DE60126354T2

DE60126354T2 - Radarempfänger und Radarsystem

Info

Publication number: DE60126354T2
Application number: DE60126354T
Authority: DE
Inventors: James T. Hanson; Walter Gordon Woodington; Michael Joseph Delcheccolo; Joseph S. Pleva; Mark E. Russell; H. Barteld Van Rees
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 2000-08-16
Filing date: 2001-08-16
Publication date: 2007-10-18
Anticipated expiration: 2021-08-17
Also published as: EP1422533B1; DE60126354D1; EP1422533A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft allgemein Radarsysteme und spezieller ein Radarempfänger- und Radarsystem mit einem Videoverstärker mit Temperaturausgleich.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Wie in der Technik bekannt, schließen Radarempfänger eine Schaltung ein zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, die von Objekten innerhalb eines Sichtfelds des Radarsystems reflektiert werden. Typische Funktionen eines Radarempfängers schließen eine Signalverstärkung bei Radiofrequenzen (RF), eine Abwärtswandlung bzw. -umsetzung, um die RF-Frequenz des empfangenen Signals in eine niedrigere, Videofrequenz umzuwandeln, eine Signalfilterung und eine analog-zu-digital-Wandlung ein, um ein digitales Signal für die weitere Verarbeitung, beispielsweise durch einen Digital Signal Processor (DSP), zu liefern, um ein Objekt im Sichtfeld zu erfassen. In der Regel sind einer oder mehrere RF-Vorverstärker, oder einfach Verstärker, im Empfangssignalweg vor der Abwärtswandlung (d.h. dieser vorgeschaltet) vorgesehen. Ein Videoverstärker, der dem Abwärtswandler bzw. -umsetzer nachgeschaltet ist, führt einen zusätzlichen Gewinn bzw. Gain ein und weist im Allgemeinen eine Tiefpasskennlinie bzw. -charakterstik auf, um ein Aliasing zu verringern. Aliasing bzw. „Ineinanderlaufen" ist ein Phänomen, das auftritt, wenn die Betriebsfrequenz des analog-zu-digital-Wandlers weniger als das Doppelte der Frequenz des Eingangssignals beträgt. Das Ergebnis des Aliasing ist, dass das gewandelte Signal uneindeutige, parasitäre Rückläufe des Eingangssignals aufweist.
Die Konstruktion eines solchen Radarsystems ist anspruchsvoll. Im Falle eines bistatischen Radarsystems (d.h. eines Radarsystems mit separaten Sende- und Empfangsantennen, die in der Regel nahe beieinander angeordnet sind) wird ein Verlustsignal, das einem Teil des RF-Signals entspricht, das von der Sendeantenne gesendet wird, mit der Empfangsantenne gekoppelt, ohne ein Objekt zu schneiden. Da die Empfindlichkeit des Radarsystems durch das Rauschen herabgesetzt sein kann, das mit dem Teil des übertragenen Signals einhergeht, der an den Empfänger verloren geht, wird dieses Lecksignal in der Regel vor der Verarbeitung der Rücklaufsignale herausgefiltert.
Eine weitere Herausforderung bei der Konstruktion eines Radarempfängers ist die Kompensierung von temperaturinduzierten Gainschwankungen im RF-Verstärker, die besonders im Falle eines Galliumarsenid- (GaAs-) Verstärkers erheblich sein können. Eine Möglichkeit der Kompensierung von temperaturinduzierten Gainänderungen ist die Steuerung der Vorspannung für den RF-Verstärker und somit dessen Gain mit einer temperaturvariierenden Spannung. Dieser Ansatz beeinträchtigt jedoch den dynamischen Bereich des Empfängers. Ein weiterer Ansatz, der verwendet wird, um temperaturinduzierte Gainänderungen im RF-Verstärker zu kompensieren, ist die Verwendung eines PIN-Diodendämpfers im RF-Abschnitt des Empfängers, wobei der Gain der PIN-Dioden von einer temperaturempfindlichen Vorrichtung gesteuert wird. Jedoch sind PIN-Dioden relativ teuer und machen die Schaltung leider noch komplizierter.
US 5,530,447 lehrt ein Verfahren für eine Blindzonen-Zielunterscheidung und ein System für ein Straßenfahrzeug-Radar. US 6,097,240 lehrt einen temperaturgesteuerten Dämpfer.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Entsprechend der Erfindung wird ein Radarempfänger gemäß Anspruch 1 vorgesehen.
Der Dämpfer schließt eine temperaturempfindliche Vorrichtung, wie einen Thermistor, ein. Diese Anordnung sorgt für eine relativ einfache und kostengünstige Möglichkeit, temperaturinduzierte Gainvariationen in einem RF-Verstärker zu kompensieren. Der Grund dafür ist, dass die Temperaturkompensierung im Niedrig-Video frequenzverstärker implementiert ist und somit mit einem relativ kostengünstigen Thermistor erreicht werden kann, der in einem einfachen Spannungsteilernetz angeordnet ist. Durch Kompensierung der temperaturinduzierten Gainvariationen wird der dynamische Bereich, über den der analog-zu-digital-Wandler arbeiten muss, verkleinert.
In einer Ausführungsform weisen sowohl die erste als auch die zweite Filterstufe eine Bandpasskennlinie auf, die von Hoch- und Tiefpassfiltern erzeugt wird. Die Dämpfung von niederfrequenten Signalen verkleinert vorteilhafterweise Lecksignale, die in bistatischen Radarsystemen auftreten können. Ferner wird in dem dargestellten FMCW-Radarsystem eine Niederfrequenzdämpfung verwendet, um die Empfindlichkeit des Radarempfängers als Funktion der Frequenz und somit der Entfernung auf solche Weise zu variieren, dass der verstärkte Radarrücklauf im Wesentlichen entfernungsunabhängig ist.
