DE60108855T2

DE60108855T2 - Cdma system, welches vor dem senden eine vordrehung benutzt

Info

Publication number: DE60108855T2
Application number: DE60108855T
Authority: DE
Inventors: D. John KAEWELL
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2000-03-28
Filing date: 2001-03-28
Publication date: 2006-01-19
Anticipated expiration: 2021-03-29
Also published as: US20020075948A1; EP2230773A1; EP1530301A2; NO20084108L; KR100994389B1; US20040136443A1; DE60141923D1; WO2001073968A1; ATE289135T1; US20130301684A1; IL203410A0; AU2010200332B2; KR20020084263A; US8488650B2; CN1430818A; US6633602B2; AU2008200938A1; EP1530302B1; CN1707991A; EP1901441A1

Description

Hintergrund
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf die digitale Kommunikation. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein System und ein Verfahren zum Vorrotieren eines digitalen Spreizspektrumssignals vor der Übertragung, um die Empfangsgenauigkeit und die Wiederherstellung der Phasen- und Frequenzinformation durch den Empfänger zu verbessern.
Viele aktuelle Kommunikationssysteme verwenden eine digitale Spreizspektrumsmodulation oder das als Codemultiplex-Vielfachzugriff (Code Division Multiple Access/CDMA) bezeichnete Verfahren. Bei dem Kommunikationsverfahren unter der Verwendung eines digitalen Spreizspektrums werden Daten mit einem verbreiterten Band (gespreizten Spektrum) übertragen, indem die zu übertragenden Daten mit einem Pseudorauschsignal moduliert werden. Mit CDMA können Daten übertragen werden, ohne dass sie durch eine Signalverzerrung oder eine interferierende Frequenz auf der Übertragungsstrecke gestört werden.
In 1 ist ein vereinfachtes CDMA-Kommunikationssystem gezeigt, das einen einzigen Kommunikationskanal einer vorgegebenen Bandbreite aufweist, der mit einem Spreizcode gemischt wird, der ein durch einen Pseudorausch(Pseudo-Noise/pn)-Sequenzgenerator erzeugtes vorbestimmtes Muster wiederholt. Ein Datensignal wird mit einer pn-Sequenz moduliert, um ein digitales Spreizspektrumssignal zu erzeugen. Ein Trägersignal wird mit dem digitalen Spreizspektrumssignal moduliert, um eine Vorwärtsverbindung aufzubauen, und wird dann übertragen. Ein Empfänger demoduliert die Übertragung, um das digitale Spreizspektrumssignal zu extrahieren. Der gleiche Vorgang wird wiederholt, um eine Rückwärtsverbindung einzurichten.
Bei einer erdgestützten Kommunikation wird ein übertragenes Signal typischerweise durch Reflexionen aufgrund eines variierenden Terrains und aufgrund von Umwelteinflüssen sowie durch den Menschen hergestellte Hindernisse gestört. Daher erzeugt ein einziges übertragenes Signal mehrere empfangene Signale mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen beim Empfänger, ein Effekt, der üblicherweise als Mehrwegeverzerrung bezeichnet wird. Bei der Mehrwegeverzerrung trifft das Signal vom jeweiligen unterschiedlichen Pfad verzögert mit einer eigenen Amplitude und einer eigenen Trägerphase beim Empfänger ein.
Das US-Patent Nr. 5,659,573 offenbart ein System, bei dem der von der Mehrwegeverzerrung herrührende Fehler typischerweise beim Empfänger korrigiert wird, nachdem das Signal mit der passenden pn-Sequenz korreliert wurde und die übertragenen Daten reproduziert wurden. Auf diese Weise wird die Korrelation abgeschlossen, während der Fehler im Signal enthalten ist. Eine ähnliche Mehrwegeverzerrung betrifft die Rückwärtsverbindungsübertragung.
Das französische Patent Nr. 2767238 offenbart ein System zum Schätzen eines empfangenen Signals, bei dem eine Phasenverschiebung des empfangenen Signals durch Anwenden einer vorbestimmten Funktion geschätzt wird. Die Phasenverschiebung wird in einer Phasenregelschleife verwendet, so dass das System auf einen Fehler null konvergiert.
