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Die vorliegende Erfindung betrifft
das Gebiet der Filter und insbesondere, aber nicht ausschließlich Filter
in Verbindung mit Modulatoren zur Verwendung auf dem Gebiet der
Radio- und Fernsehsignalübertragung.
Bei dieser Art von Anwendung werden die Filter, mit denen sich die
Erfindung befaßt,
zwischen den Modulatorschaltkreisen und dem Leistungsschaltkreis
angeordnet, welcher die Antenne ansteuert.
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Entwicklungsbemühungen auf diesem Gebiet sind
ausschließlich
auf digitale Übertragungssysteme
für sowohl
Fernsehen als auch Radio gerichtet. Im Vergleich zu analogen Übertragungssystemen
erlaubt eine digitale Technik eine dichtere Belegung des Spektrums
und eine größere Unempfindlichkeit gegenüber Rausch-
und Interferenzproblemen.
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Für
die Übertragung
mittels Hertzscher Welle zielen aktuelle Entwicklungsprogramme für digitale Audio-
und Videoübertragung
(DAB und entsprechend DVB) darauf ab, die UHV-IV- und V-Trägerfrequenzbänder zu
verwenden.
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Die geplante Modulationstechnik ist
das codierte orthogonale Frequenzmultiplex (COFDM), das an sich
bekannt ist. Dieses Protokoll wird insbesondere in den europäischen Standards
verwendet.
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Eine solche Form der Modulation ist
bekannt und wird unter anderem in den Dokumenten EP-A-0 902 574
und WO-A-98 11698 beschrieben. Anhand der 1 sollen die grundlegenden Konzepte hier wiederholt
werden.
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Dieses vereinfachte Diagramm zeigt
die funktionellen Einheiten, die zur Darstellung eines phasen-quadraturmodulierten
Signals aus zwei Eingangssignalen I und Q dienen. Diese zwei Signale tragen
modulierte Information und weisen eine Phasendifferenz von 90° zueinander
auf. Die zwei Signale werden an die Eingänge der entsprechenden Mischer
2,4 eingegeben, die zudem Signale von einem 0°/90°-Phasenverschieber bei der Frequenz
F0 = sin(ω0t)
empfangen. Die zwei entsprechenden Mischer 2,4 liefern da her ein
digitales Signal, das in die entsprechenden Eingänge eines Addierschaltkreises 6 eingegeben
wird. Die Ausgabe I (binär)
dieses Schaltkreises wird an den Eingang eines Digital/Analog-Wandlers
8 gegeben, um das modulierte zu übertragende
Signal I(a) zu bilden.
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Dieses Signal I(a) ist im allgemeinen
ein Signal, das eine große
Anzahl von Trägern
führt,
beispielsweise 6800 Träger
auf einem 7,61 MHz-Band, wie es in 2 gezeigt
ist. Dieses Signal hat eine Mittenfrequenz, die Fnum genannt
wird, die bei einer Frequenz im Bereich von 18 MHz liegt.
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Zum Vorsehen einer Leistungsverstärkung für dieses
Signal für
ist es notwendig, die Frequenz Fnum in eine
höhere
Frequenz in dem UHF-Band umzusetzen.
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Um dies durchzuführen, ist mit den üblicherweise
verwendeten Techniken eine zweistufige Transformation verbunden,
wie es schematisch in 3 dargestellt
ist. Die verschiedenen Punkte des in 3 gezeigten
Schaltkreises sind mit den Buchstaben (a) bis (d) bezeichnet; wobei
die Signale an diesen entsprechenden Punkten in 4 dargestellt sind, welche ein Schaubild
darstellt, in dem die Frequenz auf der X-Achse und das Signalniveau
auf der Y-Achse aufgetragen ist.
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Das Signal I(a) mit einer Mittenfrequenz
Fnum wird von einem üblichen Heterodyn-Schaltkreis 10 mit
zwei Transformationsstufen verarbeitet. Das Eingangssignal (a) geht
durch einen ersten Mischerschaltkreis 12, in dem es mit
einem Signal Fol1 gemischt wird, das eine feststehende
Frequenz aufweist, wobei die Frequenz Fol1 höher als
Fnum ist. Dieser Mischerschaltkreis 12 erzeugt an dem Ausgang
(b) zwei Spektren S1 und S2 (4), die jeweils der Differenz und der
Summe der gemischten Frequenzen entsprechen.
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Diese zwei Spektren werden von einem
ersten Bandpaß-Filter 14 getrennt,
dessen Ausgang nur das Spektrum S2 der oberen gemischten
Frequenz (C) durchläßt.
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Da die Frequenzen dieser zwei Spektren sehr
nahe beieinander liegen, ist für
diese Trennung ein hochgradig selektives Filter notwendig. An dieser Stelle
wird üblicher weise
ein Oberflächenwellenbauteil
(SAW) verwendet. Dieses Spektrum wird dann an dem Eingang eines
zweiten Mischers 16 erzeugt, der zudem als Eingangssignal
eine Mischfrequenz Fol2 empfängt, die eine höhere Frequenz
als Fol1 aufweist. Wie auch bei dem ersten Mischerschaltkreis 12 erzeugt
dieser zweite Mischerschaltkreis 16 zwei Spektren S3 und S4,
die jeweils der Differenz und der Summe der Frequenzen in dem Spektrum
entsprechen, das von dem ersten Filter 14 bei der Frequenz Fol2 vorgesehen
wird.
