DE60022901T2 - Starke signalunterdrückung um die verarbeitung von schwachen spreizspektrumsignalen zu verbessern - Google Patents

Starke signalunterdrückung um die verarbeitung von schwachen spreizspektrumsignalen zu verbessern Download PDF

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Description

  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Mehrfachzugriffs-Spreizspektrumsfunkempfänger, und spezieller Empfänger mit einer verbesserten Fähigkeit, ein relativ schwaches Signal in Gegenwart eines vergleichsweise stärkeren Signals zu erfassen und zu verfolgen.
  • Die Differenz in der Signalstärke kann oft dem relativen Abstand von Signalquelle und Empfänger zugeschrieben werden, und folglich wird die Schwierigkeit des Verfolgens des schwächeren Signals in Gegenwart eines näheren, stärkeren Signals oft als Nah-Fern Problem des Spreizspektrum-Mehrfachzugriffs bezeichnet. Dieses Problem kann auch auftreten, wenn eine Signalquelle für den Empfänger verdeckt ist, während eine andere Signalquelle eine direkte Sichtverbindung hat. Ein Beispiel hierfür wäre das Betreiben eines Empfängers innerhalb eines Gebäudes, vielleicht nahe einem Fenster oder einer Tür, wodurch einige Signale mit normaler Signalstärke empfangen werden, während andere durch die Gebäudestruktur gedämpft werden.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Das Global Positioning System (GPS) ist ein Funknavigationssystem, das von der amerikanischen Luftwaffe betrieben wird für den doppelten Zweck einer Bereitstellung von genauer globaler Positionsbestimmungsinformation für das Militär sowie für zivile Nutzer. Bisher stellt das GPS zwei Dienste zur Verfügung: den präzisen Positionsbestimmungsservice (PPS), der primär für die US-Streitkräfte verfügbar ist und die Verwendung von Empfängern erfordert, die mit der geeigneten PPS-Ausstattung ausgestattet sind, und den standardmäßigen Positionsbestimmungsservice (SPS), der weniger genau ist als PPS, aber für alle Nutzer verfügbar ist, egal ob sie Zugriff auf eine PPS-Ausstattung haben, oder nicht. Das US-Verteidigungsministerium ist in der Lage die Genauigkeit von SPS durch etwas zu verschlechtern, das als Selective-Availability(S/A)-Algorithmus bekannt ist, und hat offiziell die Stellung eingenommen, dass alle derartigen S/A-induzierten Fehler begrenzt werden auf einen 100 Meter Horizontalpositionsfehlerbereich (2d-RMS). Im Gegensatz dazu ist PPS bis auf 22 Meter genau.
  • GPS besteht im Wesentlichen aus mindestens 24 Satelliten im Orbit um die Erde herum in einer Höhe von ungefähr 20.000 km in einer von sechs Umlaufbahnen. Jede Umlaufbahn ist mit mindestens vier Satelliten besetzt. Jeder GPS-Satellit strahlt ein einzigartiges Funkrangingsignal aus, welches von geeignet ausgestatteten GPS-Empfängern empfangen werden kann. Das Signal enthält Information, die einen bestimmten sendenden Satelliten angibt, und Navigationsdaten, beispielsweise Zeit und Satellitenposition. Auf einer Grundebene arbeiten alle GPS-Empfänger durch Verfolgen der Rangingsignale mehrerer GPS-Satelliten und durch Bestimmen der Position des Benutzers hinsichtlich geografischer Breite, geografischer Länge und Höhe oder eines anderen äquivalenten Raumkoordinatensystems.
  • Das Rangingsignal, das von jedem Satelliten ausgestrahlt wird, enthält zwei Signale: das primäre Link 1 (L1) Signal, das mit einer Trägerfrequenz von 1575,42 MHz ausgestrahlt wird, und das sekundäre Link 2 (L2) Signal, das mit einer Trägerfrequenz von 1227,6 MHz ausgestrahlt wird. Beide L1 und L2 Trägersignale sind Spreizspektrum-Signale, die mit digitalen Signalen oder Codes moduliert werden, die das Spektrum jedes Trägersignals über eine bestimmte Bandbreite „spreizen". Das L1-Signal wird mit drei digitalen Bi-Phasen (also ±1) Signalen moduliert: Dem Clear oder Coarse Acquisition (C/A) Code, der ein kurzer Pseudo-Zufalls-Rauschen (PRN) Code ist, der mit einer Bitrate (oder Chiprate, die Bezug nimmt auf jeden Impuls des Rauschcodes) von 1,023 MHz ausgestrahlt wird (und folglich das L1 Trägersignal über eine 1,023 MHz Bandbreite spreizt, indem im Wesentlichen jedes Bit in dem Originalsignal in 1023 separate Bits oder Chips aufgebrochen wird, was als Direct-Sequence Spreizspektrum bekannt ist) und der sich folglich jede Millisekunde wiederholt; dem Precise (P) Code, der ein sehr viel längerer PRN-Code ist, der sich wöchentlich wiederholt und mit der zehnfachen Chiprate des C/A-Codes (10,23 MHz) ausgestrahlt wird; und einem 50 Hz Navigationsdatencode (D). Der C/A-Code wird immer rein (oder unverschlüsselt) ausgestrahlt, wohingegen der P-Code mit einem Verschlüsselungs (E)-Code verschlüsselt wird, um etwas zu bilden, was als Y-Code bekannt ist. Der Navigationscode D mit geringer Datenrate enthält Umlaufbahnparameter und eine Uhrzeitkorrekturinformation für den Satelliten, die durch S/A modifiziert wurde.
  • Gegenwärtig wird SPS ausschließlich auf dem L1-Signal gegründet, in Zukunft wird jedoch das SPS-Signal verfügbar sein auf beiden, L1 und L2. Das gegenwärtige L1-Signal enthält eine In-Phasen Komponente, die mit P⊕E⊕D (wobei ⊕ die logische XOR-Funktion bezeichnet) moduliert wird, und eine Quadraturkomponente, die mit C/A⊕D moduliert wird, und kann für jeden Satelliten i dargestellt werden als
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    wobei A die Signalleistung, ω die Trägerfrequenz und φ eine kleine Phasenrausch- und Oszillatordriftkomponente (also einen Taktfehler) darstellen.
  • Die ausgestrahlte Satellitennavigationsdatennachricht D und Algorithmen für ihre Verarbeitung sind in der öffentlich verfügbaren US-Regierungsspezifikation ICD-GPS-200 definiert. Der Satellitenpositionsteil von D ist tatsächlich eine Voraussagung, die berechnet wird, indem Rangingmessungen der GPS-Satelliten verwendet werden, die bei fünf Überwachungsstationen genommen werden, die um die Erde verteilt sind. Das GPS-Steuersegment führt periodisch, typischerweise täglich, ein Uploaden jedes Satelliten mit seinen vorausgesagten Navigationsdaten und mit einer geschätzten Korrektur seiner bordeigenen Atomuhr durch.
  • Die Satellitennavigationsdaten enthalten das GPS-Almanach, welches verwendet wird, um die Position und die Geschwindigkeit jedes GPS-Satelliten für viele Wochen in die Zukunft vorherzusagen. Ein typischer GPS-Empfänger verwendet die Almanachdaten, die Algorithmen, die in ICD-GPS-200 definiert sind, und standardmäßige Lineargleichungslösungstechniken, um die Position und die Geschwindigkeit jedes GPS-Satelliten zu berechnen und den erwarteten Bereich (PRN-Codephase) und die Dopplerfrequenz, wo der Empfänger das Signal des Satelliten finden wird, vorherzusagen.
