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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine automatische Verstärkungsregelung
in einer Funkanordnung mit einer Null-Zwischenfrequenz, wie einem
Empfänger
oder einem Transceiver. Eine derartige Funkanordnung verarbeitet
abwärts
gemischte und demodulierte empfangene Funkfrequenzsignale und, wenn
es auch einen Übertragungsteil
gibt, modulierte und aufwärts
gemischte Signale überträgt. Derartige
Funkanordnungen können zellulare
Funkanordnungen, schnurlose Telefonanordnungen oder drahtlose LAN-Funkanordnungen, Satelliten-Funkanordnungen
oder eine andere geeignete Funkanordnung sein.
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Aus
dem Handbuch "RF
and Microwave Circuit Design for Wireless Communications", L.E. Larson, Artech
House Publishers, 1996, Seite 73, ist ein Empfänger mit direkter Umwandlung
und mit Null-Zwischenfrequenz bekannt. In einem derartigen Empfänger wird
ein Ortsoszillator in dem Empfänger auf
eine Trägerfrequenz
des eintreffenden Funkfrequenzsignals abgestimmt. Wenn es in einem
derartigen Empfänger
mit direkter Umwandlung und mit Null-Zwischenfrequenz DC-Koppelstufen
gibt, werden durch DC-Offset
wesentliche Probleme verursacht, wie durch LO-Lecken zu einem Eingang
eines störungsarmen
Funkfrequenzverstärkers,
der meistens zwischen einer Antenne und einer Mischstufe der Funkanordnung
mit Null-Zwischenfrequenz vorgesehen ist, und weiterhin durch DC-Offset
in mehreren Elementen der Funkanordnung, wie in Kanalfiltern, Verstärkern, oder
in anderen Elementen. Um derartige DC-Offsetprobleme zu lindern.
Wird in dem Empfangszweig der Funkanordnung AC-Kopplung vorgesehen.
Eine derartige AC-Kopplung
kann über mehrere
Stufen verteilt werden, wobei alle Stufen derart entworfen sind,
dass der DC-Offset einer Stufe viel kleiner ist als der dynamische
Bereich dieser Stufe.
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In
dem US Patent Nr. 5.982.807 ist ein Funktransceiver mit einem ZF-Streuspektrum zur
Verwendung in drahtlosen LANs, in dem sog. 2,4 GHz ISM Band, wie
in dem IEEE 802.11b Standard definiert, beschrieben worden. In dem
Transceiver umfasst ein Basisbandprozessor einen Demodulator für Streuspektrum-PSK,
wobei Information demoduliert wird, die von einer Funkschaltung
in dem Transceiver empfangen wurde. Nebst einer Doppelphasen- oder Binär-PSK-Mode
(BPSK) kann der Transceiver in einer Quadratur PSK Mode (QPSK) arbeiten.
Der Demodulator ist mit einem Ausgang eines A nalog-Digital-Wandlers
verbunden. Der Analog-Digital-Wandler ist mit der Funkschaltung
AC-gekoppelt. Zum wesentlichen Reduzieren einer mittleren DC-Komponente
wird ein bestimmter Typ eines Walsh-Codes angewandt. Wie in
1 von
US 5.982.807 hat der drahtlose
Transceiver eine Antenne, einen Aufwärts/Abwärtsmischer, und einen Tx/Rx-Schalter. Der Aufwärts/Abwärtsmischer
ist mit einem störungsarmen
Funkfrequenzverstärker
in einem Empfangszweig des Transceivers verbunden, und mit einem Funkfrequenzleistungsverstärker in
einem Sendezweig des Transceivers. Der Aufwärts/Abwärtsmischer ist mit einem Frequenzsynthesizer
sowie mit einem ZF-Modulator/Demodulater verbunden. Der Transceiver
umfasst weiterhin mehrere Filter und einen spannungsgesteuerten
Oszillator. Ein Basisbandprozessor umfasst 3-Bit Hochgeschwindigkeits-Analog-Digital-Wandler
zum Empfangen der Quadratur I- und Q-Signale von dem Modulator/Demodulator.
