DE60100981T2

DE60100981T2 - Verfahren zur automatischen Datenratenauswahl in einem drahtlosen Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE60100981T2
Application number: DE60100981T
Authority: DE
Inventors: Nandu Chatham Gopalakrishnan; Srinivas R. Chatham Kadaba; Farooq Manapalan Ullah Khan; Sanjiv Clarksburg Nanda; Mehmet Oguz Sariyer 80910 Sunay; Ganapathy Subramanian Scotch Plains Sundaram
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2000-12-06
Filing date: 2001-06-18
Publication date: 2004-08-12
Anticipated expiration: 2021-06-19
Also published as: US20020110101A1; US6930981B2; EP1213868B1; DE60100981D1; EP1213868A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren zum Bestimmen von Kommunikationsraten aus einer Mehrzahl von Kommunikationsraten in einem mobilen Kommunikationssystem.
Bei drahtlosen Kommunikationssystemen wie beispielsweise CDMA-Systemen (Code Division Multiple Access) ist die Anzahl von Benutzern, die von einer Basisstation unterstützt werden können, durch Ressourcen wie beispielsweise verfügbare Sendeleistung und eine Anzahl von zur Unterscheidung von Kanälen benutzten orthogonalen Codes begrenzt. In vielen CDMA-Systemen sind die orthogonalen Codes aus einer Menge von 16 orthogonalen Walsh-Codes abgeleitet.
Bei CDMA-Systemen, die sowohl Sprach- als auch Datenkommunikationen unterstützen, teilen sich die Sprach- und Datenbenutzer die Leistungs- und Coderessourcen. Typischerweise wird für jeden Sprachbenutzer ein orthogonaler Code und genügend Sendeleistung zum Unterhalten eines annehmbaren Signal/Rauschverhältnisses bzw. einer annehmbaren Rahmenfehlerrate bereitgestellt. Die übrigen Sendeleistung und orthogonalen Codes werden einem Datenbenutzer zu einer Zeit im Teilnehmerbetrieb bereitgestellt. Infolgedessen fängt jeder Datenbenutzer für eine kurze Zeitdauer die gesamte übrige Sendeleistung und gesamten orthogonalen Codes, die nach Erfüllung der Erfordernisse der Sprachbenutzer zur Verfügung stehen.
Typischerweise wird eine einem Datenbenutzer zur Verfügung gestellte Datenrate aus einer relativ großen Menge von standardisierten Datenraten entnommen. Die für den Datenbenutzer bereitgestellte Datenrate beruht auf einer Signalgütemessung wie beispielsweise einem durch das Endgerät des Benutzers gemessenen Träger/Störungsverhältnis. Da eine relativ große Menge von Standardraten zur Verfügung steht, ist eine relativ große Anzahl von Zusatzbit erforderlich, damit das Endgerät des Benutzers auf Grundlage des durch die Mobileinheit gemessenen Träger/Störungsverhältnisses angeben kann, welche der standardisierten Raten zu benutzen sind. Benutzung der großen Bitzahl zur Angabe der Datenrate verschwendet begrenzte Zeichengabekanalbandbreite.
Zusätzlich benutzen ältere CDMA-Systeme am mobilen Endgerät eines Datenbenutzers gemessene Träger/Störungsverhältnisse zur Auswahl von Basisstationen während Weiterschaltungszeiten. Benutzung des Träger/Störungsverhältnisses für die Basisstationsauswahl während Weiterschaltungen mit einem Datenbenutzer kann zur Folge haben, daß der Benutzer eine Basisstation auswählt, die nicht die maximale Gesamtdatenrate für diesen Benutzer bereitstellt.
Bei der Nur-Daten-Entwicklung des CDMA-Standards der dritten Generation (hiernach als 3G-1x EVDO bezeichnet) werden Sprach- und Datendienste unter Verwendung von Trägern mit getrennter Frequenz bereitgestellt. Das heißt, die Sprach- und Datensignale werden über durch Träger unterschiedlicher Frequenz definierte getrennte Vorwärtsstrecken übertragen. Daten werden über einen Zeitverteilermultiplexträger mit festen Datensendeleistungen aber veränderlichen Datenraten übertragen. Um den Durchsatz des Systems zu verbessern, erlaubt das System der drahtlosen Einheit mit dem besten Kanal und daher der höchsten Rate vor drahtlosen Einheiten mit vergleichsmäßig niedriger Kanalgüte zu senden. Bei 3G-1x EVDO wird ein schnellerer Ratenanpassungsmechanismus benutzt, bei dem die drahtlose Einheit die Ratenberechnung bei jedem Schlitz unter Verwendung von Messungen eines von der Basisstation rundgesendeten Pilotsignals durchführt und die Rate zurückmeldet, mit der sie Daten von der Basisstation mit jedem Schlitz empfangen wird.
Das gemessene Signal/Störungsverhältnis (SIR – Signal to Interference Ratio) am Empfänger wird zur Bestimmung einer Datenrate benutzt, die vom Empfänger unterstützt werden kann. Typischerweise entspricht die bestimmte Datenrate einer maximalen Datenrate, bei der ein minimales Dienstgüteniveau am Zugangsendgerät erreicht werden kann. Ein höheres gemessenes SIR wird in höhere Datenraten umgesetzt, wobei höhere Datenraten eine Modulation höherer Ordnung als niedrigere Datenraten bedeuten.
In 1 ist die vereinfachte Struktur eines Vorwärtsverkehrskanals in einem 3G-1x EVDO-System dargestellt. Die Folgen von Modulationssymbolen nach Modulationswiederholung/-Punktierung werden demultiplext, um 16 (gleichphasige und quadratur-) Paare paralleler Ströme zu bilden. Jeder der parallelen Ströme wird mit einer ausgeprägten bis 16-wertigen Walsh-Funktion mit einer Chiprate abgedeckt, um Walsh-Symbole mit 76,8 ksps zu ergeben. Die Walsh-codierten Symbole aller Ströme werden miteinander summiert, um einen einzigen gleichphasigen Strom und einen einzigen Quadraturstrom mit Chipraten von 1,2288 Mcps zu bilden.
Bei einem 3G-1x EVDO sind Modulation, Codierung und die Anzahl von Walsh-Codes für eine gegebene Datenrate festgelegt und dem Zugangsendgerät und der Basisstation bekannt. Der Datenraten-Prädiktor in einem 3G-1x EVDO-System nimmt das gemessene SIR, die Modulations- und Codierungsparameter für alle Raten und die Ziel-Rahmenfehlerrate (FER – Frame Error Rate) als Eingaben und gibt die tragbare Datenrate aus (siehe 2).
Eine weitere Entwicklung des CDMA-Standards der dritten Generation mit der Bezeichnung 1xEV-DV unterstützt leitungsvermittelte Sprache und Daten sowie paketvermittelte hochratige Daten im selben 1,25-MHz-Spektrum. Die Unterstützung paketvermittelter hochratiger Datenbenutzer wird mittels eines neuen geteilten Kanals bereitgestellt, der einen Paketdatenbenutzer zu einer Zeit im Zeitmultiplex bedient (ähnlich dem 1xEV-DO). Die Walsh-Codes werden dynamisch zwischen leitungsvermittelten Diensten und Paketdiensten geteilt. Die Anzahl von für Daten verfügbaren Codes ändert sich daher dynamisch aufgrund der leitungsvermittelten Verbindungsankünfte und -abgänge.