  • Da alle Satelliten mit der gleichen Trägerfrequenz senden, muss jedes der Satellitenrangingsignale in der Lage sein diese Frequenz mit einer minimalen Interferenz von den anderen Signalen gemeinsam zu verwenden. Dies erfolgt durch sorgfältiges Auswählen der PRN-Codes, um einen (1-Chip breiten) Autokorrelationspeak zu haben, um eine Codesynchronisation zu ermöglichen und ein gleichmäßiges Spreizen über das gesamte Frequenzband zu erreichen, und ferner um kleine Kreuzkorrelationswerte zu haben, in einem Verfahren, das als Code Division Multiple Access (CDMA) bekannt ist. Die C/A PRN-Codes sind für jeden Satelliten einzigartig und aus einer Familie von Codes genommen, die als Gold-Codes bekannt ist. Die GPS C/A-Codes werden als ein Produkt (Modulo-2 Summe) von zwei maximalen binären Codesequenzen (G1 und G2) gebildet, die jeweils 1023 Bits lang sind. Die 1023 Mitglieder dieser Gold-Code Familie werden erzeugt, indem der Startzustand des G2-Registers bezüglich G1 verschoben wird. Zweiunddreißig der 1023 möglichen Gold-Codes wurden für die GPS-Satelliten basierend auf zwei Kriterien ausgewählt: die Anzahl an Einsen und Nullen in dem Code muss sich genau um Eins unterscheiden (die Codes sind also symmetrisch), und die Kreuzkorrelation zwischen irgendwelchen zwei der C/A-Codes beträgt nicht mehr als 65/1023 oder –23,9 dB (normalisiert auf den Autokorrelationseinheitspeak). Diese Kreuzkorrelations-Unanfälligkeit wird als Gold-Bound bezeichnet, und stellt die maximale Interferenz zwischen gleichstarken C/A-Codesignalen mit identischen Frequenzen dar. Dieses PRN-Signaldesign erlaubt einen zufriedenstellenden CDMA-Betrieb des GPS-Systems, also sogar 32 Satelliten, die sich das gleiche Ausstrahlungsband teilen, vorausgesetzt, dass die empfangenen Leistungen der GPS-Signale nicht größer als der Gold-Bound sind, was typischerweise der Fall ist.
  • Der Gold-Code Bound ist anwendbar für Signale mit identischen Trägerfrequenzen. Aufgrund von Dopplerfrequenzverschiebungen, die durch die Bewegung der Satelliten in ihren Umlaufbahnen und aufgrund der Bewegung des Empfängers verursacht werden, ist jedoch die empfangene Frequenz der GPS-Satellitensignale typischerweise um bis zu ± 5 KHz von der nominalen 1575,42 MHz L1-Trägerfrequenz verschoben. Relativ zu irgendeinem einzelnen Satelliten kann die Frequenz von anderen Satelliten sogar um ± 9 KHz abweichen.
  • Das Stark/Schwach-Kreuzkorrelationsproblem ist schwerwiegender, wenn die Signale dopplerverschoben sind. Wie zuvor erwähnt, wird die Gold-Code Familie des C/A-Codes erzeugt, indem die Mod-2 Summe eines ausgewählten Paars von maximalen binären Codesequenzen (G1 und G2) für alle 1023 möglichen Zeitverschiebungen zwischen den zwei Sequenzen gebildet wird. Die Kreuzkorrelation (die die Multiplikation von zwei Signalen ist) für binäre Codes ist äquivalent zu der Mod-2 Addition der Codes, da die Multiplikation von ± 1 Werten eine Eins-zu-Eins Entsprechung mit der Mod-2 Addition von binären 0,1 Werten hat. Die Kreuzkorrelation von zwei dopplerverschobenen Mitgliedern der Gold-Code Familie reduziert sich folglich auf die Mod-2 Addition jeder maximalen Sequenz mit sich selbst, gefolgt von einer anderen Mod-2 Addition. Die Verschiebungs- und -Addierungseigenschaft einer maximalen Sequenz bedeutet, dass die Mod-2 Summe einer maximalen Sequenz mit einer Verschiebung der gleichen maximalen Sequenz eine noch andere Verschiebung der gleichen maximalen Sequenz ergibt. Folglich ergibt die Kreuzkorrelation von zwei dopplerverschobenen Mitgliedern der Gold-Code Familie ein anderes Mitglied der gleichen Gold-Code Familie. Man hat herausgefunden, dass diese erzeugten Gold-Codes keine Mitglieder der C/A-Familie sind und Kreuzkorrelationen haben können, die die C/A-Code Designgrenze überschreiten.
  • Es ist keine schlüssige Analyse der Kreuzkorrelationsinterferenz von dopplerveschobenen C/A-Codes mit relativ unterschiedlichen Trägerfrequenzen bekannt. Stattdessen werden Simulationen verwendet, um die Auswirkungen von Dopplerverschiebungen auf die Kreuzkorrelation von C/A-Codes zu analysieren. Die Simulationen erzeugen entweder die zwei gewünschten Frequenz-Offset-Codes und berechnen die Kreuzkorrelation direkt, oder erzeugen die Fourier Transformation für jeden Code, eingestellt für den Frequenzoffset, und berechnen die Kreuzkorrelation der Transformationen. Man hat herausgefunden, dass für einen ± 9 KHz Dopplerbereich die schlechteste Kreuzkorrelation für die GPS C/A-Codes gleich –20,9 dB ist. Dieses schlechteste Szenario tritt auf, wenn die relative Dopplerverschiebung zwischen zwei Satellitensignale ein ganzzahliges Vielfaches von 1 KHz ist.
  • Während Doppleroffsets den Wert der Stark/Schwach-Signalkreuzkorrelation erhöhen, wenn die Frequenzdifferenz ein ganzzahliges Vielfaches von 1 KHz ist, reduziert die Frequenzdämpfung die Korrelationsauswirkungen, wenn die Dopplerverschiebung kein Vielfaches von 1 KHz ist. Die GPS-Empfänger integrieren (summieren) die In-Phase und die Quadratur (I, Q)-Messungen eine gewisse Zeit lang, bevor sie für die Signaldetektion oder für eine Signalverfolgung verwendet werden. Wenn das integrierte Signal einen Frequenzfehler enthält, dann reduziert die Akkumulation die scheinbare Stärke des Signals um die gut bekannte sin(x)/x Funktion, wobei x halb so groß ist, wie die Phasendrehung in Radiant, die über der Integrationszeitperiode auftritt (man beachte, dass der Grenzwert von sin(x)/x gleich 1 ist, wenn x sich 0 nähert). Wenn die Dopplerdifferenz zwischen dem schwachen Replikasignal und dem störenden starken Signal gleich 500 Hz ist, und die I, Q Integrationszeit 1 ms beträgt, dann ist x gleich π/2 rad, sin(x)/x ist gleich 2/π, und die Interferenz wird um ungefähr 4 dB gedämpft.
