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TECHNISCHES
GEBIET
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Die
Erfindung betrifft drahtlose Daten-Sende-Empfangseinrichtungen. Insbesondere
betrifft die Erfindung drahtlose Daten- und Sprach-Sende-Empfangseinrichtungen
mit Duplexfunktionalität,
die durch Frequenzmultiplexverfahren bereitgestellt wird.
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STAND DER
TECHNIK
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Schnurlose
Telefone und Mobiltelefone sind dazu ausgelegt, eine Sprachmodulation
mit angemessener Qualität
auf Distanzen von einigen hundert Fuß bis zu einigen Meilen für Mobiltelefone
zu übertragen.
Es ist erwünscht,
Telefone bereitzustellen, die dies bewerkstelligen können, während sie
kostengünstig
sind, eine angemessene Batterielebensdauer aufweisen und Regulierungsanforderungen
für Funkemissionen
erfüllen.
Die Verwendung von Direktsenden und Einfachumsetzungsempfang ist
eine der einfachsten Architekturen mit einem einzelnen lokalen Oszillator,
die diese Ziele erreicht.
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Im
Stand der Technik beschreiben das US-Patent Nrn. 5 493 583; 5 533
056; und 5 550 865, Cripps, und das US-Patent Nr. 5 444 737, Cripps et al.,
eine Direktsende-Einfachumsetzungsempfangs-Architektur
in einer drahtlosen Daten-Sende-Empfangseinrichtung. Die drahtlose
Daten-Sende-Empfangseinrichtung
dient zum Senden und Empfangen von frequenzmodulierten (FM) Signalen. Die
Sende-Empfangsenrichtung
weist einen einzelnen Oszillator auf, der sowohl als Hochfrequenzquelle
für den
Sender als auch als Signalquelle des lokalen Oszillators für den Empfänger dient.
Während des
Signalsendens wird das Oszillator-Ausgangssignal frequenzmoduliert, um
ein FM-Sendesignal zur Sendeantenne zu liefern. Das Oszillator-Ausgangssignal
wird durch Modulieren eines Fehlerrückkopplungssignals, das als
Steuerspannung für
einen spannungsgesteuerten Oszillator in einer Phasenregelkreisschaltung
dient, frequenzmoduliert, wodurch das FM-Sendesignal erzeugt wird.
Während
des Signalempfangs wird das Oszillator-Ausgangssignal in Form des
gesendeten FM-Signals über
die Empfangsantenne zusammen mit einem FM-Empfangssignal zum Mischen
mit diesem empfangen, um das FM-Empfangssignal abwärtszumischen.
Als Teil der Demodulation des abwärtsgemischten FM-Empfangssignals werden
die binären
Sendedaten subtrahiert.
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Die
Verwendung eines direkt modulierten lokalen Oszillators sowohl zum
Senden als auch Empfangen kann ein Problem darstellen. Wenn der
lokale Oszillator moduliert wird, um das Sendesignal zu erzeugen,
wird eben dieser lokale Oszillator auch verwendet, um das Empfangssignal
auf eine gewisse zweckmäßige Zwischenfrequenz
(ZF) zur Filterung und Verstärkung
abwärtszumischen.
Somit erscheint das zum Senden verwendete Modulationssignal auch
im Empfangssignal und wird erfasst. In einem analogen FM-Sprachsystem
hört der
Benutzer seine eigene Sprache als Echo mit einhundert Prozent, das heißt mit derselben
Lautstärke
wie das ferne erfasste Signal. Dieses große Funkecho ist für die Benutzer nicht
annehmbar.
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WO
85/02734 A1 offenbart eine zweistufige Duplex-FM-Kommunikations-Sende-Empfangseinrichtung,
die eine Modulationsaufhebung unter Verwendung eines Überlagerungs-Umsetzungsschemas
durchführt.
