DE60034301T2

DE60034301T2 - Vorwärtsgekoppelter Verstärker und Steuerschaltung dafür

Info

Publication number: DE60034301T2
Application number: DE60034301T
Authority: DE
Inventors: Kazuo Mitaka-shi Yamashita; Akira Mitaka-shi Ito; Hironori Mitaka-shi Sakamoto; Keijiro Mitaka-shi Ito; Akira Mitaka-shi Yamada; Norihisa Mitaka-shi Kawasumi
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1999-12-28
Filing date: 2000-11-02
Publication date: 2007-12-20
Anticipated expiration: 2020-11-03
Also published as: JP3533351B2; US6489844B2; JP2001189631A; DE60034301D1; CA2327510C; KR20010062168A; EP1113574A2; EP1113574B1; CA2327510A1; US20010015673A1; KR100682038B1; EP1113574A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen vorwärts gekoppelten Verstärker, der zur verzerrungsarmen Verstärkung von elektrischen Signalen beiträgt, und seine Steuerungseinrichtung.
Die vorliegende Erfindung ist auf verzerrungsarme Verstärkung von Mehrbandsignalen oder mittels Spread-Spektrum modulierten Signalen anwendbar. Allgemeiner ausgedrückt trägt die vorliegende Erfindung zur Verbesserung der Qualität von Übertragungssignalen auf dem Gebiet der Funkkommunikationen und Kabelkommunikationen bei. Der vorwärts gekoppelte Verstärker in Bezug auf die vorliegende Erfindung ist in Basisstationen und Übertragungseinrichtungen für Mobiltelefone, Rundfunkstationen und Relaisstationen für digitalen Fernsehrundfunksysteme mit terrestrische Wellen und verschiedenen anderen verzerrungsarme Verstärkung erfordernden Systemen verwendbar.
Mobiltelefonsysteme, insbesondere derartige Systeme, die terrestrische Wellen verwenden, weisen eine gebräuchliche Konfiguration auf, in der eine große Anzahl an Basisstationen geografisch verteilt sind, während Anwender mobile Stationen tragen. Weiterhin gibt es Fälle, in welchen eine Übertragungseinrichtung zwischen der Basisstation und der Mobilstation vorgesehen ist. Funkfrequenzverstärker sind an den Basisstationen und an den Übertragungseinrichtungen zur Leistungsverstärkung der Übertragungsfunkfrequenzsignale zu den Mobilstationen vorge sehen, an denen aus den im folgenden angegebenen Gründen strikte verzerrungsarme Eigenschaften erforderlich sind.
Erstens weisen die Eingabe- im Gegensatz zu den Ausgabeeigenschaften des Verstärkers unvermeidlich eine gewisse Nichtlinearität mit variierenden Graden auf. Durch diese Nichtlinearität erzeugte Verzerrungskomponenten bestehen aus vielen Typen, die Oberwellen, Kreuzmodulationsverzerrung und Intermodulationsverzerrung einschließen. Es ist nötig, diese, eine Verschlechterung der Signalqualität bewirkenden Verzerrungskomponenten zu unterdrücken oder abzuschwächen. Einige Verzerrungskomponenten, wie Oberwellen, die häufig bei Frequenzen auftreten, die vom durch das Eingabesignal zum Verstärker besetzten Frequenzband beträchtlich getrennt sind, können durch einen an einer Stufe nach dem Verstärker bereitgestellten Filter unterdrückt werden. Jedoch sind die übrigen Verzerrungskomponenten, wie Kreuzmodulationsverzerrung und Intermodulationsverzerrung mit einer Frequenz, die mit der Frequenz des Eingabesignals zum Verstärker identisch ist oder äußerst nah daran liegt, schwierig oder unmöglich durch einen derartigen Filter zu unterdrücken. Insbesondere können, wenn der Verstärker eine Vielzahl an äußerst eng beieinander liegende Frequenzen aufweisenden Trägern verstärkt, weder die Kreuzmodulations- noch die Intermodulationsverzerrungskomponente mit einem Filter unterdrückt werden.
Mobiltelefonsysteme sind gemäß einander unterschiedlichen Standards in verschiedenen Ländern in der Welt ausgeführt. Unter diesen Standards ist das Standardmobiltelefonsystem PDC (Personal Digital Cellular) in Japan eingeführt, ist das Standardmobiltelefonsystem GSM (Global System for Mobile communication) in vielen Ländern wie in Europa eingeführt, ist das Standardmobiltelefonsystem IS-54/IS-136 in den Vereinigten Staaten eingeführt und verwenden das Standardmobiltelefonsystem EDGE (Enhanced Data-rates for GSM Evolution) und das Standardmobiltelefonsystem GPRS (General Packet Radio System), die beide als Mobiltelefonsysteme der 2,5 Generation bezeichnet werden, viele Träger mit Frequenzen, die außerordentlich eng beieinander liegen. Das Standardmobiltelefonsystem CDMA (Code Division Multiple Access), das gegenwärtig in verschiedenen Ländern popularisiert oder entwickelt wird, überträgt Spread-Spektrum modulierte Signale. Dieser Systemtyp wurde in den Vereinigten Staaten, Japan und Südkorea unter der Bezeichnung cdmaOne oder IS-95 eingeführt, und es gibt Pläne für seine Einführung unter der Bezeichnung W-CDMA (Breitband-CDMA), IMT-2000 (International Mobile Telecommunication-2000) oder cdma2000.
Wie im Vorstehenden klar zusammengefasst wurde, ist es ein gemeinsames Merkmal von gegenwärtigen und zukünftigen Mobiltelefonsystemen, dass die zwischen einer Basisstation oder Übertragungseinrichtung und einer Mobilstation oder zwischen einer Basisstation und einer Übertragungseinrichtung zu übertragende Signale eine Vielzahl an Komponenten mit äußerst nah beieinander liegenden Frequenzen umfassen. Genauer wird ein Signal, das eine Vielzahl an Frequenzkomponenten mit äußerst nah beieinander liegenden Frequenzen in einen Funkfrequenzleistungsverstärker (Mehrbandverstärker) in Basisstationen oder Übertragungseinheiten für die Standards PDC, GSM, IS-54/IS-136, EDGE und GPRS eingegeben oder wird ein Spread-Spektrum moduliertes Signal in einen Funkfrequenzleistungsverstärker in Basisstationen oder Übertragungseinheiten für den CDMA-Standard eingegeben. Folglich sind die Frequenzkomponenten im Eingabesignal für Kreuzmodulation oder Intermodulation anfällig. Außerdem, da das Eingabesignal viele Träger aufweist oder Spread-Spektrum moduliert ist, treten auf Grund der Nichtlinearität des Verstärkers oft Verzerrungskomponenten auf. Der Funkfrequenzleistungsverstärker von Basisstationen und Übertragungseinheiten für Mobiltelefonsysteme erfordert nämlich ein Schema zum Unterdrücken der Erzeugung von Verzerrungskomponenten, welche durch die Intermodulationsverzerrungskomponenten repräsentiert werden oder eine Verbesserung zum Senken oder Eliminieren von Verzerrung.
Der Funkfrequenzleistungsverstärker von Basisstationen und Relaisstationen für digitale Fernsehrundfunksysteme mit terrestrischen Wellen erfordert auch ein ähnliches Schema. Zum Beispiel, da das zur Einführung in Japan geplante digitale Fernsehrundfunksystem mit terrestrischen Wellen Signale überträgt, in welchen viele Träger gemäß dem OFDM-Standard (Orthogonal Frequency Division Multiplex) gemultiplexiert sind, erfordern deren Verstärker eine Verbesserung zum Reduzieren oder Eliminieren von Verzerrung.
Jedoch ist es unmöglich, einen Verstärker mit idealen verzerrungsarmen Eigenschaften zu realisieren, und es ist häufig schwierig, auf Grund der Beschränkungen im Hinblick auf Kosten und Schaltungsgröße einen Verstärker mit nahezu idealen verzerrungsarmen Eigenschaften zu realisieren. Eine Vorgehensweise zum Lösen dieses Problems ist es, dem Verstärker eine Schaltung zum Unterdrücken oder Abzuschwächen der im Verstärker erzeugten Verzerrungskomponenten zuzufügen. Diese Vorgehensweise wurde vordem in einer Form eingeführt, in welcher eine Schaltung bereitgestellt ist, um die im Ausgabesignal des Verstärkers enthaltenen Verzerrungskomponenten zu erkennen und gemäß dem Ergebnis davon eine automatische Steuerung zur Minimierung der im Ausgabesignal des Verstärkers enthaltenen Verzerrungskomponenten durchzuführen. Dieser Verstärkertyp mit einer zusätzlichen Schaltung wird Verzerrungskompensationsverstärker genannt.
Ein bekannter Typ für ein Verzerrungskompensationsverstärkungssystem des Stands der Technik ist das vorwärts gekoppelte System. Im Allgemeinen wird das vorwärts gekoppelte System mit dem Ziel angewandt, die maximale Abschwächung oder Unterdrückung innerhalb den übrigen Verzerrungskomponenten in der Verstärkerausgabe der an einer Filterstufe oder dergleichen schwierig zu unterdrückenden Verzerrungskomponenten, zu ermöglichen, um die Beibehaltung von erwünschter Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungsleistung selbst im Fall von Temperaturschwankungen oder Verschlechterung auf Grund von Alterung zu ermöglichen und um, sobald dies erzielt ist, die Qualität der Übertragungssignale durch Erhalt einer verzerrungsarmen Verstärkerausgabe beizubehalten und zu verbessern. Der Verzerrungskompensationsverstärker, der das vorwärts gekoppelte System anwendet, wird vorwärts gekoppelter Verstärker genannt.
Der vorwärts gekoppelte Verstärker weist einen Hauptverstärker zum Verstärken von Signalen, eine Verzerrungsdetektionsschleife, bei der es sich um eine vorwärts gekoppelte Schleife zum Erkennen der am Hauptverstärker erzeugten Verzerrungskomponenten handelt, eine Verzerrungsunterdrückungsschleife, bei der es sich um eine vorwärts gekoppelte Schleife zum Unterdrücken oder Abschwächen dieser Verzerrungskomponenten im Ausgabesignal handelt, und eine Steuerungseinrichtung zum automatischen Steuern des Betriebs der Verzerrungsdetektionsschleife und der Verzerrungsunterdrückungsschleife, auf. Bisher wurden verschiedene Verbesserungen und Modifikationen für den vorwärts gekoppelten Verstärker vorgeschlagen. Entsprechende Literaturangaben umfassen in Japan erteilte Patente wie die japanische Patenveröffentlichung Nr. Hei 7-77330, Patent Nr. 2711413, 2711414, 2799911, 2804195, 2948279, 2945451 und 2945447 oder entsprechende offen gelegte Veröffentlichungen, umfassend die ursprüngliche Offenbarung durch eine der Anmeldungen, d.h. die japanischen Patentoffenlegungsschriften Nr. Hei 1-198809, 4-233811, 4-233809, 4-286209, 5-243880, 4-83406, 4-83407 und 4-70203.
30 zeigt eine typische Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers des Stands der Technik auf der Basis der Offenbarungen in diesen Patenten und Veröffentlichungen. Das Signal, das durch den in 30 dargestellten vorwärts gekoppelten Verstärker über einen Eingabeanschluss 1 von einer Schaltung (nicht dargestellt) einer vorherigen Stufe, wie einem Modulator, eingegeben wird, wird durch einen Hauptverstärker 5 verstärkt und von einem Ausgabeanschluss 2 zu einer nachfolgenden Schaltung wie einer Antenne oder einem Filter vor der Antenne geleitet. Von diesen zwei Typen, an mit diesem Signalweg ver bundenen vorwärts gekoppelten Schleifen weist die Verzerrungsdetektionsschleife einen Verteiler 3, eine Vektoreinstellungsschaltung 4, den Hauptverstärker 5, eine Verzögerungsschaltung 6 und einen Richtungskoppler 7 auf und weist die Verzerrungsunterdrückungsschleife eine Gewinnabstimmungsschaltung 8, eine Phasenabstimmungsschaltung 9, einen Vorverstärker 10, einen Richtungskoppler 11 und eine Verzögerungsschaltung 12 auf. Eine Steuerungseinrichtung 17 ist eine Schaltung zum Steuern der Abstimmvorgänge (hier nachstehend erklärt) in der Verzerrungsdetektionsschleife und der Verzerrungsunterdrückungsschleife. Ein Verteiler 13, ein Oszillator 14, ein Schmalbandfilter 15 und ein Empfänger 16 bilden eine Schaltung zum Erzielen von Steuerung durch die Steuerungseinrichtung 17 oder bilden einen Teil der Steuerungseinrichtung 17.