  • Folglich kann ein Stark/Schwach-Signalkreuzkorrelationsproblem auftreten, wenn die Stärke eines Satelliten sich anschickt 20,9 dB stärker als die Stärke des zweiten Satelliten zu werden. Unter dieser Bedingung kann die Erfassungssuche die Kreuzkorrelations-Spektrallinie von dem starken Satelliten detektieren, anstatt die Autokorrelations-Spektrallinie von dem schwachen Satelliten.
  • Das GPS-System wurde unter der Annahme entworfen, dass Empfänger im Freien mit direkten Sichtverbindungen zu allen Satelliten betrieben werden. In diesem Fall liefert der C/A-Code einen adäquaten Schutz vor einer Stark/Schwach-Signalkreuzkorrelation. Sobald ein Empfänger sich in ein Gebäude bewegt, oder unter einer Beschirmung von Bäumen ist, können jedoch einige der Signale signifikant gedämpft werden, während die Anderen weiterhin mit normaler Signalstärke empfangen werden. Unter derartigen Umständen verursacht die Betriebssignifikanz der Kreuzkorrelationspeaks der Gold-Codes die Schwierigkeit in der Lage zu sein zwischen dem schwachen GPS-Signal und der Kreuzkorrelation eines relativ stärkeren GPS-Signals zu unterscheiden. Eine falsche Unterscheidung kann große Fehler in der geografischen Breite, geografischen Länge und Höhe, die durch den GPS-Empfänger berechnet werden, verursachen.
  • Ein mit SPS ausgestatteter GPS-Empfänger wird zu jeder gegebenen Zeit die L1-Rangingsignale von sogar 12 Satelliten empfangen, die alle auf die gleiche Trägerfrequenz multigeplext sind, jeweils mit ihrem eigenen C/A PRN Gold-Code moduliert. Von diesem Verbundträgersignal muss der Empfänger die Signale der individuellen Satelliten identifizieren und extrahieren können, und dann jedes dieser Signale verarbeiten, um die darin enthaltene Information wiederherzustellen. Jeder dieser Satelliten hat das Potential zum Interferieren mit jedem anderen Satellitensignal. In einem schlechtesten Fall, wenn die Signale von einem einzelnen schwachen Satelliten und einer Mehrzahl von starken Satelliten gleichzeitig empfangen werden, kann das schwache Satellitensignal eine signifikante Kreuzkorrelationsinterferenz von jedem starken Satellitensignal haben.
  • Wenn ein GPS-Empfänger zuerst eingeschaltet wird, hat er bestenfalls nur ungefähr Kenntnis von seiner Position, seinem lokalen Oszillator-Offset (was als Dopplerfrequenzoffset erscheint, welcher allen Satelliten gemeinsam ist) und der korrekten Zeit. Folglich muss der Empfänger eine systematische Suche in einem großen Bereich aller möglichen C/A-Codephasen und aller möglichen Doppleroffsets durchführen, um die Satellitensignale zu lokalisieren. Während der Suche kann die Stark/Schwach-Kreuzkorrelation von irgendeinem relativ starken Satelliten den Empfänger dazu zu bringen, eine Kreuzkorrelations-Spektrallinie von dem starken Satelliten als ein Signal von einem schwachen Satelliten misszuverstehen.
  • Nachdem der Empfänger gestartet worden ist, kann er die C/A-Codephase und den Doppleroffset aller Satelliten vorhersagen, indem die Almanachdaten und die Algorithmen gemäß ICD-GPS-200 verwendet werden, zu welchem Zeitpunkt er lediglich einen relativ kleineren Bereich von C/A-Codephasen und Dopplerfrequenzoffsets für das gewünschte Satellitensignal absuchen muss. Gleichwohl bleibt das Stark/Schwach-Kreuzkorrelationsproblem, wenn der Kreuzkorrelationspeak von einem relativ starken Satelliten innerhalb des Suchbereichs eines relativ schwachen Satelliten auftritt.
  • Ein typsicher GPS-Empfänger enthält eine Antenne zum Empfangen des Trägersignals während Mehrweg- und optional Interferenzsignale zurückgewiesen werden; einen Vorverstärker, der ein Bandpassfilter enthält, um potentielle Interferenzsignale mit einem großen Pegel in benachbarten Frequenzbändern herauszufiltern, und einen rauscharmen Verstärker (LNA) zum Verstärken des Trägersignals; einen Referenzoszillator zum Bereitstellen einer Zeit- und Frequenzreferenz für den Empfänger; einen durch den Oszillator angetriebenen Frequenzsynthesizer; einen Abwärtswandler zum Wandeln des gefilterten Trägersignals in eine Zwischenfrequenz (IF); einen IF-Abschnitt zum Bereitstellen eines weiteren Filterns von Out-Of-Band Rauschen und Interferenz, einer Verstärkung des Signals auf einen bearbeitbaren Signalverarbeitungspegel, und optional einer Abwärtswandlung des IF-Signals in ein Basisbandsignal; und einen Analog-zu-Digital Wandler (ADC) zum Abtasten und Quantisieren des Signals in die In-Phasen (I)- und Quadratur (Q)-Komponente. Der ADC kann entweder das IF- oder das Basisbandsignal abtasten, in Abhängigkeit von dem Empfängerdesign.
  • Das digitalisierte I, Q Signal wird als Nächstes in einen bis zwölf oder in mehr Verfolgungskanäle eingespeist. Dort wird es mit einem C/A PRN-Codereplika korreliert, welches entweder anfänglich nach Bedarf mit Schieberegistern erzeugt wurde, oder als ein kompletter Satz von vorberechneten C/A-Codechips in dem Speicher gespeichert ist. Die Korrelation des Replika signals und des empfangenen Signals erfolgt durch Mischen (Multiplizieren) der zwei Signale, und durch Integrieren (Summieren) der Leistung der In-Phasen- und Quadraturkomponenten des resultierenden Signals. Typischerweise werden die Phase des Trägers und der Code des Replikasignals mit dem empfangenen Signal durch Phase Locked Loops (PLLs), Costas Phase Detection Loops und/oder Delay Locked Loops (DLLs) abgestimmt. PLL und Costas Loops halten eine Phasenübereinstimmung des empfangenen und des Replikasignals, indem die Quadraturkomponente auf Null gesteuert wird, während die In-Phasen-Komponente maximiert wird. DLL hält die C/A-Codeabstimmung, indem die Korrelationsleistung, die bei zwei oder mehreren Code-Offsets gemessen wird, beispielsweise früh und spät oder früh und pünktlich, ausgeglichen wird. Jedes wiederhergestellte Spreizspektrum-L1-Signal wird dann an den Signalverarbeitungsbereich des Empfängers geliefert, wo es demoduliert wird, um den Signalträger und die C/A- und D-Codes wiederzugewinnen. Diese wiederum werden an einen Navigationsdatenprozessor geliefert, wo die Position jedes Satelliten, der verfolgt wird, aus dem D-Code berechnet wird, und wo verschiedene Fehlerkorrekturen durchgeführt werden. Fehlerquellen enthalten ionosphärische und troposphärische Verzögerungen, den Dopplereffekt, Satellitenund Empfangsuhrfehler, Ausstattungsverzögerungen, Rauschen und Mehrwegfehler aufgrund eines Signals, welches reflektiert wurde und folglich zu mehreren, jedoch leicht verzögerten Zeitpunkten empfangen wird.