Weiterhin umfasst der Basisbandprozessor eine Anzeigefunktion, die
ein Bild gibt der empfangenen Signalstärke mit einem 6-Bit Analog-Digital-Wandler.
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Auf
Seite 62 des "DRAFT
Supplement, Part 11",
zu dem oben genannten "IEEE
802.11b Standard" sind
Operationskanäle
für "North American Channel
Selection" dargestellt.
Mit einem Ortsoszillator in der Funkanordnung, abgestimmt auf 2412
MHz empfängt
die Funkanordnung mit Null-ZF Funksignale von dem dargestellten,
nicht überlappenden
Kanal 1.
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In
dem US Patent Nr. 5.982.235 ist eine automatische Verstärkungsregelung
(AVR) beschrieben worden, die für
mobile Kommunikation benutzt wird. Wie in
7 von
US 5.982.235 dargestellt,
wird die Verstärkung
eines Verstärkers
eingestellt. Der Verstärker,
der ein Eingangs-ZF-Signal verstärkt,
hat eine Verstärkungsregelfunktion.
Das auf diese Art und weise verstärkte Signal wird einer Demodulationsschaltung
zugeführt.
Zur Anwendung einer AVR in mobiler Kommunikation, wie beschrieben, ändert ein
Empfangspegel so groß wie
+10 dB oder mehr bis –30
dB oder weniger. Um für
einen wesentlichen Abfall in dem Empfangspegel nebst dem Bereich
der Steuerung der AVR zu sorgen, wie wegen einer Schwunderscheinung,
umfasst die dargestellte AVR-Schaltung eine Schwunddetektionsschaltung bei
ZF (RSSI), eine AVR-Konvergenzpegeleinstellschaltung, eine Störabstanddetektionsschaltung (S/N)
und eine AVR-Einstellschaltung. Die Störabstanddetektionsschaltung,
die mit einem Ausgang des Verstärkers
verbunden ist, schaff ein einziges Eingangssignal für die AVR-Konvergenzpegeleinstellschaltung.
Die RSSI schafft ein anderes Eingangssignal für die AVR-Konvergenzpegeleinstellschaltung.
Die AVR-Schaltung umfasst weiterhin eine Dämpfungseinstellschaltung, die
mit einem Ausgang des Verstärkers
gekoppelt ist. Das Ausgangssignal der AVR-Schaltung tritt an einem
Ausgang der Dämpfungseinstellschaltung
auf. Die RSSI detektiert, ob die AVR-Schaltung mit hoher Geschwindigkeit
arbeitet. Sollte dies der Fall sein, so steuert die AVR-Konvergenzpegeleinstellschaltung
den AVR-Konvergenzpegel, zuzunehmen oder abzunehmen, wobei Datenverlust
vermieden wird. Sollte dies nicht der Fall sein, so wird der Störabstand
eines Ausgangssignals und der Ausgangssignalpegel auf konstanten
Pegel beibehalten. Sollte ein Schwund auftreten, so wird der Pegel
der AVR-Konvergenz erhöht,
wodurch Zerstörung
der Störabstandes
des Ausgangssignals vermieden wird. Die Dämpfungsschaltung wird derart
eingestellt, dass der Pegel des Ausgangssignals konstant bleibt.
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Es
ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen automatischen
Verstärkungsregler
in einer Funkanordnung mit einer Null-Zwischenfrequenz mit AC-gekoppelten
Stufen zu schaffen, wobei ein Signalauflösungsbereich eines Indikators
der empfangenen Signalstärke
unterhalb eine hohen dynamischen Bereichs liegt, ausgeübt durch ein
eintreffendes Funkfrequenzsignal.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen derartigen
automatischen Verstärkungsregler
zu schaffen, der schrittweise wiederholt um ein Ausgangssignal zu
schaffen, das in einem linearen Bereich des Indikators der empfangenen
Signalstärke
abgetastet wird, entweder dadurch, dass zunächst mit einer maximalen Verstärkung oder
mit einer minimalen Verstärkung
gestartet wird.
