DE60024128T2

DE60024128T2 - Gedruckte leiterplatte mit verlustbehaftetem stromverteilungsnetzwerk zur reduzierung von stromspeisungsebene-resonanzen

Info

Publication number: DE60024128T2
Application number: DE60024128T
Authority: DE
Inventors: Istvan Novak
Original assignee: Sun Microsystems Inc
Current assignee: Sun Microsystems Inc
Priority date: 1999-11-23
Filing date: 2000-11-17
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2020-11-18
Also published as: EP1232679B1; EP1232679A1; AU1921701A; US6441313B1; WO2001039562A1; US6753481B2; US20030015344A1; US20040163846A1; US6894230B2; DE60024128D1; ATE310374T1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf elektronische Systeme und genauer gesagt auf Stromverteilungsnetzwerke, welche innerhalb gedruckter Schaltkreisplatinen und Halbleitereinrichtungspaketen (packages) verkörpert sind, die kontinuierliche ebene Leiter haben.
2. Beschreibung des verwandten Standes der Technik
Elektronische Systeme verwenden typischerweise verschiedene Typen elektrischer Verbindungsvorrichtungen, welche ebene Schichten elektrisch leitfähigen Materials (d.h. ebene Leiter) verwenden, welche durch dielektrische Schichten getrennt sind. Ein Abschnitt der leitfähigen Schichten kann entsprechend einem Muster ausgebildet sein, um elektrisch leitfähige Signalleitungen oder "Bahnen" zu bilden. Leiterbahnen in verschiedenen Schichten bzw. Ebenen (d.h. auf verschiedenen Niveaus) werden typischerweise miteinander verbunden unter Verwendung von Kontaktstrukturen, die in Öffnungen in den dielektrischen Schichten ausgebildet sind (d.h. in Durchgängen). Beispielsweise haben gedruckte Schaltkreisplatinen typischerweise mehrere Ebenen oder Schichten von Leiterbahnen, die durch dielektrische Schichten getrennt sind. Die leitfähigen Bahnen werden verwendet, um Anschlüsse elektronischer Geräte, die auf der PCB (gedruckten Schaltkreisplatine) montiert sind, elektrisch miteinander zu verbinden. In ähnlicher Weise haben auch Halbleitereinrichtungspakete (packages) oftmals mehrere Ebenen von Leiterbahnen, die durch dielektrische Schichten getrennt sind, um Anschlußfelder eines integrierten Schaltkreises mit Anschlüssen (beispielsweise Stiften oder Drähten) der Package-Einrichtung elektrisch zu verbinden.
Signale in digitalen elektronischen Systemen tragen typischerweise Information durch Wechsel zwischen zwei Spannungsniveaus (d.h. einem niedrgen Spannungsniveau und einem hohen Spannungsniveau). Ein digitales Signal kann nicht augenblicklich von dem niedrigen Spannungsniveau auf das hohe Spannungsniveau übergehen oder umgekehrt. Der endliche Betrag an Zeit, der während digitaler Signalübergänge von dem niedrigen Spannungsniveau zu dem hohen Spannungsniveau vergeht, wird die Anstiegszeit des Signals genannt. In ähnlicher Weise wird der endliche Betrag an Zeit, währenddessen ein digitales Signal von dem hohen Spannungsniveau auf das niedrige Spannungsniveau geht, als Abfallzeit des Signals bezeichnet.
Es werden kontinuierlich digitale elektronische Systeme hergestellt, die mit immer höheren Signalfrequenzen (d.h. mit höheren Geschwindigkeiten) arbeiten. Damit die digitalen Signale innerhalb solcher Systeme für nennenswerte Zeitabschnitte zwischen Übergängen stabil bleiben, müssen die Anstiegs- und Abfallzeiten der Signale abnehmen, wenn die Signalfrequenzen steigen. Diese Abnahme in den Signalübergangszeiten (d.h. den Anstiegs- und Abfallzeiten) erzeugt verschiedene Probleme in digitalen elektronischen Systemen, einschließlich der Signalverschlechterung aufgrund von Reflexionen, Abfall der Spannungsversorgung, Masseprellen und erhöhten elektromagnetischen Emissionen.
Ein Signal, welches auf einer Leiterbahn von einem Ende einer Quelle aus getrieben (d.h. gestartet) wird, erleidet eine Verschlechterung, wenn ein Teil des Signals, welches von einem Lastende der Bahn reflektiert wurde, an dem Ende der Quelle ankommt, nachdem der Übergang abgeschlossen ist (d.h. nach der Anstiegs- oder Abfallzeit des Signals). Ein Teil des Signals wird von dem Lastende der Bahn zurück reflektiert, wenn die Eingangsimpedanz der Last nicht zu der charakteristischen Impedanz der Bahn paßt. Wenn die Länge einer leitfähigen Bahn größer als die Signalübergangszeit (d.h. die Anstiegs- oder Abfallzeit) dividiert durch etwa das Zwanzigfache der Verzögerung pro Einheitslänge der Bahn ist, müssen die Effekte von Reflexionen auf die Signalintegrität (d.h. Übertragungsleitungseffekte) beachtet werden. Falls erforderlich, sollten Schritte unternommen werden, um die Verschlechterungen von Signalen, die auf der Bahn übertragen werden, aufgrund von Reflexionen minimal zu machen. Der Vorgang des Veränderns von Impedanzen an den Source- oder Lastenden der Bahn zwecks Reduzierung von Signalreflexionen wird als "Abschließen" der Bahn bezeichnet. Beispielsweise kann die Eingangsimpedanz der Last verändert werden, um eine Anpassung an die charakteristische Impedanz der Bahn vorzunehmen, um Signalreflexion zu verhindern. Wenn die Übergangszeit (d.h. die Anstiegs- oder Abfallzeit) des Signals abnimmt, so gilt dies auch für die Länge der Bahn, die abgeschlossen werden muß, um die Signalverschlechterung zu reduzieren.
Ein digitales Signal, welches zwischen hohen und niedrigen Spannungsniveaus wechselt, enthält Beiträge von einer fundamentalen sinusförmigen Frequenz (d.h. einer ersten Harmonischen) und ganzzahligen Vielfachen der ersten Harmonischen. Wenn die Anstiegs- und Abfallzeiten eines Signals abnehmen, werden die Werte bzw. Amplituden einer größeren Anzahl ganzzahliger Vielfacher der ersten Harmonischen spürbar. Als generelle Regel gilt, daß der Frequenzinhalt eines digitalen Signals sich bis zu einer Frequenz erstreckt, die gleich dem Kehrwert von π multipliziert mit der Übergangszeit (d.h. der Anstiegs- oder Abfallzeit) des Signals ist. Beispielsweise hat ein Signal mit einer Übergangszeit von 1 Nanosekunde einen Frequenzinhalt, der sich bis herauf zu 318 MHz erstreckt.
