DE60007516T2

DE60007516T2 - Passive breitbandige testkarte für integrierte schaltungen

Info

Publication number: DE60007516T2
Application number: DE60007516T
Authority: DE
Inventors: A. Charles MILLER
Original assignee: FormFactor Inc
Current assignee: FormFactor Inc
Priority date: 1999-02-25
Filing date: 2000-02-23
Publication date: 2004-09-23
Anticipated expiration: 2020-02-24
Also published as: EP1159624A1; TW514733B; US6686754B2; KR20060106938A; KR100757577B1; WO2000050905A1; US6917210B2; AU3603400A; US20040140822A1; EP1159624B1; DE60007516D1; KR20070038181A; KR100757578B1; JP2007178440A; KR20010102357A; US20110115512A1; US20030067316A1; JP2002538435A; KR100793501B1; US6501343B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen eine Nadelkartenanordnung zum Verbinden einer Prüfanlage mit einem zu prüfenden integrierten Schaltungschip und insbesondere eine Nadelkartenanordnung, die jeden Signalweg als hinsichtlich der Impedanz abgeglichene Filterstruktur mit hoher Bandbreite und geringer Verzerrung zwischen der Prüfanlage und dem Chip implementiert.
Beschreibung des Standes der Technik
Ein integrierter Schaltungs- (IC) Chip umfasst typischerweise einen Satz von Bondkontaktstellen auf seiner oberen Oberfläche, die als Eingangs/Ausgangs-Anschlüsse für den integrierten Schaltungschip wirken. Wenn ein IC-Chip gekapselt wird, sehen seine Bondkontaktstellen Verbindungspunkte für Bonddrähte oder andere Strukturen, die die IC mit externen Schaltungen verbinden, vor. Diese Bondkontaktstellen können auch Zugriffspunkte für ein IC- Prüfgerät vorsehen, wenn ein IC-Chip geprüft wird, bevor er von einem Wafer getrennt und gekapselt wird.
Ein IC-Prüfgerät umfasst typischerweise einen separaten Kanal für jeden Anschluss einer zu prüfenden IC und während einer Prüfung kann jeder Kanal ein Prüfsignal zum IC-Anschluss übertragen oder kann ein IC-Ausgangssignal, das am IC-Anschluss erscheint, empfangen und verarbeiten. Jeder Kanal wird typischerweise auf einer separaten Leiterplatte implementiert, die in einem relativ großen Chassis montiert ist, welches "Prüfkopf" genannt wird. Das Prüfgerät umfasst normalerweise eine Nadelkartenanordnung zum Vorsehen von Signalwegen zwischen den im Prüfkopf montierten Leiterplatten und den Bondkontaktstellen der IC.
Die veröffentlichte PCT-Anmeldung WO 96/15458, veröffentlicht am 23. Mai 1996, beschreibt eine Hochleistungs-Nadelkartenanordnung mit einem Satz von drei separaten Schichten, die vertikal unter dem Prüfkopf gestapelt sind. Eine Schicht der Anordnung, eine am Sondenkopf montierte "Nadelkarte", sieht Kontaktpunkte auf ihrer Oberfläche für Pogo-Stift-Verbindungsvorrichtungen vor, die sich von den im Prüfkopf montierten Leiterplatten erstrecken. Die Pogo-Stifte wirken als Eingangs- und/oder Ausgangsanschlüsse für die durch diese Leiterplatten implementierte Prüfanlage. Eine "Raumtransformator"-Schicht der Nadelkartenanordnung umfasst einen Satz von Sonden auf ihrer Unterseite zum Kontaktieren der Bondkontaktstellen auf der oberen Oberfläche des Chips. Eine "Zwischenschalt"-Platte, die sich zwischen der Nadelkarte und dem Raumtransformator befindet, sieht Signalleitwege zwischen der Nadelkarte und dem Raumtransformator dazwischen durch Federkontakte auf ihren Oberflächen zum Kontaktieren der Kontaktstellen auf zugewandten Oberflächen der Nadelkarte und des Raumtransformators vor.
Um einen Chip mit hohen Frequenzen zu prüfen, ist es hilfreich, die Prüfanlage so nahe wie möglich an den Bondkontaktstellen der geprüften IC anzuordnen, um die Menge an Zeit zu verringern, die Signale benötigen, um zwischen der Prüfanlage und den Bondkontaktstellen der IC zu laufen. Da die Leiterplatten im Prüfkopf viel größer sind als der IC-Chip, den sie prüfen sollen, sind die Pogo-Stifte, über die die Leiterplatten Signale senden und empfangen, notwendigerweise über eine viel breitere horizontale Fläche verteilt als die Bondkontaktstellen auf dem geprüften Chip. Somit muss die Sondenanordnung nicht nur Signale vertikal zwischen den Bondkontaktstellen und den Pogo-Stiften leiten, sie muss sie auch horizontal leiten. Die Sonden, Pogo-Stifte, Federkontakte zwischen den verschiedenen Platten der Anordnung und Kontaktlöcher innerhalb dieser Platten übertragen Prüfsignale vertikal zwischen den Bondkontaktstellen und den Prüfgerätschaltungen. Mikrostreifenleiterbahnen auf den Oberflächen oder Schichten der verschiedenen Platten der Sondenanordnung leiten diese Signale horizontal.
Einer der Gründe dafür, dass Prüfgerätentwickler die Länge der Signalwege zwischen den Bondkontaktstellen und den Schaltungen minimieren wollen, besteht darin, die Verzögerungs- und Impedanzdiskontinuitäten in diesen Signalwegen zu minimieren. Wenn diese Wege Prüf- und IC-Ausgangssignale mit hoher Frequenz übertragen, können Impedanzdiskontinuitäten im Signalweg diese Signale dämpfen und verzerren. Die innewohnende Reiheninduktivität und Nebenschlusskapazität der Signalleitwege sind primäre Quellen für Impedanzkontinuitäten, die zur Signalverzerrung führen können.
Die typische Methode zum Verringern des Ausmaßes an Signalverzerrung und -dämpfung, die durch das Verbindungssystem verursacht werden, bestand darin, die Signalweglängen zu minimieren und die Übertragungsleitungsimpedanzen abzugleichen. Dabei versuchen die Entwickler typischerweise, die physikalische Größe der Prüfgerätschaltungen zumindest in der horizontalen Ebene zu minimieren, so dass sie in einen kleineren horizontalen Raum über oder unter der geprüften IC gepackt werden können. Dies minimiert den horizontalen Abstand, den die Signale zwischen der Prüfanlage und den IC-Bondkontaktstellen, auf die sie zugreifen, durchlaufen müssen. Die Entwickler versuchen auch, die Signalweglängen in dem Verbindungssystem zu minimieren, indem sie die Nadelkartenanordnung in der vertikalen Richtung so dünn wie möglich machen, beispielsweise durch Vorsehen von Sonden und Pogo-Stiften, die so kurz wie möglich sind, indem die Nadelkarte, die Zwischenschalteinrichtung und der Raumtransformator so dünn wie möglich gemacht werden, und durch Vorsehen von Federkontakten oder anderen Kontaktstrukturen zwischen diesen Platten, die so kurz wie möglich sind.
