DE60025200T2

DE60025200T2 - Synchronisation von ofd-signalen mit verbesserter fensterfunktion

Info

Publication number: DE60025200T2
Application number: DE60025200T
Authority: DE
Inventors: W. Lawrence YONGE
Original assignee: Intellon Corp
Current assignee: Qualcomm Atheros Inc
Priority date: 1999-04-26
Filing date: 2000-04-25
Publication date: 2006-09-07
Anticipated expiration: 2020-04-26
Also published as: JP4478339B2; CA2372072A1; EP1183774B1; EP1183774A2; DE60025200D1; US6074086A; ATE314772T1; CA2372072C; AU4664500A; EP1183774A4; WO2000065710A8; WO2000065710A1; JP2002543649A

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die Breitband-Übertragung von Informationen und insbesondere die Zeit-Synchronisation eines empfangenen OFDM-Signals.
Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) ist eine Spektrums-Spreiz-Technologie, bei der die zur Verfügung stehende Bandbreite in eine Reihe von diskreten Kanälen oder Subträgern unterteilt wird, die einander überlappen und zueinander orthogonal sind. Jeder Kanal hat eine genau definierte Frequenz. Daten werden in der Form von Symbolen übertragen, die einige Subträger-Frequenzen umfassen. Die Amplitude und/oder die Phase des Subträgers stellen die kodierte Information dar. Bevor ein empfangenes OFDM-Symbol dekodiert werden kann, müssen die Frequenz- und die Zeitsynchronisation des Signals ermittelt werden. Dieser Vorgang wird als Synchronisation bezeichnet.
Die Zeit-Synchronisation kann durch die Verwendung einer zeitbasierten Korrelation in der Zeit-Domäne oder durch eine Phasen-Korrelation in der Frequenz-Domäne erzielt werden. Die Phasen-Korrelation hat mehrere Vorteile gegenüber der zeitbasierten Korrelation. Die Phasen-Korrelation ist robuster, da sie durch Amplituden-Variationen signifikant weniger beeinflusst wird, als die zeitbasierte Korrelation. Auch können Symbole durch Korrelation in der Frequenz-Domäne in Anwesenheit eines wesentlich stärkeren Jammers synchronisiert werden.
OFDM-Symbole können in der Frequenz-Domäne dadurch synchronisiert werden, dass die Phasen der Träger mit den Phasen eines Referenzsymbols korreliert werden. Alternativ oder zusätzlich hierzu kann eine Autokorrelation dadurch durchgeführt werden, dass die Phasen eines empfangenen Symbols mit denen eines früher empfangenen Symbols korreliert werden.
Es ist schwieriger, die Zeit-Synchronisation der empfangenen OFDM-Signale insbesondere dann durchzuführen, wenn im OFDM-Kanal eine Schmalband-Interferenz bzw. -Störung auftritt. Apodisierende Fensterfunktionen, wie z. B. Hanning-Fenster werden typischerweise verwendet, um mit den Wirkungen einer schmalbandigen Störung, wie z. B. eines Jammer-Signals in Proben fertig zu werden, die einem Phasen-Korrelator zugeführt werden. Während das apodisierende Fenster die Störung des schmalbandigen Störsignals auf einige wenige der OFDM-Subträger beschränkt, führt es eine zwischen den Trägern auftretende Störung in die Subträger-Frequenzen ein. Die Zwischenträger-Störung kann zu einer zerstörenden Auslöschung (d. h. zu Frequenz-Nullen) beim Übertragen von Subträgern mit gleicher Amplitude und Phase führen. Beim Vorhandensein einer Fre quenz-Null kann ein Phasen-Korrelator einen Scheitel-Korrelations-Impuls verfehlen und somit eine unzuverlässige Synchronisation liefern. Die Zwischenträger-Störung kann auch eine Phasen- und Amplituden-Verzerrung in jedem der übertragenen Subträger bewirken, die durch das apodisierende Fenster verarbeitet werden. Eine Phasenverzerrung sowohl in Proben- bzw. Muster-Phasen als auch in den Autokorrelations- oder Referenz-Phasen, mit denen sie verglichen werden, kann zu einer schlechten Phasen-Korrelation führen. Selbst wenn man den bestmöglichen Satz von Referenz-Phasen (typischerweise keinem Fensterprozess unterworfene Referenz-Phasen) in Verbindung mit einem Hanning-Fenster unterworfenen Phasen verwendet, vermindert dies die Korrelation um einen gewissen Faktor. D. h. es wird ein wesentlich stärkeres Signal benötigt, um die Korrelation durchzuführen, als es erforderlich wäre, wenn kein Hanning-Fenster verwendet würde.
Die US-Patentschrift 5,357,502 beschreibt eine Vorrichtung für den Empfang von kodierten OFDM-Digital-Daten-Rundfunksignalen (COFDM) mit einer hohen Bit-Rate für den Empfang durch mobile Empfänger. Ein Digitalsignal wird im Frequenz-Zeit-Raum verteilt und in der Form von Symbolen übertragen, von denen jedes durch einen Multiplex von orthogonalen Trägerfrequenzen gebildet wird, die durch einen Satz von digitalen Elementen moduliert sind und gleichzeitig ausgestrahlt werden. Ein Empfangsgerät umfasst ein Modul für eine Überlagerung mit einem lokalen Oszillator, eine Basisband-Filterung und eine Analog-Digital-Umwandlung, ein temporäres Fenster-Modul von Nyquist-Typ mit einem von Null verschiedenen Roll-Off für die Sammlung von nützlichen Proben und ein mathematisches Transformations-Modul. Die Verwendung eines temporären Nyquist-Fensters führt zu kleineren sekundären Keulen.
