DE60008514T2 - Verfahren zur erhöhung der empfindlichkeit eines digitalen empfängers mittels analoger korrellation - Google Patents

Verfahren zur erhöhung der empfindlichkeit eines digitalen empfängers mittels analoger korrellation Download PDF

Info

Publication number
DE60008514T2
DE60008514T2 DE60008514T DE60008514T DE60008514T2 DE 60008514 T2 DE60008514 T2 DE 60008514T2 DE 60008514 T DE60008514 T DE 60008514T DE 60008514 T DE60008514 T DE 60008514T DE 60008514 T2 DE60008514 T2 DE 60008514T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
signal
analog
sequence
receiver
transmitter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE60008514T
Other languages
English (en)
Other versions
DE60008514D1 (de
Inventor
Rishi Mohindra
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NXP BV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of DE60008514D1 publication Critical patent/DE60008514D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE60008514T2 publication Critical patent/DE60008514T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/02—Power saving arrangements
    • H04W52/0209—Power saving arrangements in terminal devices
    • H04W52/0225—Power saving arrangements in terminal devices using monitoring of external events, e.g. the presence of a signal
    • H04W52/0245—Power saving arrangements in terminal devices using monitoring of external events, e.g. the presence of a signal according to signal strength
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf den Bereich der Kommunikationselektronik und insbesondere auf Verfahren zum Erhöhen der Empfindlichkeit eines digitalen Empfängers unter Anwendung analoger Korrelation.
  • Streuspektrum ist eine Kommunikationstechnik, die einen breiten Gebrauch gefunden hat für militäre und kommerzielle Applikationen. In einem Streuspektrum-Kommunikationssystem wird die übertragene Modulation vor der Übertragung über den Kanal in der Bandbreite gestreut (d. h. vergrößert) und danach im Empfänger um denselben Betrag in der Bandbreite geschrumpft (d. h. verringert).
  • Eine der Zielapplikationen für ein Streuspektrum ist das Schaffen der Möglichkeit von drahtloser oder Funkübertragung zwischen separaten elektronischen Anordnungen. So ist beispielsweise ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN) ein flexibles Datenkommunikationssystem, das Funktechnologie anwendet um Daten durch die Luft zu senden und zu empfangen, wodurch die Notwendigkeit der Verkabelung reduziert oder minimiert wird. In einem typischen WLAN wird ein Zugriffspunkt durch einen Transceiver geschaffen, der ein verdrahtetes Netzwerk von einer festen Stelle aus verbindet. Endbenutzer verbinden mit dem WLAN über Transceiver, die typischerweise als PC-Karten in einem Laptop-Computer, oder ISA- oder PCI-Karten für Desktop-Computer implementiert sind. Der Transceiver kann auch mit jeder beliebigen Anordnung, wie einem Handheld-Computer, einem PDA oder dergleichen integriert sein.
  • Der Hauptteil der WLAN-Produkte, die zur Zeit auf dem Markt verfügbar sind, sind urheberrechtlich geschützte Streuspektrumlösungen, die vertikale Applikationen als Ziel haben, die in dem 900 MHz- und Drain-Elektrode, 2,4 GHz-ISM-Frequenzband arbeiten. Diese Produkte umfassen, wie oben erwähnt, drahtlose Adapter und Zugriffspunkte in PCMCIA, ISA und zugeschnittenen PC-Kartenplattforms. Ein typischer Streuspektrum-Transceiver umfasst eine herkömmliche ZF-Funkschaltung, die mit einem Basisbandprozessor gekoppelt ist, der die gewünschte Modulation des zu übertragenden Signals und die gewünschte Demodulation eines im Transceiver empfangenen Signals schafft. Auf diese Weise kann beispielsweise der Basisbandprozessor eine bestimmte Streuspektrummodu lationstechnik durchführen, wie Direktsequenzmodulation, Frequenzsprungmodulation, Zeitsprungmodulation oder hybride Modulationen, die ein oder mehrere der jeweiligen Schemen vermischen.
  • Bei bekannten Streuspektrum-Transceivern, die entsprechend der IEEE 802.11 WLAN-Norm entworfen worden sind, umfasst der Basisbandprozessor typischerweise auf der Karte doppelparallele (oder "Flash") Analog-Digitalwandler zum Verarbeiten der aus dem ZF-Demodulator in dem Funkabteil empfangenen I (phasengleichen) und Q (Quadratur) Signale. Flash-Analog-Digitalwandler erledigen die Analog-Digitalumwandlung in einem einzigen Schritt, dies im Gegensatz zu einer aufeinander folgenden Annäherung. Insbesondere vergleicht ein Flash-Analog-Digitalwandler gleichzeitig die analoge Eingangsspannung mit 2n-1 Schwellenspannungen zum Erzeugen eines n-Bit digitalen Codes, der die analoge Spannung darstellt. Typischerweise umfasst der Basisbandprozessor auch einen anderen Analog-Digitalwandler zur Umwandlung des analogen Signals, das von einem Indikator der Empfangssignalstärke (RSSI) in dem Funkteil erhalten wird.