Ein weiteres beschriebenes Radarsystem schließt eine Sendeantenne ein zum Senden eines ersten RF-Signals, eine Empfangsantenne zum Empfangen eines zweiten RF-Signals und eine Empfängerschaltung zum Verarbeiten des zweiten RF-Signals, die einen Videoverstärker mit Temperaturkompensierung einschließt. In einer Ausführungsform schließt der Videoverstärker mit Temperaturkompensierung einen Dämpfer ein, der eine temperaturempfindliche Vorrichtung aufweist und kaskadisch zwischen die ersten und zweiten Filterstufen gekoppelt ist, wie oben beschrieben. Vorzugsweise variiert der Dämpfungsgain über einem vorgegebenen Temperaturbereich um etwa den gleichen Betrag wie der Gain eines RF-Verstärkers, der in der Empfängerschaltung enthalten ist.
Das beschriebene Radarsystem schließt ferner einen analog-zu-digital-Wandler, der auf das Ausgangssignal des Videoverstärkers anspricht, um ein digitales Signal zu liefern, einen Temperatursensor, um ein Signal zu liefern, das die Temperatur des Empfängers anzeigt, und einen Digitalsignalprozessor ein. Der Digitalsignalprozessor spricht auf das temperaturanzeigende Signal an, um einen Schwellenwert, der verwendet wird, um das digitale Signal zu verarbeiten, zu variieren. Mit dieser Anordnung kann eine endgültige Temperaturkompensierung vom Digitalsignalprozessor durchgeführt werden, um jegliche temperaturinduzierten Variationen im RF-Verstärker, die nicht vom Videoverstärker kompensiert werden, zu eliminieren.
Die ersten und zweiten Filterstufen des Videoverstärkers können eine Bandpasskennlinie aufweisen, die von Hoch- und Tiefpassfiltern geliefert wird. Mit dieser Anordnung verringert der Videoverstärker nicht nur das Aliasing wegen der Dämpfung der Hochfrequenzsignale, sondern reduziert auch die Wirkungen der Lecksignale wegen seiner Niederfrequenzsignal-Dämpfung. Die Niederfrequenzdämpfung dient ferner dazu, die Empfindlichkeit des Radarempfängers als Funktion der Frequenz und somit der Entfernung auf solche Weise zu variieren, dass das verstärkte Radarrücklaufsignal im Wesentlichen entfernungsunabhängig ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die oben stehenden Merkmale der Erfindung, ebenso wie die Erfindung selbst, können aus der folgenden Beschreibung der Zeichnungen besser verstanden werden, wobei:
1 ein Blockdiagramm eines Radarsystems ist;
2 ein ausführliches Blockdiagramm eines Beispielsempfängers des Radarsystems von 1 einschließlich eines Videoverstärkers ist;
3 eine schematische Darstellung des Videoverstärkers von 2 ist;
4 eine Kurve ist, die die Beziehung von Temperatur versus Gain für die Thermistordämpferschaltung des Videoverstärkers von 3 darstellt;
5 eine Kurve ist, die die Beziehung von Temperatur versus Mittelbandgain für den Videoverstärker von 3 darstellt;
6 eine Kurve ist, die die Beziehung von Frequenz versus Gain für den Videoverstärker von 3 bei drei verschiedenen Temperaturen darstellt; und
7 ein Blockdiagramm eines Automobil-Nahobjekterfassungssystems ist, welches das Radarsystem von 1 einschließt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Wie in 1 dargestellt, schließt ein Radarsystem 10 einen Antennenabschnitt 14, einen Mikrowellenabschnitt 20 mit sowohl einem Sender 22 als auch einem Empfänger 24 und einen elektronischen Abschnitt 28 ein, der aus einem Digitalsignalprozessor (DSP) 30, Leistungsversorgungen 32, Steuerschaltungen 34 und einer Digitalschnittstellen-Einheit 36 besteht. Erfindungsgemäß schließt der Empfänger 24 einen Videoverstärker 58 mit Temperaturkompensierung ein (2).
Das Radarsystem 10 nutzt Radartechnik, um eines oder mehrere Objekte oder Ziele im Sichtfeld des Systems zu erfassen, und kann für verschiedene Zwecke verwendet werden. In dem dargestellten Beispiel ist das Radarsystem 10 ein Modul eines Automobil-Radarsystems (7), wie ein Seiten-Objekterfassungs- bzw. Side Object Detection (SOD) Modul oder System, das dafür ausgelegt ist, an einem Automobil 40 zum Zwecke der Erfassung von Objekten, wie anderen Fahrzeugen, Bäumen, Schildern, Fußgängern usw. installiert zu werden. Für den Durchschnittsfachmann ist ersichtlich, dass sich der Videoverstärker, der im Empfänger der vorliegenden Erfindung enthalten ist, auch zur Verwendung in Radarempfängern vieler anderer Arten von Radarsystemen, die für andere Zwecke verwendet werden, eignet.
Der dargestellte Sender 22 dient als frequenzmoduliertes Dauerstrich- bzw. Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW)-Radar, bei dem die Frequenz des gesendeten CW-Signals linear von einer ersten vorgegebenen Frequenz auf eine zweite steigt. Ein FMCW-Radar weist die Vorteile einer hohen Empfindlichkeit, einer relativ niedrigen Sender-Peakleistung und einer guten Auflösung auf. Selbstverständlich können aber auch andere Arten von Sendern verwendet werden.