Der geteilte Paketdatenkanal wird auf Grundlage der Verwendung einer Vielzahl von festen Spreizfaktorcodes definiert, z. B. Spreizfaktor SF = 16. Die Anzahl von Codes mit SF = 16, die für den geteilten Paketdatenkanal zur Verfügung stehen, würde sich je nach den von den Benutzern des dedinierten Kanals benutzten Codes ändern. Dasselbe trifft auf die für den geteilten Kanal verfügbare Basisstations-Senderleistung zu. Die Werte verfügbarer Senderleistung als Bruchteil des gesamten und des verfügbaren Coderaums werden auf einen neu definierten Kanal rundgesendet, wodurch die Benutzereinheit eine bessere Schätzung der tragbaren Rate (bzw. des C/I) treffen kann.
In 3 ist die vereinfachte Struktur eines Vorwärtsverkehrskanals in einem 3G-1x EVDV-System dargestellt. Jeder der parallelen Ströme des Vorwärtskanals wird mit einer ausgeprägten 16-wertigen/32-wertigen/64-wertigen/128-wertigen Walsh-Funktion mit einer Chiprate abgedeckt, um Walsh-Symbole mit 76,8 ksps/38,4 ksps/19,2 ksps/9,6 ksps zu ergeben. Die Walsh-codierten Symbole aller Ströme werden miteinander summiert, um einen einzigen Gleichphasenstrom und einen einzigen Quadraturstrom mit Chipraten von 1,2288 Mcps zu bilden.
In US-A-6134230 ist ein Mobilkommunikationssystem offenbart, bei dem das für eine RF-Strecke zwischen einem Mobilgerät und einer Basisstation benutzte Verbindungsprotokoll dynamisch geändert wird. Eine Menge verfügbarer Verbindungsprotokolle wird auf Grundlage vordefinierter Dienstanforderungen für das Mobilgerät (z. B. Mindest-Kommunikationsraten oder Mindest-Güteparameter) und der Grundfähigkeiten der Basisstationen und des Mobilgeräts (z. B. Hardware- und Softwarebegrenzungen) vorgewählt. Dann wird aus diesen vorgewählten Protokollen auf Grundlage von Verbindungsgütemessungen wie beispielsweise Empfangssignalleistung, Signalstörung, Bitfehlerrate usw. ein Verbindungsprotokoll ausgewählt.
In WO 0007401 ist ein Mobilkommunikationssystem offenbart, bei dem auf den gegenwärtigen Zustand des Kommunikationssystems bezogene dynamische Informationen von den Basisstationen zu einem Mobilgerät übertragen werden. Diese Informationen können die verfügbaren Ressourcen und Fähigkeiten des Netzes sowie die Verfügbarkeit und Fähigkeit anderer Kommunikationssysteme umfassen. Auf Grundlage dieser übertragenen Informationen kann das Mobilgerät die Datenrate, mit der Daten zwischen dem Mobilgerät und einer der Basisstationen übermittelt werden, dynamisch ändern oder die Informationen zur Durchführung einer Weiterschaltung zu einer anderen Basisstation oder eines Wechsels zu einen anderen Diensteanbieter benutzen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Die zur Angabe einer Standard-Datenrate aus einer Menge standardisierter Datenraten benutzte Anzahl von Bit wird durch Verwendung von Teilmengen einer größeren Menge standardisierter Datenraten verringert. Durch Verwendung von Teilmengen, die eine kleinere Anzahl von standardisierten Datenraten enthalten, sind weniger Bit zur Identifizierung einer Datenrate in der Teilmenge erforderlich und die Bandbreite eines Zeichengabekanals wird daher wirkungsvoller benutzt. Die Teilmengen standardisierter Raten basieren auf der einem Datenbenutzer zur Verfügung stehenden Sendeleistung und/oder der Anzahl einem Datenbenutzer zur Verfügung stehender orthogonaler Codes. Die Mobildateneinheit wird über die verfügbare Sendeleistung und die Anzahl von verfügbaren Walsh-Codes informiert, indem die Basisstation einen Zeichengabekanal auf der Abwärtsstrecke benutzt. Die Mobileinheit identifiziert eine Teilmenge standardisierter Datenraten unter Verwendung der verfügbaren Leistung und verfügbaren Walsh-Code-Informationen, die auf der Abwärtsstrecke empfangen wurden. Auf Grundlage einer Signalgütemessung wie beispielsweise dem Träger-Störungsverhältnis wählt die Mobileinheit eine standardisierte Datenrate aus der Teilmenge standardisierter Daten aus. Dann übermittelt das Mobilgerät seine Datenratenauswahl unter Verwendung der verringerten Anzahl von Bit und benutzt daher die Bandbreite des Zeichengabekanals auf der Aufwärtsstrecke wirkungsvoller.
Wenn sich das Endgerät eines Datenbenutzers in einer Weiterschaltungssituation befindet, wählt es eine Basisstation zum Empfang der Weiterschaltung auf Grundlage der die höchste Gesamt-Datenrate bereitstellenden Basisstation aus. Die Mobileinheit empfängt die verfügbare Sendeleistung und die Anzahl verfügbarer orthogonaler Codes von jeder der infragekommenden Weiterschaltungsbasisstationen aus den Zeichengabekanälen der Abwärtsstrecke jeder Basisstation. Die Mobileinheit mißt auch eine Signalgüte wie beispielsweise ein mit jeder infragekommenden Basisstation verbundenes Träger-Störungs-Verhältnis. Die Mobileinheit identifiziert eine jeder infragekommenden Basisstation zugeordnete Teilmenge oder Gruppe von Datenraten unter Verwendung der verfügbaren Leistung und verfügbaren Orthogonalcodeinformationen und identifiziert dann eine standardisierte Datenrate innerhalb jeder Teilmenge oder Gruppe für jede infragekommende Basisstation auf Grundlage der gemessenen Träger-Störungs-Verhältnisse. Dann fordert die Mobileinheit eine Weiterschaltung zu der Basisstation an, die die höchste Gesamt-Datenrate bereitstellen wird. Beispielsweise können die standardisierten Datenraten auf Orthogonalcode individueller oder kanalindividueller Basis bereitgestellt werden. Die Mobileinheit wählt dann die Basisstation aus, die die höchste Datenrate bereitstellt, unter Verwendung der in einer Teilmenge in der identifizierten Rate multipliziert mit der Anzahl von orthogonalen Codes oder Kanälen, die von der Basisstation zur Verfügung stehen.