  • Der RSSI, der eine Anzeige der Signalleistung gibt, funktioniert aber nicht effizient für eine niedrige Wahrscheinlichkeit einer falschen Detektion, wenn das Signal auf dem Rauschpegel in der Nähe desselben liegt (beispielsweise –95 dBm in einem IEEE 802,11b Empfänger). In einem typischen preisgünstigen Empfänger (beispielsweise wie in einem ISM 2,4 GHz System für IEEE 802.11b) arbeitet der RSSI meistens über den ganzen Bereich des Eingangssignals, wie in 1 dargestellt. Bei einem Mittenbereich-Betrieb kann aus dem RSSI-Ausgangssignal ermittelt werden, dass ein empfangenes Signal aufkommt. In einer Nur-Rauschen-Situation kann aber mit VRSSI bei V min das auskommende Signal nicht detektiert werden, es sei denn, es ist um etwa 10 dB größer als die Rauschleistung, so dass die Wahrscheinlichkeit einer falschen Detektion gering ist. Dies ist ebenfalls in 1 dargestellt. Auf diese Weise ist die einzige Art und Weise mit einer geringen Wahrscheinlichkeit einer falschen Detektion festzustellen, ob das Signal auf dem Rauschpegel oder in der Nähe desselben ist (d. h. wenn der RSSI nicht zuverlässig ist), eine separate Korrelation durchzuführen. Dies aber erfordert, dass die Flash-Analog-Digitalwandler in einem EIN-Zustand beibehalten werden, obschon diese Wandler bei nachfolgender Nachrichtenübertragung ausgeschaltet werden könnten. Flash-Analog-Digitalwandler ziehen große Mengen Strom und zeigen dadurch einen großen Energieverbrauch.
  • Die Internationale Patentanmeldung WO 96/14697 beschreibt ein Korrelationssystem zur Anwendung bei stromlosen Direkt-Sequenz-Streuspektrumsystemen. In 1 dieser Patentanmeldung ist ein direktes Sequenzkorrelationssystem dargestellt, das einen HF-Abwärtsmischer hat, der ein übertragenes Signal empfängt und der ein gleichphasiges und ein Quadratursignal daraus schafft. Das analoge gleichphasige und Quadratursignal werden betreffenden Analog-Digitalwandlern zugeführt, die Mehrfachbit digitalisierte Ausgangssignale präsentieren, die den augenblicklich empfangenen Signalen entsprechen. Die digitalisierten Signale werden danach jeder der beiden Korrelationsschaltungen zugeführt. Eine der Korrelationsschaltungen schafft eine Korrelationsfunktion der digitalisierten Signale zur Datendemodulation. Eine andere der Korrelationsschaltungen besteht aus einer Anzahl Korrelatoren für Zwecke der Sparfolge und der Verriegelung auf dem assoziierten PN-Code.
  • Die Japanische Zusammenfassung aus "Patent Abstracts of Japan" Heft 1999, Nr. 12, 29. Oktober 1999 und JP 11 177524, 2 . Juli 1999 zeigen eine mobile Terminalanlage. Zum Erweitern der Dienstzeit durch Reduktion der Leistung des Terminals bei einem unterbrochenen Empfang hat das Terminal ein CDMA System mit einem SAW angepassten Filter, das einen teilweisen Korrelationsvorgang mit einem Pilot PN Code in einem Zwischenfrequenzband leitet und einen Auslöseimpuls ausgibt beim Zusammenpassen mit der Produktion einer Korrelationsspitze für eine Pauseperiode bei unterbrochenem Empfang. Eine PN Zeiterzeugungsschaltung wird von dem Auslöseimpuls ausgelöst zum Speichern der Pilot PN Synchronisation. Dadurch wird eine Speisung eines Basisband-Frontendteils unterbrochen und die Wirkung einer Rake-Maschine wird gestoppt zum Reduzieren des Energieverbrauchs für eine Pauseperiode.
  • Es wäre erwünscht, die Empfindlichkeit des Empfängerteils eines Streuspektrum-Transceivers zu erhöhen, wenn das Signal auf dem Rauschpegel oder in der Nähe desselben hochkommt, ohne dass zunächst die Flash-Analog-Digitalwandler Eingeschaltet werden m "Schnuppern" an dem empfangenen Signal. Die vorliegende Erfindung erfüllt dieses Bedürfnis.
  • Die vorliegende Erfindung wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 definiert. Weitere Ausführungsformen werden in den Unteransprüchen definiert.
  • Entsprechende Korrelationstechniken werden in einem digitalen Empfängerteil eines Streuspektrumtransceivers angewandt um zu ermitteln, wann bestimmte digitale Empfängerelemente eingeschaltet werden sollen, wenn das empfangene Signal stärker wird. Nach einer bestimmten Ausführungsform empfängt ein analoger Korrelator die analogen I- und Q-Ausgangssignale von dem Funkteil und versucht eine örtliche pseudobeliebige Anzahl (PN) Sequenzen auf einer ähnlichen Sequenz in dem empfangenen Signal zu verriegeln. Wenn der analoge Korrelator die PN Sequenzen in Linie bringt und wenn die entsprechende Korrelationsspitze groß genug ist, werden Flash-Analog-Digitalwandler in dem digitalen Empfängerteil eingeschaltet. Im Endeffekt "schnuppert" der analoge Korrelator an dem empfangenen Signal, weil der Indikator (RSSI) der Funksignalstärke den Anfang des empfangenen Signals nicht detektieren kann bei einer geringen Wahrscheinlichkeit eines falschen Alarms, wenn das Signal sich auf dem Rauschboden oder in der Nähe desselben befindet.