  • Das maximale C/N0 (Signal-zu-Rausch-Verhältnis in einer 1 Hz Bandbreite), welches von den GPS-Empfängern nahe der Oberfläche der Erde empfangen wird, beträgt ungefähr 55 dB-Hz, was eine additive Mehrweginterferenz ermöglicht. Im Gegensatz dazu können bekannte GPS-Verfolgungsalgorithmen GPS-Signale mit einem C/N0 von bis zu 24 dB erfassen und verfolgen, und zukünftige Fortschritte versprechen diesen Schwellenwert noch weiter zu senken. Der Bereich der verwendbaren GPS-Signalleistung ist 35 dB oder größer. Unter der Annahme einer schlimmsten Stark/Schwach-Kreuzkorrelations-C/A-Codespektrallinie von –20,9 dB ist ein Verfahren notwendig, um die Diskriminierung des C/A-Codes um mindestens 10 dB-Hz zu erhöhen.
  • Der Stand der Technik hat einen allgemeinen Ansatz entwickelt zum Vorhersagen der Kreuzkorrelation von zwei dopplerverschobenen PRN-Codesequenzen, wenn die Codetimings, die Trägerphasen und die Signalamplituden bekannt sind. Die Lösung kann zusammengefasst wer den als eine optimale Maximum-Wahrscheinlichkeits-Demodulation der unbekannten Datenbits durch einen rechenintensiven Viterbi-Algorithmus. In der Praxis kann diese optimale Demodulation als äquivalent zu einer Auslöschung eines starken Signals angesehen werden, mit genug Verzögerung, die eingefügt wird, um die unbekannten Datenbits der starken Signale mit einer geringen Fehlerrate zu schätzen. Diese allgemeine Lösung nimmt einen idealen Kanal an, jedoch muss eine praktikable Lösung für das Nah/Fern-Problem von CDMA auch mit Mehrwegausbreitungseffekten umgehen können.
  • Die WO 98/18210 A1 offenbart ein CDMA-Empfangsverfahren, wobei eine Schmalband-Interferenzsignalschätzung eines Wegs von mindestens einem Sender von einem Schmalband-Verbundsignal subtrahiert wird, welches sich über verschiedene Wege in dem Empfänger ausgebreitet hat, wobei die Schätzung erzeugt wird durch ein Multiplizieren eines detektieren Bits des interferierenden Signals mit einer Kreuzkorrelation und einer Kanalschätzung von Spreizcodes.
  • Die US 4,701,934 offenbart ein Verfahren eines Dopplersuchens in einem digitalen GPS-Empfänger, und Sust M.K. et al., „Code and frequency acquisition for fully digital CDMA-VSAT's" Tagungsbericht der Global Telecommunication Conference, New York, IEEE, US, Ausgabe 3, 2. Dezember 1991, Seiten 498 bis 504 offenbart ein Joint-Code and Trägerfrequenzerfassungskonzept.
  • Im Lichte des Vorangegangenen haben Fachleute auf diesem Gebiet erkannt, dass ein Bedürfnis nach der Stark/Schwach-Signalunterdrückung innerhalb von CDMA codierten Spreizspektrums-Signalen besteht. Durch Fachleute auf diesem Gebiet ist ebenfalls erkannt worden, dass es von Wert wäre ein derartiges Verfahren zu entwickeln, das kompatibel ist zu SPS von GPS. Die vorliegende Erfindung erfüllt dieses Bedürfnisse sowie andere.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Was man gebraucht hat, und was bisher nicht zur Verfügung stand, ist ein Verfahren zum Beseitigen der Wirkungen eines starken Code-Spreizsignals auf ein schwächeres Code-Spreizsignal, das sogenannte Nah/Fern- oder Stark/Schwach-Problem von CDMA, welches in existierende Systeme implementiert werden kann, ohne Systemdurchsatzgrenzen zu überschreiten.
  • Dieses Bedürfnis wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 erfüllt.
  • Das Verfahren gemäß der Erfindung erlaubt eine Post-Korrelationsentfernung von Auswirkungen eines starken Signals auf ein schwächeres Signal, und kann in fast jeden Mehrkanalempfänger implementiert werden, mit nur mäßiger Addition zu der Gesamtdurchsatzlast. Das resultierende korrigierte schwache Signal erweitert den Betrieb von CDMA-Empfängern in traditionelle schwierigen Bereichen, beispielsweise in Gebäuden oder um Gebäude herum, oder in einem Wald.
  • Im Allgemeinen besteht das Verfahren aus einem Verfolgen von einem oder von mehreren starken Signalen in einem Mehrkanal-CDMA-Empfänger, beispielsweise einem GPS-Empfänger. Unter Verwendung der Information über verfügbare Signalquellen kann der Empfänger irgendwelche Signalquellen klassifizieren, von denen angenommen wird, dass sie vorliegen, jedoch gegenwärtig nicht als schwache Signale verfolgt werden. Diese schwachen Signale können verfolgt werden, indem die Kreuzkorrelationswirkungen aller starken Signale auf die schwachen Signale entfernt werden. Dies erfolgt durch Einstellen eines Kanals des Mehrkanalempfängers auf eine vorhergesagte Frequenz und Codephase jedes schwachen Signals. Die Messung von diesem Kanal enthält die Kreuzkorrelation jedes starken Signals mit dem gewünschten schwachen Signal. Die Kreuzkorrelation kann berechnet werden, indem die Codesequenzen der starken und schwachen Signalkanäle kreuzkorreliert werden. Da das starke Signal verfolgt wird, sind seine Amplitude und Phase bekannt. Letztendlich, wie oben diskutiert, hat die Kreuzkorrelation Maximumpeaks, wenn der relative Doppler zwischen den Signalen ein integrales Mehrfaches von 1000 Hz ist. Durch Skalieren jedes verfolgten starken Signals mit der Dämpfung, die durch die Differenz in der Frequenz zwischen dem starken und schwachen Signal verursacht wird, und durch Multiplizieren mit der berechneten Kreuzkorrelation, kann die Wirkung des starken Signals auf das schwache Signal geschätzt und folglich entfernt werden. Um beides, ein Trägerverfolgen und ein Codeverfolgen des schwachen Signals mit PLL, DlI und Costas Loops zu erlauben, muss der Prozess für mindestens zwei Referenzcode-Offsets, beispielsweise früh und spät oder früh und pünktlich, wiederholt werden.
  • Die Signaldetektion eines schwachen Signals kann auf irgendeinem von zwei Wegen erfolgen. Das einfachste Verfahren führt nur zur Durchführung einer Signaldetektion, wenn die Deltafrequenz (Differenz in tatsächlich empfangenen Frequenzen) zwischen dem starken und dem schwachen Signal eine ausreichende Dämpfung der Kreuzkorrelation des starken Signals mit dem schwachen Signal liefert. Das vollständigere, jedoch langsamere und kompliziertere Verfahren ist das Absuchen des entsprechenden Bereichs von Dopplerfrequenzen und möglichen Code-Offsets, indem das Verfahren eines Entfernens des kreuzkorrelierten starken Signals für alle möglichen Doppler und Code-Offsets verwendet wird.
  • Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die folgende detaillierte Beschreibung zusammen mit den beigefügten Zeichnungen erfolgt, die beispielhaft die Prinzipien der Erfindung verdeutlichen, offenkundig.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 zeigt ein Flussdiagramm, das die Hauptschritte des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • Die Stark/Schwach- oder Nah/Fern-Signalisolierung, die durch die Spreizspektrum, PRN-Code Familie bereitgestellt wird, wie sie beispielsweise in CDMA verwendet wird, hängt von der Kreuzkorrelation zwischen den verschiedenen Codemitgliedern der Familie ab. Im Falle von GPS liegt die Isolation von zwei Signalen bei der gleichen Frequenz (oder Mehrfachen der Codewiederholungsrate, in diesem Fall 1 KHz) bei ungefähr 21 bis 23 dB. Wenn die relativen Stärken von zwei Signalen um mehr als diese Grenze abweichen, kann das schwächere Signal nicht unterschieden werden, indem nur der Spreizcode verwendet wird. Ein Verfahren zum Entfernen der Wirkungen des stärkeren Signals muss verwendet werden, wenn das schwächere Signal nicht verfolgt wird.
  • Wie oben erwähnt, liegt der Kreuzkorrelationseffekt bei seinem Maximum vor, wenn der relative Dopplerfrequenzoffset zwischen den relativ starken und schwachen Signalen ein ganzzahliges Vielfaches von 1 KHz ist, im Falle von C/A GPS-Signalen.
  • Eine allgemeine Lösung für das Problem des Verfolgens eines schwachen Signal-Spreizspektrum-Signals in Gegenwart eines stärkeren Spreizspektrum-Signals ist entwickelt worden. Es basiert auf der Prämisse, dass alle Aspekte der Interferenz des starken Signals entweder gemessen oder berechnet werden können, um sie aus dem schwächeren Signal zu entfernen. Die Lösung kann in jeden Mehrkanalempfänger implementiert werden, der die Fähigkeit besitzt, die Frequenz und die Phase eines Kanals zu steuern sowie den gewünschten Spreizcode auszuwählen und die Phasenposition des Codes einzustellen. Der Empfänger verwendet typischerweise zwei Kanäle, einen zum Verfolgen des schwachen Signals, und einen zum Verfolgen des interferierenden starken Signals. Der Kanal, der verwendet wird, um das starke Signal zu verfolgen, ist jedoch nicht erforderlich, wenn die Charakteristiken, beispielsweise Leistung, Codephase und Frequenz des starken Signals durch ein alternatives Mittel gewonnen oder genau geschätzt werden können.
  • Wie allgemein in 1 gezeigt, wird das starke Signal zuerst erfasst 10, beispielsweise durch Verfolgung in einem ersten Kanal des Empfängers. Der Kanal liefert eine Messung der Signalstärke des starken Signals zusammen mit der Phase des Trägersignals und des Spreizcodes. Zusätzliche Kanäle können verwendet werden, um zusätzliche starke Signale (nicht in dem Flussdiagramm gezeigt) zu verfolgen.
  • Die Codephase des Spreizcodes des schwächeren Signals zusammen mit seiner empfangenen Frequenz und der Signalphase werden vorausgesagt 20 basierend auf der Datennachricht D durch bekannte Verfahren. Ein zweiter Kanal in dem Empfänger wird bestimmt, um das Verbundträgersignal zu empfangen und die vorausgesagte schwache Signalkomponente zu verfolgen 30.
  • Der zweite Empfängerkanal korreliert das eintreffende Signal mit dem zweiten Code bei der vorausgesagten Frequenz und Signalphase. Die resultierenden In-Phase und Quadratur (I, Q) Messungen enthalten beide, das schwache Signal und das starke Signal, jeweils durch ihren einzigartigen Code gespreizt. Die Korrelation durch Multiplikation des Replikacodes für das zweite Signal, Code2R, mit dem ankommenden Signal ergibt das Produkt Code2R × (Schwach2 × Code2 + StarkX × CodeX + ...), wobei Schwach2 die Leistung des schwachen Signals 2 ist, Code2 der tatsächliche Code für den Satelliten 2, der das schwache Signal 2 ausstrahlt, StarkX(X=1, 3, 4, ...) ist die Leistung des starken Signals X und CodeX ist der tatsächliche Code für den Satelliten X, der in dem Signal enthalten ist. Das Produkt Code2R × Code2 ist die Autokorrelation des empfangenden Codes 2 und des Replikacodes 2. Die Autokorrelationsfunktion hat einen Wert von 1, wenn der Replikacode mit dem empfangenen Code abgestimmt ist. Diese Kreuzkorrelation des Replikacodes 2 mit dem Code X (Code2R × CodeX) wird als Nächstes berechnet 40, um aus dem Verbundsignal entfernt zu werden.
  • Code1 und Code2 sind beides Mitglieder einer PRN-Code Familie, und ihre Autokorrelationsund Kreuzkorrelationseigenschaften sind bekannt. Es ist folglich möglich, die Kreuzkorrelation der zwei Codes bei ihren jeweiligen Phasen zu berechnen, indem einfach jedes Bit des Codes1 mit dem (zeitlich) entsprechenden Bit des Codes 2 multipliziert wird, um ihren Kreuzkorrelationswert zu erzeugen. Da ein relativer Dopplerfrequenzoffset zwischen den zwei Codes vorliegen kann, verschieben sich die Phasen der Codes mit der Zeit zueinander und erzeugen eine neue Kreuzkorrelationsfunktion. Für das GPS-System ist der größte Delta Codedoppler typischerweise bei ungefähr ± 9 KHz, was äquivalent ist zu sechs Code-Chips pro Sekunde (1540 Trägerzyklen pro Code-Chip), und folglich ist die maximale Neuberechnungsrate des Kreuzkorrelationswerts ungefähr 6 mal pro Sekunde.
  • Wie vorher angegeben, tritt die maximale Kreuzkorrelation bei einem Frequenzoffset von Null auf, mit Peaks, die in Intervallen von 1000 Hz auftreten. Es liegt eine Dämpfung der Kreuzkorrelation vor, wenn sich der Frequenzoffset von Null wegbewegt. Diese Dämpfung folgt der gut bekannten sin(x)/x Kurve. Wenn 10 ms Messungen verwendet werden zum Verfolgen oder zum Erfassen, ist der Dämpfungsfaktor gleich sin(Δfreq × π/100Hz)/(Δfreq × π/100Hz). Dies erzeugt eine Dämpfung von –10 dB bei ungefähr einer 75 Hz Deltafrequenz. Andere lokale Peaks in der sin(x)/x Kurve (also lokale minimale Dämpfung) treten bei 150 und 250 Hz mit Dämpfungen von –13,5 und –18 dB jeweils auf. Dies impliziert, dass für eine gewünschte Unterdrückung eines starken Signals von 10 dB, nur die erste Welle der sin(x)/x Funktion in Be tracht gezogen werden muss; sollte jedoch eine zusätzliche Unterdrückung erwünscht sein, kann die gesamte Kurve in Betracht gezogen werden.
  • Der nächste Schritt führt für jedes starke Signal zu einem Berechnen 50 des Produkts der starken Signalamplitude und der berechneten (Frequenz- und Zeitbereich (Codephase)) Kreuzkorrelation. Das schwache Signal wird letztendlich extrahiert, indem dieses Produkt von dem Verbundsignal subtrahiert 60 wird. Das folglich extrahierte schwache Signal wird nachfolgend in der Empfängerschaltung verarbeitet, was bekannt ist.