Eine weitere Methode zum Verringern der Signalverzerrung in den Signalwegen zwischen IC-Bondkontaktstellen und der Prüfanlage, die auf diese zugreift, bestand darin, das Ausmaß an Nebenschlusskapazität in diesen Signalwegen zu minimieren. Die Kapazität kann durch geeignetes Wählen der physikalischen Eigenschaften der Sonden und der verschiedenen Schichten der Nadelkartenanordnung, einschließlich der Größe der Leiterbahnen, ihres Abstands von den Masseebenen und der dielektrischen Art des diese Nadelkartenanordnungsschichten bildenden Isolationsmaterials, verringert werden. Da Kontaktlöcher, Leiter, die vertikal durch die Nadelkarte verlaufen, die Zwischenschalteinrichtung und der Raumtransformator auch eine Quelle für Nebenschlusskapazität sind, strukturieren Nadelkartenanordnungs-Entwickler typischerweise die Kontaktlöcher so, dass ihre Kapazität minimiert wird, typischerweise indem ein relativ breites Loch durch irgendeine Masse- oder Leistungsebene, durch die sie verlaufen, vorgesehen wird, da die Kapazität eines Signalweges mit dem Abstand zwischen dem Signalweg und irgendwelchen Masse- oder Leistungsebenen umgekehrt in Beziehung steht.
Das Minimieren der Verbindungssystem-Signalweglängen, das Minimieren der Induktivität und der Kapazitäten dieser Signalwege und das Abgleichen der Übertragungsleitungsimpedanzen über diese ganzen Signalwege kann helfen, die Bandbreite zu erhöhen, den Frequenzgang abzuflachen und die Signalverzerrung zu verringern. Es ist jedoch nicht möglich, die Signalweglängen auf Null zu verringern oder die Nadelkartenanordnungs-Signalweginduktivität und -kapazität vollständig zu beseitigen. Somit ist ein gewisses Niveau an Signalverzerrung und -dämpfung unvermeidlich, wenn die Signalfrequenzen ausreichend hoch sind. Da die Verzerrung und Dämpfung mit der Signalfrequenz zunehmen, stellen eine solche Signalverzerrung und -dämpfung eine Barriere für die genaue Hochfrequenzprüfung dar.
US-Patent Nr. 4 523 312 offenbart ein IC-Prüfgerät mit einer Vielzahl von Treibern zum Liefern von Prüfmustersignalen durch Verbindungsleitungen zu entsprechenden Anschlussstiften einer geprüften IC. von der geprüften IC als Reaktion auf die Prüfmustersignale gelieferte Ausgangssignale werden durch die Verbindungsleitungen zu Vergleichern zurückgeliefert, die jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Treiber gekoppelt sind, so dass die Ausgangssignale von der IC hinsichtlich ihrer Logikpegel durch die Vergleicher ermittelt werden können. Eine Vielzahl von Tiefpassfiltern sind zwischen den Treibern und Übergängen zwischen den Vergleichern und den Verbindungsleitungen in Reihe geschaltet. Jedes der Tiefpassfilter weist einen Erdungsanschluss auf, der über einen Schalter mit der Erdung verbunden ist, welcher so gesteuert wird, dass er zumindest dann ausgeschaltet wird, wenn ein Ausgangssignal von der geprüften IC geliefert wird. Das Tiefpassfilter weist eine Grenzfrequenz auf, die so ausgewählt wird, dass die Prüfmustersignale gewünschte Anstiegs- und Abfalleigenschaften aufweisen.
Was erforderlich ist, ist eine Art und Weise zum wesentlichen Verbessern des Frequenzgangs von Signalwegen durch eine Nadelkartenanordnung, um die Verzerrung und Dämpfung von Signalen unter ein Niveau zu verringern, das durch einfaches Minimieren der Längen und Impedanzen dieser Signalwege bereitgestellt werden kann.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung ist in den Ansprüchen 1, 7 bzw. 17 definiert. Spezielle Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
Die vorliegende Erfindung ist eine Verbesserung von herkömmlichen Nadelkartenanordnungen der Art, die Bondkontaktstellen eines integrierten Schaltungs- (IC) Chips mit einer IC-Prüfanlage verbinden, die in einem Prüfkopf eines Prüfgeräts für integrierte Schaltungen installiert ist. Gemäß der Erfindung ist jeder Signalweg angeordnet und ausgelegt, um eine Filterfunktion bereitzustellen, die die relevanten Eigenschaften der Frequenzgang- und Impedanzkennlinien der Wege durch entsprechendes Einstellen der Größen seiner Nebenschlusskapazität und Reiheninduktivität relativ zueinander optimiert. Wenn beispielsweise die Prüfanlage und der Chip unter Verwendung eines analogen Niederfrequenzsignals kommunizieren, wo es äußerst wichtig ist, eine Verzerrung zu vermeiden, kann der "optimale" Frequenzgang des Signalweges, der dieses Signal überträgt, einen schmalen, aber maximal flachen Durchlassbereich aufweisen. Oder wenn als weiteres Beispiel die Prüfanlage und der Chip über ein digitales Hochfrequenzsignal kommunizieren, kann der optimale Frequenzgang einen maximal breiten Durchlassbereich aufweisen. Durch geeignetes Verteilen und Einstellen der Induktivität und Kapazität eines Signalweges durch eine Nadelkartenanordnung gemäß der Erfindung, anstatt zu versuchen, sie einfach zu minimieren oder sie als Übertragungsleitungssegmente zu behandeln, wird eine wesentliche Verbesserung des Nadelkartenanordnungs-Frequenzgangs erhalten.
Es ist folglich eine Aufgabe der Erfindung, ein System zum Verbinden einer Prüfanlage mit Anschlüssen eines integrierten Schaltungsbauelements bereitzustellen, wobei der Frequenzgang und die Impedanzabgleichseigenschaften des Verbindungssystems für die Art von zwischen diesen laufenden Signalen optimiert sind.
