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Diese
Erfindung betrifft einen Signal-Generator zum Erzeugen eines Einseitenband
(SSB – single
sideband)-Spread-Spectrum-Signals.
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Momentan
verwenden alle zellularen Netze eine Zweiseitenbandmodulation, um
ein Basisbandsignal in eine Hochfrequenz aufwärtszuwandeln. Folglich wird
dieselbe Information in beiden Seitenbändern übertragen und das Signal benutzt
doppelt so viel Bandbreite als eigentlich notwendig ist. Durch eine
Einseitenbandmodulation kann dieselbe Menge von Information unter
Benutzung der Hälfte
von Bandbreite einer Zweiseitenbandmodulation übertragen werden oder alternativ,
doppelt soviel Information in der gleichen Bandbreite.
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Die
nächste
Generation von zellularen Netzen ist bekannt als Universal Mobile
Telecommunications Systems (UMTS – Übertragungsstandard für drahtlose
Kommunikation). Ein W-CDMA-Verfahren (wideband code division multiple
access) wird für
60 MHz eines paarweisen Spektrums verwendet, d.h. zwei getrennte
Bänder
mit 60 MHz, wobei das untere Band für den Uplink und das obere
Band für
den Downlink verwendet wird. Die Verwendung von W-CDMA ermöglicht hohe
Bit-Raten für
Benutzer von Mobiltelefonen.
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Die
Kapazität
eines CDMA-Systems (CDMA – code
division multiple access) wird bestimmt von der Anzahl von Chips
pro Symbol (als der Verarbeitungsgewinn bekannt) geteilt durch die
Energie pro Bit geteilt durch die Rauschleistungs-Spektraldichte (Eb/No).
Wenn die Anzahl von Chips pro Symbol erhöht werden kann, dann wird die
Kapazität
erhöht. Die
maximale Chip-Rate ist durch die verfügbare Bandbreite begrenzt.
Einseitenbandmodulation verringert die von einem modulierten Signal
benötigte Bandbreite
um die Hälfte.
Deswe gen kann, wenn ein einseitenbandmoduliertes Signal erzeugt
werden kann, entweder die Chip-Rate erhöht oder zwei Einseitenband-Signale (oberes und
unteres Seitenband) eingesetzt werden, um die Kapazität eines
CDMA-Systems zu erhöhen.
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Jedoch
können
traditionelle Techniken, die zur Erzeugung eines Einseitenband-Signals
verwendet wurden, wie Bandpassfilter oder das weit bekannte Phasenabgleichsverfahren,
nicht mit Daten verwendet werden, wo sich das Spektrum bis zu Gleichstrom
(DC) hinunter erstreckt.
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Ein
bekanntes Verfahren zum Erzeugen eines Einseitenband-Signals wird
in 1 gezeigt. Jedoch kann dieser komplexe Modulator
nicht mit herkömmlichen
Spreizungs-Codes, wie PN-Code, Walsh-Codes, Gold-Code, usw., zur
Erzeugung von SSB verwendet werden, da diese Codes binär sind und
kein geeignetes komplexes Spread-Spectrum--Signal liefern. Die Autokorrelations-
und Kreuzkorrelations-Eigenschaften
dieser Signale sind gut. Wenn jedoch das Signal zur Erzeugung eines
Quadratursignals transformiert wird (z. B. durch eine Hilbert-Transformation),
ergeben sich Diskontinuitäten und
schlechte Korrelations-Eigenschaften. Schlechte Korrelations-Eigenschaften führen zu
einer Zunahme der von anderen Benutzern erfahrenen Störung und verringern
somit die Kapazität
des Systems. Folglich ist, um einen wie in der 1 gezeigten
Modulator zu verwenden, ein Spreizungs-Code erforderlich, der gute
Korrelations-Eigenschaften
sowohl in dem realen Bereich als auch in dem imaginären Bereich
aufweist, wenn eine entsprechende Zunahme der Kapazität erreicht
werden soll.
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Komplexe
Spreizungs-Codes mit den erwünschten
Eigenschaften sind bekannt, zum Beispiel Frank-Zadoff-Chu-Codes
(FZC), wie in „Polyphase codes
with good non-periodic correlation properties", R. L.
