DE60006164T2

DE60006164T2 - Fehlerverringerung in quadratur-polyphasenfilter mit operationsverstärker mit niedriger offenen schleifenverstärkung

Info

Publication number: DE60006164T2
Application number: DE60006164T
Authority: DE
Inventors: Thomas Hornak
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-19
Publication date: 2004-07-22
Anticipated expiration: 2020-12-20
Also published as: EP1256167A2; EP1256167B1; WO2001047108A3; JP2003518796A; DE60006164D1; WO2001047108A2; US6198345B1

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung richtet sich auf eine Signalfilterung mit einem Mehrphasenfilter, um insbesondere eine Fehlerreduzierung bei Quadratur-Mehrphasenfiltern mit Operationsverstärkern mit geringem Offene-Schleife-Gewinn zu schaffen.
Hintergrund
Viele Funk-, Video- und Datenkommunikationssysteme müssen zwischen einem erwünschten Signal und einem Bildsignal unterscheiden und müssen das Bildsignal relativ zu dem erwünschten Signal dämpfen. Ein Mehrphasenfilter führt diese Funktion durch.
Ein heterodyner Empfänger mit einem erwünschten Signal bei 110 MHz und einer Lokaloszillatorfrequenz bei 100 MHz erzeugt ein erwünschtes 10 MHz-Signal, das einfacher zu demodulieren ist als das 110 MHz-Signal, das schwierig herzustellende, höherfrequente Komponenten erfordert. Ein Bildsignal bei 90 MHz jedoch wird ebenso in ein Bildsignal bei 10 MHz umgewandelt, das durch herkömmliche Bandpaßfilter nicht aus dem erwünschten 10 MHz-Signal entfernt wird. Ein Quadratur-Mehrphasenfilter weist eine asymmetrische Frequenzantwort auf, die aus der Quadraturphase seiner beiden Eingangssignale resultiert. Es läßt abhängig von der Phasennacheilung oder -vorauseilung zwischen seinen beiden Eingängen. ein Signal der gleichen Frequenz durch oder dämpft dasselbe. Ein Quadratur-Mehrphasenfilter z. B. läßt bei einem ersten und einem zweiten Eingangsstrom, wenn dasselbe durch einen Quadraturmischer getrieben wird, das erwünschte Signal bei dem zweiten Eingangsstrom, der dem ersten Eingangsstrom vorauseilt, durch und dämpft das Bildsi gnal bei dem zweiten Eingangsstrom, der dem ersten Eingangsstrom nacheilt.
Das Mehrphasenfilter weist eine Resonanzfrequenz auf, bei der seine Antwort maximal ist. Eine Implementierung eines Quadratur-Mehrphasenfilters weist zwei gedämpfte Integratoren, die werte- und eigenschaftsmäßig angepaßt sind, auf, wobei jeder derselben einen Operationsverstärker aufweist. Ein ideales Mehrphasenfilter weist Operationsverstärker mit ausreichend hohem Offene-Schleife-Gewinn auf, so daß ihre Eingangsspannungen verglichen mit ihren Ausgangsspannungen vernachlässigbar klein sind. Solange die Eingangsspannungen vernachlässigbar klein bleiben, sind die Resonanzfrequenz und die Antwort eines idealen Mehrphasenfilters unabhängig von den Eingangsspannungen und so von dem Offene-Schleife-Gewinn der Operationsverstärker.
Wenn mehrere Mehrphasenfilter in Kommunikationsschaltungen auf einer einzelnen integrierten Schaltung (IC) verwendet werden, ist der Offene-Schleife-Gewinn der Betriebsverstärker durch die Fähigkeit der IC, Leistung zu dissipieren, eingeschränkt. Und da der Offene-Schleife-Gewinn der Operationsverstärker mit IC-Prozeßparametern und der -temperatur variiert, hängt die Leistung des Mehrphasenfilters außerdem von IC-Prozeßparametern und der -temperatur ab. So ist ein unerwünschtes Ergebnis des niedrigen Offene-Schleife-Gewinns der Operationsverstärker des Mehrphasenfilters, daß die Resonanzfrequenz und -antwort abhängig von IC-Prozeßparametern und der -temperatur werden.