Alle elektrischen Leiter haben einen gewissen Betrag an Induktivität. Die Spannung über einer Induktivität eines Leiters ist direkt proportional zu der Änderungsrate des Stroms durch den Leiter. Bei den in elektrischen Leitern, welche digitale Signale tragen, die kurze Übergangszeiten haben, vorhandenen hohen Frequenzen tritt ein beträchtlicher Spannungsabfall über einem Leiter auf, selbst wenn er nur eine kleine Induktivität hat. Ein Stromversorgungsleiter verbindet einen Anschluß einer elektrischen Stromversorgung mit einem Stromversorgungsanschluß eines Gerätes, und ein Masseleiter verbindet einen Masseanschluß der Stromversorgung mit einem Masseanschluß des Geräts. Wenn das Gerät bzw. die Einrichtung ein digitales Signal erzeugt, das kurze Übergangszeiten hat, fließen hochfrequente Transientenlastströme in die Stromvesorgungs- und Masseleiter. Strom- bzw. Spannungsversorgungsabfall ist der Begriff, der verwendet wird, um den Spannungsabfall an dem Stromversorgungsanschluß der Einrichtung aufgrund des Fließens von Transientenlaststrom aufgrund der Induktivität des Stromversorgungsleiters zu beschreiben. In ähnlicher Weise ist Masseprellen der Begriff, der verwendet wird, um den Anstieg der Spannung am Masseanschluß der Einrichtung aufgrund des Fließens von Transientenlaststrom durch die Induktivität des Masseleiters zu beschreiben. Wenn die Einrichtung einige digitale Signale gleichzeitig erzeugt, die kurze Übergangszeiten haben, addieren sich die Effekte des Spannungsversorgungsabfalls und des Masseprellens. Ein ausreichender Spannungsversorgungsabfall und Masseprellen kann bewirken, daß die Einrichtung nicht mehr korrekt funktioniert.
Der Spannungsversorgungsabfall wird üblicherweise reduziert durch Anordnen von Spannungsversorgungsleitern in der Weise, daß sie ein sich Überkreuzen des Netzwerks einander überschneidender Stromversorgungsleiter (d.h. ein Stromversorgungsgitter) bilden. Ein solches Gitternetzwerk hat eine niedrigere Induktivität, und damit wird der Spannungsversorgungsabfall reduziert. Eine kontinuierliche Stromversorgungsebene kann ebenfalls vorgesehen werden und hat eine noch geringere Induktivität als ein Gitternetzwerk. Das Anordnen eines "Bypass"-Kondensators in der Nähe des Stromversorgungsanschlusses der Einrichtung wird ebenfalls verwendet, um den Spannungsversorgungsabfall zu reduzieren. Der Bypass-Kondensator liefert einen beträchtlichen Betrag des Transientenlaststroms und reduziert damit den Betrag an Transientenlaststrom, der durch den Spannungsversorgungsleiter fließt. Das Masseprellen wird reduziert durch Verwendung eines Masseleitergitternetzwerks niedriger Induktivität oder einer kontinuierlichen Masseebene, die einen sogar noch geringeren Betrag an Induktivität hat. Die Spannungsversorgungs- und Massegitter oder – ebenen werden üblicherweise nahe beieinander angeordnet, um die Induktivitäten der Gitter oder Ebenen noch weiter zu reduzieren.
Elektromagnetische Interferenz (EMI) ist der Begriff, der verwendet wird, um unerwünschte Interferenzenergien zu beschreiben, die entweder als Ströme geleitet oder als elektromagnetische Felder ausgestrahlt werden. Hochfrequenzkomponenten, die in Schaltkreisen vorliegen, welche digitale Signale erzeugen, welche kurze Übergangszeiten haben, können in nahegelegene elektronische Systeme (beispielsweise Radio- und Fernsehschaltkreise) eingekoppelt werden und unterbrechen bzw. stören den ordnungsgemäßen Betrieb dieser Systeme. Die United States Federal Communication Commission hat obere Grenzwerte für den Betrag an EMI festgelegt, welchen zum Verkauf stehende Produkte in den Vereinigten Staaten erzeugen dürfen.
Signalschaltkreise bilden Stromschleifen, die in einem differentiellen Betrieb magnetische Felder abstrahlen. EMI im differentiellen Betrieb wird üblicherweise reduziert, indem die von den Schaltkreisen ausgesparten Flächen und die Größen der Signalströme reduziert werden. Impedanzen von Strom- und Masseleitern erzeugen Spannungsabfälle entlang der Leiter, was bewirkt, daß die Leiter elektrische Felder im Gleichtakt abstrahlen. Gleichtakt-EMI wird typischerweise reduziert durch Reduzieren der Impedanzen der Strom- und Masseleiter. Das Reduzieren der Impedanzen der Strom- und Masseleiter reduziert damit die EMI ebenso wie den Versorgungsspannungsabfall und das Masseprellen.
Innerhalb des breiten Frequenzbereiches, der in elektronischen Systemen mit digitalen Signalen, die kurze Übergangszeiten haben, vorhanden ist, kann die elektrische Impedanz zwischen irgendwelchen zwei parallelen Leiterebenen (beispielsweise benachbarten Strom- und Masseebenenen) in weitem Umfang variieren. Die parallelen leitfähigen Ebenen können mehrfache elektrische Resonanzen haben, was zu abwechselnd hohen und niedrigen Impedanzwerten führt. Parallele Leiterebenen haben die Tendenz, einen erheblichen Betrag von Differentialbetrieb-EMI an ihren Grenzflächen (d.h. von ihren Kanten) abzustrahlen. Die Größe der EMI im Differenzbetrieb, die von den Kanten der parallelen leitfähigen Ebenen abgestrahlt wird, variiert in der Frequenz und ist direkt proportional zu der elektrischen Impedanz zwischen den Ebenen.
1 ist eine perspektivische Ansicht eines Paares von quadratischen Leiterebenen von 10 Zoll × 10 Zoll (0,25 m × 0,25 m), die durch eine dielektrische Schicht aus einem Fiberglas-Epoxy-Kompositmaterial getrennt sind. Jede leitfähige Ebene besteht aus Kupfer und ist 0,00142 Zoll (1,4 mil, 36 μm) dick. Die Schicht aus einem Fiberglas-Epoxy-Kompositmaterial, welche die Ebenen trennt, hat eine dielektrische Konstante von 4,0 und ist 0,004 Zoll (4 mil, 0,1 mm) dick. 2 ist eine Kurve der Größe der simulierten elektrischen Impedanz zwischen dem Paar rechtwinkliger leitfähiger Ebenen nach 1 (auf einer logarithmischen Skala zum logo) gegenüber der Frequenz einer Spannung zwischen den Ebenen (log₁₀-Skala). Der Graph wurde erzeugt durch Modellieren jedes Quadratzolls des Paars von leitfähigen Ebenen als eine Matrix von Übertragungsleitungssegmenten. Der Impedanzwert wurde berechnet durch Simulieren des Aufbringens eines Konstantstroms von einem Ampere zwischen den Zentren der rechtwinkligen Ebenen, Variieren der Frequenz des Stroms und Bestimmen der Größe der Spannung im stationären Zustand zwischen den Zentren der rechtwinkligen Ebenen.