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Frank,
IEEE Transactions of Information Theory, Vol. IT-9, S. 43 – 45, Jan.
1963 beschrieben. Jedoch erzeugt die Verwendung dieser Codes ein Spread-Spectrum-Signal,
dass nicht bandbegrenzt ist, wie später gezeigt wird, so dass das
erzeugte Signal grenzenlose Bandbreite in Anspruch nehmen würde, welche
Modulation auch immer verwendet wird. In „A class of bandlimited complex
spreading sequences with analytic properties", M. P. Lotter und L. P. Linde, Proc
of ISSSTA 95, 22. – 25.
Sept. 1996, wurde gezeigt, dass durch Begrenzen der Phasenverschiebung
zwischen aufeinander folgenden Samples der Sequenz auf weniger als π im Bogenmaß, ein bandbegrenztes
Signal erhalten und ein Satz von Codes, als analytische bandbegrenzte
komplexe Sequenzen bezeichnet, abgeleitet werden kann. Der Nachteil
dieses Filtervorgangs liegt darin, dass sowohl die Autokorrelations-
als auch die Kreuzkorrelations-Funktionen dieser Codes nicht länger ideal
sind, so dass die Anzahl der Benutzer, die bedient werden können, verringert
wird. Somit führen,
obwohl in diesem bekannten System die Anzahl der Chips pro Symbol
erhöht
wird, die daraus entstehenden schlechten Korrelations-Eigenschaften
nicht zu einer entsprechenden Zunahme der Kapazität.
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Die
vorliegende Erfindung versucht, diese Probleme zu vermindern durch
einen Generator für ein
Einseitenband-Spread-Spectrum-Signal,
wobei eine Einseitenbandmodulation unter Verwendung eines komplexen
Spreizungs-Codes mit verbesserten Korrelations-Eigenschaften erreicht wird, so dass
die Interferenz zwischen Benutzern verringert wird.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein Verfahren zum Erzeugen eines Einseitenband-Spread-Spectrum-Signals
vorgesehen, das die Schritte aufweist:
Phasenverschiebung eines
komplexen Spreiz-Signals gemäß einer
Hilbert-Transformation, um ein phasenverschobenes komplexes Spreiz-Signal
zu erzeugen;
Aufwärtswandlung
des komplexen Spreiz-Signals und des phasenverschobenen komplexen
Spreiz-Signals auf eine höhere
Frequenz, um das Einseitenband-Spread-Spectrum-Signal zu erzeugen;
Bandbegrenzung
von zumindest dem komplexen Spreiz-Signal oder dem Einseitenband-Spread-Spectrum-Signal;
und
Modulation des komplexen Spreiz-Signals oder des Einseitenband-Spread-Spectrum-Signals
mit einem empfangenen Signal,
wobei die Reihenfolge, in der
die Schritte ausgeführt werden,
unerheblich ist, vorausgesetzt, der Schritt der Phasenverschiebung
wird vor dem Schritt der Aufwärtswandlung
durchgeführt.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Erfindung weist der Schritt der Aufwärtswandlung die Teilschritte
auf
Modulation eines Signals des aufwärtsgewandelten komplexen Signals
in Übereinstimmung
mit dem Realteil des komplexen Signals kombiniert mit dem Imaginärteil des
phasenverschobenen komplexen Signals; und
Modulation eines
Quadratursignals des aufwärtsgewandelten
komplexen Signals in Übereinstimmung mit
dem Imaginärteil
des komplexen Signals kombiniert mit dem Realteil des phasenverschobenen
komplexen Signals.
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Vorzugsweise
ist das komplexe Spreiz-Signal von einer Sequenz abgeleitet, die
durch folgende Gleichung definiert ist
wobei
m = 0, 1, 2,..., N – 1, q eine
ganze Zahl und die Anzahl von Sequenzen einer vorgegebenen Länge N ist.
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Der
Schritt der Bandbegrenzung kann vor dem Schritt der Phasenverschiebung
durchgeführt werden
oder der Schritt der Bandbegrenzung kann nach dem Schritt der Aufwärtswandlung
durchgeführt werden.