  • In einer dargestellten Ausführungsform umfasst der analoge Korrelator für jeden der I- und Q-Kanäle einen analogen Multiplizierer, einen Integrator und eine Ausgabeschaltung, eine Abtast-und-Halteschaltung und einen analogen Rechteckformer. Ein pseudobeliebiger Sequenzgenerator liefert jedem der Kanäle entsprechend der Anwendung einer selektierten Verzögerung eine bestimmte PN Sequenz. Der PN Sequenzgenerator ist der Generator, der verwendet wird zum Streuen jedes Datenbits mit einer vorbestimmten Chiprate zum Liefern der Streuspektrummodulation. In einer repräsentativen Ausführungsform ist die PN Sequenz eine Barker PN Sequenz. Im Betrieb ist, wenn das Signal sich auf dem Rauschpegel oder in der Nähe desselben befindet, nach der PN Sequenzverriegelung der Korrelatorausgang bei einer bestimmten relativen Korrelationsspitze auf der selektierten Verzögerung. Wenn die bestimmte relative Korrelationsspitze eine Schwelle übersteigt, wird von dem analogen Korrelator ein Steuersignal ausgegeben um die Flash-Analog-Digitalwandler in dem digitalen Empfänger einzuschalten. Dadurch werden die viel Energie verbrauchenden Flash-Analog-Digitalwandler nur dann aktiviert, wenn das empfangene Signal auskommt und die relative Korrelationsspitze über einer bestimmten Schwelle liegt. Sie brauchen nicht aktiviert zu werden um an das empfangene Signal zu "schnuppern", wie in dem Stand der Technik.
  • Obenstehendes hat einige der einschlägigen Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung beschrieben. Diese Aufgaben und Merkmale sollen als vorwiegend illustrativ für einige der einschlägigen Merkmale und Applikationen der vorliegenden Erfindung betrachtet werden. Viele andere günstige Ergebnisse können dadurch erzielt wer den, dass die beschriebene Erfindung verschiedenartig angewandt oder dass die vorliegende Erfindung modifiziert wird, wie noch näher beschrieben wird. Auf entsprechende Weise können andere Aufgaben und ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung durch Bezugnahme auf die nachfolgende detaillierte Beschreibung erhalten werden.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 eine Darstellung der Beziehung zwischen der Spannung des Indikators der empfangenen Signalstärke und der Signalstärke in einem herkömmlichen Streuspektrumempfänger,
  • 2 ein Blockschaltbild der Architektur eines bekannten repräsentativen Streuspektrum-Transceivers,
  • 3 ein Blockschaltbild der Elemente des Basisbandprozessors des Streuspektrum-Transceivers nach 2,
  • 4 ein Blockschaltbild eines analogen Korrelators, wobei das Basisprinzip der Wirkungsweise der vorliegenden Erfindung illustriert wird, und
  • 5 ein detailliertes Blockschaltbild, das darstellt, wie ein analoger Korrelator verwendet wird zur Steuerung der digitalen Empfängerschaltung, wenn die Signalstärke auf dem Rauschpegel oder in der Nähe desselben nach der vorliegenden Erfindung ist.
  • 2 zeigt einen bekannten drahtlosen Transceiver 200, in dem die vorliegende Erfindung implementiert werden kann. Der Transceiver kann für WLAN-Applikationen in dem 2,4 GHz-ISM-Band entsprechend dem vorgeschlagenen IEEE 802.11 Standard benutzt werden, obschon dies nicht eine Beschränkung der vorliegenden Erfindung ist. Der Transceiver umfasst selektierbare Antennen 202, die mit einem HF-Leistungsverstärker und dem Senden/Empfangen-Schalter 204 gekoppelt sind. Ein Verstärker 206 mit einen niedrigen Rauschwert ist ebenfalls wirksam mit den Antennen gekoppelt. Der Transceiver umfasst ebenfalls einen Aufwärts/Abwärtswandler 208, der mit dem Verstärker 206 sowie dem HF-Leistungsverstärker und dem Senden/Empfange-Schalter 204 verbunden ist. Der Aufwärts/Abwärtswandler 208 ist mit einem Doppelfrequenzsynthesizer 210 und mit einem Quadratur-ZF-Modulator/Demodulator 212 verbunden. Der ZF-Modulator/Demodulator 212 umfasst eine Indikatorfunktion (RSSI) der empfangenen Signalstärke zum Schaffen einer RSSI-Überwachungs- oder "Schnupper"-Funktion, wie durchaus bekannt. Ein oder mehrere Filter 214 und spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCOs) 216 können ebenfalls vorgesehen sein. Die oben genannten Elemente umfassen einen herkömmlichen Funkteil des Streuspektrumtransceivers. Verwandtschaft mit der Wirkung derartiger Elemente ist vorausgesetzt.
  • Ein Streuspektrum-Basisbandprozessor 218 ist mit dem Funkteil gekoppelt und enthält alle Funktionen, die notwendig sind um Voll- oder Halbduplex paketbasierte Streuspektrumkommunikationen zu ermöglichen, wie dies in dem Stand der Technik ebenfalls bekannt ist. Insbesondere hat der Prozessor an Bord doppelte Flash-Analog-Digitalwandler 220 und 222 zum Empfangen phasengleicher (I) und Quadratursignale (Q von dem ZF-Modulator 212. Der Basisbandprozessor umfasst ebenfalls einen anderen Analog-Digitalwandler 224 zum Verarbeiten der Spannung des Indikators (RSSI) der Stärke des von dem ZF-Modulator 212 empfangenen Signals. Eine deutliche Kanalbelegungsschaltung (CCA) 226 schafft eine deutliche Kanalbelegungsfunktion zur Vermeidung von Datenzusammenstößen und zum Optimieren des Netzwerkdurchsatzes. Die Ausgangssignale der Analog-Digitalwandler werden dem Demodulator 228 zugeführt, der das empfangene Signal entstreut. Der Modulator 230 führt die Streufunktion durch, wie dies einleuchten dürfte. Eine Schnittstellenschaltung 232 ist mit dem Demodulator 228 und dem Modulator 230 verbunden zum Verknüpfen der Daten von/mit dem Basisbandprozessor. Auch hier sind dem Fachmann wieder alle der oben genannten Elemente durchaus bekannt.
