DE4237692C1 - Empfänger für ein digitales Rundfunksignal - Google Patents
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- H04H2201/20—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system digital audio broadcasting [DAB]
Description
Die Erfindung geht aus von einem Empfänger nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1.
Empfänger für Hörfunkübertragungen arbeiten heute meist
nach dem analogen UKW-Übertragungsverfahren. Um die
Übertragungsqualität zu verbessern, werden aber immer
mehr digitale Verfahren eingesetzt, wie beispielsweise
beim Digitalen Satellite Radio, kurz DSR. Hierbei wird ein
Sendesignal vom Sender via Satellit zum Empfänger
übertragen. Um nicht jeden einzelnen Empfänger mit einer
Antenne und einem ersten rauscharmen Mischer für den
Satellitenfunk, die relativ groß bzw. teuer sind,
auszustatten, kann ein DSR-Signal von einem zentralen
terrestrischen Empfänger auch über Breitband-Kabelnetze
dem Empfänger zugeleitet werden.
Für den mobilen Empfang in Kraftfahrzeugen oder mit
tragbaren Geräten ist dieses Verfahren jedoch nicht
praktikabel. Um auch für den mobilen Empfang ein
Übertragungsverfahren bereitzustellen, das dem von
digitalen Speichermedien (Digitale Compact Cassette,
Compact-Disc) gebotenen Qualitätsstandard entspricht,
wurde das Digital-Audio-Broadcasting, kurz DAB,
entwickelt.
Bei diesem Übertragungsverfahren werden
Einzelträgerfrequenzen, mit äquidistantem
Frequenzabstand, in einem Frequenzbereich mit der
Bandbreite B, gleichzeitig abgestrahlt. Dadurch werden
Signalverzerrungen, die aus frequenzselektiven
Feldstärkeschwankungen und Mehrwegeempfang resultieren,
verhindert. Die einzelnen Träger sind mit jeweils einem
Teil der digitalen Daten moduliert, wobei die
Modulationsinhalte der einzelnen Träger für sämtliche
Sendestationen des Sendegebietes identisch sind. Wird im
Zeitmultiplex gearbeitet, können die Daten verschiedener
Programme innerhalb der Datenpakete in zeitlicher
Reihenfolge übertragen werden, so daß für einen
Programmwechsel im Empfänger kein Wechsel der
Abstimmfrequenzen, sondern nur ein Wechsel der zeitlich
zugeordneten Dekodierung der Datenpakete erfolgen muß.
Ein digitales Übertragungssignal legt nahe, auch den
dafür vorgesehenen Empfänger möglichst weitgehend digital
zu realisieren, um eine bestmögliche Empfangsqualität zu
erreichen. Aus der DE 34 28 318 A1 ist ein solcher
digitaler Synchron-Empfänger bekannt. Bei diesem
Empfänger wird das analoge Empfangssignal durch einen
Mischer in ein Zwischenfrequenzsignal heruntergemischt,
mit einem analogen Bandpaß bandbegrenzt, abgetastet,
analog-digital gewandelt und in mindestens einem
digitalen Signalprozessor mit einem komplexen Signal
eines Oszillators multipliziert. Dadurch werden die
Quadraturkomponenten des Empfangssignals im Basisband
erzeugt.
Von Nachteil bei diesem Empfänger ist der große Aufwand
bei der Weiterverarbeitung des analog-digital gewandelten
Signals. Es ist mindestens ein digitaler Signalprozessor
erforderlich, um eine Multiplikation mit einem komplexen
Oszillatorsignal durchzuführen.
Aus der EP-0 201 758 B1 ist ein digitaler Demodulator für
frequenzmodulierte Signale bekannt, der die Kompensation
von Mehrwegeempfang ermöglicht. Auch bei diesem
Demodulator wird das Empfangssignal zunächst in ein
Zwischenfrequenzsignal heruntergemischt, bandbegrenzt und
analog-digital gewandelt. Danach wird das digitale Signal
einem Kaskadenentzerrer zugeleitet, der eine Reduzierung
der im Eingangssignal enthaltenen Reflexionen bewirkt.