Zusammenfassung
Die Erfindung ist eine Schaltung zur Bereitstellung einer Fehlerkorrektur für Mehrphasenfilter mit Operationsverstärkern mit niedrigem Offene-Schleife-Gewinn. Das Mehrphasenfilter umfaßt einen ersten und einen zweiten gedämpften Integrator, einen ersten und einen zweiten Kreuzkopplungs transkonduktor und einen Inverter. Der erste Transkonduktor ist zwischen den Ausgang des zweiten gedämpften Integrators und den Eingang des ersten gedämpften Integrators geschaltet. Der Inverter ist mit dem Ausgang des ersten gedämpften Integrators verbunden und weist einen invertierten Ausgang auf. Der zweite Transkonduktor ist zwischen den invertierten Ausgang und den Eingang des zweiten gedämpften Integrators geschaltet. Jeder gedämpfte Integrator umfaßt einen Operationsverstärker, einen Kondensator und einen Rückkopplungstranskonduktor. Sowohl der Kondensator als auch der Rückkopplungstranskonduktor sind zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet. Das Mehrphasenfilter weist eine Resonanzfrequenz auf. Die Ausführungsbeispiele dieser Erfindung umfassen Fehlerkorrekturschaltungen für das Mehrphasenfilter: spannungsbasiert und strombasiert.
Die spannungsbasierte Fehlerkorrekturschaltung liefert eine Korrekturspannung in Serie zu jedem Kondensator des Mehrphasenfilters. Jede Korrekturspannung weist eine Größe auf, die in etwa gleich der Größe der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators ist, sowie eine Phase, die in etwa gleich der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators ist. Die Antwort jedes gedämpften Integrators wird durch ein Subtrahieren der Korrekturspannung von der Kondensatorspannung korrigiert.
Die strombasierte Fehlerkorrekturschaltung liefert einen Korrekturstrom an den Eingang jedes gedämpften Integrators des Mehrphasenfilters. Jeder Korrekturstrom weist eine Größe auf, die proportional zu dem Produkt der Größe der Eingangsspannung, der Frequenz und der Kapazität des Kondensators des entsprechenden gedämpften Integrators ist, sowie eine Phase, die der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators um etwa 90° vorauseilt.
Die Korrekturspannungen und -ströme reduzieren die Abhängigkeit der Leistung des Mehrphasenfilters von dem Offene- Schleife-Gewinn seiner Operationsverstärker. So reduziert die Fehlerkorrektur die Abhängigkeit der Mehrphasenfilter-Resonanzfrequenz und der -antwort von den IC-Prozeßparametern und der -temperatur.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines Mehrphasenfilters.
2 ist ein schematisches Diagramm eines gedämpften Integrators aus 1 (Stand der Technik).
3 ist ein schematisches Diagramm eines gedämpften Integrators aus 1 bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein schematisches Diagramm einer Fehlerkorrekturspannungsschaltung aus 3.
5 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung.
6 ist ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels einer Fehlerkorrekturstromschaltung aus 5.
7 ist ein schematisches Diagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Fehlerkorrekturstromschaltung aus 5.
8 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung.