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Es
ist noch eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen derartigen
automatischen Verstärkungsregler
zu schaffen, der zunächst
durch Modifikation der Verstärkung
des störungsarmen Funkfrequenzverstäkers (LNA)
anfängt,
wobei es die größten DC-Offsetprobleme
gibt und wobei der Effekt von Störsendern
außerhalb
des Bandes durch Verringerung der Verstärkung des LNAs reduziert werden
kann.
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Noch
eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die negativen
Effekte der AC-Kopplung zu reduzieren, nachdem die AVR sich gesetzt hat,
durch Reduktion der Grenzfrequenz der AC-Kopplung.
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Eine
weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Verstärkungsregelung über Schaltungselemente
des Empfangszweiges zwischen der Antenne und dem Signalprozessor
zu verteilen zum Verarbeiten des Null-ZF-Signals.
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Nach
der vorliegenden Erfindung wird eine Funkanordnung (1)
mit einer Null-Zwischenfrequenz geschaffen, wobei diese Anordnung
die nachfolgenden Elemente umfasst:
- – eine Antenne
zum Empfangen eines Funkfrequenzsignals (RF), wobei das Funkfrequenzsignal
(RF) einen hohen dynamischen Bereich aufweist;
- – einen
Empfangsumsetzer zum Umsetzen des genannten Funkfrequenzsignals
(RF) in ein Null-ZF-Signal (Rx_I, Rx_Q), wobei der genannte Empfangsumsetzer
eine Mischstufe, einen AC-Koppler und einen Indikator der Stärke des empfangenen
Signals aufweist mit einem Signalauflösungsbereich, der unterhalb
des genannten hohen dynamischen Bereichs liegt, wobei der genannte
AC-Koppler mit einem Ausgang der genannten Mischstufe gekoppelt
ist;
- – einen
Signalprozessor zum Verarbeiten des genannten Null-ZF-Signals;
- – wenigstens
einen Verstärker,
der zwischen der genannten Antenne und dem genannten Signalprozessor
vorgesehen ist; und
- – einen
automatischen Verstärkungsregler
wenigstens zur Verstärkungsregelung
des genannten wenigstens einen Verstärkers,
wobei der
genannte automatische Verstärkungsregler
derart ausgebildet ist, dass er eine Verstärkung des genannten wenigstens
einen Verstärkers
dadurch einstellt, dass er die genannte Verstärkung auf eine vorbestimmte
Verstärkung
einstellt, dass er eine vorbestimmte Zeit wartet, damit die DC-Offsetsignale in
der genannten Funkanordnung abklingen können, dass geprüft wird,
ob das Auslesen des genannten Signalstärkenindikators innerhalb des
genannten Signalauflösungsbereichs
erfolgt, und dass die genannte Verstärkung entsprechend dem genannten Auslesen
eingestellt wird, wenn das genannte Auslesen innerhalb des genannten
Signalauflösungsbereichs
liegt.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass in einer
Funkanordnung mit AC-Kopplung mit Null-Zwischenfequenz die AVR nur dann
eingestellt werden kann, wenn keine Signalsättigung an dem Ausgang des
RSSI auftritt, und zwar wegen der DC-Offsets.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild einer Funkanordnung mit Null-Zwischenfrequenz nach
der vorliegenden Erfindung,
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2 eine
AVR-Einstelltabelle nach der vorliegenden Erfindung, und einen ersten
Schritt der Verstärkungseinstellung,
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3 eine
AVR-Einstelltabelle nach der vorliegenden Erfindung, und einen zweiten
Schritt der Verstärkungseinstellung,
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4 LO-Lecken,
was ein DC-Offsetsignal an einem Ausgang einer Misachstufe in der
Funkanordnung verursacht, und einen AC-Koppler, der mit dem Ausgang
der Mischstufe gekoppelt ist,
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5 ein
Fehlersignal an einem Ausgang des AC-Kopplers als eine Funktion
der Zeit,
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6 AC-Kopplung
und Kanalfilterung eines Null-Zwischenfrequenzsignals in einer Funkanordnung.
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In
den Figuren sind für
entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Transceivers 1 als eine Funkanordnung
mit einer Null-Zwischenfrequenz nach der vorliegenden Erfindung.