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Andererseits
lehrt das US-Patent Nr. 3 935 533 die Aufhebung eines ungewollten
Echosignals durch einen Rückkopplungsempfänger.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Sende-Empfangseinrichtungs-Architektur
bereitzustellen, die auf schnurlose Telefone, Mobiltelefone und
andere Systeme am ehesten anwendbar ist, bei denen ein lokaler Sendeoszillator
phasen- oder frequenzmoduliert wird, um das Sendesignal zu erzeugen,
und bei denen derselbe lokale Oszillator verwendet wird, um das
Empfangssignal abwärtszumischen,
und dennoch das Echo unterdrückt
wird.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung ist in Anspruch 1 definiert. Spezielle Ausführungsbeispiele
sind in den abhängigen
Ansprüchen
dargelegt.
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Insbesondere
wurde die obige Aufgabe durch eine drahtlose Sende-Empfangseinrichtung gelöst, die
eine Kompensationsfilterung verwendet, um Filterartefakte zu negieren,
die sich auf das Sendeechosignal auswirken, so dass es genauer subtrahiert
werden kann. Der Kompensator ist ein Filter und wahlweise ein Amplitudenkompensator,
der die Filtereffekte der Phasenregelkreisschaltung auf einen modulierten
VCO auf der Sendeseite der Sende-Empfangseinrichtung
und die Effekte der ZF-Filterung auf der Empfangsseite, die das
Empfangssignal verzögern
und verzerren würden,
ungefähr
kopiert. Dann wird das Kompensatorsignal in Abhängigkeit von der Phase zum
Empfangssignal auf dem Basisband-Audiopegel addiert oder von diesem
subtrahiert, so dass das Empfangssignal von Sendeechoartefakten
frei ist. Bei Abwesenheit des Kompensationsfilters ist die Subtraktion
des Sendeechos viel weniger wirksam oder fehlt in einigen Fällen fast
ganz.
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Die
Sende-Empfangseinrichtung der vorliegenden Erfindung schließt nahezu
die minimale HF-Schaltung ein, die die meisten staatlichen (FCC) Anforderungen
für schnurlose
Telefone erfüllen
kann, während
sie eine gute Audioqualität
aufweist.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm einer drahtlosen Sende-Empfangseinrichtung der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
ein Diagramm, das den Frequenzgang von Schaltungen auf der Sende-
und der Empfangsseite der Sende-Empfangseinrichtung
von 1 darstellt.
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3 ist
ein schematischer Schaltplan einer in der Sende-Empfangseinrichtung von 1 verwendeten
Kompensationsfilterschaltung.
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4 zeigt
eine Kurve, die die Verstärkung als
Funktion der Frequenz für
die Kompensationsfilterschaltung von 3 verdeutlicht.
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BESTE ART
ZUR AUSFÜHRUNG
DER ERFINDUNG
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Mit
Bezug auf 1 ist eine drahtlose Sende-Empfangseinrichtung
der vorliegenden Erfindung zu sehen, die eine Empfangsseite 13 und
eine Sendeseite 15 aufweist. Eine Antenne 11 wird
verwendet, um sowohl modulierte Hochfrequenz-(HF)Signale zu senden
als auch modulierte HF-Signale zu empfangen. Wenn die Sende-Empfangseinrichtung
ein moduliertes HF-Signal empfängt,
wird das Empfangssignal 70 zur Empfangsseite 13,
die aus einem HF-Verstärker
besteht, der ein Basis-Empfangs-HF-Filter 21 beinhaltet,
dann zu einem Abwärtsmischer 23,
einem Zwischenfrequenz-(ZF)Verstärker und
Filter 25, einem FM-Detektor 27, einem Subtrahierer 29 und
einem Empfangsaudioprozessor 20 weiter übertragen.