Wie in 2 dargestellt, variiert die Größe der elektrischen Impedanz zwischen den parallelen Leiterebenen nach 1 bei Frequenzen oberhalb von etwa 20 MHz sehr stark. Die parallelen leitfähigen Ebenen zeigen mehrere elektrische Resonanzen bei Frequenzen zwischen 100 MHz und 1 GHz, was zu abwechselnd hohen und niedrigen Impedanzwerten führt. Die parallelen Leiterebenen nach 1 haben die Tendenz, beträchtliche Mengen an EMI bei Frequenzen abzustrahlen, bei welchen die elektrische Impedanz zwischen den Ebenen irgendwo in der Nähe ihres Umfangs hoch ist.
Es wäre demnach wünschenswert, ein Stromverteilungsnetzwerk bereitzustellen, in welchem die elektrische Impedanz zwischen parallelen Leiterebenen stabilisiert werden kann. Ein solches Netzwerk würde den Versorgungsspannungsabfall, das Masseprellen und den Betrag an elektronischer Energie, der von den Kanten der Ebene abgestrahlt wird, reduzieren. Eine solche Impedanzstabilisierung kann auch das Erfordernis von Bypass-Kondensatoren reduzieren.
Die US 5,509,200 offenbart ein Verfahren zum Herstellen laminarer, stapelbarer Schaltkreisplatinenstrukturen mit einer Stromverteilung, einer Signalverteilung und kapazitiven Entkopplungsschichten. In einer Ausführungsform wird ein dünner dielektrischer Film auf einer metallischen Bahn abgeschieden, gefolgt von der Abscheidung einer metallischen Schicht. Die metallische Bahn kann als eine Stromebene wirken und die metallische Schicht als eine Masseebene.
Die EP-A-813 355 offenbart ein Verfahren zum Erzeugen eines in einer elektronischen Schaltkreispackung (bzw. package) eingebetteten Kondensators. Das Verfahren beinhaltet das Auswählen einer ersten Leiterfolie und eines dielektrischen Materials, Beschichten des dielektrischen Materials auf einer Seite der ersten Leiterfolie und Beschichten der beschichteten Leiterfolie mit einer zweiten Leiterfolie auf der Schicht des dielektrischen Materials.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die oben skizzierten Probleme werden zum großen Teil durch eine Verbindungseinrichtung gelöst, welche ein verlustbehaftetes Stromverteilungsnetzwerk verwendet, um Stromebenenresonanzen zu reduzieren, wie es in den anhängenden Ansprüchen definiert ist. Eine elektrische Verbindungsvorrichtung, wie z. B. eine gedruckte Schaltkreisplatine, enthält ein verlustbehaftetes Stromverteilungsnetzwerk, das durch ein Paar paralleler ebener Leiter gebildet wird, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind. Das Paar paralleler ebener Leiter enthält eine erste Stromversorgungsebene, die beispielsweise geeignet ist für die Verwendung als eine Masseebene, und eine zweite Stromversorgungsebene, die beispielsweise als Strom- bzw. Spannungsebene (z. B. VCC) geeignet ist. Die dielektrische Schicht hat einen Dielektrizitätsverlustwert von zumindest 0,2 und vorzugsweise zumindest 0,3. In einer Ausführungsform könnte das dielektrische Material zwischen den Stromebenen einen frequenzabhängigen Dielektrizitätsverlust haben, so daß ein Dielektrizitätsverlustwert von 0,3 bei und oberhalb der niedrigsten Resonanzfrequenz der Ebenen erreicht wird. Aufgrund der Eigenschaft mit einem relativ großen Dielektrizitätsverlust der dielektrischen Schicht, welche die Stromversorgungsebenen trennt, können die elektrischen Impedanzeigenschaften, die mit den Stromebenen verknüpft sind, stabilisiert werden und Stromebenenresonanzen können reduziert werden. Die gedruckte Schaltkreisplatine kann auch eine oder mehrere Signalschichten bzw. – ebenen enthalten, die von den Stromversorgungsebenen durch entsprechende dielektrische Schichten getrennt sind. Die dielektrischen Schichten, welche die Signalebenen von den Stromebenen und anderen Signalebenen trennen, können viel geringere Dielektrizitätsverlustwerte haben, wie z. B. in dem Bereich von 0 bis 0,05. Auf diese Weise können Hochfrequenzverluste, die mit den Signalbahnen verknüpft sind, relativ gering gehalten werden. Die Stromebenenresonanzen können unterdrückt werden durch Vermindern der Dicke des dielektrischen Materials zwischen den Stromversorgungsebenen auf weniger als 0,5 mil (13 μm). Beispielsweise ist in einer Ausführungsform die Ebenentrennung bzw. der Ebenenabstand vorzugsweise auf wenige als 0,2 mil (5 μm) reduziert, wie z. B. auf 0,1 mil (2,5 μm). In Ausführungsformen, in welchen die Trennung bzw. der Abstand der Ebenen 0,1 mil (2,5 μm) oder weniger erreicht, können Ebenenresonanzen beträchtlich unterdrückt werden.
Das Stromverteilungsnetzwerk einer gedruckten Schaltkreisplatine oder einer Verbindung einer Hableiterpackung kann relativ große Ströme erfordern. Beispielsweise ist es nicht unüblich, daß Systeme, die auf gedruckten Schaltkreisplatinen implementiert sind, Gleichstromanforderungen von 100 Ampere haben. Demnach können relativ schwere Kupfer- oder sonstige Leiterschichten erforderlich sein, um die großen Ströme aufzunehmen. Da eine Struktur, welche sehr schwere bzw. dicke Leiterebenen auf einer sehr dünnen dielektrischen Schicht enthalten, Herstellungs- und Handhabungsprobleme haben könnte, kann ein Stromverteilungsnetzwerk mit einer gedruckten Schalt kreisplatine oder einer Packungsverbindung vorgesehen werden, in welcher zahlreiche, relativ dünne leitfähige Ebenen durch relativ dünne dielektrische Ebenen voneinander getrennt sind. Beispielsweise könnte man, anstatt ein einzelnes Paar relativ dicker (beispielsweise 1–2 mil) (25–50 mm) Leiterebenen, die durch eine relativ dicke (beispielsweise 1–2 mil) (25–50 μm) dielektrische Schicht in dem Stromverteilungsnetzwerk einer gedruckten Schaltkreisplatine getrennt ist, eine relativ große Anzahl relativ dünner (beispielsweise 0,05–0,3 mil) (1,3–7,6 μm) dielektrischer Schichten mit relativ dünnen (beispielsweise 0,1–0,2 mil) (2,5–5 μm) Leiterebenen auf jeder Seite verwenden. Abwechselnde leitfähige Ebenen in dem Stapel sind durch Durchgänge miteinander verbunden, wobei jeder zweite von diesen mit einer Polarität (beispielsweise Masse) und jeder andere (dazwischen liegende) die andere Polarität (beispielsweise VCC) verbindet bzw. anschließt. Auf diese Weise kann das Stromverteilungsnetzwerk einen relativ niedrigen DC-Widerstand haben, um relativ hohe Ströme zu tragen bzw. zu unterstützen, während man eine relativ niedrige Hochfrequenzimpedanz ohne Resonanzen erreicht.