Der Verteiler 3 verteilt ein Eingabesignal vom Eingabeanschluss 1 zu dem Hauptverstärker 5 und der Verzögerungsschaltung 6. Der Hauptverstärker 5 verstärkt das vom Verteiler 3 verteilte Eingabesignal und leitet ein resultierendes Ausgabesignal A zum Richtungskoppler 7. Demgegenüber verzögert die Verzögerungsschaltung 6 das vom Verteiler 3 verteilte Signal und leitet es zum Richtungskoppler 7. Der Richtungskoppler 7 leitet einerseits das Ausgabesignal A vom Hauptverstärker 5 über die Verzögerungsschaltung 12 zum Richtungskoppler 11 und verzweigt andererseits einen Teil des Ausgabesignals A und koppelt es mit einem Signal aus der Verzögerungsschaltung 6. Der Richtungskoppler 7 leitet das Signal, das vom Koppeln des Teils des Ausgabesignals A mit dem Signal von der Verzögerungsschaltung 6 erhalten wurde, zum Vorverstärker 10. Der Vorverstärker 10 verstärkt das Signal vom Richtungskoppler 7 und leitet es zum Richtungskoppler 11. Der Richtungskoppler 11 koppelt das durch die Verzögerungsschaltung 12 verzögerte Signal mit dem durch den Vorverstärker 10 verstärkten Signal und gibt über den Ausgabeanschluss 2 ein resultierendes Signal B an eine Schaltung einer nachfolgenden Stufe aus.
Die beiden durch den Verteiler 3 verteilten Signale umfassen keine im Hauptverstärker 5 erzeugten Verzerrungskomponenten, wohingegen das Ausgabesignal A vom Hauptverstärker 5 im Hauptverstärker 5 erzeugte Verzerrungskomponenten umfasst. Deshalb umfasst unter den zwei am Richtungskoppler 7 zu koppelnden Signale eines Verzerrungskomponenten, das andere hingegen nicht. Außerdem umfasst jedes dieser zwei Signale die Hauptsignalkomponente, nämlich die Komponente, die dem Signal entspricht, das über den Eingabeanschluss 1 in den Hauptverstärker 5 eingegeben wird. Deshalb wird, falls die Hauptsignalkomponenten, die in diesen zwei Signalen gemeinsame Komponenten sind, am Signalkopplungspunkt innerhalb des Richtungskopplers 7 die gleiche Amplitude und gegensätzliche Phasen aufweisen, das Signal, welches vom Richtungskoppler 7 zum Vorverstärker 10 geleitet wird, ein Signal, das überwiegend Verzerrungskomponenten umfasst.
Außerdem weist das über die Verzögerungsschaltung 12 zum Richtungskoppler 11 geleitete Signal die durch den Hauptverstärker 5 erzeugten Verzerrungskomponenten und das durch den Vorverstärker 10 verstärkte Signal auf, allgemein gesagt nur die am Hauptverstärker 5 erzeugten Verzerrungskomponenten. Deshalb umfassen die zwei am Richtungskoppler 11 zu koppelnden Signale jeweils die am Hauptverstärker 5 erzeugten Verzerrungskomponenten. Weisen diese Verzerrungskomponenten am Signalkopplungspunkt innerhalb des Richtungskopplers 11 die gleiche Amplitude und gegenüberliegende Phasen auf, erscheinen die Verzerrungskomponenten nicht im Signal, das über den Ausgabeanschluss 2 aus dem Richtungskoppler 11 ausgegeben wird.
Zum Realisieren der Amplituden- und Phasenbeziehung zwischen zwei Signalen am Signalkopplungspunkt innerhalb der Richtungskoppler 7 und 11 wurde die Vektorabstimmungsschaltung 4 in der Verzerrungsdetektionsschleife vorgesehen und wurden die Gewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 in der Verzerrungsunterdrückungsschleife vorgesehen. Die Vektorabstimmungsschaltung 4 stimmt die Komponentenwerte für die Amp litude und Phase in mindestens einem der verteilten Ausgänge aus dem Verteiler 3 ab, der eigentlich die Amplituden- und Phasenbeziehung abstimmt. Die Gewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 stimmen jeweils die Amplitude und Phase von mindestens einem der zwei aus dem Richtungskoppler 7 ausgegebenen Signale ab. In 30 erfährt die verteilte Ausgabe zum Hauptverstärker 5 und zum Vorverstärker 10 eine Abstimmung, während die Signale über die Verzögerungsschaltungen 6 und 12 ebenfalls Abstimmungen erfahren können. Dieser Punkt ist auch in einer hier nachstehend zu beschreibenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ähnlich.
Die Vektorabstimmungsschaltung 4, die Gewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 können durch einen Quadraturmodulator, durch einen variablen Gewinnverstärker oder ein variables Dämpfungsglied bzw. durch einen variablen Phasenschieber realisiert werden. Die Vektorabstimmungsschaltung 4 kann aus einer Kombination von Schaltungen ähnlich wie die Kombination der Gewinnabstimmungsschaltung 8 und der Phasenabstimmungsschaltung 9 realisiert werden, die Gewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 können durch eine ähnliche Schaltung wie die Vektorabstimmungsschaltung 4 ersetzt werden, und die Reihenfolge der Gewinnabstimmungsschaltung 8 und der Phasenabstimmungsschaltung 9 kann umgestellt werden. Eine ähnliche Modifikation ist auch für eine hier nachstehend zu beschreibende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung anwendbar. Die Verzögerungsschaltungen 6 und 12 sind Mittel zum Kompensieren der im Signalweg durch den Hauptverstärker 5 und durch den Vorverstärker 10, die parallel zu den Verzögerungsschaltungen 6 bzw. 12 vorgesehen sind, erzeugten Signalverzögerungen und können mit verschiedenen Verzögerungsstrecke oder Elementen mit äquivalenten Funktionen realisiert werden. Diese mögliche Modifikation oder Ausführung ist auch in einer, hier nachstehend zu beschreibenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung anwendbar.
Im vordem bekannten vorwärts gekoppelten Verstärker sind die Abstimmungen in der Vektorabstimmungsschaltung 4 sowie der Gewinnabstimmungsschaltung 8 und der Phasenabstimmungsschaltung 9 jeweils auf optimale Werte eingestellt und gesteuert, so dass das Signal, das zum Vorverstärker 10 geleitet wird, überwiegend Verzerrungskomponenten aufweist und das am Ausgabeanschluss 2 erscheinende Signal keine Verzerrungskomponenten aufweist. Damit ein optimaler Steuerungszustand zum Bewältigen von Variationen in der Umgebungstemperatur und Alterungsleistung von Komponententeilen immer erhalten wird, wurde vordem die Steuerung unter Verwendung eines Pilotsignals durchgeführt. In den früher angegebenen Veröffentlichungen und Patenten werden mindestens zwei Typen an Pilotsignalen verwendet. Nämlich ein erstes Pilotsignal zum Optimieren der Verzerrungsdetektionsschleife und ein zweites Pilotsignal zum Optimieren der Verzerrungsunterdrückungsschleife.
Das erste Pilotsignal wird in einer Stufe vor dem Verteiler 3 in das Hauptsignal eingegeben, damit es in beiden an den Richtungskoppler 7 zu koppelnden Signalen erscheint. Wurde der Zustand der Verzerrungsdetektionsschleife optimiert, wird das erste Pilotsignal in der gleichen Weise wie die Hauptsignalkomponente durch den Signalkopplungsvorgang im Richtungskoppler 7 gelöscht, und das Signal, das zum Vorverstärker 10 geleitet wird, sollte ein Signal nur aus Verzerrungskomponenten sein.
Durch Testen, ob das erste Pilotsignal im zum Vorverstärker 10 geleiteten Signal bleibt oder nicht, und geeigneten Abstimmen und Aktualisieren der Abstimmung an der Vektorabstimmungsschaltung 4 zum Minimieren des Restpilotsignals ist es möglich, den Steuerzustand der Verzerrungsdetektionsschleife in einem optimalen Zustand zu setzen, und dass das Signal, das zum Vorverstärker 10 geleitet wird, nur Verzerrungskomponenten umfasst. Es sollte angemerkt werden, dass die Schaltung zum Erzeugen, Einmischen und Detektieren des ersten Pilotsignals und Leiten von Steuersignalen zur Vektoreinstellungsschaltung 4 aus 30 weggelassen wurde. Diese Schaltung wird durch eine Schaltungskonfiguration realisiert, die einer Schaltung (hier nachstehend beschrieben) ähnlich ist, die die Einmischung und die Detektion des zweiten Pilotsignals, sowie die optimierte Steuerung der Verzerrungsunterdrückungsschleife betrifft.
Demgegenüber wird das zweite Pilotsignal in das Signal an einem beliebigen Punkt des Signalwegs vom Signalverzweigungspunkt innerhalb des Verteilers 3 zum Signalverzweigungspunkt innerhalb des Richtungskopplers 7 über den Hauptverstärker 5 eingespeist, damit es in beiden an den Richtungskoppler 11 zu koppelnden Signaltypen erscheint. Im in 30 dargestellten Beispiel wird das am Oszillator 14 erzeugte zweite Pilotsignal der Frequenz f in das Signal am Hauptverstärker 5 eingegeben. Zum Beispiel liegt der Einmischungspunkt zwischen Stufen einer Vielzahl an zum Bilden des Hauptverstärkers 5 kaskadenförmig angeordneten Verstärkern. Ist der Steuerungszustand der Verzerrungsunterdrückungsschleife optimal, wird das zweite Pilotsignal in der gleichen Weise wie die Verzerrungskomponenten durch den Signalkopplungsvorgang im Richtungskoppler 11 gelöscht, und das am Ausgabeanschluss 2 erscheinende Signal sollte keine Verzerrungskomponenten umfassen.
Zum Optimieren der Verzerrungsunterdrückungsschleife führt die in 30 dargestellte Schaltung den folgenden Vorgang durch. Zuerst verzweigt der zwischen dem Richtungskoppler 11 und dem Ausgabeanschluss 2 vorgesehene Verteiler 13 einen Teil des Ausgabesignals. Des Weiteren extrahiert der Schmalbandfilter 15 die Komponente eines ausreichend engen Bandes, zu dem die Frequenz des zweiten Pilotsignals gehört, aus dem verzweigten Signal. Die extrahierte Komponente wird als das zweite Pilotsignal betrachtet, das im Ausgabesignal aus dem Ausgabeanschluss 2 verblieb. Der Empfänger 16 detektiert ihre Höhe. Die Steuerungseinrichtung 17 betrachtet die detektierte Höhe, nämlich die vom zweiten Pilotsignal verbleibende Menge, als einen Index der auf die verbleibende Menge der Verzerrungskomponente hinweist auf der Basis, dessen die Steuersignale erzeugt werden. Durch Anlegen der erzeugten Steuersignale an die Gewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 stellt die Steuerungseinrichtung 17 die Abstimmungen für Amplitude und Phase passend ein und aktualisiert sie.
Wie in den früher angegebenen Veröffentlichungen und Patenten beschrieben, weist die Steuerungseinrichtung 17 im Allgemeinen die in 31 dargestellte Konfiguration auf. In der in 31 dargestellten Schaltung wird die Höhe der durch den Empfänger 16 detektierten erhaltenen Spannung durch einen A/D-Umwandler 171 zu digitalen Daten umgewandelt und in eine CPU 172 eingegeben. Die infolge eines Verfahrens in der CPU 172 zum Bestimmen der Steuersignalwerte erhaltenen Digitaldateninhalte werden durch einen D/A-Umwandler 174 in analoge Steuersignale (Steuerspannungen) umgewandelt und zur Verstärkergewinnabstimmungsschaltung 8 und Phasenabstimmungsschaltung 9 geleitet.
Wie in den früher angegebenen Veröffentlichungen und Patenten beschrieben, wird das Verfahren in der CPU 172 zum Bestimmen der Steuersignalwerte normalerweise als ein Schritt-für-Schritt-Suchverfahren durch abwechselndes Variieren der Amplitudeneinstellung und Phaseneinstellung in Schritten realisiert. In diesem Verfahren führt die CPU 172 abwechselnd einen Gewinnvariationsvorgang und einen Phasenvariationsvorgang durch. Der Gewinnvariationsvorgang ist ein Vorgang zum Ermitteln der Richtung von Gewinnänderung für einen Detektionswert von geringerer Höhe im Empfänger 16 durch Variieren der Amplituden(Gewinn)-Abstimmung in der Gewinnabstimmungsschaltung 8 in Schritten von vorbestimmter Menge und Variieren des Gewinns in diese Richtung, und der Phasenvariationsvorgang ist ein Vorgang, zum Ermitteln der Richtung der Phasenänderung für einen Detektionswert von geringerer Höhe im Empfänger 16 durch Variieren der Phaseneinstellung (Phasenverschiebung) in der Phasenabstimmungsschaltung 9 in Schritten einer vorbestimmten Menge und Variieren der Phase in diese Richtung. Die abwechselnde Durchführung von Vorgängen wird durchgeführt, da durch gleichzeitiges Variieren der Gewinn- und Phasenverschiebung nicht bestimmt werden kann, ob die Änderung im Höhendetektionswert auf Grund der Änderung in der Gewinn- oder der Änderung in der Phasenverschiebung erfolgt. Nach dem Finden einer Kombination aus Gewinn- und Phasenverschiebung, bei welcher der Höhendetektionswert der geringste ist, durch Wiederholen dieser Verfahrensart wird diese solange gehalten, bis keine deutliche Änderung im Höhendetektionswert auftritt. Tritt eine deutliche Änderung im Höhendetektionswert auf, wird das gleiche Suchverfahren erneut durchgeführt. Demzufolge bewahrt die CPU 172 die Verzerrungsunterdrückungsschaltung vor Abweichung von einem optimalen Zustand auf Grund von Variationen in der Umgebungstemperatur, Alterungsverhalten der Komponententeile oder dergleichen. In der Figur wird ein Speicher 137 durch die CPU 172 verwendet.