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Die
abgehenden Signale, die über
die Antenne 11 gesendet werden, werden von der Sendeseite 15 erzeugt,
die ein direkter FM- oder phasenmodulierter Sender ist, der aus
einem Sendeaudioprozessor 30, einer Phasenregelkreisschaltung
mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 35, einem Phasenregelkreis-Synthesizer 37 und
einem Bezugsoszillator 39, einem Sendepufferverstärker 33 und
einem Sendeoberwellenfilter 31 besteht. Ein Kompensationsfilter 17 ist
zwischen die Sendeschaltung 15 und die Empfangsschaltung 13 geschaltet. Das
Kompensationsfilter 17 kompensiert die Frequenzverzerrung
im Demodulator der Empfangsschaltung 13 und auch eine solche
Verzerrung der Sendemodulation, die im VCO 35 und Synthesizer 37 der
Phasenregelkreisschaltung auftreten kann, und wird nachstehend genauer
beschrieben. Außerdem ist
auch ein Amplitudenkompensator 80 zwischen das Kompensationsfilter 17 und
die Empfangsschaltung 13 geschaltet. Der Amplitudenkompensator 80 kompensiert
die Amplitudenverzerrung im Demodulator der Empfangsschaltung 13.
Eine Mikrosteuereinheit 40 ist mit den Audioprozessoren
der Sende-Empfangseinrichtung sowie mit Tastaturen, Anzeigelämpchen und
anderen Peripheriegeräten
gekoppelt, um die Funktion der Prozesssteuerung bereitzustellen.
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Das
HF-Filter 21 ist ein Breitbandfilter, das auf das Empfangssignal 70 einwirkt,
um das eingehende Signalrauschen sowie Störsignale zu verringern und
die Leistung des Sendesignals, das den Empfänger erreicht, zu verringern.
Das gefilterte Signal 71 wird zu einem Abwärtsmischer 23 weiter übertragen,
wo das Ausgangssignal aus dem VCO 35 mit dem HF-Signal
vom HF-Filter 21 gemischt wird, um das Zwischenfrequenz-(ZF)Signal
zu erzeugen. Das ZF-Signal 72 wird durch den ZF-Verstärker/Filter 25 verstärkt und
das verstärkte
Signal 73 wird zu einem FM-Detektor 27 oder alternativ
einem Phasendemodulator im Fall einer Phasenmodulation, der das ZF-Signal
demoduliert, weiter übertragen.
Das ZF-Filter ist typischerweise ein Schmalbandfilter mit einer
signifikanten Wirkung auf das ZF-Signal. Das ZF-Filter wird daher
im Kompensationsfilter der vorliegenden Erfindung nachgebildet und
berücksichtigt, aber
das HF-Filter mit einem kleineren Verzerrungseffekt wird nicht nachgebildet
oder berücksichtigt. Der
Demodulator weist eine charakteristische Filterfunktion auf, die
auch nachgebildet werden kann, wobei Frequenz- und Amplitudenverzerrung
berücksichtigt
werden.
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Das
demodulierte Signal 74, das nun auf dem Audiobasisbandpegel
liegt, wird zu einer Subtrahiererschaltung 29 übertragen,
in der das demodulierte Signal 74 differentiell mit dem
Signal 75 vom Kompensationsfilter 17 summiert
wird. Das Ziel der Subtrahiererschaltung 29 besteht darin,
die Sendemodulation vom Empfangssignal zu entfernen, so dass man
auf den Phasenabgleich sowie den Frequenzgang achten muss. Wenn
die Frequenz des lokalen Oszillators 35 beispielsweise
erhöht
wird, wenn die Sendemodulationsspannung zunimmt, und dann der lokale
Oszillator des Abwärtsmischers 23 hinsichtlich
der Frequenz niedriger ist als das Empfangssignal, dann invertiert
der Mischer 23 die Frequenz des lokalen Oszillators 35 an
seinem Ausgang 72. Wenn die Sendemodulation zunimmt, dann nimmt
die ZF-Frequenz 72 und 73 daher ab. Als nächstes muss
der Phasenabgleich des FM-Detektors 27 betrachtet
werden. Für
Erläuterungszwecke wollen
wir annehmen, dass das Ausgangssignal des FM- Detektors 74 zunimmt, wenn
die ZF-Frequenz 73 zunimmt. Schließlich nimmt nun das Subtrahierer-Empfangseingangssignal 74 ab,
wenn die Sendemodulation zunimmt. Wenn das Kompensationsfilter 17 in
diesem speziellen Fall keine Inversion aufweist, muss der Subtrahierer
dann die zwei Signale 74 und 75 zusammenaddieren,
um eine Aufhebung zu erzielen. Um die Verwirrung zu verringern,
nehmen wir auf den Aufhebungsblock 29 als Subtrahierer
Bezug, da er das Signal 75 aufhebt, das auch im Signal 74 erscheint,
aber wir haben oben gesehen, dass jede Konstruktionsimplementierung
feststellen muss, ob der Subtrahierer die Signale addieren oder
subtrahieren muss, um die Aufhebung zu erzielen. Der Frequenzkompensation
folgt eine Amplitudenkompensation 80, die die in der Demodulatorschaltung
modellierte Amplitudenverzerrung kompensiert.