Der abschließende Teil dieser Beschreibung weist besonders auf den Gegenstand der vorliegenden Erfindung hin und beansprucht diesen deutlich. Fachleute werden jedoch am besten sowohl die Organisation als auch das Betriebsverfahren der Erfindung zusammen mit weiteren Vorteilen und Aufgaben derselben verstehen, indem sie die restlichen Teile der Beschreibung im Hinblick auf die zugehörige(n) Zeichnung(en) lesen, in welcher (welchen) sich gleiche Bezugszeichen auf gleiche Elemente beziehen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm eines Prüfgeräts für integrierte Schaltungen;
2 ist eine vereinfachte Schnittdraufsicht auf den Prüfkopf des Prüfgeräts für integrierte Schaltungen von 1;
3 ist eine vereinfachte Schnittseitenansicht des Prüfkopfs von 2 und einer Nadelkartenanordnung gemäß der Erfindung zum Verbinden des Prüfkopfs mit einem geprüften integrierten Schaltungsbauelement (DUT);
4 ist ein Ersatzschaltplan, der modellhaft einen einzelnen Signalweg zwischen einem Kanal des Prüfgerätkopfs von 3 und einer Bondkontaktstelle eines DUT darstellt; und
5 vergleicht die Frequenzgangkennlinien der Ersatzschaltung von 4, wenn die Induktivitäts- und Kapazitätswerte gemäß der Praxis des Standes der Technik (Diagramm A) minimiert werden und wenn die Induktivitäts- und Kapazitätswerte gemäß der vorliegenden Erfindung eingestellt werden.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Die vorliegende Erfindung betrifft Prüfgeräte für integrierte Schaltungen (IC) und insbesondere eine verbesserte Nadelkartenanordnung zum Übertragen von Signalen zwischen Bondkontaktstellen eines geprüften integrierten Schaltungsbauelements (DUT) und den verschiedenen Kanälen eines IC-Prüfgeräts, das auf das DUT während einer Prüfung zugreift. 1 stellt ein typisches IC-Prüfgerät 10 in Blockdiagrammform zum Durchführen einer Prüfung an einem DUT 12, geeigneterweise in Form eines Chips auf einem Siliziumwafer 13, der noch nicht vom Wafer getrennt und gekapselt wurde, dar. Ein IC-Chip umfasst typischerweise einen Satz von Bondkontaktstellen auf seiner oberen Oberfläche, die mit internen Schaltungsknoten verbunden sind und die als Eingangs/Ausgangsanschlüsse für die IC wirken. Die Bondkontaktstellen auf einem Chip können Verbindungspunkte für Bonddrähte vorsehen, die die Schaltungsknoten mit Stiften oder Stegen eines IC-Gehäuses verbinden. Wenn jedoch der Chip geprüft wird, bevor er gekapselt wird, können diese Bondkontaktstellen als Kontaktpunkte für die Sonden vom Prüfgerät zum Übertragen von Signalen zwischen dem Prüfgerät und den internen Schaltungen der IC verwendet werden.
Das Prüfgerät 10 umfasst einen Satz von Kanälen 14, einen für jede Bondkontaktstelle auf dem DUT 12. Während einer Prüfung kann jeder Kanal 14 entweder ein digitales oder ein analoges Prüfsignal erzeugen und senden, das in eine Bondkontaktstelle des DUT 12 eingegeben wird, oder kann ein digitales oder analoges DUT-Ausgangssignal empfangen und verarbeiten, das über eine Bondkontaktstelle geliefert wird. Vor dem Beginn der Prüfung überträgt ein Hauptrechner 16 Befehle zu jedem Kanal 14 über einen Bus 18. Während der Prüfung führt ein Mustergenerator innerhalb jedes Kanals 14 diese Befehle aus, um eine Folge von Vektoren (Datenwerten) zu erzeugen, die dem Kanal mitteilen, was während aufeinanderfolgender Zyklen der Prüfung zu tun ist. Am Ende der Prüfung senden die Kanäle 14 Ergebnisdaten zum Hauptrechner 16 zurück, die das Verhalten der DUT-Ausgangssignale, die sie während der Prüfung überwacht haben, berichten.
Die Kanäle 14 sind auf einem Satz von Leiterplatten implementiert, die in der Beispiel-Prüfgerätarchitektur von 1, innerhalb eines Anlagechassis montiert sind, das "Prüfkopf" 20 genannt wird. Die Kanäle können auch entfernt von einem Prüfkopf montiert sein, jedoch mit diesem über Übertragungsleitungen verbunden sein. Eine Nadelkartenanordnung 22, einschließlich der Sonden, die die Bondkontaktstellen des DUT 12 kontaktieren, sieht Signalwege zwischen diesen Bondkontaktstellen und den Leiterplatten in dem die Kanäle 14 implementierenden Prüfkopf vor. Moderne Prüfgeräte, die mit hohen Frequenzen arbeiten, positionieren den Prüfkopf 20 so nahe wie möglich am DUT 12, um die Signallaufzeit zwischen den Prüfgerätkanälen 14 und den Bondkontaktstellen der IC zu minimieren. IC-Prüfgerätentwickler versuchen auch, die Länge der Signalwege zwischen den Bondkontaktstellen und den Kanälen 14 zu minimieren, um die Impedanz dieser Signalwege zu minimieren, da die Signalwegimpedanz die DUT-Eingangs- und -Ausgangssignale signifikant dämpfen und verzerren kann.
Obwohl die Beispiel-Prüfgerätarchitektur von 1 üblicherweise verwendet wird, wurden viele andere Prüfgerätarchitekturen verwendet. Viele Prüfgeräte zentralisieren beispielsweise die Mustererzeugungsfunktion der Kanäle 14 durch Bereitstellen eines zentralen Mustergenerators, um während der Prüfung Daten zu den Kanälen zu liefern. In einigen Prüfgeräten sind die Kanäle 14 auch entfernt vom Prüfkopf montiert und über Übertragungsleitungen mit diesem verbunden. Die Erfindung ist auf alle Prüfgerätarchitekturen anwendbar.
2 ist eine vereinfachte Schnittdraufsicht auf einen Prüfkopf 20 von 1, einschließlich eines Satzes von Leiterplatten 24, die die Kanäle 14 von 1 implementieren. 3 umfasst eine Teilschnitt-Seitenansicht des Prüfkopfs 20 von 2 zusammen mit einer Seitenansicht einer Nadelkartenanordnung 22, die die Leiterplatten 24 mit Bondkontaktstellen auf einem IC-Chip (DUT 12), der auf einem Wafer 13 ausgebildet ist, verbindet. Um verschiedene Teile der Nadelkartenanordnung 22 hervorzuheben, sind 2 und 3 absichtlich nicht maßstäblich. Fachleute werden beispielsweise insbesondere erkennen, dass der Prüfkopf 20 relativ zum DUT 12 viel breiter und größer ist, als aus 3 ersichtlich ist.
Da die Leiterplatten 24, die die Kanäle 14 von 1 innerhalb des Prüfkopfs 20 implementieren, viel größer sind als das DUT 12, das sie prüfen sollen, sind die Kanäle 14 notwendigerweise über eine viel breitere horizontale Fläche verteilt als die Bondkontaktstellen des DUT 12. Somit muss die Sondenanordnung 22 nicht nur Signale vertikal zwischen den Bondkontaktstellen des DUT 12 und den Leiterplatten 24 leiten, sie muss auch diese Signale horizontal leiten. Wie nachstehend erörtert, übertragen verschiedene Sonden, Pogo-Stifte, Federkontakte und Kontaktlöcher innerhalb verschiedener Schichten, die die Nadelkartenanordnung 22 bilden, Prüfsignale vertikal, während Mikrostreifen- und Streifenleiterbahnen, die innerhalb der verschiedenen Schichten der Sondenanordnung 22 enthalten sind, diese Signale horizontal leiten.
