 24 von Fig. 6 auf EIN, während der Schalter 22 auf AUS bleibt. Der Kondensa tor 623 entlädt sich über den Schalter 24 und das Überspan nungsschutzelement 696b, wobei ein Resonanzstrom über den Schalter 24 erzeugt wird, der als Kurve 925 in Fig. 9d ge zeigt ist. Außerdem beginnt zur Zeit T76 der Strom, durch die Drossel 20 zu fließen, wie es durch eine Kurve 956 in Fig. 9e dargestellt ist, und durch die Primärwicklung 16b zu der Drossel 626b und über den Schalter 24 zu dem Knoten 12.

Zur Zeit T76 hat die Drossel 20 ihren niedrigsten von null verschiedenen Strom und deshalb ihre niedrigste Energie. Von der Zeit T76 bis zu der Zeit T86 bleibt der Schalter 24 leitend, und Energie wird zu der Last übertragen. Der Strom durch die Drossel 20 nimmt zu, weil die Spannung an dem Knoten 16c kleiner ist als die Spannung an dem Knoten 10, und zusätzliche Energie wird in den Magnetfeldern, die der Drossel 20 zugeordnet sind, während dieses Intervalls gespeichert. Während des Leitens des Schalters ist die Spannung an dem Knoten 16c niedriger als an dem Knoten 10, weil während der Zeit, zu der beide Schalter auf AUS sind, sie höher ist und der Mittelwert über einem vollen Zyklus T0-T0 effektiv gleich der Quellenspannung sein muß.

In dem Intervall T76-T77 von Fig. 9 steigt im Anschluß an das Einschalten des Schalters 24 die Spannung an der Sekun därwicklung 18 langsam an, wenn sich der Kondensator 28 auflädt. Die Spannung an dem Kondensator 28 ist als Kurve 970 in Fig. 9j dargestellt. In dem Intervall T76-T78 wird die Reduktion der Spannung an dem Schalter 24 dem Schalter 22 über den Transformator 14 übermittelt, und das kann be wirken, daß das Überspannungsschutzelement 696a leitet, was durch eine Kurve 975 in Fig. 9k dargestellt ist, um den Kondensator 621 auf die neue Spannung teilweise zu entla den.

Zur Zeit T86 von Fig. 9 geht der Schalter 24 von Fig. 6 auf AUS, und der Schalter 22 bleibt auf AUS. Die Spannung an dem Schalter 24 steigt allmählich von null aus an, wenn der Strom, der zuvor durch den Schalter 24 floß, abgeleitet wird, so daß er durch den Kondensator 623 und die Diode 698b fließt, wobei er zuerst den Kondensator entlädt und dann mit entgegengesetzter Polarität wieder auflädt. Wenn die Spannung des Schalters 24 auf einen maximalen Wert an steigt, wie es in Verbindung mit dem Schalter 22 erläutert worden ist, steigt die Spannung an dem Knoten 16c sowie an dem Schalter 22 an. Das bewirkt, daß der Kondensator 621 eine zusätzliche Ladung empfängt und eine höhere Spannung annimmt, wie es nach der Zeit T86 in der Kurve 974 in Fig. 9m dargestellt ist.

Der Betrieb der Anordnung von Fig. 6 in dem Intervall T86-T92 entspricht dem in dem Intervall T0-T76 und ist deshalb aufgrund der obigen Beschreibung verständlich.

Die gekoppelten Drosseln 626a und 626b in Fig. 6 sind mit den Primärwicklungen 16a bzw. 16b des Transformators 14 in Reihe geschaltet. Es macht für den Betrieb der Anordnung von Fig. 6 wenig Unterschied, ob die gekoppelten Drosseln 626a und 626b auf den Mittelanzapfungsseiten der Primär wicklungen statt auf den von der Mittelanzapfung 16c ent fernten Seiten sind, obgleich die Wellenformen während des Betriebes etwas anders aussehen werden als in den Fig. 7, 8 und 9 dargestellt. Die gekoppelten Wicklungen 626a und 626b nehmen, wenn sie auf diese Weise geschaltet sind, das Ge samtaussehen der Wicklungen 546a und 526b von Fig. 5 an. Die Äquivalenz dieser verschiedenen Verbindungen ist klar und die Äquivalenz der magnetisch gekoppelten Wicklungen 526c und 626c ist ebenfalls klar. Tatsächlich kann einer oder könne beide Sätze von Drosseln 526, 626 benutzt wer den. Außerdem können in der Anordnung von, Fig. 6 die Dros seln 626a und 626b entkoppelt sein, wobei in diesem Fall der Betrieb im wesentlichen mit dem beschriebenen überein stimmt, wobei aber eine größere Scheitelspannung an den Schalter 22 und 24 auftreten kann.