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Die Frequenzen der Signale Fol1 und Fol2 werden
so gewählt,
daß das
obere Frequenzspektrum S4 des Filters 16 dem gewählten Frequenzband entspricht
(in dem betrachteten Beispiel sind dies die UHV-IV- und V-Bänder). Dieses
Spektrum S4 wird erhalten, indem die anderen Spektren mittels
eines zweiten Filters 18 eliminiert werden.
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In dem Stand der Technik ist dieses
zweite Filter hinsichtlich der Frequenz feststehend. Mit anderen
Worten wählt
es nur eine Frequenz aus – oder ein
schmales Band von Frequenzen-, indem alle anderen eliminiert werden.
Dieses Filter wird daher so gewählt,
daß es
auf die gewünschte
Ausgangsfrequenz abgestimmt werden kann.
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Üblicherweise
wird das Filter 18 gewählt,
um den Frequenzbereich durchzulassen, der um den Träger angeordnet
ist und dem Übertragungskanal des
UHF-Bandes entspricht, da der Übertrager
mit festen Frequenzen arbeitet. Es ist somit notwendig, für jeden Übertragungskanal
ein anderes festes Filter vorzusehen.
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In dem Dokument DE-C-3-240 255 wird
ein Filteraufbau für
Frequenzen im MHz-Bereich
offenbart, der auf einer Serie von Zellen basiert, typischerweise
drei oder eventuell vier, die jeweils aus einem variablen Kondensator
und einer Induktivität
in Parallelschaltung zusammengesetzt sind. Benachbarte Zellen werden
durch einen variablen Koppelkondensator verbunden. Alle variablen
Kondensatoren, die das Filter bilden, sind zur Abstimmung in einer
gemeinsamen Gruppenanordnung mechanisch verbunden.
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Abriß der Erfindung
und Aufgaben
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung
ist es, ein Bandpaßfilter
mit variabler Frequenz bereitzustellen, so daß dieses an unterschiedliche
Kanäle
angepaßt
werden kann, insbesondere für
das Frequenzband zwischen 400 MHz und 1 GHz.
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In dem betrachteten Beispiel kann
ein solches Filter als Ersatz für
das feststehende Filter 18 implementiert werden, um gegenüber dem
Schaltkreis 10 hinsichtlich der unterschiedlichen verwendbaren
Kanäle
flexibel zu sein.
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Deshalb ist es eine erste Aufgabe
der vorliegenden Erfindung, ein Bandpaßfilter mit einer verstellbaren
Mittenfrequenz gemäß der Definition
in Anspruch 1 vorzusehen, das in dem UHF-Band eingesetzt werden
kann.
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Vorzugsweise sind die Koppelkapazitäten auch
variable Kapazitäten.
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Gemäß einem besonders bemerkenswerten Merkmal
der Erfindung kann das Filter zwischen seinem Signaleingang und
seinem Signalausgang im wesentlichen symmetrisch aufgebaut werden.
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Gemäß der Erfindung beträgt die Anzahl
der Zellen vier.
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Vorzugsweise hat jede variable Koppelkapazität die Form
von zumindest einer elektrisch steuerbaren variablen Kapazität.
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In diesem Fall ist es möglich vorzusehen, daß jede elektrisch
steuerbare variable Kapazität
von zumindest einer spannungsgesteuerten variablen Kapazitätsdiode
gebildet ist.
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Vorzugsweise ist jede variable Koppelkapazität durch
ein Paar variabler Kapazitäts-
dioden ausgebildet, die Kopf an Kopf miteinander verbunden sind.
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Um eine Optimierung der Anpaßcharakteristik
der Eingangs- und Ausgangsimpedanz vorzusehen, kann das Filter einen
Eingang umfassen, der mit einer Zwischenabgriff der Induktivität der ersten
Zelle der Reihe von Zellen verbunden ist, und ein Ausgang, der mit
einem Zwischenabgriff der Induktivität der letzten Zelle der Reihe
von Zellen verbunden ist.
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Gemäß der Erfindung haben die Induktivitäten der
ersten Zelle und der letzten Zelle einen Wert, der sich von dem
der Induktivität
der Zwischenzellen unterscheidet, wobei es der Wertunterschied ermöglicht,
die gleiche variable Steuerspannung zur Steuerung einerseits der
elektrisch steuerbaren Kapazitäten
der durch die erste und letzte Zelle gebildeten Resonanzschaltkreise
zu steuern, und andererseits die elektrisch steuerbaren Kapazitäten der
Resonanzschaltkreise zu steuern, welche von den Zwischenzellen gebildet
werden.
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In diesem Fall haben die Induktivitäten der ersten
Zelle und der letzten Zelle vorzugsweise einen Induktivitätswert,
der größer als
der Wert der Induktivität
der Zwischenzelle(n) ist.