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Das
Differenzsignal 76 wird dann weiter zum Empfangsaudioprozessor 20 übertragen.
Im Fall der analogen Sprachmodulation umfasst der Audioprozessor
im Allgemeinen eine Kompandierungsschaltung, die den Rauschabstand
durch Komprimieren des Lautstärkebereichs
des Sprachsignals am Sender mittels eines Kompressors verbessert
und den normalen Bereich am Empfangsende mit einem Expander wiederherstellt.
Außerdem
wird das Sprachsignal typischerweise auch gefiltert, um einen unerwünschten
Modulationsfrequenzbereich beim Senden zu verhindern, und begrenzt,
um einen übermäßigen Modulationspegel
beim Senden zu verhindern. Das Empfangsaudio wird typischerweise
gefiltert, um Rauschen zu beseitigen, das außerhalb des Sprachfrequenzbereichs
liegt. Es kann auch eine Verstärkungs-
oder Lautstärkesteuerung
umfassen. Für
Daten wird typischerweise kein Audioprozessor oder ein viel einfacherer
als für
Sprache verwendet. Wenn das Sprachsignal von einem Vokoder digitalisiert
wurde, dann besteht der Audioprozessor typischerweise einfach aus Impulsformungsfiltern
beim Senden und Rauschbandbreiten-Steuerfiltern beim Empfangen.
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Das
Basisempfangs-HF-Filter 21, der Abwärtsmischer 23, der
ZF-Verstärker/Filter 25,
der FM-Detektor 27 und die Subtrahiererschaltung 29 können auf
herkömmliche
Weise implementiert werden, wie es auf dem Fachgebiet bekannt ist.
Der Empfangsaudioprozessor 20 kann durch einen beliebigen
einer Anzahl von Audioprozessoren, die für das analoge oder digitale
Signal geeignet sein können, implementiert
werden.
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Für Signale,
die gesendet werden sollen, wird das analoge Sprach- oder digitale
Datensignal 68 zu einem Sendeaudioprozessor 30 übertragen, der
die Sendemodulation in ein Sendebasisbandsignal 67 verarbeitet,
das in das Kompensationsfilter 17 und auch in den spannungsgesteuerten
Oszillator 35 eingegeben wird. Der Phasenregelkreis-Synthesizer 37 empfängt ein
Eingangssignal 66 von einem stabilen Bezugsoszillator 39 und
ein Rückkopplungseingangssignal 65 vom
spannungsgesteuerten Oszillator 35. Wenn kein Eingangssignal
am System anliegt, ist die Fehlerspannung derjenige Wert, der für die Phasenverriegelung
erforderlich ist. Dann arbeitet der spannungsgesteuerte Oszillator
(VCO) 35 mit einer Trägerfrequenz
fo. Wenn das Sendemodulationssignal 67 angelegt wird, wird
das VCO-Frequenzsteuer-Ausgangssignal 62 moduliert, aber
durch den Phasenregelkreis 37 gefiltert. Mit anderen Worten, obwohl
das Modulationssignal 67 gewöhnlich die VCO-Mittenfrequenz
in Schwingung versetzt, dämpft der
PLL die Schwingung mit einer Filterkennlinie, die mit bekannten
Programmen nachgebildet werden kann, aber der VCO wird trotzdem
außerhalb
der Regelkreisbandbreite moduliert. Innerhalb der PLL-Bandbreite