EP 0 814 587 beschreibt ein Verfahren zur Erhöhung der maximalen, zur Verfügung stehenden Bit-Rate auf einen einzelnen Daten-Link zur Vergrößerung der Kapazität innerhalb einzelner Zellen. Das Verfahren verwendet die Tatsache, dass eine Impulsformung, beispielsweise durch die Verwendung einer geeigneten Fensterfunktion, wie z. B. eines Hanning-Fensters, eine Inter-Symbol-Interferenz einführt und verwendet die Idee, diese Interferenz durch Entzerrung zu überwinden. Ein Entzerrer, der im Empfänger angeordnet ist, sorgt für einen Ausgleich des Verlustes an Träger-Orthogonalität, der durch die Impulsformung verursacht wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren nach Anspruch 1 und eine Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 9.
Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung umfasst ein Verfahren zur Ermittlung der Phasen eines Symbols für eine Phasen-Korrelation die Durchführung einer symmetrischen, apodisierenden Fensterfunktion an einer Symbolprobe, die eine Symbol-Periode T besitzt, und an einer zeitversetzten Symbolprobe, die gegen die Symbolprobe um T/2 zeitlich versetzt ist, um erste Fensterwerte für die Symbolprobe und zweite Fensterwerte für die zeitlich versetzte Symbolprobe zu erzeugen. Das Verfahren umfasst weiterhin das Anlegen einer Zeitverschiebung zum Wiederausrichten der zeitversetzten Symbolprobe mit der Symbolprobe und somit zum Ausrichten der zweiten Fensterwerte mit den entsprechenden ersten Fensterwerten. Die ersten und zweiten Fensterwerte werden dann miteinander summiert und die summierten Werte in Phasen umgewandelt. Die symmetrische, apodisierende Fensterfunktion ist eine apodisierende Fensterfunktion W, die die Eigenschaft W_j + W_{(FFTSize/2+j)} = konstant besitzt, wobei FFTSize die Größe der FFT-Probe ist.
Ausführungsformen der Erfindung können eines oder mehrere der folgenden Merkmale aufweisen:
Die symmetrische, apodisierende Fensterfunktion kann in der Zeitdomäne durchgeführt werden. Die symmetrische, apodisierende Fensterfunktion kann in der Frequenz-Domäne durchgeführt werden und kann auf die FFT-Frequenz-Koeffizienten der Symbol-Probe und der zeitversetzten Symbol-Probe angewendet werden.
Die symmetrische, apodisierende Fensterfunktion kann eine Hanning-Fensterfunktion sein.
Das Fensterfunktions-Schema der Erfindung führt zu mehreren Vorteilen. Es beseitigt die Einflüsse eines „symmetrischen" apodisierenden Fensters (beispielsweise eines Hanning-Fensters) auf benachbarte Träger, d. h. es beseitigt die Zwischenträger-Störung. Zusätzlich liefert es die Vorteile des Hanning-Fensters, wie z. B. ein verbessertes Jammer-Verhalten, ohne die Phasen- und Amplituden-Verzerrung in jede der Trägerfrequenzen eines einer Fensterfunktion unterworfenen Signals einzuführen. Eine solche Phasenverzerrung kann zu einer schlechten Phasen-Korrelation während der Synchronisation führen.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
In der Zeichnung zeigen:
1 ein temporäres OFDM-Symbol,
2 in symbolischer Weise eine Frequenzverteilung von OFDM-Kanälen,
3 ein schematisches Diagramm eines Phasen-Korrelator-Moduls einschließlich einer OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit,
4 ein Blockdiagramm der OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit,
5 eine Wiedergabe eines Hanning-Fensters, das auf eine Symbolprobe angewendet worden ist, und die Symbolprobe mit zeitlichem Versatz in der Frequenz-Domäne,
6 eine Darstellung einer Autokorrelation zwischen Proben, welche durch die OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit aus 4 verarbeitet wurden,
7 ein Flussdiagramm eines auf einer Frequenz-Domäne basierenden Fensterfunktions-Verfahrens, das durch die OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit aus 4 ausgeführt wird,
8 eine andere Ausführungsform der OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit aus 3,
9A–C Wiedergaben eines Hanning-Fensters, das auf eine Symbolprobe und die Symbolprobe mit zeitlichem Versatz in der Zeit-Domäne angewendet wurde,
10 ein auf der Zeit-Domäne basierendes Fenster-Verfahren, das durch die OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit aus 8 durchgeführt wird,
11 die Wiedergabe eines Jammer-Signals, das einer temporären Wellenform überlagert ist, die drei aufeinander folgende Symbole umfasst,
12A–C Darstellungen der Phasen und Amplituden der ohne die Anwendung einer Fensterfunktion demodulierten Wellenform (aus 11),
13A–C Darstellungen der Phasen und Amplituden der nach dem Anwenden eines Hanning-Fensters in der Zeit-Domäne demodulierten Wellenform (aus 11),
14A eine Darstellung des auf der Zeit-Domäne basierenden Fenster-Verfahrens (aus 10), das auf die Wellenform (aus 11) angewendet wurde,
14B–D Darstellungen der Phasen und Amplituden der nach der Verwendung des auf der Zeit-Domäne basierenden Fenster-Verfahrens aus 14A demodulierten Wellenform,
15A eine Darstellung des auf der Frequenz-Domäne basierenden Fenster-Verfahrens (aus 7) in seiner Anwendung auf die Wellenform aus 11, und
15B–D Darstellungen der Phasen und Amplituden der nach der Verwendung des auf der Frequenz-Domäne basierenden Fenster-Verfahrens aus 15A demodulierten Wellenform.
Detaillierte Beschreibung
Bei der OFDM-Übertragung werden Daten in Form von Symbolen übertragen. Jedes Symbol hat eine vorbestimmte Zeitdauer oder Symbolzeit T_S. Jedes Symbol besteht aus N Sinus-Wellenformen, die zueinander orthogonal sind und die OFDM-Kanäle und -Subträger bilden. Jeder Subträger hat eine Frequenz f_i und ein Φ_i gemessen ab dem Beginn des Symbols. Die Orthogonalität der Subträger erfordert, dass eine vollständige Anzahl von Perioden einer jeden Wellenform in der Symbolzeit T_S enthalten ist. Die Phasen Φ_i und die Amplituden A_i der Wellenformen können willkürlich eingestellt werden, ohne dass dies die Orthogonalität der Wellenformen beeinflusst. Die OFDM-Subträger nehmen einen Frequenzbereich zwischen den Frequenzen f₁ und f_N ein, der als OFDM-Bandbreite bezeichnet wird. Jede Subträger-Frequenz f_i hat einen gleichförmigen Frequenzabstand Δf von der benachbarten Subträger-Frequenz f_ixl. Das Δf ist umgekehrt proportional zur Symbolzeit T_S.