Das europäische Patent Nr. 0818892 und das US-Patent Nr. 5,499,236 offenbaren Systeme, bei denen eine Basisstation ein Fehlersignal in der Abwärtsverbindungsübertragung sendet, die eine durch die Endgerätstation zur Rückwärtsverbindungsübertragung vorzunehmende Einstellung anzeigt.
Es besteht daher ein Bedarf nach einem System, das ein Signal hinsichtlich während der Übertragung auftretender Fehler korrigiert.
Zusammenfassung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein digitales Spreizspektrumskommunikationssystem, das den Phasen- und Frequenzfehler an einem von einer kommunizierenden Entität während eines drahtlosen Kommunikation empfangenen Signal berechnet und ein Signal hinsichtlich des Phasen- und des Frequenzfehlers vor der Übertragung zu der Entität vorkorrigiert.
Kurzbeschreibung der Zeichnung(en)
1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines CDMA-Kommunikationssystems des Standes der Technik.
2 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines B-CDMA^TM-Kommunikationssystems.
3A ist ein detailliertes Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung, wobei ein Pseudo-Pilotsignal mit einer auf Chipebene durchgeführten Trägerversatzkorrektur verwendet wird.
3B ist ein Blockdiagramm eines Rake-Empfängers.
4 ist ein Diagramm eines empfangenen Symbols p₀ auf der QPSK-Konstellation, bei der eine harte Entscheidung gezeigt ist.
5 ist ein Diagramm der Winkelkorrektur, die dem zugewiesenen Symbol entspricht.
6 ist ein Diagramm des resultierenden Symbolfehlers nach Anwenden der Korrektur, die dem zugewiesenen Symbol entspricht.
7 ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Phasenregelschleife.
8A ist ein einfaches Blockdiagramm eines Senders gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8B ist ein einfaches Blockdiagramm eines Senders gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8C ist ein einfaches Blockdiagramm eines Senders gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Es folgt eine Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform anhand der Zeichnungen, wobei die gleichen Bezugszeichen durchwegs die gleichen Elemente repräsentieren.
Ein CDMA-Kommunikationssystem 25, wie es in 2 gezeigt ist, enthält einen Sender 27 und einen Empfänger 29, die entweder in einer Basisstation oder in einem mobilen Benutzerempfänger sein können. Der Sender 27 enthält einen Signalprozessor 31, der Sprach- und Nicht-Sprach-Signale 33 in Daten mit verschiedenen Raten codiert, z.B. Datenraten von 8 kb/s, 16 kb/s, 32 kb/s oder 64 kb/s. Der Signalprozessor 31 wählt je nach dem Signaltyp oder im Ansprechen auf eine gesetzte Datenrate eine spezifische Datenrate aus.
Als Hintergrund sei angemerkt, dass bei der Erzeugung eines übertragenen Signals in einer Vielfachzugriffsumgebung zwei Schritte durchgeführt werden müssen. Zuerst werden die Eingabedaten 33, die als ein bi-phasenmoduliertes Signal betrachtet werden können, unter der Verwendung einer Vorwärtsfehlerkorrektur(Forward Error Correction/FEC)-Codierung 35 codiert. Wenn zum Beispiel ein Faltungscode mit R=1/2 verwendet wird, wird das einzige bi-phasenmodulierte Datensignal zweidimensional oder es werden zwei bi-phasenmodulierte Signale daraus. Ein Signal wird als der phasengleiche (In-Phase/I) Kanal 41a bezeichnet. Das andere Signal wird als der Quadratur(Q)-Kanal 41b bezeichnet. Eine komplexe Zahl ist in der Form a+bj, wobei a und b reelle Zahlen sind und j²=–1 ist. Bi-phasenmodulierte I- und Q-Signale werden üblicherweise als Quadraturphasenumtastung (Quadrature Phase Shift Keying/QPSK) bezeichnet. In der bevorzugten Ausführungsform sind die Zapf-Generator-Polynome für die Einschränkungslänge von K=7 und eine Faltungscodierungsrate von R=1/2 die Folgenden: G₁=171₈ 37 und G₂=133₈ 39.