Dieser Demodulator weist den Nachteil auf, daß seine
Realisierung, insbesondere aufgrund der kaskadierten
Entzerrer, einen großen schaltungstechnischen Aufwand
erfordert.
Aus der IEEE-Veröffentlichung Vol. AES-20, No. 6,
November 1984, Seite 821-824, mit dem Titel "A simple
method of sampling in-phase and quadrature components"
ist eine Schaltungsanordnung bekannt, die ein
Empfangssignal heruntermischt, bandbegrenzt, abtastet und
analog-digital wandelt. Das digitale Signal wird
unterabgetastet und zwei parallel geschalteten
Allpaßfiltern zugeleitet, von denen einer die reelle
Signalkomponente und der andere die imaginäre
Signalkomponente des Eingangssignals ausgibt.
Bei dieser Schaltungsanordnung ist von Nachteil, daß mit
einer sehr hohen Abtastrate gearbeitet wird, wodurch auch
an den A/D-Wandler erhöhte Anforderungen hinsichtlich
seiner Verarbeitungsgeschwindigkeit gestellt werden.
Weiterhin sind die beiden verwendeten Allpaßfilter
fünfter Ordnung mit einem großen schaltungstechnischen
Aufwand verbunden.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
einen Empfänger zu schaffen, der einfach realisierbar ist
und weitgehend aus digitalen Schaltungen besteht, die
integriert ausgeführt werden können. Der Empfänger soll
weiterhin kostengünstig herstellbar und sehr platzsparend
aufzubauen sein.
Diese Aufgabe wird bei dem erfindungsgemäßen Empfänger
durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale
gelöst.
Die erfindungsgemäße Empfängerschaltung weist den Vorteil
auf, daß der Wert des Filterkoeffizienten des verwendeten
Allpaßfilters geändert werden kann, wodurch nur ein
einziger Allpaßfilter bei verringertem Schaltungsaufwand
sowohl die reelle Signalkomponente als auch die imaginäre
Signalkomponente erzeugt. Dadurch können auch Streuungen
der Bauteile, die zu Phasenfehlern führen, vermieden
werden. Weiterhin weist der verwendete Allpaßfilter den
Vorteil auf, daß bei der Umschaltung des Wertes des
Filterkoeffizienten eine Unterabtastung des Signals
möglich ist, ohne einen zusätzlichen Schaltungsaufwand zu
erfordern.
Der Empfänger nach Anspruch 2 weist den Vorteil auf, daß
nur eine Demodulatorschaltung für die reelle und
imaginäre Signalkomponente erforderlich ist, da die
Signalkomponenten vom Allpaßfilter seriell ausgegeben
werden. Weiterhin ist vorteilhaft, daß diese
Demodulatorschaltung digital realisiert ist, wodurch die
Schaltung besonders kostengünstig ist und integriert
ausgeführt werden kann.
Der Empfänger nach Anspruch 3 weist den Vorteil auf, daß
der Wert des Koeffizienten des Allpaßfilters mit der im
A/D-Wandler verwendeten Abtastrate umgeschaltet wird.
Dadurch wird aus einem ersten Abtastwert des
Eingangssignal die reelle Signalkomponente und aus dem
darauffolgenden Abtastwert des Eingangssignals die
imaginäre Signalkomponente erzeugt. Da jeweils nur aus
jedem zweiten Abtastwert des Eingangssignals die reelle
oder imaginäre Signalkomponente extrahiert wird,
entspricht dies gleichzeitig einer Unterabtastung mit dem
Faktor zwei. Für diese Unterabtastung sind somit keine
speziellen Verfahrensschritte oder Schaltungsanordnungen
erforderlich. Weiterhin vorteilhaft ist dabei die
zeitlich aufeinanderfolgende Ausgabe der reellen und
imaginären Signalkomponenten.