Die Entwickler versuchen typischerweise, die physikalische Größe der Leiterplatten 24 zumindest in der horizontalen Ebene zu minimieren, so dass sie in einen kleineren horizontalen Raum über oder unter dem DUT 12 gepackt werden können. Dies minimiert den horizontalen Abstand, den die Signale zwischen den Prüfgerätkanälen und den IC-Bondkontaktstellen, auf die sie zugreifen, durchlaufen müssen. Die Leiterplatten 24 werden radial um eine zentrale vertikale Achse 26 angeordnet, die durch das DUT 12 unter dem Prüfkopf 20 verläuft, so dass alle Leiterplatten 24 im Wesentlichen im gleichen Abstand vom DUT 12 liegen. Jede Leiterplatte 24 wird geeignet angeordnet, wobei ihre Signaltreiber und -empfänger nahe der untersten Ecke 28 der am nächsten zur Achse 26 liegenden Leiterplatte montiert sind. Ein oder mehrere Pogo-Stift-Verbindungsvorrichtungen 30, die sich von der Ecke 28 jeder Leiterplatte 24 nach unten erstrecken, übertragen geeigneterweise die Signale zwischen der Leiterplatte 24 und der Nadelkartenanordnung 22. Durch radiales Anordnen der Leiterplatten 24 um die zentrale Achse 26 und Positionieren ihrer Treiber und Empfänger an den Ecken 28 helfen wir, den Abstand zu minimieren, den die Prüf- und DUT-Ausgangssignale durchlaufen müssen.
Die Nadelkartenanordnung 22, die Signale zwischen dem DUT 12 und den Pogo-Stiften 30 der Leiterplatten 24 überträgt, umfasst einen Satz von drei vertikal gestapelten Schichten. Die primäre Schicht der Nadelkartenanordnung 22, eine "Nadelkarte" 32, ist direkt unterhalb des Sondenkopfs 20 montiert. Die Nadelkarte 32 sieht auf ihrer oberen Oberfläche Kontaktpunkte für die Pogo-Stift-Verbindungsvorrichtungen 30 vor, die als Eingangs- und/oder Ausgangsanschlüsse für die Prüfgerätkanäle 14 wirken, die durch die Leiterplatten 24 implementiert sind. Ein "Raumtransformator" 34 umfasst einen Satz von Sonden 36, die zum Kontaktieren der Bondkontaktstellen auf dem DUT 12 orientiert sind. Eine "Zwischenschalteinrichtung" 38, die zwischen der Nadelkarte 32 und dem Raumtransformator 34 angeordnet ist, umfasst Federkontakte 40 und 42 auf ihrer oberen und ihrer unteren Oberfläche zum Vorsehen von Signalwegen zwischen den Kontaktstellen auf den einander zugewandten Oberflächen der Nadelkarte 32 und des Raumtransformators 34.
Eine Nadelkartenanordnung, die zur Nadelkartenanordnung 22 von 3 im Allgemeinen ähnlich ist, ist in der veröffentlichten PCT-Anmeldung WO 96/15458, veröffentlicht am 23. Mai 1996, genauer beschrieben. Es sollte selbstverständlich sein, dass, obwohl das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung hierin in Verbindung mit der hierin beschriebenen speziellen Nadelkartenanordnungs-Architektur dargestellt wird, die hierin beschriebene Erfindung auch auf andere Arten von Nadelkartenanordnungs-Architekturen anwendbar ist.
Die Entwickler versuchen auch, die Signalweglängen zu minimieren, indem sie die Nadelkartenanordnung 22 in der vertikalen Richtung so dünn wie möglich machen, indem sie beispielsweise Sonden 36 und Verbindungsvorrichtungen 40 und 42 vorsehen, die so kurz wie möglich sind, und indem sie die Nadelkarte 32, den Raumtransformator 34 und die Zwischenschalteinrichtung 38 so dünn wie möglich machen. Da jedoch strukturelle Begrenzungen hinsichtlich dessen bestehen, wie klein, dünn und kurz wir die verschiedenen Komponenten der Nadelkartenanordnung 22 machen können, müssen die Signale immer noch einen signifikanten Abstand zwischen den Pogo-Stiften 30 und den Bondkontaktstellen auf der Oberfläche des DUT 12 zurücklegen und die Impedanz der Signalwege, denen sie folgen, verzerrt und dämpft diese Signale.
Wenn der Signalwegabstand in dem möglichen Ausmaß minimiert ist, bestand der nächste Schritt bei der Verringerung der Signalverzerrung und -dämpfung in den Signalwegen zwischen den IC-Bondkontaktstellen und den Prüfgerätkanälen darin, diese Signalwege sorgfältig zu konstruieren, um ihre Impedanzen, insbesondere ihre Nebenschlusskapazität und Reiheninduktivität, zu minimieren. Die Kapazität eines Signalweges hängt weitgehend von seiner Fläche, von seinem Abstand und seiner Orientierung relativ zu naheliegenden Masse- und Leistungsebenen und von der Dielektrizitätskonstante des Materials zwischen dem Weg und diesen Masse- und Leistungsebenen ab. Somit kann die Kapazität der Signalwege durch die Nadelkartenanordnung 22 durch geeignetes Wählen der physikalischen Eigenschaften der Sonden 36, der Kontakte 40 und 42 und der verschiedenen Leiterbahnen und Kontaktlöcher innerhalb der Schichten der Nadelkartenanordnung 22, die diese Signalwege bildet, weiter verringert werden.
Die Reiheninduktivität eines Signalweges ist weitgehend eine Funktion seiner Länge, so dass, wenn wir die Länge eines Signalweges verringern, wir auch seine Induktivität verringern. Es ist jedoch gut bekannt, dass andere physikalische Eigenschaften eines Signalweges, wie z. B. seine Breite und sein Abstand relativ zu anderen Leitern, auch die Weginduktivität beeinflussen können. Nadelkartenanordnungs-Entwickler haben eine beträchtliche Anstrengung aufgewandt, um die Induktivität von Signalwegen durch Nadelkartenanordnungen durch geeignetes Einstellen solcher physikalischer Eigenschaften dieser Wege weiter zu verringern.
Obwohl das Minimieren der Signalweginduktivität und -kapazitäten durch die Nadelkartenanordnung 22 im Allgemeinen die Bandbreite erhöhen und die Signalverzerrung verringern kann, ist es nicht möglich, die Signalweginduktivität und -kapazität vollständig zu beseitigen. Ebenso ist es schwierig, eine konstante Übertragungsleitungsimpedanz durch die Sondenstruktur hindurch aufrechtzuerhalten. Somit ist daher ein gewisses Niveau an Signalverzerrung und -dämpfung unvermeidlich. Da die Verzerrung und -dämpfung im Allgemeinen mit der Signalfrequenz zunehmen, stellen eine solche Signalverzerrung und -dämpfung eine Barriere für eine genaue Hochfrequenzprüfung dar.