In einer Ausführungsform wird eine relativ dünne Leiterschicht zwischen einem Paar relativ dicker Leiterebenen bzw. -schichten bereitgestellt. Eine erste relativ dicke dielektrische Schicht ist zwischen einer der dicken Leiterschichten und der dünnen Leiterschicht vorgesehen, während eine relativ dünne dielektrische Schicht zwischen der anderen relativ dicken leitfähigen Kupferschicht und der dünnen Leiterschicht vorgesehen ist. Ein PCB-Kern, der entsprechend dieser Ausführungsform konstruiert ist, kann eine relativ gute mechanische Festigkeit und Stabilität erhalten und kann in der Lage sein, relativ hohe Ströme zu tragen. Die Struktur kann weiterhin mit einer relativ niedrigen Hochfrequenzimpedanz ohne Resonanzen bereitgestellt werden. Die dünne Leiterschicht ist weiterhin in einem gleichförmigen Muster ausgebildet, um Sicherungen zu bilden, die sich öffnen, wenn ein Kurzschluß durch einen Bereich des dünnen Dielektrikums auftritt.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
Andere Ziele und Vorteile der Erfindung werden offensichtlich beim Lesen der folgenden genauen Beschreibung und unter Bezug auf die beigefügten Figuren, von denen:
1 eine perspektivische Ansicht eines Paares quadratischer Leiterebenen von 10 Zoll × 10 Zoll (0,25 m × 0,25 m) ist, die durch eine dielektrische Fiberglas-Epoxy-Kompositschicht getrennt sind,
2 ein Graph der Größe der simulierten elektrischen Impedanz |Z| (auf einer Skala log₁₀) zwischen dem Paar rechteckiger leitfähiger Ebenen nach 1 über der Frequenz einer Spannung (Skala log₁₀) zwischen den Ebenen ist,
3 eine perspektivische Ansicht einer elektrischen Verbindungsvorrichtung einschließlich eines Satzes ebener elektrischer Leiter ist, die durch dielektrische Schichten getrennt sind,
4A–4I Graphen bzw. Kurven sind, die die Größe der simulierten elektrischen Impedanz zwischen den parallelen Leiterebenen nach 3 über der Frequenz für verschiedene Dielektrizitätsverlustwerte der dielektrischen Schicht zeigen,
5A–5H Kurven der Größe der simulierten elektrischen Impedanz zwischen den Leiterebenen nach 3 über der Frequenz für unterschiedliche Ebenenabstände sind,
6A–6E Kurven der Größe der simulierten elektrischen Impedanz zwischen den Leiterebenen nach 3 gegenüber der Frequenz für verschiedene Dickenwerte des Dielektrikums und des elektrischen Leiters sind,
7 eine Querschnittsansicht eines Stromverteilungsnetzwerks ist, welches zahlreiche parallele Strom- und Masseebenen verwendet,
8 eine Querschnittsansicht eines Stromverteilungsnetzwerks ist, das eine dünne dielektrische Schicht verwendet, um Resonanz zu reduzieren,
9 eine Ansicht von oben auf eine dünne leitfähige Schicht ist, wobei kleine Bereiche der Schicht mit dem Rest der Schicht über kurze, schmale Brücken verbunden sind, um eine Struktur mit Sicherungen zu bilden.
Es versteht sich, daß die Zeichnungen und die genaue Beschreibung derselben nicht die Erfindung auf die speziell offenbarte Form beschränken sollen, sondern der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung im Gegenteil durch die anhängenden Ansprüche definiert ist.
GENAUE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
3 ist eine perspektivische Ansicht einer elektrischen Verbindungsvorrichtung 10 mit einem Satz ebener elektrischer Leiter, wie dies durch eine erste Signalebene 14, eine Masseebene 16, eine Stromebene 18 und eine zweite Signalebene 20 veranschaulicht wird. Zusätzlich Ebenen bzw. Schichten (beispielsweise zusätzliche Signalebenen) können oben auf oder unter die dargestellte Struktur ganz nach Wunsch zusätzlich gestapelt werden. Die Verbindungsvorrichtung 10 kann beispielsweise eine gedruckte Schaltkreisplatine oder ein Verbindungssubstrat einer Packung (eines package) einer Halbleitereinrichtung sein. Die Stromebene 18 und die Masseebene 16 verlaufen kontinuierlich zumindest über einen Abschnitt der Verbindungsvorrichtung 10. Die erste Signalebene 14 und die zweite Signalebene 20 sind nach einem Muster zu elektrisch leitfähigen Bahnen ausgelegt, um Signalleitungen zu bilden, welche die elektronische Verbindung zu Komponenten oder Anschlußfeldern der Verbindungsvorrichtung herstellen. Die erste Signalebene 14 und die Masseebene 16 sind durch eine erste dielektrische Schicht 22 getrennt. Die Masseebene 16 und die Stromebene 18 sind durch eine zweite dielektrische Schicht 24 getrennt. Die Stromebene 18 und die zweite Signalebene 20 sind durch eine dritte dielektrische Schicht 26 getrennt.
Während der Verwendung der Verbindungsvorrichtung 10 ist die Stromebene 18 mit einem Stromanschluß einer elektrischen Strom/Spannungsversorgung verbunden, und die Masseebene 16 ist mit einem Masseanschluß der Stromversorgung verbunden. Die Masseebene 16 und die Stromebene 18 werden allgemein als Stromversorgungsebene bezeichnet. Wenn die Verbindungsvorrichtung eine gedruckte Schaltkreisplatine ist, sind elektronische Einrichtungen (schemenhaft dargestellt) auf der Oberfläche der Struktur montiert und nehmen elektrische Leistung über die Masseebene 16 und die Stromebene 18 auf. Wenn die Verbindungsvorrichtung ein Verbindungssubstrat eines Halbleiter-Package ist, können Kontaktfelder 21 (ebenfalls schemenhaft dargestellt), die der Signalschicht 14 zugeordnet sind, eine elektrische Verbindung (einschließlich Stromversorgung) zu entsprechenden Anschlußfeldern von Kontaktfeldern eines integrierten Schaltkreises (nicht dargestellt) auf der gegenüberliegenden Seite der Vorrichtung (beispielsweise als Teil der Signalebene 20 ausgebildet), eine Verbindung zu Anschlüssen (wie z. B. BGA-Leitungen) einer Einrichtungspackung (package) bereitstellen.
Es ist üblich, die dielektrischen und Leitungsverluste von Signalbahnen durch die folgende Formel auszudrücken:
wobei