Im 3G-1x EVDV-System muß die Codierung und Modulation, die in jeder Zelle des aktiven Zweiges unterstützt werden können, mit dem verfügbaren Leistungsbruchteil und der Anzahl verfügbarer Walsh-Codes für Datenänderungen variiert werden. Dies geschieht zur Maximierung der mit der gewünschten Paket- oder Rahmenfehlerrate möglichen Informationsübertragungsrate und unterliegt der Orthogonalitätsbeschränkung, daß die Symbolrate am Ausgang des Walsh-Summierers gleich der Chiprate ist (z. B. 1,2288 Mc/s). Umgekehrt wird ein Rahmenbestimmungsalgorithmus, der den sich dynamisch verändernden Leistungsbruchteil und die Anzahl von verfügbaren Walsh-Codes in jeder Zelle des aktiven Zweiges nicht berücksichtigt, die in jeder Zelle tragbare optimale Datenrate nicht angemessen berechnen. Weiterhin sind Algorithmen, die den sich dynamisch verändernden Leistungsbruchteil und die Anzahl von verfügbaren Walsh-Codes in jeder Zelle des aktiven Zweiges nicht berücksichtigen, nicht in der Lage, dem Mobilgerät bei der Auswahl der besten Zelle im Sinne des Erhaltens einer maximal tragbaren Mehrcoderate behilflich zu sein.
Die vorliegende Erfindung bietet ein Verfahren zur Datenratenbestimmung in einem System, wo der verfügbare Leistungsbruchteil und die verfügbaren Walshcodes in jedem aktiven Zweig sich zeitlich dynamisch ändern. Mit diesem Verfahren wird die Rate (Modulation und Codierung) auf Grundlage der an jeder Zelle ersichtlichen kombinierten Ressourcen-(Leistungs- und Coderaum-)Niveaus angepaßt. Das Verfahren ergibt die Maximierung der durch jede Zelle tragbaren Rate unter Vorgabe der ressourcenmäßig beschränkten Situation und entspricht dabei den Bedingungen von Ziel-Paket- oder Rahmenfehlerrate oder Orthogonalität. Weiterhin ergibt sich aufgrund dieses Ansatzes, der auf Kenntnis der kombinierten Ressourcen-(Leistungs- und Coderaum-)-Niveaus über die Zellen in der aktiven Menge hinweg basiert, eine verbesserte schnelle Zellenauswahl durch die Mobileinheit. Eine der Bezeichnungen für diese vorgeschlagene Lösung ist RAMC/FCS (Ressource Adaptive Modulation and Coding u. Fast Cell Selection -Ressourcenadaptive Modulation und Codierung u. Schnelle Zellenauswahl).
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt eine Struktur eines Abwärts-Verkehrskanals;
2 zeigt einen Ratenprädiktor;
3 zeigt eine Struktur eines Abwärts-Verkehrskanals;
4 zeigt Walsh-Matrizen;
5 zeigt eine Walsh-Matrix der Ordnung 4;
6 zeigt die Ableitungswege für verschiedene Walsh-Räume;
7 zeigt Codemengen unterschiedlicher Raten; und
8 ist ein Blockschaltbild des vorgeschlagenen Verfahrens zur Bestimmung der Rate und der besten Zelle.
Ausführliche Beschreibung
Walsh-Codes besitzen die ausgeprägte Eigenschaft, daß höhere Codes des Walsh-Raums aus den niedrigeren Codes des Walsh-Raums abgeleitet werden können.
4 zeigt eine Walsh-Matrix der Ordnung 1 und Ordnung 2 und eine Walsh-Matrix der Ordnung 2n. Die Zeilen der Matrix sind die den Walsh-Raum bildenden Walsh-Codes. Das Verhältnis zwischen einer Walsh-Matrix der Ordnung n und der Ordnung 2n ist ein rekursives Verhältnis und wird zur leichten Herstellung von Walsh-Matrizen höherer Ordnung benutzt. Beispielsweise wird bei der Erstellung einer Walsh-Matrix der Ordnung 4 die Walsh-Matrix der Ordnung 2 in die obere linke Ecke, die obere rechte Ecke und die untere linke Ecke der Walsh-Matrix der Ordnung 4 eingesetzt. Die überstrichene Version der Walsh-Matrix der Ordnung 2 wird in die untere rechte Ecke der Walsh-Matrix der Ordnung 4 eingefügt. Die überstrichene Version der Matrix wird dadurch gebildet, daß man die logische Umkehrung jedes Elements der Matrix nimmt. 5 zeigt eine Walsh-Matrix der Ordnung 4.
Orthogonalität über Codes aus unterschiedlichen Räumen ist solange möglich, wie zwei Codes, die sich auf demselben Ableitungsweg befinden, nicht gleichzeitig ausgewählt werden. Man betrachte 6. Hier wird ein Code aus dem Walsh-Raum von Walsh-16 zur Ableitung von zwei Codes aus dem Walsh-Raum von Walsh-32 benutzt. Gleicherweise wird jeder Walsh-Code aus dem Walsh-32-Raum zur Erzeugung von zwei Codes aus dem Walsh-64-Raum benutzt und so fort. In der FIG. stellt W_5,3 den y-ten Walsh-Code aus dem Walsh-Raum von Walsh-x dar. Aus der FIG. ist nunmehr ersichtlich, daß beispielsweise während W_32,1 und W_64,3 orthogonal sind, sind W_32,1 und W_64,2 es nicht ist.
Bei der Zuweisung von Coderaum zu Benutzern des Modus 1 wie beispielsweise Sprachbenutzern und der Zuweisung von einem anderem Coderaum zu Benutzern des Modus 2, wie beispielsweise Datenbenutzern, ist es wünschenswert, die Codes in große Blöcke einzuteilen, die aus einem Walshcode niedrigerer Ordnung wie beispielsweise einen 16-Symbol-Code stammen. Durch Zuweisen der Teilräume in von Walsh-Codes niedrigerer Ordnung stammenden Gruppen wird die Konstruktion eines Empfängers vereinfacht, indem weniger Decodierwege zum Empfangen von Übertragungen erforderlich sind. Beispielsweise ist es in einem System mit 128-Symbol-Walsh-Codes wünschenswert, die Codes den Teilräumen in Gruppen von 8 aufeinanderfolgenden Codes zuzuweisen, so daß ein Empfänger nur 16 Decodierwege zum Empfangen von Übertragungen benötigen würde.
Das Verhältnis zwischen Datenrate, Modulationscodierungsparametern und der Chiprate kann folgendermaßen geschrieben werden:
wobei
m = Modulationsordnung, 2, 3 oder 4 für QPSK, 8-PSK bzw. 16-QAM.
R_coding: ist die effektive Codierrate nach Codierung gefolgt durch Punktierung/Wiederholung.
R_chop: ist die Chiprate (z. B. 1228,8 kcps).
NW¹: ist die Anzahl von i-wertigen Walsh-Codes, die für Daten zur Verfügung stehen.
A ist der Mehrantennen-MIMO-Faktor; A = 1 bei Einzelantenne, 2 bei 2 × 2 BLAST usw.
Beispielsweise ist bei einer effektiven Codierungsrate von 1/2, 16-QAM-Modulation und acht für Daten verfügbaren W¹⁶-Codes die maximale Datenrate mit 2 × 2 BLAST 2457,6 kb/s. Wenn nur ein W¹⁶ verfügbar ist, verringert sich für denselben Fall die maximal mögliche Datenrate auf 307,2 kb/s, die unter diesen Annahmen als maximale Rate pro Code aufgerufen wird.