Gemäß den 1 und 2 hat ein als Beispiel dienendes OFDM-Symbol 10 eine Symbolzeit T_S von 6,4 μs, die einen Kanalabstand Δf₁ = 1/6,4 μs = 156,25 kHz erzeugt. Das Symbol umfasst 84 Subträger-Frequenzen, die in gleichförmigen Abständen zwischen einer ersten Subträger-Frequenz f = 3,594 MHz und einer letzten Subträger-Frequenz f_N = 16,563 MHz angeordnet sind, was einer Systembandbreite von 13,125 MHz entspricht. Im Beispiel der 1 werden die Phasen der 84 Träger so ausgewählt, dass sie willkürlich und voneinander unabhängig sind. Es kann jedoch auch jeder andere Satz von Phasen ausgewählt werden. Für den Zweck der digitalen Signalverarbeitung wird das Symbol während der Symbolzeit T_S an 256 Proben-Punkten mit einer Taktrate von 40 MHz abgetastet. Wie oben erwähnt, sind die nicht modulierten Amplituden A_l eines jeden der 84 OFDM-Kanäle identisch.
In 3 ist ein Phasen-Korrelator-Modul 150 dargestellt. Eine temporäre Wellenform S_in wird vom Phasen-Korrelator-Modul 20 empfangen und durch eine OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit (im folgenden als „die Einheit" bezeichnet) 22 verarbeitet, welche die temporäre Wellenform in die Frequenz-Domäne transformiert. Ein erster Konverter 26 konvertiert das Ausgangssignal der Einheit 22 in entsprechende Amplitudenwerte A_i und Phasenwerte Φ_i bei jeder der OFDM-Subträger-Frequenzen f_i. Ein Phasen-Korrelator 30 ist mit dem ersten Konverter 26 verbunden und vergleicht die Phasen Φ_i mit bekannten Referenzphasen Φ_i ^ref, die in einem Referenzphasen-Speicher 28 gespeichert sein können, oder mit Phasen Φ_i eines verarbeiteten Symbols, das vorher empfangen worden war. Die Phasen Φ_i des früher empfangenen, verarbeiteten Symbols können in einem Autokorrelations-Phasenspeicher 32 gespeichert sein, der mit dem Referenzphasen-Speicher 28 identisch sein kann. Der Phasenkorrelator 30 vergleicht dann entweder die Phasen, um einen Autokorrelationswert zu erzeugen, der ein sich wiederholendes Symbolmuster anzeigt, oder er richtet die Phasen mit den Referenzphasen aus. Ein zweiter Konverter 34 berechnet aus den ausgerichteten Phasen eine entsprechende Zeitverschiebung Δt_S, welche die zeitweilige Verschiebung zwischen den empfangenen Symbolen und der Referenz darstellt und für die Synchronisation verwendet wird. Die Einzelheiten des Phasenkorrelators werden hier der Klarheit halber weggelassen. Einzelheiten eines beispielhaften Phasenkorrelators können der US-Patentschrift 6,111,919 entnommen werden.
In 4 ist die Einheit 22 (aus 3) dargestellt. Die Einheit 22 umfasst ein Zeitverzögerungs- oder Off-Set-Element 82, eine „duale" bzw. doppelte FFT-Engine 84, ein Fensterfilter 86, ein Zeitverschiebungselement 88 und eine Summationseinheit (oder Ad dierer) 90. Der Ausgang des Addierers 90 ist mit dem ersten Konverter 26 (aus 3) verbunden, der in gestrichelten Linien dargestellt ist. Der Fensterfilter 86 umfasst eine erste Hanning-Fensterfunktion 92 und eine zweite Hanning-Funktion 94, wie im Folgenden noch beschrieben wird. Das duale FFT-Modul empfängt eine Probe des ursprünglichen Signals r(t) und eine zeitversetzte Probe r(t) – t₀) die um t₀ = T/2 versetzt ist. Die doppelte FFT-Engine transformiert die zeitversetzte Probe in erste (zeitversetzte) Frequenzkoeffizienten R(ω)·e^–jωto und transformiert die ursprüngliche Probe, d. h. die nicht versetzte Probe in zweite Frequenzkoeffizienten R(ω). Die Frequenzkoeftizienten werden durch das Fensterfilter 86 verarbeitet, das als „symmetrische" apodisierende Fensterfunktion gewählt ist. Die symmetrische, apodisierende Fensterfunktion wird hier als apodisierende Fensterfunktion W definiert, welche die Eigenschaft W_j + W_{(FFTSize/2+j)} = konstant besitzt, wobei FFTSize die Größe der FFT-Probe ist. Bei der dargestellten Ausführungsform ist die symmetrische, apodisierende Fensterfunktion (Fensterfilter 86) das Hanning-Fenster, für das sich alle Werte von j zu 1 addieren, so dass es die vorerwähnte Eigenschaft besitzt. Wie in der Figur dargestellt, werden die ersten Frequenzkoeffizienten durch das erste Hanning-Fenster 92 und die Frequenzkoeffizienten durch das zweite Hanning-Fenster 94 verarbeitet.