  • Eine Art der Streuspektrumtechnik ist die direkte Sequenzmodulation. Zur Illustration wird die vorliegende Erfindung in dem Kontext eines direkten Sequenzbasisbandprozessors beschrieben, obschon dies, wie es sich zeigen wird, nicht eine Beschränkung der vorliegenden Erfindung ist. Eine direkte Sequenzmodulation wird dadurch gebildet, dass eine Ausgangssequenz eines PN-Generators einer Impulsfolge aufmoduliert wird, wobei diese Impulse je eine Dauer haben, die als Chipzeit bezeichnet wird. Eine 11 Bit Barker-Sequenz (d. h. + + + – – – + – – + –) kann dazu verwendet werden. Die Verwendung einer 11 Bit Barker-Sequenz ist selbstverständlich vorwiegend als Beispiel gewählt worden. Eine Barker-Sequenz ist eine binäre {–1, +1} Sequenz {s(t)} mit der Länge n mit aperiodischen Autokorrelationswerten |ρs(τ)| < I für alle τ, -(n–1) < τ < n – 1. Typischerweise wird diese Art von Modulation mit binär phasenmodulierten Informationssignalen verwendet. Ein Direkt-Sequenz-BPSK-Signal (Zweiphasenumtastung) wird durch Multiplikation des BPSK-Signals mit der Direkt-Sequenz-Modulation erhalten. Zum Demodulieren eines empfangenen BPSK-Signals muss zu einem örtlichen PN-Generator (der die PN-Wellenform an dem Empfänger erzeugt, der zum Entstreuen verwendet wird) innerhalb eines Chips der PN-Wellenform des empfangenen BPSK-Signals synchronisiert werden. Diese Funktion wird erfüllt durch eine Suchroutine, welche die örtliche PN-Wellenform sequentiell in der Zeit um einen Bruchteil eines Chips fortschreitet und bei jeder Position einen hohen Grad der Korrelation zwischen der empfangenen und der örtlichen PN-Bezugswellenform sucht. Die Suche endet, wenn die Korrelation eine bestimmte Schwelle übersteigt, was eine Anzeige dafür ist, dass eine grobe Ausrichtung erreicht worden ist. Nachdem die zwei PN-Wellenformen in eine grobe Ausrichtung gebracht worden sind, wird eine Verzögerungsverriegelte oder "tau-dither"-Folgeschleife verwendet zum Beibehalten einer feinen Ausrichtung. Weitere Einzelheiten dieses Prozesses sind beispielsweise in "The Communications Handbook" 16.4 (1997), CRC Press, beschrieben worden, die durch Bezeichnung als hierin aufgenommen betrachtet wird.
  • 3 zeigt den Basisbandprozessor 300 und dessen assoziierte Flash-Analog-Digitalwandler 302 und 304. Theoretisch könnten Flash-Wandler 302 und 304 abgeschaltet werden, und zwar am Ende der Nachrichtenübertragung (EOM) (es sei denn, dass eine Bestätigung erwartet wird). In dem Stand der Technik ist dies aber nicht praktiziert worden. Insbesondere ist es, wenn die hohe Wahrscheinlichkeit eines falschen Alarms an dem Ausgang, wenn das Signal um weniger als 10 dB über dem Rauschwert des RSSI liegt, vorgegeben ist nicht möglich, dass der RSSI-Ausgang effektiv benutzt wird um zu ermitteln, ob die empfangene Signalstärke um weniger als 10 dB über dem Rauschboden (etwa –95 dBm) liegt. Auf diese Weise müssen in dem Stand der Technik die Flash-Analog-Digitalwandler nach wie vor eingeschaltet sein um zu "schnüffeln" ob der Anfang des empfangenen Signals in der Nähe des Rauschbodens (zwischen etwa –95 und –85 dBm) liegt. Die Flash-Analog-Digitalwandler, die für diese Korrelation erforderlich sind, ziehen einen Großteil der Energie. Um dieses Problem zu überwinden und um den gesamten Energieverbrauch des digitalen Empfängers zu reduzieren, erweitert die vorliegende Erfindung die digitale Empfindlichkeit dadurch, dass das empfangene Signal mit einem analogen Korrelator geringer Leistung "beschnüffelt" wird. Wenn der analoge Korrelator eine Korrelationsspitze detektiert, die das Vorhandensein des empfangenen Signals angibt, werden die Flash-Analog-Digitalwandler in dem Haupt-Basisbandprozessor eingeschaltet. Die Elemente des analogen Korrelators sind Anordnungen geringer Leistung und als Ergebnis der Begrenzung der Verwendung der Flash-Analog-Digitalwandler wird der gesamte Energieverbrauch des Transceivers im Vergleich zu dem Stand der Technik wesentlich reduziert.
  • 4 zeigt die Basiswirkung des analogen Korrelators 400. Im Allgemeinen wird der analoge Korrelator zum Synchronisieren einer örtlichen PN-Sequenz (beispielsweise eine 11 Bit Barker) zu einer ähnlichen PN-Sequenz in den abgetasteten heruntergemischten gleichphasenigen und Qudraturphasensignalen VI und VQ benutzt. Wenn der analoge Korrelator die PN-Sequenz ausrichtet und wenn die relative Korrelationsspitze größer ist als eine Schwelle, werden die Flash-Analog-Digitalwandler in dem digitalen Teil des Empfängerteils eingeschaltet. Diese Wandler sind normalerweise abgeschaltet entsprechend der EOM-Übertragung.