Die vorliegende Erfindung stellt einen nächsten Schritt in dem Prozess der Verbesserung des Frequenzgangs der Nadelkartenanordnung 22 dar, und um die Erfindung zu verstehen, ist es hilfreich, zuerst den Signalweg durch die Nadelkartenanordnung 22 und die Prüfgerätschaltungen und das DUT, das sie verbindet, mit einem Ersatzschaltplan modellhaft darzustellen. Wir können dann die Wirkungen von verschiedenen Impedanzwerten in den Signalwegen, die durch eine Nadelkartenanordnung bereitgestellt werden, auf den Frequenzgang unter Verwendung eines herkömmlichen Schaltungssimulators, der zum Simulieren des Frequenzgangs der Ersatzschaltung in einer gut bekannten Weise programmiert ist, untersuchen.
4 ist ein Ersatzschaltplan des Signalweges zwischen einem Treiber 44 und einem Empfänger 46 innerhalb eines einzelnen Prüfgerätkanals 14 und eines Empfängers 48 und eines Treibers 50, die mit einer Bondkontaktstelle 52 innerhalb eines DUT 12 verbunden sind. In diesem Beispiel nehmen wir an, dass der geprüfte DUT-Anschluss ein bidirektionaler Eingangs/Ausgangsanschluss ist, und daher ist das DUT 12 als umfassend sowohl einen Treiber 50 zum Übertragen eines DUT-Ausgangssignals von der Bondkontaktstelle 50 als auch einen Empfänger 48 zum Empfangen eines DUT-Eingangssignals, das an der Bondkontaktstelle 52 ankommt, dargestellt. Der Prüfgerätkanal 14 ist als idealer Treiber 44 modellhaft dargestellt, der über seinen Ausgangswiderstand R1, eine Übertragungsleitung (falls vorhanden) mit einer charakteristischen Impedanz Z0₁ und einen Pogo-Stift 30 mit einer Kontaktstelle 54 auf der oberen Oberfläche der Nadelkarte 32 verbunden ist. Die Kapazitäten des Pogo-Stifts 30 und einer Kontaktstelle auf der Oberfläche der Nadelkarte 32 zum Aufnehmen dieses Pogo-Stifts sind durch einen Nebenschlusskondensator C₁ dargestellt. Die Nadelkarte 32 von 3 umfasst eine Mikrostreifenleiterbahn mit einer charakteristischen Impedanz Z0₃ auf einer ihrer Oberfläche zum horizontalen Leiten des Signals von der Kontaktstelle 54. Die Nadelkarte 32 kann auch ein oder mehrere Kontaktlöcher zum vertikalen Leiten des Signals durch die Nadelkarte 32 umfassen. Die Kapazitäten solcher Kontaktlöcher sind in C₁ und in einem Kondensator C₂ enthalten. Ein Kontaktloch weist auch eine Induktivität und einen Widerstand auf, aber da seine Kapazität überwiegt, kann sie als einzelner Nebenschlusskondensator angemessen modellhaft dargestellt werden.
Federverbindungsvorrichtungen 40 und 42 der Zwischenschalteinrichtung 38 von 3 sind in 4 durch ein Paar von in Reihe geschalteten Induktoren L₁ und L₂ modellhaft dargestellt. Die Zwischenschalteinrichtung 38 umfasst ein vertikales Kontaktloch, das die Verbindungsvorrichtungen 40 und 42 verbindet, und die Kapazität dieses Kontaktlochs ist geeigneterweise durch einen einzelnen Nebenschlusskondensator C₃ dargestellt. Der Raumtransformator 34 von 3 umfasst eine Mikrostreifenleiterbahn zum horizontalen Leiten des Signals über eine seiner Oberflächen und diese Leiterbahn erscheint in 4 als charakteristische Impedanz Z0₄. Ein Paar von Nebenschlusskondensatoren C₄ und C₅ stellen die Kapazität einer Kontaktstelle auf der oberen Oberfläche des Raumtransformators 34 und die Kapazität eines Kontaktlochs, das vertikal durch den Raumtransformator 22 verläuft, dar. Die Sonde 36 von 3, die den Raumtransformator 22 mit der Bondkontaktstelle 52 des DUT 12 verbindet, ist hauptsächlich induktiv und ist geeignet in 4 durch einen Induktor L3 dargestellt. Der DUT-Ausgangstreiber 50 liefert ein DUT-Ausgangssignal über seinen Ausgangswiderstand R₃ zur Bondkontaktstelle 52, während der Empfänger 48 des DUT 12 ein DUT-Eingangssignal empfängt, das an der Bondkontaktstelle 52 mit einer Eingangsimpedanz R₄ ankommt. Das DUT 12 umfasst typischerweise ein mit der Bondkontaktstelle 52 verbundenes internes elektrostatisches Schutzbauelement (ESD) zum Schützen des DUT 12 vor elektrostatischem Hochspannungsrauschen. Die Impedanz des EDS-Bauelements (vorwiegend kapazitiv) ist in 4 durch einen Nebenschlusskondensator C₆ dargestellt.
Die durch die Kondensatoren C1–C6, die Induktoren L1–L3, die Widerstände R1–R4 und die Übertragungsleitungsimpedanzen Z0₁–Z0₄ gebildete Schaltung weist eine Blindimpedanz auf, die Signale, die zwischen dem Treiber 44 und dem Empfänger 48 laufen, wesentlich dämpfen und verzerren kann. Wie vorstehend erörtert, bestand die herkömmliche Methode zum Verringern des Ausmaßes an Signalverzerrung und -dämpfung darin, die verschiedenen Reiheninduktivitäten L1–L3 und Nebenschlusskapazitäten C1–C6 entlang des Weges im möglichen Ausmaß zu minimieren. Es ist auch übliche Praxis, alle Widerstände R1–R4 und charakteristischen Impedanzen Z0₁–Z0₄ auf ähnliche Werte einzustellen (typischerweise in Hochfrequenzanwendungen normierte 50 Ohm). Ein solcher Impedanzabgleich verringert Signalreflexionen, wodurch das Ausmaß an durch den Signalweg verursachter Verzerrung verringert wird.
Die nachstehende Tabelle I listet Impedanzwerte der verschiedenen Komponenten von 4 auf, wenn die Impedanzen R₁–R₃ auf 50 Ohm gesetzt sind und alle Induktivitäten und Kapazitäten auf typische minimale erreichbare Werte gemäß der herkömmlichen Praxis gesetzt wurden.
Tabelle I
5 (Diagramm A) stellt den Frequenzgang des Verbindungssystemmodells von 4 dar, wenn die Komponenten auf die in Tabelle I angegebenen Werte gesetzt sind. Insbesondere trägt 5 die Signaldämpfung als Funktion der Frequenz für Signale auf, die vom Prüfgerättreiber 44 zum DUT-Empfänger 48 laufen. Der Frequenzgang für ein Signal, das in der anderen Richtung vom Treiber 50 zum Empfänger 46 läuft, ist im Allgemeinen ähnlich zu dem in 5 gezeigten, obwohl aufgrund einer fehlenden Symmetrie geringfügige Unterschiede bestehen.