Die verarbeiteten ersten Frequenzkoeffizienten werden zeitlich verschoben, um sie mit den entsprechend verarbeiteten zweiten Frequenzkoeftizienten wieder auszurichten. Die Zeitverschiebungs-Wiederausrichtung wird dadurch erreicht, dass die ungeraden der zeitversetzten Koeffizienten mit –1 multipliziert werden, wie dies noch beschrieben wird. Die jetzt wieder ausgerichteten (verarbeiteten) zweiten Frequenzkoeffizienten werden zu ihren entsprechenden (verarbeiteten) ersten Frequenzkoeftizienten addiert, die vom zweiten Hanning-Fenster ausgegeben werden und die sich ergebenden Werte werden dem ersten Konverter 26 (aus 3) zugeführt, der die Werte aus rechtwinkligen Koordinaten in Polarkoordinaten konvertiert und die Phasen der Polarkoordinaten an den Phasenkorrelator 30 (3) überführt, der hier nicht dargestellt ist. Optional ist das Zeitverschiebungselement 88 mit einem Speicher 91 verbunden, der Kopien der Fensterwerte speichert, die durch das Zeitfensterelement 88 verschoben sind. Diese Fensterwerte, die im Speicher 91 gespeichert sind, können wiedergewonnen und zu den nächsten Fensterwerten addiert werden, die von der Hanning-Fensterfunktion 94 ausgegeben werden, um dann in dem Autokorrelationsspeicher 30 (3) für Autokorrelationszwecke gespeichert zu werden, wie dies noch beschrieben wird.
In 5 ist eine Darstellung einer Probe und einer zeitversetzten Version der Probe dargestellt, die in der Frequenz-Domäne der Fensterfunktion unterworfen wird. Die einer Fensterfunktion unterworfene Probe X (eines Symbols), das eine Symbolperiode T besitzt), ist die Konvulotion der Probe und der Hanning-Fensterfunktion. In entsprechender Weise ist die einer Fensterfunktion unterworfene, zeitversetzte Probe Y (um T/2 versetzt) die Konvulotion der zeitversetzten Probe und der Hanning-Fensterfunktion. Wie in der Figur dargestellt, umfasst die zeitversetzte Probe eine T/2-zyklische Erweiterung von X, die mit der ersten Hälfte von X identisch ist, da die Synchronisationssymbole die OFDM-Symbole wiederholen.
Die Zeitverschiebungs-Relation von r(t) in der Zeit-Domäne und R(ω) in der Frequenz-Domäne kann folgendermaßen ausgedrückt werden: r(t – t0) ⇒ e–jωtoR(ω),wobei gilt: f = c·(1/t), ω = c·(2π/T) und t₀ = T/2, woraus folgt: r(t – T/2) ⇒ e–jc(2π/T)T/2R(ω) ⇒ e–jcπR(ω)wobei für gerade c gilt e^–jcπ = 1
und für ungerade c gilt e^–jcπ = –1.
Es sei darauf hingewiesen, dass das Rauschen, das auf Q(ω) (in 4 dargestellt) und auf R(ω) angewendet wird, unterschiedlich ist. Es kann jedoch angenommen werden, dass Q(ω) und e^–jωtoRω ungefähr gleich sind, da Q(ω) im wesentlichen eine zeitversetzte Probe von R(ω) ist.
Gemäß 2 werden die geraden zeitversetzten Frequenzkoeffizienten, die im Folgenden als „A_c" bezeichnet werden, mit +1 multipliziert, während die ungeraden zeitversetzten Koeffizienten „A_C" mit –1 multipliziert werden. Für Subträger-Frequenzen A₂₃ bis A₂₆ sind beispielsweise die Koeffizienten in folgender Weise dargestellt:

nicht zeitversetzt zeitversetzt

A₂₃ –A₂₃

A₂₄ A₂₄

A₂₅ –A₂₅

A₂₆ A₂₆
Es sei daran erinnert, dass die einer Fensterfunktion unterworfene Frequenz für ein Hanning-Fenster dadurch erhalten wird, dass für jeden Subträger eine Hälfte der Summe der Koeffizienten an den beiden benachbarten Trägern abgezogen wird, d.h. A_c – 1/2(A_c–1 + A_c+1). Somit liefert für die Trägerprobe c = 24 das Hanning-Fenster A₂₄ – 1/2(A₂₃ + A₂₅) für den nicht versetzten Koeffizienten und A₂₄ + 1/2(A₂₃ + A₂₅) für den zeitversetzten Koeffizienten.
Für einen ungeraden Träger c = 25 liefert das Hanning-Fenster für den nicht versetzten Koeffizienten den Hanning-Wert A₂₅ – 1/2(A₂₄ + A₂₆) und für den zeitversetzten Koeffizienten den Hanning-Wert – A₂₅ – 1/2(A₂₄ + A₂₆). Um die Punkte der versetzten Probe wieder mit der ursprünglichen Probe auszurichten, werden die ungeraden Träger C mit –1 multipliziert. Somit werden bei diesem Beispiel die zeitversetzten Frequenzkoeffizienten A₂₅ + 1/2(A₂₄ + A₂₆) und es werden die sich ergebenden Hanning-Werte für jeden der Probenpunkte addiert. Die Summe ist 2A₂₄ für c = 24 und 2A₂₅ für c = 25. Man kann somit sehen, dass die Komponenten der benachbarten Signale, die typischerweise in jedem Trägersignal nach der Anwendung der Hanning-Fensterfunktion gefunden werden, entfernt wurden.
Die in 4 dargestellte Single-Unit-Dual-FFT-Engine kann unter Verwendung einer Dual-FFT-Engine realisiert werden, die für komplexe Signale konstruiert worden ist. Statt die imaginären Teile der komplexen Einträge auf Null zu setzen, was zu Redundanz führt und nicht die volle Bandbreite der Engine ausnutzt, kann die komplexe FFT-Engine in vollem Umfang dadurch verwendet werden, dass reelle Zahlen sowohl den Realteilen als auch den Imaginärteilen der Eingangssignale zugeordnet werden. Dies nützt die Tatsache, dass der Realteil des Frequenzspektrums eines realen Signals eine gerade Funktion ist, während der Imaginärteil des Frequenzspektrums eines realen Signals eine ungerade Funktion ist. Das Verfahren, Dual-Real-Transformationen mit komplexen FFTs durchzuführen, ist allgemein bekannt und wird daher hier nicht weiter im Einzelnen beschrieben. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass die duale FFT-Engine 84 auch in Form von zwei getrennten FFT-Engines realisiert werden kann.