9 ist ein schematisches Diagramm einer Fehlerkorrekturstromschaltung aus B.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
1 zeigt ein Blockdiagramm eines Mehrphasenfilters 10. Das Mehrphasenfilter 10 umfaßt einen ersten und einen zweiten gedämpften Integrator 12_x , die angepaßt sind, einen ersten und einen zweiten Kreuzkopplungstranskonduktor 14_x , die angepaßt sind, und einen Inverter 16. Der erste Transkonduktor 14₁ ist zwischen den Ausgang des zweiten gedämpften Integrators 12₂ und den Eingang des ersten gedämpften Integrators 12₁ geschaltet. Der Inverter 16 ist mit dem Ausgang des ersten gedämpften Integrators 12₁ verbunden und weist einen invertierten Ausgang auf. Der zweite Transkonduktor 14₂ ist zwischen den invertierten Ausgang und den Eingang des zweiten gedämpften Integrators 12₂ geschaltet. Die Kreuzkopplungstranskonduktoren 14_x sollten eine hohe Ausgangsimpedanz aufweisen, so daß die Eingangsspannungen ihre Ausgangsströme nicht beeinflussen. Das Mehrphasenfilter 10 weist eine Resonanzfrequenz auf. Wenn das Mehrphasenfilter durch einen Quadraturmischer getrieben wird, kann das erwünschte Signal zu dem Eingangssignal in den ersten gedämpften Integrator 12₁ führen, der das Eingangssignal zu dem zweiten gedämpften Integrator 12₂ führt. Außerdem führt das Bildsignal zu dem Eingangssignal in den ersten gedämpften Integrator 12₁ , das dem Eingangssignal in den zweiten gedämpften Integrator 12₂ nacheilt. So läßt das Mehrphasenfilter das erwünschte Signal durch und dämpft das Bildsignal.
2 zeigt ein schematisches Diagramm eines der gedämpften Integratoren 12_X aus 1 gemäß dem Stand der Technik. Der gedämpfte Integrator 12 umfaßt einen Operationsverstärker 18, einen Kondensator 22 und einen Rückkopplungstranskonduktor 24. Sowohl der Kondensator 22 als auch der Rückkopplungstranskonduktor 24 sind zwischen einen invertierenden Eingang und einen Ausgang des Operationsverstärkers 18 geschaltet.
Die Spannung V_cap über den Kondensator 22 in 2 ist gleich der Vektorsumme der Operationsverstärker-Ausgangsspannung V_out und seiner Eingangsspannung V_in: Ucap = Vout + Vin (1)
In einem idealen Mehrphasenfilter 10 weist jeder Operationsverstärker 18 einen ausreichenden Offene-Schleife-Gewinn auf, so daß die Eingangsspannung Vi_n verglichen mit der Ausgangsspannung Vout vernachlässigbar ist. In diesem idealen Fall gilt V_cap = V_out und der Wert, der für die Transkonduktanz g_c der Kreuzkopplungstranskonduktoren 14_x und die Kapazität C der Kondensatoren 22 ausgewählt ist, bestimmt die Resonanzfrequenz f_r des Mehrphasenfilters 10: fr = gc/(2πC) (2)
Wenn der Offene-Schleife-Gewinn jedes Operationsverstärkers 18 nicht ausreichend ist, um die Eingangsspannung V_in bezüglich der Ausgangsspannung V_out vernachlässigbar zu machen, passen die Größe und die Phase der Kondensatorspannung V_cap nicht mit der Größe und der Phase der Ausgangsspannung V_out zusammen.
Wenn die Phase der Eingangsspannung V_in in Quadratur (± 90°) zu der Phase der Ausgangsspannung V_out ist, unterscheidet sich die Phase der Kondensatorspannung V_cap von der Phase der Ausgangsspannung Vout. Jeder Kondensator 22 erfordert einen zusätzlichen Strom, um diese Phasendifferenz unterzubringen. Bei der Resonanzfrequenz f_r beträgt der zusätzliche Strom I_e, der durch jeden Kondensator 22 benötigt wird: Ie = 2π fr Vin C = Vin gc (3)wobei g_e die Transkonduktanz des ersten und des zweiten Kreuzkopplungstranskonduktors 14_x ist. Dieser zusätzliche Strom wird durch eine Veränderung des Stroms des Rückkopplungstranskonduktors 24 geliefert. Damit der Rückkopplungs transkonduktor 24 diese zusätzlichen Ströme I_e erzeugt, muß sich die Ausgangsspannung V_out folgendermaßen um eine Fehlerspannung V_e verändern: Vout = Vid ± Ve (4)wobei Vid die Ausgangsspannung eines idealen Operationsverstärkers mit V_in = 0 ist und das Vorzeichen von V_e dadurch bestimmt wird, ob die Eingangsspannung V_in der Ausgangsspannung V_out vorauseilt oder nacheilt.