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Zur einfacheren Implementierung des
Filters ist es möglich
vorzusehen, daß die
elektrisch steuerbaren variablen Kapazitäten, die die Kopplung zwischen
der ersten Zelle und der zu dieser benachbarten Zelle darstellen,
und diejenigen, welche die Kopplung zwischen der letzten Zelle und
der zu dieser benachbarten Zelle darstellen, jeweils den gleichen
Kapazitätswert
aufweisen, um über
einen vorbestimmten Bereich von Steuerspannungen die gleiche Kapazitätssteuerspannung
vorzusehen.
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Vorzugsweise ist jede Induktivität als Streifenleiter(Microstrip)
ausgebildet, der auf einem isolierenden Substrat aufgebracht ist.
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Eine zweite Aufgaben der vorliegenden
Erfindung ist es, einen Bandpaßfilterschaltkreis
mit verstellbarer Mittenfrequenz für das UHF-Band vorzusehen,
dadurch gekennzeichnet, daß dieser
ein Filter wie das oben beschriebene und Spannungsversorgungsmittel
zur Steuerung der Mittenfrequenz aufweist.
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Vorzugsweise erzeugen die Spannungsversorgungsmittel
eine erste Spannung, welche an die Eingänge angelegt wird, welche den
Kapazitätswert der
Kapazitäten
steuern, welche die Resonanzschaltkreise der entsprechenden Zellen
bilden, eine zweite Spannung, welche an die Eingänge angelegt wird, welche den
Kapazitätswert
der Koppel kondensatoren steuern, welche jeweils die ersten Zelle
und deren Nachbarzelle sowie die letzte Zelle und deren Nachbarzelle
verbinden, und eine dritte Spannung, welche an den Eingang angelegt
wird, der den Kapazitätswert
der(des) zwischenliegenden Koppelkondensator(s) steuert.
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Vorzugsweise ist die dritte Spannung
proportional zu der ersten Spannung.
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Folglich gibt es in der betrachteten
Anwendung eine erste Umsetzung (Transposition), die im allgemeinen
immer bei einer festen Frequenz durchgeführt wird. Jedoch kann mittels
der vorliegenden Erfindung die zweite Umsetzung bezüglich der
flexibel verstellbar sein, wobei die Flexibilität durch das justierbare Filter
der Erfindung verfolgt wird.
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Nach wie vor gibt es eine Umsetzung,
die im Basisband beginnt und auf ein Signal mit einer Zwischenfrequenz
von ungefähr
Foll umsetzt, welche feststehend sein kann und für die Standard-Zwischenfrequenzen
gefunden werden können.
Filter mit verschiedenen Quellen sind in großer Zahl auf dem Markt vorhanden,
wobei es sich dabei um Oberflächenwellenvorrichtungen
(SAW) oder andere Bauteile handelt.
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Andererseits wird die zweite Umsetzung sehr
oft mittels eines Filters durchgeführt, um die Frequenz des Kanals
zu erhalten, wobei letzterer ein wesentlich breiteres Band aufweist
und in der Lage ist, das gesamte Band zu überdecken, beispielsweise die
IV- und V-Bänder
des Fernsehfunks, welche eine Frequenzoktave belegen können. Dadurch
zieht die zweite Umsetzung ihren Nutzen aus der Flexibilität bezüglich der
Frequenz.
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Was bisher die Flexiblität in der
Frequenz in Systemen verhinderte, war jedoch genau die Tatsache,
daß kein
Filter erhältlich
ist, das in der Frequenz flexibel ist. Tatsächlich sind alle verwendeten
Filter nur manuell oder bei der Herstellung justierbar und haben
große
Abmessungen.
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Durch das steuerbare Frequenzfilter
gemäß der Erfindung
ist es möglich,
einen Schaltkreis zu implementieren, das eine Verstellbarkeit auf
der Stufe der Frequenzsynthese besitzt, um die Signale Fol1 und
insbesondere Fol2 zu erzeugen: diese Flexibilität oder Versteilbarkeit
soll dann durch die Versteilbarkeit des variablen Frequenzfilters
verfolgt werden, um ein Signal mit der gewünschten Frequenz zu liefern.
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In dem UHF-Band verstellbare Frequenzsynthesizer
sind heute weit entwickelt. Tatsächlich
wurde vor diesen Synthesizern Quarzoszillatoren verwendet, die auf
eine vorgegebene Frequenz getrimmt wurden. Die Frequenz des Quarzes
wurde daraufhin multipliziert, um in das UHF-Transformationsband
zu kommen, das in dem 470 MHz- bis 860 MHz-Band abzüglich einer
Zwischenfrequenz (da es eine Transpositionsfrequenz Fol2 gibt)
liegt. Jedoch lag in diesem Fall eine Frequenzsynthese mit einer
festen Frequenz vor.
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Seitdem wurde die Frequenzsynthese
weiterentwickelt und erlaubt eine Versteilbarkeit auf der Stufe
der obigen Übertragungssysteme,
mit der Ausnahme, daß die
zweite Frequenztransposition (bei der Frequenz Fol2) das
Filtern von störenden
und daher unerwünschten
Bandmischungen erfordert. An diesem Punkt mangelte es an Flexibilität und Integrationsmöglichkeit.
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Durch die Erfindung ist es in Zukunft
nicht mehr notwendig, einen feststehenden, fabrik-kalibrierten Filter 18 in
dem Schaltkreis 10 von 3 einzusetzen:
die Vorrichtung ist ein System, das die Frequenzumsetzung in einer
bezüglich
der Frequenz flexiblen Weise bis zu dem Ausgang des Leistungsverstärkers gestattet.
