DE60120515T2

DE60120515T2 - System mit einem geschlossenen Regelkreis für eine verbesserte Abwärtsbewegung

Info

Publication number: DE60120515T2
Application number: DE60120515T
Authority: DE
Inventors: Juha Ylitalo; Marcos Katz
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Intellectual Ventures I LLC
Priority date: 2000-06-02
Filing date: 2001-06-01
Publication date: 2007-01-18
Anticipated expiration: 2021-06-02
Also published as: EP1489756A1; US7139324B1; EP1489756B1; DE60120515D1; ATE329416T1; US7844010B2; ATE329417T1; US20100322337A1; US20050157684A1; JP4868341B2; US8442144B2; CA2410982C; CN100392996C; EP1487134A1; CN100399722C; CA2410982A1; DE60131533D1; CN1658529A; AU6053301A; BR0111295A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Sachgebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System zur Steuerung von Down-Link-Signalübertragung von einer Basisstation eines zellularen Mobilfunksystems zu einer entfernt liegenden Station. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Phasen- und Amplituden-Steuersystem mit geschlossener Schleife, um die Phase und Amplitude von Down-Link-übertragenen Signalen einzustellen.
Beschreibung des Standes der Technik
Zellulare Telefonsysteme werden in Umfeldern betrieben, die Mehrfachwege oder Reflexionen ihrer Signale verursachen, insbesondere in urbanen Umfeldern. In 1 sendet der Sender 1 der Basisstation sein Signal zu einer entfernt liegenden Station 2 (oft mobil) auf einem direkten Weg 3. Aufgrund des Vorhandenseins eines großen Gebäudes 4 sendet der Sender 1 sein Signal zur entfernt liegenden Station 2 jedoch auch auf einem indirekten Weg 5, so dass eine Winkelausbreitung AS zwischen der Ankunftsrichtung des direkten Weges 3 an der entfernt liegenden Station 2 und der Ankunftsrichtung des indirekten Weges an der entfernt liegenden Station 2 verursacht wird. Der direkte Weg 3 und der indirekte Weg 5 werden an der entfernt liegenden Station wieder vereinigt, wo konstruktive und destruktive überlagerte Signale willkürliche oder willkürlich erscheinende Fading- oder Ausfallzonen verursachen.
Um die Wirkungen von Mehrfachwegen zu vermeiden, verwenden bekannte Systeme Raum-Zeit-Diversity-Übertragungsverfahren. In 2 enthält ein bekannter Sender einen Raum-Zeit-Diversity-Übertragungskodierer 10, komplexe Multiplizierer 12 und 14 und Antennen 16 und 18. Der Raum-Zeit-Diversity-Übertragungskodierer 10 verarbeitet das Eingangssignal S_IN in zwei Kanalsignale CH₁ und CH₂. Die Multiplizierer 12 und 14 können den beiden Kanalsignalen CH₁ und CH₂ einen gleichen Orthogonalisierungs-Code OC erteilen, um die beiden Kanäle als Informationen über das Eingangssignal S_IN enthaltende Kanäle zu identifizieren, jedoch werden bei den unterschiedlichen Antennensignalen unterschiedliche orthogonale Identifizierer (zum Beispiel Pilotsequenzen oder Übungssequenzen) angewendet, so dass die entfernt liegende Station getrennt die Signale von den beiden Antennen identifizieren kann. Die multiplizierten Kanalsignale werden von entsprechenden Antennen 16 und 18 gesendet, die einen Abstand von zum Beispiel 20 Wellenlängen haben. Solche einen Abstand aufweisenden Antennen werden Diversity-Antennen genannt. In Mehrwegumfeldern tritt starkes Fading auf, wenn sich verschiedene Ausbreitungswege an der Empfangsantenne destruktiv summieren. Bei Verwendung von Diversity-Antennen ist die Wahrscheinlichkeit gering, dass sich beide Signale CH₁ und CH₂ in tiefem Fading befinden, da sich die beiden Signale voraussichtlich über verschiedene Wege verbreiten, zum Beispiel die Wege 3 und 5. Diversity-Antennen können Rundstrahlantennen sein oder Antennen, die in Antennensektoren, die sich überlappen, gerichtet sind. Wenn Diversity-Antennen einen ausreichenden Abstand haben, können sie als orthogonal angesehen werden, da sie Signale in nicht korrelierten Kanälen (das heißt Wegen) verbreiten.
Das Eingangssignal S_IN führt zwei Symbole S₁ und S₂ in zeitlicher Folge, das erste Symbol im Symbolschlitz zwischen 0 und T und das zweite Symbol im Symbolschlitz zwischen T und 2T. In 3 verwendet das Kodiererbeispiel 10 eine QPSK-Modulationstechnik und enthält ein Zeitausrichtungs-Register 20 und ein Halteregister 22, um zwei Symbole zu halten. Das Basisband-Trägersignal SBBC wird im Inverter 24 invertiert, um einen negativen Basisband-Träger SBBC zu erzeugen. Der QPSK-Modulator 26 kodiert das Symbol S₁ auf das Basisband-Trägersignal SBBC, um ein moduliertes erstes Symbol zu erzeugen, und der QPSK-Modulator 28 kodiert das Symbol S₁ auf das negative Basisband-Trägersignal-SBBC, um ein moduliertes Konjugiertkomplexes des ersten Symbols zu erzeugen. Der QPSK-Modulator 30 kodiert das Symbol S₂ auf das Basisband-Trägersignal SBBC, um ein moduliertes zweites Symbol zu erzeugen, und der QPSK-Modulator 32 kodiert das Symbol S₂ auf das negative Basisband-Trägersignal-SBBC, um ein moduliertes Konjugiertkomplexes des zweiten Symbols zu erzeugen. Das modulierte Konjugiertkomplexe des zweiten Symbols wird im Inverter 34 invertiert, um ein negatives moduliertes Konjugiertkomplexes des zweiten Symbols zu erzeugen. Der analoge Multiplexer 36 schaltet das modulierte erste Symbol in das erste Kanalsignal während des ersten Symbol-Zeitschlitzes (das heißt 0 bis T, 2) und schaltet das negative modulierte Konjugiertkomplexe des zweiten Symbols in das erste Kanalsignal während des zweiten Symbol-Zeitschlitzes (das heißt T bis 2T, 2), so dass das Signal in CH₁ [S₁ – S₂*] ist. Der analoge Multiplexer 28 schaltet das modulierte zweite Symbol in das zweite Kanalsignal während des ersten Symbol-Zeitschlitzes (das hießt 0 bis T, 2) und schaltet das modulierte Konjugiertkomplexe des ersten Symbols in das zweite Kanalsignal während des zweiten Symbol-Zeitschlitzes (das heißt T bis 2T, 2), so dass Signal in CH₂ [S₂, S₁] ist.
In 2 besteht der Kode OC aus einem beiden Multiplizierern 12, 14 zugeführten Code, der als CDMA-Ausbreitungsfunktion verwendet wird, um die beiden von den Antennen 16 und 18 gesendeten Signale von anderen Signalen zu isolieren, die Gleichkanalstörungen erzeugen können. Die Multiplizierer 12 und 14 multiplizieren die ersten und zweiten Kanalsignale, bevor sie über die Antennen 16 und 18 gesendet werden. HF-Aufwärtsumwandler sind der Einfachheit halber nicht dargestellt.
An der entfernt liegenden Station 2 empfängt ein Empfänger Signale von beiden Antennen 16 und 18 mit einer einzigen Antenne, wandelt die Signale abwärts, entspreizt die Signale unter Verwendung des Kodes OC und gewinnt eine Zusammensetzung der Kanäle CH₁ und CH₂ wieder, wie sie von den Antennen 16 bzw. 18 gesendet worden sind. In dem ersten Symbol-Zeitschlitz zwischen 0 und T wird das zusammengesetzte modulierte QPSK-Signal R₁ empfangen (wobei R₁ = k₁₁S₁ + k₁₂S₂), und in dem zweiten Symbol-Zeitschlitz zwischen T und 2T wird das zusammengesetzte modulierte Signal R₂ empfangen (wobei R₂ = –k₂₁S₂* + k₂₂S₁* ist und die Sternchen sich auf ein Konjugiertkomplexes beziehen). Die Konstante k₁₁ ist eine Übertragungsweg-Konstante von der ersten Antenne 16 zur entfernt liegenden Station 2 während des ersten Zeitschlitzes, die Konstante k₁₂ ist eine Übertragungsweg-Konstante von der zweiten Antenne 18 zu der entfernt liegenden Station 2 während des ersten Zeitschlitzes, die Konstante k₂₁ ist eine Übertragungsweg-Konstante von der ersten Antenne 16 zur entfernt liegenden Station 2 während des zweiten Zeitschlitzes, und die Konstante k₂₂ ist eine Übertragungsweg-Konstante von der zweiten Antenne zur entfernt liegenden Station 2 während des zweiten Zeitschlitzes. Der Empfänger dreht den Kanal zurück, um die weichen Symbole S₁* und S₂* wiederzugewinnen, wobei S1* = k11R1 + k12R2 und S2* = k21R2* + k22R1*.
Bei diesem Zeit-Raum-Kodierverfahren werden die ersten und zweiten Symbole redundant von getrennten Antennen gesendet. Das erste Symbol wird kodiert, um im ersten wie auch im zweiten Symbol-Zeitschlitz übertragen zu werden, und das zweite Symbol wird auch kodiert, um im ersten wie auch im zweiten Symbol-Zeitschlitz übertragen zu werden. Die Wirkung dieses Symbol-Wiedergewinnungsverfahrens besteht darin, dass Fading- oder Ausfallbereiche, die während eines Symbol-Zeitschlitzes auftreten können, weniger wahrscheinlich während beider Symbol-Zeitschlitze auftreten, wenn auch eine Verschachtelung ausgenutzt wird. Eine Verschachtelung wird vor der Raum-Zeit-Kodierung angewendet, um benachbarte Bits in der Zeit weniger korreliert zu machen. Da die empfangenen Symbole aus empfangenen Signalen während beider Zeitschlitze R₁ und R₂ wiedergewonnen werden, wird der Fading-Effekt vermindert. Der Stand der Technik nutzt jedoch nicht die Vorteile aus, die durch unabhängiges Leistungs- und Phasenmanagement von einzelnen Strahlen gegeben sind, und die durch verschiedene Antennen vom Diversity-Typ gesendet werden, um eine größere spektrale Wirksamkeit an der Basisstation zu erzielen, aber Gleichkanal-Störungen zu minimieren. Der Stand der Technik nutzt nicht die Vorteile, die durch räumliches Leistungsmanagement von unabhängig gerichteten Strahlen gegeben sind, um eine größere spektrale Wirksamkeit an der Basisstation zu erzielen, aber die Gleichkanal-Störungen zu minimieren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Down-Link-Funktion eines zellularen Mobilfunksystems zu verbessern. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, unerwünschte Fading- und Ausfalleffekte zu minimieren.
Diese und weitere Aufgaben werden in Übereinstimmung mit der Erfindung mittels eines Verfahrens gelöst, welches folgende Schritte einschließt: Auswahl von wenigstens zwei Strahlen aus mehreren Strahlen, die von einem mehrstrahligen Antennenfeld gebildet werden, das einer ersten Station für die Übertragung von wenigstens zwei Raum-Zeit-kodierten Signalen zugeordnet ist, die von einem Raum-Zeit-Kodierer erzeugt werden, festlegen einer Zeitverzögerung, die jeder der wenigstens zwei Raum-Zeit-kodierten Signale zugeordnet ist, wie sie in jedem entsprechenden Strahl empfangen werden; und setzen der Zeitverzögerung entsprechend einem jeden Strahl in eine variable Verzögerungsleitung, wobei jede variable Verzögerungsleitung zwischen das mehrstrahlige Antennenfeld und den Raum-Zeit-Kodierer geschaltet ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird in Einzelheiten in der folgenden Beschreibung anhand von in den Zeichnungen dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispielen erläutert. In den Zeichnungen zeigen:
1 eine schematische Ansicht eines Mobilfeld-Umfeldes, in dem die vorliegende Erfindung verwendet wird;
2 ein Blockschaltbild einer bekannten Basisstation;
3 ein Blockschaltbild eines bekannten Raum-Zeit-Kodierers;
4 ein Blockschaltbild eines Basisstation-Gerätes gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 ein Blockschaltbild eines Basisstation-Gerätes gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;
6 eine schematische Darstellung eines bekannten Hex-Winkelreflektor-Antennensystems;
7 eine schematische Darstellung einer bekannten Phasenfeldantenne;
8 eine schematische Darstellung eines Beispiels eines Drei-Sektor-Antennensystems;
9 eine schematische Darstellung einer bekannten „Butler Matrix"-Antenne;
10 eine schematische Darstellung eines Zwei-Strahl-Phasen-Antennenfeldes;
11 ein Blockschaltbild eines Basisstation-Gerätes gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
12 ein Blockschaltbild eines TDMA-Basisstation-Gerätes gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
13 ein Blockschaltbild eines Strahlleistungs-Managementsystems mit geschlossener Schleife gemäß der vorliegenden Erfindung;
14 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Mobilfunksystems;
15–17 Flussdiagramme von Verfahren zur Bestimmung des Winkelleistungs-Spektrums gemäß der vorliegenden Erfindung;
18 eine graphische Darstellung eines von der vorliegenden Erfindung empfangenen und/oder berechneten Winkelleistungs-Spektrums;
19 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
20 ein Flussdiagramm eines Verfahrens von Feedback-Steuerung gemäß der vorliegenden Erfindung;
21 eine schematische Ansicht, die das von der Erfindung verarbeitete Mehrwegsignal mit einer einen Sektor überdeckenden Antenne veranschaulicht;
22 eine graphische Darstellung, die das von einer entfernt liegenden Station empfangene direkte und Mehrwegsignal von 21 veranschaulicht;
23 eine schematische Ansicht, die das Mehrwegsignal veranschaulicht, das von der Erfindung mit einer einen Sektor überdeckenden Mehrstrahlantenne verarbeitet worden ist;
24 eine graphische Darstellung, die das direkte Signal und eine verzögerte Kopie des direkten Signals von 21 oder 23 zeigt, das von einer entfernt liegenden Station empfangen wird;
25 eine graphische Darstellung, die das Mehrwegsignal von 21 oder 23 zeigt, das von einer entfernt liegenden Station empfangen wird;
26 ein Blockschaltbild eines Basisstation-Gerätes mit einer programmierbaren Verzögerungsleitung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
27 eine graphische Darstellung, die ein Verzögerungs-Verteilungsprofil gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
28 ein Flussdiagramm eines Aufbauverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung;
29 ein Flussdiagramm eines Zeitausrichtungs-Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung und
30 ein Flussdiagramm eines Feedback-Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
Um eine größere spektrale Leistungsfähigkeit von Übertragungen von der Basisstation bei minimalen Gleichkanal-Störungen zu erzielen, ist ein unabhängiges Power-Management von individuellen Strahlen entwickelt worden, die von verschiedenen Diversity-Antennen ausgesendet wurden, und es wurde ein Strahl-Raum-Zeit-Kodierverfahren entwickelt, um die Verschiedenheit des Ankunftswinkels und das räumliche Power-Management von unabhängig gerichteten Strahlen auszunutzen. Strahl-Raum-Zeit-Verfahren unterscheiden sich von bekannten Raum-Zeit-Kodierverfahren durch ihre Verwendung von zwei oder mehr unabhängig gerichteten orthogonalen Strahlen, um Power- und Strahlbreiten-Managemant sowie Verschiedenheit des Ankunftswinkels auszunutzen. Orthogonale Strahlen sind getrennt von dem Empfänger zu identifizieren, durch Verwendung senkrechter Polarisation (Zwei-Strahl-Fall) durch Verwendung eines unterschiedlichen Pilot-Kodes für jeden Strahl in einem CDMA-System zusätzlich zu dem CDMA-Spread-Spektrum-Kode, der für alle Strahlen gemeinsam ist, durch Verwendung eines unterschiedlichen Spread-Spektrum-Kodes für jeden Strahl in einem DCMA-System ohne Pilot-Kodes, durch Verwendung einer unterschiedlichen Übungssequenz (zum Beispie Pilot-Kode), die in jeden Strahl in einem TDMA-System gemultiplext wird. Für den Fachmann ist ersichtlich, dass es andere orthogonale Strahlverfahren gibt, die oben nicht genannt sind, oder Verfahren, die verschiedene Kombinationen der obigen Verfahren benutzen, die äquivalent sind, um ein Mittel für den Empfänger an der entfernt liegenden Station vorzusehen, um getrennt die einzelnen Strahlen zu identifizieren und die Signale, die sie tragen, wiederzugewinnen.
Power-Managementverfahren zur Übertragung unterschiedlicher Leistungen in verschiedenen orthogonalen Strahlen verbessern die spektrale Leistungsfähigkeit an der Basisstation auf einer systemweiten Basis durch Minimierung von Gleichkanal-Störungen selbst wenn diese Power-Management-Steuerung bei gerichteten Strahlen mit überlappendem Sektor angewendet wird, oder bei ungerichteten Strahlen von Diversity-Antennen. Bei orthogonal kodierten Strahlen, die unterschiedlich gerichtet sind, sieht räumliches Power-Management von unabhängig gerichteten Strahlen sogar weitere Verbesserungen vor. Die relativ schlechte Down-Link-Funktion von Mofilfunkumfeldern mit großen Winkelausbreitungen wird beträchtlich verbessert, wenn das oben beschriebene Strahl-Raum-Zeit-Kodierverfahren angewendet wird.
In 4 enthält eine erste Ausführungsform eines verbesserten Senders 100 (Power-Management von Diversity-Antennen genannt) einen bekannten Raum-Zeit-Übertragungs-Diversity-Kodierer 10 und komplexe Multiplizierer 12 und 14. Ein verbesserter Sender 100 enthält ferner Skalierverstärker 102 und 104 und Diversity-Antennen 16 und 18. In einem CDMA-System erteilen Multiplizierer 12, 14 unterschiedliche Spread-Spektrum-Kodes an verschiedene Strahlen, so dass ein Empfänger in der entfernt liegenden Station 2 die Strahlen getrennt unterscheiden kann.
Obwohl den Multiplizierern 12, 14 in einem DCMA-System getrennt unterscheidbare Ausbreitungs-Kodes wie hier beschrieben zugeführt werden, um die orthogonalen Strahlen zu erstellen, sei bemerkt, dass alle Mittel zum Erzeugen von orthogonalen Strahlen hierbei das getrennte Power-Management der Übertragungen von den Diversity-Antennen (das heißt überlagernde Überdeckung), oder von steuerbaren Richtungsantennen ermöglichen. Wenn zum Beispiel in einem CDMA-System die Multiplizierer 12 und 14 mit denselben Ausbreitungs-Kodes (Spreading Codes) versehen werden, kann ein anderer Satz von Multiplizierern 12* und 14* (nicht dargestellt) verwendet werden, um den Kanalsignalen Pilot-Kodes zu erteilen. Die Multiplizierer 12* und 14* werden dann mit orthogonalen Pilot-Kodes versehen, so dass der Empfänger in der entfernt liegenden Station 2 die Strahlen getrennt unterscheiden kann. Bei einer anderen Variante werden die Antennen 16 und 18 durch eine einzige Antenne mit zwei Erregerelementen gebildet, um zwei Strahlen zu erzeugen, die orthogonal polarisiert sind (zum Beispiel polarisiert bei einer +/- 45°-Neigung zur Vertikalen oder einem anderen Bezug), aber andererseits denselben Sektor überdecken. Solche Strahlen sind orthogonal, und die Übertragung über die entsprechenden Signalwege erfahren ein unkorreliertes Fading.