Steuersignale werden vom Fahrzeug 40 über einen Steuersignalbus 42 an das Radarsystem 10 von 1 geschickt. Ein Beispiel für ein Steuersignal ist ein Außerkraftsetzungssignal zur Außerkraftsetzung des Radarsystems 10, was beispielsweise günstig ist, wenn das Fahrzeug steht. Ansprechend auf diese Steuersignale und reflektierten RF-Signale, die vom Radarsystem 10 empfangen werden, schickt das Radarsystem 10 über einen Ausgangssignalbus 46 ein oder mehrere Ausgangssignale, das bzw. die mit einem Objekt im Sichtfeld assoziiert sind, an das Fahrzeug. Zusätzlich zu einem Ausgangssignal, das das Vorhandensein eines Ziels anzeigt, kann ein weiteres Ausgangssignal die Entfernung des erfassten Ziels anzeigen. Die Ausgangssignale können mit einer Steuereinheit des Fahrzeugs 40 für verschiedene Zwecke gekoppelt sein, wie als Blindpunkt- und Nahobjekterfassung.
Die Antennenanordnung 14 schließt zwei Antennen, eine Empfangsantenne 16 zum Empfangen von RF-Signalen und eine Sendeantenne 18 zum Senden von RF-Signalen, ein. Das Radar 10 kann als bistatischer Radarsensor bezeichnet werden, da es getrennte Sende- und Empfangsantennen besitzt, die nahe beieinander angeordnet sind. Aufgrund der Nähe der Sende- und Empfangsantennen wird ein Teil des gesendeten RF-Signals direkt mit der Empfangsantenne gekoppelt, ohne von einem Objekt geschnitten zu werden. Dieses direkt gekoppelte Signal wird als Lecksignal bezeichnet und tritt in der Regel bei relativ niedrigen Frequenzen auf. Es hat sich gezeigt, dass Lecksignale in dem dargestellten System bei etwa 1 kHz auftreten. Die Antennen 16, 18 sind mehrkeulig und werden parallel gesteuert, um in die gleiche Richtung zu zeigen. Verschiedene Schaltungen für die Auswahl des Winkels der jeweiligen Antennen 16, 18 sind geeignet, einschließlich von Mehrpositions-Sende- und -Empfangsantennenschaltern.
Das Ausgangssignal vom Empfänger wird von einem Digitalsignalprozessor (DSP) 30 verarbeitet, um ein Objekt innerhalb des Sichtfelds des Radarsystems zu erfassen, wie nachstehend beschrieben. Die übrigen Teile des Radarsystems 10 sind Standardposten, einschließlich von Leistungszufuhr 32, Steuerschaltungen 34, einschließlich eines Systemtaktgebers (eines kristallgesteuerten Oszillators) für die Frequenzstabilität und einer digitalen Schnittstelle 36.
Für den Fachmann ist es verständlich, dass die speziellen Grenzen zwischen Abschnitten des Radarsystems 10 in gewissen Umfang beliebig sind und nicht festgelegt sind. Beispielsweise kann der Empfänger 24 Teile der elektronischen Steuerschaltungen 34 oder Teile des Empfängers einschließen, wie einen A/D-Wandler (2), die im elektronischen Abschnitt 28 des Systems vorgesehen sind. Abhängig von der gewählten Implementierung der verschiedenen Komponenten kann einer oder können mehrere Abschnitte des Radarsystems auf einer oder mehreren Hybrid-, ASIC- oder integrierten Schaltungen, Modulen oder Untergruppen integriert sein.
Wie auch in 2 dargestellt, schließt der Empfänger 24 einen temperaturausgeglichenen Videoverstärker 58 gemäß der Erfindung ein. Der Empfänger 24 schließt ferner einen RF-Vorverstärker oder einfach Verstärker 50 ein, der auf RF-Signale von der Empfängerantenne 16 antwortet. Das Ausgangssignal vom RF-Verstärker 50 wird von einem Mischer 54, der ein lokales Oszillatorsignal 26 von der elektronischen Steuerung 34 empfängt (1), abwärts gewandelt (1). Beispielsfrequenzen für die RF-Signale vom Verstärker 50 und das lokale Oszillatorsignal 26 liegen in der Größenordnung von 24 GHz und der Beispielsempfänger 24 ist ein homodyner Direktumwandlungsempfänger. Der Durchschnittsfachmann wird jedoch verstehen, dass die Signalfrequenzen ohne Weiteres so variiert werden können, dass sie für einen bestimmten Zweck geeignet sind, und dass auch andere Empfängertopologien verwendet werden können.
Das resultierende Videosignal, das vom Mischer 54 in 2 an den temperaturausgeglichenen Verstärker 58 geschickt wird, liegt zwischen 1 kHz und 40 kHz. Der Videoverstärker 58 verstärkt und filtert das empfangene Videosignal. Zusätzliche Funktionen des Videoverstärkers schließen die Verringerung des Aliasing, die Mini mierung von Lecksignalen und die Bereitstellung einer Empfindlichkeitssteuerung aufgrund der Frequenz, wie nachstehend beschrieben, ein.
Der Empfänger 24 schließt ferner einen analog-zu-digital- (A/D-) Wandler, wie einen 12 Bit-Wandler ein der das analoge Ausgangssignal vom Videoverstärker in ein digitales Signal zur weiteren Verarbeitung umwandelt. Genauer werden die Signalproben durch eine Fast Fourier-Transformation (FFT) innerhalb des DSP 30 verarbeitet, um den Inhalt des Rücklaufsignals innerhalb verschiedener Frequenzbereiche (d.h. Frequenz-Bins) zu bestimmen. Die FFT-Ausgangssignale dienen als Daten für den übrigen Teil des Signalprozessors 30 in dem ein oder mehrere Algorithmen implementiert sind, um Objekte innerhalb des Sichtfelds zu erfassen. Der Signalprozessor 30 kann über die digitale Schnittstelle 36 und den Ausgangsbus 46 verschiedene Ausgangssignale an das Fahrzeug ausgeben, beispielsweise die Entfernung und die Geschwindigkeit von erfassten Objekten.