Die "optimale" Frequenzgangkennlinie für das in 4 dargestellte Verbindungssystem hängt von der Art der Signale, das es übertragen soll, ab. Wenn das DUT 12 beispielsweise über ein digitales Hochfrequenzsignal kommuniziert, können wir wünschen, dass das Verbindungssystem Hochfrequenzsignale leitet, aber wir brauchen über die Signalverzerrung nicht besorgt zu sein, und können daher ein angemessenes Ausmaß an Welligkeit im Durchlassbereich tolerieren. Unter solchen Umständen würden wir wünschen, dass der Durchlassbereich des Verbindungssystems so breit wie möglich ist, während andere Eigenschaften des Verbindungsfrequenzgangs von geringerer Bedeutung sind. Wenn das DUT 12 andererseits beispielsweise über ein analoges Niederfrequenzsignal kommuniziert, können wir wünschen, dass das Verbindungssystem Niederfrequenzsignale mit geringer Verzerrung oder geringem Rauschen überträgt, aber wir können eine große Bandbreite wünschen. Unter solchen Bedingungen kann der optimale Frequenzgang für das Verbindungssystem einen Durchlassbereich umfassen, der so flach wie möglich ist, aber nur so breit wie erforderlich ist, um das erwartete Signal mit der höchsten Frequenz durchzulassen. Wir würden auch wünschen, dass alle Bereiche des Sperrbereichs maximale Dämpfung aufweisen, um Hochfrequenzrauschen zu sperren.
Wie wir in 5 (Diagramm A) sehen, beträgt der Durchlassbereich (gewöhnlich als Frequenz definiert, bei der die Dämpfung zum ersten Mal von ihrem Pegel bei Nullfrequenz um 3 dB abfällt) etwa 2 GHz. Obwohl die Verbindungssystemleistung für Signale mit Frequenzen im Bereich zwischen 0 und 2 GHz annehmbar sein kann, wenn eine maximale Dämpfung von 3 dB annehmbar ist, wäre somit der durch das Diagramm A dargestellte Verbindungssystem-Frequenzgang zum Übertragen von Signalen mit Frequenzen, die 2 GHz übersteigen, nicht geeignet. Wir bemerken auch, dass der Durchlassbereich bei Frequenzen oberhalb 1 GHz nicht besonders flach ist. Da eine Durchlassbereichswelligkeit Signale verzerrt, kann dann in Anwendungen, bei denen eine geringe Verzerrung erforderlich ist, der im Diagramm A von 5 dargestellte Verbindungssystem-Frequenzgang zum Übertragen von Signalen oberhalb 1 MHz nicht geeignet sein. Wir bemerken ferner, dass der Sperrbereich mehrere große Spitzen bei Frequenzen oberhalb 2 GHz aufweist und daher versagen kann, Rauschen bei diesen Frequenzen ausreichend zu dämpfen. Somit kann das Verbindungssystem in Anwendungen, bei denen wir das gesamte Hochfrequenzrauschen über einer bestimmten maximalen Signalfrequenz erheblich dämpfen wollen, nicht geeignet sein.
Verbessertes Verbindungssystem
Gemäß der herkömmlichen Praxis wird der Frequenzgang einer Nadelkartenanordnung für alle Anwendungen durch Minimieren sowohl ihrer Nebenschlusskapazität als auch ihrer Reiheninduktivität "optimiert". Obwohl die Verringerung der Verbindungssysteminduktivität und -kapazität im Allgemeinen hilft, die Bandbreite zu vergrößern und die Signalverzerrung zu verringern, ist es jedoch nicht wahr, dass das Einstellen der Systeminduktivität und -kapazität so niedrig wie möglich den Frequenzgang des Systems für irgendeine spezielle Anwendung notwendigerweise optimiert. Gemäß der Erfindung wird der Systemfrequenzgang durch Erhöhen der Induktivität oder Kapazität von einem oder mehreren der Elemente, die den Signalweg durch die Nadelkartenanordnung bilden, über ihre minimalen Pegel, um ihre Werte relativ zueinander geeignet einzustellen, tatsächlich verbessert.
Tabelle II vergleicht typische Impedanzwerte der Elemente von 4, die gemäß der Praxis des Standes der Technik eingestellt sind (Spalte A), mit einer geeigneten Impedanz, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgewählt wird (Spalte B), in einer Anwendung, in der wir die Durchlassleistung maximieren wollen.
Tabelle II
Die in Tabelle I aufgelisteten Impedanzwerte sind in Spalte A von Tabelle II wiederholt. Das Diagramm A von 5 stellt daher auch den Frequenzgang der Nadelkartenanordnungs-Ersatzschaltung von 4 dar, wenn die Werte ihrer Schaltungskomponenten gemäß der Praxis des Standes der Technik auf typische minimale erreichbare Werte gesetzt werden, wie in Tabelle II, Spalte A, aufgelistet. Das Diagramm B von 5 stellt den Frequenzgang der Nadelkartenanordnungs-Ersatzschaltung von 4 dar, wenn die Werte ihrer Schaltungskomponenten gemäß der vorliegenden Erfindung gesetzt werden, wie in Tabelle II, Spalte B, aufgelistet.
Man beachte, dass, obwohl die Spalten A und B dieselben Werte des Widerstandes, der charakteristischen Impedanz und der Induktivität vorsehen, die in Spalte B aufgelisteten Kapazitäten etwas höher sind als die in Spalte A aufgelisteten. Die herkömmliche Überzeugung sagt uns, dass wir aufgrund der Erhöhung der Kapazitätswerte eine Verschlechterung des Frequenzgangs erwarten würden, wenn wir uns vom Diagramm A zum Diagramm B begeben. Wir würden beispielsweise erwarten, dass das Diagramm B eine schmälere Bandbreite und/oder mehr Welligkeit im Durchlassbereich aufweist als das Diagramm A. Es gilt jedoch genau das Gegenteil. Man beachte, dass, obwohl das Diagramm A eine Bandbreite von etwa 2 GHz aufweist, das Diagramm B eine wesentlich breitere Bandbreite, etwa 5 GHz, aufweist. Man beachte auch, dass das Diagramm B über alle Frequenzbereiche bis zu etwa 8 GHz relativ weniger Welligkeit aufweist als das Diagramm A.
Gemäß der Erfindung wurden die Impedanzwerte von Spalte B von Tabelle II nicht einfach auf ihre niedrigsten erreichbaren Werte gesetzt, sondern wurden statt dessen sorgfältig relativ zueinander und relativ zur physikalischen Topologie des Verbindungssystems eingestellt, um den Frequenzgang der Nadelkartenanordnung zu optimieren. In diesem speziellen Beispiel wurden die in Tabelle II, Spalte B, aufgelisteten Werte gewählt, um die im Durchlassbereich übertragene Leistung zu maximieren -- das heißt das Ausmaß an Dämpfung, integriert über den vollen Durchlassbereich, zu maximieren. Andere Impedanzwerte können jedoch ausgewählt werden, um andere Eigenschaften oder Kombinationen von Eigenschaften des Frequenzgangs für eine gegebene Anwendung zu optimieren. Somit können wir die Impedanzwerte beispielsweise einstellen, um die Bandbreite zu maximieren, um die Welligkeit zu minimieren, um einen schnellen Abfall im Sperrbereich bereitzustellen, oder eine gewisse Kombination davon. Wir sind natürlich in unserer Wahl für diese Impedanzwerte eingeschränkt; sie können nicht kleiner sein als die in Spalte A von Tabelle I aufgelisteten minimalen erreichbaren Werte. Aber dieser Einschränkung unterworfen haben wir einen breiten Spielraum bei der Wahl von Impedanzwerten, die den Frequenzgang des Verbindungssystem für irgendeine gegebene Anwendung optimieren.