Skalier-Steuersignale SA1 und SA2 steuern getrennt die Verstärkung oder Dämpfung, die durch getrennte Skalierverstärker 102 bzw. 104 erreicht wird. Die Skalier-Steuersignale SA1 und SA2 können real zu Skalieramplituden sein oder imaginär zu Verschiebungsphasen, oder komplex mit sowohl realen als auch imaginären Komponenten für sowohl Skalieramplituden als auch Verschiebungsphasen. Es sei bemerkt, dass die Verstärkung am Ausgang des Kodierers 10 vor den Multiplizierern 12 und 14, nach den Multiplizierern 12 und 14 oder in den Antennen 16 und 18 vorgesehen werden kann.
Die Antennen 16, 18 sind Diversity-Antennen, die überlagerte Sektoren abdecken oder sie sind ungerichtet. Diese erste Ausführungsform unterscheidet sich von bekannten Raum-Zeit-kodierten Systemen darin, dass die in jedem Strahl übertragene Leistung getrennt von SA1 und SA2 gesteuert wird.
In 5 enthält eine zweite Ausführungsform eines verbesserten Senders 100 (als Winkel-Spektralleistungs-Managemant bezeichnet) einen bekannten Raum-Zeit-Übertragungs-Diversity-Kodierer 10 und komplexe Multiplizierer 12 und 14. Der verbesserte Sender 100 enthält ferner Skalierungsverstärker 102 und 104 und gesteuerte Richtantennen 106 und 108. Im Gegensatz zu den Antennen 16 und 18 von 2 sind die Richtantennen 106 und 108 zu einem direkten Weg 3 und einem indirekten Weg 5 (1) oder irgendeiner anderen Richtung gerichtet, um eine winkelausbreitung AS oder jenen Teil des Winkelleistungs-Spektrums abzudecken, der wie hierin beschrieben einen Schwellwert überschreitet. In einem CDMA-System erteilen die Multiplizierer 12, 14 verschiedene Spread-Spektrum-Kodes an verschiedene Strahlen oder verwenden andere Mittel, so dass ein Empfänger an der entfernt liegenden Station die Strahlen getrennt unterscheiden kann, wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, in dem Diversity-Antennen verwendet werden. Die Skalierungs-Steuersignale SA1 und SA2 steuern getrennt die Verstärkung oder Dämpfung, die durch getrennte Skalierungsverstärker 102 bzw. 104 erzielt wird. Die Skalierungs-Steuersignale SA1 und SA2 können real sein, um Amplituden zu skalieren oder imaginär, um Phasen zu verschieben, oder sie können komplex sein mit sowohl realen als auch imaginären Komponenten für sowohl Skalierungs-amplituden als auch Verschiebungsphasen. Es sei bemert, dass die Verstärkung am Ausgang des Kodierers vor den Multiplizierern 12 und 14, nach den Multiplizierern 12 und 14 oder in den Antennen 106 und 108 vorgesehen werden kann. Obwohl getrennte Ausbreitungs-Kodes in einem CDMA-System bei den Multiplizierern 12, 14 angewendet werden, wie hier beschrieben wurde, um die orthogonalen Strahlen zu erzeugen, sei bemerkt, dass andere Mittel zur Erzeugung von orthogonalen Strahlen das getrennte Power-Management der Übertragungen von den gesteuerten Richtantennen ermöglichen (das heißt ausgewählten Richtungen wie hier beschrieben).
Bei einer dritten Ausführungsform (auch als Richtungs-Diversity bezeichnet und nicht getrennt dargestellt) sind die Verstärker 102 und 104 von 5 aus dem Sender 100 entfernt, so dass keine differentielle Verstärkung erzielt wird, und beide Kanäle CH1 und CH2 haben eine symmetrische und gleiche Verstärkung, aber ihre Signale werden unmittelbar über gesteuerte Richtantennen 106 und 108 übertragen.
Es gibt mehrere Mittel zur Ausführung von gesteuerten Richtantennen. In 6 enthält ein bekanntes gesteuertes Hex-Richtantennensystem 600 sechs auf gleicher Seite angeordnete Winkelreflektor-Antennen wie die Winkelreflektor-Antenne 608, die in einem Kreis angeordnet sind und alle in Draufsicht dargestellt sind. Jede Winkelreflektor-Antenne 608 enthält einen einzelnen Halbwellen-Dipol 612 als Erregerelement und Winkelreflektoren 614. Jede Winkelreflektor-Antenne 608 beleuchtet in der Draufsicht eine Strahlbreite von 60°. Das Hex-Diversity-Antennensystem 600 ist gezeigt worden, um eine Winkelort-Information zu geben, die den tragenden Winkel von einer Basisstation zu der entfernt liegenden Station auf der Basis einer empfangenen Signalstärke bei 820 MHz angibt (Rhee, Sang-Bin, „Vehicle Location In Angular Sectors Based on Signal Strength", IEEE Trans. Veh. Technol., Band VT-27, Seiten 244-258, Nov. 1978). Solche auf gleicher Seite befindlichen (co-sited) Winkelreflektor-Antennen könnten eine 360° Überdeckung in drei Sektoren (120°-Antennen), in vier Sektoren (90°-Antennen), in fünf Sektoren (72°-Antennen), in acht Sektoren (45°-Antennen), oder irgendeine zweckmäßige Art von Sektoren unterteilen, die realisierbar sein mag.
Beim zweiten und dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein gesteuertes Richtantennensystem für den zellularen Mobilfunksender 1 (1) verwendet. Ein gesteuertes Richtantennensystem wird definiert als ein System, das zwei oder mehr unterscheidbare und getrennt steuerbare Strahlen liefern kann. Es kann eine Einzelantenne mit zwei oder mehr Erregerelementen sein, die so angeordnet sind, dass sie zwei oder mehr Strahlen erzeugen (zum Beispiel so angeordnet, dass sie zwei unterscheidbare Strahlen erzeugen, die mit einer +/- 45°-Neigung zur Vertikalen polarisiert sind oder andernfalls denselben Sektor überdecken). Es kann ein Mehrantennensystem sein, um Strahlen zu erzeugen, die verschiedene Sektoren überdecken. Zum Beispiel kann das gesteuerte Richtantennensystem vorteilhafterweise ein Hex-Winkelreflektor-System sein, wie zum Beispiel das in 6 dargestellte Antennensystem. Das gesteuerte Richtantennensystem dient bei einer Empfangs-Betriebsart zur Bestimmung des Winkelortes der entfernt liegenden Station 2 auf der Basis eines von der entfernt liegenden Station 2 gesendeten Signals. Die beiden Sektoren mit den stärksten empfangenen Signalen werden als die wahrscheinliche Ankunftsrichtung des direkten Weges 3 und des indirekten Weges 5 (siehe 1) identifiziert. Die diese beiden Sektoren beleuchtenden Antennen werden als Richtantennen 106 und 108 des zweiten und dritten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung (4 und 5) ausgewählt. Alternativ können die entsprechenden Ankunftsrichtungen auf der Basis einer Berechnung des Winkel-Leistungsspektrums bestimmt werden, wie unten erläutert.
In 7 enthält eine bekannte phasengesteuerte Gruppenantenne 720 eine Gruppe von Erregerelementen 722 (zum Beispiel Halbwellen-Dipole), die so angeordnet sind, dass sie einen Abstand von der Bodenebene oder Reflektorebene 724 haben. 7 zeigt acht strahlende Elemente, aber es können auch mehr oder weniger Elemente verwendet werden. Jedes Erregerelement 720 wird mit einem Signal von einem entsprechenden Phasenschieber 726 gespeist. Jeder Phasenschieber 726 ändert die Phase und dämpft (oder verstärkt) die Amplitude des Signals S gemäß einem entsprechenden individuellen Steuerteil des Steuersignals C. Zum Beispiel enthält das Steuersignal C acht Phasenschiebe-Parameter und acht Dämpfungs-Parameter. Jeder Phasen- und Amplituden-Parameter steuert individuell die von einem entsprechenden Element der acht Erregerelemente der Antenne 720 ausgestrahlte Phase und Amplitude. Die Winkelstrahlbreite einer solchen Antenne ist durch das Verhältnis der Wellenlänge des ausgestrahlten Signals geteilt durch die Apertur-Dimension D begrenzt; jedoch kann durch Steuern der Signalamplituden der über die Antenne verteilten Erregerelemente 722 mit einer sogenannten Wichtungsfunktion der Strahl geformt werden, um ihn zu verbreitern, wobei die Mitte des Strahls abgeflacht und/oder die Seitenkeulen unterdrückt werden. Durch Steuern des Gradienten der Phase an den Erregerelementen über der Antenne kann der Strahl elektronisch auf einen Punkt in einer gesteuerten Richtung geleitet werden.
Bei einer Variante des zweiten und dritten Ausführungsbeispiels enthält das Antennensystem für den Sender 1 (1) mehrere phasengesteuerte Gruppenantennen 720, die in einem Multi-Antennensystem organisiert sind. In 8 kann ein Multi-Antennensystem als Beispiel drei Antennen enthalten (phasengesteuerte Gruppenantennen 720), die so angeordnet sind, dass sie in gleichem Winkelabstand nach außen weisen, so dass die drei phasengesteuerten Gruppenantennen 720 an der Basisstation ein Antennensystem bilden. Jede Antenne 720 ist so bemessen, dass sie einen Sektor von 120° abdeckt. Die Basisstation lokalisiert die entfernt liegende Station durch elektronische Abtastung der Antenne 720. Amplitudenwichtungen für jedes strahlende Element werden vorzugsweise auf ein Maximum gesetzt und sind alle gleich, so dass die Antenne ihren schmalsten Strahl (meistens gerichteter Strahl) liefert. Der Empfangsstrahl wird in Schritten abgetastet, indem zuerst die Phasenparameter für das Steuersignal des Signals C berechnet werden, die einen Gradienten in der Phase über der Antenne darstellen, um einen gewünschten Strahlpunkt zu erreichen, und dann die Antenne 720 so gesteuert wird, dass sie in die gewünschte Richtung weist. Zweitens stellt ein Empfänger beim Sender (1) jede empfangene Signalstärke fest. Die Schritte zum Ausrichten eines Empfangsstrahls und zum Feststellen einer Signalstärke werden an jeder von mehreren Strahlpositionen wiederholt, bis der gesamte von der Antenne (720) abgedeckte Sektor abgetastet worden ist. Auf diese Weise wird der Winkelort der entfernt liegenden Station 2 mit einer Genauigkeit bestimmt, die nur durch die schmalste erzielbare Strahlbreite der Antenne 720 begrenzt ist. Nachdem bestimmt worden ist, dass die Orte des direkten Weges 3 und des indirekten Weges 5 in verschiedenen Sektoren (zum Beispiel 120°-Sektoren) liegen, werden aus den mehreren Antennen 720 des Antennensystems die Antennen 106 und 108 (5) ausgewählt, die dem direkten Weg 3 und dem indirekten Weg 5 am nächsten liegen, und innerhalb des von jeder ausgewählten Antenne 720 abgedeckten Sektors werden die Phasengradienten bestimmt, die Strahlen definieren, die auf die Winkelorte für den direkten Weg 3 und den indirekten Weg zeigen. Wenn die Wege 3 und 5 in einem einzigen Sektor liegen, können alternativ zwei Sendestrahlen innerhalb des einzigen Sektors gebildet werden, die entlang der Wege 3 und 5 gerichtet werden sollen, wenn das Antennensystem in der Lage ist, die beiden Strahlen in dem einzigen Sektor zu bilden (siehe nachfolgende Erläuterung in Verbindung mit 10).
In 9 enthält das Antennensystem 930 vier strahlende Elemente 932, die im Abstand von der Bodenebene oder Reflektorebene 934 angeordnet sind. Jedes Strahlungs- oder Erregerelement 932 wird mit einem Signal von einer bekannten Butler-Matrix 936 gespeist. Die Butler-Matrix liefert Phasenschieber- und Kombinationsfunktionen an Signale S1, S2, S3, S4, so dass die Strahlung von den vier Erregerelementen 932 kombiniert wird, um vier feste, winkelmäßig gerichtete und orthogonale Strahlen B1, B2, B3 und B4 zu erzeugen. Im allgemeinen führt eine Butler-Matrix eine Fourier-Verarbeitungsfunktion zur Speisung von M Strahlungselementen aus, um M feste und orthogonale Strahlen (Winkel-Bins) zu bilden. Im Antennensystem 930 wird zum Beispiel das Signal S1 nur im ersten Strahl B1, das Signal S2 nur im zweiten Strahl B2, das Signal S3 nur im dritten Strahl B3 und das Signal S4 nur im vierten Strahl B4 übertragen. Es kann eine Schalt-Matrix verwendet werden, um gewünschte Signale (zum Beispiel die Signale CH1 und CH2 von 5) auf jeder Leitung für die Signale S1, S2, S3 und S4 zu leiten und von dort in entsprechende Strahlen B1, B2, B3 und B4.
Bei einer Variante der zweiten und dritten Ausführungsform enthält das Antennensystem für den Sender 1 (1) mehrere „Butler-Matrix"-Antennen 930, die in einem Multi-Antennensystem organisiert sind. In 8 enthält ein Beispiel eines Multi-Antennensystems drei Antennen (hier „Butler-Matrix"-Antennen 930), die so angeordnet sind, dass sie bei gleichem Winkelabstand nach außen weisen, so dass die drei „Butler-Matrix"-Antennen 930 das Antennensystem der Basisstation bilden. Jede Antenne 930 ist so bemessen, dass sie einen Sektor von 120° mit zum Beispiel vier Strahlen abdeckt. Die Basisstation lokalisiert die entfernt liegende Station durch elektronische Schaltung zwischen den vier Strahlen (jeder 30°) bei jeder der drei Antennen 930 und stellt die empfangene Signalstärke fest. Auf diese Weise wird der Winkelort der entfernt liegenden Station mit der Genauigkeit einer Strahlbreite der Antenne 930 bestimmt. Nachdem die Orte des direkten Weges 3 und des indirekten Weges 5 bestimmt sind, werden die Antennen 106 und 108 (5) aus den beiden verschiedenen „Butler-Matrix"-Antennen 930 ausgewählt, die das Antennensystem für den Sender 1 (1) ausmachen, wenn der direkte Weg 3 und der indirekte Weg 5 in verschiedenen Sektoren liegen. Die beiden besonderen „Butler-Matrix"-Antennen 930 werden ausgewählt, um die am nächsten zum direkten Weg 3 und zum indirekten Weg 5 liegenden Sektoren abzudecken, und von dort wird ein besonderer Strahl innerhalb jeder ausgewählten Antenne 930 ausgewählt, der am engsten mit dem Weg ausgerichtet ist. Alternativ können die Antennen 106 und 108 so ausgewählt werden, dass sie verschiedene Strahlen derselben „Butler-Matrix"-Antenne 930 sind. Innerhalb des von jeder Antenne 930 abgedeckten Sektors wird der auf den Winkelort für den direkten Weg 3 und den indirekten Weg 5 zeigende Strahl durch eine Schalt-Matrix (nicht dargestellt) ausgewählt.
In 10 ist die Antenne 40 eine modifizierte Version der phasengesteuerten Gruppenantenne 720, um zwei unabhängig steuerbare und formbare Strahlen vorzusehen. Die Antenne 40 enthält eine Gruppe von Erregerelementen 42 (zum Beispiel Halbwellen-Dipole), die im Abstand von der Bodenebene oder Reflektorebene 44 angeordnet sind. 10 zeigt acht strahlende Elemente, jedoch können auch mehr oder weniger Elemente verwendet werden. Im Gegensatz zur Antenne 27 wird jedoch jedes Erregerelement in der Antenne 40 mit einem Signal von einem entsprechenden Summierer 48 gespeist. Jeder Summierer 48 überlagert (zum Beispiel addiert) Signale von zwei entsprechenden Phasenschiebern 46-1 und 46-2. Alle Phasenschieber 46-1 bilden eine erste Bank von Phasenschiebern und alle Phasenschieber 46-2 bilden eine zweite Bank von Phasenschiebern. Jeder Phasenschieber 46-1 in der ersten Bank ändert die Phase und dämpft (oder verstärkt) die Amplitude des Signals S1 gemäß einem entsprechenden individuellen Steuerteil des Steuersignals C1. Das Steuersignal C1 enthält zum Beispiel acht Phasenschieber-Parameter und acht Dämpfungs-Parameter, um individuell den Phasen- und Amplitudenausgang des entsprechenden Phasenschiebers 46-1 zu steuern. Entsprechend ändert jeder Phasenschieber 46-2 in der zweiten Bank die Phase und dämpft (oder verstärkt) die Amplitude des Signals S2 gemäß einem entsprechenden individuellen Steuerteil des Steuersignals C2. ZUM BEISPIEL enthält das Steuersignal C2 acht Phasenschieber-Parameter und acht Dämpfungs-Parameter, um individuell den Phasen- und Amplitudenausgang des entsprechenden Phasenschiebers 46-2 zu steuern. Die Summierer 48 kombinieren die Ausgänge von entsprechenden Phasenschiebern 46-1 und 46-2 und liefern ein kombiniertes Signal an die strahlenden Elemente 42. Auf diese Weise steuert das Steuersignal C1 einen ersten Strahl, der das Signal S1 ausstrahlt, und das Steuersignal C2 steuert gleichzeitig einen zweiten Strahl, der das Signal S2 ausstrahlt.
Bei einer Variante der zweiten und dritten Ausführungsform enthält das Antennensystem für den Sender 1 (1) mehrere phasengesteuerte Gruppenantennen 40, die in einem Multi-Antennensystem organisiert sind. In 8 enthält ein Multi-Antennensystem als Beispiel drei Antennen (hier phasengesteuerte Gruppenantennen 40), die so angeordnet sind, dass sie in gleichem Winkelabstand nach außen weisen, so dass die drei phasengesteuerten Gruppenantennen 40 das Antennensystem der Basisstation bilden. Jede Antenne 40 ist so bemessen, dass sie einen Sektor von 120° mit zwei unabhängig formbaren und steuerbaren Strahlen abdeckt. Die Basisstation lokalisiert die entfernt liegende Station durch elektronische Abtastung eines Strahls der Antenne 40 wie oben in Verbindung mit der Antenne 720 (7) erörtert wurde. Nachdem der Ort des direkten Wegs 3 und des indirekten Wegs 5 bestimmt worden ist, werden die Antennen 106 und 108 (5) aus den mehreren Antennen 40 des Antennensystems ausgewählt, die am nächsten zum direkten Weg 3 und zum indirekten Weg 5 liegen, und innerhalb des von jeder ausgewählten Antenne 40 abgedeckten Sektors werden die Phasengradienten bestimmt, die Strahlen definieren, die auf den Winkelort für den direkten Weg 3 und für den indirekten Weg 5 zeigen.
Alternativ können die Antennen 106 und 108 so ausgewählt werden, dass sie verschiedene Strahlen derselben Zwei-Strahl-Antenne 40 aussenden. In 11 sind die Antennen 106 und 108 (5) so ausgebildet, dass sie getrennte Strahlen (das heißt Strahlen 1 und 2) der Zwei-Strahl-Antenne 40 aussenden, und Skalierungsverstärker 102 und 104 (in 5) werden nicht benötigt, da die Skalierungsfunktion durch Skalieren der Amplituden-Koeffizienten der Steuersignale C1 und C2 (10) erzielt werden kann.