Der Transceiver 1 umfasst einen Empfangszweig Rx und einen
Sendezweig Tx. In einer anderen Ausführungsform, wobei kein Sendezweig
Tx vorhanden ist, ist die Funkanordnung ein Empfänger. Der Sendezweig Tx umfasst
einen Quadraturmischer mit Filtern 2 und 3, Mischer 4 und 5 und
eine Summieranordnung 6, und weiterhin einen Sendeleistungsverstärker 7,
der mit dem Quadraturmischer gekoppelt ist. An der Eingangsseite
ist der Quadraturmischer mit einer Basisbandschaltung mit einem
(nicht detailliert dargestellten) Modulator gekoppelt. An der Ausgangsseite
ist der Sendeleistungsverstärker 7 mit
einem Tx/Rx-Schalter 8 gekoppelt. Der TX/Rx-Schalter 8 ist mit
einer Antenne 9 gekoppelt. Ein derartiger Sendezweig ist
in dem Stand der Technik durchaus bekannt. Der Empfangszweig Rx
umfasst einen störungsarmen
Funkfrequenzverstärker
mit variabler Verstärkung
(LNA) 10, der mit dem Tx/Rx-Schalter 8 gekoppelt ist. Der
LNA 10 verstärkt
ein Ausgangssignal Vsig, das einem eintreffenden
Funkfrequenzsignal RF entspricht, das von der Antenne 9 empfangen wird.
Das Funkfrequenzsignal RF, das in dem Kanal 1 des sog. 2,4 GHz-Band
empfangen wurde, die in dem genannten IEEE 802.11b Standard definiert, beispielsweise
einen hohen dynamischen Bereich von typischerweise 80 dB von –90 dBm
bis –10
dBm aufweist. Ein Ausgang 11 des LNAs 10 ist mit
einem Frequenzempfangsumsetzer 12 gekoppelt zur Umsetzung
des Funkfrequenzsignals RF in eine Null-Zwischenfrequenzsignal Vin. Dargestellt ist ein Quad ratur-Frequenzempfangsumsetzer.
Der Frequenzempfangsumsetzer 12 umfasst Mischer 13 und 14 in
betreffenden Quadratur- und phasenrichtigen Mischerstrecken, die
gefilterte und verstärkte
Quadratursignale Rx_Q und Rx_I schafft. Der Frequenzempfangsumsetzer 12 umfasst
weiterhin steuerbare AC-Koppler 15, 16, 17 und 18,
steuerbare Kanalfilter 19, 20, 21 und 22 und
Null-ZF-Verstärker 23 und 24. Die
AC-Koppler 15 und 17 sind zwischen den Mischern 13 und 14 bzw.
den Null-ZF-Verstärkern 23 und 24 vorgesehen.
Die AC-Koppler 16 und 18 sind zwischen
den Kanalfiltern 19 und 20 vorgesehen und zwischen
den Kanalfiltern 21 bzw. 22. 25 ist zur
Steuerung der Verstärkung
der Verstärker 10, 23 und 25 und
zur Steuerung der Verstärkung
anderer Parameter der Kanalfilter 19, 20, 21 und 22 vorgesehen.
An einem Ausgang des AC-Kopplers 15 ist ein Signal Vout dargestellt. Die Steuersignal an dem
Steuerbus 25 werden von einem AVR-Controller geliefert,
der aus den nachfolgenden Elementen besteht: einem Signalprozessor 26 in
einer Basisbandschaltung 27, einer Zustandsmaschine 28,
und einem AVR-Buscontroller 29. Der Signal- oder Mikroprozessor 26 umfasst
ROM und RAM (nicht detailliert dargestellt) zur Speicherung nicht
flüchtiger
Programmdaten, und zur Speicherung flüchtiger Daten zur Verwendung
mit den Programmdaten. Die Zustandsmaschine 28 steuert
den AVR-Buscontroller 29 und schafft weiterhin Grenzfrequenzsteuersignale
zu den AC-Kopplern 15, 16, 17 und 18.
Wenn die Funktionalität
der Zustandsmaschine definiert worden ist, wird es einem Fachmann
nicht schwer fallen, die Zustandsmaschine zu implementieren, beispielsweise in
Form einer sog. ASIC ("Application
Specific Integrated Circuit").