Jedoch weist der vorstehend beschriebene Stand der Technik die folgenden Probleme auf.
Erst wurde im Stand der Technik der optimale Steuerzustand der Verzerrungsunterdrückungsschleife durch Ausführen des Schritt-für-Schritt-Suchverfahrens mit der in 31 dargestellten CPU 172 oder einer Schaltung, die einen ähnlichen Signalprozessor einsetzt, aufgebaut und aufrechterhalten. Aus diesem Grund waren, nachdem die Steuerung initiiert ist oder sobald sich die Betriebsbedingungen ändern, zum Optimieren des Steuerungszustands der Verzerrungsunterdrückungsschleife wenige Sekunden bis etwa 10 Sekunden erforderlich. Während dieser Dauer bleiben, da die Verzerrungsunterdrückungsschleife nicht in einem optimalen Steuerzustand vorliegt, die Verzerrungskomponenten und das zweite Pilotsignal im Ausgabesignal, und verschiedene Schwierigkeiten, einschließlich der Erzeugung von unnötiger Strahlung von einer Antenne einer nachfolgenden Stufe, werden erzeugt.
Als nächstes wurden im Stand der Technik, da die Optimierungssteuerung der Abstimmung in der Verzerrungsunterdrückungsschleife gemäß der Menge (der detektierten Höhe) des übrigen zweiten Pilotsignals durchgeführt wurde, die maximale Wirkung der Unterdrückung und Abschwächung der Verzerrungskomponente bei der Frequenz des zweiten Pilotsignals (bezogen auf 33) erhalten. Der Grund dafür, dass der optimale Steuerungszustand nur an einem Punkt realisiert werden kann, liegt hauptsächlich in der Tatsache, dass die den vorwärts gekoppelten Verstärker bildenden Komponententeile nicht perfekte flache Frequenzeigenschaften aufweisen. Außerdem, liegt der Grund dafür, dass der Punkt, an welchem der optimale Steuerungszustand realisiert ist, bei der Frequenz des zweiten Pilotsignals liegt, in der Tatsache, dass automatische Steuerung derart durchgeführt wird, dass die Menge an verbleibenden zweiten Pilotsignal ein Minimum erreicht. Folglich kann einerseits behauptet werden, dass es unerwünscht ist, die Frequenz des zweiten Pilotsignals auf eine Frequenz einzustellen, die ausreichend nahe am Betriebsband (Spektrum-verteiltes Band im CDMA-Standard) des vorwärts gekoppelten Verstärkers liegt. Andererseits ist es zum vorzugsweisen Detektieren der Menge des übrigen zweiten Pilotsignals am Empfänger 16 nötig, die Frequenz des zweiten Pilotsignals derart einzustellen, so dass das übrige zweite Pilotsignal am Schmalbandfilter 15 vorzugsweise getrennt und extrahiert werden kann. Es ist nämlich erwünscht, die Frequenz des zweiten Pilotsignals auf eine Frequenz einzustellen, die vom Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers ausreichend getrennt ist.
Zum Erzielen eines Kompromisses zwischen diesen widersprüchlichen Bedingungen wurde dazu die Frequenz f (bezogen auf 32 und 33) des zweiten Pilotsignals so bestimmt, dass sie außerhalb des Betriebsbands des vorwärts gekoppelten Verstärkers liegt und der Unterschied Δf mit dem Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers zum Maximieren der Wirkung von Unterdrückung und Abschwächung der Verzerrungskomponenten im Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers eingestellt, um dennoch zu ermöglichen, dass das verbleibende zweite Pilotsignal am Schmalbandfilter 15 extrahiert wird. Offensichtlich ist die Notwendigkeit derartig feinfühliger Abstimmungen zum Erhalten eines Gleichgewichts zwischen widersprüchlichen Anforderungen beim Gestalten und Verwenden des vorwärts gekoppelten Verstärkers schwierig. Außerdem kann, da eine ausreichende Annäherung der Differenz Δf nicht erlaubt ist, sobald das übrige Pilotsignal vorzugsweise extrahiert werden kann, die Wirkung der Unterdrückung und Abschwächung der Verzerrungskomponenten im Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers nicht bis zu einem Umfang nahe der theoretischen maximalen Grenze ausreichend erhöht werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist dazu bestimmt, die vorstehend erwähnten Probleme durch Vermeidung der Notwendigkeit des Durchführens von Schritt-für-Schritt-Abstimmungssteuerungsverarbeitung unter Verwendung eines durch eine CPU dargestellten Verarbeitungselements, durch Aufbauen eines optimalen Steuerungszustands in der Verzerrungsunterdrückungsschleife in einer kürzeren Zeit als im Stand der Technik, durch Realisieren einer stabileren Steuerung der Verzerrungsunterdrückungsschleife und durch Verbessern der Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung im Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers ohne feinfühlige Einstellungen der Pilotsignalfrequenz und mit einer einfachen Schaltung zu lösen.
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine in einem vorwärts gekoppelten Verstärker verwendete Steuerungseinrichtung, aufweisend den Hauptverstärker, die Verzerrungsdetektionsschleife zum Koppeln eines Teils des Eingabesignals an den Hauptverstärker und eines Teils des Ausgabesignals von dem Hauptverstärker unter Abstimmung eines gegenseitigen Verhältnisses von Amplitude und Phase davon, um ein Verzerrungsignal zu erzeugen, und die Ver zerrungsunterdrückungsschleife zum Koppeln des Verzerrungssignals und des Ausgabesignals vom Hauptverstärker unter Abstimmung eines gegenseitigen Verhältnisses von Amplitude und Phase davon, um ein verzerrungsarmes Ausgabesignal zu erzeugen. Die erfindungsgemäße Steuerungseinrichtung steuert den vorstehend erwähnten Abstimmungsvorgang durch Leiten von Steuersignalen zur Verzerrungsdetektionsschleife und Verzerrungsunterdrückungsschleife, um Verzerrungskomponenten, welche durch den Hauptverstärker erzeugt wurden und in dem verzerrungsarmen Ausgabesignal verblieben sind, zu unterdrücken. Des Weiteren ist ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung der vorwärts gekoppelte Verstärker, der den Hauptverstärker, die Verzerrungsdetektionsschleife, die Verzerrungsunterdrückungsschleife und eine erfindungsgemäße Steuerungseinrichtung aufweist.
Die erfindungsgemäße Steuerungseinrichtung weist einen einspeiseseitigen Mixer, einen detektionsseitigen Mixer und einen Synchronisationsdetektor auf.
Der einspeiseseitige Mixer konvertiert das Basispilotsignal unter Verwendung des lokalen Oszillationssignals hoch, um ein oberes Pilotsignal mit einer Frequenz, die gleich der Summe der Frequenz des Basispilotsignals und der Frequenz des lokalen Oszillationssignals ist, und ein unteres Pilotsignal mit einer Frequenz, die gleich der Differenz der Frequenz des Basispilotsignals und der Frequenz des lokalen Oszillationssignals ist, zu erzeugen. Der einspeiseseitige Mixer speist die erzeugten oberen und unteren Pilotsignale in die Verzerrungsdetektionsschleife ein, um als jeweilige, an die Verzerrungsunterdrückungsschleife zu koppelnde Signale zu erscheinen.
Der Zustand der Verzerrungsunterdrückungsschleife wird als in einem nicht optimalen Zustand betrachtet, wenn das obere und untere Pilotsignal im verzerrungsarmen Ausgabesignal verbleiben.
Der detektionsseitige Mixer gibt einen Teil des verzerrungsarmen Ausgabesignals ein und konvertiert dieses verzerrungsarme Ausgabesignal herunter, um Fehlersignale von Verstärkung und Phase zu erzeugen, die phasengleich bzw. um 90° phasenverschoben (π/2 [rad]) vorliegen, unter Verwendung des gleichen lokalen Oszillationssignals, das der einspeiseseitige Mixer während des Hockonvertierens verwendete und unter Verwendung von Quadraturkoplung.
Der Synchronisationsdetektor führt eine Synchronisationsdetektion am Gewinnfehlersignal und dem auf diese Weise mit dem Basispilotsignal als ein Referenzsignal erhaltenen Phasenfehlersignal durch. Demzufolge leitet, da die den Fehler darstellenden Signale des gegenwärtigen Steuerzustands im Hinblick auf den optimalen Steuerzustand als detektierte Ausgabe des Synchronisationsdetektors erhalten werden, der Synchronisationsdetektor diese als Steuersignale zur Verzerrungsunterdrückungsschleife (wie die Gewinn- und Phasenabstimmungsschaltungen oder Vektorabstimmungsschaltung). Demzufolge erreicht der Zustand der Verzerrungsunterdrückungsschleife einen optimalen Zustand, und die im verzerrungsarmen Ausgabesignal verbleibenden Verzerrungskomponenten werden unterdrückt oder abgeschwächt.
Der erste anzumerkende Punkt bezüglich der vorliegenden Erfindung ist, dass die Steuersignale durch Ausführung der Synchronisationsdetektion am im verzerrungsarmen Ausgabesignal verbleibenden (zweiten) Pilotsignal mit dem Basispilotsignal als Referenzsignal erzeugt werden. Deshalb wird es unnötig, das im Stand der Technik verwendete Schritt-für-Schritt-Suchverfahren durchzuführen, und aus diesem Grund wird eine CPU oder ein Prozessor unnötig. Des Weiteren ist es möglich, sowohl den Gewinn als auch die Phase gleichzeitig und automatisch abzustimmen. Erfindungsgemäß kann nämlich die Zeit von der Initiierung der Steuerung bis zum Aufbau des optimalen Steuerzustands oder die Zeit von einer Änderung in der Betriebsbedingung, wie die Temperatur, bis zum Wideraufbau des optimalen Steuerzustands, verglichen mit dem Stand der Technik, im welchen das Schritt-für- Schritt-Suchverfahren durchgeführt wird, gekürzt werden, wodurch das Problem der unnötigen Strahlung des Pilotsignals und der Verzerrungskomponenten gelöst wird. Im Hinblick auf diesen Punkt sollte die vorliegende Erfindung als eine Anwendung, Modifikation oder Verbesserung der bereits in Japan durch den Rechteinhaber der vorliegenden Anmeldung angemeldeten Erfindungen (japanische Patentanmeldung Nr. Hei 10-300667 und japanische Patentanmeldung Nr. Hei 11-191901) betrachtet werden.
Des Weiteren erreicht im Stand der Technik unter Verwendung von nur einem Pilotsignaltyp zur Optimierung der Verzerrungsunterdrückungsschleife die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung ein Maximum bei der Frequenz des Pilotsignals, was zu einem Problem führt, bei dem die maximale Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung nicht innerhalb des Betriebsbands des Hauptverstärkers erhalten werden kann. Der zweite, die vorliegende Erfindung betreffende, anzumerkende Punkt ist, dass zwei Typen an Pilotsignalen (oberes und unteres Pilotsignal) zur Optimierung der Verzerrungsunterdrückungsschleife eingemischt werden. Die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung in der vorliegenden Erfindung erreicht ein Maximum bei einer Frequenz, die niedriger als die Frequenz des oberen Pilotsignals und höher als die Frequenz des unteren Pilotsignals ist, wie in der Nähe der Frequenz des lokalen Oszillationssignals.
Der dritte, die vorliegende Erfindung betreffende anzumerkende Punkt ist, dass die dominanten Frequenzen des lokalen Oszillationssignals und des Basispilotsignals derart eingestellt sind, dass zumindest ein Teil des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands zwischen der Frequenz des oberen Pilotsignals und der Frequenz des unteren Pilotsignals enthaltenen ist. Erfindungsgemäß ist innerhalb des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands die erhaltene Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung zumindest in dem Teil höher, der zwischen der Fre quenz des oberen Pilotsignals und der Frequenz des unteren Pilotsignals existiert, als bei den Frequenzen des oberen und unteren Pilotsignals.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist des Weiteren der Punkt, an welchem die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung innerhalb des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands ein Maximum erreicht, durch Einstellen der dominanten Frequenzen des lokalen Oszillationssignals und des Basispilotsignals platziert.
In einer bestimmten Ausführungsform ist die dominante Frequenz f_L des lokalen Oszillationssignals innerhalb des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands platziert und weist die dominante Frequenz f_P des Basispilotsignals eine geringere Frequenz auf als die dominante Frequenz f_L des lokalen Oszillationssignals. Folglich wird die dominante Frequenz des oberen Pilotsignals f_L + f_P und wird die dominante Frequenz des unteren Pilotsignals f_L – f_P. Demzufolge erreicht die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung ein Maximum in der Nähe der Frequenz f_L, die innerhalb des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands liegt. Insbesondere ist die dominante Frequenz f_L des lokalen Oszillationssignals vorzugsweise auf die Mitte des Frequenzbands des Eingabesignals zum Hauptverstärker eingestellt und ist die dominante Frequenz f_P des Basispilotsignals vorzugsweise auf eine Frequenz gleich 1/2 oder mehr der durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbandbreite eingestellt, so dass eine maximale oder nahezu maximale Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung über das gesamte Frequenzband, das das Eingabesignal zum Hauptverstärker belegt, erhalten werden kann.