Bei einer vierten Ausführungsform verwendet die Basisstation einen Zeit-Multiplex-Sender mit mehrfachem Zugriff (TDMA) anstelle eines Spread-Spektrum-CDMA-Senders. In 12 wird die Übungssequenz TS1 im QPSK-Modulator 101 moduliert und von dort einem ersten Eingang des Multiplexers 105 zugeführt, und die Übungssequenz TS2 wird im QPSK-Modulator 103 moduliert und dort einem ersten Eingang des Multiplexers 107 zugeführt. Die Übungssequenzen TS1 und TS2 sind orthogonal und bilden das Mittel, mit dem die entfernt liegende Station 2 zwischen den Strahlen in weitgehend derselben Weise unterscheiden kann, wie Pilot-Kodes helfen, Strahlen in einem CDMA-System zu unterscheiden. Bei dem TDMA-System fehlen die Multiplizierer 12 und 14 (von 4, 5 und 11) und Kanalsignale CH1 und CH2 werden zweiten Eingängen der Multiplexer 105 bzw. 107 zugeführt. Bei diesem vierten Ausführungsbeispiel verstärken oder dämpfen die Verstärker 102 und 104 unabhängig die Ausgänge von entsprechenden Multiplexern 105 und 107. Die Ausgänge der Verstärker 102 und 104 werden dem Antennensystem zugeführt (über Aufwärts-Umwandler, usw., nicht dargestellt). Das Antennensystem kann die überlappende Abdeckung von Diversity-Antennen 16, 18 (4) wie in dem ersten Ausführungsbeispiel vorsehen, oder es kann eine gesteuerte gerichtete Abdeckung von Richtantennen 106, 108 (5 und 11) vorsehen, wie in dem zweiten und dritten Ausführungsbeispiel. Ferner kann im Fall von gesteuerter gerichteter Überdeckung eine Variante darin bestehen, auf Power-Management zu verzichten und die Verstärker 102, 104 fortzulassen und sich auf Winkel (Strahl)-Diversity durch steuernde Strahlen von den Richtantennen 106, 108 zu verlassen. Ein Datenschlitz in einem Zeit-Multiplex-System kann zum Beispiel 58 Daten-Bits enthalten, gefolgt von 26 Bits einer Übungssequenz, gefolgt von 58 Daten-Bits wie in einem GSM-System. Die Übungssequenz identifiziert die Quelle des Signals S_IN und den individuellen Strahl zur entfernt liegenden Station 2, so dass die entfernt liegende Station die Strahlen getrennt unterscheiden kann. Auf diese Weise kann die entfernt liegende Station 2 die beiden Strahlen, die die Übungssequenzen verwenden, getrennt empfangen anstatt orthogonale Ausbreitungs-Kodes OC zu verwenden wie in einem CDMA-System.
Obwohl zwei Strahlen erörtert werden, ist eine Ausdehnung auf Kodierverfahren höherer Ordnung mit mehr Strahlen einfach, zum Beispiel vier Symbole (S₁, S₂, S₃, S₄) kodiert in vier Kanalsignale (CH1, CH2, CH3, CH4) in vier Symbol-Zeitschlitzen, so dass die ursprünglichen Symbole aus den kodierten Kanalsignalen wiedergewonnen werden können. Die vier Kanalsignale werden dann von der Basisstation in vier Strahlen gesendet, wobei jeder Strahl einem Kanalsignal der Kanalsignale CH1, CH2, CH3 und CH4 entspricht. Obwohl hier QPSK-Modulationsvertahren erörtert werden, ist eine Erweiterung auf andere PSK-Modulationsverfahren einfach, und Erweiterungen auf andere Modulationsverfahren (zum Beispiel QAM) sind gleichfalls verwendbar.
In 13 ist ein Steuersystem mit geschlossener Schleife zur Handhabung von Sendeleistungen als Prozess S10 dargestellt. Beim Schritt S102 wählt die Basisstation den von jeder Antenne zu sendenden Leistungspegel. Zum Beispiel wählt die Basisstation in einem Zwei-Antennen-System Leistungen P1 und P2 auf der Basis der Gesamtleistung (das heißt P1 + P2) wie von einer konventionellen Leistungssteuerschleife definiert (zum Beispiel eine für ein CDMA-System übliche Steuerschleife), und die relativen Leistungen (das heißt P1/P2) wie durch Leistungssteuer-Koeffizienten definiert, die in der entfernt liegenden Station 2 gemessen werden. Beim Schritt S104 wird ein Wert, der den ausgewählten Übertragungs-Leistungspegel darstellt, der entfernt liegenden Station in einem Signalisierungskanal gesendet. Beim Schritt S106 wird der an der entfernt liegenden Station empfangene Leistungspegel von jedem Antennenstrahlschema gemessen, und entsprechende Leistungssteuer-Koeffizienten werden bestimmt. Die Leistungssteuer-Koeffizienten für jedes Antennenstrahlschema werden an der entfernt liegenden Station 2 als proportional zu der empfangenen Leistung an der entfernt liegenden Station 2 bestimmt, geteilt durch die übertragene Leistung, die von dem Leistungspegelwert angegeben wird, der zu der entfernt liegenden Station in einem Signalisierungskanal gesendet wird. Beim Schritt 106 werden die Leistungssteuer-Koeffizienten von der entfernt liegenden Station zur Basisstation in einem Signalisierungskanal gesendet. Beim Schritt S108 werden die Leistungssteuer-Koeffizienten von Schritt S106 für jede Antenne verglichen. Beim Schritt S110 werden Einstellungen in der Übertragungssignal-Leistung gemäß dem Vergleich von Schritt S108 bestimmt. Die Einstellungen erfolgen, um Übertragungsleistungen zu erhöhen, die in Kanälen gesendet werden, die günstige Übertragungsqualitäten haben, und um Übertragungsleistungen in Kanälen zu vermindern, die schlechte Übertragungsqualitäten haben. Dann wählt beim Schritt S102 am Beginn des Zyklus die Basisstation eingestellte Übertragungsleistungen, um die Basis für die von den Antennen zu übertragenden Leistungen während des nächsten Zyklus des Strahl-Leistungs-Managements mit geschlossener Schleife zu bilden. Die Verzögerung des Schleifenzyklus kann ein Zeitschlitz sein wie bei dem TDMA-System der dritten Generation.
Alternativ kann die entfernt liegende Station die Leistungssteuer-Koeffizienten für jede Antenne vom Schritt S106 vergleichen (im Schritt S108) und dann Leistungskoeffizienten-Indikatorinformationen berechnen, die von der entfernt liegenden Station zur Basisstation in einem Up-Link-Signalisierungskanal gesendet werden sollen. Zum Beispiel kann ein Verhältnis der Leistungssteuer-Koeffizienten (zum Beispiel P1/P2 in einem Zwei-Antennen-Fall) vorteilhafterweise als Leistungskoeffizienten-Indikatorinformation berechnet und in der Up-Link-Richtung übertragen werden. Oder die Leistungskoeffizienten-Indikatorinformation kann der quantisierte Wert des Verhältnisses sein (zum Beispiel ein einziges Bit, das anzeigt, ob P1 > P2 ist oder nicht).
Alternativ wird beim Schritt S104 die ausgewählte Übertragungsleistung für eine Zykluszeit des Steuersystems mit geschlossener Schleife eingespart. Zum Beispiel wählt in einem Zwei-Antennen-System die Basisstation die Leistungen P1 und P2 auf der Basis der Gesamtleistung (das hießt P1 + P2) wie von einer konventionellen Leistungssteuerschleife definiert (zum Beispiel einer für ein DCMA-System typischen Steuerschleife), und die relativen Leistungen (das heißt P1/P2) wie durch Leistungssteuer-Koeffizienten definiert, die bei der entfernt liegenden Station 2 gemessen werden. Beim Schritt S106 werden die an der entfernt liegenden Station von jedem Antennenstrahlungsschema empfangenen Leistungspegel an der entfernt liegenden Station 2 gemessen und als Leistungssteuer-Koeffizienten in einem Up-Link-Signalisierungs-kanal von der entfernt liegenden Station 2 zur Basisstation 1 gesendet. Die Leistungssteuer-Koeffizienten werden auf ihre entsprechenden Übertragungsleistungen beim Schritt S104 normiert. Beim Schritt S108 werden die normierten Leistungssteuer-Koeffizienten vom Schritt S106 an der Basisstation für jede Antenne verglichen. Beim Schritt S110 werden Einstellungen der Übertragungssignal-Leistung gemäß dem Vergleich von Schritt S108 bestimmt. Dann wählt beim Schritt S102 am Beginn des Zyklus die Basisstation eingestellte Übertragungsleistungen, um die Basis für die von den Antennen während des nächsten Zyklus des Strahlungsleistungs-Managemants mit geschlossener Schleife übertragenen Leistungen zu bilden.
In 14 enthält ein zellulares Mobilfunksystem mit Strahlleistungs-Management-Steuerungen mit geschlossener Schleife eine Basisstation 210 und eine entfernt liegende Station 230. Die Basisstation 210 enthält Raum-Zeit-Kodierer 212, um einen Strom von Symbolen in erste und zweite Raum-Zeitkodierte Signale zu kodieren, ein Antennensystem 216, einen Sender 214, um die ersten und zweiten Raum-Zeit-kodierten Signale mit entsprechenden ersten und zweiten Anfangs-Übertragungsleistungen von dem Antennensystem zu übertragen, um so entsprechende erste und zweite Strahlungsschemata zu bilden, einen Basisstationsempfänger 220, um Leistungskoeffizienten-Indikatorinformationen von der entfernt liegenden Station zu empfangen, und einen Leistungsmanagement-Controller 222, um erste und zweite eingestellte Übertragungsleistungen auf der Basis der entsprechenden ersten und zweiten Anfangs-Übertragungsleistungen und der Leistungskoeffizienten-Indikatorinformation zu bestimmen.
Das Antennensystem 216 kann mehrere Antennen enthalten, wobei jede Antenne entweder ein im wesentlichen ungerichtetes Strahlungsschema oder ein auf einen Sektor gerichtetes Strahlungsschema erzeugt. Ungerichtete Antennen haben vorteilhafterweise einen Abstand voneinander. Das Antennensystem 216 kann das erste und zweite Strahlungsschema als orthogonale Strahlungsschemata bilden, die getrennt an der entfernt liegenden Station empfangen werden können. Alternativ enthält der Sender 214 eine Schaltung, um die ersten und zweiten Raum-Zeit-kodierten Signale zu verarbeiten, so dass die von dem Antennensystem ausgesendeten Signale orthogonal sind und getrennt an der entfernt liegenden Station empfangen werden können.
Das Antennensystem 216 kann mehrere Strahlen erzeugen (das heißt eine Mehrstrahlantenne), und die Basisstation enthält eine Antennensteuerung 218 zur Steuerung der Mehrstrahlantenne, um die mehreren Strahlen zu bilden. Bei einer Ausführungsform kann die Mehrstrahlantenne eine Butler-Matrix-Antenne mit mehreren Anschlüssen sein, und in diesem Fall enthält der Sender 214 Verstärker zur Skalierung der ersten und zweiten Raum-Zeit-kodierten Signale, um entsprechende erste und zweite skalierte Raum-Zeit-kodierte Signale auf der Basis der entsprechenden ersten und zweiten eingestellten Übertragungsleistungen zu bilden, und die Antennensteuerung 218 enthält einen Schalter, um die ersten und zweiten skalierten Raum-Zeit-kodierten Signale entsprechenden ersten und zweiten Eingangsanschlüssen der Butler-Matrix-Antenne zuzuführen, um die entsprechenden ersten und zweiten Strahlen zu bilden.
Alternativ enthält die Mehrstrahlantenne ein phasengesteuertes Gruppen-Antennensystem, und die Antennensteuerung 218 enthält einen Strahlsteuerungs-Controller, um erste und zweite Wichtungsfunktionen zu bilden. Der Strahlsteuerungs-Controller enthält eine Logik zur Eingabe der ersten und zweiten Wichtungsfunktion in das phasengesteuerte Gruppen-Antennensystem, um Antennengewinne der entsprechenden ersten und zweiten Strahlen auf der Basis der entsprechenden ersten und zweiten eingestellten Übertragungsleistung zu skalieren, ohne die Verstärker im Sender 214 zu skalieren. Das phasengesteuerte Gruppen-Antennensystem kann entweder eine Mehrstrahlphasengesteuerte Gruppenantenne enthalten (zum Beispiel 40 von 10), oder aus mehreren phasengesteuerten Gruppenantennen bestehen (zum Beispiel 720 von 7).
Bei einigen Ausführungsformen enthalten die Leistungskoeffizienten-Indikatorinformationen erste und zweite Leistungssteuer-Koeffizienten, und der Empfänger 220 in der Basisstation empfängt Up-Link-Signalisierungsinformationen und stellt Werte der ersten und zweiten Leistungssteuer-Koeffizienten in den Up-Link-Signalisierungsinformationen fest.
Der Power-Management-Controller 222 enthält eine Schaltung (zum Beispiel eine Logik oder einen Prozessor), um zu bestimmen, dass die erste eingestellte Übertragungsleistung größer ist als die zweite eingestellte Übertragungsleistung, wenn die angezeigte Dämpfungscharakteristik des ersten Weges (oder der erste Leistungssteuer-Koeffizient) kleiner als die angezeigte Dämpfungscharakteristik des zweiten Weges (oder der zweite Leistungssteuer-Koeffizient) ist.
Die entfernt liegende Station 230 enthält einem Empfänger 234, einen Detektor 236, eine Leistungsmess-Schaltung 238 und einen Prozessor 240. Der Empfänger 234, der Detektor 236, die Leistungsmess-Schaltung 238 und der Prozessor 240 bilden eine Schaltung, mit der die entfernt liegende Station 230 eine angezeigte Wegdämpfungscharakteristik auf der Basis einer von dem ersten Strahlungsschema empfangenen und in der Schaltung 238 gemessenen Leistung und einer im Detektor 236 bestimmten Anfangs-Übertragungsleistung bestimmen kann. Mit dieser Schaltung kann die entfernt liegende Station 230 eine angezeigte erste Wegdämpfungscharakteristik für ein erstes Strahlungsschema des Antennensystems 216 und eine angezeigte zweite Wegdämpfungscharakteristik für ein zweites Strahlungsschema des Systems 216 bestimmen, da die beiden Strahlungsschemata getrennt empfangen werden können. Der Detektor 236 bestimmt die Anfangs-Übertragungsleistung, die Leistungsmess-Schaltung 238 misst die aus dem Strahlungsschema von dem Empfänger 234 empfangene Leistung, und der Prozessor 240 bestimmt, dass ein Leistungssteuer-Koeffizient proportional zu der empfangenen Leistung, geteilt durch den Wert der Angangs-Übertragungsleistung ist. Die Leistungsmess-Schaltung 238 misst eine empfangene Augenblicksleistung oder bei einer alternativen Ausführungsform eine empfangene Durchschnittsleistung, oder bei einer weiteren alternativen Ausführungsform beides und bildet eine Kombination der empfangenen Augenblicksleistung und der empfangenen Durchschnittsleistung. Die entfernt liegende Station 230 enthält ferner einen Sender 242, um Werte der Leistungskoeffizienten-Indikatorinformation oder der angezeigten ersten und zweiten Wegdämpfungscharakteristiken zu der Basisstation zu senden.
Bei einer Variante bildet der Prozessor 240 die Leistungskoeffizienten-Indikatorinformation als Verhältnis der angezeigten Dämpfungscharakteristik des ersten Weges geteilt durch die angezeigte Dämpfungscharakteristik des zweiten Weges. Bei einer alternativen Variante bildet der Prozessor 240 die Leistungskoeffizienten-Indikatorinformation mit einem ersten Wert, wenn die Dämpfungscharakteristik des ersten Weges kleiner als die angezeigte Dämpfungscharakteristik des zweiten Weges ist, und er bildet die Leistungskoeffizienten-Indikatorinformation mit einem zweiten Wert, wenn die angezeigte Dämpfungscharakteristik des ersten Weges größer als die angezeigte Dämpfungscharakteristik des zweiten Weges ist.
Bei einem Ausführungsbeispiel sendet die Basisstation ein erstes Signal mit einer ersten vorbestimmten Signalleistung P1 von der ersten Antenne, und ein Empfänger in der entfernt liegenden Station 2 bestimmt, dass der erste Leistungssteuer-Koeffizient PCC1 eine Leistung ist, die von der ersten Antenne an der entfernt liegenden Station empfangen wird.
Beide Signale werden gleichzeitig von entsprechenden ersten und zweiten Antennen bei normalem Betrieb mit ihren entsprechenden vorbestimmten Leistungspegeln übertragen. Die Sendeleistungen sind an der entfernt liegenden Station 2 durch Verwendung von verschiedenen orthogonalen Kodes OC in den Multiplizierern 12 und 14 (4, 5 und 11), oder durch Verwendung von orthogonalen Übungssequenzen, wie sie in einer TDMA-Basisstation (12) verwendet werden können, unterscheidbar. Der Empfänger in der entfernt liegenden Station bestimmt die von jeder Antenne empfangene Signalleistung und überträgt einen Wert, der diese empfangenen Signalleistungen darstellt, zur Basisstation in einem Teil der Up-Link-Signalisierungsdaten als getrennte Leistungssteuer-Koeffizienten PCC1 und PCC2, oder als relative Leistungssteuer-Koeffizienten PCC1/PCC2.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform überträgt die Basisstation bei normalem Betrieb Signale von den mehreren Antennen mit ausgewählten Leistungen, die ungleich sein können (S102). Bei einer Variante sendet die Basisstation die von jeder der mehreren Antennen für die Übertragung ausgewählten Leistungspegel in einen Down-Link-Signalisierungskanal. Die entfernt liegende Station (1) empfängt die von der Basisstation ausgewählten Leistungspegel (S104), bestimmt (2) die von den Antennen (S106) empfangenen Signalpegel und (3) vergleicht die von der Basisstation übertragene Leistung jeder Antenne mit den an der entfernt liegenden Station empfangenen Leistungen, um die relativen Dämpfungen in den Down-Link-Wegen (S108) als das Verhältnis der empfangenen Leistung zu der entsprechenden gesendeten Leistung zu bestimmen. Die entfernt liegende Station sendet dieses für jede Antenne bestimmte Verhältnis als Leistungssteuer-Koeffizienten in die Up-Link-Signalisierungsdaten zurück zur Basisstation. Dann stellt die Basisstation die für die Übertragung von der Basisstation zulässige Leistung von jeder Antenne gemäß den vorbestimmten Dämpfungen für alle weiteren Down-Link-Übertragungen ein (S110).
Bei einer anderen Variante (1) bestimmt die entfernt liegende Station, dass die Leistungssteuer-Koeffizienten die von den Antennen (S106) empfangenen Signalleistungen sind, und (2) die entfernt liegende Station sendet die Leistungssteuer-Koeffizienten zurück zu der Basisstation in den Up-Link-Signalisierungsdaten. Dann stellt die Basisstation (1) Zeitverzögerungen in der geschlossenen Schleife bei ihrem Empfang der Leistungssteuer-Koeffizienten von der entfernt liegenden Station 2 (S104) ein, vergleicht (2) die übertragene Leistung von der Basisstation von jeder Antenne zu den Leistungssteuer-Koeffizienten, die an der entfernt liegenden Station empfangen werden, um die relativen Dämpfungen in den Down-Link-Wegen (S108) zu bestimmen und sie stellt die zulässige von der Basisstation von jeder Antenne zu übertragende Leistung (3) gemäß den bestimmten relativen Dämpfungen für alle weiteren Down-Link-Übertragungen ein (S110).
Bei jeder Variante ist die zulässige von einer Antenne zu übertragende Leistung größer für Antennen, die Wegen zugeordnet sind, die eine geringere Wegdämpfung besitzen. Zum Beispiel wird eine angezeigte Wegdämpfungscharakteristik vorteilhafterweise als Verhältnis der an der entfernt liegenden Station 2 empfangene zu der von der Basisstation 1 gesendeten Leistung bestimmt. Auf diese Weise wird wenig oder keine Leistung in einem Weg übertragen, der nicht gut von der entfernt liegenden Station empfangen wird, während eine größere Leistung in einem Weg übertragen wird, der von der entfernt liegenden Station 2 gut empfangen wird. Bei vielen Mehrweg-Umfeldern verbessert zunehmende in einem Weg übertragene Leistung, der zu viel Dämpfung hat, wenig den Empfang an der entfernt liegenden Station 2, aber eine solche erhöhte Leistung würde zu Gleichkanalstörungen beitragen, die andere entfernt liegende Stationen erfahren. Um das gesamte zellulare Mobilfunksystem zu verbessern, werden die Wege mit der geringsten Dämpfung für die Übertragung der größten Übertragungsstrahl-Leistungen zugelassen. Die Basisstation stellt die von jeder Antenne übertragene Leistung durch Steuerung der Skalierung der Signale SA1 und SA2 (4 und 5) ein, oder durch Steuerung des Gesamt-Antennengewinns für jeden Strahl durch Einstellung der Amplituden-Parameter im Steuersignal C (von 6) oder in Signalen C1 und C2 (von 9).