Der Videoverstärker 58 liefert eine Temperaturkompensierung erster Ordnung, um die Wirkungen der temperaturinduzierten Gainänderungen im RF-Verstärker 50 zu verringern. Auf diese Weise wird der dynamische Bereich, über den der A/D-Wandler 62 arbeiten muss, verkleinert. Genauer leiden RF-Verstärker, und insbesondere solche, die aus Galliumarsenid (GaAs) bestehen, unter erheblichen temperaturabhängigen Gainschwankungen. Als typisches Beispiel kann ein GaAs-Verstärker eine Gainschwankung von 8 dB bis 9 dB über einen Temperaturbereich von –40 °C bis +85 °C aufweisen. Wie im Zusammenhang mit dem Videoverstärkerschema von 3 näher beschrieben wird, ist der Videoverstärker so ausgelegt, dass er eine Thermaalkennline (d.h. Gain versus Temperatur) aufweist, die im Wesentlichen komplementär in Bezug auf die Wärmekennlinie des RF-Verstärkers 50 ist, so dass die Wärmekennlinie des Empfängers, einschließlich von sowohl des RF-Verstärkers als auch des Videoverstärkers in Bezug auf die Temperatur im Wesentlichen unverändert ist. Wenn beispielsweise der Gain des RF-Verstärkers 50 um +8 dB abnimmt, wenn die Temperatur im Bereich von –40 °C bis +85 °C liegt, dann ist der Videoverstärker dafür ausgelegt, einen Gain zu liefern, der über den gleichen Temperaturbereich um +8dB zunimmt. Die Thermal kennlinie des RF-Verstärkers 50 und des Videoverstärkers 58 sind jedoch im Allgemeinen nicht bei jedem in Frage kommenden Temperaturbereich exakt komplementär. Das heißt, die beiden Kurven können einen oder mehrere gemeinsame Punkte, aber unterschiedliche Formen und/oder Steigungen über Teile des Temperaturbereichs aufweisen. Daher können auch mit dem temperaturausgeglichenen Videoverstärker 58 gewisse temperaturinduzierte Gainschwankungen des RF-Verstärkers 50 vorkommen, die nicht vollständig kompensiert oder annulliert werden.
Der Empfänger 24 schließt ferner einen Temperatursensor 66 ein, der in 2 dargestellt ist und der ein Signal erzeugt, das die Kopplungstemperatur für den Digitalsignalprozessor 30 zur Verwendung bei der Durchführung einer endgültigen Temperaturfeinkorrektur, um die Temperaturkompensierung des RF-Verstärkers abzuschließen, anzeigt. In der dargestellten Ausführungsform handelt es sich bei dem Temperatursensor 66 um einen National Semiconductor LM75; jedoch können auch andere Temperatursensoren verwendet werden. Während der Herstellung wird das Radarsystem 10 charakterisiert, um exakt zu bestimmen, wie genau die Temperaturkompensierung, die vom Videoverstärker 58 durchgeführt wird, die aktuelle temperaturinduzierte Gainschwankung des RF-Verstärkers 50 ausgleicht. Das Ergebnis dieser Charakterisierung ist ein gewisser Fehler im Empfängergain über die Temperatur (d.h. eine Fehlerkennlinie).
In der Praxis vergleicht der DSP 30 eine aktuelle Temperatur, die vom Temperatursensor 66 gemessen wird, mit der Fehlerkennlinie, um den Gainfehler bei der gemessenen Temperatur zu bestimmen. Der Gainfehler wird dann verwendet, um den Schwellenwert, der vom FFT verwendet wird, um zu bestimmen, ob der Signalinhalt innerhalb eines Frequenzbins die Anwesenheit eines Objekts im Sichtfeld anzeigt, anzupassen. Zum Beispiel kann eine Nachschlagtabelle verwendet werden, um ein angepassten Schwellenwert aus dem Gainfehler zu liefern. Da die Temperatur sich im Allgemeinen relativ langsam ändert, muss das Ausgangssignal vom Temperatursensor nicht oft vom DSP 30 gesampelt und verarbeitet werden.
Wie später beschrieben, weist der Videoverstärker 58 die zusätzlichen Vorteile der Reduzierung des Aliasing, der Filterung von Lecksignalen und der Implementierung einer Empfindlichkeitssteuerung aufgrund der Frequenz der Radarrücklaufsignale auf. Diese Vorteile werden dadurch erreicht, dass der Videoverstärker mit einer Bandpasskennlinie versehen ist. Die Empfindlichkeitsfrequenzsteuerung ist ein Verfahren, das bewirkt, dass die Radarempfindlichkeit mit der Frequenz solchermaßen variiert, dass die Stärke des verstärkten Radarrücklaufsignals entfernungsunabhängig ist. Dieses Verfahren ist analog zum herkömmlichen Verfahren der Empfindlichkeitszeitsteuerung (STC), die in Impulsradaren verwendet wird, in denen bewirkt wird, dass die Empfängerempfindlichkeit sich mit der Zeit verändert, so dass die Stärke des verstärkten Radarrücklaufsignals entfernungsunabhängig ist. Durch individuelle Anpassung des Niederfrequenz-Rolloff werden RF-Signalrückläufe entsprechend der Entfernung des getroffenen Ziels gewichtet, so dass schwache Rücklaufsignale (die höheren Schlagfrequenzen und weit entfernten Objekten entsprechen) stärker gewichtet werden als starke Rücklaufsignale (die niedrigeren Schlagfrequenzen und nahen Objekten entsprechen). Ferner bewirkt eine Niederfrequenzdämpfung die Filterung von Lecksignalen. Dieser Hochfrequenz-Cut off (d.h. der 3 dB-Punkt) wird bei Kenntnis der Samplingrate des A/D-Wandlers 62 gewählt, um ein Aliasing zu verringern, wie nachstehend beschrieben. Das Ergebnis der vom Videoverstärker gelieferten Bandpassfilterung ist eine Reduzierung des dynamischen Bereichs, über den der A/D-Wandler arbeiten muss.