Der Wirkungsgrad der beschriebenen Stromrichter ist hoch, z. T. deshalb, weil die Schalter beim Einschalten Null- oder niedrige Stromflüsse haben, wie es beispielsweise durch den Strom über den Schalter 22 zur Zeit T92 in Fig. 9b darge stellt ist. Gemäß der Darstellung in Fig. 9b scheint der Strom augenblicklich anzusteigen, aber das ist auf den Maß stab der Figur zurückzuführen. In Wirklichkeit ist der Strom in dem Schalter 22 auf Resonanzeffekte zurückzufüh ren, die bei dem Strom null beginnen, weil der Strom nur aus den Drosseln 692a und/oder 626a von Fig. 6 kommen kann, die beide beim Einschalten im wesentlichen den Strom null haben. Bei dem Ausschalten des Schalters 22 wird die Span nung an dem Schalter durch den Kondensator 621 und das Lei ten der Diode 698a nahe bei null gehalten, und zwar für eine Zeit, die ausreicht, um dem Schalter zu gestatten, vollständig nichtleitend zu werden. Das Produkt der Schal terspannung multipliziert mit dem Schalterstrom ist deshalb sowohl während des Einschaltens als auch während des Ab schaltens niedrig, was einen niedrigen Energieverbrauch in dem Schalter und infolgedessen einen hohen Wirkungsgrad der Schaltung zur Folge hat.

Wenn eine Gleichrichteranordnung an den Kondensator 28 an geschlossen ist, bieten die Kenndaten des Stromrichters weitere Wirkungsgradvorteile. Die Ausgangsspannung wird durch den Kondensator 28, die Drossel 26 und die Drosseln 626 gefiltert, so daß Spannungsumkehrungen an der Gleich richteranordnung langsam erfolgen, was Zeit bietet, damit sich der Gleichrichter von dem leitenden Zustand erholen kann, bevor beträchtliche Umkehrspannungen angelegt werden, wodurch Verluste verringert werden, die dem Einschalten und Ausschalten der Gleichrichteranordnung zuzuschreiben sind.

Die Beschreibung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 6 in Verbindung mit den Fig. 7, 8 und 9 hat sich auf die Zy kluszeiten T0-T0 bezogen. Eine bevorzugte Betriebsart ist die Betriebsart mit konstanter Frequenz, bei der die Zeiten T0-T0, die in den Fig. 7, 8 und 9 gezeigt sind, die gleiche Zeitdauer in der Betriebsart mit 50% relativer Ein schaltdauer, in der Zusetzbetriebsart und der Absetz betriebsart haben. Es ist jedoch auch möglich, mit einer variablen Frequenz zu arbeiten, die beispielsweise erreicht werden kann, indem die EIN-Dauer der Schalter 22 und 24 fi xiert und die Betriebsfrequenz verändert wird, um die Ge samtzykluszeit zu ändern. Das wird verständlich durch Be trachtung einer Frequenz, bei der die festen EIN-Perioden der Schalter 22 und 24 aneinander angrenzen, d. h. das Um schalten des Leitens von einem Schalter auf den anderen im wesentlichen gleichzeitig erfolgt. Wenn die Frequenz ver ringert wird, wird die Zykluszeit länger, wodurch die bei den festen Zeitdauern des Leitens der Schalter zusammen kleiner sind als die Gesamtzykluszeit; es muß deshalb Zeit perioden geben, in denen beide Schalter auf AUS sind, was der Absetzbetriebsart entspricht. Andererseits, wenn die Frequenz von dem Zustand mit 50% relativer Einschaltdauer aus erhöht wird, bei fester EIN-Dauer, wird die Zykluszeit kürzer, und es müssen überlappende Perioden des Leitens auftreten, was der Zusetzbetriebsart entspricht. Selbstver ständlich kann der normale Arbeitspunkt entweder in der Zu setz- oder in der Absetzbetriebsart liegen, bei einem Betriebsbereich, der auf diese Betriebsart beschränkt ist, ohne Auswanderungen zu der Betriebsart mit 50% relativer Einschaltdauer oder zu der anderen Betriebsart.