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Die vorliegende Erfindung wird nun
beispielhaft anhand der beigefügten
Zeichnungen beschrieben, wobei die Figuren im einzelnen darstellen:
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1 zeigt
ein bereits beschriebenes vereinfachtes Blockdiagramm einer Modulationsstufe gemäß der COFDM-Technik;
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2 zeigt
das bereits beschriebene Frequenzspektrum, das sich an dem Ausgang
der Modulationsstufe von 1 ergibt;
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3 ist
ein bereits beschriebenes vereinfachtes Blockdiagramm eines Schaltkreises
zum Umsetzen der Frequenz des Signals, das in 2 dargestellt ist und dem Stand der Technik
entspricht;
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4 zeigt
bereits beschriebene Signale an den unterschiedlichen Punkten des
in 3 gezeigten Schaltkreises;
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5 ist
ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Schaltkreises zum Umsetzen
der Frequenz des in 2 gezeigten
Signals mittels eines Filters gemäß der Erfindung;
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6 ist
ein Diagramm, das drei Übertragungskurven
des Filters gemäß der Erfindung
darstellt;
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7 ist
ein Schaltkreisdiagramm eines Filters gemäß der vorliegenden Erfindung;
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8 ist
ein Diagramm einer ersten Zelle des Filters von 7 gemäß einer
ersten Ausführung der
Erfindung;
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9 ist
ein Diagramm des gesamten Filters, das in 8 gezeigt ist;
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10 ist
ein Diagramm des in 7 gezeigten
Filters gemäß einer
zweiten Ausführung
der Erfindung; und
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11 ist
ein Diagramm, das eine Schaltkreisanwendung für das Filter von 10 darstellt.
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Der Zweck des Filters gemäß der Erfindung wird
anhand 5 beschrieben,
die teilweise auf dem bezüglich 3 beschriebenen Kontext
basiert. Daher haben die Teile, welche beide Figuren gemeinsam haben,
die gleichen Bezugszeichen und sollen nicht noch einmal beschrieben
werden, um Wiederholungen zu vermeiden.
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Es ist zu bemerken, daß der Schaltkreis
von 5 auf der Stufe
des Eingangssignals Fnum den gleichen ersten
Mischer 12, ersten Bandpaßfilter 14 und zweiten
Mischerschaltkreis 16 aufweist.
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Im Gegensatz zu dem Schaltkreis von 3 empfängt der zweite Mischerschaltkreis 16 eine
Frequenz Fol2 als Eingabe, die nicht feststehend, sondern
veränderlich
ist. Dieses Signal Fol2 wird von einem variablen Frequenzgenerator 22 erzeugt.
Dieser kann unter Verwendung eines Phasenregelkreises(PLL)-Synthesizers
konstruiert werden, der bereits bekannt ist. Dessen Frequenzband
entspricht im wesentlichen dem an dem Ausgang erwünschten Frequenzband,
d. h. in der Größenordnung
von 400 MHz bis 1 GHz.
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Die Technik zur Konstruktion eines
solchen variablen Frequenzoszillators 22 ist an sich bekannt und
soll hier nicht beschrieben werden, um die Darstellung knapp zu
fassen.
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Indem die Frequenz Fol2 innerhalb
des Mischers verändert
wird, ergibt sich eine entsprechende Veränderung der Zwischenumsetzungsfrequenz,
die an dem Ausgang des Mischers 16 bereitgestellt wird.
Diese variable Frequenz soll dann von einem Bandpaßfilter
mit variabler Frequenz 24 gemäß der vorliegenden Erfindung
gefiltert werden.
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Im weiteren wird die detaillierte
Struktur dieses Filters beschrieben. Das Filter wird hier als funktionale
Einheit betrachtet, die von dem Mischer 16 an ihrem Eingang
ein Signal empfängt
und diejenigen Komponenten dieses Signals an ihren Ausgang passieren
läßt, welche
sich innerhalb eines engen Frequenzbands befinden. Die Mittenfrequenz
dieses Bandes wird von einem Steuersignal in der Form eines Satzes
variabler Spannungssignale Vfv festgelegt.
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Die 6 zeigt
drei Beispiele der Antworten des Filters 24 als Funktion
der drei entsprechenden Werte des Satzes variabler Spannungen Vfv.
Die Mittenfrequenz fc2 liegt bei einem Zwischenniveau von Vfv,
während
die Mittenfrequenzen fc1 und fc3 jeweils Spannungen
entsprechen, die unterhalb und oberhalb dieses Zwischenniveaus fc2 liegen.
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Das variable Filter 24 gemäß der Erfindung ermöglicht es
daher, mit seiner Mittenfrequenz das gesamte UHF-Spektrum zu durchlaufen,
d. h. von 400 MHz bis 1 GHz.