Die Fehlerspannung V_e beträgt: ve = Ie/gf = vin gc/9f (5)wobei ge die Transkonduktanz jedes Rückkopplungstranskonduktors 24 ist. Die Eingangsspannung Vi_n kann folgendermaßen ausgedrückt werden: Vin = (Vid ± ve)/A (6) wobei A der Offene-Schleife-Gewinn jedes Operationsverstärkers 18 ist. Ein Kombinieren der Gleichungen (4), (5) und (6) und ein Ausdrücken von P = g_c/(Ag_f) zur Klarheit ergibt. vout = vid ± ve = Vid (1 ± (P/(1 ± P))) (7)
Zur Darstellung beträgt, wenn ein nicht-ideales Mehrphasenfilter 10 eine Kreuzkopplungstranskonduktanz von g_c = 0,1 mS, eine Rückkopplungstranskonduktanz von ge = 0,01 mS und einen Offene-Schleife-Gewinn des Operationsverstärkers 18 von A = 30 aufweist, die resultierende Ausgangsspannung V_out = 1, 5 Vid oder 0, 75 Vid, und zwar abhängig davon, ob die Eingangsspannung Vin der Ausgangsspannung V_out voraus- oder nacheilt. So ist die Ausgangsspannung um eine wesentliche Menge falsch.
Wenn die Phase der Eingangsspannung V_in parallel (0° oder 180°) zu der Phase der Ausgangsspannung V_out ist, resultiert eine Fehlanpassung der Größe. In diesem Fall gibt es keine Quelle eines zusätzlichen Kondensatorstroms, der die geeignete Phase aufweist, so daß die Fehlanpassung durch eine Veränderung der Resonanzfrequenz f_r ausgeglichen wird. Die Spannung über jeden Kondensator 22 beträgt dann V_cap = V_out ± Vin anstelle die Ausgangsspannung V_out, wie dies der Fall bei Vin = 0 ist. Das Vorzeichen von V_in wird basierend auf der 0°- oder 180°-Phase der Eingangsspannung Vi_n bezüglich der Ausgangsspannung Vout ausgewählt. Die resultierende veränderte Resonanzfrequenz f_i beträgt: fi = fr Vout/Vcap = fr Vout/(Vout ± Vin) = fr/(1 ± A–1) (8)wobei A der Offene-Schleife-Gewinn jedes Operationsverstärkers 18 ist. Mit einem Offene-Schleife-Gewinn von A = 33 z. B. beträgt die veränderte Resonanzfrequenz fi = 0,97 f_r oder 1,03 fr, und zwar abhängig von der 0°- oder 180°-Phase der Eingangsspannung Vin bezüglich der Ausgangsspannung V_out Wenn die Phase der Eingangsspannung V_in bezüglich der Ausgangsspannung Vout weder parallel noch in Quadratur ist, sind sowohl die Resonanzfrequenz als auch die Antwort falsch und können durch eine einfache Linearüberlagerung analysiert werden.
3 zeigt ein schematisches Diagramm eines der gedämpften Integratoren 12_x aus 1 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der gedämpfte Integrator 12 umfaßt einen Operationsverstärker 18, eine Fehlerkorrekturspannungsschaltung EC_v 20, einen Kondensator 22 und einen Rückkopplungstranskonduktor 24. Der Rückkopplungstranskonduktor 24 stellt eine Verbindung zwischen dem invertierenden Eingang und einem Ausgang des Operationsverstärkers 18 her. Die Fehlerkorrekturspannungsschaltung EC_v 20 und der Kondensator 22 sind in Serie zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers 18 geschaltet. Die Fehlerkorrekturspannungsschaltung EC_v 20 empfängt außerdem den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 18 und erzeugt eine Korrekturspannung. Der Rückkopplungstranskonduktor 24 sollte eine hohe Ausgangsimpedanz aufweisen, so daß die Eingangsspannung V_in seinen Ausgangsstrom nicht beeinflußt.