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In
einigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung wird der Schritt der Modulation nach dem Schritt der
Aufwärtswandlung
durchgeführt.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der Erfindung ist vorgesehen eine Vorrichtung zum Übertragen
eines Einseitenband-Spread-Spectrum-Signals mit:
einem Generator (1)
für ein
komplexes Spreiz-Signal zum Erzeugen eines komplexen Spreiz-Signals;
einem
Phasenschieber (3), der gekoppelt ist, um das komplexe
Spreiz-Signal über
den Generator (1) für ein
komplexes Spreiz-Signal zu empfangen, zur Phasenverschiebung des
komplexen Spreiz-Signals
gemäß einer
Hilbert-Transformation, um ein phasenverschobenes komplexes Spreiz-Signal
zu erzeugen;
einem komplexen Modulator (6), der gekoppelt
ist, das komplexe Spreiz-Signal und das phasenverschobene komplexe
Spreiz-Signal zu deren Aufwärtswandlung
zu empfangen, um das Einseitenband-Spread-Spectrum-Signal zu erzeugen;
einem
Bandbegrenzungs-Filter (2; 2', 2"; 8) zur Bandbegrenzung
von zumindest dem komplexen Spreiz-Signal oder dem Einseitenband-Spread-Spectrum-Signal;
und
einem Daten-Modulator (4, 5; 9),
der verbunden ist, ein Eingangssignal zum Modulieren des komplexen Spreiz-Signals
oder des Einseitenband-Spread-Spectrum-Signals mit dem Eingangssignal
zu empfangen.
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In
einigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung ist das Bandbegrenzungs-Filter ein Tiefpassfilter,
das verbunden ist, die Ausgabe des Generators für ein komplexes Spreiz-Signal
zu empfangen. In anderen Ausführungsbeispielen
der Erfindung ist das Bandbegrenzungs-Filter ein Bandpassfilter, das verbunden
ist, die Ausgabe des komplexen Modulators zu empfangen.
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In
einigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung ist der Daten-Modulator
gekoppelt, um ein zweites Signal über den komplexen Modulator
zu empfangen.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Decodieren eines
Einseitenband-Signals vorgesehen, das die Schritte aufweist:
Phasenverschiebung
eines komplexen Spreiz-Signals gemäß einer Hilbert-Transformation;
Aufwärtswandlung
des komplexen Spreiz-Signals auf eine höhere Frequenz; und
Demodulierung
eines empfangenen Signals in Übereinstimmung
mit dem aufwärtsgewandelten
komplexen Spreiz-Signal.
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Vorzugsweise
ist das komplexe Spreiz-Signal von einer Sequenz abgeleitet, die
durch folgende Gleichung definiert ist
wobei
m = 0, 1, 2,..., N – 1, q eine
ganze Zahl und die Anzahl von Sequenzen einer vorgegebenen Länge N ist.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung ist vorgesehen eine Vorrichtung zum
Decodieren eines übertragenen
Signals mit:
einem Generator für ein komplexes Spreiz-Signal;
einem
Phasenschieber, der verbunden ist, um das komplexe Spreiz-Signal von dem Generator
für ein komplexes
Spreiz-Signal zu empfangen;
einem komplexen Modulator, der
verbunden ist, das komplexe Spreiz-Signal von dem Generator für ein komplexes
Spreiz-Signal zu empfangen, der verbunden ist, das phasenveränderte komplexe
Spreiz-Signal von dem Phasenschieber zu empfangen, und der ausgebildet
ist, in Betrieb das komplexe Spreiz-Signal aufwärtszuwandeln; und
einem
Daten-Modulator, der verbunden ist, das übertragene Signal und das aufwärtsgewandelte
komplexe Spreiz-Signal zu empfangen, und der ausgebildet ist, in
Betrieb das übertragene
Signal zu demodulieren, um ein decodiertes übertragenes Signal zu erhalten.