Der Empfänger nach Anspruch 4 weist den Vorteil auf, daß
die Multiplikation des digitalen Signals mit dem
Filterkoeffizienten auf eine Summation zurückgeführt
werden kann, wodurch der Schaltungsaufwand wesentlich
verringert wird.
Der Empfänger nach Anspruch 5 weist den Vorteil auf, daß
zum Heruntermischen der beiden Signalkomponenten ins
Basisband lediglich das Komplement der Abtastwerte bei
jeder zweiten reellen und jeder zweiten imaginären
Signalkomponente gebildet werden muß. Dies entspricht
einer Multiplikation der beiden Signalkomponenten mit der
Folge von Abtastwerten einer Cosinus-Funktion, was zur
Demodulation der beiden Signalkomponenten führt.
Der Empfänger nach Anspruch 6 weist den Vorteil auf, daß
ein Bandpaß niedriger Ordnung zur Bandbegrenzung bei
einer Zwischenfrequenz von 3072 kHz verwendet werden
kann. Weiterhin kann durch die Wahl der Zwischenfrequenz
eine Abtastrate des A/D-Wandlers von 4096 kHz gewählt
werden, so daß das Eingangssignal im
Zwischenfrequenzbereich analog-digital gewandelt wird und
Periodisierungseffekte der Abtastung ausgenutzt werden
können.
Der Empfänger nach Anspruch 7 weist den Vorteil auf, daß
als Allpaß nur ein Filter niedriger Ordnung erforderlich
ist.
Die Erfindung wird im folgenden anhand in den Zeichnungen
dargestellter Ausführungsformen näher beschrieben und
erläutert.
Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen
Empfängers,
Fig. 2a ein Blockschaltbild des Allpaßfilters und des
digitalen Demodulators,
Fig. 2b die Steuersignale für die beiden Schalter des
Allpaßfilters,
Fig. 3 ein Blockschaltbild des für die Integration
geeigneten Empfängers und
Fig. 4 die Spektren der im Empfänger vorliegenden
Signale.
In Fig. 1 ist der Empfänger als Blockschaltbild
dargestellt. Dieser besteht aus dem Mischer M, der
Bandpaß BP, dem A/D-Wandler A/D, dem Allpaß AP sowie dem
digitalen Mischer DM. Das Empfangssignal mit der
Mittelfrequenz HF wird zuerst in einem Mischer M mit
einem Signal der Frequenz LO in eine Zwischenfrequenzlage
bei der Mittenfrequenz IF1 heruntergemischt. Hierbei wird
die Frequenz LO so gewählt, daß die Mittenfrequenz IF1 in
der Zwischenfrequenzlage immer bei 3072 kHz liegt. Wird
also die Übertragungsfrequenz bzw. der zur Übertragung
benutzte Frequenzbereich verändert, so ändert sich die
Frequenz LO, die Frequenz IF1 bleibt hingegen konstant.
Das Signal in der Zwischenfrequenzlage IF1 wird
anschließend durch einen Bandpaß BP bandbegrenzt. Dieser
begrenzt das ZF-Signal auf den zur
Informationsübertragung benutzten Frequenzbereich
zwischen etwa 2200 kHz und 3800 kHz. Dieses Signal wird
im A/D-Wandler zunächst mit der Abtastfrequenz fA = 4096 kHz
abgetastet und anschließend in digitale Abtastwerte
gewandelt. Anschließend folgt noch die Unterabtastung,
Allpaßfilterung und die digitale Demodulation des
digitalen Signals.
Die Schaltungsanordnungen, die diese Verfahrensschritte
durchführen, sind in Fig. 2a detailliert dargestellt.