Man beachte, daß das System bei abnehmender Anzahl verfügbarer Walsh-Codes entweder Modulationen höherer Ordnung (großes m) oder höhere Codierungsraten (schwächere Codes) benutzen muß, um eine gegebene Datenrate zu erreichen. Im allgemeinen erfordern die Modulationen höherer Ordnung und die schwächeren Codes größere Werte von E_b/N_O, um eine gegebene Ziel-PER oder -FER zu erreichen. Für eine gegebene Ziel-FER ist daher die tragbare Datenrate nicht nur eine Funktion des verfügbaren SNR, sondern auch der verfügbaren Walsh-Codes. Diese Faktoren bestimmen zusammen Modulations- und Codierungsparameter und damit die Datenrate. Das verfügbare SNR läßt sich als Produkt von zwei Gliedern ausdrücken, wobei das erste das auf ein konstantes Pilotenbruchteil bezogene Piloten-Ec/Nr ist, das einfach eine Funktion der Kanalzustände ist. Das zweite Glied ist der verfügbare Leistungsbruchteil (genauer gesagt das Verhältnis der geteilten Kanalleistung zur Pilotleistung), die sich aufgrund der fest zugeordneten leistungsgesteuerten Belastung der (Leitungssprach-) Benutzer dynamisch ändert. Man beachte, daß die Anzahl von Chip pro Nutzbit (Verarbeitungsgewinn genannt) für eine gegebene Datenrate unverändert bleibt, wenn sich die Anzahl verfügbarer Walsh-Codes verändert. Die wahre Leistungsfähigkeit ist jedoch eine Funktion der Modulation, der Codierung und des Spreizens, die unterschiedliche Leistungskompromisse aufweisen.
Da sich die Leistung und die Anzahl von Walsh-Codes, die für den geteilten Paketkanal auf der Abwärtsstrecke verfügbar sind, zeitlich in einer Zelle ändert, erfahren die Mobilgeräte in dieser Zelle unterschiedliche Kontexte, d. h. das relative Begrenzungsniveau im Leistungsbereich und Codebereich (was im allgemeinen ein nichtlineares Verhältnis ist). Angenommen, das Mobilgerät kennt den Kontext, dann kann es eine ausgewählte Rate (Modulation und Codierung) pro Code signalisieren, wobei die Parameter des Spreizens, der Modulation und des Codierens (d. h. Punktierung/Wiederholung) eine Funktion der gegenwärtig verfügbaren Ressourcenkombination bzw. des Kontexts ist. Die relativen Niveaus der Leistungs- und Coderaumressourcen bestimmen unterschiedliche Kontexte und für jeden Kontext kann eine optimierte Menge von Raten pro Code (d. h. Spreiz-, Modulations- und Codierungsanordnungen) definiert werden. Zum Erläutern der vorliegenden Erfindung wird das folgende ausführliche Beispiel benutzt.
Beschreibungsbeispiel
In der folgenden Tabelle 1 wird ein einziger Schwellwert wie beispielsweise 50% der verfügbaren Codeleistung bzw. des verfügbaren Coderaums benutzt, der jede Ressource (Leistung und Coderaum) als entweder hoch oder niedrig abgrenzt. In Abhängigkeit von der Kombination dieser Ressourcen sind die Kontexte als Linear (L), Walsh-begrenzt (WL – Walsh limited) und leistungsbegrenzt (PL – Power limited).
Tabelle 1
Im linearen Gebiet (L) nehmen der Coderaum (Bandbreite) und die Leistungsressourcen in der Zelle im direkten Verhältnis zueinander ab. Sie könnten beispielsweise beide hohe Werte aufweisen (16W Leistung und 16 Codes) oder beide niedrige Werte (1W Leistung und 1 Code) oder Zwischenwerte (2W Leistung und 2 Codes) aufweisen. In allen Fällen wird die Rate pro Code eines Benutzers mit einem gewissen festen Kanalzustand beinahe eine Konstante sein, da die pro Code verfügbare Leistung (power available per code) eine Einheit ist. Natürlich wird die Netto-Mehrcoderate im ersteren Fall 16mal größer als im letzteren sein. Auf alle Fälle wird die Rate pro Code eines Benutzers, wenn sich die Zelle im linearen Gebiet befindet, hauptsächlich nur als Funktion der Kanalzustände bestimmt (d. h. Pilot-Ec/Nt).
Als Beispiel wird angenommen, daß diese Kanalzustände (Pilot-Ec/Nts) in eine diskrete Menge von 16 Raten (oder Modulations- und Codierungsanordnungen) pro Code gruppiert werden, die durch vier Bit signalisiert werden. Die eigentliche Nettorate eines gewissen Benutzers wird das Produkt der Rate (Modulation und Codierungsanordnung) pro Code und der Anzahl verfügbarer Codes sein. Da die Anzahl verfügbarer Codes die gleiche für alle Benutzer in der Zelle ist, wird die Planung auf der Rate pro Code beruhen, die von jedem diese Zelle auswählenden Benutzer gemeldet wird.
Wenn sich die Zelle im Walsh-begrenzten Gebiet (WL -Walsh limited) befindet, gibt es sehr wenig Platz für Bandbreitenerweiterung, aber viel verfügbare überschüssige Leistung. So ist die von Benutzern in der Zelle signalisierte Rate pro Code wahrscheinlich gleichförmig größer als die entsprechenden Raten pro Code, die dieselben Benutzer, die dieselben Kanalzustände erfahren, unter Annahme derselben Menge von im linearen Gebiet benutzten Modulations- und Codierungsanordnungen signalisiert haben würden. Die weit überschüssige verfügbare Leistung kann jedoch die Auswahl von noch schwächeren Codes (höhere Coderaten aufgrund stärkerer Punktierung) und Modulationen höherer Ordnung im allgemeinen aufgrund des ausreichenden SNR pro verfügbarem Bit erlauben. Daraus ergibt sich die Erzeugung einer neuen Ratenmenge (Modulations- und Codierungsmenge), wobei alle Raten pro Code derselben Menge von Benutzern in der Zelle weiterhin im Vergleich zum linearen (L) für dieselbe FER auf die höhere Seite zu gestaffelt sind.
Beispielsweise kann 2 W Leistung übrig sein, aber nur ein W¹⁶-Code. Das bedeutet, daß im Vergleich zum linearen die pro Code verfügbare Leistung ein Gewinn von 3 dB darstellt. In einem derartigen Kontext kann beinahe uncodierte Übertragung (Rate 4/5 oder 1 anstatt man sage Rate 1/2) für Benutzer mit sehr gutem Pilot-Ec/Nt möglich sein, woraus die maximale Rate pro W¹⁶-Code (siehe Beispiel vom letzten Abschnitt) als sich 614,4 kbps nähernd ergibt.