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In dem Schaltkreis 20 bildet
das variable Filter 24 zusammen mit dem variablen Frequenzgenerator 22 ein
verstimmbares System, das es gestattet, eine Umsetzungsfrequenz
zu erhalten, die bei jeder Position innerhalb des UHF-Frequenzspektrums wähl- bar
ist. Hierfür
ist es lediglich notwendig, die Frequenz des Frequenzgenerators 22 auf
einen Wert einzustellen, der in der Summe mit der Frequenz des Signals
des Bandpaßfilters 14 dem
Wert der benötigten
Ausgangsfrequenz entspricht. Zusammen mit dieser Frequenz wird die
Mittenfrequenz fc des variablen Filters eingestellt, so
daß diese
diesem Frequenzwert entspricht. Entsprechend läßt das Filter nur diese Frequenz
passieren, wobei ein schmales Band im Umfeld dieser Frequenz stark
gedämpft wird.
Das von dem Filter 24 vorgesehene Signal kann daher, abhängig von
der Anwendung, eine Verstärkungsstufe
ansteuern, um eine Übertragungsantenne
zu speisen.
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Für
diese Anwendung ist es ersichtlich, daß es einfach ist, die Übertragungsfrequenz
zu verändern
oder eine spezielle Übertragungsfrequenz
in dem UHF-Band auszuwählen,
ohne die Komponenten auszutauschen oder diese körperlich zu justieren. Es ist
tatsächlich
lediglich notwendig, den variablen Frequenzgenerator und das variable
Filter mit entsprechenden einfach zu erzeugenden Signalen (im allgemeinen
durch eine variable Spannung, die an einem spannungsgesteuerten
Oszillator anliegt) zu steuern.
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Die theoretische Darstellung des
variablen Frequenzfilters wird nun anhand 7 beschrieben.
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In dem Beispiel umfaßt das Filter
vier Stufen oder Zellen E1, E2, E3, E4,
die eine Kette bilden, wobei die Zellen E1 und E4 an
den jeweiligen Enden der Kette von Zellen angeordnet sind. Jede
Zelle umfaßt eine
Parallelverbindung einer Kapazität Cp1, Cp2, Cp3 und Cp4 mit
einer Induktivität Ip1, Ip2, Ip3 und Ip4.
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Benachbarte Zellen werden durch Koppelkapazitäten Cc12, Cc23 und Cc34 verbunden.
In dem Beispiel sind daher drei Koppelkapazitäten Cc12, Cc23 und Cc34 vorgesehen,
die jeweils die Zellen E1 und E2, die Zellen E2 und E3 und
die Zellen E3 und E4 miteinander verbinden.
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Die Knoten jeder parallelen Verbindung
jeder Zelle werden an dem Ende, das den Koppelkapazitäten Cc12, Cc23 und Cc34 gegenüberliegt,
gemeinsam mit Masse verbunden.
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Die Induktivitäten Ip1 und Ip4,
die mit den Zellen E1 und E4 an jedem Ende des
Filters 24 verknüpft
sind, umfassen zwischen ihren Enden jeweils einen Zwischenabgriff P1 und P2.
Der Zwischenabgriff P1 an der Induktivität Ip1 ist
mit einem Eingang FI des Filters verbunden, und der Zwischenabgriff P2 an
der Induktivität Ip4 ist
mit einem Ausgang FO des Filters verbunden.
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Diese Anordnung erlaubt es, den Induktivitäten Ip1 und Ip4,
die sich an dem Ende des Filters 24 befinden, mit der zusätzlichen
Funktion eines automatischen Umsetzers auszustatten, die es ermöglicht,
den Eingang des Filters an die Ausgangsimpedanzen anzupassen, wie
im weiteren erklärt
ist.
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Bei einer Anwendung wie der Schaltkreis 20, der
in 5 gezeigt ist, ist
es wichtig, eine Ausgangsimpedanz zu haben, die an die Eingangsimpedanz angepaßt ist.
Durch die duale Funktion, die von den Induktivitäten Ip1 und Ip4 vorgesehen
wird (Induktivität
per se und automatischen Umsetzers) ist es möglich, die gewünschte Eingangsimpedanz
und Ausgangsimpedanz für
den Filter zu erreichen, ohne dessen Eigenschaften zu verändern. In
dem betrachteten Beispiel können
die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen so gewählt werden, daß diese
gleich sind und ungefähr
50 Ohm betragen.
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In Filter 24 sind die Kapazitäten Cc12, Cc23 und Cc34,
die zum Kuppeln dienen, sowie die Kapazitäten Cp1, Cp2, Cp3 und Cp4,
die parallel miteinander verbunden sind, elektrisch veränderbar.
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Vorzugsweise ergibt sich dieses Merkmal durch
die Verwendung von „Varicap-Dioden" für diese
Kapazitäten,
die an sich bekannt sind.
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Es ist zu bemerken, daß das Filter
vollkommen symmetrisch ist, in dem Sinne, daß der Eingang und der Ausgang
ausgetauscht werden können, ohne
die Filtereigenschaften zu verändern.
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Die 8 zeigt
eine Zelle E1 des Filters mit seiner Koppelkapazität zur sich
daran anschließenden
Zelle E2.
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In dem Beispiel wird die parallel
angeschlossene Kapazität Cp1 in
zwei Kapazitäten
aufgeteilt, welche in Serie miteinander verbunden sind, und zwar
in eine Kapazität Cv1 des
Varicap-Typs und eine feste Kapazität Cf1, wobei diese
jeweils die Kapazitätswerte
v1 und f1 aufweisen.