In einer anderen Ausführungsform wird angenommen, dass das durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendete Frequenzband in eine Vielzahl an Kanälen aufgeteilt wird, wobei jeder eine vorbestimmte Kanalbreite aufweist. In dieser Ausführungsform ist die dominante Frequenz f_L des lokalen Oszillationssignals innerhalb des Sicherheitsbands platziert, das zwischen Kanälen für die Kanalauftrennung vorgesehen ist und die dominante Frequenz f_P des Basispilotsignals ist eine Frequenz, die ein natürliches Vielfaches der Kanalbreite ist. Demzufolge erreicht die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung ein Maximum innerhalb einer Vielzahl an Kanälen, die von die Frequenz f_L + f_P und Frequenz f_L – f_P, insbesondere in den Kanälen in der Nähe der Frequenz f_L, eingeschlossen sind.
Der Fachbegriff „dominante Frequenz" wird in der vorstehenden Beschreibung verwendet, da eine Ausführungsform die Spektren der oberen und unteren Pilotsignale spreizen kann. Außerdem sind, wenngleich eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen ersten Oszillator zum Erzeugen des lokalen Oszillationssignals und einen zweiten Oszillator zum Erzeugen des Basispilotsignals aufweist, diese beim Verkörpern der vorliegenden Erfindung nicht wesentlich. Zum Beispiel können, wenn Oszillatoren, welche bei gleichen Frequenzen oszillieren, in der Schaltung einer früheren Stufe, wie ein Modulator, vorgesehen sind, die erforderlichen Signale dann von den Oszillatoren eingespeist werden.
Der vierte, im Hinblick auf die vorliegenden Erfindung anzumerkende Punkt ist, dass das Pilotsignal zur Verwendung bei der optimierten Steuerung der Verzerrungsunterdrückungsschleife, nämlich das Signal, das dem zweiten Pilotsignal im Stand der Technik entspricht, aus dem Hochkonvertieren des Basispilotsignals durch Mischen mit dem lokalen Oszillationssignal erzeugt wird. Deshalb können durch Herunterkonvertieren eines Teils des verzerrungsarmen Ausgabesignals in zwei Signale die phasengleich und um 90° phasenverschoben sind, durch den detektionsseitigen Mixer unter Verwendung des gleichen lokalen Oszillationssignals, das im verzerrungsarmen Ausgabesignal verbleibende obere und untere Pilotsignal extrahiert und zur Frequenz des Basispilotsignals herunter konvertiert werden, wobei die Detektion von Steuerfehlern von Gewinn und Phase im Frequenzband des Basispilotsignals ermöglicht wird. Die Steuersignale werden auf der Basis von detektierten Steuerfehlern durch die Synchronisationsdetektion der herunter konvertierten Signale erzeugt. Da das gleiche lokale Oszillationssignal sowohl für das Hochkonvertieren als auch Herunterkonvertieren verwendet werden kann und das Basispilotsignal während der Synchronisationsdetektion als ein Referenzsignal verwendet werden kann und folglich die Schwankung in den oberen und unteren Pilotsignalfrequenzen auf Grund der Schwankung in der Frequenz des Basispilotsignals oder des lokalen Oszillationssignals durch das Herunterkonvertieren gelöscht wird, können die Steuersignale ohne Verursachung von Fehlern in Steuersignalen auf Grund der Frequenzschwankungen in der Frequenz des lokalen Oszillationssignals oder des Basispilotsignals erzeugt werden. Mit anderen Worten ist eine kostengünstige Ausführung mit der Verwendung von Oszillatoren, die nicht besonders stabil sind, möglich.
Des Weiteren sind die für die Einmischung von Pilotsignalen und die Detektion der verbleibenden Menge und für die Erzeugung von Steuersignalen nötigen Elemente der einspeiseseitiger Mixer, der detektionsseitige Mixer und der Synchronisationsdetektor. Folglich weist die, die vorliegende Erfindung betreffende Schaltung, verglichen mit der Schaltung des Stands der Technik, eine einfache Konfiguration auf. Erfindungsgemäß wird eine Vereinfachung der Schaltungskonfiguration erzielt, die eine Reduktion der Anzahl an Mixern und Detektoren umfasst, und die, die vorliegende Erfindung betreffende Schaltungskonfiguration der Steuerung ist einfach, wenn sie mit der Technik gemäß der japanischen Offenlegungsschriften Nr. Hei 7-106861 und 8-56126 verglichen wird, selbst dann, wenn der Filter, der Verteiler und der hier nachstehend zu beschreibende Richtungskoppler in Betracht gezogen werden.
Die japanischen Offenlegungsschriften Nr. Hei 7-106861 und 8-56126 zeigen die Verwendung von zwei Typen vom zweiten Pilotsignalen mit voneinander unterschiedlichen Frequenzen. Da jedoch die zwei Typen vom zweiten Pilotsignalen jeweils durch zwei separate Oszillatoren erzeugt werden, ist die Anzahl an Oszillatoren, Mixern und Detektoren in der in diesen Veröffentlichungen beschriebenen Schaltung unvermeidbar größer, als die Anzahl in der vorliegenden Erfindung. Außerdem wird der Einmischungsvorgang sowohl der Summen- als auch der Differenzfrequenzkomponenten, die an der Mixerausgabe als Pilotsignale auftreten, in diesen Veröffentlichungen nicht offenbart oder vorgeschlagen.
Außerdem können die Höhen der einzuspeisenden oberen und unteren Pilotsignale beliebig eingestellt sein. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Höhen so niedrig wie möglich gehalten, um die Schaltungskonfiguration zu minimieren, die Kosten zu senken und den Stromverbrauch zu reduzieren. Ist das obere und untere Pilotsignal auf einer niedrigen Höhe, sind ihre Resthöhen im verzerrungsarmen Ausgabesignal ebenfalls niedrig. Des Weiteren wird, da die Steuerung der Verzerrungsunterdrückungsschleife mithilfe des Minimierens der verbleibenden Menge der Pilotsignale soweit als möglich durchgeführt wird, ihre verbleibende Menge (Höhe) im verzerrungsarmen Ausgabesignal kleiner, wenn der optimale Steuerungszustand angenähert ist. Andererseits ist die Hauptsignalkomponente ebenfalls im verzerrungsarmen Ausgabesignal enthalten. Die Hauptsignalkomponente wirkt während der Detektion der Restpilotsignale als Geräuschkomponente oder unnötige Komponente.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung reduziert das folgende Verfahren die Hauptsignalkomponente, die als Geräuschkomponente oder unnötige Komponente wirkt. Nämlich ein Signal, das die Komponente umfasst, die dem durch den Hauptverstärker zu verstärkenden Signal entspricht und eine gegenü berliegende Phase aufweist (das obere und untere Pilotsignal jedoch nicht umfasst) wird zum abgezweigten verzerrungsarmen Ausgabesignal zugegeben, um in den detektionsseitigen Mixer eingegeben zu werden, um die Hauptsignalkomponente aus unter den Komponenten, die im, in den detektionsseitigen Mixer einzugebenden, verzerrungsarmen Ausgabesignal enthalten ist, zu löschen. Folglich wird die, in der Eingabe zum detektionsseitigen Mixer enthaltene Hauptsignalkomponente, nämlich die Geräuschkomponente oder unnötige Komponente, unterdrückt oder abgeschwächt. Demzufolge wird die Komponente, die der Hauptsignalkomponente entspricht, die als die Geräusch- oder unnötige Komponente wirkt, aus der Ausgabe nach dem Herunterkonvertieren unterdrückt oder abgeschwächt. Die Restpilotsignale können nämlich gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in einer stabilen Weise in Form von Fehlersignalen detektiert werden, ungeachtet der Tatsache, dass die Restpilotsignale bei äußerst niedrigen Höhen liegen können. Des Weiteren erhöht dies, da der dynamische Bereich des detektionsseitigen Mixers eng sein kann, ebenfalls die Wirkung des Minimierens der Schaltungskonfiguration, Senkung der Kosten und Reduzierung des Stromverbrauchs.
Des Weiteren können das obere und untere Pilotsignal in der vorliegenden Erfindung innerhalb oder außerhalb des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands platziert sein. Obwohl für das obere und untere Pilotsignal jeweils ein einzelnes Frequenzsignal verwendet werden kann, kann auch ein Spread-Spektrum moduliertes Signal verwendet werden. Um zu verhindern, dass das obere und untere Pilotsignal das zu verstärkende und auszugebende Signal beeinflussen, ist es erwünscht, dass die Frequenzen oder Spread-Spektrum-Bänder des oberen und unteren Pilotsignals außerhalb des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands liegen, oder die Spread-Spektrum modulierten Signale als das obere und untere Pilotsignal zu verwenden, so dass die Pilotsignale als Geräusch in Bezug auf die Komponente, die dem Signal entspricht, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, wirkt. Zum Spreizen des Spektrums des oberen und unteren Pilot signals zu Frequenzbändern mit deutlichen Breiten kann ein Modulator vorgesehen sein, um das Spektrum von mindestens entweder dem lokalen Oszillationssignal oder dem Basispilotsignal zu spreizen.
Des Weiteren ist eine Frequenz, bei der die Verzerrungsunterdrückungs- und -abschwächungswirkung ein Maximum erreicht, eindeutig innerhalb des durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verwendeten Frequenzbands platziert, durch Bereitstellen eines Modulators zur Spread-Spektrum-Modulation oder durch Einstellen der dominanten Frequenzen des lokalen Oszillationssignals und des Basispilotsignals, so dass die Frequenzen von einem Teil oder der gesamten Spektrumverteilung des oberen und unteren Pilotsignals in das Frequenzband des Signals, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, eindringt. Folglich erhöht sich die Verzerrungsunterdrückungs- und -abschwächungswirkung im Frequenzband des Signals, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll. In der Ausführungsform, die diese Art der Frequenzzuweisung einsetzt, ist es erwünscht, eine Schaltung (bereits beschrieben) zum Durchführen von Anti-Phasen-Addition eines Teils des Signals, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, zum verzerrungsarmen Ausgabesignal, das durch den detektionsseitigen Mixer eingegeben wird, bereitzustellen, um die Detektion der verbleibenden Menge an Pilotsignalen zu stabilisieren.
Es ist erwünscht, einen Filter auf dem Weg bereitzustellen, der die Fehlersignale aus dem detektionsseitigen Mixer zum Synchronisationsdetektor leitet. Dieser Filter trennt die Frequenzkomponente am oder umfassend das Basispilotsignal von den am detektionsseitigen Mixer erhaltenen Fehlersignalen und leitet sie als Fehlersignale zum Synchronisationsdetektor. Da das Pilotsignal in dieser Ausführungsform durch den Filter nach dem Herunterkonvertieren am detektionsseitigen Mixer abgetrennt ist, kann die Selektivität des Filters zum Abtrennen und Extrahieren des Rest pilotsignals, verglichen mit dem Stand der Technik, in welchem die Menge des zweiten Pilotsignals mit einer Frequenz in der Nähe des Betriebsbands direkt detektiert wird, leicht verbessert werden. Folglich verbessert sich, da die verbleibende Menge des Pilotsignals mit höherer Präzision in Form von Fehlersignalen detektiert werden kann, die Präzision der Verzerrungskompensation ebenfalls.
Des Weiteren wird beim Verkörpern der vorliegenden Erfindung unter Verwendung der oberen und unteren Pilotsignale, die im Spektrum gespreizt sind, in einer Ausführungsform das Referenzsignal, das durch den Synchronisationsdetektor eingegeben wird, das Signal, das im Spektrum gespreizt ist. Ist ein Filter zur Restpilotsignalabtrennung und -extraktion in diesem Ausführungsformtyp vorgesehen, ist die Passbandbreite des Filters gemäß der Breite des Spread-Spektrum-Bands breit eingestellt. Im Gegensatz dazu kann in einer Ausführungsform, in der ein Modulator angeordnet ist, um das Spektrum des Referenzsignals nicht zu spreizen und eine Schaltung vorgesehen ist, die Entspreizungs-Spektrum-Modulation des Fehlersignals durchführt, so dass der Synchronisationsdetektor ein unmoduliertes Signal, nämlich ein Signal das nicht Spread-Spektrum moduliert ist, einspeist, die Passbandbreite des Filters zur Restpilotsignalabtrennung und -extraktion zum Verbessern der Selektivität schmal eingestellt sein.