Hier (in WL) basiert die Planung wiederum auf der Rate pro Code von dieser neuen Menge, die von jedem Benutzer gemeldet wird. Die eigentliche Nettorate eines gewissen Benutzers wird das Produkt der Rate (Modulations- und Codierungsanordnung) pro Code und der Anzahl von verfügbaren Codes sein. Diese geänderte Wahl der Ratenmenge (durch Ändern der Modulations- und Codierungswahlmöglichkeiten) bietet genügend Auflösung, um während des Planens zwischen Nutzern zu unterscheiden. Anders gesagt, ermöglicht sie eine wirkungsvolle Verwendung aller Bit (z. B. vier) in der Rate auf der Aufwärtsstrecke (Modulation und Codierung) pro Code-Rückmeldung.
In der nachfolgenden Tabelle 2 sind die Ratenmengekontexte unter Verwendung des obigen Beispiels zusammengefaßt. In diesem bestimmten Beispiel wird ein Benutzer mit sehr guten Kanalzuständen angenommen. In allen drei Kontexten wird die entsprechende Rate (pro Code) unter Verwendung derselben Nachrichtenbit mit der höchsten Rate durch Mobilgerät signalisiert (z. B. 1111).
Tabelle 2
Wenn andererseits die Zelle leistungsbegrenzt (PL -Power limited) ist, dann gibt es sehr wenig verfügbare Senderleistung für die Datenbenutzer aber viel verfügbaren Coderaum. So werden die von Benutzern in der Zelle signalisierten Raten pro Code wahrscheinlich gleichförmig geringer als die entsprechenden Raten pro Code sein, die dieselben Kanalzustände erfahrenden Benutzer unter Annahme derselben Menge von in dem linearen Gebiet benutzten Modulations- und Codierungsanordnungen signalisiert haben würden. Der weit überschüssige verfügbare Walsh-Coderaum erlaubt jedoch eine aggressive Bandbreitenerweiterung durch die Auswahl sehr starker Codes (niedrige Coderaten aufgrund verringerter Punktierung und möglicher Wiederholung) für eine Modulation einer gegebenen Ordnung. Der so bereitgestellte Codierungsgewinn wird den SNR-Verlust aufgrund des hohen Stromverbrauchs durch Leitungs- (z. B. Sprach-)Benutzer teilweise wieder gutmachen. Die Staffelung für alle Raten pro Code zur niedrigeren Seite im Vergleich mit linear (L) wird daher für dieselbe FER verringert sein.
Beispielsweise mögen nur 1 W Leistung übrig aber so viele wie 2 W¹⁶ Codes übrig sein. Das bedeutet, daß die Leistung pro Code im Vergleich mit linear ein Verlust von 3 dB darstellt. Wenn daher die niedrigste Rate pro Code für den linearen Fall 4800 bps unter Annahme von Raten-k/n-Codierung war, kann der Benutzer mit dem Kanal, der im linearen Falle 4800 bps leisten konnte, keine Rate aus derselben Ratenmenge in diesem PL-Beispiel unterstützen. In einem solchen PL-Kontext kann jedoch die Raten-k/n-Übertragung des früheren Beispiels auf Rate k/2n gestärkt werden, indem die zwei 16-wertigen Walsh-Codes in einen 8-wertigen Walsh-Code kombiniert werden, mit verringerter Spreizung, wenn sie sich auf demselben Codebaumzweig befanden. Auf diese Weise ist eine 4800-bps-Übertragung auf einem einzigen 8-wertigen Walsh-Code möglich und Orthogonalität zu anderen Benutzern wird trotzdem bewahrt. In der Tat ist es aufgrund der Wahl einer stärkeren Codierung gegenüber Spreizung wahrscheinlich, daß sich auch eine FER-Verbesserung ergibt. In Kombination mit HARQ bedeutet dies eine effektive Rate, die sehr wahrscheinlich größer als im linearen Fall erwartet ist.
Im allgemeinen könnte verbesserte Codierung einen Teil oder den gesamten Ratenverlust ausgleichen, den dieser Benutzer möglicherweise erleiden muß, wenn er sich eine Modulation und Codierungsrate aus der ursprünglichen linearen Menge aussuchen müßte. So kann sich der Benutzer in diesem Beispiel aufgrund der stärkeren Codierung eine Rate von 4800 bps mit einer vernünftigen FER erlauben, im Gegensatz zu der Nullrate, die ihm der lineare Fall aufgezwungen haben würde.
Eine zweite Wahlmöglichkeit kann in Betracht gezogen werden, wenn die zwei verfügbaren W16 keine Zweige eines gemeinsamen W8-Codes sind. In diesen Fällen wird eine niedrigste Rate von 2400 bps pro Code für den PL-Fall mit Rate k/2n Codierung und denselben 16-wertigen Spreizfaktor wie beim linearen Fall definiert. Der Code der Rate k/2n ist vorzugsweise als ein stärkerer Code ausgelegt und wenn dies nicht machbar ist, dann würde eine Blockwiederholung der Ausgabe desselben im linearen Fall benutzten Codes der Rate k/n genügen.
Eine Nettorate von 4800 bps wird dann über mehrfach codierte Übertragung mit zwei W¹⁶-Codes erreicht.
Wenn im vorliegenden Beispiel das Mobilgerät die Konfiguration mit der niedrigsten Rate auswählt (z. B. als 0000 im vier-Bit-Feld einer Ratennachricht auf dem Aufwärtsweg signalisiert), wird die ausgewählte Option, nämlich einzelner 8-wertiger Code gegenüber zwei 16-wertigen Codes implizit ohne Zusatzbit zur Basis übermittelt. Der Grund dafür ist, weil sowohl die Basisstation als auch das Mobilgerät die Struktur des Walsh-Coderaums über Bitmap-Signalisierung von der Basisstation zum Mobilgerät auf dem Rundsendekanal kennen. In beiden Optionen kann man sich die Rate pro Code als 2400 bps vorstellen.
Hier wiederum (PL) beruht die Planung auf der aus dieser neuen, von jedem Benutzer gemeldeten Menge für PL ausgewählten Rate pro Code. Diese geänderte Wahl der Ratenmenge (durch Ändern der Spreiz-, Modulations- und Codierungswahlmöglichkeiten) bietet genügend Auflösung, um während der Planung zwischen Benutzern zu unterscheiden. Anders gesagt ermöglicht sie eine wirksame Benutzung aller Bit (z. B. vier) in der Rückmeldung der Rate (Modulation und Codierung) pro Code auf der Aufwärtsstrecke.
Die neuen Definitionen der Raten-(pro Code)Mengen für die PL- oder WL-Kontexte, die gegen die linearen Raten- pro Code) Menge kontrastiert werden, werden alle auf vorbestimmte Weise auf Grundlage vorbestimmter Schwellwerte erreicht, die zur Abgrenzung von linearen, WL- und PL-Situationen benutzt werden. Im vorliegenden Beispiel waren die benutzen Schwellwerte: größer als +3 dB Sendeleistung pro 16-wertigen Walsh-Code bezogen auf linear für WL und weniger als –3 dB Sendeleistung pro 16-wertigen Walsh-Code bezogen auf linear für PL. Diese vorbestimmten Definitionen, die dem Mobilgerät und der Basisstation implizit bekannt sind, stellen transparente Operationen der Bestimmung der Rate des Mobilgeräts sicher und vermeiden die Notwendigkeit irgendwelcher zusätzlicher Signalisierung (außer der Rundsendung der verfügbaren Ressourcen) von neuen Ratenformaten von der Basisstation zu den Mobilgeräten.