Zunächst wird das Ausgangssignal des A/D-Wandlers A/D dem
Allpaßfilter AP zugeleitet. Bei diesem Allpaßfilter AP
wird der Schalter S1 für den Filterkoeffizienten APK mit
der halben Abtastrate fA/2 des A/D-Wandlers A/D
umgeschaltet. Durch die Wahl dieser Umschaltfrequenz wird
für einen Abtastwert des Eingangssignals entweder die
reelle Signalkomponente oder die imaginäre erzeugt. Dies
entspricht einer Unterabtastung mit dem Faktor zwei, da
nicht für jeden Abtastwert des Eingangssignals die reelle
und imaginäre Signalkomponente erzeugt wird. Die
Steuerung des Schalters S1 erfolgt durch eine bereits
vorhandene Steuereinheit des Empfängers.
Es wird ein erster Wert a für den Filterkoeffizienten APK
so gewählt, daß das Ausgangssignal des Allpasses AP die
reelle Signalkomponente des Eingangssignals ist, ein
zweiter Wert b für den Filterkoeffizienten APK wird so
gewählt, daß die imaginäre Signalkomponente des
Eingangssignals ausgegeben wird.
Entsprechend den beiden Übertragungsfunktionen
zur wechselweisen Erzeugung der reellen und imaginären
Signalkomponente des Eingangssignals wird ein
Allpaßfilter mit einer umschaltbaren Übertragungsfunktion
angegeben. Durch die Unterabtastung des Ausgangssignals
des A/D-Wandlers A/D mit dem Faktor zwei wird der erste
Faktor z-1 der Übertragungsfunktion Ha(z) realisiert. Der
Faktor z-1 bewirkt dabei lediglich eine Verzögerung um
einen Abtastwert bzw. um eine Taktperiode der
Abtastfrequenz fA. Dies bedeutet, daß der Allpaßfilter AP
zunächst die Übertragungsfunktion Hb(z) realisiert.
Danach wird das Ausgangssignal des A/D-Wandlers A/D mit
dem Filterkoeffizienten APK multipliziert und additiv mit
dem um zwei Taktperioden der Abtastfrequenz fA
verzögerten Ausgangssignal des A/D-Wandlers A/D
überlagert. Zu dem derart erzeugten Signal wird das mit
dem Filterkoeffizienten APK multiplizierte und um zwei
Taktperioden der Abtastfrequenz fA verzögerte
Ausgangssignal dieses Addierers hinzuaddiert. Aus den
beiden Übertragungsfunktionen Ha(z) und Hb(z) ersieht
man, daß bei Verwendung des Wertes a als
Filterkoeffizient APK die Übertragungsfunktion Ha(z)
aufgrund der Unterabtastung für jeden zweiten Wert
realisiert ist. Soll die Übertragungsfunktion Hb(z)
realisiert werden, wird über einen Schalterr S1 auf den
Wert b für den Filterkoeffizienten APK umgeschaltet
und zusätzlich wird das Ausgangssignal des Allpaßfilters
AP, durch einen Schalter S2 umgeschaltet, mit -1
multipliziert.
Die Schalter S1 und S2 müssen daher mit der Abtastrate
umgeschaltet werden und in ihrer Ausgangsstellung die
Übertragungsfunktion Hb(z) realisieren.
Im digitalen Mischer DM erfolgt anschließend die
Abmischung ins Basisband. Hierfür wird das Ausgangssignal
des Allpaßfilters AP mit einer Folge von Abtastwerten
einer Cosinusfunktion der Frequenz fA/4, den Werten 1 und
-1, multipliziert. Es lassen sich nun die beiden
Multiplikationen zur Realisierung der
Übertragungsfunktion und zum Abmischen ins Basisband
zusammenfassen, so daß nur noch eine Multiplikation
erforderlich ist.
Da bei beiden Multiplikationen nur die Faktoren 1 und -1
auftreten, ergibt sich wieder eine Multiplikation mit 1
bzw. -1. Der genaue Verlauf der Steuersignale für die
Schalter S1 und S2 ist in Fig. 2b in Abhängigkeit von der
Zeit dargestellt.