In einer anderen Ausführungsform, wobei
der Signalprozessor I/O-Porten zugeordnet worden ist, kann auf die
Zustandsmaschine 28 verzichtet werden. In einer derartigen
Ausführungsform liefert
der programmierte Signalprozessor alle notwendigen Steuersignale.
Die Basisbandschaltung 27 umfasst weiterhin Analog-Digital-Wandler 30 und 31 zum
Abtasten der Quadratursignale Rx_I und Rx_Q. Die abgetasteten Rx_I
und Rx-Q-Signale werden einem (nicht detailliert dargestellten)
Demodulator zugeführt.
Der Transceiver 1 umfasst weiterhin einen Frequenzsynthesizer 32 mit
einer PLL zum Erzeugen von Ortsoszillatorsignalen für den Empfangszweig Rx
und für
den Sendezweig Tx. Wie in dem Stand der Technik bekannt, umfasst
die PLL einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 33 und
ein Schleifenfilter 34. Ein (nicht dargestellter) Bezugsoszillatorsignal wird
der PLL zugeführt.
Zum Erzeugen eines 2412 MHz Signals eines Ortsoszillators für ISM-Kanal
1 wird das 1,2 GHz VCO-Signal verdoppelt. Zum Erzeugen von LO-Signalen,
die um neunzig Grad in der Phase verschoben sind, die den Mi schern 13 und 14 in
dem Empfangszweig Rx zugeführt
werden, und zu den Mischern 4 und 5 in dem Sendezweig
zugeführt werden,
ist mit dem verdoppelten VCO-Signal ein 90° Phasenschieber 35 gekoppelt.
Der Transceiver 1 umfasst weiterhin einen Indikator (RSSI)
der empfangenen Signalstärke,
der aus Quadratierern 36 und 37, einem Summierer 38,
einem Tiefpassfilter (LPF) 39, einen logarithmischen Verstärker (LOG) 40 und
einen Analog-Digital-Wandler 41 besteht.
Das abgetastete RSSI Signal wird der Zustandsmaschine 28 zugeführt, oder
dem Signalprozessor 26, und zwar je nach der betreffenden
Ausführungsform.
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2 zeigt
eine AVR-Einstelltabelle nach der vorliegenden Erfindung und einen
ersten Schritt der Verstärkungseinstellung,
und 3 zeigt die AVR-Einstelltabelle nach der vorliegenden
Erfindung, und einen zweiten Schritt der Verstärkungseinstellung.
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Nachdem
der Empfänger
eingeschaltet worden ist, soll sich die AVR innerhalb von 10 μs setzen. Die
Zustandsmaschine 28 und der Signalprozessor 26,
der einen AVR-Controller bildet, sind derart programmiert, dass
sie AVR-Einstellung nach der vorliegenden Erfindung implementieren.
In einer ersten Ausführungsform
wird zunächst
die Verstärkung
der Empfangsstrecke Rx auf maximale Verstärkung MAX_GAIN eingestellt.
In einer zweiten Ausführungsform
wird zunächst
die Verstärkung
der Empfangsstrecke Rx auf minimale Verstärkung MIN_GAIN eingestellt.
In der ersten Ausführungsform,
die eine schnellere AVR-Einstellzeit zeigt als die zweite Ausführungsform,
werden bei maximaler Verstärkung
Funksignale mit kleiner Amplitude als erste aufgelöst. In der
zweiten Ausführungsform
werden bei minimaler Verstärkung
Funksignale mit großer
Amplitude als erste aufgelöst.
Die erste Ausführungsform
wird nun detailliert beschrieben. Zunächst wird der AVR-Code auf
Null gesetzt. In dem gegebenen Beispiel ist der Analog-Digital-Wandler 41 ein 5-Bit
Wandler, so dass an dem Ausgang ein digitaler Code zwischen 0–31 erzeugt
wird. Es wird vorausgesetzt, dass die RSSI-Schaltung über einen
32 dB Eingangssignalbereich (sicheren Bereich) linear funktioniert
für einen
Bereich von digitalen Ausgangscodes 0–31. Außerhalb eines derartigen 0–31 Bereichs
wird vorausgesetzt, dass eine Auslese des Analog-Digital-Wandlers 41 nicht
eine zuverlässige
Darstellung des wirklich empfangenen Funkfrequenzsignals RF ist.