A: die Abschwächung der passend abgeschlossenen Bahn in dB ist,
R_s: die Reihenabschwächung bei der geforderten Frequenz ist,
Gd: die parallele Leitfähigkeit der Dielektrika bei der geforderten Frequenz ist,
Zo: die charakteristische Impedanz der Bahn ist.

R_s ist der gesamte Reihenwiderstand des Leiters bei der interessierenden Frequenz, bestimmt durch den Querschnitt des Leiters. Bei höheren Frequenzen nimmt der Widerstand des Leiters zu, da der Strom die Tendenz hat, an der Oberfläche zu fließen, so daß für die Stromleitung nur ein Kanal mit einer effektiven Tiefe verbleibt, die proportional zum Kehrwert aus der Wurzel der Frequenz ist. Diese effektive Tiefe wird die Skin-Tiefe genannt und wird in erster Näherung ausgedrückt durch:
wobei

δ: die Skintiefe ist,
f: die interessierende Frequenz ist,
σ: die Leitfähigkeit des Leiters,
μ: die Permeabilität des mLeiters (mconductor) ist.

Die dielektrischen Verluste werden üblicherweise in Form des Dielektrizitätsverlustes (Verlusttangens) ausgedrückt, der das Verhältnis der Leitfähigkeit und der kapazitiven Reaktanz ist. Aus dieser Beziehung ergibt sich die Gd (frequenzabhängig) Leitfähigkeit einfach zu GD=Verlusttangens·Omega·C, wobei Omega die Frequenz in Radian ist. Der Verlusttangens ist üblicherweise eine üblicherweise eine schwache Funktion der Frequenz, und daher steigt die paratleie Leitfähigkeit näherungsweise linear mit der Frequenz an.
Auch wenn die übrigen Ausdrücke üblicherweise gelten und zumeist unter einigen weiteren restriktiven Bedingungen auf Signalbahnen angewendet werden, können dieselben Formeln auch auf Stromverteilungsebenen angewendet werden. Dieser Ansatz ist dadurch gerechtfertigt, daß verbreitete Simulationsverfahren Matrizen eindimensionaler Übertragungsleitungen (Bahnen) verwenden, um die Reaktion von zweidimensionalen Stromebenen zu erhalten. Aus der obigen Verlustgleichung kann der erforderliche Verlusttangens zum Erreichen der Unterdrückung von Resonanzen beispielsweise dadurch berechnet werden, daß die äquivalente charakteristische Impedanz der Ebenen bei niedriger Frequenz (sgrt(L/C)) und der Kehrwert der parallelen Verlustleitfähigkeit (Gd) bei der niedrigsten Frequenz (in etwa das Zweifache des Inversen der Durchlaufverzögerung entlang einer Seite der Ebenen) gleichgesetzt werden. Indem dies geschieht, erhält man den erforderlichen Verlusttangens als I/PI~0,3. Dieses Ergebnis ist unabhängig von der Größe und dem Abstand der Ebenen sowie von der dielektrischen Konstanten des Materials und hängt nur von dem Verhältnis der inversen Verlustleitfähigkeit und der charakteristischen Impedanz (hier gleich eins gesetzt) bei der betreffenden Frequenz ab.
Die 4A–4I sind Kurven, welche die Größe der simulierten elektrischen Impedanz zwischen den parallelen Leiterebenen nach 3 über der Frequenz für unterschiedliche Verlusttangenswerte der dielektrischen Schicht 24 veranschaulichen. Die in den Kurven dargestellten Daten wurden erhalten unter der Annahme quadratischer paralleler Ebenen von 10 Zoll mal 10 Zoll (0,25 m × 0,25 m), unter Verwendung von leitfähigen Kupferebenen mit einer Stärke von 0,7 mil (18 μm), einem verlustbehafteten Dielektrikum mit einer dielektrischen Konstanten von 4 und einem Ebenenabstand von 2 mil (50 μm). Die Impedanzprofile sind mit den folgenden dielektrischen Verlusten bzw. Verlusttangenswerten dargestellt:
0,01 (4A)
0,03 (4B)
0,1 (4C)
0,2 (4D)
0,3 (4E)
0,4 (4F)
0,6 (4G)
0,8 (4H)
1,0 (4I).
Wie durch die 4A–4I wiedergegeben, nimmt die Welligkeit in dem Impedanzprofil allmählich ab, wenn der Verlusttangens einen Wert von 0,3 erreicht. Es gibt keine nennenswerte weitere Veränderung in dem Impedanzprofil, wenn der Verlusttangens über 0,3 hinaus ansteigt.
Für die elektrische Verbindungsvorrichtung, welche in 3 dargestellt ist, ist die dielektrische Schicht 24, welche die Masseebene 16 und die Stromebene 18 trennt, mit einem Verlusttan gens bzw. Dielektrizitätsverlust von zumindest 0,2 versehen und vorzugsweise von 0,3 oder höher für Frequenzen bei oder oberhalb der untersten Resonanzfrequenz der Ebenen. Auf diese Weise können die Resonanzen der Stromebene reduziert werden und man kann einen niedrigen Gleichstromwiderstand erhalten.
Es versteht sich, daß dielektrische Materialien, die üblicherweise in gedruckten Schaltkreisplatinen verwendet werden, einen Verlusttangens haben, der typischerweise höchstens bei einigen wenigen Prozent (beispielsweise 0,02) liegt. Um Signalverluste bei hohen Frequenzen, die mit den Signalbahnen der ersten Signalebene 14 und der zweiten Signalebene 20 verbunden sind, relativ niedrig zu halten, können die dielektrischen Schichten 22 und 26 unter Verwendung solch eines üblichen dielektrischen Materials für gedruckte Schaltkreisplatinen gebildet werden, das einen relativ kleinen Dielektrizitätsverlust (Verlusttangens) von näherungsweise 0,01–0,02 (oder allgemein innerhalb des Bereichs zwischen 0,00 und 0,05) hat.