In der nachfolgenden Tabelle 3 werden die Ratenmengenkontexte unter Verwendung des obigen Beispiels zusammengefaßt. In allen drei Kontexten wird die entsprechende Rate (pro Code) unter Verwendung derselben Nachrichtenbit der niedrigsten Rate durch das Mobilgerät signalisiert (z. B. 0000).
Tabelle 3
Als Beispiel sind in der nachfolgenden 7 die verschiedenen Raten- (pro Code) Mengen angezeigt und einander gegenübergestellt, die man für die verschiedenen Kontexte für L, WL und PL definieren könnte.
Das obige Beispiel wurde besprochen, indem die Aufmerksamkeit auf einen einzigen Schwellwert begrenzt wurde (und daher auf zwei Gebiete, hoch oder niedrig), die sich jeweils im Leistungsbereich und im Coderaumbereich befanden. Bei zwei Gebieten gleicht die Anzahl von Ratenmengendefinitionen bzw. Kontext drei (d. h. L, PL und WL). Im allgemeinen kann bei Schwellwerten N – 1 und N Gebieten, jeweils für Leistungs- und Codebereiche, gezeigt werden, daß die Anzahl von Kontexten bei 2N – 1 ist (d. h. L und verschiedene Schattierungen von PL und WL). So steigt die Anzahl von Kontexten nur linear und nicht im Quadrat mit steigender Auflösung der Schwellwertbildung. Die folgende Tabelle 4 zeigt die Kontexte in 2N – 1 Bändern in der Tabelle. Im vorliegenden Beispiel ergibt N = 5 9 Kontexte, wobei der lineare Kontext entlang der Haupdiagonale unschattiert gelassen ist.
Tabelle 4
Blockschaltbild für RAMC/FCS
Das Blockschaltbild des vorgeschlagenen Algorithmus oder Verfahrens zur Bestimmung der Rate und der besten Zelle ist in 8 dargestellt. Der Block zur Umwandlung von Ec/Io in C/I nimmt das gemessene Pilot-Ec/Io auf allen Zweigen, ihren entsprechenden Pilot-Bruchteilen, Leistungs-Bruchteilen, Coderäumen und Datenaktivitätsanzeigern der Gegenwart und nahen Zukunft, um ein zeitlich veränderliches C/I pro Code für jede Zelle zu ergeben (siehe Abschnitt bezüglich der Berechnung des effektiven C/I). Der C/I-Prädiktorblock (wie im 1xEVDO-System) glättet diesen zeitlich veränderlichen Wert und dreht auf einen konservativen Schätzwert zurück, um die Leistungsfähigkeit gegen Dopplerverschiebungen über die doppelte Signallaufzeit zuzüglich der Übertragungszeit zu garantieren. Abschließend wird dieses zurückgedrehte C/I vom Hauptblock zur Bestimmung der Rate und der besten Zelle pro Code pro Zelle zusammen mit dem Leistungsbruchteil und dem auf allen Zweigen verfügbaren Coderaum untersucht, um die optimale Rate (Spreizung, Modulation und Codierung) pro Code pro Zelle unter der Bedingung, die Ziel-FER zu erreichen, zu berechnen. Auch bestimmt er die Zelle, die die nettomehrfachcodierte Rate maximiert. Die beste Rate pro Code und die entsprechende Kennung der besten Zelle werden vom Mobilgerät den zugeteilten Feldern auf dem Ratenrückmeldungskanal auf der Aufwärtsstrecke zur Basisstation zurückgemeldet.
Ein Beispiel der für unterschiedliche Anzahlen von Walsh-Codes erforderlichen Codierung und Modulation, um eine Datenrate von 614,4 kb/s zu erreichen, ist in der Tabelle 5 dargestellt. Man beachte, daß das SNR, das zur Bereitstellung von 614,4 kb/s bei einer gegebenen Ziel-FER (z. B. 1% FER) erforderlich ist, in den vier, in diesem Beispiel gezeigten Fällen unterschiedlich sein wird.
Tabelle 5
Alternative Ausführungsform
In der obenbeschriebenen Ausführungsform ist eine explizite Rückmeldung der tragbaren Rate (Modulation und Codierung) vom Mobilgerät über dem Senden von Signal-Störungs-Verhältnis-(SIR-, C/I- oder Pilot-Ec/Io-)Messungen zur Basisstation bevorzugt. Daß das Mobilgerät die tragbare Rate (Modulation und Codierung) berechnet, ist aus folgenden Gründen zu bevorzugen:

– RAMC (Resource Adaptive Modulation and Coding – Ressourcenadaptive Modulation und Codierung): Das Mobilgerät kann die von der Erfüllung der Belastung von Benutzern fest zugeordnete Kanäle auf allen aktiven Zweigen übriggelassenen verfügbaren Ressourcen (Leistungsbruchteil und Kanalisierungs-Coderaum) ablesen. Diese Informationen können in Verbindung mit den C/I-Messungen bei der Bestimmung der Modulations- und Codierungsanordnung bzw. Rate pro Code, die ihr Ziel-Paket- oder Rahmenfehlerratenbedingung am besten entspricht, benutzt werden. So ist die Auswahl der Rate (Modulation und Codierung), die von jeder Zelle unterstützt werden kann, für den Kontext verfügbarer Ressourcen von Leistung und Coderaum in dieser Zelle empfindlich und kann daher für den Durchsatz maximiert werden.
– FCS (Accurate & Fast Cell-site Selection -Genaue und schnelle Zellenstandortauswahl): Während der schnellen Zellenstandortauswahl wählt das Mobilgerät in jedem Übertragungszeitintervall die beste Zelle unter den aktiven Zweigen für ihre Absatzübertragung aus. Auswählen der besten Zelle allein auf Grundlage der Signalstärke- oder SIR-Messung, wenn das Mobilgerät die Belastung in den umgebenden Zellen nicht kennt, kann die Auswahl einer stark belasteten Zelle bewirken. Die vorgeschlagene Abwärtsrundsendung von Leistungsbruchteil und Coderaum auf allen aktiven Zweigen kann unter anderen Funktionen eine sehr verbesserte Zellenauswahl durch das Mobilgerät ergeben. Auf diesen Abwärts-Rundsendekanälen werden sowohl der verfügbare Senderleistungsbruchteil der Basisstation und der verfügbare Kanalisierungscoderaum gesendet. Das Mobilgerät kann diese von der Erfüllung der Belastung durch Benutzer fest zugeordneter Kanäle auf allen aktiven Zweigen übriggelassenen verfügbaren Ressourcen ablesen. Diese Informationen können vom Mobilgerät dazu benutzt werden, die beste Mehrfachcoderate (durch Summieren der Rate pro Code pro Zelle wie oben und Entnahme des Höchstwerts) und der entsprechenden besten Versorgungszelle während der schnellen Zellenauswahl benutzt werden.