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Verfahren
und Vorrichtung zum Erzeugen und Decodieren von Signalen gemäß der vorliegenden
Erfindung werden nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die begleitenden
Zeichnungen beschrieben, wobei:
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1 einen
bekannten Modulator zum Erzeugen eines Einseitenband-Übertragungssignals von
einer arbiträren
Informationsquelle zeigt;
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2 einen
bekannten komplexen Modulator zum Erzeugen eines Einseitenband-Übertragungssignals
von komplexen Eingangs-Daten zeigt;
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3a bis 3e Ausführungsbeispiele
eines Signal-Generators gemäß der Erfindung
zeigen;
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4 ideale
Autokorrelations- und Kreuzkorrelations-Funktionen für ein Spreiz-Signal
der Länge
49 Chips zeigt;
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5 komplexe
Spreiz-Signale zur Verwendung in einem Signal-Generator gemäß der Erfindung zeigt;
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6 schematisch
zeigt, wie ein Signal-Generator gemäß der Erfindung auf unterschiedliche
Arten eingesetzt werden kann, um die Kapazität in einem System zu erhöhen;
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7 eine
graphische Darstellung ist, die eine Bit-Fehler-Rate (BER) über der
Anzahl von Benutzern für
ein System zeigt, das einen Signal-Generator gemäß der Erfindung benutzt, eine
BER für
ein Standard-UMTS-System, das eine Zweiseitenbandmodulation benutzt,
und eine BER für
ein System zeigt, das eine Kombination der Techniken einsetzt, die
den Entwicklungsweg bei der Übernahme
der Erfindung darstellen würden,
wo SSB- und DSB-Systeme in demselben Spektrum koexistieren;
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8 darstellt,
wie eine höhere
Chip-Rate ein Fading (destruktive Interferenz) aufgrund von Mehrwegeausbreitung
verringern kann;
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9 zeigt,
wie BER mit der Zeitverzögerung
zwischen einem Signal der Sichtlinie und einem Signal zufälliger Phase
mit gleicher Ampli tude, das dasselbe über einen anderen Weg empfangene
Signal darstellt, variiert;
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10 Ergebnisse
von in einer typischen mikrozellularen Umgebung aufgenommener Sounding-Messungen
zeigt, das die geringen Empfangsverzögerungen zwischen mehreren
Wegen in einer dichten städtischen
Umgebung veranschaulicht; und
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11 einen
Dekodierer zum Decodieren eines übertragenen
Signal gemäß der Erfindung
zeigt.
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1 zeigt
einen bekannten Modulator zum Erzeugen eines SSBs. Ein Datensignal
I und sein entsprechendes Quadratursignal Q werden an den Modulatoren 10 und 13 durch
ein Kosinussignal der Modulationsfrequenz moduliert. Die Datensignale
I und Q werden auch an den Modulatoren 12 und 11 durch
ein Sinussignal der Modulationsfrequenz moduliert. Die Ausgaben
der Modulatoren 10 und 11 werden an einen Addierer 14 gegeben,
der ein SSB-Signal 16 liefert, und die Ausgaben der Modulatoren 12 und 13 werden
an einen Addierer 15 gegeben, der ein SSB-Ausgabe-Signal 17 liefert.
Die Ausgabe bei 16 ist zu der Ausgabe an 17 in
der Phase um 90° verschoben.
Der Modulator von 1 liefert ein oberes Seitenbandsignal,
ein unteres Seitenbandsignal kann durch Ändern des Vorzeichens einer
der Eingänge
in die Addierer 14 und 15 erzeugt werden. Es ist
offensichtlich, dass ein Modulator, der nur das eine oder das andere
der Ausgabe-Signale 16 oder 17 erzeugt, genauso
gut verwendet werden kann.
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2 zeigt
einen komplexen Modulator zum Erzeugen eines SSB-Signals aus einem komplexen Eingangssignal.
Das komplexe Signal B ist das Quadratur-Gegenstück des komplexen Signals A.