wird die Modulation verringert. Eben dieses HF-Signal 62 wird über die
Sendeantenne gesendet. Das frequenzmodulierte HF-Signal 62 wird über einen
Ausgangspufferverstärker 33 und
ein Oberwellenfilter 31 geführt, bevor es zur Antenne 11 zum
Senden übertragen
wird. Wie in der Empfangsschaltung können die Komponentenblöcke der
Sendeschaltung 15, wie z.B. der VCO 35, der Phasenregelkreis-Synthesizer 37,
der Bezugsoszillator 39 und der Pufferverstärker 33 und
das Oberwellenfilter 31, alle auf eine herkömmliche
Weise implementiert werden, wie es im Stand der Technik bekannt
ist. Der Sendeaudioprozessor 30 kann der gleiche Typ Prozessor
sein, wie vorstehend mit Bezug auf den Empfangsaudioprozessor 20 beschrieben,
der typischerweise aus einem Kompressor, einer Begrenzerschaltung
und einem Filter für
analoge Sprachanwendungen besteht.
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Wie
vorstehend erörtert,
ist das Kompensationsfilter 17 zwischen den Sendeaudioprozessor 30 der
Sendeschaltung 15 und den Subtrahierer 29 der Empfangsschaltung 13 geschaltet.
Das Kompensationsfilter 17 dient zum Modifizieren des Frequenz- und
Phasenspektrums der Sendemodulation 67, so dass es einen
guten Abgleich auf die Komponente des Empfangssignals 74 der
Sendemodulation darstellt, wobei somit ermöglicht wird, dass dieses Signal
genau entfernt wird, um ein Empfangssignal 76 ohne Störungen zu
erhalten. Für
die Zwecke der Erläuterung
der Kompensationsfilterschaltung weist eine typische Phasenregelkreisschaltung
eine Bandbreite von etwa 150 Hz und eine Phasenregelkreisvoreilung
von Null bei 10 Hz auf. Diese Werte würden eine gut gedämpfte Phasenregelkreisschaltung
verkörpern.
Diese Annahmen bedeuten, dass der Phasenregelkreis die Modulationssignale
beeinflusst, indem er sie einem einzelnen Hochpasseffekt unterhalb
150 Hz und einem einzelnen Hochpasseffekt unterhalb 10 Hz unterzieht.
Daher sollte das Kompensationsfilter dasselbe Verhalten widerspiegeln,
so dass der Subtrahierer jegliche Sendeaudiosignale aus dem Empfangssignal
vollständig
beseitigt.
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Der
Empfänger
weist auch eine gewisse Filterung hauptsächlich im ZF-Verstärker/Filter
auf und dies hat eine Auswirkung auf das Audiosignal. Für die Zwecke
der Erläuterung
wird angenommen, dass die ZF-Filterung der Empfangsschaltung einen
Tiefpasseffekt auf das Audiosignal mit einem Zwei-Pol-Verhalten
bei 10 kHz hat. Daher müsste
das Kompensationsfilter das Modulationssignal kompensieren, bevor
es den Subtrahierer erreicht, so dass das Ausgangssignal aus dem
Subtrahierer korrekt ist.
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Mit
Bezug auf 2 muss das Kompensationsfilter 17 sowohl
die Effekte der Phasenregelkreisschaltung in der Sendeschaltung 15 als
auch die Effekte der Filterung in der Empfangsschaltung 25 kompensieren.