Wie in 3 dargestellt, schließt der temperaturausgeglichene Videoverstärker 58 zwei Filterstufen 70, 74 ein, die kaskadisch mit dem Temperaturausgleichsdämpfer 80 verkoppelt sind. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Dämpfer 80 zwischen den beiden Filterstufen 70, 74 angeordnet. Obwohl Gestaltungsüberlegungen, wie eine Rauschzahl, sorgfältig beachtet werden müssen, ist es möglich, den Dämpfer vor der ersten Filterstufe oder nach der zweiten Filterstufe zu positionieren. Jede der Filterstufen 70, 74 zwei Pole für einen vierpoligen aktiven Butterworth-Niedrigpassfilter, wobei die höchste Passfilterung von den Kondensatoren C5 und C6 geliefert wird. Obwohl die Filter 70, 74 verwendet werden, um eine Butterworth-Filterantwort zu erzeugen, wird der Fachmann verstehen, dass auch andere Arten von Filterantworten verwendet werden können, wie Gauss'sche oder Chebyshev'sche. Jede Filterstufe 70, 74 umfasst einen Betriebsverstärker 74 bzw. 76 und ein Resistor/Kondensator-Netz in einer zweipoligen Sallen Key-Topologie, wie dargestellt. Wiederum können natürlich auch andere Filtertopologien verwendet werden. In der dargestellten Ausführungsform liefert jede Filterstufe 70, 74 ungefähr 18 dB Gain und zusammen liefern sie einen Hochfrequenz-Cut off von etwa 40 kHz für den gesamten Videoverstärker und einen Niederfrequenz-Cut off von etwa 3500 Hz, der zu einem Niederfrequenz-Cut off von etwa 1 KHz für den gesamten Videoverstärker führt (siehe 6).
Der Dämpfer 80 in Form eines Spannungsteilers schließt eine temperaturabhängige Thermistorvorrichtung 84 parallel zu einem Resistor 88 ein, wobei die parallele Kombination mit dem Verbindungspunkt zwischen seriellen Resistoren 92 und 96 gekoppelt ist, wie dargestellt. Wie für den Fachmann verständlich ist, kann die temperaturabhängige oder temperaturerfassende Erfassungseinrichtung 84 als Thermistor wie in der vorliegenden Ausführungsform, als resistiver Temperaturdetektor (RTD), als Thermoelement, als Diode oder als beliebige andere Einrichtung vorgesehen sein, die einen Widerstand aufweist, der auf gesteuerte und definierte Weise mit der Temperatur variiert.
Der Dämpfer 80 ist dafür ausgelegt, eine Gain-versus-Temperatur-Kennlinie des RF-Verstärkers 50 zu liefern, so dass die Gain-versus-Temperatur-Kennlinie des gesamten Empfängers im Wesentlichen nicht mit der Temperatur variiert, oder anders ausgedrückt, dass der temperaturinduzierte Gain des RF-Verstärkers 50 im Wesentlichen annulliert wird. Zu diesem Zweck wird der RF-Verstärker 50 während der Herstellung charakterisiert, um seine Gain-versus-Temperatur-Kennlinie zu bestimmen. In der dargestellten Ausführungsform weist der GaAs RF-Verstärker 50 einen Gain auf, der von einer Temperatur von –40 °C bis zu einer Temperatur von + 85 °C um etwa 8 dB abnimmt.
Der dargestellte Dämpfer 80 weist eine Gain-versus-Temperatur-Kennlinie wie in 4 dargestellt auf. Im Allgemeinen weist der Dämpfer 80 einen maximalen Dämpfungswert bei niedrigen Temperaturen und eine verringerte Dämpfung bei höheren Temperaturen auf, um die Gainvariationen im RF-Verstärker zu kompensieren. Genauer weist der Dämpfer 80 einen Gain von etwa –9,5 dB bei –40 °C, von –4,5 dB bei +25 °C und von –1,5 dB bei 85 °C auf, um eine Gain-gegen-Temperatur-Kennlinie des RF-Verstärkers 50, die bei –40 °C um 9,5 dB höher ist als erwünscht, bei 25 °C um +4,5 dB höher ist als erwünscht und bei +85 °C um +1,5 dB höher ist als erwünscht, auszugleichen.
Der dargestellte Thermistor 84 ist ein Panasonic ERT-J0EA 101 J-Gerät mit negativem Koeffizienten mit einem Widerstand von 1074 Ohm bei –40 °C, 100 Ohm bei +25 °C und 21,2 Ohm bei +85 °C. Es liegt auf der Hand, dass auch andere Thermistoren mit ähnlichen Eigenschaften geeignet sind. Obwohl die Thermistordämpfung in Rechtsrichtung verläuft (d.h. eine stärkere Dämpfung bei niedrigen Temperaturen als bei höheren Temperaturen), um die temperaturinduzierte Gainvariation des RF-Verstärkers zu kompensieren, wäre die Dämpfung durch den Thermistor allein (gekoppelt in Spannungsteileranordnung mit einem wirksamen Widerstand von 100 Ohm, der von den Resistoren 92 und 96 bereitgestellt wird) bei –40 °C –12,4 dB, bei +25 °C 6 dB und bei +85 °C –1,67 dB, was zu einem zu großen Dämpfungsbereich führen würde. Infolgedessen wird der parallele Resistor 88 verwendet, um den Dämpfungsbereich des Thermistors anzupassen und die Linearität der Gain-versus-Temperatur-Kennlinie des Dämpfers zu verbessern.