Fig. 3 zeigt einen für die Integration besonders gut
geeigneten Schaltungsaufbau des Allpaßfilters AP und des
digitalen Mischers DM aus Fig. 2a. Die negativen
Ausgangsdaten des A/D-Wandlers A/D werden im Allpaßfilter
AP zunächst mit den Ausgangsdaten des Allpaßfilters AP,
die um zwei Taktperioden der halben Abtastfrequenz fA/2
des A/D-Wandlers A/D verzögert wurden, additiv
überlagert. Die derart erzeugten Werte werden
anschließend mit dem Filterkoeffizienten APK
multipliziert. Hierfür werden die beiden Werte a und b
für den Filterkoeffizienten APK näherungsweise durch eine
Summe aus Zweierpotenzen errechnet. Für den Wert a, der
die reelle Signalkomponente des Eingangssignals erzeugt,
wird näherungsweise a≈2-1 + 2-3 + 2-4 = 0,6875
verwendet. Für den Wert b, der die imaginäre
Signalkomponente des Eingangssignals erzeugt, wird
näherungsweise b≈2-3 + 2-4 + 2-5 = 0,21875 verwendet.
Um die Multiplikation von a mit einem Signalwert zu
realisieren, wird die Wertigkeit der einzelnen
Datenleitungen, über die die Signalwerte übertragen
werden, entsprechend den Exponenten der Zweierpotenzen
geändert, und die Signalwerte auf Datenleitungen gleicher
Wertigkeit aufsummiert. Für die Multiplikation mit dem
Summand 2-1 wird beispielsweise bei einem 8 Bit breiten
Datenbus der Datenleitung, der die Wertigkeit 2⁰
zugeordnet ist, die neue Wertigkeit 2-1 zugeordnet, der
Datenleitung mit der Wertigkeit 2¹ die neue Wertigkeit 2⁰
usw., bis zur Datenleitung mit der Wertigkeit 2⁷, der die
Wertigkeit 2⁶ zugeordnet wird. Es erfolgt also eine
Verschiebung um ein Bit hin zu kleineren Wertigkeiten der
Datenleitungen, was einer Multiplikation mit 2-1
entspricht.
Anschließend werden die Signalwerte auf den
Datenleitungen gleicher Wertigkeit aufsummiert, wobei ein
Übertrag natürlich berücksichtigt wird. Soll die Breite
des Datenbusses weiterhin 8 Bit betragen, werden alle
Datenleitungen, denen eine Wertigkeit kleiner als 2⁰
zugewiesen wurde, nicht mehr aufsummiert, der über sie
übertragene Signalwert wird zuverlässig. Das macht es
erforderlich, für die Summe der Zweierpotenzen etwas
größere Werte zu wählen, als dies durch die exakten Werte
für a und b gerechtfertigt erscheint. Um die Genauigkeit
zu erhöhen, mit der im Allpaßfilter AP gerechnet wird,
besteht die Möglichkeit, den Datenbus innerhalb des
Allpaßfilters AP breiter auszuführen. Dadurch können die
Berechnungen mit neun oder zehn Bit Genauigkeit
durchgeführt werden.
Somit ergibt sich, daß die Summe der Signalwerte der
Datenleitungen mit den alten Wertigkeiten 2⁴, 2³ und 2¹
die neue Wertigkeit 2⁰ erhalten und aufsummiert werden.
Das Ergebnis der Summation wird auf der Datenleitung mit
der Wertigkeit 2⁰ weitergeleitet. Die Summe der
Signalwerte der Datenleitungen mit den alten Wertigkeiten
2⁵, 2⁴ und 2² erhalten die neue Wertigkeit 2¹ und werden
unter Beachtung eines eventuellen Übertrags aufsummiert.