Um den Frequenzgang des in 4 dargestellten Verbindungssystems zu optimieren, definieren wir somit zuerst die Frequenzgangkennlinie(n), die wir optimieren wollen. Wir legen auch den minimalen praktisch erreichbaren Impedanzwert für jede Komponente des Verbindungssystems fest. Wir legen dann eine Kombination von Impedanzwerten fest, die gleich diesen minimalen erreichbaren Werten oder größer als diese sind, die die gewünschten Frequenzgangkennlinien optimieren. Bei dem Beispiel von Tabelle II, Spalte B, passierte es, dass der optimale Satz von Impedanzparametern vorschrieb, dass die Induktivitäten minimiert wurden und die Kapazitäten über ihre Minima erhöht wurden. In anderen Anwendungen, bei denen wir andere Frequenzgangkennlinien optimieren wollen, kann es jedoch sein, dass die Induktivitäten über ihre Minima erhöht werden könnten. Wie nachstehend erörtert, können die Induktivitäten auch erhöht werden, um Impedanzfehlabgleiche zu kompensieren.
Butterworth- und Chebyshev-Filter
Es ist vorteilhaft, sich die in 4 dargestellte Ersatzschaltung des Verbindungssystems als mehrpoliges Filter vorzustellen. Durch geeignetes Einstellen der Reiheninduktivität und Nebenschlusskapazitäten relativ zueinander und zu den anderen Impedanzkomponenten des Verbindungssystems kann veranlasst werden, dass sich das Verbindungssystem beispielsweise wie ein gut bekanntes mehrpoliges "Butterworth"- oder "Chebyshev"-Filter verhält. Es wird gut verstanden, wie die Komponentenwerte solcher Filter einzustellen sind, um einen gewünschten Frequenzgang zu erhalten.
Wie vorstehend erwähnt, weist der Frequenzgang eines Verbindungssystems viele Kennlinien auf und sein "optimaler" Frequenzgang ist anwendungsabhängig. Somit sollten die geeigneten Werte, auf die wir die verschiedenen Impedanzen entlang der Signalwege der Sondenkopfanordnung 22 einstellen, in Abhängigkeit davon eingestellt werden, welche Frequenzgang- und Impedanzkennlinien für die spezielle Anwendung am wichtigsten sind. In dem Beispiel von Tabelle II, Spalte B, wurden die Kapazitätswerte gewählt, um die Durchlassleistung zu maximieren. Andere Kombinationen von Impedanzwerten können jedoch andere Kennlinien des Verbindungssystems optimieren. Wenn das Verbindungssystem beispielsweise ein analoges Signal mit niedrigerer Frequenz mit minimaler Verzerrung übertragen soll und wenn die Bandbreite nicht so wichtig ist, kann es folglich erwünscht sein, dass der Frequenzgang des Verbindungssystems einen "maximal flachen" Durchlassbereich mit dem geringstmöglichen Ausmaß an Welligkeit aufweist. In einem solchen Fall wollen wir die Verbindungssystem-Komponentenimpedanzwerte so einstellen, dass sich das System wie ein Butterworth-Filter verhält, das einen maximal flachen Frequenzgang bereitstellt.
Bei den meisten Anwendungen ist jedoch der optimale Frequenzgang ein Kompromiss zwischen der Bandbreite, der zulässigen Durchlassbereichswelligkeit, dem Phasenverhalten und der Sperrbereichdämpfung. Folglich können die Werte von induktiven und kapazitiven Komponenten so ausgewählt werden, dass sich das Verbindungssystem wie das gut bekannte mehrpolige Chebyshev-Filter verhält. Die Konstruktion von mehrpoligen Butterworth- und Chebyshev-Filtern, einschließlich geeigneten Auswahl der Filterkomponentenwerte, um eine oder mehrere Kombinationen von Kennlinien des Frequenzgangs des Filters zu optimieren, ist Fachleuten gut bekannt. Siehe beispielsweise Seiten 59– 68 des Buchs Introduction to Radio Frequency Design von W. H. Hayward, veröffentlicht 1982 von Prentice-Hall, Inc. Fachleute wissen gut, wie die Induktivität und Kapazität der verschiedenen Teile der verschiedenen Strukturen entlang der von der Sondenkopfanordnung 22 von 3 bereitgestellten Signalwege einzustellen sind. Die vorliegende Erfindung wendet herkömmliche Filterentwurfsprinzipien an, um zu ermitteln, wie die geeignetsten Werte für diese Induktivität und Kapazität für die vorgesehene Anwendung zu wählen sind.
Impedanzabgleich
Die Treiber- und Empfängerimpedanzen R1–R4 und die verschiedenen Übertragungsleitungsimpedanzen Z0₁–Z0₄ werden typischerweise auf ähnliche Werte (z. B. 50 Ohm) gesetzt, um Signalreflexionen zu verhindern, die den Systemfrequenzgang verschlechtern, und die Werte für diese Komponenten wurden in Tabelle II, Spalte B, gewählt, damit sie der Industriepraxis entsprechen. Gemäß der Erfindung müssen wir dies jedoch nicht unbedingt durchführen, da wir einen Fehlabgleich des Widerstandes oder der charakteristischen Impedanz durch geeignetes Einstellen der Reiheninduktivitäts- und Nebenschlusskapazitätswerte kompensieren können. Beispielsweise stellen die Seiten 59– 68 des vorstehend erwähnten Buchs Introduction to Radio Frequency Design dar, wie andere Filterkomponentenwerte einzustellen sind, um ein Butterworth- und Chebyshev-Filter-Frequenzgangverhalten zu erhalten, selbst wenn solche Widerstände und charakteristischen Impedanzen fehlabgeglichen sind.
Obwohl die vorangehende Beschreibung (ein) bevorzugte(s) Ausführungsbeispiel(e) der vorliegenden Erfindung beschrieben hat, kann ein Fachmann viele Modifikationen an dem bevorzugten Ausführungsbeispiel vornehmen, ohne von der Erfindung in ihren breiteren Aspekten abzuweichen. Obwohl im bevorzugten Ausführungsbeispiel das Verbindungssystem beispielsweise Bonddrähte 22 und 27 und Gehäusestege 24 und 29 verwendet, um die Knoten der ICs 12 und 14 mit der PCB-Leiterbahn 26 zu verbinden, könnten andere Arten von induktiven Leitern, wie beispielsweise Federdrähte, verwendet werden, um die Knoten einer integrierten Schaltung mit einer PCB-Leiterbahn zu verbinden. Die beigefügten Ansprüche sollen daher alle solchen Modifikationen erfassen.