Reihenwiderstandsverluste können ebenfalls dabei helfen, Resonanzen zu unterdrücken. Im allgemeinen liefert ein gegebener Reihenleiterverlust eine höhere Abschwächung bei hohen Frequenzen, wenn die charakteristische Impedanz der Verbindung niedrig ist. Um demnach die charakteristische Impedanz abzusenken, kann der Abstand zwischen der Masseebene 16 und der Stromebene 18 reduziert werden. Die 5A–5H sind Kurven in der Größe der simulierten elektrischen Impedanz zwischen den leitfähigen Ebenen nach 3 über der Frequenz für unterschiedliche Ebenenabstände. Die in den 5A–5H dargestellten Profile gehen von der Annahme quadratischer paralleler Ebenen von 10 Zoll mal 10 Zoll (0,25 m × 0,25 m) mit einer Kupferschicht der Stärke 0,7 mil (18 μm) und einem verlustlosen Dielektrikum aus, das eine dielektrische Konstante von 4 hat. Die Impedanzprofile sind für die folgenden dielektrischen Dicken dargestellt:

10 mil (0,25 mm)	(Fig. 5A)
4 mil (0,1 mm)	(Fig. 5B)
2 mil (50 μm)	(Fig. 5C)
1 mil (25 μm)	(Fig. 5D)
0,5 mil (13 μm)	(Fig. 5E)
0,2 mil (5 μm)	(Fig. 5F)
0,1 mil (2,5 μm)	(Fig. 5G)
0,05 mil (1,3 μm)	(Fig. 5H)

Es ist anhand der 5A–5H offensichtlich, daß mit einer Trennung der Ebenen, die sich einem Wert von 0,1 mil (2,5 μm) und weniger nähert, die Ebenenresonanzen nahezu vollständig unterdrückt werden. Es versteht sich, daß das dünnste Dielektrikum, welches bei modernen gedruckten Schaltkreisplatinen üblicherweise verwendet wird, in etwa 2 mil (50 μm) dick ist (beispielsweise ein ZBC2000-Kern). Wie jedoch in 5C dargestellt ist, zeigt das Impedanzprofil, welches zu einer Dicke des Dielektrikums von 2 mil (50 μm) gehört, relativ große Resonanzen. Dementsprechend wird eine gedruckte Schaltkreisplatine mit einem Stromverteilungsnetzwerk nach 3 vor gesehen, bei welchem die Dicke der dielektrischen Schicht 24 höchstens 0,5 mil (13 μm) und vorzugsweise 0,1 mil (2,5 μm) oder weniger beträgt.

Resonanzen können auch unterdrückt werden durch Reduzieren der Dicke der leitfähigen Schichten. Die 6A–6E sind Kurven der Größe der simulierten elektrischen Impedanz zwischen den leitfähigen Ebenen nach 3 gegenüber der Frequenz für verschiedene Dicken von Dielektrikum und Leiter. Die in den 6A–6E dargestellten Profile gehen wiederum von der Annahme quadratischer paralleler Ebenen mit den Maßen 10 Zoll mal 10 Zoll (0,25 m × 0,25 m) mit einem verlustlosen Dielektrikum, welches eine dielektrische Konstante von 4 hat. Die Impedanzprofile sind für die folgenden Dicken von Dielektrikum und Leiter wiedergegeben:

2 mil (50 μm) Dielektrikum, 0,1 mil (2,5 μm) Kupfer	(Fig. 6A)
0,2 mil (5 μm) Dielektrikum, 0,2 mil (5 mm) Kupfer	(Fig. 6B)
0,2 mil (5 μm) Dielektrikum, 0,1 mil (2,5 μm) Kupfer	(Fig. 6C)
0,1 mil (2,5 μm) Dielektrikum, 0,1 mil (2,5 μm) Kupfer	(Fig. 6D)
0,05 mil (1,3 μm) Dielektrikum, 0,05 mil (1,3 μm) Kupfer	(Fig. 6E)