In 6 sind eine Vielzahl von Proben A1, A2 und A3 und ihre entsprechenden zeitlich versetzten Proben B1, B2 und B3 dargestellt. Unter der Annahme, dass jede Probe 256 Punkte umfasst, wird jede zeitversetzte Probe um 128 Punkte vorwärts verschoben. Wenn A3 die Probe ist, die gerade von der Einheit 22 (aus 4) verarbeitet wird, und das Ausgangssignal der Einheit 22 die Probe C33 ist, dann wird das Ausgangssignal C33 dem Phasenkorrelator 30 für einen Vergleich mit Referenzphasen zugeführt, wie es oben beschrieben wurde.
Alternativ kann C33 mit einer früheren Probe C22 „autokorreliert" werden. Da ein den Signalen C33 und C22 gemeinsamer Signalteil vorhanden ist, kann der sich ergebende Autokorrelationswert geringfügig in Richtung einer Korrelation vorgepolt sein. Um eine solche (wenn auch geringe) Vorpolung zu beseitigen, kann eine alternative Autokorrelation dadurch erreicht werden, dass man C33 mit C21 vergleicht. Dies wird dadurch erreicht, dass jede zeitversetzte, einer Fensterfunktion unterworfene Probe, die am Ausgang des Zeitverschiebungselementes 88 (aus 4) erscheint, gespeichert wird und dass danach diese gespeicherte Probe mit einem nächsten, nicht versetzten, einer Fensterfunktion unterworfenen Probe kombiniert wird, d. h. mit der nicht versetzten, einer Fensterfunktion unterworfenen Probe, für das nächste Symbol, das verarbeitet wird. Die sich ergebende Summe wird im Autokorrelationsspeicher 30 gespeichert. Wenn das nachfolgende Symbol verarbeitet wird, wird die gespeicherte Summe für eine Autokorrelation verwendet. Somit ist bei dem in 6 dargestellten Beispiel dann, wenn C22 von der Einheit 22 (aus 4) abgegeben wird, C21 dadurch berechnet, dass B1 aus dem Speicher 91 (aus 4) wiedergeholt wird. Wenn danach C33 von der Einheit 22 abgegeben wird, wird es mit C21 korreliert, um einen Autokorrelationswert zu erzeugen.
In 7 ist ein Frequenz-Domäne-Fensterfunktions-Verfahren 160 dargestellt, das vom Empfänger 80 aus 12 durchgeführt wird. Dieses Verfahren führt bei 102 eine erste FFT an einer ersten Probe einer temporären Symbol-Wellenform durch, die an s Probenpunkten, d. h. s = 256 Probenpunkten während der Symbolzeit T_S abgetastet wurde. Dieses Verfahren führt bei 104 eine zweite FFT an einer zweiten Probe durch, die gegen die erste Probe um die Zeit T/2 zeitlich versetzt ist. Das Verfahren wendet bei 106 das erste Hanning-Fenster auf die zweite (zeitlich versetzte) Probe an und wendet bei 108 das zweite Hanning-Fenster auf die erste Probe jeweils in der Frequenz-Domäne an. Die ver arbeitete zweite Probe wird dann bei 110 zeitlich verschoben (d. h. die ungeraden werden mit –1 multipliziert), um die zweiten Probenpunkte mit entsprechenden ersten Probenpunkten wieder auszurichten. Das Verfahren addiert dann bei 112 die verarbeiteten zweiten Probenpunkte zu den verarbeiteten ersten Probenpunkten des OFDM-Symbols.
Bei einer anderen Ausführungsform der OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit 22 (aus 3) ist das Hanning-Fensterfilter vor der FFT-Engine angeordnet. Gemäß 8 umfasst eine OFDM-Verarbeitungseinheit 118 ein Hanning-Fensterfilter 120. Das Hanning-Fensterfilter umfasst eine erste Hanning-Fensterfunktion 122 zum Empfangen einer Wellenform S(t) und eine zweite Hanning-Fensterfunktion 124 zum Empfangen einer zeitlich versetzten Wellenform S(t – T/2), die durch das Zeitverzögerungs-Element 119 um T/2 versetzt ist. Die Einheit umfasst weiterhin ein Zeitverschiebungselement 125 für eine zeitliche Verschiebung (d. h. Drehung) der der Fensterfunktion unterworfenen, zeitlich verschobenen Wellenform oder Probe für eine Wiederausrichtung mit der einer Fensterfunktion unterworfenen, zeitlich nicht versetzten Wellenform. Weiterhin ist ein Addierer 126 vorhanden, der mit einem Ausgang des Hanning-Fensterfilters 120 und dem Zeitverschiebungs-Element 125 sowie dem Eingang einer FFT-Engine 128 verbunden ist. Das Ausgangssignal der FFT-Engine wird von dem ersten Konverter 26 (aus 3) empfangen, der das Ausgangssignal in Phasen konvertiert und die Phasen an den Phasenkorrelator 30 (3) überträgt, der hier nicht dargestellt ist.
Man sieht, dass ähnlich wie bei dem auf einer Frequenz-Domäne basierenden Lösungsweg, der unter Bezugnahme auf die 4–7 beschrieben wurde, eine Autokorrelation im Wesentlichen in der gleichen Weise durchgeführt werden kann, wie dies unter Bezugnahme auf 6 erläutert wurde, so dass alle geringfügigen Effekte des gemeinsamen Probenteils (wie sie sich bei beliebigen zwei aufeinander folgenden Ausgangssignalen der OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit 118 ergeben würden) auf die Korrelation eliminiert werden. Da jedoch eine auf der Zeit-Domäne basierende Lösung normalerweise eine einzelne FFT verwendet, würde die alternative Autokorrelation eine zusätzliche, zweite FFT-Engine oder eine duale FFT-Engine erfordern (wie sie in dem erläuterten Frequenz-Domäne-Fensterfunktions-Verfahren dargestellt ist). Da der auf der Zeit-Domäne basierende Lösungsweg bereits einen höheren Berechnungsaufwand verlangt, führt die zusätzliche Komplexität der zweiten FFT dazu, dass die auf der Frequenz-Domäne basierende Lösung besser zu praktizieren ist, wenn die alternative Autokorrelation eingesetzt werden soll.