Der Imaginärteil
des komplexen Signals B wird von dem Realteil des komple xen Signals
A (über
einen nicht gezeigten Invertierer) in einem Addierer 20 abgezogen,
und das daraus resultierende summierte Signal wird dann von einem
Kosinussignal der Modulationsfrequenz in einem Modulator 23 moduliert. Ähnlich wird
der Imaginärteil
des komplexen Signals A zu dem Realteil des komplexen Signals B
in einem Addierer 21 addiert, und das summierte Signal
wird dann von einem Sinussignal der Modulationsfrequenz in einem
Modulator 22 moduliert. Die beiden modulierten Signale
werden in einem Addierer 24 summiert, um ein SSB-Signal
zu erzeugen. Der komplexe Modulator von 2 erzeugt
ein oberes Seitenbandsignal, ein unteres Seitenbandsignal kann durch Ändern des
Vorzeichens einer der Eingänge
in die Addierer 20 und 21 erzeugt werden.
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3a zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel eines
SSB-Spread-Spectrum-Signal-Generators
gemäß der Erfindung,
mit einem Generator 1 für
komplexe Spreiz-Signale, der ein komplexes Spreiz-Signal erzeugt,
mit Re(ss) und Im(ss) bezeichnet. Die Beschaffenheit des komplexen
Spreiz-Signals wird später
unter Bezugnahme auf 5 beschrieben. Das komplexe
Spreiz-Signal wird von einem Tiefpassfilter 2 empfangen,
das ein gefiltertes komplexes Spreiz-Signal ausgibt, wobei der Realteil
mit Re(F(ss)) bezeichnet wird und der Imaginärteil mit Im(F(ss)) bezeichnet
wird. Das Filter 2 ist als ein root-raised Kosinus-Filter
implementiert, obwohl jeder Typ eines Tiefpassfilters verwendet
werden kann. Ein Datensignal moduliert die realen und imaginären komplexen
Spreiz-Signale in den Modulatoren 4 und 5, um ein moduliertes
komplexes Signal zu erzeugen. Das modulierte komplexe Signal wird
dann unter Verwendung eines Hilbert-Transformations-Filters 3 um 90° phasenverschoben,
um das Quadratur-Gegenstück
des komplexen Signals zu erzeugen. Diese komplexen Signale werden
dann durch einen komplexen Modulator 6 auf die gewünschte Frequenz aufwärtsgewandelt,
um als Ausgabe ein SSB- Spread-Signal
zu liefern. Kosinus- und Sinus-Signale der gewünschten Frequenz werden von einem
Signal-Generator 7 geliefert.
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3b zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung, in dem das komplexe Signal nach einer Modulation
durch die Eingangsdaten gefiltert wird. Genauso kann ein Filtern
nach der Hilbert-Transformation durchgeführt werden, wie in dem Ausführungsbeispiel
von 3c gezeigt wird. Dieses Ausführungsbeispiel erfordert die
Verwendung von zwei Tiefpassfiltern 2' und 2". 3d zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung, in dem das aufwärtsgewandelte SSB-Signal von einem
Bandpassfilter 8 bandbegrenzt wird.
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3e zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung, in dem die Daten das aufwärtsgewandelte SSB-Signal in
einem Modulator 9 modulieren. Es ist offensichtlich, dass
eine Bandbegrenzung des Signals auf mehrere Arten durchgeführt werden
kann, ähnlich
zu den in 3b, 3c und 3d gezeigten
Ausführungsbeispielen.
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Für Spread-Spectrum-Übertragungen
ist ein Satz von Spreiz-Signalen erforderlich, von denen jedes eine
Autokorrelations-Funktion hat, die überall nahe Null ist außer an einem
einzigen Maximum pro Zeitabschnitt, und die auch minimale Kreuzkonelations-Funktionen
aufweisen. Es wurde von D. V. Sarwate in „Sounds on crosscorrelation
and autoconelation of sequences",
IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-25, S. 720 – 724, gezeigt,
dass die Maximalgröße der periodischen
Kreuzkonelations-Funktion und die Maximalgröße der periodischen Autokonelation
in Beziehung stehen, und dass, wenn ein Satz von Signalen gute Autokorrelations-Eigenschaften
aufweist, die Kreuzkonelations-Eigenschaften nicht sehr gut sind,
und umgekehrt. Die 4a und 4b zeigen
eine perfekte Autokorrelations-Funktionen
und ideale Kreuzkonelations-Funktionen (für ein Spreiz-Signal mit einer Länge von
49 Chips).
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Der
Generator 1 für
ein komplexes Spreiz-Signal erzeugt eines einer Familie von komplexen Spreiz-Signalen,
die gute Korrelations-Eigenschaften aufweisen.