Des Weiteren kann die vorliegende Erfindung so verstanden werden, dass sie eine Erfindung ist, die optimierte Steuerung der Verzerrungsunterdrückungsschleife auf der Basis eines Signals durchführt, von dem die Komponente unterdrückt wurde, die dem Signal entspricht, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, aus den im verzerrungsarmen Ausgabesignal enthaltenen Komponenten. Ein zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung ist nämlich eine Steuerungseinrichtung, die in einem vorwärts gekoppelten Verstärker verwendet wird, aufweisend einen Hauptverstärker, eine Verzerrungsdetektionsschleife zum Koppeln eines Teils des Eingabesignals an den Hauptverstärker und einen Teil des Ausgabesignals aus dem Hauptverstärker durch Abstimmung einer gegenseitigen Beziehung von Amplitude und Phase davon, um ein Verzerrungssignal zu erzeugen, und eine Verzerrungsunterdrückungsschleife zum Koppeln des Verzerrungssignals und des Ausgabesignals vom Hauptverstärker durch Abstimmung einer gegenseitigen Beziehung von Amplitude und Phase davon, um ein verzerrungsarmes Ausgabesignal zu erzeugen, und steuert den vorstehend erwähnten Abstimmungsvorgang durch Leiten von Steuersignalen zur Verzerrungsdetektionsschleife und zur Verzerrungsunterdrückungsschleife, um die am Hauptverstärker erzeugte und im verzerrungsarmen Ausgabesignal verbleibende Verzerrungskomponente zu unterdrücken, und weist Mittel zum Abzweigen eines Teils des verzerrungsarmen Ausgabesignals, Mittel zum Durchführen von Anti-Phasen-Addition eines Teils des Eingabesignals an den Hauptverstärker zum Separieren des verzerrungsarmen Ausgabesignals während oder nach dem Abzweigen und Mittel zum Erzeugen des vorstehend beschriebenen Steuersignals für die Verzerrungsunterdrückungsschleife auf der Basis des Signals von dem die Komponente, die dem Signal entspricht, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, unterdrückt wurde, auf.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
2 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispielskonfiguration eines Synchronisationsdetektors und eines detektionsseitigen Mixers darstellt.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispielskonfiguration eines Fehlerverstärkers darstellt.
4 ist ein Blockdiagramm, das einen modifizierten detektionsseitigen Mixer darstellt.
5 zeigt ein Beispiel für Frequenzzuweisung in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung unter der in 5 dargestellten Frequenzzuweisung.
7 zeigt ein Beispiel für Kanalzuweisung.
8 zeigt ein Beispiel für Frequenzzuweisung in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die unter der in 7 dargestellten Kanalzuweisung angenommen werden kann.
9 zeigt ein anderes Beispiel für Frequenzzuweisung in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die unter der in 7 dargestellten Kanalzuweisung angenommen werden kann.
10 zeigt das Prinzip der Abtrennung und Extraktion der oberen und unteren Pilotsignale.
11 ist ein Blockdiagramm, das eine modifizierte erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
12 ist ein Blockdiagramm, das eine modifizierte erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
13 zeigt ein Beispiel für Merkmale der AGC-Schaltung in 12.
14 ist ein Blockdiagramm des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
15 zeigt ein Beispiel für die Frequenzzuweisung in der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
16 ist ein Blockdiagramm, das die Hauptkomponenten des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
17 zeigt ein Beispiel für die Frequenzzuweisung in der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
18 ist ein Blockdiagramm, das die Hauptkomponenten des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
19 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
20 zeigt ein Beispiel für die Frequenzzuweisung in der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
21 zeigt Eingabesignale, die in die fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorwärts eingegeben werden.
22 zeigt das Hauptsignallöschprinzip in der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
23 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
24 zeigt eine teilweise modifizierte fünfte und sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
25 zeigt eine teilweise modifizierte fünfte und sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
26 zeigt eine teilweise modifizierte fünfte und sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
27 zeigt eine teilweise modifizierte fünfte und sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
28 zeigt eine teilweise modifizierte fünfte und sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
29 zeigt eine teilweise modifizierte fünfte und sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
30 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines herkömmlichen vorwärts gekoppelten Verstärkers darstellt.
31 zeigt eine Konfiguration einer herkömmlichen Steuerungseinrichtung.
32 zeigt ein Beispiel für eine herkömmliche Frequenzzuweisung.
33 zeigt ein Problem des Stands der Technik.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Hier nachstehend werden die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben. Komponententeile, die denjenigen des in 30 bis 33 dargestellten Stands der Technik entsprechen oder identisch sind, erhielten identische Bezugsnummern und ihre Beschreibungen werden nicht wiederholt. Des Weiteren erhielten entsprechende oder gemeinsame Komponententeile zwischen Ausführungsformen identische Bezugsnummern und ihre Zeichnungen und Beschreibungen werden nicht wiederholt.
(1) Erste Ausführungsform
1 stellt die Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. In dieser Figur ist die die Optimierungssteuerung betreffende Schaltung der Verzerrungsdetektionsschleife zum Vereinfachen der Zeichnung nicht dargestellt. Die Konfiguration der die Optimierungssteuerung betreffenden Schaltung der Verzerrungsdetektionsschleife kann z.B. wie im Stand der Technik das erste Pilotsignal verwenden. Alternativ dazu kann die Schaltungskonfiguration mit einem Synchronisationsdetektor und einer ALC-Schaltung verwendet werden, da der Rechtsinhaber der vorliegenden Anmeldung in den japanischen Patentanmeldungen Nr. Hei 10-300667 und 11-191901 vorgeschlagen hat, das erste Pilotsignal zu eliminieren. Des Weiteren hat der Rechtsinhaber der betreffenden Anmeldung in der japanischen Patentanmeldung Nr. Hei 11-119372 vorgeschlagen, dass ein Schema zum Verbessern der Leistungseffizienz angenommen werden kann, in welchem der Steuerzustand der Verzerrungsdetektionsschleife leicht vom optimalen Zustand verschoben wird oder ein Teil des Signals vor der Verstärkung zum Unterverstärker 10 vorwärts gekoppelt wird.
Eine Eigenschaft der vorliegenden Erfindung ist, dass ein einspeiseseitiger Mixer 22 unter Verwendung des lokalen Oszillationssignals mit der an einem Oszillator 21 erzeugten Frequenz f_L das Basispilotsignal mit der an einem Oszillator 20 erzeugten Frequenz f_P hochkonvertiert und das erhaltene erzeugte obere Pilotsignal der Frequenz f_L + f_P und untere Pilotsignal der Frequenz f_L – f_P als zweite Pilotsignale in die Verzerrungsdetektionsschleife eingemischt werden. In 1 werden diese oberen und unteren Pilotsignale an einem Punkt zwischen abgestuften Stufen in den Hauptverstärker 5 eingemischt. Jedoch können sie an einem anderen Punkt, wie dem Punkt C oder Punkt D auf einem weg vom Signalabzweigpunkt innerhalb des Verteilers 3 zum Signalabzweigpunkt innerhalb des Richtungskopplers 7 über den Hauptverstärker 5 eingemischt werden. Des Weiteren kann der einspeiseseitige Mi xer 22 z.B. als ein doppelt ausgeglichener Mixer konfiguriert sein.
In der vorliegenden Ausführungsform zweigt der Verteiler 13 des Weiteren einen Teil des verzerrungsarmen Ausgabesignals ab, bei dem es sich um das Signal handelt, das über den Ausgabeanschluss 2 vom Richtungskoppler 11 an eine nachfolgende Stufe ausgegeben wird, und ein detektionsseitiger Mixer 23 konvertiert das durch den Verteiler 13 abgezweigte Signal unter Verwendung eines lokalen Oszillationssignals (Lo in 2) phasengleich und um 90° phasenverschoben herunter, das am Oszillator 21 erzeugt und auch bei der Hochkonvertierung verwendet wurde. Infolge dieser Herunterkonvertierung sind die Signale der Frequenz f_P von dem oberen Pilotsignal der Frequenz f_L + f_P das im verzerrungsarmen Ausgabesignal verbleibt und das gleichermaßen verbleibende untere Pilotsignal der Frequenz f_L – f_P demoduliert. Ein Paar Signale ErrI und ErrQ mit einer Phasendifferenz von π/2 [rad] voneinander, die auf die Restteile der Pilotsignale hinweisen, werden aus der Demodulation erhalten, und jedes weist eine Frequenz f_P auf. Wenn die Steuerzustände der Verzerrungsdetektionsschleife und der Verzerrungsunterdrückungsschleife nicht optimal sind, verbleiben die zur Frequenz f_P umgewandelten Pilotsignale in den Signalen ErrI und ErrQ. Ein Schmalbandfilter 24 filtert die Ausgabesignale vom detektionsseitigen Mixer 23 zum Extrahieren der Restpilotsignale usw. und leitet sie als Gewinn- und Phasenfehlersignale ErrI und ErrQ zu einem Synchronisationsdetektor 25. Der Synchronisationsdetektor 25 verwendet das vom Oszillator 20 geleitete Basispilotsignal als ein Referenzsignal Ref, um Synchronisationsdetektion an den Fehlersignalen ErrI und ErrQ durchzuführen. Eine I-Komponentenausgabe und eine Q-Komponentenausgabe, die demzufolge erhalten werden, werden als Steuersignale über einen Differenzialverstärker 26 zur Gewinnabstimmungsschaltung 8 und zur Phasenabstimmungsschaltung 9 geleitet.
Der Synchronisationsdetektor 25 und der Differenzialverstärker 26 weisen die in 2 bzw. 3 dargestellte Konfigurationen auf. Im detektionsseitigen Mixer 23 verschiebt ein Quadraturkoppler 23a die Phase des Eingabesignals vom Verteiler 13 um zwei Ausgaben mit einer Phasendifferenz von 90° aufzuweisen, zu zwei doppelt ausgeglichenen Mixern MIX-i bzw. MIX-q. Des Weiteren wird das lokale Oszillationssignal durch den phasengleichen Verteiler 23b zu den zwei doppelt ausgeglichenen Mixern MIX-i und MIX-q phasengleich verteilt. Die Ausgabe ErrI des doppelt ausgeglichenen Mixers MIX-i, welche ein Produkt der gegenseitigen phasengleichen Komponenten ist, wird über den Schmalbandfilter 24 zu einem doppelt ausgeglichenen Mixer Mix-I im Synchronisationsdetektor 25 eingegeben. Gleichermaßen wird die Ausgabe ErrQ des doppelt ausgeglichenen Mixers MIX-q, die das Produkt der In-Quadraturkomponenten ist, über den Schmalbandfilter 24 in einen doppelt ausgeglichenen Mixer MIX-Q im Synchronisationsdetektor 25 eingegeben.
Im Synchronisationsdetektor 25 wird das Referenzsignal Ref phasengleich verteilt in zwei durch einen phasengleichen Verteiler 25a und in die doppelt ausgeglichenen Mixer MIX-I und MIX-Q eingegeben. Demgemäß wird die Ausgabe des doppelt ausgeglichenen Mixers MIX-I, bei der es sich um eine DC-Spannung handelt, die auf den Gewinnsteuerfehler hinweist, mit einer vorbestimmten Referenzspannung, wie 0 V durch einen Betriebsverstärker 26a im Differenzialverstärker 26 verglichen und die als Ergebnis des Vergleichs erhaltene Spannung wird als ein Steuersignal (Steuerspannung) zur Gewinnsteuerung zur Gewinnabstimmungsschaltung 8 geleitet. Gleichermaßen wird die Ausgabe des doppelt ausgeglichenen Mixers MIX-Q, bei der es sich um eine DC-Spannung handelt, die auf den Phasensteuerfehler hinweist, mit einer vorbestimmten Referenzspannung, wie 0 V durch einen Betriebsverstärker 26b im Differenzialverstärker 26 verglichen, und die als Ergebnis des Vergleichs erhaltene Spannung wird als ein Steuersignal (Steuerspannung) zur Phasenverschiebungssteuerung zur Phasenabstimmungsschaltung 9 geleitet.
Gemäß der Phasenverschiebung, die in 1 im Weg vom Punkt L durch den einspeiseseitigen Mixer 22 erzeugt wird, wird die Verzerrungsunterdrückungsschleife des vorwärts gekoppelten Verstärkers und Verteilers 13 zur RF-Eingabe des detektionsseitigen Mixers 23 als β bezeichnet und wird die Phasenverschiebung vom direkten Weg von Punkt L zur Lo-Eingabe des detektionsseitigen Mixers 23 als θ bezeichnet. Wird eine Einstellung oder Abstimmung vorgenommen, so dass die Phasendifferenz β – θ des Lo-Eingabesignals im Hinblick auf das RF-Eingabesignal des detektionsseitigen Mixers 23 β – θ = nπ[rad](n ist eine ganze Zahl)lautet, erreicht das ErrI-Ausgabesignal des detektionsseitigen Mixers 23, das das Produkt der Signale mit der Phasendifferenz β – θ darstellt, ein Maximum.