  • Die In-Phasen- und Quadraturen-Amplitude (I, Q) jedes starken Signals werden erhalten durch Messung in dem eigenen individuellen Empfängerkanal jedes starken Signals, oder durch Schätzung durch ein unabhängiges Mittel. Da das starke Signal aktiv durch die Phase Lock Loops des Empfängers verfolgt wird, wird die Phase des starken Signals als Null Radiant angenommen, und folglich ist fast die gesamte Signalleistung in dem In-Phase-Teil.
  • Ein Signal, das ein starkes Signal S1 enthält, welches mit einem ersten Code Code1 moduliert wird, summiert mit einem schwachen Signal w2, das mit einem zweiten Code Code2 moduliert wird, erzeugt (S1 × Code1 + w2 × Code). Die Summe der zwei Codes wird mit einem Replika des zweiten Codes Code2R korreliert, um Σ{Code2R × (S1 × Code1 + w2 × Code)} zu erzeugen, wobei die Summe Σ alle Chips des PRN-Codes enthält, die verwendet worden sind, um das schwache Signal w2 zu modulieren. Die Autokorrelation eines Codes mit sich selbst ist 1, so dass die vorangegangene Gleichung umgeschrieben werden kann in Σ{S1 × Code1 × Code2 + w2}. Man kann sehen, dass man, um w2 zu gewinnen, S1 × Code1 × Code2 entfernen muss. Da man Code1 und Code2 kennt, kann man ihre Kreuzkorrelation leicht berechnen. Es bleibt ein Schätzen des Werts von S1, was erfolgen kann durch unabhängiges Verfolgen des starken Signals auf einem separaten Kanal, oder durch irgendein anderes geeignetes Mittel. Dieser berechnete Wert von S1 × Code1 × Code2 wäre ausreichend, wenn das starke Signal S1 und das schwache Signal w2 bei der selben Frequenz wären. Die zwei Signale werden jedoch, aufgrund des Dopplereffekts sowie aufgrund anderer Faktoren, die vorher aufgezählt worden sind, bei unterschiedlichen Frequenzen empfangen. Man weiß, dass die Stärke der Kreuzkorrelation mit der Differenz zwischen diesen Frequenzen in einer sin(x)/x Beziehung variiert. Man muss folglich einen Dämpfungsfaktor, der auf der Frequenzdifferenz zwischen dem starken und dem schwachen Signal basiert, berechnen, und diesen für die berechnete Kreuzkorrelation anwenden. Darüber hinaus, wenn mehr als ein starkes Signal vorhanden ist, muss ein Dämpfungsfaktor für jedes starke Signal berechnet werden.
  • Berechnung des codeabhängigen Kreuzkorrelationsfaktors
  • Der codeabhängige Teil des Kreuzkorrelationsfaktors wird aus den bekannten relativen Zuständen der PRN-Codegeneratoren berechnet, um die Kreuzkorrelation zwischen einem starken Signal einer Einheitsleistung und eines Null Frequenzoffsets und einem schwachen Signal vorauszusagen. Dieser Faktor wird mit der Amplitude des entsprechenden starken Signals multipliziert und für eine Frequenzdämpfung eingestellt, bevor es von dem Verbundsignal subtrahiert wird.
  • Die verschiedenen Gold-Codes, die verwendet werden, um die PRN-Signale zu modulieren, sind alle abgeleitet aus einer 2 Code-Sequenz G1 und G2, wobei die Bits der zwei Sequenzen durch eine XOR-Operation kombiniert werden, nachdem G2 um eine gewisse Anzahl an Bits relativ zu G1 in Abhängigkeit von dem ausgewählten Gold-Code versetzt worden ist. Wie an anderer Stelle in der Beschreibung erwähnt, ist eine XOR-Operation, die binäre Zahlen verwendet, mathematisch äquivalent zu einer Multiplikation von ± 1. Dies erlaubt ein Ausdrücken der folgenden Gleichungen in Termen von Produkten von ± 1, während in Realität die Implementierung mit binären Zahlen mit XORs sein kann.
  • Die Korrelation zwischen zwei C/A-Codes kann allgemein ausgedrückt werden als ΣSat1G1(I) × Sat1G2(I) × Sat2G1(I-Offset) × Sat2G2(I-Offset) × e–jΔθI wobei
  • I
    = Summationsindexbereiche von 0 bis 1022
    Sat1G1(I)
    = Wert des G1-Codierer-Chips des Satelliten 1 im Zustand I. Mögliche Werte sind ±1
    Sat1G2(I)
    = Wert des G2-Codierer-Chips des Satelliten 1 im Zustand I. Mögliche Werte sind ±1
    Sat2G1(I)
    = Wert des G1-Codierer-Chips des Satelliten 2 im Zustand I. Mögliche Werte sind ±1
    Sat2G2(I)
    = Wert des G2-Codierer-Chips des Satelliten 2 im Zustand I. Mögliche Werte sind ±1
    Offset
    = Zeitdifferenz zwischen dem Satelliten 1 und 2 in Einheiten von Chips
    Δθ
    = Phasenänderung pro Chip zwischen Satellit 1 und 2 in Radiant
  • Es soll erwähnt sein, dass, wenn die Differenz I-Offset kleiner als 0 ist, 1023 zu der Differenz addiert wird, um den Wert in dem Bereich von 0 bis 1022 zu halten. Mit anderen Worten, der Bereich der Funktionen, die die Codierer-Chipzustände zurückgeben, ist auf den Bereich 0 bis 1022 begrenzt.
  • Die Berechnungszeit, die erforderlich ist, um die 1023 Bit-für-Bit Korrelationen zu berechnen, kann beschleunigt werden, indem standardmäßige CPU-Anweisungen verwendet werden, die 8, 16 oder 32 Bit XORs mit einer einzelnen CPU-Anweisung durchführen. Das Folgende demonstriert das Verfahren des parallelen Berechnens von 8 Chips. Fachleute auf diesem Gebiet erkennen sofort, dass das Schema einfach modifiziert werden kann, um eine andere geeignete Anzahl von Bits pro CPU XOR-Operation zu verwenden.
  • Die 1023 Zustände von G1 und G2 sind linear in einem Permanentspeicher gespeichert. Folglich ist es möglich schnell 8, 16, 32 oder irgendeine andere geeignete Anzahl von Bits mit einer einzelnen CPU-Ladeanweisung zu holen, indem die Adresse des gewünschten Chips und die Verschiebung, die für seine Ausrichtung erforderlich ist, berechnet werden. 32 Bits sind eine besonders geeignete Anzahl, da 1023 glatt durch 31 teilbar ist. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel liest folglich 32 Bits auf einmal und verwendet 31 von diesen gleichzeitig für jedes der 33 Intervalle, die die 1023 Chips des C/A-Codes umspannen. Die 31-Bit Summen werden in 4 Teile von 8, 8, 8 und 7 Bits aufgebrochen und jede 7 oder 8-Bit Summe wird mit e–jΔθI multipliziert, wobei I sich um 7,75 Chips für jeden Teil ändert. Die Form der Summe ist Σ(e–jΔθI×31 × Σ(Sat1G1(I × 31 + J) × Sat1G2(I × 31 + J) × Sat2G1(I × 31 + J-Offset) × Sat2G2(I × 31 + J-Offset)) + e–jΔθ(I × 31 + 7,75) × Σ(Sat1G1(I × 31 + J + 8) × Sat1G2(I × 31 + J + 8) × Sat2G1(I × 31 + J + 8-Offset) × Sat2G2(I × 31 + J + 8-Offset)) + e–jΔθ(I×31+15,5) × Σ(Sat1G1(I × 31 + J + 16) × Sat1G2(I × 31 + J + 16) × Sat2G1(I × 31 + J + 16-Offset) × Sat2G2(I × 31 + J + 16-Offset)) + e–jΔθ(I×31+23,25) × Σ(Sat1G1(I × 31 + J + 24) × Sat1G2(I × 31 + J + 24) × Sat2G1(I × 31 + J + 24-Offset) × Sat2G2(I × 31 + J + 24-Offset)))wobei
  • I
    = Äußere Indexbereiche von 0 bis 32
    J
    = Innere Indexbereiche von 0 bis 7 für die ersten drei Summen und von 0 bis 6 für die letzte Summe. Die inneren Summen werden parallel berechnet, indem ein 32-Bit Wort verwendet wird, welches alle 31 Bits enthält, und indem bitweise XOR verwendet wird, um die Multiplikationen und die Verschiebung und die Addierung durchzuführen, um die 1-Bit Produkte zu summieren.