Bei einer Ausführungsform dieses Verfahrens der Leistungssteuerung mit geschlossener Schleife bestimmt die entfernt liegende Station, welche Antenne (oder Strahl) dem Weg mit der geringsten Dämpfung zugeordnet ist. Die entfernt liegende Station sendet eine Anzeige, welche Antenne (oder Strahl) begünstigt ist (das heißt geringste Dämpfung) zurück zur Basisstation in einem Up-Link-Signalisierungsweg. Zur Einsparung der Zahl von gesendeten Bits in diesem Up-Link-Signalisierungsweg bestimmt die entfernt liegende Station vorzugsweise die günstigste Antenne und zeigt dies durch ein einziges Bit an (das heißt eine „0" bedeutet, dass die Antenne 16 am günstigsten ist, und eine „1" bedeutet, dass die Antenne 18 am günstigsten ist, siehe 4). Die Basisstation empfängt diesen einzigen Bit-Indikator und wendet ihn an, um ein vorbestimmtes relatives Leistungs-Gleichgewicht zu bestimmen. Zum Beispiel wurde bestimmt, dass die Zuführung von 80% der vollen Leistung zur Antenne 16 (zum Beispiel wenn diese die günstigste Antenne ist) und 20% der gesamten Leistung zur Antenne 18 gleichbleibend eine bessere Funktion liefert als die Zuführung von 100% der vollen Leistung zur Antenne 16 und keiner Leistung zur Antenne 18. Somit empfängt die Basisstation das einzige Bit als relativer Leistungsindikator und wählt die relative Leistung P1/P2 für die Antennen 16 und 18 als 80%/20% für ein „1"-Indikator-Bit und 20%/80% für ein „0"-Indikator-Bit.
In einem sich langsam ändernden Mobilfunkumfeld können die Koeffizienten (oder jede verbundene Kanalinformation) in Segmente analysiert werden, und die Segmente (die weniger Bits als der gesamte Koeffizient enthalten) können zur Basisstation in den Up-Link-Signalisierungsdaten unter Verwendung von mehr Up-Link-Zeitschlitzen gesendet werden. Innerhalb eines Segments (zum Beispiel mehrere TDMA-Zeitschlitze) werden die Bits höchster Wertigkeit vorzugsweise zuerst übertragen, und diese groben Werte werden allmählich unter Verwendung von aufeinanderfolgenden Bits aktualisiert, um präziser zu sein. Umgekehrt kann in sich rasch verändernden Mobilfunkumfeldern ein speziell reserviertes Signalisierungssymbol die Verwendung von einem oder mehreren alternativen komprimierten Formaten für die Up-Link-Übertragung der Koeffizienten anzeigen, wo ein Durchschnitts-Exponent all dieser Koeffizienten in dem Up-Link übertragen wird (oder angenommen gemäß dem Signalisierungssymbol), und dann werden nur die Bits der Koeffizienten mit der höchsten Wertigkeit übertragen (das heißt Abschneiden der Bits mit geringer Wertigkeit). Im Extremfall wird nur ein Bit in der Up-Link-Richtung übertragen, das anzeigt, dass der Leistungssteuerungs-Koeffizient 1 ist (zum Beispiel 80% der vollen Leistungsübertragung), wenn der Down-Link-Kanal groß ist, und das anzeigt, dass der Leistungssteuer-Koeffizient 0 ist (zum Beispiel nur 20% der vollen Leistungsübertragung), wenn der zugeordnete Kanal nicht adäquat ist.
Diese Steuerung mit geschlossener Schleife über Strahlleistungs-Management ist selbstanpassend. Wenn Leistungssteuer-Koeffizienten zur Basisstation upgelinked werden, was eine Überkompensation der Strahlleistung verursacht, korrigiert dies das Steuersystem mit geschlossener Schleife während des nächsten Steuerzyklus der geschlossenen Schleife. Der Fachmann weiß, dass andere Daten-Kompressionsverfahren bei der Up-Link-Signalisierung verwendet werden können, um sich an sich schnell ändernde Mobilfunkumfelder anzupassen. Ebenso weiß der Fachmann, dass die entfernt liegende Station, nicht die Basisstation, Befehle an die Basisstation berechnen kann, um die Leistung in bestimmten Strahlen zu erhöhen oder zu vermindern.
Bei einer alternativen Variante, die für sich langsam ändernde Mobilfunkumfelder geeignet ist, können der erste und zweite Strahl sequentiell mit ihren entsprechenden vorbestimmten Leistungspegeln in einer Eichungs-Betriebsart übertragen werden. Bei einer solchen Variante wird nur ein Strahl zu einer Zeit übertragen, so dass die entfernt liegende Station keine orthogonalen Kodes OC oder orthogonale Pilotsignale verwenden muss, um zu bestimmen, von welchem Strahl die empfangene Signalstärke (zum Beispiel Leistungssteuer-Koeffizient) empfangen worden ist. Nachdem die Kanaldämpfung bestimmt worden ist, wird das Signal S_IN unter Verwendung des Strahl-Raum-Zeit-Kodierverfahrens gesendet.
Zusätzlich zu Ausführungsformen, die sich auf Verstärker 102 und 104 oder Strahlgewinn in phasengesteuerten Gruppenantennen verlassen, um Leistungs-Managemant bei geschlossener Schleife zu steuern, verlässt sich eine andere Ausführungsform auf Winkel-Diversity-Management und/oder Strahlbreiten-Managemant bei fortgelassenem Leistungs-Management. Eine weitere Ausführungsform verlässt sich sowohl auf Leistungs-Management als auch auf Winkel-Diversity-Management, Strahlbreiten-Management oder auf beises.
Die Funktion des Strahl-Raum-Zeit-Kodierverfahrens hängt zumindest teilweise von der Winkelausbreitung AS ab, die das Mobilfunkumfeld charakterisiert, und wie die Basisstation die Strahlen so anpasst, dass sie zur Winkelausbreitung passen. Die Down-Link-Funktion wird allgemein verbessert, wenn die Down-Link-Strahlen mit Ankunftswinkeln gerichtet werden, bei denen scharte Spitzen in dem Winkelleistungsspektrum eines Signals von einer entfernt liegenden Station auftreten. Die scharfen Spitzen lassen eine gute Übertragung entlang des angezeigten Weges vermuten (zum Beispiel wahrscheinliche Richtung der Wege 3 und 5). Scharte Spitzen müssen jedoch nicht immer gefunden werden. Wenn das Winkelleistungsspektrum diffus ist und scharfe Spitzen nicht gefunden werden können, wird eine Abschätzung der Winkelausbreitung AS vorgenommen, und die mehreren für die Down-Link-Übertragung verwendeten Strahlen werden so zugeordnet, dass sie etwa die Winkelausbreitung überdecken. Auf diese Weise passt sich die Down-Link-Übertragung räumlich an den gesamten, von der Winkelausbreitung bestimmten Kanal an.
Die Schaltung zur Messung des Winkelleistungsspektrums enthält den Empfänger 220 (14) und eine Signal- und Datenverarbeitungs-Schaltung, die erforderlich ist, um das Winkelleistungsspektrum und Spitzen darin zu bestimmen, wie nachfolgend beschrieben wird. Wenn eine Spitze in dem Winkelleistungsspektrum festgestellt wird, wird eine Winkelposition durch die Spitze definiert. Um dann die Strahlrichtung auf eine festgestellte Winkelposition zu richten, berechnet der Antennen-Controller 218 einen Gruppensteuerungs-Vektor zur Eingabe in das Antennensystem 216 (14). Wenn eine übermäßige Zahl von Spitzen in dem Winkelleistungsspektrum festgestellt wird, wählt der Leistungs-Management-Controller 222 (14) die zu verwendenden Winkelrichtungen, um Strahlen zu bilden. Der Leistungs-Management-Controller 222 kann Strahlrichtungen zu spezifischen Ankunfts-Winkelwegen (das heißt Spitzen) richten, oder der Leistungs-Management-Controller 222 kann Strahlrichtungen und gegebenenfalls Strahlbreiten auswählen, um so eine festgestellte Winkelausbreitung abzudecken. Die ausgewählten Richtungen werden an den Antennen-Controller 218 geliefert, um die Strahlbefehle zu dem Antennensystem zu bilden.
In Systemen, die Frequenzmultiplex-Verdoppelung (frequency division duplexing) verwenden, finden die Up-Link- und Down-Link-Übertragungen mit unterschiedlichen Frequenzen statt. Es gibt keine Garantie, dass in dem Up-Link-Leistungsspektrum gemessene Spitzen bei einem Winkel auftreten, der Winkeln mit guter Übertragungsfunktion in der Down-Link-Richtung entspricht. Jedoch gibt es durch Verwendung entweder von Winkel-Diversity-Management oder Strahlbreiten-Management oder von beiden eine größere Wahrscheinlichkeit für die Erzeugung einer guten Down-Link-Übertragung.
Sowohl Winkel-Diversity- als auch Strahlbreiten-Management erfordern eine Messung des Winkelleistungsspektrums in der einen oder anderen Form. Die entfernt liegende Station sendet ein Up-Link-Signal bei ihrem normalen Betrieb (zum Beispiel Signalisierungs-Betrieb), das Antennensystem an der Basisstation empfängt das Signal, und die Basisstation bestimmt ein Winkelleistungsspektrum (das heißt eine empfangene Leistung als Funktion des tragenden Winkels in der Draufsicht). 18 ist eine graphische Darstellung, die den Winkelort der von der entfernt liegenden Station 2 empfangenen Signalleistung zeigt. In 18 sind diskrete Leistungsmessungen an jedem von 12 Winkelorten dargestellt, zum Beispiel auf der Basis von 12 Antennenstrahlen an festem Ort, die in 30°-Intervallen in das Antennensystem für die Basisstation zeigen. Das 12-Strahl-Antennensystem kann zum Beispiel drei Butler-Matrix-Antennen enthalten, die als Dreieck angeordnet sind, um das 12-Strahl-Antennensystem zu bilden, wobei die Butler-Matrix-Antenne vier Strahlen bildet. Während bei diesem Beispiel ein 12-Strahl-Antennensystem in Betracht gezogen wird, sei bemerkt, dass jede Zahl von Strahlen in einem erfindungsgemäßen Antennensystem angewendet werden kann (zum Beispiel 24 Strahlen, usw.).
Alternativ kann das Antennensystem drei phasengesteuerte Gruppenantennen enthalten, die als Dreieck angeordnet sind, um ein Antennensystem zu bilden, das die 12 Strahlen bilden kann, wobei jede phasengesteuerte Gruppenantenne einen steuerbaren Strahl mit einer Strahlbreite von 30° bildet, so dass eine Abtastung über vier Strahlpositionen möglich ist. Das 12-Strahl-Antennensystem kann auch 12 Antennen jedes Typs enthalten, die eine Strahlbreite von 30° haben und winkelmäßig in 30°-Schritten um einen 360°-Sektor angeordnet sind. Während bei diesem Beispiel ein 12-Strahl-Antennensystem betrachtet wird, sei bemerkt, dass jede Zahl von Strahlen in einem Antennensystem der vorliegenden Erfindung angewendet werden kann (zum Beispiel 24 Strahlen, usw.).
Ein Antennensystem, das auf einer phasengesteuerten Gruppenantenne beruht, bietet die Möglichkeit, ein mehr interpoliertes Winkelleistungsspektrum (zum Beispiel G1 von 18) zu erzeugen, in dem der Antennenstrahl so gesteuert wird, dass er auf so viel Winkelpositionen wie möglich zeigt, um das Winkelleistungsspektrum zu erzeugen. Der Leistungs-Management-Controller 222 (14) erzeugt das Winkelleistungsspektrum im Prozess S20 (15) durch Schleifenbildung von θ in den Schritten S20A und S20B und Bestimmung der Winkelleistung im Schritt S21. Bei gegebenem Winkel θ bewirkt der Leistungs-Management-Controller, dass der Antennen-Controller 218 (14) einen Gruppen-Steuerungsvektor berechnet und auf die Antenne richtet (Schritt 211 in 16). Die phasengesteuerte Gruppenantenne empfängt dann ein Signal im Empfänger 220 (14) von der entfernt liegenden Station 2 in jedem strahlenden Element der phasengesteuerten Gruppenantenne, um einen Signalvektor im Schritt S212 von 16 zu bilden. Jedes strahlende Element hat vorzugsweise einen Abstand von einem benachbarten Element von einer halben Wellenlänge. Wenn zum Beispiel eine phasengesteuerte Gruppenantenne 12 strahlende Elemente enthält (nur 8 strahlende Elemente sind in der Antenne 720 von 7 dargestellt), würde das in jedem der 12 Strahlenelemente empfangene Signal abgetastet, um einen gemessenen Signalvektor zu bilden. Das abgetastete Signal hat vorzugsweise einen komplexen Wert, der Amplituden- und Phaseninformationen aufweist. Die Signale von jedem der 12 strahlenden Elemente in einen empfangenen Signalvektor mit 12 Elementen als Spaltenvektor X ^ gebildet. Dann wird die konjugiertkomplexe Umsetzung des empfangenen signalvektors x ^ als Reihenvektor x ^^H gebildet, und die räumliche Kovarianz-Matrix des empfangenen Signals R = x ^ x ^_H wird im Schritt S213 (16) berechnet. Wenn der empfangene Signalvektor x ^ 12 Elemente lang ist, dann ist die räumliche Kovarianz-Matrix des empfangenen Signals R = x ^ x ^^H eine 12 mal 12-Matrix.
Der Gruppensteuerungs-Vektor ā(θ) ist ein Spaltenvektor mit einem Vektorelement für jedes strahlende Element der phasengesteuerten Gruppenantenne. Wenn zum Beispiel die phasengesteuerte Gruppenantenne 12 strahlende Elemente enthält (zum Beispiel Halb-Dipole), würde der Gruppensteuerungs-Vektor ā(θ) 12 Vektorelemente enthalten. Der Gruppensteuerungs-Vektor ā(θ) ist die Konstante C in 7 und wird verwendet, um den Strahl der phasengesteuerten Gruppenantenne auf den tragenden Winkel θ zu richten. Jedes Vektorelement ist gegeben durch: ām(θ) = exp(–jxkxmxdxsin θ),worin k gleich 2π geteilt durch die Wellenlänge ist, m ist ein Index von 0 bis M (zum Beispiel von 0 bis 11 für eine 12-Element-Antenne), der eine Zahl definiert, die dem strahlenden Element der phasengesteuerten Gruppenantenne zugeordnet ist, d ist der Abstand zwischen strahlenden Elementen der phasengesteuerten Gruppenantenne (vorzugsweise eine halbe Wellenlänge) und θ ist der tragende (bearing) Winkel des gebildeten Antennenstrahls.
Jedes Vektorelement des Gruppensteuerungs-Vektors ā(θ) ist ein entsprechendes Vektorelement der Konstante C, wie in 7 dargestellt, so dass der volle Vektor kombiniert, um einen Ankunftswinkel θ des empfangenen Signals in dem Empfangsstrahl zu definieren, worin θ ein Winkel in Bezug auf eine bequeme Referenzrichtung der phasengesteuerten Gruppenantenne ist. Die konjugiertkomplexe Umsetzung des Gruppensteuerungs-Vektors ā(θ) ist der Reihenvektor ā(θ)^H.
Das Produkt x ^ x ^^Hā(θ) ist noch ein Spaltenvektor mit einem Vektorelement für jedes strahlende Element der phasengesteuerten Gruppenantenne. Das Produkt ā(θ)^H x ^ x ^^H ā(θ) ist ein einzelner Punkt, ein Skalar, der beim Schritt 214 (16) bestimmt wird, um den Wert des Winkelleistungsspektrums P(θ) beim Ankunftswinkel θ zu erhalten. Somit ist das Winkelleistungsspektrum P(θ) in 18 bei G1 angegeben und wird berechnet zu: P(θ) = ā(θ)H x ^x ^Hā(θ),worin ā(θ) ein Gruppensteuerungs-Vektor, x ^ der empfangene Signalvektor, x ^x ^^H die räumliche Kovarianz-Matrix des empfangenen Signals und H die konjugiertkomplese Umsetzung ist.
Die oben beschriebene Gleichung zur Berechnung des Gruppensteuerungs-Vektors nimmt an, dass die einen Abstand von einer halben Wellenlänge aufweisenden strahlenden Elemente linear gruppiert sind. Es sei jedoch bemerkt, dass es für Fachleute ersichtlich ist, wie ein Gruppensteuerungs-Vektor für auf einem gekrümmten Weg gruppierte strahlende Elemente zu berechnen ist. Drei leicht „nach außen gebogene" Antennengruppen können vorteilhafterweise in dem in 8 dargestellten Antennensystem verwendet werden. Tatsächlich können die Antennengruppen stark „nach außen gebogen" sein, so dass sie einen Kreis bilden (zum Beispiel 6). Es sei hervorgehoben, dass Fachleute wissen, dass die Berechnung eines Gruppensteuerungs-Vektors für solche stark gekrümmten Gruppen von strahlenden Elementen vorteilhafterweise eine Amplitudensteuerung wie auch eine Phasensteuerung in dem Gruppensteuerungs-Vektor verwenden.
Zur Besserung der Funktion wird das Winkelleistungsspektrum durch wiederholte Durchschnittsmessungen bestimmt. In 17 wird der Gruppensteuerungs-Vektor vorbereitet und der Antennenstrahl beim Schritt S211 gerichtet. Die mehreren Messungen erfolgen durch Schleifenbildung in den Schritten S215A und S215B. Innerhalb dieser Schleife wird der empfangene Signalvektor x ^ wiederholt beim Schritt S216 gemessen, und die Kovarianz-Matrix R wird wiederholt bestimmt und beim Schritt S217 eingespart. Dann wird eine Durchschnitts-Kovarianz-Matrix beim Schritt S218 bestimmt, und ein Winkelleistungsspektrum P(θ) wird beim Schritt S214 bestimmt. Diese Durchschnittsbestimmung wird mehrere Male während eines Zeitintervalls für jede vorbestimmte Richtung θ wiederholt. Auf diese Weise werden schnelle Fading-Phenomene herausgemittelt. Die Zeitdauer muss kurz genug sein, dass eine mobile entfernt liegende Station 2 ihre Position nicht ausreichend ändert, um den Strahl zu ändern, in dem er sich während der Durchschnittsbildungs-Dauer befindet. Diese Zeitdauer ist vorzugsweise größer als die Kanal-Kohärenzzeit, um schnelle Fading-Effekte herauszumitteln. Während die Kanal-Kohärenzzeit nicht streng und universell definiert wird, kann sie als proportional zu und annähernd gleich einem Inversen der Doppler-Ausbreitung angenommen werden.