Der Wert des Resistors 88 wird anhand eines interativen Prozesses ausgewählt, um die Thermalkennlinienkurve des RF-Verstärkers im Wesentlichen auszugleichen. In der dargestellten Ausführungsform weist der Resistor 88 einen Wert von 249 Ohm auf. Bei dieser Anordnung liegt der äquivalente Widerstand des Thermistors 84 und des Resistors 88 bei –40 °C bei 202 Ohm, was zu einer Dämpfung von 0,331 oder –9,6 dB führt. Bei +25 °C liefern der Thermistor 82 und der Resistor 88 einen äquivalenten Widerstand von 71,35 Ohm, und das Spannungsteilernetz liefert ein Dämpfungs verhältnis von 0,584 oder –4,7 dB. Ferner liefern der Thermistor 82 und der Resistor 88, die parallel sind, bei +85 °C ein Dämpfungsverhältnis von 0,836 oder –1,6 dB. Die thermale Gain-versus-Temperatur-Kennlinie des Dämpfers ist in 4 dargestellt.
Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass verschiedene Änderungen an dem Dämpfer 80 vorgenommen werden können, ohne vom Gedanken der Erfindung abzuweichen. Beispielsweise kann der Dämpfer unter Verwendung einer Einrichtung mit positivem Temperaturkoeffizienten gestaltet werden, und die Topologie des Dämpferelements kann gegenüber der dargestellten Spannungsteileranordnung modifiziert sein und trotzdem die notwendige Dämpfung liefern, um die Gain-versus-Temperatur-Kennlinie des RF-Verstärkers im Wesentlichen auszugleichen.
Die Werte der Resistoren 92 und 96 sind so gewählt, dass das Ausgangssignal vom Betriebsverstärker 72 so vorgespannt wird, dass es einen nominalen Wert Vcc/2 oder 2,5 Volt aufweist, was der Nennspannung am Ausgangsknoten 94 des Dämpfers gleich ist. Bei dieser Anordnung strömt nur Wechselstrom durch den Thermistor 84, wodurch eine Erhitzung durch den Gleichstrom, der eine Änderung des Widerstands des Thermistors bewirken würde, vermieden wird. Der Betriebsverstärker 76 wird so vorgespannt, dass er eine nominale Ausgangsspannung in der Größenordnung von 1,5 Volt liefert, was dem Mittelpunkt des Spannungsbereichs des A/D-Wandlers 62 in 2 entspricht.
In 5 ist die Gain-versus-Temperatur-Kennlinie des gesamten Videoverstärkers 58 dargestellt. Es wird deutlich, dass der Videoverstärker bei 25 °C etwa 30 dB Gain liefert und über den dargestellten Temperaturbereich um die gewünschten 9 dB variiert.
In 6 ist die Frequenzantwort des Videoverstärkers 58 von 3 dargestellt. Wie oben angegeben, sind die Passband-Cutoff-Frequenzen etwa 3,5 kHz und 40 kHz, da diese Frequenzen Frequenzen von Radarrückläufen von Objekten in einem in Frage kommenden Bereich (d.h. von etwa 1–30 Meter) entsprechen.
Der Hochfrequenz-Cutoff wird ausgewählt um das Aliasing zu verringern. In der dargestellten Ausführungsform sampelt der A/D-Wandler bei einer Rate in der Größenordnung von 230 kHz–250 kHz. Der 40 kHz-Hochfrequenz-Cutoff-Punkt reicht aus, um die Wirkungen des Aliasing zu verringern, da Signale mit Frequenzen von 115 kHz oder mehr deutlich gedämpft werden, wodurch sichergestellt ist, dass die Samplingrate mindestens dem Doppelten der Frequenz des gesampelten Signals mit der höchsten Frequenz entspricht.
Die Dämpfung des Niederfrequenzsignals dient dazu, Lecksignale zu filtern und eine Empfindlichkeitssteuerung aufgrund von Frequenz und damit Entfernung zu implementieren. Es hat sich gezeigt, dass Lecksignale in dem dargestellten Radarsystem 10 eine Frequenz in der Größenordnung von 1 kHz haben. Verschiedene Faktoren bestimmen die Frequenz der Lecksignale, einschließlich von, aber nicht ausschließlich der Verzögerungsdauer des Lecksignals in Bezug auf das lokale Oszillatorsignal vom Mischer. Der Niedrigfrequenz-Cutoff von 3,5 kHz bewirkt die Dämpfung solcher Lecksignale. Ferner sorgt diese Dämpfung der Niederfrequenzsignale für eine Empfindlichkeitssteuerung, da Rücklaufsignale mit höherer Frequenz, die den schwächeren Rücklaufsignalen von weit entfernten Objekten entsprechen, stärker gewichtet werden als Rücklaufsignale mit niedrigerer Frequenz, die stärkeren Rücklaufsignalen von nahen Objekten entsprechen. In dem dargestellten Radarsystem 10 liefern Objekte, die in der Größenordnung von einem Meter vom Radarsystem angeordnet sind, eine Rücklauffrequenz in der Größenordnung von 1 kHz, und diese Rücklaufsignale werden um eine Gainsenkung in der Größenordnung von 10 dB gedämpft. Dagegen liefert ein Objekt mit dem gleichen Querschnitt, das zehn Meter von dem Radarsystem entfernt ist, eine Rücklauffrequenz in der Größenordnung von 12 kHz. Mit dieser Signaldämpfung wird die Ungleichheit der Amplitude der beiden Rücklaufsignale verringert, wodurch der dynamische Bereich, über den der A/D-Wandler arbeiten muss, verkleinert wird.
Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, dass der spezielle Hochpass-Cutoff und die spezielle Steigung ohne Weiteren durch Ändern von einem oder mehreren Kom ponentenwerten in den Filterstufen 70, 74 variiert werden können, um eine gewünschte Kennlinie zu liefern. Im Allgemeinen wird die Roll off-Kennlinie so ausgewählt, dass Lecksignale gedämpft werden und eine Empfindlichkeitsfrequenzsteuerung durch Zugabe von mehr Gain zu Rücklaufsignalen von weit entfernten Objekten als zu Rücklaufsignalen von nahen Objekten zu implementieren, wobei die Demarkation zwischen weit entfernten Objekten und nahen Objekten ein Parameter ist, der auf den Zweck des Radarsystems abgestimmt ist.
Wie in 7 dargestellt, ist ein Verwendungsbeispiel für das Radarsystem 10 von 1 in Form eines Near Object Detection (NOD-) Fahrzeugsystems 100 dargestellt. Das NOD-System 100 ist an einem Fahrzeug 120 angeordnet, das beispielsweise als Kraftfahrzeug, wie Auto, Motorrad oder LKW vorgesehen sein kann oder als Wasserfahrzeug, wie ein Boot oder ein U-Boot, oder als landwirtschaftliches Fahrzeug, wie ein Ernter. In dieser speziellen Ausführungsform schließt das NOD-System 100 ein nach vorne blickendes Sensor- (FLS-) System 122, ein elektrooptisches Sensor- (EOS-) System 124, eine Vielzahl von zur Seite blickenden Sensor- (SLS-) Systemen 128 und eine Vielzahl von nach hinten blickenden Sensor- (RLS-) Systemen 130 ein.
Jedes der SLS-Systeme 128 kann als Seitenobjekt-Erfassungs- (SOD-) System bezeichnet werden und kann die Form eines in 1 dargestellten Radarsystems, das den Empfänger 24 von 2 einschließt, welcher seinerseits den Videoverstärker von 3 einschließt, aufweisen. Ferner kann das Radarsystem 10 der 1–3 verwendet werden, um die anderen Sensorsysteme, wie die RLS-Systeme, ganz oder teilweise zu implementieren. Als ein Beispiel kann der Videoverstärker 58 der vorliegenden Erfindung in eines oder mehrere der FLS-, EOS-, SLS- und RLS-Systeme des NOD-Systems 100 integriert sein.
Jedes der FLS-, EOS-, SLS- und RLS-Systeme ist mit einem Sensorprozessor 134 verkoppelt. In dieser speziellen Ausführungsform ist der Sensorprozessor 134 als zentraler Prozessor dargestellt, an den jeweils die FLS-, EOS-, SLS- und RLS-Systeme über einen Bus oder ein anderes Mittel gekoppelt sind. Es sei darauf hingewiesen, dass in einer alternativen Ausführungsform eines oder mehrere der FLS-, EOS-, SLS- und RLS-Systeme seine eigenen Prozessoren einschließen kann, um die oben beschriebene Verarbeitung durchzuführen, wie den DSP 30 von 1. In diesem Fall würde das NOD-System 100 ein verteiltes Prozessorsystem vorgesehen sein.
Unabhängig davon, ob das NOD-System 100 einen einzelnen Prozessor oder mehrere Prozessoren einschließt, werden die Informationen, die von den einzelnen Sensorsystemen gesammelt werden, gemeinsam verwendet, und der Prozessor (oder die Prozessoren im Falle eines verteilten Systems) implementiert (bzw. implementieren) einen Entscheidungs- oder Regelbaum. Das NOD-System 100 kann für eine Reihe von Funktionen verwendet werden, einschließlich von, aber nicht beschränkt auf, Blindfleckerkennung, Fahrspuränderungserfassung, vorbereitende Scharfmachung von Fahrzeug-Airbags und für die Durchführung einer Fahrspurhaltefunktion. Beispielsweise kann der Sensorprozessor 134 mit dem Airbag-System des Fahrzeugs gekoppelt sein. Ansprechend auf Signale von einem oder mehreren der FLS-, EOS-, SLS- und RLS-Systeme kann der Sensorprozessor bestimmen, dass es angemessen ist, den Airbag des Fahrzeugs vorbereitend „scharf zu machen". Es sind auch andere Beispiele denkbar.
Das EOS-System schließt einen optischen oder IR-Sensor oder einen beliebigen anderen Sensor ein, der für eine gute oder hohe Auflösung in der Azimuth-Richtung des Sensors sorgt. Das Paar aus RLS-Sensoren kann ein Triangulationsschema verwenden, um Objekte im hinteren Teil des Fahrzeugs zu erfassen. Der FLS-Sensor wird im US-Patent Nr. 5,929,802 mit dem Titel AUTOMOTIVE VORWARD LOOKING SENSOR APPLICATION, erteilt am 27. Juli 1999, übertragen an die Inhaber der vorliegenden Erfindung und hierin durch Bezugnahme aufgenommen, beschrieben. Es sei darauf hingewiesen, dass für die SLS-, und RLS-Sensoren jeweils das Antennensystem vorgesehen sein kann.
Jedes der Sensorsysteme ist so an dem Fahrzeug angebracht, dass eine Vielzahl von Abdeckungszonen um das Fahrzeug herum vorliegen. Somit wird das Fahrzeug sozusagen von einem Kokon aus Sensorzonen umgeben. Bei der speziellen Gestaltung, die in 7 dargestellt ist, werden vier Abdeckungszonen verwendet. Jede der Abdeckungszonen nutzt RF-Erfassungssysteme. Das RF-Erfassungssystem nutzt ein Antennensystem, das mehrere Strahlen in jeder der Abdeckungszonen liefert. Auf diese Weise kann die spezielle Richtung gefunden werden, aus der sich ein anderes Objekt dem Fahrzeug nähert oder umgekehrt.