Um den Signalwert auf der Datenleitung mit der neuen
Wertigkeit 2⁴ zu berechnen, sind nur die Signalwerte der
Datenleitungen mit den alten Wertigkeiten 2⁷ und 2⁵
zuzüglich eines Übertrags zu addieren. Dadurch kann eine
Multiplikation auf eine einfachere Addition zurückgeführt
werden. Die Zuordnung der Wertigkeiten erfolgt einfach
durch das Verbinden der Datenleitungen der erforderlichen
alten Wertigkeiten mit den Eingängen des Addierers und
dessen Ausgangswert wird auf die Datenleitung mit der
neuen Wertigkeit gelegt.
Da sich die Summanden für den Wert a und b des
Filterkoeffizienten APK nur durch 2-1 und 2-5
unterscheiden, wird die Umschaltung zwischen dem Wert a
und b bereits durch ein Umschalten nur dieser zwei
Summanden erreicht. Es wird also, wie in Fig. 3
dargestellt, bei der Summe aus verzögertem Ausgangssignal
und Eingangssignal die Wertigkeit der einzelnen
Datenleitungen in den Schaltungen M3 und M4 für die
Summanden 2-3 und 2-4, in der Schaltung M1 für den
Summand 2-1 und in der Schaltung M2 für den Summand 2-5
neu festgelegt. Die Signalwerte werden anschließend
addiert. Die Umschaltung zwischen Wert a und b, und damit
zwischen reeller und imaginärer Signalkomponente, erfolgt
durch eine Umschaltung zwischen den für die beiden Werte
unterschiedlichen Summanden. Die Umschaltung erfolgt mit
der halben Abtastfrequenz fA/2, wie bei Fig. 2 bereits
beschrieben. Im Anschluß daran wird das um einen Takt der
halben Abtastfrequenz fA/2 verzögerte Ausgangssignal des
A/D-Wandlers A/D hinzuaddiert. Die derart berechneten
Daten stehen nach einer Begrenzung BEG des Wertebereichs
auf ±127 bei einem 8 Bit breiten Datenbus zur digitalen
Abmischung ins Basisband zur Verfügung.
Diese wird durch eine Multiplikation der Ausgangsdaten
des Allpaßfilters AP mit 1 oder -1, den Abtastwerten
einer Cosinusfunktion, erreicht, wie dies bei Fig. 2
erläutert ist. Die Multiplikation mit -1 erfolgt durch
eine Komplementbildung des Ausgangsdatenwertes des
Allpaßfilters AP. Dadurch kann auch diese Multiplikation
auf eine einfachere Operation zurückgeführt werden.
Fig. 4a-e zeigt die im Empfänger entstehenden
Signalspektren. Dabei sind nur die Signalanteile
dargestellt, die für den Empfänger von Bedeutung sind.
Fig. 4a zeigt das Eingangssignal des Empfängers beim
DAB-Rundfunk, das eine gewisse Bandbreite hat, bei der
Mittenfrequenz HF, sowie das Signal des lokalen
Oszillators bei der Frequenz LO. Mit Hilfe dieses Signals
wird das Eingangssignal in den Zwischenfrequenzbereich
bei der Mittenfrequenz IF1 3072 kHz heruntergemischt.
Diese Mittenfrequenz IF1 ist immer konstant, eine
Veränderung der Mittenfrequenz HF des Empfangssignals
wird durch eine Änderung der lokalen Oszillatorfrequenz
LO wieder ausgeglichen. Die gestrichelte Linie
symbolisiert die Filtercharakteristik der anschließenden
Bandpaßfilterung.
Die Flankensteilheit des Bandpaßfilters BP kann
wesentlich geringer als in Fig. 4a dargestellt sein.
In Fig. 4b ist das Spektrum nach der Bandpaßfilterung
sowie die Frequenz fA der Abtastung im A/D-Wandler A/D
eingezeichnet. Die Abtastung mit der Abtastfrequenz fA=4096 kHz
führt zu einer Periodisierung des Spektrums, so
daß bei einer Mittenfrequenz von 1024 kHz das
Signalspektrum in Kehrlage auftritt.