Deswegen kann nur ein Teil des dynamischen Bereichs von 80 dB des
RF-Signale abgetastet werden. Die AVR-Einstelltabelle 50 zeigt
die erforderliche AVR-Dämpfung
gegenüber
dem RF-Eingangssignalpegel, als Beispiel. Eine Auslese der RSSI
ist durch einen Pfeil angegeben. Unter diesen Voraussetzungen werden
bei maximaler Verstärkung
werden alle Auslesungen, die größer sind
als 31 zurückgewiesen und
die AVR-wird nicht eingestellt. Eine zu hohe Einstellung der Verstärkung würde bei
einer niedrigen Funkfrequenzsignalstärke nur bei einem geringen DC-Offset
in der Rx-Strecke auf einfache Weise Signale in der Rx-Strecke sättigen.
Um eine derartige Sättigung
zu vermeiden, sind die AC-Koppler 15, 16, 17 und 18 vorgesehen.
Dies bedeutet, wie in der AVR-Tabelle 50 angegeben, zunächst bei
maximaler Verstärkung,
dass nur Funkfrequenzsignale zwischen –90 dBm und –60 dBm
auf zuverlässige
Art und Weise durch RSSI angegeben werden können. In dem gegebenen Beispiel
werden die Funkfrequenzsignale in dem 80 dB dynamischen Signalbereich
0–80 coeiert.
Mit einer derartigen Codierung kann die AVR mit einer Genauigkeit
von 1 dB eingestellt werden. Andere Abbildungen von Codes zu Signalen,
mit einer anderen AVR-Einstellgenauigkeit, können angewandt werden, wie
dies einem Fachmann einleuchten dürfte. Beim Auslesen des Codes =
15, beispielsweise, bei maximaler Verstärkung, innerhalb eines Codebereichs
von 0–31,
tritt keine Sättigung
auf. Danach kann die AVR dadurch eingestellt werden, dass die Verstärkung in
der Rx Strecke um 15 dB reduziert wird, auch hier wieder ausgehend vom
Maximum. Beim Einstellen der Verstärkung in der Rx Strecke auf
einen bestimmten Verstärkungswert
ist es wesentlich, zu warten, bis der ganze DC-Offset in der Rx
Strecke entfernt ist, in allen Stufen davon, bevor die I&Q-Ausgangssignale
wirklich verwendet werden. Auf Basis der Voraussetzung, dass der
maximale DC-Offset jeder Stufe bekannt ist, abhängig davon, ob eine Verstärkung einer
bestimmten Stufe modifiziert wird, wird eine Wartezeit für den DC-Offset eingestellt.
Der größte DC-Offset
soll erwartet werden, und zwar wegen des LO-Leckens von dem VCO+Frequenzverdoppler
zu dem Eingang des störungsarmen
Funkfrequenzverstärkers 11.
Andere Stufen hinter den Mischern 13 und 14 zeigten
typischerweise einen niedrigeren DC-Offset. Eine Wartezeit für DC-Offset
an dem Eingang des LNAs 11 zum Rückgängigmachen ist typischerweise
auf 2–3 μs gesetzt.
Für andere
Stufen wird eine Wartezeit typischerweise auf 1 μs gesetzt. Beim Auslesen des
Codes = 31 tritt bei maximaler Verstärkung Sättigung auf. Danach kann die
AVR nicht eingestellt werden und ein weiterer Schritt ist erforderlich,
entsprechend dem oben beschriebenen Schritt der Verstärkungseinstellung
und der Abwartung, dass der DC-Offset aufgelöst ist. In einem weiteren Schritt,
ausgehend von maximaler Verstärkung,
wird die Verstärkung
in der Rx Strecke um 31 dB reduziert. Dies bedeutet, dass in dem
weiteren Schritt Funkfrequenzsignale mit einer Signalstärke zwischen –59 dBm
und –29 dBm
angegeben werden können.