Die Doppler-Ausbreitung wird strenger definiert. Aufgrund einer relativen Geschwindigkeit zwischen der Basisstation und einer mobilen entfernt liegenden Station gibt es eine physikalische Verschiebung der empfangenen Frequenz in Bezug auf die gesendete Frequenz. Die Dopplerausbreitung ist zweimal so groß wie diese Frequenzverschiebung. Zum Beispiel ist die Doppler-Frequenzverschiebung das Verhältnis der relativen Geschwindigkeit zu der Wellenlänge (in gleichen Einheiten, Meter/Sekunde geteilt durch Meter oder Fuß/Sekunde geteilt durch Fuß, usw.). Wenn eine mobile entfernt gelegene Station 13,9 Meter/Sekunde (etwa 50 km/h) wandert und die Wellenlänge etwa 0,15 Meter beträgt (zum Beispiel 2000 MHz-Signal mit der Lichtgeschwindigkeit von 300.000.000 Metern pro Sekunde), dann ist die Doppler-Frequenzverschiebung 92,7 Hz, die Dopplerausbreitung 185 Hz und die Kanal-Kohärenzzeit etwa 5,4 Millisekunden. Es lässt sich leicht verifizieren, dass bei einer relativen Geschwindigkeit von 40 Meter pro Sekunde (etwa 144 km/h) die Kanal-Kohärenzzeit etwa 1,9 Millisekunden beträgt, und dass bei einer relativen Geschwindigkeit von 1 Meter pro Sekunde (etwa 3,6 km/h) die Kanal-Kohärenzzeit etwa 75 Millisekunden beträgt.
Das Durchschnitts-Zeitintervall wird vorzugsweise so gesetzt, dass es größer ist als ein Inverses der Dopplerausbreitung und kleiner als eine Zeit, in der eine mobile Station sich mit einer erwarteten Winkelgeschwindigkeit über die Hälfte einer Strahlbreite des Antennensystems der Basisstation bewegt. Die Basisstation kennt den Bereich der entfernt liegenden Station oder kann den Bereich aus der Signalstärke herleiten. Die Basisstation ist so ausgelegt, dass sie mit mobilen Stationen kommuniziert, die sich mit Geschwindigkeiten bis zu einer vorbestimmten Geschwindigkeit bewegen können. Diese Geschwindigkeit geteilt durch den Bereich kann als Winkelgeschwindigkeit angenommen werden, wenn die mobile Station sich radial um die Basisstation bewegt. Das Festlegen des Durchschnittsintervalls als halbe Strahlbreite geteilt durch die Winkelgeschwindigkeit liefert eine Abschätzung der Zeit, in der eine mobilde entfernt liegende Station 2 ihre Position nicht ausreichend ändert, um den Strahl zu ändern, in dem sie sich während der Durchschnittsdauer befindet.
Die Zeitdauer, während der der Durchschnitt der Leistung P(θ) gebildet wird, ist üblicherweise viel größer als die Kanal-Kohärenzzeit. Zum Beispiel könnte in einem Breitband-CDMA-System, das in einem Umfeld mit hohem Auftreffen von Mehrweg-Reflexionen arbeitet (zum Beispiel urbanes Umfeld) die Durchschnittsdauer zehn Zeitschlitze sein. Für Innenraum-Umfelder mit hohem Auftreffen von Mehrweg-Reflexionen ist die mobile Station viel langsamer, und die Dauer der Durchschnittsbildung kann viel länger sein.
Die Basisstation berechnet das Winkelleistungsspektrum und bestimmt, ob oder nicht scharfe Spitzen in dem Leistungsspektrum angezeigt werden. Wenn scharte Spitzen angezeigt werden, wird der Winkelort jeder Spitze bestimmt. Wenn das Leistungsspektrum diffus ist und keine scharfen Spitzen angezeigt werden, bestimmt die Basisstation die Winkelausbreitung AS, indem zuerst die Winkel bestimmt werden, bei denen das empfangene Winkelleistungsspektrum einen bestimmten Schwellwert überschreitet (G2 in 18). Der Schwellwert kann auch auf der Basis eines Mobilfunk-Umfeldes anpassbar sein (zum Beispiel Signaldichte), das durch die Basisstation 1 festgestellt wird.
Scharfe Spitzen in dem Winkelleistungsspektrum können zum Beispiel unter Verwendung eines Tests mit zwei Schwellwerten festgestellt werden. Zum Beispiel wird zuerst ein kontinuierlicher Winkelumfang (in Grad oder Radian) bestimmt, bei dem das Leistungsspektrum einen ersten Schwellwert G3 überschreitet. Dann wird ein zweiter kontinuierlicher Winkelumfang bestimmt, bei dem das Leistungsspektrum einen zweiten Schwellwert G2 (der niedriger ist als der erste Schwellwert G3) überschreitet. Wenn das Verhältnis des ersten Winkelumfangs geteilt durch den zweiten Winkelumfang kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, werden Spitzen angezeigt.
Wenn Spitzen angezeigt werden, wird das Winkel-Diversity-Management (das heißt das Management der Ankunftsrichtung der Strahlen) aufgerufen, und gegebenenfalls wird das Strahlbreiten-Management aufgerufen. Die Schärfe der spektralen Spitzen kann durch Vergleich des Winkelleistungsspektrums mit den beiden Schwellwerten bestimmt werden. Zum Beispiel überschreiten in 18 drei Spitzen den Schwellwert G2, aber nur zwei Spitzen überschreiten den Schwellwert G3. Die Winkelausbreitung einer einzelnen gemäß Schwellwert G2 bestimmten Spitze ist breiter als die gemäß Schwellwert G3 bestimmte Winkelausbreitung. Das Verhältnis der Winkelausbreitung der einzelnen durch G3 bestimmten Spitze im Vergleich zu der durch G2 bestimmten Ausbreitung ist ein Maß der Schärfe der Spitze. Alternativ kann der Schwellwert, für den das Winkelleistungsspektrum gemessen wird, adaptiv bewegt werden, bis es höchstens zwei Spitzen in dem Winkelleistungsspektrum oberhalb des Schwellwertes gibt, um die Richtungen der Wege 3 und 5 sichtbar werden zu lassen. Wenn beispielsweise zwei scharfe Spitzen in dem Winkelleistungsspektrum auftreten und die Basisstation zwei Strahlen aussendet, definiert die Basisstation, dass die Richtung dieser Spitzen (das heißt die beiden ausgeprägten Winkelrichtungen, bei denen das Leistungsspektrum den Schwellwert G3 überschreitet), die Winkelrichtungen für die Wege 3 und 5 sind (1). Dies wird als Ankunftswinkel-Diversity bezeichnet. Die Basisstation richtet steuerbare Strahlen aus oder wählt feste Strahlen, damit sie entlang entsprechender Wege 3 und 5 weisen. Für den Fachmann ist ersichtlich, wie das Winkel-Diversity-Management auf mehr als zwei Strahlen auszudehnen ist.
Bei manchen Gelegenheiten enthält das Winkelleistungsspektrum 3 oder mehr Winkelpositionen, die entsprechenden Spitzen in dem Winkelleistungsspektrum entsprechen. Wenn die Basisstation zwei Strahlen hat, wählt die Basisstation erste und zweite Winkelpositionen von den drei oder mehr Winkelpositionen entweder (1) auf der Basis der Vermeidung von Winkeln, bei denen sich Gleichkanalbenutzer befinden, um so Gleichkanalstörungen auf einer systemweiten Basis zu minimieren, oder (2), so dass die Leistungsverteilung in Verstärkern der Sendestation ausgeglichen wird.
Die Strahlbreiten in einer phasengesteuerten Gruppenantenne sind allgemein durch Steuerung einer Amplitude von Elementen in dem Strahlsteuerungs-Vektor auswählbar (zum Beispiel Vektor C in 7). Wenn das Antennensystem eine phasengesteuerte Gruppenantenne mit steuerbaren Strahlbreiten enthält und die spektralen Spitzen scharf sind, setzt oder wählt die Basisstation Strahlen so, dass sie so schmal wie praktisch von dem Antennensystem gegeben sind, um die Übertragungsleistungen in Richtungen entlang entsprechender Wege 3 und 5 zu konzentrieren. Es wird erwartet, dass die Wege 3 und 5 gute Übertragungseigenschaften haben, da die spektralen Leistungsspitzen scharf sind.
Wenn andererseits das Winkelleistungsspektrum so diffus ist, dass Spitzen schwach sind, oder nicht angezeigt werden, wird ein allgemeines Winkelfenster auf der Basis des Winkelumfangs bestimmt, über dem das Leistungsspektrum einen Schwellwert überschreitet (zum Beispiel G2 in 18), oder zumindest des kontinuierlichen Winkelumfangs, der benötigt wird, um die Spitzen zu überdecken, bei denen das Winkelleistungsspektrum den Schwellwert überschreitet. In einem solchen Fall wählen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung Strahlen so aus, dass die Summe der Strahlbreiten für alle für Down-Link-Übertragungen verwendeten Strahlbreiten etwa gleich der Winkelausbreitung AS ist.
Wenn das Antennensystem eine phasengesteuerte Gruppenantenne mit steuerbaren Strahlbreiten enthält, aber die spektralen Spitzen nicht so schart sind, bestimmt die Basisstation zuerst, dass die Winkelausbreitung gleich dem Winkelumfang des Leistungsspektrums ist, das größer als ein Schwellwert oder wenigstens der kontinuierliche Winkelumfang ist, der benötigt wird, um die Spitzen abzudecken, wo das Winkelleistungsspektrum den Schwellwert überschreitet. Dann setzt oder wählt die Basisstation die Strahlbreite für die Strahlen so, dass sie annähernd die Winkelausbreitung abdecken. Dies wird als Winkelleistungs-Diversity oder Strahlbreiten-Management bezeichnet. Beispielsweise wird eine Zwei-Strahl-Basisstation, die versucht, die Winkelausbreitung abzudecken, eine Strahlbreite so auswählen, dass beide Strahlen etwa die halbe Winkelausbreitung haben, und die Basisstation richtet die zwei Strahlen so, dass sie weitgehend die Winkelausbreitung abdecken.
Ausdehnungen auf mehr Strahlen sind einfach, was der Fachmann erkennen wird. Wenn beispielsweise die Basisstation die Fähigkeit für Strahl-Raum-Zeit- Kodierung in einer Basisstation mit vier Strahlen hat, wird für jeden Strahl eine Strahlbreite gewählt, die etwa ein Viertel der Winkelausbreitung ist. Auf diese Weise wird die Down-Link-Übertragung räumlich an den Kanal angepasst. Es ist vorteilhaft, die Abdeckung von orthogonalen Strahlen an die Winkelausbreitung des Kanals anzupassen, um den maximalen Winkel-Diversity-Gewinn zu erhalten. Jedoch sind üblicherweise zwei bis vier Strahlen angemessen.
Wenn die Basisstation ein Antennensystem mit mehreren festen Strahlen hat (wie bei einer Hex-Winkelreflektor-Antenne), und wenn das Winkel-Leistungsspektrum diffus ist und die Winkelausbreitung AS die Strahlbreite eines einzelnen Strahls überschreitet, kombiniert eine wünschenswerte Variante der Erfindung zwei benachbarte Strahlen in einen einzigen breiteren Strahl (zum Beispiel Kombination von zwei 60°-Strahlen in einen einzigen 120°-Strahl), um eine bessere Anpassung an den Mobilfunk-Kanal zu erzielen. In einem solchen Fall werden die beiden benachbarten Strahlen als einziger breiterer Strahl verwendet, wobei derselbe Pilot-Kode oder Orthogonalisierungs-Code verwendet wird. Bei festen Strahl-Basisstationen ist es vorteilhaft, dass die Zahl von Strahlen M, die erzeugt werden kann, groß ist (zum Beispiel M > 4, und vorzugsweise wenigstens 8), so dass eine hohe Strahlauflösung erzielt werden kann. Wenn ein breiterer Strahl für eine bessere Anpassung an den Kanal benötigt wird, können zwei benachbarte Strahlen kombiniert werden.
Die vorliegende Erfindung passt gut in eine Basisstation, bei der das Antennensystem digitale Strahlform-Verfahren in einer phasengesteuerten Gruppenantenne verwendet (zum Beispiel Antenne 720 in 7 und Antenne 40 in 10). Bei digitalen Strahlform-Verfahren kann die scheinbare Zahl von Elementen in einer Antennengruppe (das heißt die scheinbare Aperturabmessung) durch Verwendung einer Null-Wichtung in einigen der Elemente gemäß der verfügbaren Winkelausbreitung elektronisch eingestellt werden. Auf diese Weise kann die Strahlbreite ohne weiteres von der Basisstation an die Winkelausbreitung angepasst werden. Diese Strahlbreiten-Steuerung arbeitet als Steuersystem mit offener Schleife.
Bei einer alternativen Ausführungsform werden Strahlsprungverfahren verwendet, wenn das Winkelleistungsspektrum den Schwellwert in einem großen Winkelumfang überschreitet. Ein Strahlsprungverfahren ist ein Verfahren, das die Winkelausbreitung sequentiell abdeckt. Wenn zum Beispiel die Sendestrahlen in irgendeinem Zeitschlitz die Winkelausbreitung nicht abdecken, kann die Winkelausbreitung während aufeinanderfolgender Zeitschlitze abgedeckt werden. Es sei als Beispiel ein System betrachtet, das eine Zwei-Strahl-Basisstation hat, die 30°-Strahlen bilden kann, wobei die Winkelausbreitung 120° abdeckt (das heißt die Breite von vier Strahlen). Bei einem Strahlsprungsystem bildet die Basisstation zwei 30°-Strahlen zur Übertragung während eines ersten Zeitschlitzes, um einen ersten 60°-Sektor der 120°-Winkelausbreitung abzudecken, und bildet zwei weitere 30°-Strahlen zur Übertragung während eines zweiten Zeitschlitzes, um so den verbleibenden 60°-Sektor der 120°-Winkelausbreitung abzudecken.
Der Strahlsprung verbessert die Funktion in Mobilfunk-Umfeldern mit großen Winkelausbreitungen beträchtlich. Es ist bekannt, dass die Down-Link-Funktion in zellularen Mobilfunksystemen wenigstens teilweise aufgrund der erhöhten Winkelungenauigkeit in der optimalen Wahl von Richtungen für die Übertragung schlechter wird, wenn die Winkelausbreitung groß wird. Bei Frequenzmultiplex-Duplex-Systemen könnten die für eine gute Leistungs-Übertratungskapazität bestimmten Ablinkrichtungen (geringe Dämpfung) in einem tiefen Fading für eine Down-Link-Übertragung aufgrund der verschiedenen Trägerfrequenzen sein.
Bei einer großen Winkelausbreitung in dem Mobilfunk-Umfeld ist die Zahl von möglichen Richtungen für Down-Link-Übertragung groß. Statt die zwei besten Richtungen auszuwählen, wird eine räumliche Diversity durch sequentielle Bildung von Down-Link-Strahlen erzielt, um alle potentiell guten Richtungen abzudecken, bei denen das Winkelleistungsspektrum einen Schwellwert überschreitet. Dies ist insbesondere wichtig in Mikrozellen oder Picozellen, bei denen die Winkelausbreitung den gesamten Sektor oder die gesamte Zelle abdecken kann.
Bei einem Szenario, bei dem die entfernt liegende Station 2 fest ist oder eine geringe Mobilität aufweist, hat der Strahlsprung zusätzliche Vorteile gegenüber der Auswahl der zwei stärksten Richtungen. Wenn die besten zwei Richtungen als Strahlübertragungs-Richtungen für eine Große Zahl von aufeinanderfolgenden Bursts ausgewählt werden, gibt es eine beträchtliche Strafe (in Form von Datenverlust), wenn die ausgewählten Richtungen eine falsche Wahl sind (zum Beispiel Down-Link in tiefem Fading, selbst wenn Up-Link gut ist). Jedoch durch Springen der Strahlen über eine Gruppe von potentiellen Richtungen hat der Datenverlust von irgendeiner Richtung, von der sich herausstellt, dass sie in tiefem Fading ist, nur eine begrenzte Dauer (zum Beispiel nur einen Zeitschlitz). Diese Winkel-Diversity neigt zum „Weißmachen" der durch Auswahl von schlechten Übertragsrichtungen erzeugten Fehler.
Ferner neigt die Gleichkanalstörung zu anderen entfernt liegenden Stationen, die während der Strahlsprung-Übertragungen erzeugt wird, zum Weißmachen durch räumliche Ausbreitung des übertragenen Signals. Gleichkanalstörungen können besonders lästig sein, wenn Verbindungen mit hoher Daten-Bit-Rate erforderlich sind, da Verbindungen zur Bit-Rate mit hohen Strahlleistungen erzielt werden. Die große Menge an betroffener Strahlleistung bei Verbindungen mit hoher Bit-Rate erzeugt eine hochfarbige Störung (nicht gleichmäßig verteilt), wenn von der Basisstation für die Strahlauswahl kein Sprungschema verwendet wird.
In 19 enthält eine andere Ausführungsform der Erfindung eine Basisstation 210 und eine entfernt liegende Station 230, wie in Verbindung mit 14 beschrieben wurde. Bei der vorliegenden Ausführungsform enthält die Basisstation 210 Wichtungsverstärker 102 und 104, um entsprechende Wichtungen W1 und W2 entsprechenden Speisesignalen CH1 und CH2 zuzuführen. In dem gegenwärtigen Ausführungsbeispiel sind die Wichtungen W1 und W2 komplexe Zahlen oder wenigstens Phasen- und Amplitudenpaare, um sowohl die Amplitude als auch die Phase des von den Antennen 16 und 18 übertragenen Signals zu steuern. Die gewichteten Signale können alternativ von Richtantennen 106 und 108 übertragen werden. 19 zeigt Diplexer 16D und 18D, die zwischen den Wichtungsverstärkern und den entsprechenden Antennen liegen, um die Antennen zu duplizieren, so dass sie in einem Up-Link-Empfangsbetrieb wie auch einem Down-Link-Sendebetrieb verwendet werden können; jedoch kann eine getrennte Basisstation-Antenne verwendet werden, um Up-Link-Signale zu empfangen.
Bei einer bevorzugten Variante wird eine Antenne als Referenz mit ihrer entsprechend auf 1 + j0 gesetzten Wichtung (oder Amplitude = 1, Phase = 0°) verwendet. Die andere Wichtung wird relativ zu der Referenzwichtung bestimmt. Im allgemeinen kann die Basisstation 210 zwei oder mehr Kanäle jeweils mit einer Antenne einem Diplexer, einem Wichtungsverstärker und allen zugehörigen Kodierern verwenden. Wenn M die Zahl von Sendeantennen ist, dann muss die Zahl von zu bestimmenden Wichtungen M – 1 sein, da nur differentielle Informationen (das heißt Wichtungen) bestimmt werden müssen. Ohne Verlust an Allgemeingültigkeit ist die folgende Beschreibung auf zwei Sendeantennen (M = 2) fokussiert, so dass nur eine komplexe Zahl von Wichtungen bestimmt werden muss.
In 19 enthält die entfernt liegende Station 230 eine Antenne 232, einen mit der Antenne 232 der entfernt liegenden Station über einen Diplexer 233 verbundenen Empfänger, eine Signalmess-Schaltung 238 und einen Prozessor 240. Der Empfänger 234 bildet eine Schaltung, mit der die entfernt liegende Station 230 erste und zweite Signale von entsprechenden ersten und zweiten Sendeantennen empfängt. Die Signalmess-Schaltung 238 und der Prozessor 240 und die hierin beschriebenen Steuermodule bilden eine Schaltung, mit der die entfernt liegende Station 230 Kanal-Zustands-Informationen auf der Basis der empfangenen ersten und zweiten Signale empfängt und die Kanal-Zustands-Informationen in eine Mehrzahl von Kanal-Zustands-Informstionssegmenten segmentiert. Die Signalmess-Schaltung 238 misst die Signalstärke (und Phase), die von jeder der mehreren orthogonalen Antennen empfangen wird, und der Prozessor 240 bestimmt die Kanal-Zustands-Information. Die Signalmess-Schaltung 238 misst eine augenblicklich empfangene Signalstärke (und Phase), oder bei einer alternativen Vatiante eine empfangene Durchschnitts-Signalstärke und eine Phase bei einer Referenzzeit.