Entsprechend ist die Gesamtkapazität dieser Reihenschaltung Ccq
= f1·v1/(v1
+ f1). Die unveränderliche
Kapazität Cf1 dient
zur elektrischen Isolierung der Varicap-Diode Cv1 von der
Masse, die so gemäß einer üblichen Vorgehensweise
durch ihre Vorspannung (bias) beeinflußt werden kann. Der Wert der
Varicap-Diode liegt typischerweise bei 470 pF. Es ist ersichtlich,
daß es
durch die Veränderung
des Wertes von v1 möglich ist,
alle gewünschten
Kapazitätswerte
zu erreichen:
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Der Wert der Kapazität Cv1 wird
durch den Wert einer Spannung VCp1 bestimmt, die an die
Varicap-Diode angelegt wird, welche die Kapazität Cv1 bildet.
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Entsprechend ist der Wert der Koppelkapazität Cc12 durch
den Wert einer Spannung VCc12 bestimmt, die an die Varicap-Diode
angelegt wird, welche diese Koppelkapazität bildet.
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Die 9 zeigt
den gesamten Schaltkreis, der durch die in 8 dargestellten
Varicap-Dioden gebildet wird, und die Spannungswerte, die diese
Dioden steuern. Diese Figur dient auch der schematischen Identifizierung
der Bezeichnungen dieser verschiedenen Steuerspannungen, die zum
besseren Verständnis
nicht numeriert sind.
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Die 10 stellt
eine Variante des in 9 gezeigten
Filters dar, der den Vorteil bietet, daß das von den Varicap-Dioden
erzeugte Rauschen reduziert wird.
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Der Schaltkreis 24' gemäß dieser
Variante unterscheidet sich von dem Schaltkreis 24 der 9 lediglich durch die Tatsache,
daß jede
Koppelkapazität Cc12, Cc23 und Cc34 dieses
Schaltkreises jeweils durch ein Paar Varicap-Dioden ersetzt wird,
die Kopf an Kopf verbunden sind Cc12a–Cc12b, Cc23a–Cc23b, Cc34a–Cc34b.
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Vorzugsweise wird in diesem Fall
eine Steuerspannung an jedes Diodenpaar an dem gemeinsamen Verbindungspunkt
angelegt, wodurch sich eine Entkopplungskapazität ergibt. Die Steuerspannung VCc12, VCc23, VCc34 ist
für jedes
Kopf an Kopf verbundene Diodenpaar Cc12a–Cc12b, Cc23a–Cc23b, Cc34a–Cc34b ist
die gleiche wie die Steuerspannung für die entsprechenden Koppel-Varicap-Dioden von 9.
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Da das Filter für sehr hohe Frequenzen zugeschnitten
ist, wird zur Bildung der Induktivitäten eine Streifenleitungstechnik
(Microstrip) verwendet. Solche Streifenleitungen werden hergestellt,
indem Streifen auf einem Glassubstrat, das mit einer Teflonbeschichtung überzogen
ist, metallisiert werden. Auf diese Weise wird das gesamte Filter
auf dieses Substrat aufgebracht.
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Wie bereits bekannt ist, hängt der
Induktivitätswert
einer Induktivität
in Form eines Streifenleiters von seiner hänge ab. Um jedoch zu gewährleisten,
daß sich
die Streifenleitung als lokale Komponente und nicht wie ein verteiltes
Element verhält,
ist die maximale Länge
jedes Streifenleitungsabschnittes, der als Induktivität dient,
auf einen Wert begrenzt, der kleiner oder gleich Lambda/10 ist,
wobei Lambda die minimale Wellenlänge des zu filternden Signals
ist.
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In einem praktischen Beispiel weist
das Substrat Abmessungen von 70 mm mal 40 mm auf, wobei die Dicke
0,8 mm beträgt.
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Die Varicap-Dioden stehen als kommerziell erhältlichen
Komponenten zur Verfügung.
Sie werden auf dem Substrat gemäß klassischen
Techniken zum Montieren von Mikrowellenschaltkreisen befestigt.
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Wie in den 9 und 10 dargestellt
ist, gibt es sieben Steuereingänge,
um den Fall eines Filters mit vier Zellen E1–E4 zu
betrachten, wobei jedem Spannungssteuereingang eine entsprechende
Varicap-Diode oder ein Varicap-Dioden-Paar für den Fall der in 10 gezeigten Koppelkapazitäten zugeordnet
ist.
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Das Filter wurde mit einer im wesentlichen symmetrischen
Anordnung ausgeführt,
und es ist daher möglich,
für verschiedene
Kapazitäten
die gleichen Kapazitätswerte
zu erreichen. Vorausgesetzt, daß die
Varicap-Dioden für
die parallelen Kapazitäten Cp1 bis Cp4 ausgewählt wurden
die gleiche Merkmale aufweisen, und daß die Varicap-Dioden für die Koppelkapazitäten Cc12, Cc23 und Cc34 ebenfalls mit
gleichen Merkmalen ausgewählt
wurden, ist es möglich,
durch die Symmetrie (siehe 9 oder 10) zu erreichen, so daß gilt
VCp1
= VCp4
VCp2 = VCp3
VCc12 = VCc34.