Claims

Signalweg zum Verbinden eines Knotens (52) eines elektronischen Bauelements (12) mit einem Anschluss (30) eines Prüfgeräts (20) für ein elektronisches Bauelement, wobei der Signalweg umfasst: eine Sonde (36) zum Kontaktieren des Knotens; und einen leitenden Weg (32, 38, 34) auf einer Nadelkartenanordnung (22) zum Verbinden der Sonde (36) mit dem Anschluss (30), wobei der Knoten (52), die Sonde (36) und der leitende Weg (32, 38, 34) Impedanzen aufweisen, die durch Auswählen von physikalischen Eigenschaften relativ zueinander bemessen sind, um eine Frequenzgangkennlinie des Signalwegs im Wesentlichen zu optimieren.
Signalweg nach Anspruch 1, wobei die Impedanzen Induktivitäten in Reihe mit dem Signalweg und den Signalweg überbrückende Kapazitäten umfassen.
Signalweg nach Anspruch 1, wobei der leitende weg umfasst: eine Nadelkarte (32) mit ersten Leitern, die einen ersten Teil des leitenden Weges bilden; einen Raumtransformator (34) mit zweiten Leitern, die einen zweiten Teil des leitenden Weges bilden; und eine Zwischenschalteinrichtung (38) mit dritten Leitern zum Übertragen von Signalen zwischen den ersten und den zweiten Leitern, wobei die Impedanzen Impedanzen des Knotens und der ersten, zweiten und dritten Leiter umfassen.
Signalweg nach Anspruch 1, wobei die Frequenzgangkennlinie eine mit maximaler Durchlassbandbreite, maximaler Durchlassebenheit und maximaler Durchlassleistung ist.
Signalweg nach Anspruch 1, wobei die Impedanzen relativ zueinander so bemessen sind, dass der Signalweg ein mehrpoliges Butterworth-Filter bildet.
Signalweg nach Anspruch 1, wobei die Impedanzen relativ zueinander so bemessen sind, dass der Signalweg ein mehrpoliges Chebyshev-Filter bildet.
Signalweg zum Verbinden eines Knotens (52) einer integrierten Schaltung (IC) (12) mit einem Anschluss (30) eines IC-Prüfgeräts (20), wobei der Signalweg umfasst: eine leitende Kontaktstelle (52), die auf der IC implementiert und mit dem Knoten verbunden ist; eine Sonde (36) zum Kontaktieren der leitenden Kontaktstelle; und ein leitendes Mittel (32, 38, 34) auf einer Nadelkartenanordnung (22) zum Verbinden der Sonde mit dem Anschluss, wobei die leitende Kontaktstelle und das leitende Mittel Impedanzen aufweisen, die durch Auswählen der physikalischen Eigenschaften relativ zueinander bemessen sind, um eine Frequenzgangkennlinie des Signalweges im Wesentlichen zu optimieren.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei die Impedanzen Induktivitäten in Reihe mit dem Signalweg und den Signalweg überbrückende Kapazitäten umfassen.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei das leitende Mittel (32) ein Leiterplatten-Kontaktloch mit einer Kapazität, die eine der Impedanzen ist, umfasst.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei das leitende Mittel (34) eine Leiterbahn mit einer charakteristischen Impedanz, die eine der Impedanzen ist, umfasst.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei das leitende Mittel (38) einen Federkontakt (40, 42) mit einer Induktivität, die eine der Impedanzen ist, umfasst.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei das leitende Mittel umfasst: ein Leiterplatten-Kontaktloch mit einer Kapazität, die eine der Impedanzen ist; eine Leiterbahn mit einer charakteristischen Impedanz, die eine der Impedanzen ist, und einen Federkontakt mit einer Induktivität, die eine der Impedanzen ist.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei das leitende Mittel umfasst eine Nadelkarte (32) mit ersten Leitern, die einen ersten Teil des Signalweges bilden; einen Raumtransformator (34) mit zweiten Leitern, die einen zweiten Teil des Signalweges bilden; und eine Zwischenschalteinrichtung (38) mit einem dritten Leiter zum Übertragen eines Signals zwischen den ersten und den zweiten Leitern, wobei die Impedanzen Impedanzen der ersten, zweiten und dritten Leiter umfassen.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei die Frequenzgangkennlinie eine mit maximaler Durchlassbandbreite, maximaler Durchlassebenheit und maximaler Durchlassleistung ist.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei die Impedanzen relativ zueinander so bemessen sind, dass das Verbindungssystem ein mehrpoliges Butterworth-Filter bildet.
Signalweg nach Anspruch 7, wobei die Impedanzen relativ zueinander so bemessen sind, dass das Verbindungssystem ein mehrpoliges Chebyshev-Filter bildet.
Verfahren zum Bemessen von Impedanzen eines Signalweges, der einen Knoten (52) einer integrierten Schaltung (IC) (12) mit einem Anschluss (30) eines IC-Prüfgeräts (20) verbindet, wobei der Signalweg eine Bondkontaktstelle (52), die mit dem Knoten verbunden ist, eine Sonde (36), die die Bondkontaktstelle berührt, und ein leitendes Mittel (32, 38, 34) auf einer Nadelkartenanordnung (22), die die Sonde mit dem Anschluss verbindet, umfasst, wobei das Verfahren den Schritt umfasst Einstellen der Impedanzen der Bondkontaktstelle, der Sonde und des leitenden Mittels relativ zueinander durch Auswählen der physikalischen Eigenschaften, um eine Kennlinie eines Frequenzgangs des Signalwegs zu optimieren.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Kennlinie des Frequenzgangs eine mit maximaler Durchlassbandbreite, maximaler Durchlassebenheit und maximaler Durchlassleistung ist.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Impedanzen derart eingestellt werden, dass der Signalweg im Wesentlichen als mehrpoliges Butterworth-Filter wirkt.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Impedanzen derart eingestellt werden, dass der Signalweg im Wesentlichen als mehrpoliges Chebyshev-Filter wirkt.
Signalweg nach Anspruch 1, wobei das elektronische Bauelement eine integrierte Schaltung (IC) ist, mit: einer leitenden Kontaktstelle (52), die auf der IC (12) implementiert und mit dem Knoten verbunden ist; wobei die Sonde (36) die leitende Kontaktstelle berührt; und wobei die leitende Kontaktstelle, die Sonde, der Anschluss und der leitende Weg Impedanzen aufweisen, die relativ zueinander bemessen sind, um eine Frequenzgangkennlinie des Signalweges im Wesentlichen zu optimieren, und wobei der leitende Weg ein Leiterplatten-Kontaktloch mit einer Kapazität, die eine der Impedanzen ist, umfasst.
Signalweg nach Anspruch 1, wobei das elektronische Bauelement eine integrierte Schaltung (IC) ist, wobei der Knoten, die Sonde und der leitende Weg Impedanzen aufweisen, die relativ zueinander bemessen sind, um eine Frequenzkennlinie des Signalweges im Wesentlichen zu optimieren, und wobei der leitende Weg ein Leiterplatten-Kontaktloch mit einer Kapazität, die eine der Impedanzen ist, umfasst.