Gewöhnlich
sind die Filtereffekte des HF-Filters 13 auf den Basisbandempfang
unbedeutend, da das HF-Filter im Vergleich zur Basisbandsignal-Bandbreite
ziemlich breit ist. Wie im obigen Beispiel erörtert, kann die Phasenregelkreisschaltung
einen einzelnen Hochpasseffekt unterhalb 150 Hz und einen doppelten
Hochpasseffekt unterhalb 10 Hz aufweisen. Dies ist in 2 durch
ein Paar von Hochpassfiltern 83 und 84 in der
Sendeschaltung 15 dargestellt. Wie vorstehend erörtert, kann
die ZF-Filterung in der Empfangsschaltung auch einen Tiefpasseffekt
auf das Audiosignal mit einem Zwei-Pol-Verhalten bei 10 kHz aufweisen.
Dies ist in 2 durch ein Paar von Tiefpassfiltern 81, 82 in
der Empfangsschaltung 13 dargestellt.
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Um
ein reines Empfangssignal 76 am Ausgang des Subtrahierers 29 zu
erhalten, muss das Kompensationsfilter 17 sowohl die Hochpasseffekte der
Sendeschaltung 15 als auch die Tiefpasseffekte der Empfangsschaltung 25 kompensieren.
In 2 ist somit die Kompensationsfilterschaltung 17 mit zwei
Hochpassfiltern 85 und 86 und zwei Tiefpassfiltern 87 und 88 gezeigt.
Die Anzahl von in Verbindung mit 2 beschriebenen
Hochpass- und Tiefpasseffekten
ist nur beispielhaft und die genaue Kompensationsfilterkennlinie
wird durch Nachbilden des PLL-Filtereffekts
auf das VCO-Ausgangssignal 62 in Kombination mit dem ZF-Filtereffekt
auf das Mischerausgangssignal 72 ermittelt. Das Kompensationsfilter
ist dasselbe wie diese Zusammensetzung. Die verschiedenen Teilschaltungen
der Sende- und der Empfangsschaltung können andere Filtereffekte aufweisen,
die durch die Kompensationsfilterschaltung nachgebildet und abgeglichen
werden können.
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Mit
Bezug auf 3 ist ein Beispiel des Kompensationsfilters 17 gezeigt.
Man beachte, dass das in 3 gezeigte Ausführungsbeispiel
des Filters nur eine Konstruktion ist, die verwendet werden könnte, um
das Kompensationsfilter 17 zu implementieren. Viele weiteren
Implementierungen des Filters können
realisiert werden, die dieselbe Funktion durchführen würden, nämlich das Sendeaudiosignal vom
Empfangssignal zu beseitigen. In der Schaltung 17 von 3 empfängt der
Eingangsknoten 51 das Sendeaudiosignal vom Sendeaudioprozessor
der Sendeschaltung. Ein Widerstand R1 und ein Kondensator C1 sind
mit dem Eingangsknoten 51 in Reihe geschalten. Ein Widerstand
R2 ist zwischen ein Ende des Kondensators C1 und die Erdung geschaltet.
Ein Kondensator C2 ist mit dem Widerstand R2 zwischen dem Ende des
Kondensators C1 und der Erdung parallel geschaltet. Ein Kondensator
C3 ist nach dem Widerstand R2 und dem Kondensator C2 zwischen den
Kondensator C1 und einen Widerstand R3 in Reihe geschaltet. Das
zweite Ende des Widerstandes R3 ist mit dem negativen Eingangsanschluss
N1 eines Operationsverstärkers 60 verbunden.
Der positive Eingangsanschluss N3 des Operationsverstärkers 60 ist
mit der Erdung verbunden. Der Widerstand R4 und der Kondensator
C4 sind zwischen dem negativen Eingangsanschluss N1 und dem Ausgangsanschluss
N2 des Operationsverstärkers 60 parallel
geschalten. Der Ausgangsanschluss N2 ist mit dem Ausgangsknoten 52 der Kompensationsfilterschaltung
verbunden. Der Ausgangsknoten 52 der Kompensationsfilterschaltung 17 steht
mit dem Subtrahierer der Empfangsschaltung der Sende-Empfangseinrichtung
in Verbindung.