4 zeigt ein schematisches Diagramm der Fehlerkorrekturspannungsschaltung EC_v 20 aus 3. Die Fehlerkorrekturspannungsschaltung EC_v 20 ist ein floatender bzw. schwebender Ausgangsspannungsverstärker 26 mit einem Gewinn von etwa 1. Die Fehlerkorrekturspannungsschaltung EC_v 20 weist einen nicht-invertierenden Eingang und zwei floatende Ausgangsspannungsanschlüsse auf. Da der floatende Ausgang den Kondensatorstrom trägt, muß die Serienimpedanz des floatenden Ausgangs verglichen mit der Impedanz des Kondensators 22 vernachlässigbar sein.
Wenn der Offene-Schleife-Gewinn jedes Operationsverstärkers 18 nicht ausreicht, um die Eingangsspannung Vi_n bezüglich der Ausgangsspannung Vout vernachlässigbar zu machen, behält die Korrekturspannung V_c die Resonanzfrequenz und -antwort des Mehrphasenfilters gleich dem idealen Mehrphasenfilter 10 bei. Jede Korrekturspannung V_c weist eine Größe und eine Phase auf, die in etwa gleich der Eingangsspannung V_in sind. Die Fehlerkorrekturspannungsschaltung EC_v 20 subtrahiert die Korrekturspannung V_c von der Kondensatorspannung V_cap aus Gleichung (1) Vcap = Vout + Vin – Vc – Vout + Vin – Vin = Vout (9)
So ist die Spannung V_cap über den Kondensator 22 gleich der Ausgangsspannung Vout und benötigt unabhängig von der Größe und der Phase des Eingangssignals keinen zusätzlichen Strom.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung: ein Mehrphasenfilter 10, das zwei Ausgänge und zwei Eingänge aufweist, wobei jeder Eingang eine Fehlerkorrekturstromschaltung EC₁ 30 aufweist. Die Fehlerkorrekturstromschaltung EC₁ 30 empfängt die Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators 12 und gibt einen Korrekturstrom an den Eingang aus. Hier bleiben die Kondensatorspannung V_cap und die Ausgangsspannung V_out um die Eingangsspannung Vin fehlangepaßt, der zusätzliche Strom Ie, der durch die Kondensatoren 22 aufgrund der Fehlanpassung erforderlich ist, wird jedoch durch die Fehlerkorrekturstromschaltungen EC₁ 30 geliefert.
6 zeigt ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels der Fehlerkorrekturstromschaltung EC₁ 30 aus 5. Ein Pufferverstärker 32 weist einen nicht-invertierenden Eingang auf und weist einen Ausgang auf, der mit einem Transistor 38 verbunden ist. Der Transistor 38 empfängt außerdem eine Direktstromsenke 34 parallel zu einem Lastkondensator 36. Der Transistor 38 weist einen verglichen mit der Reaktanz des Lastkondensators 36 vernachlässigbaren Quellenwiderstandswert auf. Der Transistor 38 weist einen Korrekturstromausgang auf.
Der Pufferverstärker 32 mit einem Spannungsgewinn G_B trennt seinen nicht-invertierenden Eingang von dem Transistor 38, der Direktstromsenke 34 und dem Lastkondensator 36. Der Pufferverstärker 32 empfängt die Eingangsspannung V_in und erzeugt eine Ausgangsspannung, die an den Transistor 38 gesendet wird. Der Transistor 38 legt diese Ausgangsspannung an den Lastkondensator 36 an. Der Lastkondensator 36 ist ausgewählt, um eine Kapazität C_B aufzuweisen, die mit der Kapazität C des Kondensators 22 übereinstimmt, geteilt durch den Spannungsgewinn G_B des Pufferverstärkers 32. Diese Lastkapazität C_B bleibt proportional zu der Kapazität C des Kondensators 22 über die Temperatur und IC-Prozeßparameter, da sie auf dem gleichen Substrat gebildet sein kann. Je größer der Spannungsgewinn G_B des Pufferver stärkers 32 ist, desto kleiner kann die Lastkapazität C_B sein. Dies ist wichtig für eine IC-Herstellung, bei der gilt, daß, je größer die Kapazität des Lastkondensators 36 ist, desto mehr Substratfläche benötigt wird. Der Transistor 38 erzeugt ein Korrekturstromausgangssignal. Der Korrekturstrom I_c kann folgendermaßen ausgedrückt werden: Ic = j(2πfCB)VinGB = j(2πfC/GB) VinGB = j(2πfC)Vin (10)
Dieser Korrekturstrom weist eine Größe auf, die proportional zu der Frequenz f des Eingangssignals ist, was ihn gleich dem zusätzlichen Strom, der durch die Kondensatoren 22 benötigt wird, und zwar bei allen Frequenzen f, macht.