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Es verbleibt somit ein Kapazitätswert in
der Symmetriemitte, und zwar derjenige der Koppel-Varicap-Diode Cc23 oder Cc23a, Cc23b,
welche getrennt bleiben.
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Dementsprechend wird durch die Symmetrie gemäß dieser
Ausführung
die Anzahl von sieben Spannungsniveaus auf vier reduziert, die das
Einstellen des Filters auf den gewünschten Mittenfrequenzwert
ermöglichen.
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Mit dem Ziel, die Implementierung
des Filters – durch
eine Veningerung der Anzahl verschiedener anzulegender Spannungen – zu vereinfachen,
zog der Anmelder die Möglichkeit
in Betracht, ein und dieselbe Steuerspannung für alle vier Varicap-Dioden Cv1 bis Cv4 zu
verwenden, welche die Kapazitäten in
den parallelen Resonanzkreisen bilden, wodurch sich beispielsweise VCp1 = VCp2 ergibt.
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Zu diesem Zweck betrachtete der Anmelder die
Veränderung
derjenigen Parameter, welche die Länge der Streifenleiter festlegen,
die jeweils die Induktivitäten Ip1 und Ip4 der
Eingangs- und Ausgangszellen E1 und E4 des Filters
bilden. Es zeigte sich, daß eine
Verringerung der Länge
der Streifenleiter, die jeweils die Induktivitäten Ip2 und Ip3 bilden, es
ermöglicht,
alle Steuerspannungen der Varicap-Dioden VCp1 bis VCp4,
welche die parallelen Resonanzkreise bilden, auf einen gemeinsamen Wert
einzustellen. Vor diesem Hintergrund ist es möglich, den Grad an benötigter Verkürzung der Streifenleitungen
zu berechnen oder eine empirische Näherung anzuwenden, um dieses
Ergebnis zu erhalten. Der Grad an Verkürzung ist eine Funktion der Werte
der verwendeten Varicap-Dioden, der Induktivitäten und der Ausgeglichenheit
der Komponenten, die das Filter bilden.
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In bestimmten Fällen kann sich ergeben, daß die Länge der
Streifenleitungen, die die oben genannten Induktivitäten Ip1 und Ip4 bilden,
im Gegensatz hierzu erhöht
werden sollte, abhängig
von den Verstimmeigenschaften des Filters. In diesem Fall dient
ebenfalls ein analytischer oder empirischer Ansatz der Ermittlung
des entsprechenden Grads an erforderlicher Verlängerung.
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Vorzugsweise werden die Eingangs-
oder Ausgangsimpedanz des Filters durch diesen Abstimmschritt nicht
außerhalb
der erforderlichen Toleranzen verändert, so daß die gewünschte Übertragungsfunktion
nicht beeinträchtigt
wird. Durch diese Anordnung verbleiben nur drei zu betrachtende
Steuerspannungen, nämlich:
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- – die
einzelne Spannung, um alle Varicap-Dioden Cv1 bis Cv4 zu
steuern;
- – die
einzelne Spannung, um zwei Varicap-Dioden (9) oder die beiden Varicap-Dioden-Paare (10) zu steuern, welche die
Koppelkapazitäten für die Eingangs-
und Ausgangszellen E1 und E4, d. h. Cc12 und Cc34,
und Cc12a–Cc12b bzw. Cc34a–Cc34b bilden;
sowie
- – die
Spannung zur Steuerung der Varicap-Diode (9) oder des Varicap-Dioden-Paares (10), welche die jeweilige Koppelkapazität Cc23 bzw. Cc23a–Cc23b zwischen
den zwei inneren Zellen E2 und E3 bilden.
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Um eine weitere Vereinfachung zu
erreichen, versuchte der Anmelder, die letztgenannte Spannung mit
einer der beiden anderen zu verknüpfen.
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Es zeigte sich im Gegensatz zu dem,
was eine Vorabanalyse ergeben würde,
daß diese
Steuerspannung nicht mit einer der Varicap-Dioden verknüpft werden
kann, welche die Koppelkapazitäten bilden,
sondern mit der Spannung, welche die Varicap-Dioden Cv1 bis Cv4 des
parallelen Resonanzkreises steuert. Insbesondere wurde ermittelt,
daß die
Spannung zur Steuerung der Varicap-Diode (9) oder des Varicap-Dioden-Paares (10), die jeweils die Koppelkapazitäten Cc23 bzw. Cc23a–Cc23b zwischen
den zwei inneren Zellen E2 und E3 bilden, proportional
zu der einzelnen Spannung zur Steuerung der Varicap-Dioden ist,
welche die Resonanzkreise bilden.
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Demnach ist es lediglich notwendig,
in dem Filter – oder
in einem mit diesem verbundenen Filter – einen Schaltkreis vorzusehen,
der ausgehend von der einen oder der anderen der zwei zueinander
proportionalen Spannungen die andere Steuerspannung erzeugt.
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Es ist zu bemerken, daß diese
Funktion durch eine übliche
Spannungsteilerbrücke,
die aus zwei in Serie geschalteten Widerständen besteht, erhalten werden
kann.