  • In dieser Figur ist nur das gleichphasige (I) Signal von dem ZF-Demodulator dargestellt, wie es verarbeitet worden ist. Selbstverständlich umfasst der Korrelator 400 eine ähnliche Schleife zur Verarbeitung des Quadraturphuasensignals (Q). Wie dargestellt, wird das V, Signal von der ZF-Demodulatorstufe in einem analogen Multiplizierer 402 mit einer von dem 11 Bit Schieberegister 404 erzeugten Barker-Sequenz gemischt, nachdem diese Sequenz durch die Verzögerungsschaltung 406 um einen Betrag τ verzögert worden ist. Das 11 Bit Schieberegister arbeitet mit einer bestimmten Frequenz, beispielsweise 11 MHz. Der Ausgang der analogen Mischstufe 402 wird von der Summierschaltung 408 summiert und danach von der Abtastschaltung 410 abgetastet. Die Abtastrate in diesem Beispiel ist alle 11 Chips. Das abgetastete Ausgangssignal wird danach in dem Rechteckformer 412 quadriert und zu dem auf gleiche Weise hergeleiteten Ausgang für das Q-Signal addiert, wobei das Ergebnis einer Steuerschaltung 414 zugeführt wird. Im Betrieb wird das Schieberegisterausgangssignal zu einem Chip der Barker-Wellenform in dem empfangenen VI-Signal und dem empfangenen VQ-Signal synchronisiert. Die Steuerschaltung erzeugt danach ein Signal zum Einstellen der Verzögerung τ, die von der Verzögerungsschaltung 406 geschaffen wird, zur Beibehaltung der Barker-Sequenzen in der Ausrichtung. Wenn die Sequenzen ausgerichtet werden, hat der Korrelator eine bestimmte Verarbeitungsverstärkung von, in dem dargestellten Beispiel, etwa 11. Wenn die Verarbeitungsverstärkung eine Korrelationsspitze über einer bestimmten Schwelle angibt, ist der empfangene Signalanfang aufgetreten und die Flash-Analog-Digitalwandler werden aktiviert.
  • 5 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des analogen Korrelators 500 nach der vorliegenden Erfindung zur Verwendung beim Detektieren des Vorhandenseins des empfangenen Signals, wenn das Signal auf dem Rauschboden oder in der Nähe desselben hochkommt. Der Korrelator umfasst einen I-Kanalzweig mit einem analogen Multiplizierer 502, einer Integrator- und Ausgabeschaltung 504, einer Abtast-und-Halteschaltung 506 und einem analogen Rechteckformer 508. Der Q-Kanalzweig umfasst einen analogen Multiplizierer 510, eine Integrator- und Ausgabeschaltung 512, einer Abtast-und-Halteschaltung 514 und einem analogen Rechteckformer 516. Jeder Zweig wird mit dem betreffenden VI und VQ-Signal versehen zusammen mit der Barker (oder einer anderen PN) Sequenz, die von dem PN-Generator 518 geliefert wird. Wie in 4 wird die PN-Sequenz um einen bestimmten Betrag τ von der Verzögerungsschaltung 520 verzögert. Die Steuerschaltung 525 erzeugt ein Steuersignal, das durch einen langsamen Analog-Digitalwandler 522 in digitale Form umgewandelt wird und wird zur Steuerung der Verzögerungsschaltung 520 verwendet. Der Analog-Digitalwandler 522 und die Verzögerungsschaltung 520 umfasst eine herkömmliche "tau-dither"-Schleife. Im Betrieb tritt eine Spitzenkorrelation auf, wenn die PN-Sequenzen (von dem PN-Generator und jedes betreffende I- und Q-Signal) innerhalb eines Chips liegen. An dieser Stelle erzeugt die Steuerschaltung 525 ein Ausgangssignal, das von der Schleife benutzt wird zum Einstellen der Verzögerung τ, so dass die Korrelation bei dem Spitzenwert bleibt. Wenn die Korrelationsspitze über einer bestimmten Schwelle liegt, erzeugt die Steuerschaltung 525 ein Ausgangssignal, das die Flash-Analog-Digitalwandler 524 und 526 in einen eingeschalteten Zustand bringt. Wie oben erwähnt, sind die Wandler 524 und 526 normalerweise ausgeschaltet nach einer EDM-Übertragung.
  • Die Steuerschaltung kann auf jede beliebige herkömmliche Art und Weise implementiert werden, beispielsweise als software-betriebener Prozessor, als Microcontroller, als Endzustandsmaschine, als handverdrahtete logisch Schaltung, als ASIC, als feldprogrammierbare Anordnung (FPGA), als digitaler Signalprozessor (DSP) oder dergleichen. Wenn die Verzögerung einmal festgestellt worden ist, kann die Steuerschaltung dem digitalen Empfänger diesen Wert zuführen zum Ermöglichen einer Korrelation durch die digitalen Elemente.
  • Der analoge Korrelator arbeitet um zu detektieren, wann das empfangene Signal auf dem Rauschpegel oder in der Nähe desselben hochkommt (wenn der RSSI sonstwie ineffektiv ist). Wenn eine Korrelationsspitze auftritt, werden die Flash-Analog-Digitalwandler eingeschaltet. Diese intelligente Steuerung der Flash-Analog-Digitalwandler schafft eine verbesserte Energieverwaltung in dem Basisbandprozessor und folglich eine verbesserte Leistung des Streuspektrum-Transceivers.
  • Eine analoge Korrelation ist aus dem Gesichtspunkt der Signaldetektion von relativ geringer Qualität; dagegen schafft die entsprechende Barker-Korrelation (durchgeführt in der digitalen Empfängerschaltung) eine Signaldetektion hoher Qualität. Ein analoger Korrelator kann für eine Signaldetektion geringer Qualität verwendet werden und der normale digitale Korrelator kann für Signaldetektion hoher Qualität verwendet werden.
  • Text in der Zeichnung
  • 1
    • PRauschen Eingangssignal
  • 2
    • 208 Aufwärts-/Abwärtsmischer
    • 212 Quadratur ZF-Modulator/Demodulator
    • 232 Schnittstelle
    • 210 Doppelfrequenzsynthesizer
  • 3
    • Von der Funkschaltung
    • PN-Sequenzgenerator
    • Barker-Korrelation und Folgeschleife (digital)
  • 4
    • 404 11-Bit Schieberegister
    • 406 Verzögerungsschaltung
    • 414 Steuerschaltung
  • 5
  • PN-Sequenzgenerator
    • 520 Verzögerungsschaltung
    • 522 langsamer Analog-Digitalwandler
    • 504 Integrator- und Ausgangsschaltung
    • 525 Steuerschaltung
    • Folgesteuerung
    • Ein-Aus
    • Funkschaltung
    • Barker-Korrelations- und Folgeschaltung (digital)