7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Fehlerkorrekturstromschaltung EC₁ 30 aus 5. Ein 90°-Phasenschieber 40 empfängt die Eingangsspannung und erzeugt eine phasenverschobene Spannung. Die phasenverschobene Spannung wird durch einen Fehlerkorrekturtranskonduktor 42 empfangen, der einen Fehlerkorrekturstrom erzeugt. Die Transkonduktanz g_X des Fehlerkorrekturtranskonduktors 42 wird derart ausgewählt, daß folgendes gilt: gx = 2πfrC (11)
So wird ein Korrekturstrom von jedem Fehlerkorrekturtranskonduktor 42 erzeugt, der eine Größe aufweist, die proportional zu dem Produkt der Größe der Eingangsspannung des gedämpften Integrators 12, der Resonanzfrequenz und der Kapazität C des Kondensators 22 des gedämpften Integrators 12 ist. Die Phase des Korrekturstroms eilt der Phase der Eingangsspannung um etwa 90° voraus. Der Korrekturstrom I_c kann folgendermaßen ausgedrückt werden: Ic = j(2πfrC)Vin (12)
Der Fehlerkorrekturstrom ist nur bei der Resonanzfrequenz fr gleich dem zusätzlichen Strom, der durch die Kondensato ren 22 benötigt wird, ist jedoch bei anderen Frequenzen als der Resonanzfrequenz leicht anders. Dieser Fehler beträgt nur etwa eine geringe Prozentabweichung von der –3 dB-Bandbreite.
8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung: ein Mehrphasenfilter 10, das einen ersten und einen zweiten Ausgang, einen ersten und einen zweiten Eingang, einen Korrekturinverter 46 und eine erste und eine zweite Fehlerkorrekturstromschaltung EC₂ 44 aufweist, wobei jede derselben einen Korrekturstrom erzeugt. Der Korrekturinverter 46 ist mit dem zweiten Eingang verbunden und weist einen invertierten Korrekturausgang auf. Die erste Fehlerkorrekturstromschaltung EC₂ 44 weist einen Eingang auf, der mit dem invertierten Korrekturausgang verbunden ist, und gibt einen Korrekturstrom an den ersten Eingang aus. Die zweite Fehlerkorrekturstromschaltung EC₂ 44 weist einen Eingang auf, der mit dem ersten Eingang verbunden ist, und gibt einen Korrekturstrom an den zweiten Eingang aus.
9 zeigt ein schematisches Diagramm der Fehlerkorrekturstromschaltung EC₂ 44 aus B. Die Fehlerkorrekturstromschaltung EC₂ 44 ist ein Transkonduktor 48 mit einem Eingang und einem Ausgang, der eine Transkonduktanz gemäß Gleichung (11) aufweist. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet die 90°-Phasendifferenz zwischen den Eingangsspannungen der gedämpften Integratoren 12_x , um die 90°-Phasenverchiebung aus 7 zu erzeugen. Der Korrekturinverter 46 stellt eine geeignete Polarität sicher. Der Transkonduktor 48 erzeugt einen Korrekturstrom, der eine Größe aufweist, die proportional zu dem Produkt der Größe der Eingangsspannung von dem gegenüberliegenden gedämpften Integrator 12, der Resonanzfrequenz und der Kapazität des Kondensators 22 des gedämpften Integrators 12 ist, sowie eine Phase, die der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators 12 um etwa 90° vorauseilt. Der Korrekturstrom wird gemäß Gleichung (12) erzeugt.