In diesem weite ren Schritt wird der AVR-Code auf 31 gesetzt. Auch
in diesem weiteren Schritt ist es wesentlich, zu warten, bis der
DC-Offset, verursacht durch eine Änderung in der Verstärkungseinstellung
aufgehoben worden ist. Beim Auslesen des Codes = 2 kann beispielsweise die
AVR dennoch eingestellt werden, weil durch eine noch zu hohe Verstärkung der
Rx Strecke. Der Lesecode = 2 dennoch die Rx Strecke sättigt bei
dem I&Q-A/D-Eingang.
Danach ist noch ein weiterer Schritt erforderlich, entsprechend
den oben stehenden zwei Schritten. In einem nachfolgenden Schritt wird
die Verstärkung
um 2 dB reduziert. In dem gegebenen Beispiel ist das aktuelle Eingangssignal –57 dBm.
In der zweiten Ausführungsform,
ausgehend von einer minimalen Verstärkung, werden entsprechende
Schritte durchgeführt,
bis das Auslesen der RSSI in den Bereich der Codes fällt, die
dem RSSI-Auslesen entspricht, und zum Schluss das Einstellen der
RSSI derart, dass Null ausgelesen wird.
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4 zeigt
LO-Lecken, das ein DC-Offsetsignal an einem Ausgang des Mischers 13 in
der Funkanordnung 1 und dem AC-Koppler 15 verursacht,
der mit dem Ausgang des Mischers 13 gekoppelt ist. Weiterhin
sind die Frequenzspektren der Signale Vsig und
Vin dargestellt, und das Abfallen des DC-Offsets
Vout,DC wegen des LO-Leckens zu dem Eingang
des LNAs 11 als eine Funktion der Zeit, an dem Ausgang
des AC-Kopplers 15. In dem gegebenen Beispiel kann die
Verstärkung
des LNAs 11 in zwei Schritten auf +20 dB oder auf 0 dB
eingestellt werden. Für
eine Grenzfrequenz von 1 MHz des AC-Kopplers 15 ist bei einer Änderung
in der Verstärkung
des LNAs 11 von 20 dB zunächst ein riesiger DC-Offset
vorhanden, und zwar wegen eines geringen Leckens an dem Eingang
des LNAs 11. Die Wartezeit, dass der DC-Offset endet wird
derart eingestellt, dass das Warten auftritt, bis Vout,DC kleiner
ist als Vsig/10. Bei einer Grenzfrequenz
von 1 MHz ist die Wartezeit typischerweise 3 μs. Wegen einer anfangs relativ
hohen Grenzfrequenz des AC-Kopplers 15 tritt ein Einschnitt
in dem Frequenzspektrum auf. Ein derartiger Einschnitt sorgt dafür, dass
die RSSI eine nicht einwandfreie Messung des Funkfrequenzsignals
RF angibt. Es ist folglich vorteilhaft, die Grenzfrequenz des AC-Kopplers 15 zu
reduzieren nachdem die AVR sich gesetzt hat. Weiterhin je höher die Grenzfrequenz
des AC-Kopplers 15, umso schlechter der Störabstand.
Also, nachdem die AVR sich gesetzt hat, wird die Grenzfrequenz des
AC-Kopplers dadurch reduziert, dass die Zeitkonstante RC des AC-Kopplers 15 reduziert
wird, wie angegeben. Der Widerstand R kann kontinuierlich oder schrittweise variiert
werden.
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5 zeigt
ein Fehlersignal Verror an einem Ausgang
des AC-Kopplers 15 als eine Funktion der Zeit t. Bei t
= t0 ist die Grenzfrequenz des AC-Kopplers 15 und auch
des AC-Kopplers 16 1 MHz. Bei t = t1 ist, wenn die komplette
AVR-Verstärkung
sich gesetzt hat, die Grenzfrequenz auf 100 kHz reduziert. Gegebenenfalls
wird bei t = t2 die Grenzfrequenz weiter reduziert auf 10 kHz, wobei
im Endeffekt die AC-Kopplung zum größten Teil entfernt wird. Dies führt zu einer
allmählichen
Reduktion des Signals Verror auf weniger
als 10% des Signals Vin.