Im zweiten Schritt werden die beiden bi-phasenmodulierten Daten oder Symbole 41a, 41b mit einer komplexen Pseudorausch(Pseudo-Noise pn)-Sequenz gespreizt. Die dabei entstehenden gespreizten Signale I 45a und Q 45b werden mit anderen Spreizsignalen (Kanälen) mit unterschiedlichen Spreizcodes kombiniert 53, mit einem Trägersignal 51 gemischt und dann übertragen 55. Die Übertragung 55 kann mehrere einzelne Kanäle mit unterschiedlichen Datenraten enthalten.
Der Empfänger 29 enthält einen Demodulator 57a, 57b, der das übertragene Breitbandsignal 55 in ein Zwischenfrequenzsignal 59a, 59b abwärts mischt. Eine zweite Abwärtsmischung reduziert das Signal auf das Basisband. Das QPSK-Signal wird dann gefiltert 61 und mit der lokal erzeugten komplexen pn-Sequenz 43a, 43b gemischt 63a, 63b, die mit der Konjugierten des übertragenen komplexen Codes übereinstimmt. Es werden im Endeffekt nur die ursprünglichen Wellenformen, die durch den selben Code beim Sender 27 gespreizt wurden, entspreizt. Alle anderen erscheinen dem Empfänger 29 als Rauschen. Die Daten 65a, 65b werden dann in einen Signalprozessor 67 eingespeist, wo an den faltungscodierten Daten eine FEC-Decodierung durchgeführt wird.
Wenn das Signal empfangen und demoduliert wird, ist das Basisbandsignal auf Chipebene. Sowohl die I- als auch die Q-Komponenten des Signals werden unter der Verwendung der Konjugierten der pn-Sequenz entspreizt, die während des Spreizens eingesetzt wurde, wodurch das Signal auf Symbolebene zurückgeführt wird. Aufgrund eines Trägerversatzes manifestiert sich jedoch eine während der Übertragung erfahrene Phasenverschlechterung durch eine Verzerrung der einzelnen Chipwellenformen. Wenn eine Trägerversatzkorrektur auf Chipebene durchgeführt wird, verbessert sich die Gesamtgenauigkeit aufgrund der inhärenten Auflösung des Signals auf Chipebene. Die Trägerversatzkorrektur kann auch auf Symbolebene durchgeführt werden, jedoch mit einer geringeren Gesamtgenauigkeit. Da jedoch die Symbolrate viel kleiner als die Chiprate ist, wird eine niedrigere Gesamtverarbeitungsgeschwindigkeit benötigt, wenn die Korrektur auf der Symbolebene durchgeführt wird.
In 3A ist ein das System 75 und das erfindungsgemäße Verfahren einsetzender Empfänger gezeigt. Ein komplexes digitales Basisband-Spreizspektrumssignal 77 aus phasengleichen und Quadraturkomponenten wird unter der Verwendung eines adaptiven abgestimmten Filters (Adaptive Matched Filter/AMF) 79 oder anderer adaptiver Filtermittel eingegeben und gefiltert. Das AMF 79 ist ein transversales Filter (mit endlicher Impulsantwort), das Filterkoeffizienten 81 zum Überlagern verzögerter Repliken des empfangenen Signals 77 übereinander verwendet, um eine gefilterte Signalausgabe 83 vorzusehen, die ein verbessertes Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (Signal-to-Noise-Ratio/SNR) hat. Die Ausgabe 83 des AMF 79 wird in mehrere Kanalentspreizer 85₁ , 85₂ , 85_n und einen Pilotentspreizer 87 eingespeist. Das Pilotsignal 89 wird mit einem eigenen Entspreizer 87 entspreizt, und die pn-Sequenz 91, die mit den übertragenen Daten 77 gleichzeitig ist, wird den Kanälen zugewiesen, die mit eigenen pn-Sequenzen 93₁, 93₂, 93_n entspreizt werden 85₁ , 85₂ , 85_n . Nachdem die Datenkanäle entspreizt wurden 85₁ , 85₂ , 85_n , werden die Datenbitströme 95₁ , 95₂ , 95_n in Viterbi-Decodierer 97₁ , 97₂ , 97_n eingespeist und ausgegeben 99₁, 99₂, 99_n .