  • Man beachte, dass alle Multiplikationen der G1 und G2 Codes in der obigen Gleichung durch bitweise XOR-Anweisungen implementiert werden. Der obige Algorithmus hat maximal –17 dB Fehler von einer exakten Berechnung, und erfordert ungefähr 6000 CPU-Operationen zur Fertigstellung.
  • Verwendung der berechneten Kreuzkorrelationen
  • Nach Bedarf werden periodisch die codeabhängigen Kreuzkorrelationsfaktoren berechnet für alle starken und schwachen Signalpaare mit kleinen Frequenzdifferenzen, also Frequenzdifferenzen, die eine Stark/Schwach-Kreuzkorrelationsinterferenz erzeugen können. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind starke Signale solche mit C/N0 > 40 dB und schwache Signale sind solche mit C/N0 < 30 dB. Da von den Code- und Phasenverfolgungsschleifen 10 ms Integrationen von I, Q Messungen verwendet werden, ist die maximale „signifikante" Frequenzdifferenz (Modulo 1000Hz) gleich 90 Hz. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der co deabhängige Kreuzkorrelationsfaktor für jedes mögliche interferierende Paar von Signalen berechnet für jede der Messungen, die potentiell durch die Verfolgungs- und Signalverarbeitungsalgorithmen verwendet werden können. Beispielsweise, wenn frühe, pünktliche und späte Messungen durch die Verfolgungsschleifen verwendet werden, werden die Korrelationsfaktoren für jede dieser Codeausrichtungen berechnet und in den Tabellen gespeichert.
  • Diese Tabellen müssen nur mit einer 100 Hz Rate aktualisiert werden, da die maximale Dopplerdifferenz kleiner als 9 KHz ist oder kleiner als 6 Chips pro Sekunde. Zur Wartung der Kreuzkorrelationstabelle wird darüber hinaus die Frequenzdämpfung der Kreuzkorrelation aufgrund der Frequenzdifferenz mit einer 10 Hz Rate berechnet. Die Dämpfung kann ausgedrückt werden durch Frequenzdämpfung = sin(ΔF mod 1000 × Π/100)/(ΔF mod 1000 × Π/100)wobei
  • ΔF
    = Frequenzdifferenz zwischen einem starken und schwachen Signal in Hz
    Mod
    = Modulo-Offset, um einen Bereich von –500 Hz bis +500 Hz zu geben
  • Die Dämpfung muss nur neu berechnet werden, wenn die Frequenzdifferenz sich um mehr als 5 Hz ändert.
  • Schätzung und Entfernung eines starken Signals
  • Eine Schätzung der Phase und der Amplitude eines starken Signals ist erforderlich, um die Kreuzkorrelation zu entfernen. Das Verfahren, das in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet wird, ist ein Verfolgen des starken Signals auf seinem eigenen zugewiesenen Kanal, und ein Sammeln der I, Q Messungen, die über das exakt gleiche Zeitintervall ausgegeben werden, mit dem die I, Q Abtastwerte des schwachen Signals genommen werden. Die bekannte Phase und Frequenz des Replikasignals, das verwendet wird, um das starke Signal zu verfolgen, ist eine exzellente Näherung der tatsächlichen Phase und Frequenz des starken Signals. Darüber hinaus, da das starke Signal phasenverriegelt ist, liefert der Betrag der I-Messung eine gute Näherung der Amplitude des starken Signals. Letztendlich kann die Bi-Phasen-Modulation der Datenbits D des starken Signals eine 180° Drehung der Phase des starken Signals verursachen, bei jeder Datenbittransition von 1 auf 0 oder von 0 auf 1. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Phase des starken Signals korrigiert, indem 180° zu der Phase des Replikasignals hinzuaddiert werden, jedesmal wenn das Vorzeichen der I-Messung für das starke Signal negativ ist.
  • Alle 10 ms ist ein neuer Satz von I, Q Korrelationsdaten von dem Kanal verfügbar, der zur Verfolgung des schwachen Signals zugewiesen wurde. Die Tabellen der Kreuzkorrelationsfaktoren werden überprüft, um das Vorhandensein von irgendwelchen interferierenden starken Signalen vorauszusagen. Wenn starke Signale vorausgesagt werden, wird die folgende Subtraktion durchgeführt, um die Kreuzkorrelationen des starken Signals zu entfernen. FirstCodeOffset = WeakCodeStae – StrongCodeState – StrongDoppler × ΔT + TableEntry0CodeState DeltaPhase =WeakCarrierPhase – StrongCarrierPhase – StrongDoppler × ΔT + DeltaKHz × StrongCodeState FirstPhase = FirstCorrelationPhase + DeltaPhase SecondPhase = SecondCorrelationPhase + DeltaPhase FirstMag = FirstCorrelationMag + FirstCodeOffsetFraction × StrongI × Frequency Attenuation SecondMag = SecondCorrelationMag × (1 – FirstCodeOffsetFraction) × StrongI × Frequency Attenuation CorrectedWeakIQ = Weak IX – FirstMag × e–jFristPhase – SecondMag × e–jSecondPhase wobei
  • WeakCodeState
    = Codestatus der letzten Ausgabe an den Kanal schwacher Signale
    StrongCodeState
    = Codestatus der letzten Ausgabe an den Kanal starker Signale
    Strong Doppler
    = Doppler der letzten Ausgabe an den Kanal starker Signale
    ΔT
    = Differenz in der Zeit zwischen den Ausgaben zu den schwachen und starken Kanälen
    TableEntry0CodeState
    = Codestatusdifferenz des ersten Elements der Kreuzkorrelationstabelle
    WeakCarrierPhase
    = Trägerphasenwinkel der letzten Ausgabe an den Schwachsingalkanal
    StrongCarrierPhase
    = Trägerphasenwinkel der letzten Ausgabe an den Starksignalkanal
    DeltaKHz
    = Nächstes ganzzahliges Vielfaches von 1 KHz der Differenz zwischen dem Doppler der schwachen und starken Kanäle. In Einheiten von KHz.