– Störungsschätzung und Planung: Mobilgeräte mit niedrigen Geometrien werden gewöhnlich durch Störung von anderen Zellen dominiert, die besonders von Mitgliedern der aktiven Menge entstehen. Datenaktivitätsanzeige kann dazu beitragen, die Unvorhersehbarkeit oder Varianz der Störung zu verringern. Das Mobilgerät kann den verfügbaren Leistungsbruchteil ablesen, um den verbrauchten Leistungsbruchteil und die gegenwärtige und kurzfristige geteilte Kanalaktivitäten auf allen aktiven Zweigen zu entziffern, und die Wegverluste und Fingerinformationen aus jedem dieser aktiven Zweige messen. Es kann diese Informationen (siehe Anhang A) bei der genauen Schätzung der gesamten erwarteten Störung benutzen. Dies erlaubt eine genauere Bestimmung des C/I und daher der Rate (Modulation und Codierung), die für die Leistungsfähigkeit und faire Planung von Mobilgeräten am Zellenrand wichtig ist, die von Störern dominiert werden. Andererseits führt eine schlechte Steckengüteschätzung zu schlechter Planung und schlechter Leistungsfähigkeit im geplanten Zustand. Die Anzeige der geteilten Kanaldatenaktivität auf der Abwärtsstrecke wird mit Leistungsbruchteilinformationen kombiniert und an alle Mobilgeräte rundgesendet.
– Störungsunterdrückungs-Empfänger: Das Mobilgerät kann die Güte des Matrixkanals messen und diese Informationen zur direkten Abbildung auf einer Rate (Modulation und Codierung) benutzen, die unterstützt werden kann, wenn mehr Antennenübertragung und -empfang mit Störungsunterdrückung (MIMO) eingesetzt wird.

Es wird empfohlen, daß der Rundsendekanal für den Leistungsbruchteil ein physikalischer Codekanal ist, da erwartet wird, daß sich die verfügbare Leistungsressource schnell ändert. Das Anzeigebit der Datenaktivität auf dem geteilten Abwärtskanal wird mit den Leistungsbruchteilinformationen auf demselben Kanal zusammengefaßt und mit derselben Periodizität rundgesendet. Der Rundsendekanal für den Coderaum kann jedoch entweder ein physikalischer Codekanal oder eine Nachricht der oberen Schicht sein, die auf einem entsprechenden gemeinsamen Steuerkanal zum Mobilgerät weitergegeben wird, in Abhängigkeit davon, wie schnell und periodisch sich der verfügbare Coderaum ändert. Diese Rundsendekanäle müssen hinsichtlich des Overheads mit der expliziten Rate (Modulation und Codierung) und möglicherweise dem Coderaum-Anzeigefeld auf der Abwärtsstrecke kontrastiert werden, die von den alternativen, unten vorgeschlagenen Ausführungsformen erfordert werden.
Wenn die dem Mobilgerät auf allen aktiven Zweigen zur Verfügung stehenden Ressourcen (Leistungsbruchteil und Coderaum) zusammen mit den Anzeigen der Aktivität auf dem geteilten Kanal rundgesendet werden, dann kann das Mobilgerät auch gleich die Modulation und Codierung (Rate) auswählen, das alle notwendigen Informationen für die Aufgabe besitzt.
Alternative 2: Wenn die explizite Rückmeldung der Rate vom Systemkonstrukteur aus irgendwelchem Grund nicht bevorzugt wird, dann kann immer noch die beste Modulation und Codierung (Rate) auf Grundlage der verfügbaren Ressourcen (RAMC) an der ausgewählten Versorgungszelle bestimmt werden. In einem derartigen Fall mißt das Mobilgerät das C/I über alle Zellen des aktiven Zweiges und meldet der ausgewählten Versorgungszelle den entsprechenden C/I-Höchstwert zurück, auf dem es die verfügbare Leistung und Störung aus allen Zellen des aktiven Zweiges hinreichend berücksichtigt hat. Eine derartige, vom Mobilgerät durchgeführte Zellenauswahl wird jedoch nicht von der Anzahl verfügbarer Codes oder die für die Ressourcenkombination empfindliche Auswahl der Modulation und Codierung beeinflußt sein und wird daher weniger als optimal sein (d. h. die ausgewählte Zelle bietet nicht unbedingt die beste Rate). Weiterhin wird in dieser Ausführungsform ein Anzeigefeld der expliziten Rate (Modulation und Codierung) auf einem Abwärts-Steuerkanal als zusätzliches Overhead benötigt.
Alternative 3: Wenn die Rundsendekanäle überhaupt nicht benutzt werden, dann meldet das Mobilgerät einfach das Pilotkanal-Ec/Io (EC/Nt) zurück, das eine Funktion von Kanalzuständen zusammen mit nur der entsprechenden Zelle, die mit der besten Pilotenergie empfangen wurde, ist. Dieses Verfahren der Zellenauswahl berücksichtigt nicht die Ressourcenverfügbarkeit der ausgewählten Zelle und nicht den von der Anordnung von Modulation und Codierung, die für die Ressourcenkombination empfindlich ist, gebotenen Vorteil. Weiterhin wird bei dieser Ausführungsform immer noch ein Anzeigefeld der expliziten Rate (Modulation und Codierung) sowie Coderaumsignalisierung auf Abwärts-Steuerkanälen als Overhead benötigt. Natürlich kann noch die beste Modulation und Codierung (Rate) in Abhängigkeit von der verfügbaren Ressourcenkombination (RAMC) an der ausgewählten Versorgungszelle bestimmt werden, obwohl eine so ausgewählte Zelle aus Sicht der Rate nicht unbedingt die beste ist. Bei dieser Ausführungsform könnte ein Weg, die Frage des veränderlichen Ressourcenverbrauchs anzugehen, die Ausschließung aller infragekommenden stark belasteten Zellen aus der aktiven Menge des Mobilgeräts sein. Diese Art von Verwaltung der aktiven Menge ist langsam wegen der Nachrichtenübermittlung der oberen Schicht, die dafür benutzt wird, eine derartig begrenzte aktive Menge zum Mobilgerät zu signalisieren. Weiterhin bietet dieses Verfahren, das auf einem ad-hoc-Vergleich von hoher und niedriger Belastung basiert, sehr geringe Auflösung bei der Zellenauswahl. Auch ist eine hohe Belastung nicht allein einer großen Anzahl von Benutzern zuzuschreiben. Variationen des Übertragungsaktivitätsfaktors auf fest zugeordneten und geteilten Kanälen und Leistungssteuerungsvariationen verursachen bedeutende örtliche Schwankungen bei der Ressource. Wenn diese, sowie die durch eine begrenzte Anzahl von Spreizcodes auferlegte Ratenbegrenzung nicht in Betracht gezogen werden, dann ist die Zellenauswahl weder optimal noch schnell.