Die Filterkoeffizienten 81 bzw. Gewichtungen, die zum Einstellen des AMF 79 verwendet werden, werden durch die Demodulation der einzelnen Mehrwegeausbreitungspfade erhalten. Dieser Vorgang wird durch einen Rake-Empfänger 101 durchgeführt. Die Verwendung eines Rake-Empfängers 101 zum Ausgleichen einer Mehrwegeverzerrung ist dem Kommunikationsfachmann wohl bekannt.
Wie in 3B gezeigt, besteht der Rake-Empfänger 101 aus einer parallelen Kombination von Pfaddemodulatoren, den "Fingern", 103₀, 103₁, 103₂, 103_n , die eine bestimmte Mehrwegekomponente demodulieren. Die Pilotsequenz-Nachführschleife eines bestimmten Demodulators wird durch die Zeitschätzung eines bestimmten Pfads, die durch eine pn-Sequenz 105 bestimmt wird, initiiert. Im Stand der Technik wird ein Pilotsignal zum Entspreizen der einzelnen Signale des Rake verwendet. In der vorliegenden Erfindung kann die pn-Sequenz 105 zu einem beliebigen Kanal 93₁ des Kommunikationssystems gehören. Typischerweise wird der Kanal mit dem stärksten Empfangssignal verwendet.
Jeder Pfaddemodulator enthält einen Komplexmischer 107₀ , 107₁ , 107₂ , 107_n und einen Summierer und Zwischenspeicher 109₀ , 109₁ , 109₂ , 109_n . Für jedes Rake-Element wird die pn-Sequenz 105 verzögert T 111₁ , 111₂ , 111_n durch einen Chip und mit dem Basisband-Spreizspektrums-Signal 113 gemischt 107₁, 107₂, 107_n , wodurch jedes Signal entspreizt wird. Jedes Multiplikationsprodukt wird dann in einen Akkumulator 109₀ , 109₁ , 109₂ , 109_n eingespeist, wo es mit dem vorhergehenden Produkt addiert wird und nach dem nächsten Symboltaktzyklus ausgetaktet wird. Der Rake-Empfänger 101 liefert relative Pfadwerte für jede Mehrwegekomponente. Die mehreren n-Dimensionsausgänge 115₀ , 115₁ , 115₂ , 115_n liefern Schätzungen der abgetasteten Kanalimpulsantwort, die einen relativen Phasenfehler von 0°, von 90°, von 180° oder von 270° enthalten.
Wieder mit Bezug auf 3A werden die mehreren Ausgaben des Rake-Empfängers in einen n-dimensionalen Komplexmischer 117 eingespeist. Mit jeder Ausgabe 115 des Rake-Empfängers 101 wird eine Korrektur gemischt, um den in der Rake-Ausgabe enthaltenen relativen Phasenfehler zu entfernen.
Auch ein Pilotsignal ist ein komplexes QPSK-Signal, bei dem jedoch die Quadraturkomponente auf null gesetzt ist. Das Signal zur Fehlerkorrektur 119 der vorliegenden Erfindung wird aus dem entspreizten Kanal 95₁ dadurch abgeleitet, dass zunächst an jedem der Symbole des entspreizten Signals 95₁ eine harte Entscheidung 121 durchgeführt wird. Ein Hartentscheidungsprozessor 121 bestimmt die QPSK-Konstellationsposition, die dem entspreizten Symbolwert am nächsten liegt.