In den 9A bis C ist ein Beispiel für das Zeit-Domäne-Fenstertunktions-Verfahren dargestellt, das vom Empfänger 118 aus 15 durchgeführt wird. 9A zeigt ein Hanning-Fenster H130, das 256 Punkte umfasst: H₀, H₁, H₂, H₃ ... H₂₅₅. Das Hanning-Fenster 130 hat die Eigenschaft H_j = 1 – H_128+j 9B zeigt ein OFDM-Symbol 132 mit einer Probengröße (Anzahl der Probenpunkte) s = 256: A₀ bis A₂₅₅. Das OFDM-Symbol hat eine zyklische Erweiterung (Präfix) 134 P_j = A_j, j = 128 bis 255, im ursprünglich übertragenen Signal. D. h. das Präfix P ist identisch mit der zweiten Hälfte von A. Das zyklische Präfix P stellt somit zusammen mit der ersten Hälfte des Symbols A eine zeitlich versetzte Version der Probe A dar. Die zeitlich versetzte Probe ist um T/2 (in diesem Beispiel um 128 Punkte) versetzt. 9C zeigt ein erstes Hanning-Fenster, das auf die Probe A angewendet wird, d. h. (A₀ – A255)·(H₀ – H₂₅₅), um die Hanning-Werte X₀ – X₂₅₅, d. h. kollektiv die einer Fensterfunktion unterworfene Probe X 136 zu ergeben. Weiterhin ist ein zweites Hanning-Fenster dargestellt, das auf die Punkte (P₁₂₈ – A₁₂₇)·(H₀ – H₂₅₅) angewendet wird, um die Hanning-Werte (Y₀ – Y₂₅₅), d. h. kollektiv die der Fensterfunktion unterworfene Probe Y 138 zu ergeben. D. h. es gilt gemäß 9C: X_j = A_j·H_j und für j = 0 bis 127 Y_j = P_j+128·H_j und Y_j+128 = A_j·H_j+128.
Wie man weiterhin der 9C entnimmt, wird zur zeitlichen Ausrichtung der beiden den Fensterfunktionen unterworfenen Proben X_j und Y_j, Y_j+128 die Probe P um 256 Punkte verschoben (wie durch den Pfeil angezeigt). Somit gilt nach der Verschiebung, dass Y₀ – Y₂₅₅ gleich Y₁₂₈, Y₁₂₉ ... Y₂₅₅, Y₀, Y₁ ... Y₁₂₆, Y₁₂₇ oder kollektiv gleich Y 140 ist. Die Kombination der beiden Proben X 136 und Y 140 liefert X₀ + Y₁₂₈, X₁ + Y₁₂₉, ... _X127 + Y₂₅₅, X₁₂₈ + Y₀, X₁₂₉ + Y₁, ... X₂₅₄ + Y₁₂₆, X₂₅₅ + Y₁₂₇.
Genauer gilt für die ersten 128 Punkte der kombinierten, der Fensterfunktion unterworfenen Proben (j = 0 bis 127): Xj + Yj+128 = Aj·Hj + Aj·Hj+128 = Aj·[Hj + Hj+128] = Aj·[Hj + 1 – Hj] = Aj
Für die zweiten 128 Punkte der kombinierten, der Fensterfunktion unterworfenen Proben X und Y gilt (j = 0 bis 127): Xj+128 + Yj = Aj+128·Hj+128 + Pj+128·Hj = Aj+128·Hj+128 + Pj+128·[1 – Hj+128] ~Aj+128·Hj+128 + Aj+128·[1 – Hj+128] ~Aj+128·[Hj+128 + 1 – Hj+128] ~Aj+128
Es sei darauf hingewiesen, dass deswegen, weil A und P unterschiedliche Signale sind und daher auf jedes von ihnen das Rauschen und die Kanalverzerrung in unterschiedlicher Weise einwirken, tatsächlich ein kleiner, aber vernachlässigbarer Unterschied zwischen den beiden vorhanden ist. Somit ist in der obigen Substitution A_j+128 ungefähr gleich P_j+128.
Man sieht, dass, obwohl ein volles Hanning-Fenster sowohl auf die ursprüngliche als auch die zeitlich versetzte Probe (in der oben beschriebenen Weise) angewendet werden kann, die Summation der sich ergebenden Hanning-Werte in den Proben X 136 und Y 140 für die 128 Punkte von A, die beiden Proben gemeinsam sind, nicht mehr als die ursprüngliche Probe A_j ergibt. Daher könnten die gleichen Ergebnisse dadurch erzielt werden, dass ein erstes Hanning-Halbfenster (H₀ bis H₁₂₇) auf P und ein zweites Hanning-Halbfenster (H₁₂₈ bis H₂₅₅) auf die zweite Hälfte von A angewendet werden. Die Hanning-Halbfenster-Lösung ist mit einem geringeren Rechenaufwand verbunden als die Hanning-Vollfenster-Lösung und stellt daher eine wünschenswertere Realisierung dar.