Der Prozessor bestimmt die Kanal-Zustands-Information aus der von der Signalmess-Schaltung 238 gelieferten Information. Der Prozessor wählt ein Referenzsignal aus den von den verschiedenen Antennen empfangenen Signalen. Für jede der mehreren Antennen teilt der Prozessor die von der Signalmess-Schaltung 238 bestimmte empfangene Signalstärke (und Phase) durch die ausgewählte Bezugs-Signalstärke (und Phase). Dieses Verhältnis wird als Verhältnis von komplexen Zahlen (oder Phasen/Amplitudenpaaren) bestimmt. Das Verhältnis für die Referenzantenne ist durch Definition 1 + j0. Im Fall von zwei Antennen ist nur ein Verhältnis zu senden, wobei das Verhältnis der Referenzantenne eine konstante Referenz ist.
Der Prozessor 240 bestimmt die Kanal-Zustands-Information aus dem normierten Verhältnis oder Verhältnissen. Jedes Verhältnis enthält sowohl Amplituden- als auch Winkelinformationen. Es ist der Gegenstand dieses Prozesses, die Phase des von den zwei Antennen (oder mehr) gesendeten Signals einzustellen, so dass sie konstruktiv an der entfernt liegenden Station 230 eine Verstärkung erfahren. Um eine konstruktive Verstärkung zu gewährleisten, ist es erwünscht, dass ein von jeder Antenne relativ zu der Referenzantenne übertragenes Signal in der Phase verzögert wird, oder voreilt. Wenn zum Beispiel die erste Antenne 16 die Referenzantenne ist, wird der Winkelteil des Verhältnisses für das von der zweiten Antenne 18 empfangene Signal weiter geprüft. Wenn dieser Winkel 45° relativ zu der Referenzantenne voreilt, muss eine Verzögerung von 45° beim Sender für die zweite Antenne 18 eingeführt werden, um die konstruktive Verstärkung an der entfernt liegenden Station 230 zu erzielen. Somit bestimmt der Prozessor 240 die Menge der Phasenverzögerung oder Voreilung, die notwendig ist, um die konstruktive Verstärkung an der entfernt liegenden Station 230 durch Addieren der gewünschten zusätzlichen Verzögerung zu der Phase des anfangs übertragenen Signals zu erzielen, und wenn das Additionsergebnis größer als 360 ist, dann 360 abzuziehen. Dieser Phasenwinkel wird dann der Phasenwinkel, der als Teil der Kanal-Zustands-Information übertragen wird.
Der Prozessor 240 bestimmt auch den Amplitudenteil der Kanal-Zustands-Information. Das Ziel ist hier die Antenne mit dem besten Weg (das heißt Weg mit niedrigster Dämpfung) von der Antenne zur entfernt liegenden Station 230 hervorzuheben. Die insgesamt übertragene Leistung von allen Antennen kann hier als konstant betrachtet werden. Die von dem Amplitudenteil der Kanal-Zustands-Information zu lösende Frage besteht darin, wie die gesamte übertragene Leistung aufgeteilt wird.
Hierfür misst der Prozessor 240 den Kanalgewinn (das Inverse der Dämpfung), indem für jede Antenne das empfangene Leistungsverhältnis geteilt durch die empfangene Leistung in dem Referenzsignal berechnet wird. Die empfangene Leistung ist das Quadrat in der von der Signalmess-Schaltung 238 gemessenen Signalstärke (das heißt P_i (a_i)^z, worin a_i die Signalstärke von der Antenne i ist). Das durch jede unterschiedliche Antenne oder jeden unterschiedlichen Antennenstrahl übertragene Signal enthält seinen eindeutigen und gegenseitig orthogonalen Pilot-Kode, der auf ein mit der Signalleistung P_TX übertragenes Signal moduliert wird. Die entfernt liegende Station misst die komplexe Kanal-Impuls-Antwort H_i = a_iexp(Φ_i) als ein Verhältnis des empfangenen Signals geteilt durch das empfangene Referenzsignal, worin Φ_i die relative Phase des gemessenen Signals und a_i die relative Signalstärke ist. Dann wird P_i als das Quadrat von a_i bestimmt. Die relative Kanal-Antwort wird für jede Antenne in Form von empfangener Leistung gemessen. Wenn nur ein Bit in dem Up-Link-Signalisierungskanal für Amplituden-Feedback-Information reserviert würde, würde das Bit vorzugsweise befehlen, dass 80% der gesamten Leistung von der Antenne mit dem niedrigsten Dämpfungsweg zur entfernt liegenden Station 230 und 20% der Gesamtleistung von der Antenne mit dem höchsten Dämpfungsweg übertragen wird.
Wenn zwei Bits in dem Up-Link-Signalisierungskanal für Amplituden-Feedback-Information reserviert würden, könnten die Bits vier Amplitudenzustände definieren. Zum Beispiel würde der Prozessor 240 ein Verhältnis zwischen der Wegdämpfung von der Antenne 16 und der Wegdämpfung von der Antenne 78 berechnen und dann das Verhältnis gemäß einem vorbestimmten Bereich von Werten, die dieses Verhältnis einnehmen kann, zerschneiden. Der Schneideprozess definiert vier Unterbereiche und identifiziert, in welchen der vier Bereiche das berechnete Verhältnis passt. Jeder Unterbereich würde die gewünschte Aufspaltung der von den beiden Antennen 16 und 18 übertragenen Gesamtleistung auf 85%/15%, 60%/40%, 40%/60% bzw. 15%/85% definieren. Die beiden Bits würden somit eine dieser Aufspaltungen als die gewünschte Aufspaltung in der von den beiden Antennen insgesamt übertragenen Leistung kodieren.
Der Fachmann wird im Lichte dieser Lehren erkennen, dass der Amplitudenteil der Kanal-Zustands-Information mit verschiedenen Mitteln berechnet werden kann. Hier sind Nachschlagtabellen-Mittel beschrieben, aber auch andere Mittel zur Berechnung der Aufteilung der insgesamt zu übertragenden Leistung sind äquivalent. Es sei bemerkt, dass drei oder mehr Bits verwendet werden können, um die Leistungsaufspaltung zu definieren.
Der Prozessor 240 segmentiert auch die Kanal-Zustands-Information (einschließlich des oben beschriebenen Amplitudenteils und Phasenwinkelteils) in eine Mehrzahl von Kanal-Zustands-Informationssegmenten auf der Basis der Gestaltung. Die entfernt liegende Station 230 enthält ferner einen Sender 242, um die Mehrzahl von Kanal-Zustands-Informationssegmenten zur Basisstation 210 zu senden.
Die zu übertragende Kanal-Zustands-Information ist ein komplexer Koeffizient in Form einer Phasen- und Amplituden-Information, und sie muss von der entfernt liegenden Station 230 zur Basisstation in eine Anzahl von Segmenten (N Segmente) übertragen werden, die in entsprechenden Schlitzen in einem Up-Link-Signalisierungskanal getragen werden. Eine Unterteilung der N Schlitze in N1 und N2 (worin N = N1 + N2) erfolgt in einer solchen Weise, dass die ersten N1-Schlitze Phasen-Informationen tragen und die restlichen N2-Schlitze Amplituden-Informationen tragen. Im Prinzip können N1 und N2 willkürlich gewählt werden, aber ein gemeinsamer Wert für diese Parameter könnte sein N1 = N2 = N/2. Es sei angenommen, dass jeder Schlitz K Bits zum Tragen des entsprechenden Informationssegments reserviert. Die Phase kann dann mit einer Genauigkeit aufgelöst werden von Φmin = 360/2N 1 K
Und die Amplitude kann mit einer Genauigkeit aufgelöst werden von: Amin = Amax/2N 1 K
Worin A_max die maximale Amplitude ist.
Es sei zum Beispiel angenommen, dass die Zahl N von Schlitzen 6 ist und drei Schlitze jeweils für N1 und N2 reserbiert sind. Es sei angenommen, dass die Zahl K pro Schlitz 1 ist, und es sei angenommen, dass die maximale Amplitude A_max 3 Volt ist. Dann ist die Genauigkeit der Phase Φ_min = 45° und der Amplitude A_min 0,375 Volt. Wenn jedoch die Zahl von Bits pro Schlitz K auf 2 erhöht würde, würde die Genauigkeit von Phase und Amplitude, die gesendet werden könnte, Φ_min = 5,6° und die Amplitude A_min 0,05 Volt sein.
Im allgemeinen wird eine quantisierte oder abgeschnittene Version der genauen Kanal-Zustands-Information gebildet, so dass die Bits in der abgeschnittenen Version exakt an die Zahl von Bits angepasst sind, die in dem Up-Link-Signalisierungskanal verfügbar sind. Die abgeschnittene Version wird in Phasensegmente Φ_i (i = 1 bis N1) segmentiert, und die Segmente werden in hierarchischer Reihenfolge übertragen, so dass das Bit höchster Wertigkeit (MSB) in dem ersten Segment und das Bit geringster Wertigkeit (LSB) in dem letzten Segment übertragen wird. In gleicher Weise enthält jedes Amplitudensegment A_i (i = 1 bis N2) ein quantisiertes oder abgeschnittenes Segment der genauen Kanal-Zustands-Information (das Verhältnis) und wird in einer hierarchischen Reihenfolge übertragen.
Die vorliegende Ausführungsform der Erfindung verbessert die Down-Link-Funktion von mobilen Kommunikationen aufgrund verbesserter Phasenwinkel- und Amplitudengenauigkeit bei der Bildung von Down-Link-Strahlen. Diese Ausführungsform ist insbesondere für Umfelder mit niedriger Mobilität geeignet, und sie passt zu Anwendungen mit hoher Datenrate in Innenräumen und Fußgängerzonen. Die Ausführungsform ist insbesondere für drahtlose Datenanwendungen mit hoher Bit-Rate für Laptop-Computer geeignet.
Es sei zum Beispiel angenommen, dass sich die entfernt liegende Station mit einer Geschwindigkeit von v = 1 Meter pro Sekunde (3,6 Kilometer pro Stunde) bewegt und die Trägerfrequenz 2 Gigahertz (λ = 0,15 Meter) beträgt. Die maximale Dopplerfrequenz f_D ist v/λ und die Kanal-Kohärenzzeit T_C wird berechnet zu TC = 1/(2fD) = λ/(2v) = 75 Millisekunden.
Es kann angenommen werden, dass die Kanal-Zustands-Information stabil bleibt (nahezu konstant) über einer Zeitdauer von T_C/10, und daher kann die Kanal-Zustands-Information von der entfernt liegenden Station 230 zur Basisstation 210 während dieser stabilen Zeitdauer von 7,5 Millisekunden gesendet werden. Da Breitband-CDMA-(WCDMA)-Normen Schlitz-Dauern von 0,625 Millisekunden definieren, kann man 12 Schlitze verwenden, um die Kanal-Zustands-Information zurück zur Basisstation zu senden.
Es gibt mehrere Wege, um die Kanal-Zustands-Information in die Up-Link-Schlitze zu packen. Tabelle 1 veranschaulicht ein Beispiel auf der Basis von nur einem Bit pro Schlitz (K = 1). In Tabelle 1 wird eine 3-Bit-Genauigkeit sowohl für die Phasenwinkel- als auch die Amplituden-Information verwendet. Der Phasenwinkel wird in den ersten 6 Schlitzen übertragen, und die Amplituden-Information wird in den letzten 6 Schlitzen übertragen. In beiden Fällen werden die Bits höchster Wertigkeit zuerst übertragen. Im Schlitz 1 wird das Bit höchster Wertigkeit des 3-Bit-Phasenwinkels übertragen. Im Schlitz 2 wird dasselbe Bit wiederholt, um die Zuverlässigkeit zu verbessern. Danach werden die verbleibenden Phasenwinkel-Bits übertragen, und die Amplituden-Informations-Bits werden in derselben Weise gesendet. Das erste Bit gibt den Phasenwinkel mit einer Genauigkeit von 180° wie bei einem 1-Bit an. Nach Schlitz 3 wird der Phasenwinkel mit einer Genauigkeit von 90° wie bei einem 2-Bit gesendet, und nach Schlitz 6 wird der Phasenwinkel mit einer Genauigkeit von 45° wie bei dem 3-Bit gesendet. Wenn angenommen wird, dass der Phasenwinkel sich um 360° während der Kohärenzzeit des Kanals ändert, dann ändert sich bei diesem Beispiel der Phasenwinkel um 36° in der 7,5 Millisekunden-Zeitdauer, die benötigt wird, um 12 Schlitze zu senden. Dies entspricht gut der Phasengenauigkeit, die mit 3-Bit-Daten (45°) erzielbar ist.
Nach Schlitz 7 wird die Amplituden-Information mit einer Genauigkeit von 0,5 der maximalen Amplitude wie bei einem 1-Bit gesendet. Nach Schlitz 9 wird die Amplituden-Information mit einer Genauigkeit von 0,25 der maximalen Amplitude wie bei einem 2-Bit gesendet, und nach Schlitz 11 wird die Amplituden-Information mit einer Genauigkeit von 0,125 der maximalen Amplitude wie bei einem 3-Bit gesendet. Tabelle 1 Format zum Senden von Kanal-Zustands-Informationen zur Basisstation
Im allgemeinen ist die Phasen-Information wichtiger als die Amplituden-Information. Die optimale maximale Verhältniskombination ist nur etwa 1 dB besser als die Kombination gleicher Gewinne, die verwendet würde, wenn es kein Amplituden-Informations-Feedback gäbe, und somit hat eine größere Zuordnung zu Phasen-Bits (N1) und eine kleinere Zuordnung zu Amplituden-Bits (N2) Vorteile. Zum Beispiel könnte man drei Phasen-Bits zuordnen und zwei Amplituden-Bits, so dass die Feedback-Kanal-Zustands-Information in einem WCDMA-Format ohne Redundanz in 3,125 Millisekunden gesendet werden könnte.
Der Kompromiss zwischen der zulässigen Feedback-Kapazität (zum Beispiel ein oder mehr Bits/Schlitz), der Feedback-Zuverlässigkeit (zum Beispiel Zahl von wiederholten oder redundanten Bits) und der Feedback-Genauigkeit (zum Beispiel Zahl von Phasenwinkel- und Amplituden-Bits) ist spezifisch für Anwendung und Umfeld. Zum Beispiel kann ein 3-Bit-Prüf-Kode in einem allgemein bekannten SECDED-(ein Fehler richtig, Doppelfehler falsch)-Format an 8 Informations-Bits angehängt werden, um eine Redundanzfehler-Prüfung vorzusehen. Der Fachmann wird im Lichte dieser Lehre wissen, wie Feedback-Kapazität, Feedback-Zuverlässigkeit und Feedback-Genauigkeit nach Anwendung und Umfeld anzupassen sind.
Der Prozessor 240 (19) segmentiert die Kanal-Zustands-Information in eine Mehrzahl von Kanal-Zustands-Informationssegmente gemäß dem Format, das durch die System-Betriebsarten definiert wird. Tatsächlich kann ein System mit vielen Betriebsarten entwickelt werden, wobei jede Betriebsart verschiedene Formate definiert. Zum Beispiel kann eine Betriebsart nur Phasenwinkel-Korrektur-Informationen senden, die jeder Antenne gleiche Amplituden befehlen, und eine andere Betriebsart kann drei Bits von Phasenwinkel-Information und ein Bit von Amplituden-Information senden. Dann kodiert der Sender 242 die Mehrzahl von Kanal-Zustands-Informationssegmenten in einem Up-Link-Signalisierungskanal und sendet die kodierte Information über den Diplexer 233 und die Antenne 232 an die Basisstation 210.
Bei einer Variante dieser Ausführungsform gibt es mehrere Betriebsarten, die zum Beispiel von 1 bis 20 Bits benötigen, um die Kanal-Zustands-Information in dem Up-Link-Signalisierungskanal auszudrücken. Bei dieser Variante bestimmt der Prozessor 240 die Rate, mit der sich die Kanal-Zustands-Information auf der Basis von Änderungen von Aktualisierung zu Aktualisierung ändert. Wenn die Rate langsam ist, was eine sich langsam bewegende oder stationäre entfernt liegende Station anzeigt, wird die Feedback-Betriebsart adaptiv in eine Betriebsart geändert, die die Sendung von mehr Daten-Bits der Kanal-Zustands-Information zur Basisstation zulässt. Wenn sich jedoch die Kanal-Zustands-Information schnell ändert, was anzeigt, dass die entfernt liegende Station sich schnell bewegt, wird die Feedback-Betriebsart adaptiv in eine Betriebsart geändert, die weniger Bits für jede Kanal-Zustands-Informations-Aktualisierung sendet.
Die Basisstation 210 empfängt die in dem Up-Link-Signalisierungskanal kodierte Information und dekodiert die mehreren Kanal-Zustands-Informationssegmente im Empfänger/Detektor 220. Der Prozessor 220P rekonstruiert dann die Kanal-Zustands-Information aus den empfangenen mehreren Kanal-Zustands-Informationssegmenten und erzeugt Wichtungen W1 und W2. Die Wichtungen W1 und W2 werden an entsprechende Verstärker 102 und 104 geliefert, um erste und zweite Speisesignale CH1 und CH2 zu wichten, um die erste und zweite Antenne 16 und 18 auf der Basis der rekonstruierten Kanal-Zustands-Information zu speisen.
Zwei Varianten dieser Ausführungsform können im Prozessor 220P ausgeführt werden. Zuerst kann der Prozessor alle Segmente sammeln, um die gesamte Kanal-Zustands-Information zu rekonstruieren, bevor Wichtungen W1 und W2 zur Zuführung zu den Verstärkern 102 und 104 gebildet werden. Alternativ wird die Kanal-Zustands-Information zur Basisstation mit dem Phasenwinkel zuerst und innerhalb der Phasenwinkel-Segmente mit dem Bit höchster Wertigkeit zuerst gesendet. Die Werte von W1 und W2 können innerhalb des Prozessors aktualisiert werden, da jedes Bit empfangen wird, um mehr sofortiges Feedback an die Verstärker 102 und 104 zu liefern. Dies erzeugt tatsächlich eine höhere Feedback-Bandbreite.
In 20 enthält ein im Prozessor 240 praktiziertes Verfahren mehrere Schritte, die üblicherweise in dem Prozessor mit Software-Modulen und/oder Logik ausgeführt werden. Der Fachmann wird jedoch erkennen, dass die Schritte in dem Prozessor unter Verwendung von ASIC oder einer anderen üblichen Schaltung ausgeführt werden können.
Im Schritt S2002 empfängt der Prozessor für jede der mehreren Antennen die empfangene Signalstärke und Phase (eine komplexe Zahl), die durch die Signalmess-Schaltung 238 bestimmt wird. Beim Schritt S2004 wählt der Prozessor eines der empfangenen Signale als Referenzsignal. Diese Auswahl kann willkürlich sein, oder es kann das Signal mit der größten Phasen-Nacheilung gewählt werden (es ist wenig wahrscheinlich, dass eine Verzögerung benötigt oder gewünscht wird). Beim Schritt S2006 teilt der Prozessor die empfangene Signalstärke und Phase (eine komplexe Zahl), die durch die Signalmess-Schaltung 238 bestimmt worden ist, durch die empfangene Referenz-Signalstärke und Phase (eine komplexe Zahl). Das Verhältnis für die Referenz-Antenne ist per Defination 1 + j0. Im Fall von zwei Antennen gibt es nur ein Verhältnis zu bestimmen und zu senden, das Verhältnis der Referenzantenne ist eine konstante Referenz.