Wie aus 4 hervorgeht, vergleicht der Euklid'sche Entfernungsprozessor ein empfangenes Symbol p₀ des Kanals 1 mit den vier QPSK-Konstellationspunkten x_1,1, x_–1,1, x_–1,–1, x_1,–1. Es ist notwendig, jedes empfangene Symbol p₀ aufgrund der Verschlechterung während der Übertragung 55 durch Rauschen und Verzerrung zu untersuchen, ob es sich dabei um Mehrwege- oder Hochfrequenzphänomene handelt. Der Hartentscheidungsprozessor 121 berechnet die vier Entfernungen d₁, d₂, d₃, d₄ zu jedem Quadranten aus dem empfangenen Symbol p₀ und wählt die kürzeste Entfernung d₂ und weist diesen Symbolstandort x_–1,1 zu. Die ursprünglichen Symbolkoordinaten p₀ werden verworfen.
Wieder mit Bezug auf 3A werden nach jeder harten Symbolentscheidung 121 die komplexen Konjugierten 123 für jede Symbolausgabe 125 bestimmt. Eine komplexe Konjugierte ist eine aus einem Paar komplexer Zahlen mit identischen reellen Teilen und imaginären Teilen, die sich lediglich durch ihr Vorzeichen unterscheiden. Wie in 5 gezeigt, wird ein Symbol dadurch demoduliert oder derotiert, das zuerst die komplexe Konjugierte der zugewiesenen Symbolkoordinaten x_–1,–1 bestimmt wird, wobei das Korrektursignal 119 gebildet wird, das zum Entfernen des im Rake-Ausgangssignal enthaltenen relativen Phasenfehlers verwendet wird. Auf diese Weise wird das Rake-Ausgangssignal im Endeffekt durch den Winkel derotiert, der der harten Entscheidung zugeordnet ist, wodurch der relative Phasenfehler entfernt wird. Dieser Vorgang sieht im Endeffekt einen Rake vor, der durch ein Pilotsignal angesteuert wird, jedoch ohne eine absolute Phasenreferenz.
Wieder gemäß 3A wird die Ausgabe 119 aus der komplexen Konjugierten 123 in einen komplexen n-dimensionalen Mischer 117 eingespeist, in dem jede Ausgabe des Rake-Empfängers 101 mit dem Korrektursignal 119 gemischt wird. Die dabei entstehenden Produkte 127 sind verrauschte Schätzungen der Kanalimpulsantwort p₁, wie in 6 gezeigt ist. Der in 6 gezeigte Fehler wird durch eine Radians-Entfernung von π/6 von der phasengleichen Achse angezeigt.
Wieder mit Bezug auf 3A werden die Ausgaben 115 des komplexen n-dimensionalen Kanalmischers 117 in einen n-dimensionalen Schätzer 131 eingespeist. Der Kanalschätzer 131 besteht aus mehreren Tiefpassfiltern, jedes zum Filtern einer Mehrwegekomponente. Die Ausgaben 81 des n-dimensionalen Schätzers 131 werden in das AMF 79 eingespeist. Diese Ausgaben 81 fungieren als die Filtergewichte des AMF 79. Das AMF 79 filtert das Basisbandsignal zum Ausgleichen einer Kanalverzerrung aufgrund von Mehrwegephänomenen, ohne dass dazu ein starkes Pilotsignal nötig wäre.
Der Rake-Empfänger 101 wird zusammen mit den Schaltungen der Phasenregelschleife (PLL) 133 zum Entfernen des Trägerversatzes verwendet. Der Trägerversatz entsteht als ein Ergebnis fehlender Übereinstimmung zwischen Sender- und Empfängerkomponenten und aufgrund anderer HF-Verzerrung. Die vorliegende Erfindung 75 verwendet ein niederpegliges Pilotsignal 135, das durch Entspreizen 87 des Piloten aus dem Basisbandsignal 77 mit einer Pilot-pn-Sequenz 91 erzeugt wird. Das Pilotsignal wird in eine PLL 133 mit einem einzigen Eingang, die in 7 gezeigt ist, eingespeist. Die PLL 133 misst die Phasendifferenz zwischen dem Pilotsignal 135 und einer Referenzphase von null. Das entspreizte Pilotsignal 135 ist das tatsächlich an die PLL 133 geleitete Fehlersignal.