Durch ein Liefern der Korrekturspannung oder des Korrekturstroms an den entsprechenden gedämpften Integrator 12 werden die Abhängigkeit der Resonanzfrequenz des Mehrphasenfilters 10 und der -antwort von dem Offene-Schleife-Gewinn seiner Operationsverstärker 18 reduziert oder beseitigt. Die Fehlerkorrektur beseitigt die Abhängigkeit der Leistung des Mehrphasenfilters 10 von den IC-Prozeßparametern und der -temperatur.
Die vorliegende Erfindung ist eine elegante Lösung, um eine Fehlerkorrektur in einem Mehrphasenfilter 10 zu erzielen. Es gibt viele mögliche Weisen, um diese Typen einer Fehlerkorrektur zu konfigurieren und implementieren. Obwohl spannungsbasierte und strombasierte Schaltungen beschrieben wurden, könnte eine Kombination aus Spannungs- und Stromschaltungen implementiert sein. Die beschriebenen Schaltungselemente können durch gleichwertige Vorrichtungen ersetzt werden. Widerstände z. B., deren Strom ebenso eine Funktion der Spannung ist, können die Transkonduktoren ersetzen. Das Mehrphasenfilter kann N Eingänge und N Ausgänge aufweisen und die Fehlerkorrektur kann für jeden der N Anschlüsse, wie oben für N = 2 beschriebenen ist, implementiert sein. Die Fehlerkorrekturschaltungen sind insbesondere für Mehrphasenfilter nützlich, die auf einem einzelnen Substrat einer IC gebildet sind, funktionieren jedoch gleichermaßen gut für diskrete Mehrphasenfilter.

Claims

Ein Mehrphasenfilter (10) mit folgenden Merkmalen: einem ersten und einem zweiten gedämpften Integrator (DI₁, DI₂), wobei jeder derselben einen Eingang und einen Ausgang aufweist und jeder derselben folgende Merkmale aufweist: einen Operationsverstärker (18), der einen Eingang und einen Ausgang aufweist, eine Fehlerkorrekturschaltung (20), die in Serie zu einem Kondensator (22) zwischen den Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet ist und eine Korrekturspannung erzeugt,.. und einen Rückkopplungstranskonduktor (24), der zwischen den Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet ist, wobei das Mehrphasenfilter ferner folgende Merkmale aufweist: einen Inverter (16), der das Ausgangssignal des ersten gedämpften Integrators empfängt, und der einen invertierten Ausgang aufweist; und einen ersten und einen zweiten Transkonduktor (14₁ , 14₂ ), wobei der erste Transkonduktor (14₁ ) zwischen den Ausgang des zweiten gedämpften Integrators und den Eingang des ersten gedämpften Integrators geschaltet ist, und wobei der zweite Transkonduktor (14₂ ) zwi schen den invertierten Ausgang und den Eingang des zweiten gedämpften Integrators geschaltet ist.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 1, das ferner ein einzelnes Substrat aufweist, wobei der erste und der zweite gedämpfte Integrator, der Inverter und der erste und der zweite Transkonduktor auf dem einzelnen Substrat gebildet sind.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 1, bei dem jede Korrekturspannung einen Betrag, der in etwa gleich dem Betrag der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators ist, und eine Phase aufweist, die in etwa gleich der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators ist, wobei die Korrekturspannung von der Kondensatorspannung subtrahiert wird.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 3, bei dem jede Fehlerkorrekturschaltung ein Verstärker ist.