Fig. 4c zeigt das Ausgangssignal des Allpaßfilters AP.
Durch die Aufspaltung des Empfangssignals in eine reelle
(durchgezogene Linie) und eine imaginäre (unterbrochene
Linie) Signalkomponente entstehen auch die entsprechenden
Spektren, die durch die zusätzliche Unterabtastung mit
der Abtastfrequenz fA/2=2048 kHz ebenfalls periodisiert
werden.
In Fig. 4d ist die Mischung im digitalen Mischer DM
dargestellt. Das untere Seitenband aus Fig. 4c wird mit
einer Frequenz fA/4 demoduliert und ins Basisband
übertragen, wie in Fig. 4e dargestellt. Das
Basisbandsignal der reellen und imaginären
Signalkomponente wird vom digitalen Demodulator DM
ausgegeben und steht nun zur digitalen Weiterverarbeitung
zur Verfügung.
Claims (9)
1. Empfänger für ein digitales Rundfunksignal, mit
- - einem Mischer (M), der das Empfangssignal auf eine erste Zwischenfrequenz (IF1) heruntermischt,
- - einem Bandpaßfilter (BP), das das Ausgangssignal des Mischers (M) bandbegrenzt,
- -einem A/D-Wandler (A/D), der das bandbegrenzte Signal abtastet und digitalisiert,
- - einer Abtasteinrichtung (AT), die das digitale Signal unterabtastet,
- - und Allpaßfiltern (AP), die eine reelle und eine imaginäre Signalkomponente erzeugen,
dadurch gekennzeichnet, daß
- - nur ein einziges Allpaßfilter (AP) zur Erzeugung der reellen und imaginären Signalkomponenten verwendet wird,
- - dessen Filterkoeffizient (APK) durch eine Steuerschaltung derart veränderbar ist, daß zeitlich aufeinanderfolgend ein erster Wert (a) für den Filterkoeffizienten (APK) und die reelle Signalkomponente und danach ein zweiter Wert (b) für die imaginäre Signalkomponente als Ausgangssignal des Allpaßfilters (AP) erzeugt wird, wodurch mit der Umschaltung der Werte (a, b) für den Filterkoeffizienten (APK) gleichzeitig eine Unterabtastung des digitalen Signals durchgeführt wird.
2. Empfänger nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
die reelle und imaginäre Signalkomponente durch
eine einzige digitale Mischerschaltung (DM) ins
Basisband heruntergemischt wird.
3. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Umschaltung der Werte (a, b) des
Filterkoeffizienten (APK) des Allpaßfilters (AP)
mit der Abtastrate (fA) des A/D-Wandlers (A/D)
erfolgt, daß durch diese Umschaltung abwechselnd
eine reelle und eine imaginäre Signalkomponente
erzeugt wird und daß durch die Umschaltung das
digitale Signal mit dem Faktor zwei unterabgetastet
wird.
4. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Werte (a, b) des Filterkoeffizienten (APK) des
Allpaßfilters (AP) aus einer Summe von
Zweierpotenzen gebildet werden, wodurch eine
einfache Multiplikation möglich ist.
5. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Mischung in der digitalen Mischerschaltung (DM)
durch die Komplementbildung bei jeder zweiten
reellen und jeder zweiten imaginären
Signalkomponente erfolgt.
6. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet, daß
die erste Zwischenfrequenz (IF1) bei 3072 kHz liegt
und daß das bandbegrenzte Signal mit einer
Abtastrate (fA) von 4096 kHz abgetastet wird.
7. Empfänger nach einem oder mehreren der Ansprüche 1
bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Allpaßfilter (AP) ein rekursives Filter zweiter
Ordnung ist.
8. Verwendung des Empfängers nach einem der Ansprüche
1 bis 7 beim Digital Audio Broadcasting.
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