Es sei darauf hingewiesen, dass die SLS-, RLS- und FLS-Systeme abnehmbar am Fahrzeug angebracht werden können. Das heißt, in einigen Ausführungsformen können die SLS-, RLS- und FLS-Sensoren außerhalb der Fahrzeugkarosserie (d.h. auf einer Außenfläche der Fahrzeugkarosserie) angeordnet werden, während die SLS-, RLS- und FLS-Systeme in anderen Systemen in Stoßdämpfer oder andere Teile des Fahrzeugs (z.B. Türen, Paneelen, Viertelpaneelen, Fahrzeugschnauzen und Fahrzeughecks) integriert sein können. Es ist auch möglich, ein System vorzusehen, das sowohl innerhalb des Fahrzeugs (z.B. im Stoßdämpfer oder an einem anderen Ort) angebracht werden als auch abgenommen werden kann.
Obwohl die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, wird der Durchschnittsfachmann erkennen, dass auch andere Ausführungsformen, die deren Konzepte verwirklichen, verwendet werden können. Beispielsweise wird der Durchschnittsfachmann erkennen, dass andere Empfängertopologien als der dargestellte homodyne Direktumwandlungsempfänger von 2 von dem beschriebenen Videoverstärker profitieren können. Es wird auch klar, dass der Videoverstärker der vorliegenden Erfindung so konstruiert sein kann, dass er temperaturinduzierte Gainvariationen von Schaltungselementen oder Gruppen von Elementen zusätzlich zu oder anstelle von dem RF-Verstärker 50 kompensiert. Beispielsweise kann der Dämpfer 80 so konstruiert sein, dass er temperaturinduzierte Gainvariationen des gesamten Empfängers dadurch kompensiert, dass er Charakterisieren der thermischen Antwort des Empfängers charakterisiert und den Dämpfer so auslegt, dass dessen thermale Kennlinie mit einem oder mehreren Punkten in Bezug auf einen oder mehrere Punkte der Wärmekennlinie des Empfängers komplementär ist.
Daher sollten diese Ausführungsformen nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt werden, sondern nur durch den Bereich der beigefügten Ansprüche beschränkt werden.

Claims

Radarempfänger (24), welcher folgendes enthält: einen HF-Verstärker (50) mit einem Eingangsanschluss, der für den Empfang eines Hochfrequenzsignales ausgebildet ist, und einem Ausgangsanschluss, an welchem ein verstärktes Hochfrequenzsignal abgegeben wird, wobei der Hochfrequenzverstärker einen Verstärkungsgewinn hat, der sich in Abhängigkeit von der Temperatur in einem ersten vorbestimmten Maße ändert; einen Abwärtsumsetzer (54) mit einem Eingangsanschluss, der mit dem genannten Ausgangsanschluss des Hochfrequenzverstärkers (50) gekoppelt ist, und mit einem Ausgangsanschluss, an welchem ein niedrigerfrequentes Signal abgegeben wird; und einen Videoverstärker (58); dadurch gekennzeichnet, dass der Videoverstärker (58) folgendes enthält: eine erste Filterstufe (70) mit einem Eingangsanschluss, der mit dem genannten Ausgangsanschluss des Abwärtsumsetzers (54) gekoppelt ist, und einem Ausgangsanschluss; eine temperaturkompensierende Dämpfungseinrichtung (80), welche mit dem Ausgangsanschluss der ersten Filterstufe (70) gekoppelt ist, welche ferner einen Verstärkungsgewinn hat, der sich mit einem zweiten vorbestimmten Betrag abhängig von der Temperatur ändert, wobei der erste und der zweite vorbestimmte Betrag im wesentlichen komplementär zueinander sind, und eine zweite Filterstufe (74), mit einem Eingangsanschluss, der mit der temperaturkompensierenden Dämpfungseinrichtung (80) gekoppelt ist, und einem Ausgangsanschluss, an welchem das gefilterte Signal abgegeben wird; und wobei die temperaturkompensierende Dämpfungseinrichtung (80) einen Thermistor enthält und der Ausgang der ersten Filterstufe (70) so vorgespannt ist, dass er eine Nominalspannung gleich der Nominalspannung an dem Ausgang der temperaturkompensierenden Dämpfungseinrichtung (80) hat.
Radarempfänger nach Anspruch 1, bei welchem der Hochfrequenzverstärker (50) aus GaAs-Transistoren gebildet ist.
Radarempfänger nach Anspruch 1, bei welchem die Dämpfungseinrichtung weiter mindestens einen Widerstand aufweist, der mit dem Thermistor gekoppelt ist, um einen Spannungsteiler zu bilden.
Radarempfänger nach Anspruch 1, bei welchem sowohl die erste Filterstufe (70) als auch die zweite Filterstufe (74) Bandpasscharakteristik haben.
Radarempfänger nach Anspruch 4, bei welchem die Bandpasscharakteristik eine untere Grenzfrequenz hat, welche zur Abdämpfung eines Lecksignales gewählt ist.
Radarempfänger nach Anspruch 4, bei welchem die Bandpasscharakteristik eine untere Grenzfrequenz hat, welche so gewählt ist, dass ein empfangenes Hochfrequenzsignal abgedämpft wird, das durch ein Objekt reflektiert wird, das mehr als ein vorbestimmter Abstand von dem Hochfrequenzempfänger entfernt ist.