Die PLL 133 enthält einen Arctangent-Analysierer 136, ein komplexes Filter 137, einen Integrator 139 und einen Phasen-Komplexzahl-Wandler 141. Das Pilotsignal 135 ist das in die PLL 133 eingespeiste Fehlersignal und wird an das komplexe Filter 137 geleitet. Das komplexe Filter 137 enthält zwei Verstärkungsstufen, einen Integrator 145 und einen Summierer 147. Die Ausgabe aus dem komplexen Filter 137 wird in den Integrator 139 eingespeist. Das Integral der Frequenz ist die Phase, die an den Wandler 141 ausgegeben 140 wird. Die Phasenausgabe 140 wird in einen Wandler 141 eingespeist, der das Phasensignal in ein komplexes Signal umwandelt, um dann mit dem Basisbandsignal 77 gemischt zu werden 151. Da die vorgeschalteten Operationen kommutativ sind, wird die Ausgabe 149 der PLL 133 auch als Rückkopplung wieder in das System 75 eingeschleift.
Das Korrektursignal 119 der komplexen Konjugierten 123 des Ausgangssignals 159 der PLL 133 wird jeweils in Mischer eingespeist, die im Sender 181 sitzen, um das Signal vor der Übertragung zu korrigieren, wie in 8A gezeigt ist. Der in 8A gezeigte Sender 181 funktioniert in einer ähnlichen Weise wie der in 2 gezeigte Sender 27, außer dass das zur Übertragung bereite Signal vor der Übertragung vorrotiert wird. Gemäß 8A werden Daten 164, 164₂ , 164₃ unter der Verwendung einer Vorwärtskorrekturcodierung (FEC) 35 codiert. Die beiden bi-phasenmodulierten Daten oder Symbole 41a, 41b werden mit einer komplexen Pseudorausch(Pseudo Noise/pn)-Sequenz gespreizt, und die resultierenden gespreizten Signale I 45a und Q 45b mit dem Korrektursignal 119 gemischt, mit dem Trägersignal 51 aufwärts gemischt und mit den anderen gespreizten Signalen mit anderen Spreizcodes kombiniert 53. Das resultierende Signal 45 wird unter der Verwendung des Signals 149 aus der Empfänger-PLL 133 erneut korrigiert. Das Signal 56, das hinsichtlich der Phase und der Frequenz vorkorrigiert wurde, wird dann übertragen. Auf diese Weise verwendet die vorliegende Erfindung die durch den Empfänger 71 erzeugten Signale 119, 149 zum Vorkorrigieren des gesendeten Signals und zum Verringern des Phasen- und des Frequenzfehlers der von der Empfangseinheit empfangenen Signale.
Gemäß 8B ist ein gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hergestellter Sender 183 gezeigt. Diese Ausführungsform ist der in 8A gezeigten Ausführungsform ähnlich, außer dass die Korrektursignale 119 mit dem Basisband-Datensignal über einen Mischer 157 gemischt werden. Auf diese Weise werden die Basisbanddaten vor der Codierung und der Spreizung vorkorrigiert. Der Fachmann wird natürlich erkennen, dass auch andere Verarbeitungsschritte eingeführt werden können, bevor das Korrektursignal 119 mit dem Datensignal gemischt wird.
In 8C ist ein gemäß einer weiteren alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hergestellter Sender 188 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform werden das Korrektursignal 119 und das Trägerversatzsignal 149 in einen Kombinierer eingespeist, der das Signal in ein einziges Vorkorrektursignal kombiniert, und dann unter der Verwendung des Mischers 169 mit der Ausgabe des Summierers 53 vor der Übertragung gemischt.
Schließlich sollte bemerkt werden, dass die Trägerversatzkorrektur und die Vorrotierungskorrektur getrennte Korrekturen sind. Jede kann unabhängig von der anderen eingesetzt werden. Zum Beispiel kann es sein, dass das System lediglich einen Trägerversatzfehler vorkorrigiert und gleichzeitig die Vorrotation nicht ausführt. Alternativ dazu kann es sein, dass das System eine Vorrotation ausführt, jedoch den Trägerversatzfehler nicht korrigiert.