Beim Schritt S2008 (20) bestimmt der Prozessor 240 die Größe der Phasenverzögerung oder Voreilung, die bei jeder Sendeantenne benötigt wird, um eine konstruktive Verstärkung bei der entfernt liegenden Station 230 zu erzielen. Wenn das Referenzsignal als Signal mit der größten Nacheilung gewählt wird, können die verbleibenden Signale eine Phasenausrichtung mit dem Referenzsignal durch Hinzufügung einer Verzögerung an der Antenne erzielen. Der Schritt S2008 bestimmt die erforderliche zusätzliche Verzögerung, aber wenn die zusätzliche Phasenverzögerung der Phase des Nicht-Referenzsignals hinzugefügt wird, wird dies zu einer Phase, die größer als 360° ist, und dann wird 360 subtrahiert. Dieser Phasenwinkel wird dann der Phasenwinkel, der als Teil der Kanal-Zustands-Information übertragen wird. Der Fachmann wird im Licht dieser Lehren erkennen, dass der Schritt 2008 in der Basisstation ausgeführt werden kann, so dass nur der Phasenwinkel der Kanal-Impuls-Antwort in den Up-Link-Signalisierungskanal gesendet werden muss.
Beim Schritt S2010 wird die Leistungs-Management-Information bestimmt, um die Sendeverteilung (die Zuordnung der gesamten Leistung unter den Sendeantennen) zu definieren. Der Fachmann wird im Licht dieser Lehren erkennen, dass der Amplitudenteil der Kanal-Zustands-Information mit verschiedenen Mitteln berechnet werden kann. Hier werden Nachschlagetabellen beschrieben, aber andere Mittel zur Berechnung der Aufteilung der Gesamtleistung der zu übermittelnden Leistung sind äquivalent.
Zum Beispiel kann die relative Amplitude und die relative Phase des Signals von jeder Antenne in dem Up-Link-Signalisierungskanal für die Basisstation zu weiterer Verarbeitung übertragen werden. Alternativ kann die entfernt liegende Station beim Schritt S2010 ein Index der gewünschten Leistungsverteilung bestimmen. Wenn nur ein Bit in dem Up-Link-Signalisierungskanal für die Amplituden-Feedback-Information reserviert würde, würde das Bit vorzugsweise befehlen, dass 80% der Gesamtleistung von der Antenne mit dem niedrigsten Dämpfungsweg zur entfernt liegenden Station 230 gesendet wird und 20% der Gesamtleistung von der Antenne mit dem höchsten Dämpfungsweg übertragen wird. Wenn zwei Bits in dem Up-Link-Signalisierungskanal für die Amplituden-Feedback-Information reserviert würden, könnten die Bits vier Amplituden-Unterbereiche definieren. Zum Beispiel 85%/15%, 60%/40%, 40%/60% beziehungsweise 15%/85%. Die beiden Bits würden somit einen dieser Unterbereiche als die gewünschte Aufteilung in der von den beiden Antennen insgesamt übertragenen Leistung kodieren. Erweiterungen auf mehr Antennen oder auf die Verwendung von mehr Bits, um den Amplitudenteil der Kanal-Zustands-Information darzustellen, sind für den Fachmann ersichtlich. Die exakte Natur der Nachschlagtabelle oder anderer Mittel hängt von der Zahl der in dem Up-Link-Format reservierten Bits ab, um den Amplitudenteil der Kanal-Zustands-Information zu tragen.
Beim Schritt S2012 wird die Kanal-Zustands-Information segmentiert und in die hier beschriebenen Formate gepackt (zum Beispiel Tabelle 1). Beim Schritt S2014 werden die Segmente sequentiell in dem Up-Link-Signalisierungskanal zur Basisstation übertragen. Von dort werden die entsprechenden Wichtungen für die Antennen wiedergewonnen und den Verstärkern 102 und 104 zugeführt (19).
Bei Frequenz-Multiplex-Duplex-Systemen, bei denen Up-Link- und Down-Link-Übertragungen über verschiedene Frequenzen ausgeführt werden, ist es nicht möglich, genau den Down-Link-Kanal-Zustand aus den Up-Link-Informationen zu bestimmen, da die beiden Richtungen auf verschiedenen Frequenzen beruhen. Das gegenwärtige System hat den Vorteil der Messung des Down-Link-Kanal-Zustands aus Down-Link-Daten und dann der Sendung von Befehlen in den Up-Link-Dignalisierungskanal, um die Amplitude und Phase der übertragenen Down-Link-Signale einzustellen.
In 21 ist die Antenne 1 der Basisstation eine Antenne vom Sektor-Abdeckungstyp. Die Antenne 1 sendet ein Signal zur entfernt liegenden Station 2 über den direkten Weg 3; jedoch reflektiert ein anderes Mehrwegsignal die Mofilfunk-Wellenstreuung 4 weg und wandert über den Mehrweg 5. Als Ergebnis empfängt die entfernt liegende Station 2 zwei Kopien des Signals zu leicht unterschiedlichen Zeiten. In 22 werden die beiden Kopien als Signale dargestellt, die zur Zeit nT und zur Zeit nT + τ empfangen werden, wobei τ die zusätzliche Zeitverzögerung ist, die aufgrund der zusätzlichen Länge des Mehrweges 5 im Vergleich zum direkten Weg 3 auftritt. Die Mehrwegverzögerung kann so sein, dass destruktive Interferenzen zwischen den beiden über die zwei Wege empfangenen Signale verursacht werden. Zusätzliche Mobilfunkwellen-Streuer können noch mehr Mehrwegsignale hervorrufen.
Ein konventioneller Rake-Empfänger korreliert ein örtliches Signal (zum Beispiel den Ausbreitungs-Kode eines CDMA-Signals) und das empfangene Signal, das mit verschiedenen Verzögerungen empfangene Signal-Kopien enthält. Bei korrekten Verzögerungen werden die Signale kohärent kombiniert, um die Energien zu verstärken. Wenn das örtliche Signal (zum Beispiel der gewünschte Ausbreitungs-Code) mit einem Signal von einem gewünschten Signalweg korreliert wird, wird das örtliche Signal auch mit jeder anderen Signal-Kopie korreliert (zum Beispiel Signal-Kopien von Signalwegen mit unterschiedlichen Verzögerungen). Die Zeiten, die der Korrelation mit den anderen Signal-Kopien entsprechen, sind unerwünschte Zeiten, und sie neigen zur Verschlechterung der Funktion des Systems. Die unerwünschten Korrelationszeiten verursachen auch einen Verlust an Orthogonalität zwischen verschiedenen Benutzern mit verschiedenen Kodes, und im Ergebnis beginnen Gleichkanal-Benutzer einander zu stören. Die Verschlechterungswirkung wird ausgeprägter bei kurzen Ausbreitungs-Kodes, die üblicherweise bei Verbindungen mit hoher Bit-Rate verwendet werden.
Die vorliegende Erfindung betreibt den Rake-Empfänger in einer unkonventionellen Art. Bei Verwendung von Strahlformung trennt die vorliegende Erfindung unterschiedliche Signalwege und wendet eine Vor-Übertragungs-Zeitverschiebungs-Kompensation bei jeder Signal-Kopie an (zum Beispiel jedem Strahl), so dass alle Signal-Kopien beim Empfänger gleichzeitig ankommen. Auf diese Weise empfängt der Empfänger scheinbar ein Signal, das nur durch einen Kanal verarbeitet wird, selbst wenn er tatsächlich mehrere Signale über mehrere Wege (zum Beispiel die Wege 3 und 5 in 1) empfängt und kohärent kombiniert. Dies vermeidet einen Verlust an Orthogonalität und minimiert oder beseitigt Quer-Korrelationszeiten, die andernfalls die Systemfunktion verschlechtern.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die gewünschten Daten in zwei oder mehr Raum-Zeit-kodierten Signalen enthalten. Die Signale werden durch eindeutige und gegenseitig orthogonale Signatur-Kodes identifiziert. Wenn eines der Raum-Zeit-kodierten Signale deutlich in Bezug auf andere verzögert ist, kann die Orthogonalität der Signatur-Kodes vermindert werden. Vorzugsweise wird das Signal mit dem kürzesten Weg verzögert, so dass es an der entfernt liegenden Station zur selben Zeit ankommt wie die Signale, die auf längeren Wegen an der entfernt liegenden Station 2 ankommen.
In 23 enthält das Beispiel eines Systems eine Antenne 1 und eine entfernt liegende Station 2. Die Antenne 1 kann eine Butler-Matrix-Mehrstrahl- Antennengruppe oder jede andere Mehrstrahl-Antennengruppe sein. Die gewünschten Daten bei diesem Beispiel werden in zwei Raum-Zeit-kodierte Signale 12 und 15 kodiert. Die Raum-Zeit-kodierten Signale 12 und 15 werden in Strahlen D2 bzw. D5 übertragen. Der Strahl D5 sendet das Signal 15 zur entfernt liegenden Station 2 über den direkten Weg 3. Der Strahl D2 sendet das Signal 12 zur entfernt liegenden Station 2 über den indirekten Mehrweg 5.
In 26 ist das Beispiel eines Kodierers für die Erzeugung von Raum-Zeitkodierten Signalen 12 und 15 dargestellt. 26 ist ähnlich wie 2 mit der Ausnahme, dass die Antennen 16 und 18 von 2 durch die Mehrstrahl-Antenne von 23 ersetzt sind und eine programmierbare Verzögerungsleitung (zum Beispiel eine auswählbare Mehr-Anzapfungs-Verzögerungsleitung) zwischen dem Multiplizierer 14 und der Mehrstrahlantenne liegt. Der Multiplizierer 12 kodiert das Signal CH1 mit einem Signatur-Kode (OC), der gegenseitig orthogonal zu dem Signatur-Kode ist, der in das Signal CH2 durch den Multiplizierer 14 kodiert wird. Die Signatur-Kodes können sich ändernde orthogonale Übungssequenzen, Pilot-Kodes oder Ausbreitungssequenzen sein. Bei Verwendung dieser Signatur-Kodes trennt die entfernt liegende Station 2 das auf dem direkten Weg vom Strahl D5 empfangene Signal von dem Signal, das auf einem indirekten Weg von dem Strahl D2 empfangen wird, solange die Signatur-Kodes orthogonal bleiben. Der Fachmann wird erkennen, dass die beiden Strahlen und entsprechende Raum-Zeit-kodierte Signale, die in 23 und 26 dargestellt sind, auf mehr als zwei verallgemeinert werden können, und dass zusätzliche programmierbare Verzögerungsleitungen benötigt werden können, um alle Signale zeitlich zu synchronisieren.
Das direkte Signal aus dem Strahl D5 wird an der entfernt liegenden Station 2 empfangen, bevor das indirekte Signal aus dem Strahl D2 zu einer Zeit τ empfangen wird, wie in 24 und 25 dargestellt. Um die beste Orthogonalität zwischen den Signatur-Kodes zu erhalten, ist es erwünscht, die Signale in der Zeit auszurichten. Ein Empfänger (gegebenenfalls an der Basisstation und gegebenenfalls an der entfernt liegenden Station 2, wie nachfolgend beschrieben) bestimmt die Zeitverzögerung τ, die benötigt wird, um die Signale auszurichten. Das letzte an der entfernt liegenden Station 2 empfangene Signal (zum Beispiel das Signal 12) kann als Referenz-Raum-Zeit-kodiertes Signal angesehen werden. Die verbleibenden Signale können dann als wenigstens ein verbleibendes Raum-Zeit-kodiertes Signal angesehen werden (zum Beispiel Signal 15). Bei diesem Ausführungsbeispiel wird wenigstens ein verbleibendes Raum-Zeit-kodiertes Signal in der programmierbaren Verzögerungsleitung der Basisstation verzögert (siehe 26), bevor die Übertragung erfolgt. Das Signal oder die Signale werden ausreichend verzögert, um zu gewährleisten, dass das wenigstens eine verbleibende Raum-Zeit-kodierte Signal beim Empfang an der entfernt liegenden Station in der Zeit mit dem Referenzsignal ausgerichtet ist. Bei dem in 23 dargestellten Beispiel ist das letzte an der entfernt liegenden Station 2 empfangene Signal das Signal 12 aufgrund der erweiterten Länge des Mehrweges 5. Das Signal 15 muss verzögert werden, so dass es an der entfernt liegenden Station 2 zur selben Zeit ankommt wie das Signal 12.
Sowohl bei der Raum-Zeit-Diversity-Technologie (2) als auch der Strahl-Raum-Diversity (23) ist es wichtig, dass der entfernt liegende Empfänger die Signale CH1 und CH2 trennt, wie oben erläutert. Dies wird durch Verwendung von orthogonalen Signatur-Kodes in verschiedenen Formen erreicht. Die Zeitdifferenz der Ankunft der Signale auf den beiden Wegen, dem direkten Weg 3 und dem Mehrweg 5 an der entfernt liegenden Station 2 wird als Verzögerungsausbreitung bezeichnet. Wenn eine Verzögerungsausbreitung nicht vorhanden oder minimal ist, wird die Orthogonalität der Signatur-Kodes beibehalten. Jedoch kann in frequenzselektiven Kanälen, in denen eine beträchtliche Verzögerungsausbreitung der Signatur-Kodes vorhanden ist, die Orthogonalität zwischen den Kanälen verloren gehen, und die entfernt liegende Station 2 wird es schwierig finden, Signale zu trennen, die in den entsprechenden Kanälen vorhanden sind. Die meisten gemeinsamen Kodiersequenzen sind durch nicht-ideale Kreuzkorrelations-Funktionen (CCFs) gekennzeichnet, die einen niedrigen oder Nullwert nur für eine gegebene Phasenbeziehung zwischen den Signatur-Kodes haben, und für andere Phasenbeziehungen sind die CCFs nicht gleich null.
Mehrere Raum-Zeit-Diversity-Signale, die zur Übertragung zur entfernt liegenden Station 2 über Mehrweg-Kanäle bestimmt sind, erfahren unterschiedliche Verzögerungen. Da der Wert der CCF bei einer gegebenen phasenungleichen Position nicht gleich null ist und von Position zu Position verschieden, vermindert der Effekt der von den Mobilfunk-Kanälen den übertragenen Signalen auferlegten unterschiedlichen Wegverzögerungen die Orthogonalität zwischen den von der entfernt liegenden Station verwendeten Signatur-Kodes zur Trennung der Signale. Dieser Verlust an Orthogonalität führt zu einer Verschlechterung des Diversity-Gewinns, der andernfalls durch die Raum-Zeit-Kode-Übertragung von Signalen zwischen einer Basisstation und einer entfernt liegenden Station bei einem drahtlosen Kommunikationssystem erzielt würde.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel empfängt eine der Basisstation zugeordnete Mehrstrahlantennen-Gruppe ein Up-Link-Signal von der interessierenden entfernt liegenden Station in jedem der mehreren Strahlen der Mehrstrahl-Antennengruppe. Das Up-Link-Signal kann ein Pilotsignal, ein Up-Link-Signalisierungskanal oder jeder andere Up-Link-Kanal sein, der die Quelle des Signals als die interessierende entfernt liegende Station identifiziert. Das Up-Link-Signal wird als Mehrfachsignal empfangen, das von den Mobilfunk-Signalen abgeleitet wird, die in entsprechenden Mehrfachstrahlen der Mehrstrahl-Antennengruppe empfangen werden.
Für jedes der mehreren empfangenen Signale trennt ein Empfänger an der Basisstation eine Signalkomponente ab, die durch einen Signatur-Kode als von der besonderen interessierenden entfernt liegenden Station ausgehend identifiziert wurde. Die empfangene Signalkomponente jedes der mehreren Strahlen enthält eine Kopie des identifizierten Signals für die besondere entfernt liegende interessierende Station mit einer bestimmten Zeitverzögerung oder einer Verzögerungs-Ausbreitung relativ zu der Signalkomponente eines Referenzstrahls. Ein Empfänger an der Basisstation verarbeitet die mehreren Signalkomponenten aus ihren entsprechenden Strahlen, um einen Referenzstrahl zu identifizieren, der die letzte empfangene Signalkomponente und eine Verzögerungsausbreitung enthält, was nötig ist, um alle anderen, von ihren entsprechenden Strahlen empfangenen Signalkomponenten mit der in dem Referenzstrahl empfangenen Signalkomponente auszurichten. Wenn die Basisstation mehr als eine entfernt liegende Station bedient, kann dieser Prozess für jede entfernt liegende Station oder für ausgewählte entfernt liegende Stationen wiederholt werden. Die ausgewählten entfernt liegenden Stationen könnten jene mit hoher Übertragungsleistung sein. Eine hohe Übertragungsleistung könnte zum Beispiel bei hohen Datenraten-Erfordernissen benötigt werden.
27 zeigt eine repräsentative Kanal-Impuls-Antwort oder ein Verzögerungs-Verteilungsprofil 300 für ein Basisstations-System mit 16 Strahlen, das ähnlich wie das in 23 dargestellte Basisstations-System mit 8 Strahlen ist. Die Basisstation misst die Verzögerungsausbreitungen τ, die jedem Strahl der Mehrstrahlantenne zugeordnet wird. Für empfangene Signale, die Signalstärken oberhalb eines Schwellwertes haben, zeigt ein „x" die Augenblicks- und/oder die durchschnittliche Signalstärke an, die einen gegebenen Schwellwert überschreitet. Die bei 304, 306 beziehungsweise 308 gezeigten Richtungen D3, D6 und D12 enthalten Signale mit einer minimalen Verzögerungsausbreitung (zum Beispiel Verzögerungsspanne τ₄ bis τ₆). Wenn mehrere potentielle Richtungen verfügbar sind, werden bevorzugte Richtungen unter den verfügbaren Richtungen auf der Basis zusätzlicher Kriterien ausgewählt, zum Beispiel Verminderung von erzeugten Störungen, gleichmäßige Verteilung von Leistung in den mehreren in der Basisstation verwendeten Leistungsverstärkern und Vermeidung von Richtungen, bei denen für Gleichkanal-Benutzer mehr als durchschnittliche Störungen verursacht werden könnten. Zum Beispiel könnte ein Hochleistungsstrahl für einen oder mehrere Benutzer mit niedriger Bit-Rate Störungen verursachen, wenn sich der Benutzer mit niedriger Bit-Rate innerhalb des von dem Hochleistungsstrahl beleuchteten Bereiches befindet. Bei einigen günstigen Situationen kann auch Strahlspringen verwendet werden, um eine wirksame Störungsverminderung zu erzielen.
Im Betrieb wählt die Basisstation Richtungen aus, die minimale Verzögerungsausbreitungen haben. Zum Beispiel wählt die Basisstation wenigstens zwei Strahlen aus mehreren Strahlen aus, die von der Mehrstrahl-Antennengruppe zur Übertragung von wenigstens zwei Raum-Zeit-kodierten Signalen in entsprechenden Strahlen der wenigstens zwei Strahlen gebildet werden können. Die wenigstens zwei Strahlen enthalten einen Referenzstrahl und wenigstens einen verbleibenden Strahl. Die Basisstation bestimmt auch aus dem Verzögerungs-Verteilungsprofil 300 eine Zeitverzögerung, die jedem Strahl des wenigstens einen verbleibenden Strahls zur Verwendung bei der Programmierung der programmierbaren Verzögerungsleitung entspricht.
Die Basisstation kodiert jedes Signal der wenigstens zwei Raum-Zeit-kodierten Signale mit einem Signatur-Kode; der gegenseitig orthogonal zu jedem anderen Signatur-Kode ist, der in die wenigstens zwei Raum-Zeit-kodierten Signale kodiert wird, um so ein Referenz-Raum-Zeit-kodiertes Signal und wenigstens ein verbleibendes Raum-Zeit-kodiertes Signal zu bilden (siehe 12 und 10 in 26). In dem Beispiel von 23 kann das Referenz-Raum-Zeit-kodierte Signal als das Signal 12 angesehen werden, und das wenigstens eine verbleibende Raum-Zeit-kodierte Signal kann als das Signal 15 angesehen werden. Im Licht dieser Lehren ist für den Fachmann jedoch ersichtlich, wie das vorliegende Ausführungsbeispiel auf mehr als zwei Raum-Zeit-kodierte Signale auszudehmen ist.