Die in diesem Ausführungsbeispiel
der Erfindung benutzten Codes sind bekannt als Frank-Zadoff-Chu-Sequenzen oder -Codes
(FZC). Sie basieren auf den komplexen Einheitswurzeln:
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Wobei
i = √
–1, N die FZC-Sequenz-Länge bezeichnet
und r eine ganze Zahl relativ prim zu N ist. Die FZC-Sequenzen werden
dann definiert als:
wobei m = 0, 1, 2,..., N – 1 und
q eine ganze Zahl ist und die Anzahl von Sequenzen einer vorgegebenen Länge N ist.
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Die
von der Sequenz {a
m} erreichte maximale augenblickliche
Frequenz tritt bei m = N-1 auf und kann geschrieben werden als:
für große N.
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Zweifellos
ist die maximale augenblickliche Frequenz nicht bandbegrenzt auf
den Nyquist-Wert für
die Chip-Rate und hängt
von r ab. Die Real- und Imaginärteile
einer FZC-Sequenz werden in 5a gezeigt.
Die von dem Generator 1 für ein komplexes Spreiz-Signal
er zeugte Sequenz wird durch das Hilbert-Transformations-Filter 3 phasenverschoben,
um ein Signal zu erzeugen, das in der Phase um 90° verschoben
ist. Die der komplexen Sequenz von 5a entsprechende
phasenverschobene Sequenz wird in 5b gezeigt.
Die komplexe Spreiz-Sequenz und die transformierte Sequenz weisen
jeweils gute Autokorrelations- und gute Kreuzkorrelations-Eigenschaften
auf.
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Die
Vorgänge
der Bandbegrenzung, Anwendung der Hilbert-Transformation und Aufwärtswandlung
zu einer Sende-Frequenz unter Verwendung eines komplexen Modulators
kann in jeder beliebigen Reihenfolge durchgeführt werden, vorausgesetzt die Hilbert-Transformation
wird vor dem Schritt der Aufwärtswandlung
durchgeführt.
Folglich ist in alternativen Ausführungsbeispielen der Erfindung
die Reihenfolge, in der die Signale gefiltert, gespreizt und moduliert
werden, unterschiedlich. Zum Beispiel, unter erneuter Bezugnahme
auf 3, kann das komplexe Spreiz-Signal von dem Generator 1 für ein komplexes
Spreiz-Signal von dem Hilbert-Transformations-Filter 3 phasenverschoben
werden und dann können
das komplexe Spreiz-Signal
und das phasenverschobene Spreiz-Signal jeweils gefiltert werden,
obwohl in diesem Fall zwei Tiefpassfilter erforderlich wären. 3e zeigt
ein weiteres alternatives Ausführungsbeispiel
der Erfindung, in der die Daten verwendet werden, um das aufwärtsgewandelte Spread-Spectrum-Signal
zu modulieren.
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Die
Kapazität
des Systems wird potenziell erhöht,
da entweder zwei SSB-Signale in einem einzigen existierenden UMTS-Kanal
verwendet werden oder ein SSB-Kanal mit der doppelten Chip-Rate
eingesetzt wird, wie schematisch in 6 gezeigt
wird. Für
ein praktisches System, das einen reibungslosen Übergang von einem Standard
mit Zweiseitenbandmodulation zu einem Standard mit SSB-Modulation ermöglicht,
ist es wünschenswert,
dass sich ein Signal, das eine SSB-Modulation einsetzt, und ein Signal,
das eine Zweiseitenbandmodula tion einsetzt, nur minimal gegenseitig
stören. 7 zeigt
die Ergebnisse eines Versuchs, die BER im Verhältnis zu der Anzahl von Benutzern
für ein
System zu messen, das eine SSB-Modulation gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung verwendet, die BER für ein Standard-UMTS-System,
das eine Zweiseitenbandmodulation verwendet, und die BER für ein System,
dass eine Kombination der Techniken einsetzt, in 7 mit „Overlay" bezeichnet.