Es wurden zwar spezifische Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben, doch können vom Fachmann Modifikationen und Variationen vorgenommen werden.

Claims

Verfahren zum Verringern von Sendefehlern in einem CDMA-Kommunikationssystem (25) mit mindestens zwei Kommunikationseinheiten, wobei eine erste Kommunikationseinheit (29) ein von einer zweiten Kommunikationseinheit (27) gesendetes CDMA-Kommunikationssignal empfängt, wobei die erste Kommunikationseinheit – bei der ersten Kommunikationseinheit (29) das empfangene Signal nach Fehlern analysiert; und – bei der ersten Kommunikationseinheit (29) ein Korrektursignal (119; 149) auf der Grundlage dieser Analyse erzeugt, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass – die erste Kommunikationseinheit (29) ein Informationssignal (33), das Sprache oder Daten enthält, unter der Verwendung des Korrektursignals vor der Übertragung des Informationssignals von der ersten Kommunikationseinheit (29) an die zweite Kommunikationseinheit (27) korrigiert.
Verfahren nach Anspruch 1, weiter mit dem folgenden Schritt: – Korrigieren des empfangenen Signals mit dem Korrektursignal.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Fehler Phasenfehler enthalten und das Korrektursignal die Phasenfehler korrigiert.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Fehler Frequenzfehler enthalten und das Korrektursignal Frequenzfehler korrigiert.
CDMA-Kommunikationssystem (25) zum Verringern von Übertragungsfehlern während Kommunikationen zwischen mindestens zwei Kommunikationseinheiten, wobei jede Kommunikationseinheit einen Empfänger (29) zum Empfangen eines von einer anderen Kommunikationseinheit gesendeten CDMA-Kommunikationssignals aufweist, wobei der Empfänger einen Analysierer (121, 123; 133) zum Analysieren des empfangenen Signals nach Fehlern und zum Erzeugen eines Korrektursignals (119; 149) und eine Korrektureinheit (157; 169) zum Korrigieren des empfangenen Signals unter der Verwendung des Korrektursignals aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass jede Kommunikationseinheit aufweist: – einen Sender (181) zum Korrigieren eines Signals vor der Übertragung an die andere Kommunikationseinheit unter Verwendung des Korrektursignals (119; 149).
Kommunikationssystem nach Anspruch 5, bei dem das System (25) mehrere Kommunikationsstationen aufweist, die über eine CDMA-Luftschnittstelle unter der Verwendung mehrerer Kanäle und eines Pilotsignals zur Trägerversatzwiederherstellung während des Empfangs miteinander kommunizieren; wobei jede Kommunikationsstation den Empfänger und den Sender enthält; – wobei der Empfänger weiter umfasst: – ein adaptiv abgestimmtes Filter (79) zum Empfangen demodulierter CDMA-Kommunikationssignale (77), wobei ein gefiltertes Signal (83) durch die Verwendung eines Gewichtungssignals (81) erzeugt wird; – einen Rake-Empfänger (101) zum Empfangen demodulierter CDMA-Kommunikationssignale und eines für einen ausgewählten Kanal erzeugten Pseudorauschsignals und zum Erzeugen eines Filtergewichtungssignals; – Mittel (117) zum Mischen des Filtergewichtungssignals mit dem Korrektursignal zum Erzeugen des Gewichtungssignals, das vom adaptiven abgestimmten Filter verwendet wird; – mindestens einen Entspreizer (85) der mit dem Ausgang des adaptiven abgestimmten Filters verbunden ist, zum Entspreizen des gefilterten Signals unter der Verwendung eines Pseudorauschsignalgenerators für den ausgewählten Kanal zum Erzeugen eines entspreizten Signals; und – wobei der Sender (181) umfasst: – einen Dateneingang (33) zum Liefern eines Informationssignals; – mindestens einen Spreizer zum Spreizen des Informationssignals; – einen Mischer zum Mischen des gespreizten Signals mit dem Korrektursignal (119) vor der Aufwärtsmischung und Übertragung.