In 10 ist ein auf der Zeit-Domäne basierendes Fensterfunktions-Verfahren 140 dargestellt, das von der in 8 wiedergegebenen (und im Beispiel der 9B bis C beschriebenen) OFDM-Symbol-Verarbeitungseinheit 118 durchgeführt wird. Das Verfahren wendet bei 152 die erste Hälfte eines Hanning-Fensters auf die erste Hälfte (d. h. die Punkte 0 bis 127 in einer 256 Punkte umfassenden Probe) einer um T/2 zeitlich versetzten Probe an und wendet bei 154 eine zweite Hälfte eines Hanning-Fensters auf die zweite Hälfte (d. h. die Punkte 128 bis 256 in einer Probe mit 256 Punkten) einer ersten, zeitlich nicht versetzten Probe an. Die sich durch die Anwendung der Fensterfunktion auf die erste Probe ergebenden Werte werden bei 156 zu entsprechenden Werten addiert, die sich durch die Anwendung der Fensterfunktion auf die zweite Probe ergeben (d. h. es werden Werte miteinander addiert, die einen zeitlichen Abstand T besitzen. Die summierten Werte werden dann zusammen mit den Punkten der ersten Hälfte in der ersten Probe durch eine einzige FFT-Engine bei 158 einer Fourier-Transformation unterworfen.
Somit schränkt die Hanning-Fensterfunktion in wirksamer Weise den Einfluss einer nicht orthogonalen, schmalbandigen Störung dadurch ein, dass sie die Endpunkte des Signals glatt auf Null verjüngt. Da das ursprüngliche Signal ebenfalls durch das Fenster verzerrt ist, stellt die Wiederausrichtung und Kombination der Signale das ursprüngliche Signal ohne Änderung des vorteilhaften Gewinns (Wirkungsverminderung von schmalbandigen Störungen) her, der durch die Anwendung des Fensters erzielt wurde.
Die 11 bis 15 zeigen gemeinsam die Vorteile einer Verwendung der oben beschriebenen Zeit-Domäne und der Frequenz-Domäne basierend auf Fensterfunktions-Verfahren während der Phasen-Korrelation. Gemäß 11 ist eine beispielhafte, temporäre Signal-Wellenform aus drei identischen, aufeinander folgenden Symbolen zusammengesetzt. Zu den Symbolen wird ein Jammer-Signal addiert, welches ein Störsignal bei einer einzigen Frequenz f_i = 55 MHz abgibt. In diesem Beispiel ist das Jammer-Signal-Amplitudenverhältnis 20 dB. Wie man der Figur entnimmt, ist der Jammer das vorherrschende Signal.
Die Wellenform von 11 wird transformiert und in Amplituden und Phasen ihrer 84 Träger demoduliert. Den 12A bis 12C kann entnommen werden, dass die Einflüsse des Jammer-Signals über die Trägerfrequenzen für die Träger 23 bis 106 ausgebreitet werden, doch dass keine Verzerrung der Amplituden oder Phasen auftritt.
Gemäß den 13A bis C wird die Wellenform aus 11 durch ein Hanning-Fenster verarbeitet. Man sieht, dass die ursprünglichen Amplituden und Phasen verzerrt sind. In 13A sind auch Frequenz-Nullen dargestellt, die manchmal bei einem Hanning-Fenster für benachbarte Träger der gleichen Amplitude und Phase auftreten können.
Gemäß den 14A bis 14D wird die gleiche, in 11 gezeigte Wellenform durch das auf der Zeit-Domäne basierendes Fensterfunktions-Verfahren verarbeitet, das oben unter Bezugnahme auf 10 beschrieben wurde. 14A ist eine Darstellung des auf der Zeit-Domäne basierenden Fensterfunktions-Verfahrens in seiner Anwendung auf die Wellenform aus 11. Die 14B bis D sind Darstellungen der Phasen und Amplitu den der Wellenform, die nach Verwendung des auf der Zeit-Domäne basierenden Fensterfunktions-Verfahrens nach 14A demoduliert wurde. Die auf der Zeit-Domäne basierende Fensterfunktions-Technik hat die Verzerrung eliminiert, die durch das Hanning-Fenster verursacht wurde (wie in den 13A bis C dargestellt). Der 14B kann man entnehmen, dass alle Frequenzen mit Ausnahme derer verwendbar sind, die am nächsten an der Jammer-Frequenz liegen.
Gemäß den 15A bis D wird die Wellenform aus 11 durch das auf der Frequenz-Domäne basierende Fensterfunktions-Verfahren verarbeitet, das oben unter Bezugnahme auf 7 beschrieben wurde. 15A ist eine Darstellung des auf der Frequenz-Domäne basierenden Fensterfunktions-Verfahrens bei seiner Anwendung auf die Wellenform aus 11. Die 15B bis D sind Darstellungen der Phasen und Amplituden der Wellenform, die nach der Verwendung des auf der Frequenz-Domäne basierenden Fensterfunktions-Verfahrens aus 15A demoduliert wurde. Die Figuren zeigen Ergebnisse, die mit denen vergleichbar sind, die unter Verwendung des auf der Zeit-Domäne basierenden Fensterfunktions-Verfahrens erzielt wurden.
Der Fachmann sieht, dass als Fensterfunktion irgendeine „symmetrische", apodisierende Fensterfunktion, d. h. eine apodisierende Fensterfunktion gewählt werden kann, die die Eigenschaft W_j + W₍ _FFTSize/2+j) = konstant besitzt, wobei FFTSize die Größe der FFT-Probe ist. Im Falle eines Hanning-Fensters addieren sich alle Werte auf 1. Somit hat das Hanning-Fenster diese Eigenschaft. Ein anderes Beispiel für eine solche symmetrische, apodisierende Fensterfunktion wäre ein Dreiecksfenster.
Andere Ausführungsformen
Es sei darauf hingewiesen, dass die Erfindung zwar in Verbindung mit der obigen detaillierten Beschreibung erläutert wurde, dass diese Beschreibung nur zur Erläuterung und nicht dazu dienen soll, den Umfang der Erfindung einzuschränken, der durch die beigefügten Ansprüche definiert ist. Andere Ausführungsformen liegen im Umfang der folgenden Ansprüche.