Es versteht sich, daß der Betrag an erforderlichem Kupfer (oder einem anderen Leiter) in den Ebenen aufgrund der Erfordernisse für den Gleichstrom festgelegt ist. Wenn die Systemströme 100 Ampere oder mehr erreichen, ist mitunter mehr als eine Unze (28g) an Kupfer (etwa 1,2 mil) (30 μm) erforderlich, um eine gute Stromverteilung sicherzustellen. Die Verwendung von sehr schweren Kupfer- oder anderen Leiterebenen auf sehr dünnen Dielektrika kann jedoch Herstellungs- und Handhabungsprobleme mit sich bringen. Demnach kann, wie in 7 dargestellt, ein Stromverteilungsnetzwerk, welches von einer einzelnen Masseebene und einer einzelnen Stromebene gebildet wird, durch mehrere dünne (beispielsweise 0,2 mil (5 μm) oder weniger) Leiterschichten parallel mit proportional weniger leitfähigem Material in jeder Schicht und mit einer dünnen (beispielsweise 0,2 mil (5 μm) oder weniger) dielektrischen Schicht zwischen den elektrischen Ebenen bzw. Schichten ersetzt werden. In 7 ist eine Mehrzahl abwechselnder Masseebenen 60 und Stromebenen 62 getrennt durch entsprechend dünne, dielektrische Schichten 64. Um eine Resonanzunterdrückung sicherzustellen, beträgt die Dicke jeder Stromversorgungsebene 20 und 62 nicht mehr als 0,5 mil (13 μm). Beispielsweise hat jede leitfähige Schicht 60 und 62, die durch Kupfer gebildet wird, eine Dicke von 0,1 mil (2,5 μm). Zusätzlich hat jede dielektrische Schicht 64 eine Dicke von nicht mehr als 0,5 mil (13 μm). Die Masseebenen 60 sind über eine Mehrzahl von Durchgängen (66) elektrisch miteinander verbunden, und die Stromebenen 62 sind ebenfalls über eine Mehrzahl von Durchgängen 68 elektrisch miteinander verbunden. Es versteht sich, daß Freiraumflächen in die leitfähigen Schichten an entsprechenden Stellen von Masseebenen 60 und Stromebenen 62 geätzt werden können, um Kurzschlüsse zu verhindern. Genauer gesagt können, um zu verhindern, daß Durchgänge 66 irgendeine elektrische Verbindung zu Stromebenen 62 bilden, Freiraumfelder an entsprechenden Stellen jeder Stromebene 62 vorgesehen werden, um einen solchen Kontakt zu vermeiden. Ähnliche Freiraumfelder können innerhalb der Masseebene 60 vorgesehen werden. Es versteht sich, daß zusätzliche Durchgänge (nicht dargestellt) zum Verbinden verschiedener Signalebenen ebenso in die Struktur nach 7 eingearbeitet werden können, falls gewünscht.
7 veranschaulicht zusätzliche dielektrische Schichten 70, welche das Stromverteilungsnetzwerk (welches durch abwechselnde Masse- und Stromebenen 60 und 62 gebildet wird) von den Signalschichten bzw. Signalebenen 72 trennen. Die Dicken der dielektrischen Schichten 70 betragen zumindest 1 mil (25 μm), um die hochfrequenten Signalverluste möglichst gering zu halten.
Das Stromverteilungsnetzwerk nach 7 kann in vorteilhafter Weise Stromversorgungsresonanzen reduzieren, während es relativ hohe Stromtragfähigkeiten hat und Herstellungs- und Handhabungsprobleme vermeidet. Beispielsweise betrachte man eine Situation, in welcher eine dielektrische Schicht von 2 mil (50 μm) mit einer Unze (28g) (1,2 mil – 30 μm) Kupfer in einer Ebene auf jeder Seite ersetzt wird durch 11 parallele Schichten aus einem Dielektrikum von 0,2 mil (5 μm) mit Kupferschichten von 0,1 mil (2,5 μm) auf jeder Seite. Die Originalstruktur (welche eine dielektrische Schicht von 2 mil (50 μm) mit einer Unze (28g) von 1,2 mil (30 μm) in Form von Kupferebenen auf jeder Seite hat), hat eine Dicke von 4,4 mil (0,11 mm) und eine Impedanz von 8–500 Milliohm in dem Bereich von 10–1000 MHz, mit Resonanzspitzen und Senken. Eine Struktur, die entsprechend 7 realisiert wird, welche 11 dielektrische Schichten von 0,2 mil (5 μm) mit 0,1 mil (2,5 μm) Kupfer auf jeder Seite hat, hat näherungsweise denselben DC-Widerstand, jedoch kann ihre Hochfrequenzimpedanz in demselben Bereich von 10–1000 MHz und unter 3 Milliohm liegen und ohne Resonanzen sein.
In 8 enthält ein Stromverteilungsnetzwerk zwei relativ dicke (z. B. jeweils zumindest 1,0 mil (25 μm), wie z. B. 1,2 mil (30 μm) dicke) leitfähige Schichten 74 und 76, um relativ hohe DC-Ströme zu ermöglichen. Eine dritte, relativ dünne (beispielsweise 0,5 mil) (13 μm) oder weniger dick, wie z. B. 0,1 mil (2,5 μm)) leitfähige Schicht 78 ist weiterhin mit einer dünnen (beispielsweise 0,5 mil (13 μm) oder weniger, wie z. B. 0,1 mil (2,5 μm)) dielektrischen Schicht versehen, welche die leitfähigen Schichten 74 und 78 und eine relativ dicke (beispielsweise zumindest 1 mil (25 μm)) dielektrischen Schicht 82 versehen, die die leittähigen Schichten 76 und 78 trennt. Ein Durchgang 84 verbindet die leitfähigen Schichten 76 und 78 elektrisch miteinander. Leitfähige Schichten 74 und 76 in Verbindung mit den dielektrischen Schichten 82 liefern ausreichend Kupfergewicht für einen niedrigen Widerstand und hohe Stromtragfähigkeit und bieten auch mechanische Festigkeit und schützen die dünnen inneren Schichten 78 und 80. Die dünne leitfähige Schicht 78 und die dielektrische Schicht 80 sorgen für eine niedrige Induktivität und geringe Verluste und unterdrücken in effizienter Weise Resonanzen der Ebene. Ein Durchgang 84 ist vorgesehen, um die leitfähigen Schichten 76 und 78 miteinander zu verbinden. Es versteht sich, daß die geschichtete Struktur nach 8 vor dem Einbau der Durchgänge (wie z. B. des Durchgangs 84) und unabhängig davon mit Verbindungsebenen 76 und 78 gebildet werden kann. Es müssen keine Freiräume innerhalb der Struktur eingebaut sein, nur die äußere Schicht (Leiter 74) muß mit einem Freiraum (oder einer ähnlichen Isolierung) versehen sein, um eine Isolation gegenüber den Durchgängen bereitzustellen. Es ist weiterhin anzumerken, daß in einer alternativen Ausführungsform die zusätzliche dünne (wie z. B. 0,5 mil (13 μm) oder weniger, wie z. B. 1 μm) Leiterschicht und eine zusätzliche dünne (beispiels weise 0,5 mil (13 μm) oder weniger, wie z. B. 1 μm) dielektrische Schicht zwischen die dielektrische Schicht 82 und die leitfähige Schicht 76 eingebaut werden können, um eine symmetrische Stapelstruktur zu erzeugen.
Ein weiterer Vorteil der in 8 dargestellten Struktur kann erreicht werden durch Verwendung einer Konstruktion mit "Sicherungen", um mit lokalen Defekten oder Kurzschlüssen umzugehen. Beispielsweise kann, wie in 9 dargestellt, ein gleichmäßiges Muster auf der dünnen leitfähigen Schicht 78 ausgebildet werden, wobei kleine Bereiche 90 der Schicht mit dem übrigen Teil der Ebene bzw. Platte über kurze schmale Brücken 92 verbunden sind. Schlitze 94, die entfernte oder weggeätzte Bereiche der leitfähigen Schicht sind, trennen die Bereiche 90. Wenn ein Kurzschluß aufgrund eines Fehlers oder Defektes in dem dünnen Dielektrikum auftritt, welches zu einem bestimmten Bereich 90 gehört, wirken die schmalen Brücken wie eine Sicherung und öffnen. Dies ermöglicht es, daß der übrige Teil der leitfähigen Ebene 78 weiterhin ordnungsgemäß arbeitet. Die Form und Größe des regelmäßigen Musters kann andere als die in 9 dargestellten Formen annehmen. Für Frequenzen bis herauf zu einigen wenigen GHz kann ein Spalt- bzw. Schlitzmaß von näherungsweise 100 mil (2,5 mm) Länge und 5 mil (0,13 mm) Breite mit einer 5 mil (0,13 mm) Lücke zwischen benachbarten Schlitzen ausreichend sein. Ausführungsformen, welche eine solche Struktur mit Sicherungen verwenden, können dielektrische Materialien erfordern, die nicht verkohlen oder bei einer Lichtbogenbildung keine leitfähigen Teilchen erzeugen.
Während die vorliegende Erfindung unter Bezug auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben worden ist, versteht es sich, daß die Ausführungsformen lediglich beispielhaft und veranschaulichend sind und daß Variationen, Modifikationen, Zusätze und Verbesserungen zu den beschriebenen Ausführungsformen möglich sind, die in den Schutzumfang der Erfindung fallen können, wie er in den folgenden Ansprüchen definiert ist.