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Die 11 zeigt
eine schematische Darstellung des in 10 dargestellten
Filters 24', die in Blockform alle sieben oben genannten
Steuerspannungen VCp1–VCp4 und Vc23–Vc34 sowie
die Signaleingänge
und -ausgänge FI und FO zeigt.
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Gemäß der vorangegangenen Analyse
werden die vier Spannungen VCp1–VCp4, welche die Varicap-Dioden Cv1, Cv2, Cv3 und Cv4 steuern, welche
die in Parallelschaltung verbundenen Kapazitäten bilden, gemeinsam durch
einen ersten Spannungsausgang U1 einer Spannungsversorgung 50 versorgt.
Die zwei Spannungen VCc12 und VCc34, welche die
Varicap-Dioden steuern, die die Koppelkapazitäten Cc12a–Cc12b und Cc34a–Cc34b bilden,
werden jeweils gemeinsam durch einen zweiten Spannungsausgang U2
der Spannungsversorgung 50 versorgt.
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Die Steuerspannung VCc23 für das Varicap-Dioden-Paar,
das die Mittenkapazitäten Cc23 oder Cc23a–Cc23b bildet,
wird von einem gemeinsamen Knoten N eines Span nungsteilers
versorgt, der durch zwei in Reihe geschaltete Widerstände R1 und R2 gebildet
wird. Eines der Enden des Teilers wird mit dem Spannungsausgang U1 verbunden,
während
das andere Ende mit Masse verbunden ist. Die Werte der Widerstände R1 und R2 werden
so berechnet, daß die
Spannung U3 an dem Knoten N der oben genannten
Steuerspannung Vc23 entspricht.
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Es ist zu bemerken, daß die Ausgangsspannung U3 gemäß der vorangegangenen
Analyse proportional zur Spannung U1 ist.
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Jedoch ist es als Variante möglich, den Spannungsteiler
nicht mit der U1-Ausgangsspannung, sondern mit der U2-Ausgangsspannung
zu verbinden, so daß die
Ausgangsspannung U3 proportional zu der Spannung U2 ist:
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Es ist zu bemerken, daß die notwendige Spannungsquelle
zur Steuerung der Mittenfrequenz des Filters nur zwei verschiedene
Spannungen aufweisen muß,
d. h. U1 und U2, wobei die Spannung U3 zwischen
diesen liegt und direkt von der Spannung U1 abgeleitet
wird.
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Die Erfindung ist dahingehend bemerkenswert,
daß es
zum einen durch die symmetrische Konfiguration des Filters und zum
anderen durch Anpassung der internen Kompo nenten möglich ist,
sieben getrennte Kapazitäten,
die eine aktive Rolle in der Wirkungsweise spielen, mit nur zwei
unabhängigen Spannungen
steuern zu können.
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Es ist ebenfalls zu bemerken, daß das Wirkungsprinzip
des Filters 24' auf vier kapazitätsgekoppelten Resonatorzellen
basiert. Das Filter ist einem entsprechenden Modell aus vier kapazitätsgekoppelten
parallelen LC-Resonatoren angenähert.
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Diese Ausführung gemäß der vorliegenden Erfindung
scheint optimal zur Erstellung eines Filters für das UHF-Band mit einer Bandbreite
von maximal 10% zu sein.
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Bandpaßfilter in klassischer Ausführung für diesen
Typ von Anwendung basieren auf dem Prinzip von Tiefpaß-Bandpaßtransformationen
und erreichen eine typische Leistungsfähigkeit von 30% Bandbreite
in Bezug auf die Frequenz.
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Es scheint, daß die Technik, die eine Filterzelle
mit einem Bandpaß geringer
als 10% der Mittenfrequenz ermöglicht,
nur durch parallele Kopplung resonanter Elemente erreicht werden
kann. Im Stand der Technik gibt es keine auf Polynomen basierende Lösungen für Zellen,
die absolut symmetrisch sind. Das Erzeugen eines Filters gemäß des auf
Polynomen basierenden Modells nach dem Stand der Technik würde zur
absoluten Notwendigkeit von sieben verschiedenen Steuerspannungen
führen.
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Die Eigenschaften des Filters gemäß der Ausführung von 10 sind im folgenden als
nicht beschränkendes
Beispiel angegeben:
Mittenfrequenzbereich Fc: 470 Mhz bis 860
MHz
Dämpfung: < –60 dBc
bei Fc –140
MHz;
< –60 dBc
bei Fc +200 MHz
Eingangsimpedanz: 50 Ohm
Ausgangsimpedanz:
50 Ohm
Bereich der Steuerspannung U1: 1–18 V
Bereich der Steuerspannung
U2: 1–6
V
Bereich der Steuerspannung U3: 1–9 V
Werte der Induktivität Ip1 oder
Ip4 am Eingang oder Ausgang: Länge
der Streifenleitung = 20 mm; Breite = 2 mm
Werte der Induktivität Ip2 oder
Ip3 der Zwischenzellen E2 und E3: Länge = 17 mm; Breite = 2 mm
Kapazitätswert der
Varicap-Dioden Cv1–Cv4 des
Resonanzkreises: 2 pF–15
pF
Kapazitätswert
der Varicap-Dioden Cc12, Cc23, Cc34 der
Koppelkapazitäten:
0,5 pF–4
pF.