Berechnung des effektiven C/I aus Pilot-Ec/Io-Messungen und anderen Informationen
In diesem Abschnitt wird de Ec/Io-C/I-Wandlungsblock im Blockschaltbild für die Ratenbestimmung (8) beschrieben.
Es wird ein drei-Finger-RAKE-Demodulator am Datenmobilgerät m angenommen. Die Berechnungen können ohne große Schwierigkeit für RAKE-Empfänger mit mehr Fingern erweitert werden. Weiterhin wird ein störungsbegrenztes Szenario angenommen und Wärmerauschen in diesen Berechnungen außer acht gelassen.
Fall I
Vom Datenmobilgerät m Mehrwegestrahlen von der Versorgungszelle 1 zugewiesene zwei Finger zur Wiedergewinnung von Energie und ein der Nachbarzelle 2 zugewiesener Finger zur Decodierung von Steuerinformationen:
GLEICHUNG A1 wobei:

– k der Moment der Messung ist, d. h. wenn die Rückmeldungsrate pro Code auf der Aufwärtsstrecke und die Antenneninformation (RAI) berechnet wird
– k + d der Moment der Vorhersage, d. h. die Zeit des Datenempfangs ist; wobei d annähernd drei Schlitze (3,75 ms) beträgt.
– Ϛ^d _j der dem TDM-Paketdatenkanal in der Zelle j zugeteilte Verkehrsleistungsbruchteil ist.
– Ϛ^vo _j der den CDM-Kanälen in der Zelle j zugeteilte Leistungsbruchteil für Sprache und Overhead ist.
– ψ^d _j die Anzeigerfunktion der Datenaktivität der Zelle j auf der Abwärtsstrecke ist; bewertet als 1, wenn EIN & 0 wenn AUS.
– φ_j der dem kontinuierlichen Pilot in Zelle j zugeteilte Pilotbruchteil ist.
– c_i die normalisierten größenquadrierten Kanalanzapfungskoeffizienten (Bruchteil von wiedergewonnener Energie) sind, die für den Mehrwegekanal zwischen der Versorgungszelle 1 und dem Datenmobilgerät m geschätzt werden.
– Io/E_cl ^sum der Kehrwert der durch das Mobilgerät m durchgeführten Ec/Io-Summenmessung mit synchronisierten Fingern zur Schätzung des Mehrwegekanals von der Versorgungszelle 1 zu sich ist. Der Io-Wert wird durch Messen der Gesamtleistung in der Inband-Wellenform auf der Abwärtsstrecke projeziert auf den Walsh-Teilraum D2 erhalten.
– D2 dem für mehrfachcodierte Datenübertragung auf dem Paketdatenkanal der Versorgungszelle verfügbaren Walsh-Bereich entspricht und dem Mobilgerät signalisiert wird.

Das Ec/Nt im obigen Ausdruck wird durch M geteilt, wobei M die Anzahl von W-wertigen (z. B. W = 16) Walsh-Codes ist, die in D2 verfügbar sind. Das ergibt das gewünschte C/I pro Code für die Zelle 1.
Die Gleichung A1 wird auf folgende Weise abgeleitet:
Die Zähler der zwei summierten Bruchteile (durch Kombinieren der maximalen Verhältnisse) stehen im Verhältnis zu der Energie, die zukünftig auf den zwei Fingern des RAKE eingesammelt werden soll. Jeder der Nenner drückt die Summe der zukünftigen Störung von anderen Zellen und der Störung der gleichen Zelle (selbst + Mehrfachzugang) aufgrund des Verlustes an Orthogonalität aus. Das Glied der Störung aus anderen Zellen im Nenner ist das erste Glied in {} und weiterhin in [] vor der Skalierung eingeschlossen. Es ist als der Unterschied zwischen der eingesammelten Gesamtstörungsenergie und der nutzbaren Energie ausgedrückt, wobei weiterhin die Störung der gleichen Zelle (selbst + Mehrfachzugang) abgezogen wird. Danach wird es entsprechend skaliert, um zukünftige Belastung widerzuspiegeln. Das in der {} hinzugefügte zweite Glied stellt die Komponente der Störung der gleichen Zelle dar.
Nach Berechnung des Ec/Nt (C/I) pro Code pro Zelle kann die entsprechende RAI aus Tabellen von Simulationsergebnissen auf Verbindungsebene für AWGN nach geeigneten Rückstellungen für Prädiktionsfehler nachgeschlagen werden. Die Gaußsche Annahme für den (quasi statischen) Schnappschußkanal gilt, wenn der Kanal langsam genug schwindet, daß die Kanalkoeffizienten während der Zeit zwischen Messung für eine Prädiktion konstant und stabil bleiben (wenn nicht, dann müssen die Kanalkoeffizienten über ein entsprechend gewichtetes Fenster Bemittelt werden).
Fall II
Ein Finger ist einem Strahl von der Versorgungszelle 1 zur Wiedergewinnung von Energie zugewiesen und zwei Finger sind Nachbarzellen 2 bzw. 3 zur Decodierung von Steuerinformation zugewiesen.
GLEICHUNG A2 wobei zusätzlich:
β_j das Verhältnis der Wegverluste zum Mobilgerät der Nachbarzelle j zur Versorgungszelle 1 ist. Dies wird als das Verhältnis der Pilotenergie der Zelle j zu der der Zelle 1 unter Annahme von gleichen Pilotleistungsbruchteilen geschätzt.
Das Ec/Nt im obigen Ausdruck wird durch M geteilt, wobei M die Anzahl von W-wertigen (z. B. W = 16) Walsh-Codes ist, die in D2 verfügbar sind. Das ergibt das gewünschte C/I pro Code für die Zelle 1.

Claims

Verfahren zum Bestimmen von Kommunikationsraten aus einer Mehrzahl von Kommunikationsraten bei einer in einem Mobilkommunikationssystem betriebenen Mobileinheit, wobei eine erste Anzahl von Bit zur Angabe einer der Mehrzahl von Kommunikationsraten erforderlich ist, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Empfangen von Informationen von mindestens einem eines Betrags an für Kommunikationen verfügbarer Sendeleistung und einer Anzahl verfügbarer Kommunikationskanäle im Mobilkommunikationssystem; Identifizieren einer verringerten Menge möglicher Kommunikationsraten aus der Mehrzahl von Kommunikationsraten auf folgender Grundlage: (i) dem Betrag an für Kommunikationen verfügbarer Sendeleistung, oder (ii) der Anzahl verfügbarer Kommunikationskanäle, oder (iii) dem Betrag an für Kommunikation verfügbarer Sendeleistung und der Anzahl verfügbarer Kommunikationskanäle, wobei eine zweite Anzahl von Bit zur Angabe einer der verringerten Menge möglicher Kommunikationsraten erforderlich ist, wobei die zweite Anzahl von Bit geringer als die erste Anzahl von Bit ist; Identifizieren einer Kommunikationsrate innerhalb der Menge möglicher Kommunikationsraten auf Grundlage einer Empfangssignalgüte; und Angeben der identifizierten Kommunikationsrate unter Verwendung der zweiten Anzahl von Bit.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Kommunikationskanäle durch Walsh-Codes definiert werden.