Claims

Elektrische Verbindungsvorrichtung, die aufweist: eine erste Leiterschicht (74), die eine erste Stromversorgungsebene bildet; eine zweite Leiterschicht (76), die eine zweite Stromversorgungsebene bildet; eine dritte Leiterschicht (78); eine erste dielektrische Schicht (80), welche die erste und dritte Leiterschicht voneinander trennt; und eine zweite dielektrische Schicht (82), welche die zweite und dritte Leiterschicht voneinander trennt, wobei die erste dielektrische Schicht eine Dicke von nicht mehr als 0,5 mil (13 μm) aufweist, und wobei die dritte Leiterschicht ein Muster aufweist, das von Schlitzen gebildet wird, welche Bereiche aufweisen, an denen Leitermaterial entfernt wurde, und wobei die Schlitze Bereiche der Schicht definieren, die mit dem Rest der Schicht durch Brücken verbunden sind, welche ausreichend kurz und schmal sind, so daß sie als elektrische Sicherungen in der dritten Leiterschicht fungieren.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die zweite dielektrische Schicht eine Dicke von mindestens 1 mil (25 μm) aufweist.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei die erste dielektrische Schicht eine Dicke von nicht mehr als 0,1 mil (2,5 μm) aufweist.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die ditte Leiterschicht eine Dicke von nicht mehr als 0,5 mil (13 μm) aufweist.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die dritte Leiterschicht eine Dicke von nicht mehr als 0,2 mil (5 μm) aufweist.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei sie weiterhin eine Durchkontaktierung (84) aufweist, welche die zweite Leiterschicht mit der dritten Leiterschicht elektrisch verbindet.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, welche weiterhin aufweist: eine vierte Leiterschicht; und eine dritte dielektrische Schicht neben bzw. an den zweiten und vierten Leiterschichten, die diese voneinander trennt; wobei die dritte Leiterschicht eine dritte Stromversorgungsebene bildet und die vierte Leiterschicht eine vierte Stromversorgungsebene bildet.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach Anspruch 7, wobei die vierte Leiterschicht und die dritte dielektrische Schicht jeweils eine Dicke von nicht mehr als 0,5 mil (13 μm) aufweisen.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach Anspruch 8, wobei die vierte Leiterschicht und die dritte dielektrische Schicht jeweils eine Dicke von nicht mehr als 0,2 mil (5 μm) aufweisen.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, welche weiterhin eine Durchkontaktierung aufweist, welche die erste Leiterschicht mit der dritten Leiterschicht elektrisch verbindet.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, welche weiterhin eine Durchkontaktierung aufweist, welche die zweite Leiterschicht mit der vierten Leiterschicht elektrisch verbindet.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die erste dielektrische Schicht, welche die erste und die zweite Leiterschicht voneinander trennt, einen Dielektrizitätsverlustwert von mindestens 0,2 bei oder oberhalb einer niedrigsten Resonanzfrequenz aufweist.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach Anspruch 12, wobei die erste dielektrische Schicht, welche die erste Leiterschicht von der zweiten Leiterschicht trennt, einen Dielektrizitätsverlustwert von etwa 0,3 aufweist.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die zweite dielektrische Schicht einen Dielektrizitätsverlustwert von nicht mehr als 0,05 bei oder oberhalb einer niedrigsten Resonanzfrequenz aufweist.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die elektrische Verbindungsvorrichtung ein Substrat innerhalb einer integrierten Schaltungseinheit (package) bildet.
Elektrische Verbindungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei die elektrische Verbindungsvorrichtung eine gedruckte Schaltkreisplatine (PCB) ist.