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Wie
vorstehend im Hinblick auf 2 erörtert, weist
ein typischer Phasenregelkreis eine Bandbreite von etwa 150 Hz und
eine Phasenregelkreisvoreilung von Null bei 10 Hz auf, was bedeuten
würde,
dass der Phasenregelkreis das Modulationssignal beeinflusst, indem
er es einem einzelnen Hochpasseffekt unterhalb 150 Hz und einem
doppelten Hochpasseffekt unterhalb 10 Hz unterzieht. Daher sollte
das Kompensationsfilter von 3 dasselbe Verhalten
widerspiegeln, so dass der Subtrahierer jegliche Sendeaudiosignale
aus dem Empfangssignal vollständig
beseitigt. Mit Bezug auf 3 bildet der Kondensator C1
mit einem Wert von 22 nF folglich ein Hochpassfilter 53 mit
dem Widerstand R2, der einen Widerstandswert von 1 MΩ aufweist.
Außerdem
bildet der Kondensator C3 mit einer Kapazität von 22 nF ein zweites Hochpassfilter 55 mit
dem Widerstand R3, der einen Widerstandswert von 100 kΩ aufweist.
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Die
Empfangsseite weist auch eine gewisse Filterung, hauptsächlich in
der ZF-Stufe, auf und diese hat eine Auswirkung auf das Audiosignal.
Wie im obigen Beispiel erörtert,
wird angenommen, dass die Filterung der Empfangsschaltung einen
Tiefpasseffekt auf das Audiosignal mit einer Zwei-Pol-Verhalten bei
10 kHz aufweist. Daher müsste
das Kompensationsfilter diesen Tiefpasseffekt kompensieren. In der Schaltung
von 3 bildet ein Widerstand R1 mit einem Widerstandswert
von 10 kΩ ein
Tiefpassfilter 54 mit dem Kondensator C2, der eine Kapazität von 1,5 nF
aufweist. Außerdem
bilden der Widerstand R4 mit einem Widerstandswert von 100 kΩ und der
Kondensator C4 mit einer Kapazität
von 150 pF ein zweites Tiefpassfilter 56. Die zwei Tiefpassfilter
haben den Effekt des Abgleichs der Effekte von irgendeiner signifikanten
ZF-Filterung von
der Empfangsschaltung, während
die Hochpassfilter 53 und 55 den Effekt des Abgleichs
irgendwelcher Effekte der Phasenregelkreisschaltung im Sendeaudiosignal
aufweisen.
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Mit
Bezug auf 4 wird eine Kurve in Bezug auf
die Effekte der Kompensationsfilterung gezeigt. Die Kurve stellt
die Signalverstärkung
in Dezibel (dB) auf der Y-Achse 92 und
die Frequenz (Hz) in einem logarithmischen Maßstab auf der X-Achse 91 dar.
In einem Teil 94 der Kurve zwischen 10 und 150 Hz ist ein
Hochpassanstieg mit 20 dB pro Dekade vorhanden. Dies beruht auf
den Effekten des Hochpassfilters 55. Im Teil 93 der
Kurve unterhalb 10 Hz ist eine Flanke eines Hochpassanstiegs mit
40 dB pro Dekade vorhanden, die auf der Kombination der Hochpassfilter 53 und 55 beruht.
Der Teil 95 der Kurve oberhalb 150 Hz ist als mit einer
Steigung von 0 dB, bis die Frequenz 10 kHz erreicht, gezeigt, wo
das Zwei-Pol-Verhalten von der ZF-Filterung kompensiert werden muss. An
diesem Punkt bewirken die Tiefpassfilter 54 und 56,
dass ein Teil 96 der Kurve oberhalb 10 kHz eine Tiefpassneigung
von 40 dB pro Dekade aufweist.
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Verschiedene
Implementierungen des Kompensationsfilters und des Amplitudenkompensators können auf
der Basis gut bekannter Konstruktionsmodelle von Filtern realisiert
werden. Solche Modelle werden verwendet, um die Filtereffekte der
Phasenregelkreisschaltung auf der Sendeseite und der Empfangsseiten-ZF-Filterung
sowie die Amplitudenverzerrung in der Detektorschaltung zu kombinieren.