Die Anordnung nach Fig. 6 kann durch Weglassen der Wicklung 222 des Transformators 220, der Wicklung 626c der gekoppel ten Drosselgruppe 626 und des Gleichrichters 624 modifi ziert werden. Sie kann auch modifiziert werden durch An schließen einer gekoppelten Drossel 526, wie es zuvor in Fig. 6 gezeigt worden ist. Entweder die Drossel 626 oder 526 oder beide mit oder ohne die Wicklung 526a, 626c und die Gleichrichter 526 und 624 können Teil der Schaltung nach Fig. 6 sein.

Fig. 10 zeigt einen einfachen Regler, der zur Steuerung der Schalter 22 und 24 im Betrieb mit fester Frequenz benutzt werden kann. In Fig. 10 liefert eine Pulsbreitenmodula tor(PBM)-Schaltung 1010, wie sie sich in integrierten Schaltungen der Typen 1524, 1525 oder 1526 findet, die von Silicon General, Garden Grove, California, hergestellt wird, zwei Ausgangssignale A und B, die variable EIN-Zeiten haben, aufgrund eines Steuersignals, das an die Eingangs klemme 1016 angelegt wird. Die Ausgangssignale A und B sind identisch, mit der Ausnahme, daß sie in bezug aufeinander um einen halben Zyklus zeitlich verschoben sind, d. h. um eine Hälfte des Zeitintervalls T0-T0. Die Impulse A und B werden separat an Impulsdehner 1012 und 1014 angelegt, die einfach ein Paar an der abfallenden Flanke getriggerte mo nostabile Multivibratoren und/oder eine logische ODER-Di odenschaltung zum Addieren jedes einzelnen Ausgangssignals des monostabilen Multivibrators zu dem entsprechenden Aus gangssignal des Pulsbreitenmodulators sein könnten. Die Im pulsdehner 1012 und 1014 können durch ihre Eigenkomponen tenwerte oder durch an ihre Steuereingänge 1022 bzw. 1024 angelegte Steuersignale gesteuert werden. In einer Ausfüh rungsform der Erfindung, die mit einer Impulsfolgefrequenz von etwa 50 kHz (Zyklusdauer 20 µs, Halbzyklus 10 µs) ar beitet, bewirkt jeder Impulsdehner eine Dehnung von etwa 10% (1 µs von 10 µs). Viele ausgeklügelte Verfahren zum Er zeugen von Torsteuersignalen für Stromversorgungsschalter sind bekannt und können benutzt werden.

Insbesondere kann ein Regelsystem mit Rückführung benutzt werden, wie es im Stand der Technik bekannt ist, bei dem die Ausgangsspannung (oder der Strom) der gesteuerten Vor richtung (der Wechselrichter oder Umrichter nach den Fig. 1, 2, 5 oder 6) erfaßt und mit einer Referenzspannung (oder einem Referenzstrom) verglichen wird, um ein Fehlersignal zu erzeugen, und das Fehlersignal wird gegengekoppelt ange legt zur Steuerung der Betriebsfrequenz oder zur Steuerung der EIN-Dauer in der Betriebsart mit fester Frequenz, bei spielsweise durch Anlegen an die Eingangsklemme 1016 des Pulsbreitenmodulators 1010 in Fig. 10. Die Dauer der Im pulsdehnung kann auch durch eine andere Schleife gesteuert werden, welche Änderungen in der Quellenspannung erfaßt und die Änderungen nach geeigneter Modifizierung den Impuls dehnersteuereingängen 1022 und 1024 zuführt, was es ermög licht, ein Vorwärtsregelungs- oder adaptives Regelschema zu erzielen. Einzelheiten einer solchen Regelung liegen im Rahmen fachmännischen Könnens und brauchen hier nicht wei ter ausgeführt zu werden.