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Ein
Vorteil der Verwendung eines SSB-Kanals mit der doppelten Chip-Rate
liegt darin, dass eine Mehrweg-Auflösung verbessert wird. Eine
Mehrweg-Auflösung
ist erforderlich, wenn ein Signal eine Vielzahl von Wegen zwischen
einem Sender und einem Empfänger
nehmen kann. Wenn die Mehrweg-Auflösung verbessert wird, beträgt aufgrund
reduzierten Fadings und somit verringerter Interferenz die mögliche Zunahme
der Kapazität
mehr als 100%. 8 zeigt, wie eine höhere Chip-Rate
eine Störung reduzieren
kann, wenn es möglich
ist, über
unterschiedliche Wege empfangene Signale aufzulösen. Es ist auch möglich, über unterschiedliche
Wege empfangene Signale konstruktiv zu verbinden, so dass die Leistung
einer Leitung mit mehreren Wegen tatsächlich verbessert werden kann
gegenüber
der eines perfekten Kanals.
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9 zeigt,
wie die BER mit der Zeitverzögerung
zwischen einem Signal der Sichtlinie und einem Signal zufälliger Phase
mit gleicher Amplitude, das dasselbe über einen anderen Weg empfangene Signal
darstellt, variiert. In diesem Beispiel beträgt die Chip-Rate 4 Mchip/s
mit einer Periode von 0.25 s und einem Eb/No von 6.8dB, was zu einer
BER von 1 × 10-3
führt,
wenn keine Mehrwege-Interferenz auftritt. In diesem Beispiel befindet
sich der Abtastzeitpunkt in der Mitte des Chips, was dazu führt, dass
der Start des nächsten
Chips mit einer Verzögerung
von 0.125 s stattfindet. Es ist zu sehen, dass die niedrige BER
beibehalten wird, bis die beiden Signale weniger als die Chip-Periode
auseinander sind, dann tritt ein signifikantes Fading (destruktive
Interferenz) auf und die BER nimmt signifikant zu.
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10 zeigt
Ergebnisse von in einer typischen mikrozellularen Umgebung aufgenommenen Sounding-Messungen.
Ein signifikanter Mehrweg ist definiert als Wege, die eine Signalstärke in dem
Bereich von 10 dB des stärksten
Signals aufweisen. In der graphischen Darstellung von 10 ist
die Profilbreite gegenüber
der Anzahl signifikanter Mehrwege dargestellt. Es ist zu sehen,
dass in vielen Fällen die
gesamte Energie in dem Bereich eines Fensters von 0.5 s verteilt
ist, auch wenn viele Wege dazu beitragen. Wenn die Chip-Periode
0.25 s beträgt,
kommen viele getrennte Mehrwege innerhalb jedes Chip-Intervalls
an, was zu einem Fading und somit einer Verschlechterung der Systemleistung
führt.
Somit kann das System die meiste Zeit nur zwei Mehrwege auflösen. Ein
Erhöhen
der Chip-Rate reduziert nicht nur ein Fading, sondern liefert auch
mehr auflösbare
Mehrwege, die vorteilhaft an dem Empfänger kombiniert werden können.
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11 zeigt
einen Dekodierer zum Decodieren des übertragenen Signal dieser Erfindung.
Ein Entspreiz-Signal wird auf ähnliche
Weise wie die Erzeugung eines Spreiz-Signals, wie in 3e gezeigt, unter
Verwendung eines Spreiz-Signal-Generators 1', eines Hilbert-Transformations-Filters 3', eines Quadratur-Signal-Generators 7' und eines komplexen
Modulators 6' erzeugt.
Die übertragenen
Daten werden demoduliert und von einem Modulator 9 entspreizt
und dann von einem Tiefpassfilter 10 tiefpassgefiltert,
um das decodierte Signal zu erlangen.