Ein Mehrphasenfilter, das eine Resonanzfrequenz aufweist, mit folgenden Merkmalen: einem ersten und einem zweiten gedämpften Integrator (DI₁, DI₂), wobei jeder derselben einen Eingang und einen Ausgang aufweist und jeder derselben folgende Merkmale aufweist: einen Operationsverstärker (18), der einen Eingang und einen Ausgang aufweist, einen Kondensator (22), der zwischen den Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet ist, und einen Rückkopplungstranskonduktor (24), der zwischen den Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet ist, wobei das Mehrphasenfilter ferner folgende Merkmale aufweist: einen Inverter (16), der das Ausgangssignal des ersten gedämpften Integrators (DI₁) empfängt und einen invertierten Ausgang aufweist; einen ersten und einen zweiten Transkonduktor (14₁ , 14₂ ), wobei der erste Transkonduktor (14₁ ) zwischen den Ausgang des zweiten gedämpften Integrators und den Eingang des ersten gedämpften Integrators geschaltet ist, und wobei der zweite Transkonduktor (14₂ ) zwischen den invertierten Ausgang und den Eingang des zweiten gedämpften Integrators geschaltet ist; und eine erste und eine zweite Fehlerkorrekturschaltung (30), wobei jede derselben einen Eingang aufweist, der elektrisch mit dem Eingang eines des ersten und des zweiten gedämpften Integrators verbunden ist, und wobei jede derselben einen Korrekturstrom an den Eingang des entsprechenden gedämpften Integrators ausgibt.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 5, das ferner ein einzelnes Substrat aufweist, wobei der erste und der zweite gedämpfte Integrator, der Inverter, der erste und der zweite Transkonduktor und die erste und die zweite Fehlerkorrekturschaltung auf dem einzelnen Substrat gebildet sind.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 5, bei dem jeder Korrekturstrom einen Betrag, der proportional zu dem Produkt des Betrags der Eingangsspannung eines des ersten und des zweiten Integrators und einer der Frequenz und der Resonanzfrequenz ist, und eine Phase aufweist, die der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators um etwa 90° vorauseilt.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 5, bei dem der Eingang der ersten und der zweiten Fehlerkorrekturschaltung mit dem Eingang des entsprechenden gedämpften Integrators verbunden ist.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 8, bei dem jeder Korrekturstrom einen Betrag, der proportional zu dem Produkt des Betrags der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators, der Frequenz und der Kapazität des Kondensators des entsprechenden gedämpften Integrators ist, und eine Phase aufweist, die der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators um etwa 90° vorauseilt.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 9, bei dem jede Fehlerkorrekturschaltung ferner folgende Merkmale aufweist: einen Pufferverstärker, der einen Eingang aufweist und ein Ausgangssignal erzeugt; eine Direktstromsenke; einen Lastkondensator, der mit der Direktstromsenke verbunden ist; und einen Transistor, der das Pufferverstärkerausgangssignal empfängt, der mit der Direktstromsenke verbunden ist und der den Korrekturstrom erzeugt.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 8, bei dem jeder Korrekturstrom einen Betrag, der proportional zu dem Produkt des Betrages der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators, der Resonanzfrequenz und der Kapazität des Kondensators des entsprechenden gedämpften Integrators ist, und eine Phase aufweist, die der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators um etwa 90° vorauseilt.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 11, bei dem jede Fehlerkorrekturschaltung ferner folgende Merkmale aufweist: einen Phasenschieber, der einen Eingang aufweist und eine phasenverschobene Ausgangsspannung erzeugt; und einen Fehlerkorrekturtranskonduktor, der die phasenverschobene Ausgangsspannung empfängt und den Korrekturstrom erzeugt.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 5, das ferner einen Korrekturinverter aufweist, der die Eingangsspannung des zweiten gedämpften Integrators empfängt und einen invertierten Korrekturausgang aufweist, wobei der Eingang der ersten Fehlerkorrekturschaltung mit dem invertierten Korrekturausgang verbunden ist und der Eingang der zweiten Fehlerkorrekturschaltung mit dem Eingang des ersten gedämpften Integrators verbunden ist.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 13, das ferner ein einzelnes Substrat aufweist, wobei der erste und der zweite gedämpfte Integrator, der Inverter, der erste und der zweite Transkonduktor, die erste und die zweite Fehlerkorrekturschaltung und der Korrekturinverter auf dem einzelnen Substrat gebildet sind.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 13, bei dem jeder Korrekturstrom einen Betrag, der proportional zu dem Produkt des Betrags der Eingangsspannung des gegenüberliegenden gedämpften Integrators, der Resonanzfrequenz und der Kapazität des Kondensators des entspre chenden gedämpften Integrators ist, und eine Phase aufweist, die der Phase der Eingangsspannung des entsprechenden gedämpften Integrators um etwa 90° vorauseilt.
Ein Mehrphasenfilter gemäß Anspruch 15, bei dem jede Fehlerkorrekturschaltung ein Transkonduktor ist.