Fig. 11a zeigt einen Transformator 1110 mit einem U-Magnet kern 1112 und einem End-I-Stück 1114. Eine Primärwicklung 1116 ist auf einen ersten Schenkel des Kerns gewickelt, und eine Sekundärwicklung 1118 ist auf den anderen gewickelt. Ein solches Gebilde ist weniger eng gekoppelt als ein Transformator, bei dem sowohl die Primär- als auch die Se kundärwicklung auf denselben Schenkel gewickelt sind, wes halb es ein beträchtliches Ausmaß an Streuinduktivität hat. Fig. 11c ist eine schematische Darstellung des Gebildes nach Fig. 11a. In Fig. 11c repräsentiert ein idealer Trans formator 1120 die Kopplung zwischen den Wicklungen 1116 und 1118, und eine Drossel 1122 repräsentiert die Streuindukti vität. Die Größe der Streuinduktivität kann gesteuert wer den, indem ein Teil der Primärwicklung auf denselben Schen kel wie die Sekundärwicklung gewickelt wird, wie es durch die Primärwicklungsteile 1116a und 1116b in Fig. 11b ge zeigt ist.

Andere Ausführungsformen der Erfindung liegen für den Fach mann auf der Hand. Insbesondere können separate Drosseln auf denselben Kern gewickelt werden, wie beispielsweise die Drosseln 626a und 626b von Fig. 6 können entweder separat oder vorzugsweise auf denselben Kern gewickelt werden, so daß durch ihr abwechselndes Leiten die Magnetisierung ein gestellt wird und ein kleinerer Kern benötigt wird als wenn separate Kerne benutzt würden. U-U-Magnetkerne können statt U-I-Kernen in der Anordnung nach Fig. 11 benutzt werden, und andere Wicklungskonfigurationen, die eine Streuindukti vität ergeben, sind möglich, wie beispielsweise das Wickeln eines Teils der Sekundärwicklung auf denselben Schenkel des Kerns wie die Primärwicklung oder das Wickeln von Teilen sowohl der Primär- als auch der Sekundärwicklung auf jeden der beiden Schenkel des Kerns.