    FirstCorrelationPhase
    = Phaseneintrag in der Kreuzkorrelationstabelle für den Chip, der durch FirstCodeOffset angegeben ist
    SecondCorrelationPhase
    = Phaseneintrag in der Kreuzkorrelationstabelle für den Chip, der durch FirstCodeOffset + 1 Chip angegeben ist
    FirstCorrelationMag
    = Werteintrag in der Kreuzkorrelationstabelle für den Chip, der angegeben ist durch FirstCodeOffset
    SecondCorrelationMag
    = Werteintrag in die Kreuzkorrelationstabelle für den Chip, der angegeben ist durch FirstCodeOffset + 1 Chip
    FirstCodeOffsetFraction
    = Bruchteil eines Chips in FirstCodeOffset
    StrongI
    = Absolutwert der I-Korrelation von dem starken Kanal
    FrequencyAttenuation
    = Dämpfung aufgrund des Frequenz-Offsets
    WeakIQ
    = IQ-Korrelation von dem Kanal des schwachen Signals
    CorrectedWeakIQ
    = IQ-Korrelation, die durch Kreuzkorrelation von dem starken Signal korrigiert ist
  • CorrectedWeakIQ wird berechnet für die frühen, rechtzeitigen und späten Korrelatoren durch entsprechendes Verschieben des FirstCodeOffset, beispielsweise jeweils um einen halben Chip.
  • Diese modifizierten Korrelationen werden dann normal in der Träger- und Codeverfolgungs-Software für das schwache Signal verwendet. Der Algorithmus dämpft die Kreuzkorrelation um mindestens 10 dB ohne Dämpfung des schwachen Signal, und wird für jedes starke Signal, das mit dem schwachen Signal interferieren kann, wiederholt.
  • Obwohl eine bestimmte Form der Erfindung verdeutlicht und beschrieben worden ist, ist es offensichtlich, dass verschiedene Modifikationen durchgeführt werden können, ohne den Schutzbereich der Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, zu verlassen. Es muss verstanden werden, dass obwohl das bevorzugte Ausführungsbeispiel für eine Anwendung für GPS-Empfänger beschrieben wurde, das Verfahren gemäß der Erfindung für irgendein anderes Kommunikationssystem verwendet werden kann, welches CDMA-Spreizspektrums-Übertragungen verwendet, welche anfällig sind für das Nah-Fern Problem, und wo interferierende starke Signale mit ausreichender Genauigkeit gemessen oder geschätzt werden können. Entsprechend ist es nicht beabsichtigt, dass die Erfindung eingeschränkt ist, außer durch die beigefügten Ansprüche.

Claims (7)

  1. Verfahren zum Betreiben eines Spreizspektrum-Funksignalempfängers, der mindestens einen Signalverfolgungskanal aufweist, zum Erhöhen der Interferenzunterdrückung zwischen einem ersten empfangenen Signal und einem zweiten empfangenen Signal, die auf dem selben Trägerfrequenzband gesendet werden und durch einen ersten Code bzw. einen zweiten Code moduliert sind, wobei die Codes jeweils eine bekannte Anzahl von Codephasen aufweisen, mit den Schritten: (a) Erfassen (10) der Amplitude, Codephase und empfangenen Frequenz des ersten empfangenen Signals; (b) Auswählen (20) der empfangenen Frequenz und Codephase des zweiten empfangenen Signals; (c) Betreiben (30) des Verfolgungskanals bei der ausgewählten Codephase und empfangenen Frequenz des zweiten empfangenen Signals zum Empfangen eines Verbundsignals, das das erste und das zweite empfangene Signal aufweist; (d) Berechnen (40) einer vorhergesagten Kreuzkorrelation der Codes des ersten Signals und des zweiten empfangenen Signals; (e) Multiplizieren (50) der Amplitude des ersten Signals mit der vorhergesagten Kreuzkorrelation und mit einem Dämpfungsfaktor basierend auf den empfangenen Frequenzen des ersten und des zweiten empfangenen Signals zum Berechnen der Interferenz zwischen dem ersten Signal und dem zweiten empfangenen Signal; und (f) Subtrahieren (60) der Interferenz von dem Verbundsignal zum Extrahieren des zweiten empfangenen Signals mit mindestens einer Größe, die ausgewählt ist aus seiner Codephase, empfangenen Frequenz und Amplitude.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Spreizspektrum-Funksignalempfänger mindestens einen ersten und einen zweiten Signalverfolgungskanal aufweist, der zweite Verfolgungskanal der mindestens eine Signalverfolgungskanal ist, und Schritt (a) die Schritte aufweist: (a-a) Empfangen eines ersten Verbundsignals, das das erste und das zweite empfangene Signal aufweist; und (a-b1) Betreiben des ersten Kanals zum Verfolgen des ersten empfangenen Signals und zum Messen seiner Amplitude, Codephase und empfangenen Frequenz.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Spreizspektrum-Funksignalempfänger mindestens einen ersten und einen zweiten Signalverfolgungskanal aufweist, der zweite Signalverfolgungskanal der mindestens eine Signalverfolgungskanal ist, und Schritt (a) die Schritte aufweist: (a-a) Empfangen eines ersten Verbundsignals, das das erste und das zweite empfangene Signal aufweist; (a-b2) Betreiben des ersten Kanals zum Verfolgen des ersten empfangenen Signals und zum Messen seiner Amplitude; und (a-c) Vorhersagen der ersten Codephase und empfangenen Frequenz des ersten empfangenen Signals.
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem Schritt (b) weiter die Schritte des Auswählens eines Bereichs von empfangenen Frequenzen und Codephasen für das zweite empfangene Signal, Auswählens einer anfänglichen zweiten Codephase und empfangenen Frequenz innerhalb des entsprechenden ausgewählten Bereichs, und Auswählens eines Codephaseninkrementalwertes und eines Empfangsfrequenzinkrementalwertes, aufweist, bei dem die Schritte (c) – (e) für die anfängliche Codephase und die anfängliche empfangene Frequenz des zweiten empfangenen Signals ausgeführt werden, bei dem Schritt (f) ausgeführt wird zum Extrahieren der Amplitude des zweiten empfangenen Signals, bei der die Schritte (c) – (f) für alle Codephasen und empfangenen Frequenzwerte des zweiten empfangenen Signals innerhalb des entsprechenden Bereichs, die von den entsprechenden Anfangswerten durch ein ganzzahliges Vielfaches des Codephaseninkrementalwertes bzw. des Empfangsfrequenzinkrementalwertes versetzt sind, wiederholt werden, und bei dem die Codephase und die empfangene Frequenz des zweiten empfangenen Signals, bei der das extrahierte zweite empfangene Signal die größte Amplitude zur Verfolgung in den zweiten Kanal aufweist, ausgewählt werden.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem Schritt (b) weiter den Schritt des Auswählens eines Frequenzdomänen-Kreuzkorrelations-Schwellwertes aufweist, und bei dem Schritt (c) weiter die Schritte des Vergleichens der Frequenzbereichs-Kreuzkorrelation mit dem Schwellwert, und falls die Kreuzkorrelation größer als der Schwellwert ist, des direkten Fortschreitens zum Ausführen von Schritt (c) für einen unterschiedlichen Wert der empfangen Frequenz des zweiten empfangenen Signals aufweist.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Kreuzkorrelation-Schwellwert ungefähr 10dB ist.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem Schritt (f) das Abziehen der Interferenz von dem zweiten Verbundsignal zum Extrahieren des zweiten empfangenen Signals inklusive seiner empfangenen Frequenz, Amplitude und Codephase aufweist.
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