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6 zeigt
eine Frequenzkennlinie 60 der AC-Kopplung und eine Frequenzkennlinie 61 der
Kanalfilterung eines Frequenzsignals mit Null-Zwischenfrequenz in
der Funkanordnung 1, und weiterhin ein Frequenzspektrum 62 des
Null-Zwischenfrequenzsignals an einem Ausgang des Mischers 15.
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Nachdem
die AVR sich gesetzt hat, ist es vorteilhaft, die Verstärkung um
10 dB auf einen Eingang des Indikators der empfangen Signalstärke zu reduzieren,
damit eine Steigerung sowie eine Verringerung in dem Signalpegel
später
detektiert wird. Verstärkung
zu dem Eingang des Indikators der empfangenen Signalstärke kann über (an
dieser Stelle nicht detailliert dargestellte) steuerbare Dämpfer reduziert
werden, die zwischen den Rx_Q und Rx_I Ausgängen und den Quadratierern 36 und 37 vorgesehen
sind. Der nominelle Einstellpunkt für die RSSI wird dann zehn statt
Null sein, und wird Signaländerungen
von +10 dB bis –22
dB angeben, hinter denen Sättigung
auftritt.
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Auch
kann eine RSSI mit einem größeren Bereich
zu diesem Zweck verwendet werden, beispielsweise mit einem Bereich
von 42 dB. Dies wird einen Auslesewert einer Signaländerung
von +10 dB bis –32
d. In dieser Ausführungsform
werden Auslesungen für
die AVR zwischen 0 und 31 verwendet, während Auslesungen zwischen –10 und –1 für den oben
stehenden Zweck verwendet werden.
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In
den gegebenen Ausführungsformen
kann Verstärkungsreduktion,
Kanalfilterung und Reduktion der Grenzfrequenzen über viele
Stufen verteilt werden. Wenn die Verstärkung der Rx Strecke reduziert wird,
und zwar von einer maximalen Verstärkung zu einer niedrigen Verstärkung, ist
es vorteilhaft zunächst
die Verstärkung
des LNAs 11 zu reduzieren, wenn die Verstärkung der
Rx Strecke zunimmt, und zwar von einer minimalen Verstärkung zu
einer höheren
Verstärkung,
ist es vorteilhaft die Verstärkung
des LNAs in einem letzten Schritt zu steigern. Eine derartige Verstärkungseinstellung
lindert die Effekte von Störsendern
außerhalb
des Bandes oder von Störsendern
in anderen Kanälen
des ISM Band. Weiterhin wird bei einer niedrigeren Verstärkungseinstellung
der Funkeingang mehr linear.
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Im
Hinblick auf das Obenstehende dürfte
es dem Fachmann einleuchten, dass im Rahmen der vorliegenden Erfindung,
wie nachstehend durch die beiliegenden Patentansprüche definiert,
mehrere Modifikationen möglich
sind und dass die vorliegende Erfindung sich folglich nicht auf
die beschriebenen Beispiele begrenzt. Das Wort "umfasst" schließt das Vorhandensein anderen
Elemente oder Schritte als diejenigen, die in einem Patentanspruch
aufgelistet sind, nicht aus.
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Text in der
Zeichnung
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1
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- Antenne
- Mischer
- Frequenzempfangsumsetzer
- Null-ZF-Verstärker
- AC-Koppler
- Kanalfilter
- Basisbandschaltung
- Summierer
- Quadratierer
- Zustandsmaschine
- Signalprozessor
- Phasenschieber
- Summieranordnung
- Frequenzsynthesizer
- Steuerbus
- Sendeleistungsverstärker
-
2
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- RSSI-Auslesung
- AVR-Dämpfung
- RF-Eingangssignalpegel an der Antenne
- Maximale Verstärkung/minimale
Dämpfung
- Wirkliches Eingangssignal
- Minimale Verstärkung/maximale
Dämpfung
- AVR-Einstelltabelle
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3
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- RSSI Auslesung
- Maximale Verstärkung
- Wirkliches Eingangssignal
- Minimale Verstärkung
- AVR Einstelltabelle
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4
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-
6
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- AC-Kopplung
- Kanalfilterung