Am in 3 dargestellten Differenzialverstärker 26 wird eine Referenzspannung auf die nicht invertierten Eingabeanschlüsse der zwei Betriebsverstärker 26a und 26b angelegt, und die Ausgabespannungen des Synchronisationsdetektors 25 werden an die invertierten Eingabeanschlüsse angelegt. Im Hinblick darauf, an welchen dem invertierten oder dem nicht invertierten Eingabeanschluss die Referenzspannung und die Detektorausgabe angelegt werden sollte, kann die Ausführung derart bestimmt sein, dass eine Rückmeldung in eine Richtung zum Senken der Steuerspannung angelegt wird, je nachdem, ob der Gewinn oder die Phasenverschiebung ansteigt oder abfällt, wenn die Steuerspannung für den Gewinn oder die Phasenverschiebung erhöht wird. Des Weiteren, bezüglich Schleifenfilter 26c und 26d, die an die jeweiligen Betriebsverstärker 26a und 26b angefügt sind, die derart gestaltet sind, dass die Gewinn- und Phasenverschiebungsrückmeldungsschleifen in einer stabilen und schnellen Weise arbeiten. Der Gewinn der Betriebsverstärker 26a und 26b zur Fehlerverstärkung kann derart geschaltet werden, das beim Initiieren der Steuerung, wie wenn der Strom eingeschaltet wird, der Gewinn erhöht wird, um die Steuergeschwindigkeit zu beschleunigen, und wenn die Steuerung die Konvergenz erreicht, der Gewinn abgesenkt wird, um den Betrieb der Schleife zu stabilisieren. Die Referenzspannung wird gemäß der an der I-Komponente erfassten Ausgabe oder der an der Q-Komponente erfassten Ausgabe eingestellt, wenn der Fehler des Gewinns oder die Phasenverschiebung 0 ist. Das frühere Beispiel, in welchem die Referenzspannung = 0 V beträgt, ist der Fall, in welchem die an der I-Komponente erfasste Ausgabe oder die an der Q-Komponente erfasste Ausgabe 0 V beträgt, wenn der Fehler des Gewinns oder der Phasenverschiebung 0 beträgt.
Wie im in 4 dargestellten detektionsseitigen Mixer 23 kann die gleiche Funktion auch durch Austauschen eines phasengleichen Verteilers 23b und eines Quadraturkopplers 23a realisiert werden. Des Weiteren müssen MIX-I und MIX-Q des Synchronisationsdetektors 25 nicht auf doppelt ausgeglichene Mixer beschränkt sein und die Synchronisationsdetektionsfunktion kann mit einem anderen Verfahren, wie einem Schaltkreis, realisiert werden. Des Weiteren muss der Schmalbandfilter 24 sogar nicht für ein Schmalband sein, je nach Einstellungen der Pilotsignalfrequenzen im Hinblick auf das Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers.
5 zeigt ein Beispiel einer Frequenzeinstellung in der vorliegenden Ausführungsform. In der vorliegenden Ausführungsform ist die Frequenz f_L des lokalen Oszillationssignals im Wesentlichen auf die Mitte des Frequenzbands des Signals, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, eingestellt. Des Weiteren ist die Frequenz f_P des Basispilotsignals auf eine Frequenz (wie 6 MHz) höher als 1/2 der Betriebsbandbreite (wie 10 MHz) des Hauptverstärkers 5 eingestellt. Deshalb liegt das gesamte vorstehend erwähnte Betriebsband zwischen dem oberen Pilotsignal, welches die Ausgabe der Summenfrequenz ist, und dem unteren Pilotsignal, welches die Ausgabe der Differenzfrequenz ist, beide am einspeiseseitigen Mixer 22 erzeugt. In der Figur bedeutet Δf_P die Frequenzdifferenz zwischen dem oberen und unteren Pilotsignal im Hinblick auf das lokale Oszillationssignal und ist selbst offenbar gleich der Frequenz f_P.
Unter dieser Sorte an Frequenzeinstellung wird, wenn der in 1 dargestellte vorwärts gekoppelte Verstärker betrieben wird und optimale Steuerung der Verzerrungsunterdrückungsschleife (und Verzerrungsdetektionsschleife) durchgeführt wird, eine automatische Steuerung des Gewinns und der Phasenverschiebung als ein Ergebnis durchgeführt, um nur die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung im Hinblick auf die zwei Frequenzen zu erhöhen, in welchen das obere und untere Pilotsignal erscheint. Folglich wird, wie in 6 dargestellt, die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung bei einer Frequenz, im Wesentlichen in der Mitte zwischen dem oberen Pilotsignal (in der Figur als "oberes" bezeichnet) und dem unteren Pilotsignal (in der Figur als "unteres" bezeichnet) besonders deutlich. Die Frequenz bei welcher die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung besonders deutlich ist, liegt bei oder in der Nähe der Frequenz f_L des lokalen Oszillationssignals. Demzufolge wird ein zufrieden stellender Steuerzustand (verzerrungsarmer Zustand) verglichen mit dem Stand der Technik, im Allgemeinen über das gesamte Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers, erhalten.
Deshalb kann gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung im Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers zuverlässiger und effektiver erhöht werden, und kann ein verzerrungsarmes Ausgabesignal mit höherer Qualität als im Stand der Technik erhalten werden, in welchem das zweite Pilotsignal einer einzelnen Frequenz verwendet wird. Des Weiteren werden das obere und untere Pilotsignal durch Hochkonvertieren des Basispilotsignals un ter Verwendung eines lokalen Oszillationssignals erzeugt, während die Restpilotsignale durch Herunterkonvertieren des verzerrungsarmen Ausgabesignals unter Verwendung des gleichen lokalen Oszillationssignals, das beim Hochkonvertieren verwendet wird, detektiert werden. Folglich vereinfacht, trotz der Tatsache, dass zwei Typen an zweiten Pilotsignalen eingemischt werden, die reduzierte Anzahl an Oszillatoren, Mixern und Detektoren die Schaltungskonfiguration, um geringe Kosten und geringen Stromverbrauch zu erhalten.
Des Weiteren wird in der vorliegenden Erfindung das Basispilotsignal zum Hochkonvertieren als das Referenzsignal Ref am Synchronisationsdetektor 25 verwendet und das lokale Oszillationssignal, das zum Hochkonvertieren verwendet wurde, wird ebenfalls zum Herunterkonvertieren verwendet. Deshalb läuft, selbst wenn die Oszillationsfrequenz der Oszillatoren 20 und 21 schwankt, der Steuersignalerzeugungsvorgang auf der Basis der Synchronisationsdetektion normal ab, vorausgesetzt, dass die Schwankungen nicht außerordentlich groß sind. Der Steuersignalerzeugungsvorgang auf der Basis der Synchronisationsdetektion läuft nämlich normal ab, vorausgesetzt die Frequenzen der oberen und unteren Pilotsignale weichen vom Passband des Schmalbandfilters 24 nicht ab und die Frequenz des Basispilotsignals weicht vom akzeptablen Band des Synchronisationsdetektors 25 nicht ab. Deshalb ist, beim Konfigurieren der Oszillatoren 20 und 21, da es nicht nötig ist, Oszillationselemente zu verwenden, die hohe Wärmestabilität aufweisen, jedoch teuer sind, sowie Oszillatoren, die hohe Wärmestabilität aufweisen, jedoch von komplexer Konfiguration sind, das vorliegende Ausführungsbeispiel für eine billige, kleine und leichtgewichtige Ausführung geeignet.
Des Weiteren ist, da es nicht nötig ist, das Schritt-für-Schritt-Suchverfahren unter Verwendung einer CPU oder dergleichen durchzuführen, und da Steuersignale gleichzeitig und konkurrierend sowohl für den Gewinn als auch die Phasenverschie bung erzeugt werden können, die zum (Wieder-)Aufbauen eines optimalen Kontrollzustands erforderliche Zeit kürzer als im Stand der Technik und unnötige, Abstrahlungen, wie störende, durch Verzerrungskomponenten und dem zweiten Pilotsignal verursachtge Strahlung, treten unwahrscheinlich auf.
Zudem kann, da das herunter konvertierte Signal am Schmalbandfilter 24 gefiltert wird, die Selektivität dieses Schmalbandfilters 24, verglichen mit dem Schmalbandfilter 15 des Stands der Technik, höher gemacht werden, und folglich kann die Präzision des Detektierens der verbleibenden Menge des zweiten Pilotsignals und wiederum die Stabilität der Steuerung der Verzerrungsunterdrückungsschleife ebenfalls erhöht werden.
Je nach Leistung des einspeiseseitigen Mixers 22 könnten das zu mixende Basispilotsignal und das lokale Oszillationssignal aus dem Ausgabeanschluss des einspeiseseitigen Mixers 22 austreten und werden in das Hauptsignal zusammen mit dem oberen und unteren Pilotsignal eingemischt. In der vorliegenden Ausführungsform verschlechtert das Austreten des Basispilotsignals und des lokalen Oszillationssignals nicht die Qualität des verzerrungsarmen Oszillationssignals. Erstens, da das lokale Oszillationssignal eine Frequenz aufweist, die gleich oder nahe an der Frequenz liegt, bei der die Verzerrungsunterdrückungs- und -abschwächungswirkung ein Maximum erreicht, machen das ausgetretene lokale Oszillationssignal, sowie die Verzerrungskomponenten bevorzugte Unterdrückung und Abschwächung durch. Zweitens kann durch Einstellen der Frequenz des Basispilotsignals, um eine ausreichende Differenz zur Frequenz des lokalen Oszillationssignals aufzuweisen, das Austreten des Basispilotsignals aus dem einspeiseseitigen Mixer 22 durch einen zwischen dem einspeiseseitigen Mixer 22 und dem Pilotsignaleimischpunkt im vorwärts gekoppelten Verstärker angeordneten nicht dargestellten Filter unterdrückt oder abgeschwächt werden.
Des Weiteren wird angenommen, dass es wie in 7 dargestellt, eine Vielzahl an Kanälen gibt und der vorwärts gekoppelte Verstärker des vorliegenden Ausführungsbeispiels für einen bestimmten Kanal verwendet wird. Wird es nötig, die Einstellungen für einen anderen Kanal zu ändern, kann das vorliegende Ausführungsbeispiel einfach durch Ändern der Oszillationsfrequenz des Oszillators 21 angepasst werden. Sie weist nämlich eine ausgezeichnete Vielseitigkeit im Hinblick auf Kanaländerungen auf.
Obwohl die Verstärkergewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 in der Verzerrungsunterdrückungsschleife in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel vorgesehen sind, kann stattdessen eine Vektorabstimmungsschaltung, wie ein Quadraturmodulator vorgesehen sein. Alternativ können die Gewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 vertauscht werden oder können die Gewinnabstimmungsschaltung 8 und die Phasenabstimmungsschaltung 9 zwischen den Stufen der Verstärkerschaltungen, die den Vorverstärker 10 bilden, vorgesehen sein. Gleichermaßen kann die Vektorabstimmungsschaltung in der Verzerrungsdetektionsschleife eine Schaltung zum Abstimmen der Kombination von Gewinn und Phase sein. Obwohl der Oszillator 20 zum Erzeugen des Basispilotsignals und der Oszillator 21 zum Erzeugen des lokalen Oszillationssignals bereitgestellt sind, können das Basispilotsignal und das lokale Oszillationssignal von einer externen Quelle eingegeben oder von Signalen, die aus einer externen Quelle eingegeben werden, erzeugt werden.
Des Weiteren ist die Frequenzzuweisung nicht auf die in 5 dargestellte Zuweisung beschränkt. Zum Beispiel kann, falls das Eingabesignal zum Hauptverstärker 5 die vier Kanäle von ch1 bis ch4, wie in 7 dargestellt, aufweist, die Frequenz f_L des lokalen Oszillationssignals im Sicherheitsband, das den zweiten Kanal ch2 und den dritten Kanal ch3 trennt, angeordnet sein, und die Frequenz f_P des Basispilotsignals wird auf Kanalbreite (8) oder zweifache Kanalbreite (9) gemacht, um eine relativ hohe Verzerrungsunterdrückungs- und -abschwächungswirkung über die Kanäle ch1 bis ch4 zu erhalten. Diese Art der Frequenzzuweisung ist beim Realisieren eines vorwärts gekoppelten Verstärkers zum gleichzeitigen Verstärken einer Vielzahl an Kanälen am Sender bezüglich eines Kommunikationsstandards mit einer Vielzahl an Kanälen erwünscht.
In dem Fall, in welchem die zwei Pilotsignalfrequenzen derart eingestellt sind, dass sie bezüglich des Betriebsbands ausreichend getrennt sind, wie in 10 dargestellt, nämlich die Frequenzdifferenz zwischen dem Hauptsignal und dem Pilotsignalen groß genug ist, um sie unter Verwendung eines Schmalbandfilters voneinander zu trennen, ist es bevorzugt, den Schmalbandfilter 15 mit Mittelfrequenzen von f_L – f_P und f_L + f_P jeweils zwischen dem Verteiler 13 und dem detektionsseitigen Mixer 23, wie in 11 dargestellt, bereitzustellen, um das Hauptsignal zu unterdrücken und nur die Restpilotsignale zum detektionsseitigen Mixer 23 zu leiten.