Claims (7)

  1. Sender-Empfänger mit einem verbreiterten Spektrum, wobei dieser Sender-Empfänger die nachfolgenden Elemente umfasst: – eine Funkschaltung (208, 212), – einen Basisbandprozessor (218), der mit der Funkschaltung gekoppelt ist und einen Demodulator sowie Analog-Digitalwandler aufweist zum Abtasten abwärtsverwandelter phasengleicher und Quadratur-Phasensignale, die von der Funkschaltung empfangen worden sind, – einen PN Sequenzgenerator (404); – einen analogen Korrelator (400) um zu detektieren, wenn ein empfangenes Signal auf einen bestimmten Rauschpegel kommt oder in die Nähe desselben kommt, – eine Folgeschleife (406) zum Beibehalten eines PN Sequenzausgang von dem PN Sequenzgenerator gerichtet auf eine PN Sequenz in den abwärtsuverwandelten phasengleichen und Quadraturphasensignalen, empfangen von der Funkschaltung, nach Detektion des empfangenen Signals; und – eine Steuerschaltung (414), die mit dem analogen Korrelator gekoppelt ist zum selektiven Umschalten der Analog-Digitalwandler aus einem AUS-Zustand in einen EIN-Zustand.
  2. Sender-Empfänger mit einem verbreiterten Spektrum nach Anspruch 1, wobei der analoge Korrelator einen "pseudobeliebige Anzahl" (PN) Sequenzgenerator (518), einen phasengleichen Teil und einen Quadraturphasenteil aufweist.
  3. Sender-Empfänger mit einem verbreiterten Spektrum nach Anspruch 2, wobei der phasengleiche Teil Folgendes umfasst: – einen ersten analogen Multiplizierer (502) zum Empfangen des abwärtsverwandelten phasengleichen Signals aus der Funkschaltung und einer Bitsequenz, erzeugt von dem PN Sender-Empfängerquenzgenerator und in Reaktion darauf zum Erzeugen eines ersten Signals, – eine erste Integrator- und Ausgangsschaltung (504) zum Integrieren des ersten Signals über eine bestimmte Zeitperiode zum Erzeugen eines zweiten Signals, – eine erste Abtast-und-Halteschaltung (506) zum Abtasten des zweiten Signals und zum Erzeugen eines dritten Signals, und – einen ersten analogen Rechteckformer (508) um aus dem dritten Signal ein Rechtecksignal zu machen und zum Erzeugen eines vierten Signals.
  4. Sender-Empfänger mit einem verbreiterten Spektrum nach Anspruch 2, wobei der Quadraturphasenteil Folgendes umfasst: – einen zweiten analogen Multiplizierer (510) zum Empfangen des abwärtsverwandelten Quadraturphasensignals aus der Funkschaltung und einer Bitsequenz, erzeugt von dem PN Sequenzgenerator und. In Reaktion darauf, zum Erzeugen eines ersten Signals, – eine zweite Integrator- und Ausgangsschaltung (512) zum Integrieren des ersten Signals über eine bestimmte Zeitperiode zum Erzeugen eines zweiten Signals, – eine zweite Abtast-und-Halteschaltung (514) zum Abtasten des zweiten Signals und zum Erzeugen eines dritten Signals, und – einen zweiten analogen Rechteckformer (516) um aus dem dritten Signal ein Rechtecksignal zu machen und zum Erzeugen eines vierten Signals.
  5. Sender-Empfänger mit einem verbreiterten Spektrum nach Anspruch 2, wobei der PN Sequenzgenerator eine Barker-Sequenz erzeugt.
  6. Sender-Empfänger mit einem verbreiterten Spektrum nach Anspruch 5, wobei die Barker-Sequenz eine 11 Bit Barker ist.
  7. Sender-Empfänger mit einem verbreiterten Spektrum nach Anspruch 1, wobei die Analog-Digitalwandler Flash-Analog-Digitalwandler sind.
DE60008514T 1999-12-22 2000-11-16 Verfahren zur erhöhung der empfindlichkeit eines digitalen empfängers mittels analoger korrellation Expired - Lifetime DE60008514T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/469,322 US6678312B1 (en) 1999-12-22 1999-12-22 Method for extending digital receiver sensitivity using analog correlation
US469322 1999-12-22
PCT/EP2000/011396 WO2001047128A1 (en) 1999-12-22 2000-11-16 Method for extending digital receiver sensitivity using analog correlation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60008514D1 DE60008514D1 (de) 2004-04-01
DE60008514T2 true DE60008514T2 (de) 2005-01-27