Claims

1. Leistungsstromrichter zum Umwandeln der Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle, die einen ersten und einen zweiten Pol (10, 12) aufweist, an denen die Gleichspannung erzeugt wird, in einen Wechselstrom, gekennzeichnet durch:
eine erste Transformatoreinrichtung (14) mit einer Primär wicklung (16) und einer Sekundärwicklung (18), wobei die Primärwicklung einen ersten und einen zweiten Teil (16a, 16b) und eine Mittelanzapfung (16c, 598) zwischen denselben aufweist, wobei die Primärwicklung (16) mit der Sekundär wicklung magnetisch gekoppelt ist;
eine erste Induktivitätseinrichtung (20), die mit der Mit telanzapfung (16c, 598) und dem ersten Pol (10) der Gleich spannungsquelle verbunden;
eine erste und eine zweite steuerbare Schalteinrichtung (22, 24), die mit den von der ersten Induktivitätseinrich tung (20) entfernten Enden des ersten bzw. zweiten Teils (16a, 16b) der Primärwicklung (16) und außerdem mit dem zweiten Pol (12) der Gleichspannungsquelle verbunden sind, um, wenn die erste Schalteinrichtung (22) leitend und die zweite Schalteinrichtung (24) nichtleitend ist, einen Stromfluß durch die erste Induktivitätseinrichtung (20) und den ersten Teil (16a) der Primärwicklung der ersten Trans formatoreinrichtung (14) zu gestatten und um, wenn die zweite Schalteinrichtung (24) leitend und die erste Schalt einrichtung (22) nichtleitend ist, einen Stromfluß durch die erste Induktivitätseinrichtung (20) und den zweiten Teil (16b) der Primärwicklung der ersten Transformatorein richtung (14) zu gestatten und um, wenn sowohl die erste als auch die zweite Schalteinrichtung (22, 24) leitend sind, die Primärwicklung (16) kurzzuschließen, um dadurch die Gleichspannung an die erste Induktivitätseinrichtung (20) anzulegen, und um, wenn sowohl die erste als auch die zweite Schalteinrichtung (22, 24) nichtleitend sind, die Speisespannung von der ersten Induktivitätseinrichtung (20) zu entfernen; und
eine Steuereinrichtung (Fig. 10), die mit den Schaltein richtungen (22, 24) verbunden ist, um die Schalteinrichtun gen (22, 24) in wenigstens einer ersten, einer zweiten und einer dritten Betriebsart zyklisch zu betreiben, wobei die erste, die zweite und die dritte Betriebsart jeweils eine leitende Periode und eine nichtleitende Periode während je des Betriebszyklus für jede der beiden Schalteinrichtungen ergeben, (a) wobei die leitenden und nichtleitenden Peri oden in der ersten Betriebsart von gleicher Dauer sind, wo durch sich die erste und die zweite Schalteinrichtung im Leiten abwechseln und Strom kontinuierlich durch die erste Induktivitätseinrichtung fließt und die an der Sekundär wicklung erzeugte Wechselspannung in einer besonderen Am plitudenbeziehung zu der Gleichspannung steht, (b) wobei in der zweiten Betriebsart die leitenden Perioden eine größere Dauer als die nichtleitenden Perioden haben, wodurch die Perioden des Leitens jeweils der ersten und zweiten Schalt einrichtung mit Perioden gleichzeitigen Leitens sowohl der ersten als auch der zweiten Schalteinrichtung abwechseln, was die Primärwicklung kurzschaltet, um dadurch den Strom fluß durch die erste Induktivitätseinrichtung zu verstär ken, und wobei die Wechselspannung, die an der Sekundär wicklung erzeugt wird, relativ zu der Gleichspannung eine größere Amplitude hat als diejenige, die durch die beson dere Beziehung geschaffen wird; und (c) wobei in der drit ten Betriebsart die nichtleitenden Perioden eine größere Dauer haben als die leitenden Perioden, wodurch Perioden des Leitens jeweils der ersten und zweiten Schalteinrich tung mit Perioden des Nichtleitens sowohl der ersten als auch der zweiten Schalteinrichtung abwechseln, was den Stromkreis an der Primärwicklung öffnet, um dadurch den Stromfluß durch die erste Induktivitätseinrichtung zu ver ringern, und wobei die Wechselspannung, die an der Sekun därwicklung erzeugt wird, relativ zu der Gleichspannung eine kleinere Amplitude hat als diejenige, die durch die besondere Beziehung geschaffen wird.

2. Stromrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Kapazitätseinrichtung (28), die mit einer zweiten Indukti vitätseinrichtung (26) in Reihe geschaltet ist, um eine Reihenschaltung zu bilden, wobei die Reihenschaltung paral lel an die Sekundärwicklung (18) angeschlossen ist.

3. Stromrichter nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Gleichrichtereinrichtung (8), die parallel an die Kapazi tätseinrichtung (28) angeschlossen ist, zum Gleichrichten der Wechselspannung, um eine Ausgangsgleichspannung zu er zeugen.

4. Stromrichter nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekenn zeichnet, daß wenigstens die Kapazitätseinrichtung (28) oder die zweite Induktivitätseinrichtung (26) eine Eigenre aktanz der ersten Transformatoreinrichtung (14) ist.

5. Stromrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Induktivitätseinrichtung (26) durch eine Streuinduktivität der ersten Transformatoreinrichtung (14) gebildet ist.

6. Stromrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichtereinrichtung (8) eine Brückengleich richtereinrichtung (38, 40, 42, 44) ist.

7. Stromrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine erste und eine zweite Kapazitätseinrichtung (21, 23), die parallel an die erste Schalteinrichtung (22) bzw. und die zweite Schalteinrichtung (24) angeschlossen sind.

8. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekenn zeichnet durch:
eine weitere Wicklung (222), die mit der ersten Induktivi tätseinrichtung (20) verbunden ist;
eine unidirektional leitende Einrichtung (224, 524, 624), die mit der weiteren Wicklung (222) in Reihe geschaltet ist, um eine Klemmschaltung zu bilden; und
eine Einrichtung (Leiter) zum Parallelschalten der Klemm schaltung mit der Gleichspannungsquelle, wodurch in der er sten Induktivitätseinrichtung gespeicherte Energie zu der Gleichspannungsquelle während denjenigen Perioden zurückge leitet werden kann, in denen die erste und die zweite Schalteinrichtung (22, 24) in der dritten Betriebsart nichtleitend sind.

9. Stromrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Transformatoreinrichtung einen Kern (17, 112) mit einem ersten und einem zweiten ma gnetischen Schenkel aufweist, wobei die Primärwicklung oder die Sekundärwicklung auf den ersten Schenkel gewickelt ist und wobei die andere dieser beiden Wicklungen wenigstens teilweise auf den zweiten Schenkel gewickelt ist.

10. Stromrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine zweite und dritte Induktivitätseinrichtung (526a, 526b), die mit der Mittelanzapfung (598) verbunden und außerdem mit dem ersten bzw. zweiten Teil (16a, 16b) der Primärwick lung (16) der ersten Transformatoreinrichtung (14) in Reihe geschaltet sind.

11. Stromrichter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und die dritte Induktivitätseinrichtung (526a, 526b) magnetisch gekoppelt sind.

12. Stromrichter nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine dritte Wicklung (526c), die mit der zweiten und drit ten Induktivitätseinrichtung (526a, 526b) magnetisch gekop pelt ist.

13. Stromrichter nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch eine Gleichrichtereinrichtung (524), die mit der dritten Wicklung (526c) verbunden ist.

14. Stromrichter nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine vierte Wicklung (222), die mit der ersten Induktivi tätseinrichtung (20) transformatorgekoppelt ist.

15. Stromrichter nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (Leiter) zum Parallelschalten der vierten Wicklung und der Gleichrichtereinrichtung mit der Gleich spannungsquelle.

16. Stromrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Induktivitätseinrichtung (20) eine Primär wicklung einer zweiten Transformatoreinrichtung (220) um faßt.

17. Stromrichter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Transformatoreinrichtung (220) eine Sekun därwicklung (222) aufweist.

18. Stromrichter nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch eine Gleichrichtereinrichtung (224, 524, 624), die die Se kundärwicklung (222) der zweiten Transformatoreinrichtung (220) mit der Gleichspannungsquelle verbindet.

19. Stromrichter nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch eine zweite Induktivitätseinrichtung (526a, 626a) und durch eine dritte Induktivitätseinrichtung (526b, 626b), die mit dem ersten Teil (16a) bzw. dem zweiten Teil (16b) der Pri märwicklung (16) der ersten Transformatoreinrichtung (14) in Reihe geschaltet sind.

20. Stromrichter nach Anspruch 19, gekennzeichnet durch:
eine erste Kapazitätseinrichtung (621), die an die erste Schalteinrichtung (22) und an die zweite Induktivitätsein richtung angeschlossen ist, um Strom aus der zweiten Induk tivitätseinrichtung während wenigstens einigen Intervallen zu empfangen, in denen die erste Schalteinrichtung (22) of fen ist;
eine erste unidirektionale Stromleiteinrichtung (698a), die mit der ersten Kapazitätseinrichtung (621) und der Gleich spannungsquelle (10) verbunden ist, um einen halben Reso nanzzyklus der ersten Kapazitätseinrichtung (621) mit we nigstens der zweiten Induktivitätseinrichtung (626a) zu ge statten;
eine zweite Kapazitätseinrichtung (623); und
eine zweite unidirektionale Stromleiteinrichtung (698b), die mit der zweiten Kapazitätseinrichtung (623) und mit der Gleichspannungsquelle (10) verbunden ist, um einen halben Resonanzzyklus der zweiten Kapazitätseinrichtung (623) mit wenigstens der dritten Induktivitätseinrichtung (626b) zu gestatten.

21. Stromrichter nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch eine Überspannungsschutzeinrichtung, die mit der ersten Ka pazitätseinrichtung (621) und der ersten Schalteinrichtung (22) verbunden ist und eine vierte Induktivitätseinrichtung (692a) aufweist, welche mit der dritten unidirektionalen Stromleiteinrichtung (694a) in Reihe geschaltet ist, um, wenn die erste Schalteinrichtung (22) einen Übergang von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand macht, mit einer Ladung, die dann auf der ersten Kapazitätseinrichtung (621) vorhan den ist, einen Schwingkreis zu bilden, der die vierte In duktivitätseinrichtung (692a) und die erste Kapazitätsein richtung (621) aufweist.