Des Weiteren ist eine AGC-Schaltung 34 (Automatische Gewinn-Steuerung) mit in 13 dargestellten Eigenschaften zwischen dem Verteiler 13 und dem detektionsseitigen Mixer 23 oder in den ErrI- und ErrQ-Signalwegen zwischen dem detektionsseitigen Mixer 23 und dem Synchronisationsdetektor 25, wie in 12 dargestellt, vorgesehen, so dass der dynamische Bereich der Fehlersignaldetektion erweitert werden kann. Wie in 13 dargestellt, senkt, wenn die Eingabehöhe hoch ist, nämlich wenn die Ausgabehöhe des Verteilers 13 oder die Ausgabehöhe des detektionsseitigen Mixers 23 hoch ist, die AGC-Schaltung 34 den Gewinn derart, dass eine übermäßige Eingabe nicht zum detektionsseitigen Mixer 23 oder zum Synchronisationsdetektor 25 geleitet wird, und wenn der Ausgabepegel des Verteilers 13 oder des detektionsseitigen Mixers 23 niedrig ist, arbeitet die AGC-Schaltung 34 am maximalen Gewinn, so dass Fehlersignale einer ausreichenden Höhe zum detektionsseitigen Mixer 23 und zum Synchronisationsdetektor 25 geleitet werden.
(2) Zweite bis vierte Ausführungsform
14 zeigt eine Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der vorliegenden Ausführungsform sind ein Spreizsignalgenerator 27 zum Erzeugen eines gespreizten Signals, das eine vorbestimmte Codesequenz darstellt, und ein Modulator 28 unter Verwendung dieses Spreizsignals vorgesehen, um Spread-Spektrum-Modulation an der Ausgabe vom Oszillator 21 zum einspeiseseitigen Mixer 22 und dem detektionsseitigen Mixer 23 durchzuführen. Deshalb ist das Spektrum des lokalen Oszillationssignals, das zum einspeiseseitigen Mixer 22 und dem detektionsseitigen Mixer 23 in der vorliegenden Ausführungsform geleitet wird, innerhalb eines Bands mit einer bestimmten, signifikanten Bandbreite, wie in 15 dargestellt, gespreizt. Das obere und untere Pilotsignal und ihre Restkomponentenspektren im verzerrungsarmen Ausgabesignal sind ebenfalls wie in der gleichen Figur dargestellt gespreizt. 15 ist ein Beispiel (ebenfalls 17, hier nachstehend angegeben) für den Fall, in welchem die Frequenzzuweisung des lokalen Oszillationssignals und des Basispilotsignals bezüglich des Betriebsband des Hauptverstärkers 5 die gleiche Frequenzzuweisung wie in 5 dargestellt aufweist. In der vorliegenden Ausführungsform wird, da das Spektrum des lokalen Oszillationssignals, das zum detektionsseitigen Mixer 23 geleitet wird, gespreizt ist, gleichzeitig mit der Demodulation des Signals mit der Frequenz f_F durch das Herunterkonvertieren durch den detektionsseitigen Mixer 23 eine Zusammenfassung durchgeführt.
16 zeigt die Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und insbesondere den Teil, der sich von der zweiten Ausführungsform unterscheidet. In der vorliegenden Ausführungsform sind der Spreizsignalgenerator 27 zum Erzeugen des Spreizsignals, das eine vorbestimmte Codesequenz darstellt, und der Modulator 28, der dieses Spreizsignal verwendet, bereitgestellt, um Spread-Spektrum-Modulation an der Ausgabe vom Oszillator 20 zum einspeiseseitigen Mixer 22 und Synchronisationsdetektor 25 durchzuführen. Deshalb wird das Spektrum des Basispilotsignals, das zum einspeiseseitigen Mixer 22 und zum detektionsseitigen Mixer 23 geleitet wird, innerhalb eines Bands mit einer bestimmten, signifikanten Bandbreite gespreizt, und demgemäß sind das obere und untere Pilotsignal und ihr Restkomponentenspektrum im verzerrungsarmen Ausgabesignal ebenfalls, wie in 17 dargestellt, gespreizt.
18 zeigt die Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und insbesondere den Teil, der sich von der zweiten und dritten Ausführungsform unterscheidet. In der vorliegenden Ausführungsform sind der Spreizsignalgenerator 27 zum Erzeugen des Spreizsignals, das eine vorbestimmte Codesequenz darstellt, der Modulator 28 zum Durchführen von Spread-Spektrum-Modulation an der Ausgabe vom Oszillator 20 zum einspeiseseitigen Mixer 22 unter Verwendung des Spreizsignals und die Modulatoren 29 zum Durchführen der Zusammenfassungsspektrummodulation an den Ausgaben des detektionsseitigen Mixer 23 unter Verwendung des vorstehend erwähnten Spreizsignals vorgesehen. Obwohl in 18 ein Modulator 29 dargestellt ist, ist einer für jedes der Fehlersignale ErrI und ErrQ nötig. Deshalb ist das Spektrum des Basispilotsignals, das zum einspeiseseitigen Mixer 22 und zum detektionsseitigen Mixer 23 in der vorliegenden Ausführungsform geleitet wird, innerhalb eines Bands mit einer bestimmten, signifikanten Bandbreite gespreizt und demgemäß sind das obere und untere Pilotsignal und ihr Restkomponentenspektrum im verzerrungsarmen Ausgabesignal, wie in 17 dargestellt, ebenfalls gespreizt. Das Spektrum der Fehlersignale ErrI und ErrQ, die in den Synchronisationsdetektor 25 eingegeben werden, ist entgegen der dritten Ausführungsform, in welcher die Spread-Spektrum modulierten Fehlersignale ErrI und ErrQ eingegeben werden, zusammengefasst.
In diesen zweiten bis vierten Ausführungsformen ist das Spektrum der oberen und unteren Pilotsignale, die eingemischt werden, gespreizt. Das obere und untere Pilotsignal wirkt nämlich als Geräusch in Bezug auf das Signal (Hauptsignal), das verstärkt und ausgegeben werden soll. Liegen die Eigenschaften der Verzerrungsunterdrückungsschleife beim oder nahe am optimalen Zustand, werden diese Pilotsignalkomponenten in der gleichen Weise wie die Verzerrungskomponenten unterdrückt. Deshalb beeinflusst das obere und untere Pilotsignal das Hauptsignal sogar dann nicht nachteilig, wenn ein Teil des Spektrums des oberen und unteren Pilotsignals, wie in 15 oder 17 dargestellt, in das Betriebsband des vorwärts gekoppelten Verstärkers eindringt.
Des Weiteren bedeutet die Tatsache, dass ein Teil des Spektrums des oberen und unteren Pilotsignals innerhalb des Betriebsbands des vorwärts gekoppelten Verstärkers liegt, dass der Anstieg in der Verzerrungskomponentenunterdrückungs- und -abschwächungswirkung innerhalb des Betriebsbands, wie früher mit Bezug auf 5 und 6 beschrieben, mit größerer Bestimmtheit erhalten werden kann.
Zudem ist es in der dritten Ausführungsform nötig, die Passbandbreite des Schmalbandfilters 24 gemäß der gespreizten Bandbreite des oberen und unteren Pilotsignals einzustellen. Im Gegensatz dazu kann in der zweiten und vierten Ausführungsform, da das Signal, das Zusammenfassung-Spektrum-moduliert wurde, gefiltert wird, die Passbandbreite des Schmalbandfilters 24 gleich der ersten Ausführungsform eng und enger als in der dritten Ausführungsform eingestellt werden. Nämlich kann bessere Selektivität des Schmalbandfilters 24 und präzise Detektion durch den Synchronisationsdetektor 25 und wiederum höhere Stabilität der Steuerung in der zweiten und fünften Ausführungsform erzielt werden.
Es sollte angemerkt werden, dass, obwohl in der zweiten bis vierten Ausführungsform die Oszillationsausgabe entweder vom Oszillator 20 oder Oszillator 21 Spread-Spektrum moduliert ist, die Schaltung derart konfiguriert sein kann, dass beide Ausgaben Spread-Spektrum moduliert sind. Es ist nämlich ebenfalls möglich, den Oszillator 20 in 14 mit dem Oszillator 20, den Spreizsignalgenerator 27 und den Modulator 28, in 16 dargestellt, auszutauschen, so dass beide Ausgaben Spread-Spektrum moduliert sind.
(3) Fünfte und sechste Ausführungsform
19 zeigt die Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der vorliegenden Ausführungsform ist ein Verteiler 30, der einen Teil des Eingabesignals abzweigt, zwischen dem Eingabeanschluss 1 und dem Verteiler 3 vorgesehen und das abgezweigte Eingabesignal wird über eine Verzögerungsschaltung 31 und eine Vektorabstimmschaltung 32 zum Verteiler 13 geleitet. Der Verteiler 13 in der vorliegenden Ausführungsform ist vorzugsweise aus einem Richtungskoppler konfiguriert und koppelt einen Teil des verzerrungsarmen Ausgabesignals, das vom Richtungskoppler 11 zugeführt wird, mit dem abgezweigten Eingabesignal, das vom Verteiler 30 empfangen wird. Das resultierende Signal wird zum detektionsseitigen Mixer 23 geleitet.
Wie in 20 konzeptionell dargestellt, umfasst das am Ausgabeanschluss 2 in den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen auftretende verzerrungsarme Ausgabesignal (als „Hauptsignale" in der Figur bezeichnet) Ausgabekomponenten, die den Signalen entsprechen, die durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden sollen, und wenn der Betrieb der Verzerrungsunterdrückungsschleife nicht optimiert ist, auch das lokale Oszillationssignal, das aus dem einspeiseseitigen Mixer 22 und den verbleibenden oberen und unteren Pilotsignalen ausgetreten ist. Des Weiteren ist die Höhe des Hauptsignals höher als die Höhe des oberen und unteren Pilotsignals. Das heißt, da die am Ausgabeanschluss 2 auftretenden Hauptsignale verstärkte Signale sind, werden das obere und untere Pilotsignal auf niedrigere Höhen als die Hauptsignale eingestellt, um die Intermodulationsverzerrung zwischen den Hauptsignalen und den Pilotsignalen zu unterdrücken, und die im verzerrungsarmen Ausgabesignal verbleibenden oberen und unteren Pilotsignale, sinken, wenn sich der Zustand der Verzerrungsunterdrückungsschleife einen optimalen Zustand annähert. Die Hauptsignale dieser hohen Höhe wirken als Geräusch oder unnötige Komponenten, die den Betrieb ungünstig beeinflussen, auf die Schaltungen vom detektionsseitigen Mixer 23 zum Synchronisationsdetektor 25 zum Detektieren der oberen und unteren Restpilotsignale.
Zum Verhindern dieses Problems unter Verwendung des durch den Verteiler 30 abgezweigten Eingabesignals werden die Hauptsignalkomponenten aus dem Signal, das in den detektionsseitigen Mixer 23 in der vorliegenden Ausführungsform eingegeben wird, unterdrückt. Nämlich nachdem Verzögerungszeitkompensation durch die Verzögerungsschaltung 31 und I- und Q-Komponentenwertabstimmung (oder Amplituden- und Phasenabstimmung) durch die Vektorabstimmungsschaltung 32 durchgeführt sind, wird das durch den Verteiler 30 abgezweigte Eingabesignal (mit Bezug auf 21) vorwärts zu einem der Eingabeanschlüsse (als „H" in der Figur bezeichnet) des Verteilers 13 geleitet, um die „Hauptsignal"-Komponenten im Signal, das vom Verteiler 13 zum detektionsseitigen Mixer 23 geleitet wird, zu löschen (mit Bezug auf 22). Demzufolge können die Restpilotsignale trotz ihren geringen Höhen vorzugsweise detektiert werden, um genauere und präzisere Steuerung zu realisieren. Der Eingabedynamikbereich des detektionsseitigen Mixers 23 kann eng eingestellt sein, da die Hauptsignale mit hoher Höhe nicht eingegeben werden.
Um die Hauptsignale erfolgreich zu löschen, wird die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 31 gleich der Verzögerungszeit eingestellt, die im Weg vom Signalabzweigungspunkt innerhalb des Verteilers 30 zum Signalkopplungspunkt innerhalb des Verteilers 13, über den Hauptverstärker 5 und die Verzögerungs schaltung 12 erzeugt wird. Die Abstimmung in der Vektorabstimmungsschaltung 32 ist derart eingestellt, dass zwei Signalarten (Hauptsignale in 20 und Hauptsignale in 21) die gekoppelt werden sollen, die gleiche Amplitude und gegenüberliegende Phasen am Signalkopplungspunkt innerhalb des Verteilers 13 aufweisen, oder falls nötig, ist eine Schaltung vorgesehen, um die Abstimmung variabel zu steuern, so dass eine derartige Amplituden- und Phasenbeziehung aufgebaut wird.
23 zeigt die Konfiguration des vorwärts gekoppelten Verstärkers gemäß der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in der fünften Ausführungsform weist die vorliegende Ausführungsform eine Schaltung zum Unterdrücken und Abschwächen der Hauptsignalkomponenten in der Einspeisung aus dem Verteiler 13 zum detektionsseitigen Mixer 23 auf. Jedoch erzielt, während die fünfte Ausführungsform ihr Ziel unter Verwendung des Richtungskopplers mit einer geeigneten Kopplung, wie den Verteiler 13, erzielt, die vorliegende Ausführungsform ihr Ziel durch Bereitstellen eines separaten Kopplers 33 zwischen dem Verteiler 13 und dem detektionsseitigen Mixer 23. Der Koppler 33 koppelt das Signal, das vom Verteiler 13 zugeführt wird und das Signal, das über die Verzögerungsschaltung 31 und die Vektorabstimmschaltung 32 von dem Verteiler 30 zugeführt wird und leitet das erhaltene Signal als Ergebnis zum detektionsseitigen Mixer 23.