Family

ID=23863328

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60008514T Expired - Lifetime DE60008514T2 (de) 1999-12-22 2000-11-16 Verfahren zur erhöhung der empfindlichkeit eines digitalen empfängers mittels analoger korrellation

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6678312B1 (de)
EP (1) EP1171958B1 (de)
JP (1) JP4900754B2 (de)
KR (1) KR100791663B1 (de)
CN (1) CN100483956C (de)
DE (1) DE60008514T2 (de)
WO (1) WO2001047128A1 (de)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE521513C2 (sv) * 1999-06-04 2003-11-11 Ericsson Telefon Ab L M Förfarande och anordning i ett flertonstransmissionssystem
KR100346224B1 (ko) * 2000-09-27 2002-08-01 삼성전자 주식회사 의사잡음코드 타이밍 추적 루프의 루프 에러 검출기
SG103321A1 (en) * 2001-11-17 2004-04-29 St Microelectronics Asia Low-power code division multiple access receiver
US7359459B2 (en) * 2002-02-20 2008-04-15 Freescale Semiconductor, Inc. System and method for low power clear channel assessment
US7809087B2 (en) 2002-04-26 2010-10-05 Qualcomm, Incorporated Power detection techniques and discrete gain state selection for wireless networking
DE10251313B4 (de) * 2002-11-04 2007-05-03 Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale Gemeinsame Benutzung eines Schaltkreises für Frequenz- und Phasenfehlerkorrektur
CN100438355C (zh) * 2003-08-28 2008-11-26 皇家飞利浦电子股份有限公司 在无线网络设备中进行节省能量的信号检测的系统和方法
JP4366589B2 (ja) * 2004-03-31 2009-11-18 日本電気株式会社 キャリア検出方法／プログラム／プログラム記録媒体／回路、受信機
US20070112274A1 (en) * 2005-11-14 2007-05-17 Edwards Lifesciences Corporation Wireless communication system for pressure monitoring
US7595723B2 (en) * 2005-11-14 2009-09-29 Edwards Lifesciences Corporation Wireless communication protocol for a medical sensor system
KR100758271B1 (ko) * 2005-12-08 2007-09-12 한국전자통신연구원 카오스 초광대역 무선 통신 방식을 이용한 거리 측정 장치및 그 방법
KR100703215B1 (ko) * 2006-02-20 2007-04-09 삼성전기주식회사 저전력 무선통신기기 및 저전력 무선통신 방법
US8064552B2 (en) * 2008-06-02 2011-11-22 Harris Corporation Adaptive correlation
JP5087476B2 (ja) * 2008-06-12 2012-12-05 ルネサスエレクトロニクス株式会社 受信装置およびその動作方法
WO2010049842A1 (en) * 2008-10-31 2010-05-06 Koninklijke Philips Electronics N.V. Wideband communication for body-coupled communication systems