Claims

Verfahren zum Ermitteln der Phasen eines OFDM-Symbols (10), um eine Phasen-Korrelation zwischen dem OFDM-Symbol und einer Referenz herzustellen, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: Durchführen einer Fensterfunktion (122, 124) an einer ersten OFDM-Symbol-Probe, die eine Symbol-Periode T besitzt und an einer zweiten OFDM-Symbol-Probe, die gegen die erste Symbol-Probe zeitlich um T/2 versetzt ist, um erste Fensterwerte für die erste OFDM-Symbol-Probe und zweite Fensterwerte für die zweite OFDM-Symbol-Probe zu erzeugen, wobei die Fensterfunktion eine symmetrische, apodisierende Fensterfunktion ist, Anlegen einer Zeitverschiebung, um die zweite OFDM-Symbol-Probe mit der ersten OFDM-Symbol-Probe auszurichten, wodurch die zweiten Fensterwerte mit entsprechenden ersten Fensterwerten ausgerichtet werden, Summieren der zweiten Fensterwerte mit den entsprechenden ersten Fensterwerten und Konvertieren der summierten Werte in Phasen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die symmetrische, apodisierende Fensterfunktion eine Hanning-Fensterfunktion (130) ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Durchführen der Fensterfunktion in der Zeitdomäne erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Durchführen der Fensterfunktion in der Frequenzdomäne erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem das Durchführen einer Fensterfunktion (122, 124) das Anwenden der Fensterfunktion auf die FFT-Frequenz-Koeffizienten der ersten OFDM-Symbol-Probe und der zweiten OFDM-Symbol-Probe umfasst.
Verfahren nach Anspruch 4, das weiterhin folgendes umfasst: Transformieren (102) der ersten OFDM-Symbol-Probe aus einer Zeitdomäne in eine Frequenzdomäne, Transformieren (104) der zweiten OFDM-Symbol-Probe aus einer Zeitdomäne in eine Frequenzdomäne, Anlegen (108) des symmetrischen, apodisierenden Fensters an die transformierte erste OFDM-Symbol-Probe zur Erzeugung erster Fensterwerte und Anlegen (106) des symmetrischen, apodisierenden Fensters an die transformierte zweite OFDM-Symbol-Probe zum Erzeugen zweiter Fensterwerte.
Verfahren nach Anspruch 3, das weiterhin folgendes umfasst: Anlegen eines halben symmetrischen, apodisierenden Fensters an eine zweite Hälfte der ersten OFDM-Symbol-Probe zur Erzeugung der ersten Fensterwerte und Anlegen eines halben symmetrischen, apodisierenden Fensters an eine erste Hälfte der zweiten OFDM-Symbol-Probe zur Erzeugung der zweiten Fensterwerte.
Verfahren nach Anspruch 7, das weiterhin folgendes umfasst: Transformieren der summierten Fensterwerte und einer ersten Hälfte der ersten OFDM-Symbol-Probe in Frequenzwerte und Konvertieren der Frequenz-Werte in Phasen.
Phasen-Korrelations-Einheit, die folgendes umfasst: Ein Fensterfilter (120) zum Anlegen eines symmetrischen, apodisierenden Fensters an eine erste OFDM-Symbol-Probe eines OFDM-Symbols, das eine Symbol-Periode T besitzt, und an eine zweite OFDM-Symbol-Probe, die gegen die erste OFDM-Symbol-Probe um T/2 versetzt ist, um erste Fensterwerte für die erste OFDM-Symbol-Probe und zweite Fensterwerte für die zweite OFDM-Symbol-Probe zu erzeugen, ein Zeitschiebe-Element (125), das dazu dient, die zweiten Fensterwerte zeitlich bis zu einer Ausrichtung mit den ersten Fensterwerten zu verschieben, einen Addierer (126) zum Addieren der zweiten Fensterwerte zu den ersten Fensterwerten, um summierte Werte zu erzeugen, einen mit dem Addierer verbundenen Konverter (26), der dazu dient, die summierten Werte zu empfangen und die summierten Werte in Phasen zu konvertieren, und einen Phasen-Korrelator, der mit dem Konverter verbunden ist, um mit den empfangenen Phasen eine Phasenkorrelation durchzuführen.
Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 9, bei der das Fensterfilter (120) so konfiguriert ist, dass es das symmetrische, apodisierende Fenster an die ersten und zweiten OFDM-Symbol-Proben in der Zeitdomäne anlegt.
Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 10, bei der das Fensterfilter (120) so konfiguriert ist, dass es eine erste Hälfte des symmetrischen, apodisierenden Fensters an eine zweite Hälfe des ersten OFDM-Symbols anlegt, um die ersten Fensterwerte zu erzeugen, und eine zweite Hälfe des symmetrischen, apodisierenden Fensters an eine erste Hälfte der zweiten OFDM-Symbol-Probe, um zweite Fensterwerte zu erzeugen.
Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 10, bei der das Fensterfilter (120) so konfiguriert ist, dass es das apodisierende Fenster an FFT-Koeffizienten der ersten OFDM-Symbol-Probe und der zweiten OFDM-Symbol-Probe in der Frequenzdomäne anlegt.
Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 10, bei der das symmetrische, apodisierende Fenster ein Hanning-Fenster (130) ist.
Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 12, bei der das symmetrische, apodisierende Fenster ein Hanning-Fenster (130) ist.
Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 13, die weiterhin folgendes umfasst: eine Fast-Fourier-Transform-Engine (128) zum Transformieren der ersten und zweiten OFDM-Symbol-Proben in eine Frequenzdomäne, wobei das Fensterfilter (120) so konfiguriert ist, dass es das apodisierende Fenster an die transformierte erste OFDM-Symbol-Probe anlegt, um die ersten Fensterwerte zu erzeugen, und wobei das Fensterfilter (120) so konfiguriert ist, dass es das apodisierende Fenster an die transformierte zweite OFDM-Symbol-Probe anlegt, um die zweiten Fensterwerte zu erzeugen.
Phasen-Korrelations-Einheit nach Anspruch 11, bei der der Addierer (126) so konfiguriert ist, dass er die summierten Fensterwerte und eine erste Hälfte der ersten OFDM-Symbol-Probe an eine Fast-Fourier-Transform-Engine (128) abgibt.