Die Basisstation verzögert jedes Signal des wenigstens einen verbleibenden Raum-Zeit-kodierten Signals so, dass es wenigstens ein verzögertes Raum-Zeitkodiertes Signal bildet (zum Beispiel Signal 15 in 26). Die Basisstation überträgt dann das Referenz-Raum-Zeit-kodierte Signal (zum Beispiel das Signal 12) und das wenigstens eine verzögerte Raum-Zeit-kodierte Signal (zum Beispiel Signal 15) in entsprechenden Strahlen der wenigstens zwei Strahlen, so dass das Referenz-Raum-Zeit-kodierte Signal wie auch das wenigstens eine verbleibende Raum-Zeit-kodierte Signal an der entfernt liegenden Station zur gleichen Zeit ankommen.
Die vorliegende Erfindung verlässt sich nicht auf einen Feedback-Kanal von der entfernt liegenden Station zur Basisstation. Statt dessen werden Übertragungsrichtungen von der Basisstation allein aus den Up-Link-Messungen von normalen Signalisierungssignalen ausgewählt. Durch Durchschnittsbildung der Up-Link-Kanalantwort über eine lange Zeit zur Verminderung von schnellem Fading kann die Leistungsantwort der Down-Link-Kanalantwort abgeschätzt werden. Die angezeigten Up-Link- und Down-Link-Kanäle sind im Leistungssinn reziprok.
In Frequenz-Multiplex-Duplex-(FDD)-Systemen könnte eine Feedback-Messung jedoch verbesserte Ergebnisse auf Kosten von zusätzlicher Komplexität liefern. In Frequenz-Multiplex-Duplex-Systemen, bei denen Up-Link- und Down-Link-Kommunikationen mit verschiedenen Frequenzen ausgeführt werden, ist es nicht möglich, den Down-Link-Kanal-Zustand aus Up-Link-Informationen genau zu bestimmen, da die beiden Richtungen auf verschiedenen Frequenzen beruhen.
Das gerade beschriebene Ausführungsbeispiel zeigt eine Anordnung, bei der die Basisstation die Up-Link-Kanalantwort als Surrogat für die Down-Link-Kanalantwort misst. Um die vollständige Down-Link-Kanalantwort zu erhalten, ist es notwendig, den Down-Link-Kanal direkt zu messen und die Down-Link-Kanal-Information in einen Feedback-Kanal von der entfernt liegenden Station, die die Messung ausführt, zur Basisstation, die die Messung braucht (zum Beispiel Verzögerungs-Verteilungsprofil 300) zu senden.
Anstatt die für die Richtungsauswahl und die Verzögerung erforderliche Rechnung in der Basisstation auszuführen, partizipiert die entfernt liegende Station an diesen Funktionen oder führt diese aus. Ein vereinbartes Standardsignal wird von der Basisstation an alle entfernt liegenden Stationen mit einem Identifizierer oder einem in jedem Strahl kodierten Signatur-Kode, wie zum Beispiel gegenseitig orthogonale Pilot- oder Übungssequenzen oder Ausbreitungs-Kodes gesendet. Die entfernt liegende Station würde die Kanal-Impuls-Antwort (zum Beispiel Verzögerungs-Verteilungsprofil 300) messen und die Basisstation über die bevorzugten Richtungen und Verzögerungen für die Übertragung informieren.
Der Fachmann wird im Lichte dieser Lehren erkennen, dass die Kanalfunktion in einem Zwei-Stufen-Prozess gemessen werden kann. Beim ersten Schritt macht die Basisstation eine Abschätzung der Up-Link-Kanal-Impulsantwort und verwendet diese Abschätzung als Surrogat für die Down-Link-Kanal-Impulsantwort. Dann wendet die Basisstation die Verzögerungen auf das wenigstens eine verbleibende Raum-Zeit-kodierte Signal an, das von dem ersten Abschätzungsprozess angegeben wird.
Beim zweiten Schritt wird der Down-Link-Kanal direkt gemessen. Ein vereinbartes Standardsignal wird von der Basisstation an alle entfernt liegenden Stationen mit einem Identifizierer oder mit einem in jeden Strahl kosierten Signatur-Kode, wie gegenseitig orthogonale Pilot- oder Übungssequenzen oder Ausbreitungs-Kodes gesendet. Die entfernt liegende Station würde dann die Kanal-Impulsantwort messen (zum Beispiel Verzögerungs-Verteilungsprofil 300) und die Basisstation über einen Feedback-Kanal über die bevorzugten Richtungen und Verzögerungen für die Übertragung informieren.
In 28 misst ein Set-Up-Prozess S2800 die Up-Link-Kanal-Antwort und stellt die gemessenen Verzögerungen ein, um die Down-Link-Kanal-Übertragung zu steuern. Der Prozess S2800 enthält den Schritt S2802, um die Kanal-Antwort zu messen, den Schritt S2804, um zu benutzende Strahlen auszuwählen, den Schritt S2806, um Zeitverzögerungen für die ausgewählten Strahlen zu bestimmen, und den Schritt S2808 zur Konfiguration variabler Verzögerungsleitungen in der Basisstation (siehe 26), um die bestimmten Verzögerungen aufzuerlegen. Die variablen Verzögerungsleitungen können aus einer Sequenz von festen Verzögerungselementen mit mehreren Anzapfungen zwischen den Elementen aufgebaut sein. Die Verzögerungsleitung wird durch Wahl von verschiedenen Anzapfungen als Ausgang unter Verwendung eines Schalters geändert. Beim Schritt S2804 wählt die Basisstation wenigstens zwei Strahlen aus mehreren durch eine Mehrstrahl-Antennengruppe, die einer Basisstation zugeordnet ist, gebildeten Strahlen aus (obwohl in 23 und in 26 nur zwei Strahlen dargestellt sind). In den Strahlen werden entsprechende wenigstens zwei Raum-Zeit-kodierte Signale übertragen, die von einem Raum-Zeit-Kodierer erzeugt werden (obwohl in 23 und 26 nur zwei Signale dargestellt sind). Die wenigstens zwei Strahlen enthalten einen Referenzstrahl und wenigstens einen verbleibenden Strahl. Beim Schritt S2806 bestimmt die Basisstation eine Zeitverzögerung, die jedem Strahl des wenigstens einen verbleibenden Strahl entspricht. Beim Schritt S2808 stellt die Basisstation in einer variablen Verzögerungsleitung die Zeitverzögerung ein, die jedem Strahl des wenigstens einen verbleibenden Strahls entspricht. Alle variablen Verzögerungsleitungen liegen zwischen der Mehrstrahl-Antennengruppe und dem Raum-Zeit-Kodierer (siehe 26).
In 29 markiert der Ausrichtungs-Prozess S2920 das Raum-Zeit-kodierte Signal für jeden ausgewählten Strahl mit einem Signatur-Kode, der orthogonal zu allen anderen Strahlen ist, im Schritt S2922, verzögert die ausgewählten Strahlen gemäß bestimmten Verzögerungs-Ausbreitungen beim Schritt S2924 und überträgt die verzögerten Signale zur Basisstation beim Schritt S2926. Beim Schritt S2922 kodiert die Basisstation jedes Signal der wenigstens zwei Raum-Zeit-kodierten Signale mit einem Signatur-Kode, der gegenseitig orthogonal zu allen anderen Signatur-Kodes ist, der in den wenigstens zwei Raum-Zeitkodierten Signalen kodiert ist, um so ein Referenz-Raum-Zeit-kodiertes Signal und wenigstens ein verbleibendes Raum-Zeit-kodiertes Signal zu bilden. Beim Schritt S2924 verzögert die Basisstation jedes Signal des wenigstens einen verbleibenden Raum-Zeit-kodierten Signals in einer entsprechenden variablen Verzögerungsleitung, um wenigstens ein verzögertes Raum-Zeit-kodiertes Signal zu bilden. Beim Schritt S2926 überträgt die Basisstation das Referenz-Raum-Zeit-kodierte Signal und wenigstens ein verzögertes Raum-Zeit-kodiertes Signal in entsprechenden Strahlen der wenigstens zwei Strahlen.
In 30 misst eine entfernt liegende Station unter Verwendung eines Feedback-Prozesses S2940 komplexe Down-Link-Kanal-Zustands-Informationen und leitet diese Informationen zurück zur Basisstation. Der Prozess S2940 enthält den Schritt S2742, um wenigstens zwei Identifizierer-Signaturen (zum Beispiel verschiedene Pilotsignale) von einem einer Basisstation zugeordneten Antennensystem zu empfangen, den Schritt S2944, um komplexe Kanal- Zustands-Informationen auf der Basis der empfangenen Signale zu bestimmen, den Schritt S2946, um die komplexen Kanal-Zustands-Informationen in mehrere Kanal-Zustands-Segmente zu segmentieren, und den Schritt S2948, um die mehreren Kanal-Zustands-Informationssegmente in einer Sequenz zur Basisstation zu senden. Die Sequenz von Segmenten sendet die meisten Bits höchster Wertigkeit des Phasenwinkels vor den Bits geringster Wertigkeit des Phasenwinkels. Die Sequenz von Segmenten sendet die Bits höchster Wertigkeit der Amplitude vor den Bits niedrigster Wertigkeit der Amplitude. Die Sequenz von Segmenten sendet ein Bit des Phasenwinkels vor einem entsprechenden Bit der Amplitude, das auf der gleichen Ebene von Bit-Wertigkeit liegt. Es sei bemerkt, dass für Feedback der Kanal-Impuls-Antwortmessungen jeder Strahl (oder jede Antenne) einer eindeutigen Pilotsignatur zugeordnet sein sollte, die orthogonal zu allen anderen Pilot-Signaturen ist.
Im Lichte dieser Lehre ist es für den Fachmann ersichtlich, dass verschiedene System-Komponenten als elektrische Schaltungen, als spezielle anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (ASISs) oder als Computer oder Prozessoren, die Softwareprogramme ausführen oder Datentabellen verwenden, ausgeführt werden können. Zum Beispiel können der Kodierer 10, die Multizierer 12, 14 und die Verstärker 102, 104 in 5, 11 und 12 als Schaltungen oder ASCIs oder in manchen Fällen als Software-gesteuerte Prozessoren je nach Funktionserfordernissen ausgeführt werden. Der Strahlformer 40 in 11 wird üblicherweise als Schaltung oder ASICs ausgeführt, und die Modulatoren 101, 103 und die Multiplexer 105, 107 können als Schaltungen oder ASICs ausgeführt werden, jedoch kann die Ausführung auch mit Software-gesteuerten Prozessoren erfolgen. Verschiedene Basisstations-Komponenten 212, 214, 216, 218, 220 und 222 und verschiedene Komponenten 232, 234, 238, 240 und 242 von entfernt liegenden Stationen in 14 können als Schaltungen oder ASICs ausgeführt werden, aber die Ausführung kann auch mit Software-gesteuerten Prozessoren erfolgen. Verschiedene Basisstations-Komponenten 16D, 18D, 102, 104, 220 und 220P und verschiedene Komponenten 232, 233, 234, 238, 240 und 242 in 19 von entfernt liegenden Stationen können als Schaltungen oder ASICs ausgeführt werden, aber die Ausführung kann auch in Software-gesteuerten Prozessoren erfolgen. Der Fachmann wird erkennen, dass die verschiedenen hier beschriebenen Funktionen in Schaltungen, ASICs oder Software-gesteuerten Prozessoren je nach dem Diktat von Funktionserfordernissen ausgeführt werden können.
Nach der Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen eines neuen Feedback-Systems mit geschlossener Schleife für verbesserte Down-Link-Funktion (die veranschaulichend aber nicht begrenzend sein sollen), sei bemerkt, dass Modifikationen und Variationen von dem Fachmann im Lichte der obigen Lehren vorgenommen werden können. Es ist daher zu verstehen, dass in den besonderen hier offenbarten Ausführungsformen der Erfindung Änderungen vorgenommen werden können, die innerhalb des Schutzumfangs und Geistes der in den Ansprüchen definierten Erfindung liegen. Nach Beschreibung der Einzelheiten der Erfindung gemäß den Erfordernissen der Patentgesetze ist die Erfindung in den beigefügten Ansprüchen definiert.

Claims

Verfahren mit folgenden Schritten: Auswahl von wenigstens zwei Strahlen aus mehreren Strahlen, die von einem mehrstrahligen Antennenfeld gebildet werden, das einer ersten Station für die Übertragung von wenigstens zwei raum-zeit-kodierten Signalen zugeordnet ist, die von einem Raum-Zeit-Kodierer erzeugt werden; Festlegen einer Zeitverzögerung, die jeder der wenigstens zwei raum-zeit-kodierten Signale zugeordnet ist, wie sie in jedem entsprechenden Strahl empfangen werden; und Setzen der Zeitverzögerung entsprechend einem jeden Strahl in eine variable Verzögerungsleitung, wobei jede variable Verzögerungsleitung zwischen das mehrstrahlige Antennenfeld und den Raum-Zeit-Kodierer geschaltet ist.
Verfahren nach Anspruch 1, außerdem aufweisend einen Schritt der Messung einer Kanalimpulsantwort, gestützt auf ein Uplink-Signal von einer zweiten Station.
Verfahren nach Anspruch 2, in welchem: Der Schritt der Messung das Empfangen mehrerer Signalkomponenten des Uplink-Signals in entsprechenden mehreren Strahlen des mehrstrahligen Antennenfeldes einschließt; der Schritt der Auswahl das Auswählen der wenigstens zwei Strahlen gestützt auf die empfangenen mehreren Signalkomponenten einschließt; und der Schritt des Festlegens das Festlegen von Verzögerungsverteilungen für jede der empfangenen mehreren Signalkomponenten und das Zuordnen der festgelegten Verzögerungsverteilung zu jedem Strahl als die zu setzende Zeitverzögerung in die entsprechende variable Verzögerungsleitung einschließt.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, außerdem aufweisend folgende Schritte: Das Kodieren eines jeden Signals von den wenigstens zwei raum-zeit-kodierten Signalen mit einem Signaturcode, der gegenseitig orthogonal zu jedem anderen Signaturcode ist, der in den wenigstens zwei raum-zeit-kodierten Signalen kodiert ist, um so ein raum-zeit-kodiertes Referenzsignal und wenigstens ein verbleibendes raum-zeit-kodiertes Signal zu bilden, wobei der Schritt des Setzens das Verzögern eines jeden Signals von den wenigstens zwei verbleibenden raum-zeit-kodierten Signalen in einer entsprechenden variablen Verzögerungsleitung einschließt, um wenigstens ein verzögertes raum-zeit-kodiertes Signal zu bilden; und das Übertragen des raum-zeit-kodierten Referenzsignals und des wenigstens einen verzögerten raum-zeit-kodierten Signals in entsprechenden Strahlen der wenigstens zwei Strahlen.
Verfahren nach Anspruch 4, außerdem aufweisend folgende Schritte: Das Empfangen des raum-zeit-kodierten Referenzsignals und des wenigstens einen verzögerten raum-zeit-kodierten Signals von dem mehrstrahligen Antennenfeld; das Festlegen einer komplexen Kanalzustandsinformation gestützt auf das empfangene raum-zeit-kodierte Referenzsignal und das empfangene wenigstens eine verzögerte raum-zeit-kodiertes Signal; und das Senden der komplexen Kanalstatusinformation zu der ersten Station.
Verfahren nach Anspruch 5, außerdem aufweisend einen Schritt des Segmentierens der komplexen Kanalstatusinformation in mehrere Segmente von Kanalstatusinformationen, wobei der Schritt des Sendens der komplexen Kanalstatusinformation das Senden der mehreren Segmente von Kanalstatusinformationen in einer Sequenz einschließt.
System mit einer Basisstation, wobei die Basisstation einschließt: ein mehrstrahliges Antennenfeld; eine erste Schaltung, um wenigstens zwei Strahlen von mehreren durch ein mehrstrahliges Antennenfeld gebildeten Strahlen zum Übertragen von wenigstens zwei durch einen Raum-Zeit-Kodierer erzeugten raum-zeit-kodierten Signalen auszuwählen; eine zweite Schaltung zum Festlegen einer Zeitverzögerung, die einer jeden von den wenigstens zwei raum-zeit-kodierten Signalen zugeordnet ist, wie sie in jedem entsprechenden Strahl empfangen werden; wenigstens zwei variable Verzögerungsleitungen, wobei jede variable Verzögerungsleitung zwischen das mehrstrahlige Antennenfeld und einen Raum-Zeit-Kodierer geschaltet ist; und eine dritte Schaltung zum Setzen der Zeitverzögerung entsprechend einem jeden Strahl von den wenigstens zwei Strahlen in eine entsprechende Verzögerungsleitung von den wenigstens zwei variablen Verzögerungsleitungen.
System nach Anspruch 7, in welchem die erste Schaltung eine Logik zum Messen einer Kanalantwort gestützt auf ein Uplink-Signal aus einer entfernten Station einschließt.
System nach Anspruch 8, in welchem: Das Uplink-Signal mehrere Signalkomponenten einschließt, wobei jede Signalkomponente eine empfangene Signalkomponente in einem entsprechenden Strahl von den mehreren Strahlen des mehrstrahligen Antennenfeldes ist; die Logik zum Messen der Kanalantwort eine Logik zum Empfangen der mehreren Signalkomponenten des Uplink-Signals und eine Logik zum Auswählen der wenigstens zwei Strahlen gestützt auf empfangene mehrere Signalkomponenten einschließt; und eine zweite Schaltung eine Logik zum Festlegen der Verzögerungsverteilungen für jede der empfangenen mehreren Signalkomponenten und eine Logik zum Zuordnen der festgelegten Verzögerungsverteilung zu jedem Strahl als in eine entsprechende variable Verzögerungsleitung zu setzende Zeitverzögerung einschließt.
System nach einem der Ansprüche 7 bis 9, in welchem: die Basisstation außerdem einen Raum-Zeit-Kodierer einschließt; der Raum-Zeit-Kodierer jedes Signal von den wenigstens zwei raum-zeit-kodierten Signalen mit einem Signaturcode kodiert, der gegenseitig orthogonal zu jedem anderen Signaturcode ist, der in den wenigstens zwei raum-zeit-kodierten Signalen kodiert ist, um so ein raum-zeit-kodiertes Referenzsignal und wenigstens ein verbleibendes raum-zeit-kodiertes Signal zu bilden; und die wenigstens eine variable Verzögerungsleitung ein jedes entsprechendes Signal von den wenigstens einem verbleibenden raum-zeit-kodierten Signal in einer entsprechenden variablen Verzögerungsleitung verzögert, um wenigstens ein verzögertes raum-zeit-kodiertes Signal zu bilden, wobei die Basisstation das raum-zeit-kodierte Referenzsignal und das wenigstens eine verzögerte raum-zeit-kodierte Signal in entsprechenden Strahlen von den wenigstens zwei Strahlen überträgt.
System nach Anspruch 19, außerdem aufweisend eine entfernt liegende Station, wobei die entfernt liegende Station einschließt: einen Empfänger zum Empfangen des raum-zeit-kodierten Referenzsignals und des wenigstens einen verzögerten raum-zeit-kodierten Signals von dem mehrstrahligen Antennenfeld; einen Prozessor zum Festlegen der komplexen Kanalstatusinformation gestützt auf das empfangene raum-zeit-kodierte Referenzsignal und das empfangene wenigstens eine verzögerte raum-zeit-kodierte Signal; und einen Sender zum Senden der komplexen Kanalzustandsinformation zu der Basisstation.
System nach Anspruch 11, in welchem: der Prozessor ein Prozessormodul zum Segmentieren der komplexen Kanalstatusinformation in mehrere Segmente von Kanalstatusinformationen einschließt; und der Sender eine Schaltung zum Senden der komplexen Kanalstatusinformation in einer Sequenz von Segmenten von Kanalstatusinformationen einschließt.