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2537375B2 (ja) * 1987-10-08 1996-09-25 株式会社ソキア 光波距離計
JPH0563677A (ja) * 1991-09-04 1993-03-12 Nissin Electric Co Ltd スペクトラム拡散通信用受信装置
US5299229A (en) * 1993-01-29 1994-03-29 Unisys Corporation High rate-low rate PN code tracking system
US5598429A (en) * 1994-07-15 1997-01-28 Marshall; Kenneth E. Multi-level correlation system for synchronization detection in high noise and multi-path environments
US6128331A (en) * 1994-11-07 2000-10-03 Cisco Systems, Inc. Correlation system for use in wireless direct sequence spread spectrum systems
US5579014A (en) * 1995-01-20 1996-11-26 General Electric Company Parallel correlator for global positioning system receiver
US5694417A (en) * 1995-07-31 1997-12-02 Harris Corporation Short burst direct acquisition direct sequence spread spectrum receiver
US5675339A (en) * 1995-07-31 1997-10-07 Harris Corporation A/D reference level adjustment circuit to maintain optimum dynamic range at the A/D
JPH09162845A (ja) * 1995-12-04 1997-06-20 Canon Inc 無線通信装置
JP3325769B2 (ja) * 1996-03-26 2002-09-17 松下電器産業株式会社 スペクトラム拡散方式携帯電話装置
US6028887A (en) * 1996-07-12 2000-02-22 General Electric Company Power efficient receiver
JP2798130B2 (ja) * 1996-08-29 1998-09-17 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ方式通信システム
JP3132427B2 (ja) * 1997-07-11 2001-02-05 日本電気株式会社 Ｓ／ｎ測定回路，送信電力制御装置，及びディジタル通信システム
JP3411505B2 (ja) * 1997-09-30 2003-06-03 シャープ株式会社 スペクトル拡散通信装置
JP3848768B2 (ja) * 1997-12-12 2006-11-22 株式会社日立メディアエレクトロニクス 移動端末装置
JP2000252876A (ja) * 1999-03-03 2000-09-14 Asahi Chem Ind Co Ltd スペクトラム拡散信号処理装置及びスペクトラム拡散通信システム

Also Published As

Publication number Publication date
KR20010102309A (ko) 2001-11-15
JP2003518802A (ja) 2003-06-10
CN1348633A (zh) 2002-05-08
EP1171958A1 (de) 2002-01-16
CN100483956C (zh) 2009-04-29
WO2001047128A1 (en) 2001-06-28
EP1171958B1 (de) 2004-02-25
JP4900754B2 (ja) 2012-03-21
DE60008514D1 (de) 2004-04-01
KR100791663B1 (ko) 2008-01-03
US6678312B1 (en) 2004-01-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60008514T2 (de) Verfahren zur erhöhung der empfindlichkeit eines digitalen empfängers mittels analoger korrellation
DE69734546T2 (de) Digitaler asynchroner Spreizspektrumempfänger
DE69827866T2 (de) Bandspreizender Sendeempfänger mit hoher Übertragungsgeschwindigkeit und zugehörige Verfahren
DE69433459T2 (de) Demodulierungselementzuteilung in einem system mit mehrfach signalempfang
DE4021136C2 (de) Empfänger für die Datenübertragung im Bandspreizverfahren
DE69632954T2 (de) Funk-Kommunkations-System mit Vielfachzugang in Orthogonal-Codemultiplex- Technik
DE10246922B4 (de) Übertragungseinrichtungslokalisierung für ein Ultrabreitband -CDMA- Kommunikationssystem mit übertragenem Bezugssignal
DE69934573T2 (de) PN-Sequenz-Identifikationseinrichtung eines CDMA-Kommunikationssystems
CN100361408C (zh) 用于接收差分超宽带信号的方法和装置
DE60316957T2 (de) Zugriffsburstdetektor-korrelatorpool
DE69627587T2 (de) Soforterfassung kurzer Pakete in einem Direktsequenzspreizspektrumempfänger
DE69433716T2 (de) Spread-Spektrum-Empfänger und Empfangsverfahren
EP1358506A1 (de) Radareinrichtung und verfahren zum codieren einer radareinrichtung
DE69937838T2 (de) Ein cdma-empfänger der nachführeinrichtungen zwischen mehreren rake-zweigen teilt
EP1261883A1 (de) Radareinrichtung und verfahren zum codieren einer radareinrichtung
DE112008001780T5 (de) Vorrichtung für die Frequenzmodulation und -demodulation eines frequenzselektiven Basisbands mit Verstärkung der Frequenz-Diversity und Vorrichtung zum Senden und Empfangen unter Verwendung derselben
DE69724860T2 (de) Kodemultiplexmehrfachzugriffsgerät
DE60112568T2 (de) Signalangepasster filter und empfänger für mobiles funkkommunikationssystem
DE60308386T2 (de) Verfahren und vorrichtung zum detektionieren eines störsignales in einem dsss system mittels phasenwechselszählung
DE60027180T2 (de) Korrelator
DE69731260T2 (de) Verfahren zur digitalen Differenzialdemodulation
DE69909650T2 (de) Verfahren und vorrichtung zur konfigurierung eines rake-empfängers
DE69531495T2 (de) Austauschbare basisstation für spreizspektrum
DE60031870T2 (de) Verfahren zum schalten eines sendeleistungsverstärkers
EP0878064B1 (de) Codemoduliertes übertragungsverfahren und nach diesem übertragungsverfahren arbeitendes übertragungssystem

Legal Events

Date Code Title Description
8320 Willingness to grant licences declared (paragraph 23)
8364 No opposition during term of opposition
8328 Change in the person/name/address of the agent

Representative=s name: EISENFUEHR, SPEISER & PARTNER, 10178 BERLIN

8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: NXP B.V., EINDHOVEN, NL