24 bis 29 zeigen Modifikationen der fünften und sechsten Ausführungsform. In diesen Figuren ist zur Vereinfachung nur der Verteiler 30 und seine Peripherie dargestellt. Beim Anwenden der fünften und sechsten Ausführungsform kann die Stelle, an der der Verteiler 30 vorgesehen ist, nämlich die Stelle, an der das vorwärts zu befördernde Signal zum Löschen der Hauptsignalkomponenten extrahiert ist, aus einer Anzahl an Stellen ausgewählt werden. Das Signal kann an Stellen extrahiert werden, an denen das Signal das Hauptsignal umfasst, das obere und untere Pilotsignal jedoch nicht umfasst, wie ein Punkt auf dem Weg von Punkt E zu Punkt F in 19, ein Punkt auf dem Weg von Punkt E zu Punkt G, usw.
In dem in 24 und 25 dargestellten Beispielen ist der Verteiler 30 auf dem Weg vom Verteiler 3 zum Richtungskoppler 7 über die Verzögerungsschaltung 6 vorgesehen. Wie in beiden Figuren klar dargestellt ist, besteht keine Einschränkung bei der Anwendung bei der Reihenfolge der Anordnung der Verzögerungsschaltung 6 und des Verteilers 30. Jedoch kann die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 31 in 24 verglichen mit 19 und 23 oder in 25 verglichen mit 24 verkürzt werden. Wird die Verzögerungsschaltung 31 als eine Verzögerungsstrecke angewendet, kann die Länge der Verzögerungsstrecke verkürzt werden, wenn die Verzögerungszeit kurz ist, was folglich zu einer kleinen und leichtgewichtigen Anwendung führt. Obwohl es auf den ersten Blick scheint, dass die gemäß der Veranschaulichung von 25 modifizierte sechste Ausführungsform eine Konfiguration aufweist, die dem in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. Hei 11-177351 beschriebenen vorwärts gekoppelten Verstärker ähnlich ist, zielt die in dieser Veröffentlichung beschriebene Konfiguration darauf das zweite Pilotsignal zu vermeiden. Deshalb ist das Konzept des Ermöglichens der leichten Detektion des im Hauptsignal eingebetteten zweiten Pilotsignals in dieser Veröffentlichung in keiner Weise offenbart oder vorgeschlagen.
Des Weiteren kann, falls der Verteiler 3 eine Funktion zum Verteilen des Eingabesignals in n Wege (n > 2) umfasst, wie in 26 dargestellt, einer der Ausgabeanschlüsse des Verteilers 3 zum Ausgeben an die Verzögerungsschaltung 31 und die Vektorabstimmungsschaltung 32 verwendet werden.
Des Weiteren kann, wie in 27 bis 29 dargestellt, der Verteiler 30 auf dem Weg vom Verteiler 3 über den Hauptverstärker 5 zum Richtungskoppler 7 vorgesehen sein. Die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 31 kann in 27, verglichen mit 19 und 23 oder in 28 verglichen mit 27 oder in 29 verglichen mit 28, verkürzt sein.
Das Beispiel in 29 zeigt den am Verbindungspunkt vorge sehenen Verteiler 30, in dem Fall, in welchem der Hauptverstärker 5 ein stufenförmiges System von mehreren Verstärkungsstufen umfasst. In diesem Fall weist das durch den Verteiler 30 extrahierte Signal eine relativ große Amplitude auf, so dass die Signalverarbeitung zur Löschung des Hauptsignals vereinfacht wird und die Restpilotsignale in einer relativ bevorzugten Weise extrahiert werden können.
Des Weiteren kann in dem Fall, in welchem der Hauptverstärker 5 selbst ein vorwärts gekoppelter Verstärker ist oder der Hauptverstärker 5 eine Vielzahl an parallel geschalteten Verstärkern umfasst, ein innerhalb des Hauptverstärkers 5 vorgesehener Verteiler oder Richtungskoppler als der Verteiler 30 verwendet werden.
In der vorstehenden Beschreibung wird ein Funkfrequenzleistungsverstärker von Basisstation und Übertragungseinrichtung für das CDMA-Standardmobiltelefonsystem vorausgesetzt. Jedoch kann die vorliegende Erfindung in Mobiltelefonsystemen verschiedener Arten unter Verwendung des CDMA-Standards, in Mobiltelefonsystemen unter Verwendung eines anderen Standards als der CDMA-Standard, und in Systemen anderer Art, die verzerrungsarme Verstärkung erfordern, angewandt werden, und kann ebenfalls in anderen Anwendungen als Funkfrequenzverstärkung oder Leistungsverstärkung verwendet werden.
Während hier das beschrieben wurde, was gegenwärtig als zu bevorzugende Ausführungsformen der Erfindung betrachtet wird, ist es klar, dass verschiedene Modifikationen dazu vorgenommen werden können, und es ist beabsichtigt, dass die beigefügten Ansprüche alle derartigen Modifikationen abdecken, die in den Umfang der Erfindung fallen.

Claims

Steuerungseinrichtung zur Verwendung in einem vorwärts gekoppelten Verstärker, wobei der vorwärts gekoppelte Verstärker einen Hauptverstärker (5), eine Verzerrungsdetektionsschleife und eine Verzerrungsunterdrückungsschleife aufweist; die Verzerrungsdektektionsschleife koppelt einen Teil eines Eingabesignals an den Hauptverstärker (5) und einen Teil eines Ausgabesignals von dem Hauptverstärker (5) unter Abstimmung des gegenseitigen Verhältnisses von Amplitude und Phase, um ein Verzerrungssignal zu erzeugen; die Verzerrungsunterdrückungsschleife koppelt das Verzerrungssignal und ein Ausgabesignal des Hauptverstärkers (5) unter Abstimmung des gegenseitigen Verhältnisses der Amplitude und der Phase, um ein verzerrungsarmes Ausgabesignal zu erzeugen; die Steuerungseinrichtung leitet Steuersignale an die Verzerrungsdetektionsschleife und die Verzerrungsunterdrückungsschleife, um die Abstimmungsoperation zu steuern, so dass Verzerrungskomponenten, welche durch den Hauptverstärker (5) erzeugt wurden und in dem verzerrungsarmen Ausgabesignal verblieben sind, unterdrückt werden; die Steuerungseinrichtung weist des Weiteren auf: einen einspeiseseitigen Mixer (22) zum Hochkonvertieren eines Basispilotsignals unter Verwendung eines lokalen Oszillationssignals, um obere und untere Pilotsignale zu erzeugen, jeweils in Bezug auf die Frequenzsumme und Differenz zwischen den gemischten Signalen, zum Einmischen des oberen und unteren Pilotsignals in die Verzerrungsdetektionsschleife, so dass sowohl das obere als auch das untere Pilotsignal in beiden Signalen, die in der Verzerrungsunterdrü ckungsschleife gekoppelt werden, vorhanden sind; einen detektionsseitigen Mixer (23) zum Einmischen eines Teiles des verzerrungsarmen Ausgabesignals, um den Teil des verzerrungsarmen Ausgabesignals unter Verwendung des lokalen Oszillationssignals, in Phase und 90°-Phasen verschoben herunter zu konvertieren, um Fehlersignale bezüglich Gewinn und Phase zu erzeugen; und einen Synchronisationsdetektor (25) zum Ausführen einer Synchronisationsdetektion an den Fehlersignalen mit dem Basispilotsignal als ein Referenzsignal, um die Steuersignale für die Verzerrungsunterdrückungsschleife zu erzeugen; wobei dominante Frequenzen (f_L, f_P) des lokalen Oszillationssignals und des Basispilotsignals so bestimmt sind, dass zumindest ein Teil eines Frequenzbandes eines Signals, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, zwischen der Frequenz des oberen Pilotsignals (f_L + f_P) und der Frequenz des unteren Pilotsignals (f_L – f_P) beinhaltet ist.
Steuerungseinrichtung nach Anspruch 1, die Schaltungen (13, 33) aufweist, um eine Komponente, welche einem Eingabesignal für den Hauptverstärker (5) entspricht, aus dem verzerrungsarmen Ausgabesignal zu unterdrücken, welches in den detektionsseitigen Mixer (23) eingegeben wird, durch Ausführen einer Anti-Phasen-Addition an dem verzerrungsarmen Ausgabesignal, welches in dem detektionsseitigen Mixer (23) eingegeben wird mit einem Signal, welches eine Komponente beinhaltet, welche einem Signal entspricht, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll und welches das obere und untere Pilotsignal nicht beinhaltet.
Steuerungseinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, welche einen Modulator (28) aufweist zum Ausführen einer Spread-Spectrum-Modulation an zumindest entweder dem lokale Oszillationssignal oder dem Basispilotsignal, so dass das Spektrum der oberen und unteren Pilotsignale in ein Frequenzband gespreizt wird, welches eine bestimmte Bandbreite aufweist.
Steuerungseinrichtung nach Anspruch 3, die aufweist: den Modulator (28), der so eingerichtet ist, dass ein Spektrum des Referenzsignals, welches dem Synchronisationsdetektor (25) eingegeben wird, ein nicht gespreiztes Spektrumsignal wird; und eine Schaltung (29) zum Ausführen einer Spread-Spektrum-Modulation an den Fehlersignalen, die in den Synchronisationsdetektor (25) eingegeben werden, so dass das Spektrum davon ein nicht gespreiztes Spektrumsignal wird.
Steuerungseinrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die dominante Frequenz oder das Frequenzband des lokalen Oszillationssignals und des Basispilotsignals so eingestellt werden, dass zumindest ein Teil des oberen oder unteren Pilotsignals in das Frequenzband eines Signals, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, eindringt.
Steuerungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, die einen Filter (24) zum Extrahieren einer Frequenzkomponente aufweist, die eine Frequenz gleich dem Basispilotsignal hat oder die Frequenz dieses Signals beinhaltet, aus dem Fehlersignal, welches an dem detektionsseitigen Mixer (23) erhalten wird; der Filter (24) leitet die extrahierte Frequenzkomponente als Fehlersignale an den Synchronisationsdetektor (25).
Steuerungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei: die Frequenz (f_L) des lokalen Oszillationssignals zu dem Frequenzband eines Signals gehört, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll; und die Frequenz (f_P) des Basispilotsignals geringer ist als die Frequenz (f_L) des lokalen Oszillationssignals.
Steuerungseinrichtung nach Anspruch 7, wobei: die Frequenz (f_L) des lokalen Oszillationssignals im Wesentlichen im Zentrum des Frequenzbandes eines von dem vorwärts gekoppelten Verstärker zu verstärkenden Signals lokalisiert ist; und die Frequenz (f_P) des Basispilotsignals ist ½ oder mehr der Frequenzbandbreite ist.
Steuerungseinrichtung nach Anspruch 7, wobei: das Frequenzband des Eingabesignals an den Hauptverstärker (5) in eine Vielzahl von Kanälen aufgeteilt wird, wobei jeder eine zuvor bestimmte Kanalbandbreite aufweist; die dominante Frequenz (f_L) des lokalen Oszillationssignals zu einem Sicher heitsband gehört, welches zwischen einem Kanal und einem benachbarten Kanal liegt; und die dominante Frequenz (f_P) des Basispilotsignals eine Frequenz ist, welche ein natürliches Vielfaches der vorbestimmten Kanalbandbreite ist.
Steuerungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, die aufweist: einen ersten Oszillator (21) zum Erzeugen des lokalen Oszillationssignals; und einen zweiten Oszillator (20) zum Erzeugen des Basispilotsignals.
Steuerungseinrichtung nach Anspruch 1, die aufweist: Mittel (30) zum Abzweigen eines Teils des verzerrungsarmen Ausgabesignals; Mittel (13, 33) zum Ausführen einer phasenverschobenen Addition, während des Abzweigens oder nach dem Abzweigen an einem Teil des verzerrungsarmen Ausgabesignals und einem Teil des Eingabesignals an den Hauptverstärker (5); und Mittel (23, 25) zum Erzeugen des Steuerungssignals für die Verzerrungsunterdrückungsschleife auf Basis eines Signals, in dem Komponenten, welche einem Signal entsprechen, welches durch den vorwärts gekoppelten Verstärker verstärkt werden soll, als Ergebnis einer phasenverschobenen Addition unterdrückt werden.
Vorwärts gekoppelter Verstärker, der einen Hauptverstärker (5), eine Verzerrungsdetektionsschleife, eine Verzerrungsunterdrückungsschleife und eine Steuerung aufweist; die Verzerrungsdetektionsschleife koppelt einen Teil eines Eingabesignals an den Hauptverstärker (5) und einen Teil eines Ausgabesignals von dem Hauptverstärker (5) unter Abstimmung eines gegenseitigen Verhältnisses von Amplitude und Phase, um ein Verzerrungssignal zu erzeugen; die Verzerrungsunterdrückungsschleife koppelt das Verzerrungssignal und das Ausgabesignal des Hauptverstärkers (5) unter Abstimmen eines gegenseitigen Verhältnisses der Amplitude und Phase, um so ein verzerrungsarmes Ausgabesignal zu erzeugen wobei die Steuerungseinrichtung eine Steuerungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 ist.